JP2009177901A - Uninterruptible power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電気二重層コンデンサ等のバックアップ電源を有する無停電電源装置に関する。 The present invention relates to an uninterruptible power supply having a backup power supply such as an electric double layer capacitor.
典型的な無停電電源装置（以下、ＵＰＳと呼ぶ）は、交流入力端子と交流出力端子との間に接続された交流スイッチと、バックアップ用蓄電池又はコンデンサと、交流入力端子に商用交流電圧が正常に供給されている時に蓄電池又はコンデンサを充電するために交流（ＡＣ）−直流（ＤＣ）変換動作し、商用交流電圧が異常の時に蓄電池又はコンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する双方向電力変換回路とから成る。 A typical uninterruptible power supply (hereinafter referred to as UPS) has an AC switch connected between an AC input terminal and an AC output terminal, a backup storage battery or capacitor, and a normal commercial AC voltage at the AC input terminal. Bidirectional power conversion that performs alternating current (AC) -direct current (DC) conversion operation to charge the storage battery or capacitor when supplied to the battery, and converts the DC voltage of the storage battery or capacitor to AC voltage when the commercial AC voltage is abnormal Circuit.
ところで、ＵＰＳのバックアップ電源として比較的容量の大きい蓄電池が使用されている場合には、ＵＰＳの停止期間中の自己放電による蓄電池の電圧低下は少ない。従って、ＵＰＳの長時間停止後の再運転時には、蓄電池の電圧が放電終止電圧を大きく下まわる電圧ではないので、双方向電力変換回路をＡＣ−ＤＣ変換動作させて蓄電池の充電を直ちに再開できる。 By the way, when a storage battery having a relatively large capacity is used as a backup power source of the UPS, the voltage drop of the storage battery due to self-discharge during the UPS stop period is small. Therefore, when the UPS is restarted after a long stop, the voltage of the storage battery is not a voltage that greatly falls below the end-of-discharge voltage, so that the storage battery can be immediately recharged by performing the AC-DC conversion operation of the bidirectional power conversion circuit.
これに対し、バックアップ電源として容量が比較的小さいコンデンサ（例えば電気二重層コンデンサ）が使用されている場合には、ＵＰＳを長時間停止すると、自己放電によってコンデンサの電圧がゼロ又はゼロ近傍になることもある。もし、コンデンサの電圧がゼロ又はこの近傍の値の状態で双方向電力変換回路をＡＣ−ＤＣ変換動作して充電を開始すると、コンデンサに突入電流が流れることによって過電流状態になり、ヒューズ溶断などの保護が働く。このため、コンデンサの初期充電回路が必要になる。一般的には専用の初期充電回路を使用してＵＰＳの運転再開時にコンデンサを所定電圧まで初期充電し、その後に双方向電力変換回路で充電する。しかし、専用の初期充電回路を設けると、ＵＰＳが必然的に大型且つコスト高になる。 On the other hand, when a capacitor with a relatively small capacity (for example, an electric double layer capacitor) is used as a backup power supply, the UPS voltage is stopped for a long time, and the capacitor voltage becomes zero or near zero by self-discharge. There is also. If the capacitor voltage is zero or a value close to this value and the bidirectional power conversion circuit starts an AC-DC conversion operation to start charging, an inrush current flows through the capacitor, resulting in an overcurrent state, fuse blown, etc. Protection works. Therefore, an initial capacitor charging circuit is required. In general, a dedicated initial charging circuit is used to initially charge the capacitor to a predetermined voltage when UPS operation is resumed, and thereafter, the bidirectional power conversion circuit is used for charging. However, providing a dedicated initial charging circuit inevitably increases the size and cost of the UPS.
コンデンサ初期充電の別の方法が特開２００５−１５２５１９号公報（特許文献１）に開示されている。この特許文献１に記載されている方法では、商用電源と負荷との間に商用電源から負荷及びインバータを切り離すためのサイリスタスイッチ（交流スイッチ）を接続し、このサイリスタスイッチとインバータとの間にインバータを切り離すためのインバータ保護用サイリスタを接続し、インバータの直流端子に接続された電解コンデンサを初期充電する時にインバータ保護用サイリスタを位相制御して充電電流を制御する。しかし、この方法では、インバータ保護用サイリスタとこの制御回路を設けるので、ＵＰＳが大型且つ高価になる。
本発明が解決しようとする課題は、小型且つ安価なＵＰＳが要求されていることであり、本発明の目的は上記要求に応えることができるＵＰＳを提供することである。 The problem to be solved by the present invention is that a small and inexpensive UPS is required, and an object of the present invention is to provide a UPS that can meet the above requirements.
上記目的を解決するための本発明は、
交流電源を接続するための交流入力端子と、
負荷を接続するための交流出力端子と、
前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続され且つ前記交流入力端子を流れる電流を制御する機能を有している交流スイッチと、
交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続され且つ直流を交流に変換する機能と交流を直流に変換する機能との両方を有し且つ変換用スイッチと該変換用スイッチに対して並列に接続されたダイオードとを含み且つ前記変換用スイッチが交流を直流に変換するように制御されていない時に前記ダイオードによって交流を直流に変換することができるように形成されている双方向電力変換回路と、
前記双方向電力変換回路の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、
前記蓄電手段の初期充電を示す初期充電指令信号を発生する初期充電指令信号発生手段と、
前記交流入力端子の交流入力電圧の異常を検出する交流入力電圧異常検出手段と、
前記双方向電力変換回路に含まれている前記変換用スイッチ、前記初期充電指令信号発生手段及び前記交流入力電圧異常検出手段に接続され、前記交流入力電圧異常検出手段の出力が異常を示している時にＤＣ−ＡＣ変換用制御信号を前記変換用スイッチに供給し、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生していないと同時に前記交流入力電圧異常検出手段の出力が異常を示していない時にＡＣ−ＤＣ変換用制御信号を前記変換用スイッチに供給し、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生している時に前記ＡＣ−ＤＣ変換用制御信号及び前記ＤＣ−ＡＣ変換用制御信号のいずれも前記変換用スイッチに供給しない変換制御回路と、
前記交流入力電圧異常検出手段、前記初期充電指令信号発生手段及び前記交流スイッチの制御端子に接続され、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生している時に前記蓄電手段の初期充電のために要求される電流を流すように前記交流スイッチを制御し、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生していないと同時に前記交流入力電圧異常検出手段の出力が異常を示していない時に前記負荷が要求している最大電流又は前記交流スイッチの最大許容電流を流すことができるように前記交流スイッチを制御するスイッチ制御回路と
を備えていることを特徴とする無停電電源装置に係わるものである。
なお、本願における無停電電源装置は、交流入力端子から負荷に電力を供給する状態と双方向電力変換回路から負荷に電力を供給する状態との切換時間がゼロのもののみならず実質的に無視できるほど短い（例えば１／４サイクル以下）ものも意味している。
In order to solve the above object, the present invention provides:
AC input terminal for connecting AC power supply,
AC output terminal for connecting the load,
An AC switch connected between the AC input terminal and the AC output terminal and having a function of controlling a current flowing through the AC input terminal;
It has an AC terminal and a DC terminal, the AC terminal is connected to the AC input terminal via the AC switch, and is connected to the AC output terminal without passing through the AC switch and converts DC to AC. A conversion switch and a diode connected in parallel to the conversion switch, and the conversion switch converts the alternating current to direct current. A bidirectional power conversion circuit configured to convert alternating current to direct current by the diode when not controlled to
Charge / discharge power storage means connected to the DC terminal of the bidirectional power conversion circuit;
Initial charge command signal generating means for generating an initial charge command signal indicating initial charge of the power storage means;
AC input voltage abnormality detection means for detecting an abnormality in the AC input voltage of the AC input terminal;
Connected to the conversion switch, the initial charge command signal generation means, and the AC input voltage abnormality detection means included in the bidirectional power conversion circuit, the output of the AC input voltage abnormality detection means indicates an abnormality. Sometimes, a DC-AC conversion control signal is supplied to the conversion switch, and at the same time that the initial charge command signal is not generated from the initial charge command signal generating means, the output of the AC input voltage abnormality detecting means indicates an abnormality. When the initial charge command signal is generated from the initial charge command signal generation means, the AC-DC conversion control signal and the DC-DC conversion control signal are supplied to the conversion switch. A conversion control circuit that does not supply any of the AC conversion control signals to the conversion switch;
The AC input voltage abnormality detection means, the initial charge command signal generation means, and the AC switch control terminal are connected to the initial state of the power storage means when the initial charge command signal is generated from the initial charge command signal generation means. The AC switch is controlled to flow a current required for charging, and the output of the AC input voltage abnormality detecting unit is abnormal at the same time that the initial charging command signal is not generated from the initial charging command signal generating unit. A switch control circuit for controlling the AC switch so that the maximum current required by the load or the maximum allowable current of the AC switch can flow when the load is not indicated. It relates to the power supply device.
The uninterruptible power supply in this application is substantially ignored not only when the switching time between the state in which power is supplied from the AC input terminal to the load and the state in which power is supplied from the bidirectional power conversion circuit to the load is zero. It also means that it is as short as possible (for example, ¼ cycle or less).
なお、請求項２に示すように、前記スイッチ制御回路は、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生している時に、前記蓄電手段の初期充電のために要求される一定電流を流すように前記交流スイッチを制御する回路からなることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記スイッチ制御回路は、前記負荷が要求している最大電流又は前記交流スイッチの最大許容電流を流すことができるように前記交流スイッチをオン制御するスイッチオン制御信号を発生するスイッチオン制御信号発生手段と、前記交流入力端子に接続され、前記交流入力端子の交流電圧に同期した位相基準信号を形成する位相基準信号形成手段と、前記交流スイッチを流れる電流又は前記蓄電手段の充電電流を検出する電流検出手段と、前記蓄電手段の初期充電のために要求される電流の基準値を示す電流基準値信号を発生する電流基準値信号発生手段と、前記電流検出手段から得られた電流検出信号と前記電流基準値信号発生手段から得られた前記電流基準値信号との差を示す信号から成る電流制御信号を形成する電流制御信号形成手段と、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生している時に前記電流制御信号形成手段から得られた前記電流制御信号を選択して出力し、前記初期充電指令信号が発生していない時に前記スイッチオン制御信号発生手段から得られた前記スイッチオン制御信号を選択して出力する信号選択手段と、前記位相基準信号形成手段から得られた前記位相基準信号と前記信号選択手段の出力とを比較して前記交流スイッチの導通位相を制御するためのスイッチ制御信号を出力する比較手段とから成ることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記スイッチ制御回路は、前記負荷が要求している最大電流又は前記交流スイッチの最大許容電流を流すことができるように前記交流スイッチをオン制御するスイッチオン制御信号を発生するスイッチオン制御信号発生手段と、前記交流入力端子に接続され、前記交流入力端子の交流電圧に同期した位相基準信号を形成する位相基準信号形成手段と、前記交流スイッチを流れる電流又は前記蓄電手段の充電電流を検出する電流検出手段と、前記蓄電手段の初期充電のために要求される電流の基準値を示す電流基準値信号を発生する電流基準値信号発生手段と、前記電流検出手段から得られた電流検出信号と前記電流基準値信号発生手段から得られた前記電流基準値信号との差を示す信号から成る電流制御信号を形成する電流制御信号形成手段と、前記位相基準信号形成手段から得られた前記位相基準信号と前記電流制御信号形成手段の出力とを比較して前記交流スイッチの導通位相を制御するための位相制御信号を出力する比較手段と、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生している時に前記比較手段から得られた前記位相制御信号を選択して出力し、前記初期充電指令信号が発生していない時に前記スイッチオン制御信号発生手段から得られた前記スイッチオン制御信号を選択して出力する信号選択手段と、前記信号選択手段の出力によって前記交流スイッチを駆動する駆動回路とから成ることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記交流スイッチはサイリスタから成ることが望ましい。
また、請求項６に示すように、更に、前記交流スイッチと前記双方向電力変換回路との相互接続点と前記交流出力端子との間に接続された出力スイッチと、前記交流スイッチと前記出力スイッチとの直列回路に対して並列に接続されたバイパススイッチとを有し、前記出力スイッチは前記初期充電指令信号発生手段から発生した前記初期充電指令信号に応答してオフに制御され、前記バイパススイッチは前記初期充電指令信号発生手段から発生した前記初期充電指令信号に応答してオンに制御されることが望ましい。
According to a second aspect of the present invention, the switch control circuit includes a constant current required for the initial charging of the power storage unit when the initial charging command signal is generated from the initial charging command signal generating unit. It is desirable to comprise a circuit for controlling the AC switch so as to flow.
In addition, according to a third aspect of the present invention, the switch control circuit switches on the AC switch so that the maximum current required by the load or the maximum allowable current of the AC switch can flow. Switch-on control signal generating means for generating a signal, phase reference signal forming means connected to the AC input terminal and forming a phase reference signal synchronized with the AC voltage of the AC input terminal, and a current flowing through the AC switch or Current detection means for detecting a charging current of the power storage means; current reference value signal generating means for generating a current reference value signal indicating a current reference value required for initial charging of the power storage means; and the current detection A current control signal comprising a signal indicating a difference between the current detection signal obtained from the means and the current reference value signal obtained from the current reference value signal generating means; A current control signal forming means for generating and selecting and outputting the current control signal obtained from the current control signal forming means when the initial charge command signal is generated from the initial charge command signal generating means; Signal selection means for selecting and outputting the switch-on control signal obtained from the switch-on control signal generating means when an initial charge command signal is not generated, and the phase reference obtained from the phase reference signal forming means Comparing means for outputting a switch control signal for controlling the conduction phase of the AC switch by comparing the signal and the output of the signal selecting means is desirable.
According to a fourth aspect of the present invention, the switch control circuit switches on the AC switch so that the maximum current required by the load or the maximum allowable current of the AC switch can flow. Switch-on control signal generating means for generating a signal, phase reference signal forming means connected to the AC input terminal and forming a phase reference signal synchronized with the AC voltage of the AC input terminal, and a current flowing through the AC switch or Current detection means for detecting a charging current of the power storage means; current reference value signal generating means for generating a current reference value signal indicating a current reference value required for initial charging of the power storage means; and the current detection A current control signal comprising a signal indicating a difference between the current detection signal obtained from the means and the current reference value signal obtained from the current reference value signal generating means; Current control signal forming means configured to compare the phase reference signal obtained from the phase reference signal forming means with the output of the current control signal forming means to control the conduction phase of the AC switch A comparator for outputting a signal; and when the initial charge command signal is generated from the initial charge command signal generator, the phase control signal obtained from the comparator is selected and output, and the initial charge command signal A signal selection unit that selects and outputs the switch-on control signal obtained from the switch-on control signal generation unit when no signal is generated, and a drive circuit that drives the AC switch by the output of the signal selection unit It is desirable to consist.
According to a fifth aspect of the present invention, it is preferable that the AC switch is composed of a thyristor.
Moreover, as shown in
本発明は次の効果を有する。
（イ） 無停電電源装置を構成するために必要な交流スイッチ及びその制御回路を蓄電手段の初期充電のための電流制御に兼用したので、初期充電電流を制御するための特別な充電回路を設けることが不要になり、無停電電源装置の小型化及び低コスト化が達成される。
（ロ） 初期充電期間においては、双方向電力変換回路の変換用スイッチを特別に制御しないで、変換用スイッチに並列に接続されたダイオードを介して蓄電手段（例えば電気二重層コンデンサ）を充電するので、初期充電のための特別な充電回路が不要になり、無停電電源装置の小型化及び低コスト化を図ることができる。
（ハ） 交流スイッチ及び双方向電力変換回路のダイオードは無停電電源装置の定格出力電流が流れる素子であり比較的大きな電流容量を有するので、蓄電手段が要求する初期充電の電流を十分に供給することができる。
また、請求項３の発明によればスイッチ制御回路に含まれている位相基準信号形成手段及び比較手段が、初期充電指令信号が発生している時の制御と、初期充電指令信号が発生していない時の制御とに兼用されているので、スイッチ制御回路及び無停電電源装置の更なる小型化及び低コスト化が達成される。
また、請求項４の発明によればスイッチ制御回路に含まれている駆動回路が、初期充電指令信号が発生している時の制御と、初期充電指令信号が発生していない時の制御とに兼用されているので、スイッチ制御回路及び無停電電源装置の更なる小型化及び低コスト化が達成される。
The present invention has the following effects.
(B) Since the AC switch and its control circuit necessary for configuring the uninterruptible power supply are also used for current control for initial charging of the storage means, a special charging circuit for controlling the initial charging current is provided. Accordingly, the uninterruptible power supply can be reduced in size and cost.
(B) During the initial charging period, the power storage means (for example, an electric double layer capacitor) is charged via a diode connected in parallel to the conversion switch without specially controlling the conversion switch of the bidirectional power conversion circuit. Therefore, a special charging circuit for initial charging becomes unnecessary, and the uninterruptible power supply can be reduced in size and cost.
(C) The diode of the AC switch and the bidirectional power conversion circuit is an element through which the rated output current of the uninterruptible power supply device flows, and has a relatively large current capacity, and therefore sufficiently supplies the initial charging current required by the storage means. be able to.
According to a third aspect of the present invention, the phase reference signal forming means and the comparing means included in the switch control circuit are controlled when the initial charge command signal is generated and the initial charge command signal is generated. Since it is also used for control when there is no power, further miniaturization and cost reduction of the switch control circuit and the uninterruptible power supply can be achieved.
According to a fourth aspect of the present invention, the drive circuit included in the switch control circuit includes a control when the initial charge command signal is generated and a control when the initial charge command signal is not generated. Since they are also used, the switch control circuit and the uninterruptible power supply can be further reduced in size and cost.
次に、本発明の実施形態を図１〜図７を参照して説明する。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
図１に示す本発明の実施例１に係わる常時商用給電方式の交流無停電電源装置は、例えば２００Ｖの３相の商用交流電源に接続される交流入力端子１と、３相の交流スイッチ２と、３相の交流出力端子３と、３相の双方向電力変換回路４と、蓄電手段としての電気二重層コンデンサ５と、入力スイッチ６と、出力スイッチ７と、バイパススイッチ８と、交流入力電圧異常検出手段としての交流入力電圧異常検出回路９と、スイッチ制御回路１０と、変換制御回路１１と、第１の電流検出器１２と、第２の電流検出器１３と、初期充電指令信号発生手段１４と、直流スイッチ１７とを有している。なお、ブロック表示の図１において全ての交流部分は３相に構成されている。
1 is a continuous commercial power supply type AC uninterruptible power supply apparatus according to the first embodiment of the present invention, for example, an AC input terminal 1 connected to a 200V three-phase commercial AC power source, a three-
交流スイッチ２は交流入力端子１を流れる電流を制御する機能（導通位相制御機能）及びオン・オフ制御する機能を有しているサイリスＳ１，Ｓ２から成り、交流入力端子１と交流出力端子３との間に接続されている。更に詳細には、交流スイッチ２の入力端は例えば機械的スイッチ構成の入力スイッチ６を介して交流入力端子１に接続され、交流スイッチ２の出力端は例えば機械的スイッチ構成の出力スイッチ７を介して交流出力端子３に接続されている。なお、この交流スイッチ２を、トライアック（双方向制御サイリスタ）、ＩＧＢＴ、トランジスタ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチ、又は半導体スイッチと機械的スイッチとの組み合せ、又は種類の異なる複数の半導体スイッチの組み合せで構成することもできる。
The
出力スイッチ７は交流スイッチ２と双方向電力変換回路４との相互接続点Ｊ１と交流出力端子３との間に接続されている。バイパススイッチ８は入力スイッチ６と交流スイッチ２と出力スイッチ７との直列回路に対して並列に接続され、出力スイッチ７がオフの期間にオン制御され、交流入力端子１から供給される電力を、交流出力端子３を介して負荷１９に供給する。例えば、電気二重層コンデンサ５の初期充電期間に、出力スイッチ７がオフに制御され、バイパススイッチ８がオンに制御される。
The
双方向電力変換回路４は、この交流端子１５の交流電圧を直流電圧に変換して直流端子１６に出力するＡＣ−ＤＣ（交流―直流）変換機能即ちコンバータ機能と、直流端子１６の直流電圧を交流電圧に変換して交流端子１５に出力するＤＣ−ＡＣ（直流―交流）変換機能即ちインバータ機能との両方を有している。この双方向電力変換回路４の交流端子１５は交流スイッチ２と出力スイッチ７との相互接続点Ｊ１に接続されている。この双方向電力変換回路４の詳細は後述する。
The bidirectional
蓄電手段としての電気二重層コンデンサ５は双方向電力変換回路器４の直流端子１６に直流スイッチ１７を介して接続されている。なお、電気二重層コンデンサ５の代りに別のコンデンサ又は蓄電池を接続することもできる。電気二重層コンデンサ５の容量は比較的小さいので、この実施例の無停電電源装置は瞬時停電補償電源として使用される。
The electric
交流入力電圧異常検出回路９は、入力スイッチ６を介して交流入力端子１に接続され、交流電源電圧の低下及び過電圧の異常を検出し、これが検出された時に交流スイッチ２をオフ制御し且つ双方向電力変換回路４をインバータ制御する。なお、交流入力電圧異常検出回路９は交流入力電圧と基準電圧とを比較器で比較して交流入力電圧の低下又は過電圧を検出し、交流スイッチ２を正常時にオン制御し、異常時にオフ制御する周知の回路である。交流入力電圧異常検出回路９はライン２０によってスイッチ制御回路１０にも接続され、且つライン２１によって変換制御回路１１にも接続されている。
The AC input voltage
第１の電流検出器１２は、相互接続点Ｊ１と双方向電力変換回路４の交流端子１５との間の交流ラインの電流を検出するように配置された電流トランス又は磁電変換素子であり、この検出信号をライン２２によって変換制御回路１１に送る。
The first
第２の電流検出器１３は、双方向電力変換回路器４の直流端子１６と電気二重層コンデンサ５との間の直流ラインの電流を検出するように配置された電流シャント又は磁電変換素子であり、この検出信号をライン１３ａによってスイッチ制御回路１０に送る。なお、第２の電流検出器１３を設ける代りに、第１の電流検出器１２の出力を図１で点線で示すライン２３によってスイッチ制御回路１０に送り、初期充電における交流スイッチ２の導電角制御等に使用することができる。この場合には、点線で示すライン２３の電流検出信号を整流する整流回路を設け、この整流回路の出力を図５のライン１３ａの信号として使用する。
The second
スイッチ制御回路１０は、交流入力電圧正常時に交流スイッチ２（第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 ）を連続的にオン制御し、交流入力電圧異常検出回路９によって交流入力電圧の異常が検出された時にオフ制御する機能と、電気二重層コンデンサ５の初期充電期間に交流スイッチ２（第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 ）を位相制御（導通角制御）する機能とを有する。スイッチ制御回路１０は上記制御のために交流スイッチ２の第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 のゲートに接続されている。このスイッチ制御回路１０の詳細は後述する。
The
変換制御回路１１は、交流入力電圧異常検出回路９の出力が異常を示していない正常時に双方向電力変換回路４を波形改善及び力率改善するように交流−直流変換動作即ちコンバータ動作させ、交流入力電圧異常検出回路９の出力が異常を示している時に双方向電力変換回路４を直流−交流変換動作即ちインバータ動作させるものである。変換制御回路１１の上記動作を可能にするために、変換制御回路１１の出力ライン即ち制御信号伝送路２６は双方向電力変換回路４に接続されている。また、双方向電力変換回路４の交流端子１５及び直流端子１６がライン２７、２８によって変換制御回路１１に接続されている。また、変換制御回路１１に対して、ライン２２を介して第１の電流検出器１２が接続され、またライン２９を介して交流入力端子１が接続されている。この変換制御回路１１の詳細は追って説明する。
The
初期充電指令信号発生手段１４は、電気二重層コンデンサ５の初期充電が必要な時に図６（Ｄ）のｔ０〜ｔ４期間に示す初期充電指令信号Ｖ１５を発生し、初期充電指令信号Ｖ１５をライン１４ａによってスイッチ制御回路１０に送り、ライン１４ｂによって変換制御回路１１に送り、ライン１４ｃよって出力スイッチ７及びバイパススイッチ８の制御端子に送る。
The initial charge command signal generation means 14 generates an initial charge command signal V15 shown in the period from t0 to t4 in FIG. 6D when the electric
図２は図１の３相の双方向電力変換回路４を詳しく示す。双方向電力変換器４は変換スイッチング回路３０を構成するために、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 及びＱ6 とを有する。図２では第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちＩＧＢＴで示されているが、この代りにＦＥＴ、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。
FIG. 2 shows the three-phase bidirectional
第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子（ゲート）は、図１の変換制御回路１１にライン（バス）２６を介して接続されている。第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 の相互接続点Ｐ１、第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の相互接続点Ｐ２、第５及び第６のダイオードＤ5 、Ｄ6 の相互接続点Ｐ３は、リアクトル回路（インダクタ回路）Ｌとコンデンサフイルタ回路Ｃとを介して第１、第２及び第３の交流端子１５ａ、１５ｂ、１５ｃにそれぞれ接続されている。第１、第２及び第３の交流端子１５ａ、１５ｂ、１５ｃは図１の交流端子１５に相当するものである。リアクトル回路Ｌは各相ラインに直列に接続された第１、第２及び第３のリアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3から成り、交流−直流変換時即ちコンバータ動作時に波形及び力率改善用リアクトルとして機能し、更に昇圧リアクトルとして機能し、また、直流−交流（ＤＣ−ＡＣ）変換時即ちインバータ動作時に高周波成分除去リアクトルとして機能する。コンデンサフイルタ回路Ｃは、第１、第２及び第３の交流ラインの相互間に接続された第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３から成り、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の高周波（例えば１０又は２０kHz ）でのオン・オフに基づく高周波成分を除去する。第１、第３及び第５のダイオードＤ1 、Ｄ3 、Ｄ5 のカソードは第１の直流端子１６ａに接続され、第２、第４及び第６のダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ6 のアノードは第２の直流端子１６ｂに接続されている。第１及び第２の直流端子１６ａ、１６ｂは図１の直流端子１６に相当するものである。第１及び第２の直流端子１６ａ、１６ｂ間に高周波コンデンサ又は電解コンデンサから成るコンデンサCoが接続されている。
The control terminals (gates) of the first to sixth switches Q1 to Q6 are connected to the
図３は図１の変換制御回路１１の内部を概略的に示す。この図３から明らかなように、変換制御回路１１はAC−DC変換制御回路３１とDC−AC変換制御回路３２と選択接続手段３３と駆動回路３４とを有する。ＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１は、ＡＣ−ＤＣ変換を実行するための第１相、第２相及び第３相制御パルスを形成し、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２はＤＣ−ＡＣ変換を実行するための第１相、第２相及び第３相制御パルスを形成する。ＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１及びＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２と駆動回路３４との間に接続された選択接続手段３３は第１のライン２１の切換制御信号とライン１４ｂの初期充電指令信号Ｖ１５とで制御される半導体スイッチで構成され、ライン２１の切換制御信号が商用給電を示している時にＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１の出力ライン３１a の信号を駆動回路３４に送り、ライン２１の切換制御信号（異常検出信号）がインバータ給電を示している時にＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２の出力ライン３２a の信号を駆動回路３４に送る。また、選択接続手段３３は、ライン１４ｂの初期充電指令信号Ｖ１５が図１の電気二重層コンデンサ５の初期充電を示している時に駆動回路３４とＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１及びＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２との間を遮断する。なお、初期充電時にＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１及びＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２を駆動回路３４に接続しないように選択接続手段３３を構成する代りに、選択接続手段３３と駆動回路３４との間にスイッチを設け、このスイッチを初期充電時にオフにすることもできる。また、図３において鎖線で示すようにライン１４ｂをＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１及びＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２に接続し、ライン１４bの初期充電指令信号によって初期充電時にＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１及びＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２の動作を停止することもできる。要するに、ライン１４ｂによる制御を、初期充電時に第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6をオフにすることができるあらゆる制御に置き換えることができる。
FIG. 3 schematically shows the inside of the
選択接続手段３３に接続された駆動回路３４はＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１及びＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２から供給された第１相、第２相及び第３相制御パルスに基づいて周知の方法で第１〜第６のスイッチQ1〜Q6をオン・オフするための信号を形成し、ライン２６を介して第１〜第６のスイッチQ1〜Q6のゲートに送る。なお、図３のライン３１a、３２aは３本のラインをそれぞれ示し、駆動回路３４の出力ライン２６は６本のラインを示している。
The
図３のＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１の一例が図４に詳しく示されている。このＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１は、ＡＣ−ＤＣ変換動作時に図１の交流入力端子１を流れる電流の波形を正弦波に近似させ且つ力率を１に近づけ且つ直流出力電圧を所定値に制御するための第１相、第２相及び第３相制御パルスを形成する。ＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１に含まれている交流電圧検出回路５０は、図１のライン２９と入力スイッチ６とを介して交流入力端子１に接続され、交流入力端子１の第１、第２及び第３相電圧に対応する第１、第２及び第３相交流電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc をコンバータ用のライン５１ａ、５１ｂ、５１ｃとインバータ用のライン５２ａ、５２ｂ、５２ｃとに出力する。コンバータ用のライン５１ａ、５１ｂ、５１ｃの第１、第２及び第３相交流電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは波形改善及び力率改善の目標正弦波を示す。なお、交流電圧検出回路５０をライン２９に接続する代りに双方向電力変換回路４の交流端子１５に接続することもできる。
An example of the AC-DC
２つの電圧検出抵抗５３、５４はライン２８を介して図１の直流端子１６に接続され、直流端子１６の電圧の分圧値を誤差増幅器５５の一方の入力端子に与える。誤差増幅器５５は基準電圧源５６の基準電圧と電圧検出抵抗５３、５４で検出された電圧との差を示す信号を直流出力電圧指令値Ｖd として出力する。
The two
第１、第２及び第３の乗算器５７ａ、５７ｂ、５７ｃは、ライン５１ａ、５１ｂ、５１ｃの第１、第２及び第３相交流電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc に誤差増幅器５５の直流出力電圧指令値Ｖd を乗算し、第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′を作成する。第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′Ｖb ′、Ｖc ′は第１、第２及び第３相交流電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc の振幅を直流出力電圧指令値Ｖdで変調したものに相当する。なお、乗算器５７ａ、５７ｂ、５７ｃの代りに除算器を設けることもできる。
The first, second and
第１、第２及び第３の減算器５８ａ、５８ｂ、５８ｃは、第１、第２及び第３相指令値Ｖa ′、Ｖb ′、Ｖc ′と図１のライン２２に相当するライン２２ａ，２２ｂ，２２ｃの３相の電流検出信号との差を示す信号を形成する。第１、第２及び第３の減算器５８ａ、５８ｂ、５８ｃに接続された第１、第２及び第３の増幅回路５９ａ、５９ｂ、５９ｃは第１〜第３の減算器５８ａ〜５８ｃの出力を増幅又は比例積分又はレベル調整して周知の第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3を出力する。なお、第１、第２及び第３の減算器５８ａ、５８ｂ、５８ｃと第１、第２及び第３の増幅回路５９ａ、５９ｂ、５９ｃとをそれぞれ一体化して第１、第２及び第３の差信号形成手段又は第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号形成回路とすることができる。また、第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を第１、第２及び第３相コンバータＰＷＭ制御指令信号と呼ぶこともできる。第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3は図４以外の回路によっても勿論形成可能である。
The first, second and
コンバータ用比較波発生手段としての三角波発生器６０は、キャリア発生器とも呼ぶことができるものであり、交流入力端子１の交流電圧の周波数、例えば５０Hz、よりも十分に高く且つ可聴周波数よりも高い例えば２０kHz の周波数で周知の三角波電圧Ｖt を発生する。なお、三角波発生器６０を鋸波発生器又はこれに類似の比較波発生器に置き換えることができる。三角波電圧Ｖt の振幅は第１、第２及び第３相コンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 を横切るように設定されている。
The
第１、第２及び第３のコンバータＰＷＭ用比較器６１ａ、６１ｂ、６１ｃは、第１、第２及び第３の増幅回路５９ａ、５９ｂ、５９ｃから得られた第１、第２及び第３のコンバータ用パルス幅制御指令信号Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 とコンバータ用三角波発生器６０の三角波電圧Ｖt とを比較し、ＰＷＭ信号から成る第１、第３及び第５のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ1 、Ｇ3 、Ｇ5 に相当する第１、第２及び第３相制御パルスＧａ 、Ｇｂ 、Ｇｃを形成し、選択接続手段３３を介して駆動回路３４に送る。駆動回路３４は周知の回路であって、第１、第２及び第３相制御パルスＧａ 、Ｇｂ 、Ｇｃに相当する第１、第３及び第５のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ1 、Ｇ3 、Ｇ5を図２の第１、第３及び第５のスイッチＱ１、Ｑ３、Ｑ５の制御端子に送ると共に、ここに含まれている反転信号形成回路（図示せず）によって第１、第２及び第３相制御パルスＧａ 、Ｇｂ 、Ｇｃの位相反転信号から成る第２、第４及び第６のＡＣ−ＤＣ変換用制御パルスＧ2 、Ｇ4 ，Ｇ6 を形成し、第２、第４及び第６のスイッチＱ２、Ｑ４、Ｑ６の制御端子に送る。
The first, second, and third
図３のＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２は周知の回路であるので、その詳細は示されていない。図４の選択接続手段３３の接点ｂに第１、第２及び第３相ＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスＧａ′、Ｇｂ´、Ｇｃ′を供給する。ＤＣ−ＡＣ変換動作時には、駆動回路３４が第１、第２及び第３相ＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスＧａ′、Ｇｂ´、Ｇｃ′に対応する第１、第２及び第３相制御パルスＧａ 、Ｇｂ 、Ｇｃを形成して第１、第３及び第５のスイッチＱ１、Ｑ３、Ｑ５の制御端子に送り、第１、第３及び第５のスイッチＱ１、Ｑ３、Ｑ５の位相反転信号から成る第２、第４及び第６のＤＣ−ＡＣ変換用制御パルスＧ2 、Ｇ4 ，Ｇ6 を形成して第２、第４及び第６のスイッチＱ２、Ｑ４、Ｑ６の制御端子に送る。
Since the DC-AC
図５は図１のスイッチ制御回路１０の一部を概略的に示す。即ち、図５は図１に示す交流スイッチ２の第１相のサイリスタＳ１，Ｓ２の制御回路を概略的に示す。図示されていない交流スイッチ２の第２相及び第３相のサイリスタの制御回路は、図５の第１相の制御回路と同様に構成されている。次に、図５の各部を詳しく説明する。
FIG. 5 schematically shows a part of the
図５に示すスイッチ制御回路１０は、負荷１９が要求している最大電流又は交流スイッチ２の最大許容電流を流すことができるように交流スイッチ２をオン制御するためのスイッチオン制御信号を発生するスイッチオン制御信号発生手段７１を有する。このスイッチオン制御信号発生手段７１は図１の交流入力電圧異常検出手段９の出力ライン２０に接続され、該出力ライン２０の交流入力電圧が正常であることを示す信号に応答して図６（Ｂ）のｔ４時点より後に示す交流スイッチ２をオン制御するスイッチオン制御信号Ｖ１２を発生する。このスイッチオン制御信号Ｖ１２は鋸波電圧Ｖ１３を横切らない信号であって、交流入力電圧の正の半波の全期間に第１のサイリスタＳ１をオン状態にし、負の半波の全期間に第２のサイリスタＳ２をオン状態にする信号である。なお、図６（Ｂ）において鎖線で示すように鋸波電圧Ｖ１３を横切るようにスイッチオン制御信号Ｖ１２のレベルを決め、交流入力電圧の半波の例えば１〜１０度の位相で第１及び第２のサイリスタＳ１、Ｓ２をトリガーし、１〜１０度から１８０度までの期間を導通期間とすることもできる。
The
図５に示すスイッチ制御回路１０に含まれている位相基準信号形成手段７２は、位相基準信号として図６（Ｂ）に示す鋸波電圧Ｖ１３を形成するものであり、絶対値信号形成手段７３と鋸波電圧発生手段７４とから成る。絶対値信号形成手段７３はライン２９と図１の入力スイッチ６とを介して交流入力端子１に接続され、図６（Ａ）に示す絶対値信号（整流信号）Ｖ１０を出力する。鋸波電圧発生手段７４は絶対値信号形成手段７３に接続され、絶対値信号（整流信号）Ｖ１０の立ち上がりに同期して鋸波電圧Ｖ１３を発生する。なお、鋸波電圧Ｖ１３の代わりに三角波電圧等の周期性信号を位相基準信号として位相基準信号形成手段７２から出力させることができる。
The phase reference signal forming means 72 included in the
スイッチ制御回路１０は初期充電に電気二重層コンデンサ５の充電電流を一定値に制御すための充電電流制御信号を形成する充電電流制御信号形成手段７５を有する。充電電流制御信号形成手段７５は、電気二重層コンデンサ５の初期充電のために要求される電流の基準値を示す充電電流基準値信号を発生する充電電流基準値信号発生手段７６と、演算手段７７と、比例積分回路（ＰＩ）７８とから成る。演算手段７７は充電電流基準値信号発生手段７６と電気二重層コンデンサ５の充電電流を検出する第２の電流検出器１３の出力ライン１３ａとに接続され、充電電流基準値信号と充電電流検出信号との差を示す信号を出力する。比例積分回路（ＰＩ）７８は演算手段７７に接続され、演算手段７７の出力を比例積分して図６（Ｂ）に示す充電電流制御信号Ｖ１１を出力する。
The
図５に原理的に示された信号選択手段７９は、充電電流制御信号形成手段７５に接続された接点ａとスイッチオン制御信号発生手段７１に接続された接点ｂと出力端子ｃと制御端子ｄとを有する。図１の初期充電指令信号発生手段１４の出力ライン１４ａに接続された制御端子ｄに図６（Ｄ）のｔ０〜ｔ４（初期充電期間）に高いレベル（第１の電圧レベル）の初期充電指令信号Ｖ１５が入力した時に接点ａが出力端子ｃに接続され、充電電流制御信号形成手段７５の充電電流制御信号Ｖ１１が次段の比較手段８０に送られ、図６（Ｄ）のｔ４以後に示す低いレベル（第２の電圧レベル）の初期充電指令信号Ｖ１５が入力した時に接点ｂが出力端子ｃに接続され、スイッチオン制御信号発生手段７１のスイッチオン制御信号Ｖ１２が比較手段８０に送られる。図５では信号選択手段７９が機械的スイッチで示めされているが、これを半導体スイッチで構成することが望ましい。
The signal selection means 79 shown in principle in FIG. 5 includes a contact a connected to the charging current control signal forming means 75, a contact b connected to the switch-on control signal generating means 71, an output terminal c, and a control terminal d. And have. An initial charge command at a high level (first voltage level) at t0 to t4 (initial charge period) in FIG. 6D is applied to the control terminal d connected to the
比較手段８０の一方の入力端子は位相基準信号形成手段７２に接続され、この他方の入力端子は信号選択手段７９の出力端子ｃに接続されている。この比較手段８０は、図６のｔ０〜ｔ４の初期充電期間に充電電流制御信号形成手段７５の充電電流制御信号Ｖ１１と鋸波電圧Ｖ１３とを比較して、図６のｔ１〜ｔ２のよに鋸波電圧Ｖ１３を充電電流制御信号Ｖ１１が横切る期間に対応する幅を有するパルスを出力し、また、ｔ４以後（初期充電期間終了後）にスイッチオン制御信号発生手段７１のスイッチオン制御信号Ｖ１２と鋸波電圧Ｖ１３とを比較して図６（Ｃ）のｔ４以後に示す高レベルのサイリスタ連続駆動信号を出力する。比較手段８０の出力信号Ｖ１４は駆動回路８１を介してライン２４によって図１の第１のサイリスタＳ１のゲートに送られ、ライン２５によって図１の第２のサイリスタＳ２のゲートに送られる。
One input terminal of the comparing
図１の無停電電源装置の動作を説明する。交流入力端子１に正常に電圧が供給されている状態において未充電又は不完全な充電状態の電気二重層コンデンサ５を充電する時には、初期充電指令信号発生手段１４から図６（Ｄ）のｔ０〜ｔ４に示すように高レベルの初期充電指令信号Ｖ１５を発生させる。これにより、バイパススイッチ８がオンになり、出力スイッチ７がオフになり、負荷１９にバイパススイッチ８を介して交流電源電圧が供給される。同時に図５の信号選択手段７９の接点ａがオンになり、電流制御信号形成手段７５から電気二重層コンデンサ５の充電電流を定電流化するための図６（Ｂ）に示す充電電流制御信号Ｖ１１が出力される。充電電流制御信号Ｖ１１は比較手段８０において鋸波電圧Ｖ１３と比較され、図６（Ｃ）に示すパルスからなる比較出力Ｖ１４が得られる。この比較出力Ｖ１４は駆動回路８１を介して交流スイッチ２のサイリスタＳ１，Ｓ２のゲートに送られ、交流スイッチ２のサイリスタＳ１，Ｓ２が制限された時間のみ導通する。交流入力端子１の交流電圧が交流スイッチ２で位相制御された電圧は双方向電力変換回路４に入力し、図２に示すダイオードＤ１〜Ｄ６で整流されて電気二重層コンデンサ５の充電に使用される。電気二重層コンデンサ５の充電電流が交流スイッチ２のサイリスタＳ１，Ｓ２の位相制御で制限されるため、電気二重層コンデンサ５に過大な電流が流れない。図３に示す変換制御回路１１に含まれている選択接続手段３３は、ライン１４ｂの高レベルの初期充電指令信号Ｖ１５に応答して駆動回路３４にＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１とＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２のいずれも接続しない。このため、初期充電期間において双方向電力変換回路４の第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６はオフに保たれる。
The operation of the uninterruptible power supply of FIG. 1 will be described. When charging the electric
図６のｔ０〜ｔ４の初期充電期間が終了すると、初期充電指令信号Ｖ１５が低レベルになり、図３に示す選択接続手段３３はライン２１の交流入力端子１に正常に電圧が供給されていることを示す信号に応答して駆動回路３４にＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１を接続する。同時に図５の信号選択手段７９の接点ｂがオンになり、スイッチオン制御信号発生手段７１が比較手段８０に接続され、比較手段８０から交流スイッチ２のサイリスタＳ１，Ｓ２を連続的にオン制御する信号が出力し、交流入力端子１の交流電圧は位相制御されないで負荷１９及び双方向電力変換回路４に供給される。この時、双方向電力変換回路４の第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６は力率改善及び波形改善するようにオン・オフ動作する。
When the initial charging period from t0 to t4 in FIG. 6 ends, the initial charging command signal V15 becomes low level, and the selective connection means 33 shown in FIG. 3 is normally supplied with voltage to the AC input terminal 1 of the
交流入力電圧異常検出回路９から交流入力電圧の正常を示す信号が発生し、且つ電気二重層コンデンサ５の初期充電が不要な時には、図３に示す選択接続手段３３の接点ａがオンになり、ＡＣ−ＤＣ変換制御回路３１のＡＣ−ＤＣ変換制御信号が駆動回路３４に送られ、双方向電力変換回路４はＡＣ−ＤＣ変換動作（コンバータ動作）し、双方向電力変換回路４によって電気二重層コンデンサ５が充電される。
When a signal indicating normality of the AC input voltage is generated from the AC input voltage
交流入力電圧異常検出回路９から交流入力電圧の異常を示す信号が発生すると、図３に示す選択接続手段３３の接点ｂがオンになり、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路３２のＤＣ−ＡＣ変換制御信号が駆動回路３４に送られ、双方向電力変換回路４はＤＣ−ＡＣ変換動作（インバータ動作）し、双方向電力変換回路４から得られた交流電圧が負荷１９に供給される。
When a signal indicating an abnormality of the AC input voltage is generated from the AC input voltage
本実施例は次の効果を有する。
（イ） 無停電電源装置を構成するために必要な交流スイッチ２及びその制御回路１０を電気二重層コンデンサ５の初期充電のための電流制御に兼用したので、充電電流制御のための特別な電流制御素子又は専用の充電回路を設けることが不要になり、無停電電源装置の小型化及び低コスト化が達成される。
（ロ） 初期充電期間においては、双方向電力変換回路４の変換用スイッチQ1〜Q6を特別に制御しないで、変換用スイッチQ1〜Q6に並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６を介して電気二重層コンデンサ５を充電するので、初期充電のための特別な交流−直流変換回路が不要になり、無停電電源装置の小型化及び低コスト化を図ることができる。
（ハ） 交流スイッチ２のサイリスタＳ１，Ｓ２及び双方向電力変換回路４のダイオードＤ１〜Ｄ６は無停電電源装置の定格出力電流が流れる素子であり比較的大きな電流容量を有するので、電気二重層コンデンサ５が要求する初期充電の電流を十分に供給することができる。即ち、電気二重層コンデンサを大電流で高速（例えば１秒で）充電することが可能である。
（ニ）スイッチ制御回路１０に含まれている位相基準信号形成手段７２及び比較手段８０が、初期充電指令信号Ｖ１５が発生している時の制御と、初期充電指令信号Ｖ１５が発生していない時の制御とに兼用されているので、スイッチ制御回路１０及び無停電電源装置の更なる小型化及び低コスト化が達成される。
（ホ）出力スイッチ７とバイパススイッチ８とを設け、初期充電指令信号Ｖ１５が発生している時に出力スイッチ７をオフ、バイパススイッチ８をオンにするので、初期充電期間にも負荷１９に電力を供給することができる。
This embodiment has the following effects.
(B) Since the
(B) During the initial charging period, the conversion switches Q1 to Q6 of the bidirectional
(C) The thyristors S1 and S2 of the
(D) The phase reference signal forming means 72 and the comparison means 80 included in the
(E) Since the
図７は実施例２に従う無停電電源装置の変形されたスイッチ制御回路１０ａを示す。この図７において図５と実質的に同一の部分に同一の参照符号を付してその説明を省略する。図７のスイッチ制御回路１０ａは信号選択手段７９の接続位置を比較手段８０と駆動回路８１との間に変えた他は図５と実質的に同一に構成されている。即ち、図７では電流制御信号形成手段７５が比較手段８０に常に接続されている。信号選択手段７９の接点ａは比較手段８０に接続され、接点ｂはスイッチオン制御信号発生手段７１に接続され、出力端子ｃは駆動回路８１に接続され、制御端子ｄは初期充電指令信号Ｖ１５のライン１４ａに接続されている。なお、スイッチオン制御信号発生手段７１は交流スイッチ２のサイリスタＳ１，Ｓ２を連続的（半波の導通期間１８０度）に導通状態にすることための高レベルのスイッチオン制御信号Ｖ１２´を出力するように構成されている。この実施例２では駆動回路８１が初期充電時と正常時とで兼用される。従って、実施例２によっても実施例１と同様な効果を得ることができる。
FIG. 7 shows a modified switch control circuit 10a of the uninterruptible power supply according to the second embodiment. In FIG. 7, parts that are substantially the same as those in FIG. 5 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted. The switch control circuit 10a in FIG. 7 has substantially the same configuration as that in FIG. 5 except that the connection position of the signal selection means 79 is changed between the comparison means 80 and the
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）電気二重層コンデンサ５の代わりに別の電解コンデンサ又は蓄電池を使用することもできる。また、電解コンデンサと蓄電池との組み合わせで蓄電手段を構成することができる。
（２）本発明を単相の無停電電源装置にも適用することができる。
（３）図１の相互接続点Ｊ１と双方向電力変換回路４との間に双方向電力変換回路４を選択的に切り離すためのスイッチを設けることができる。
（４）双方向電力変換回路４は図２の回路に限定されるものでなく、ＡＣ−ＤＣ変換とＤＣ−ＡＣ変換との両方が可能であればどのようなものでもよい。
（５）スイッチ制御回路１０及び変換制御回路１１の一部又は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によって構成することができる。
（６）交流入力電圧異常検出回路９の入力端子を交流スイッチ２の出力端子に接続することができる。
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications are possible.
(1) Instead of the electric
(2) The present invention can also be applied to a single-phase uninterruptible power supply.
(3) A switch for selectively disconnecting the bidirectional
(4) The bidirectional
(5) A part or all of the
(6) The input terminal of the AC input voltage
１ 交流入力端子
２ 交流スイッチ
３ 交流出力端子
４ 双方向電力変換回路
５ 電気二重層コンデンサ
９ 交流入力電圧異常検出回路
１０ スイッチ制御回路
１１ 変換制御回路
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1
Claims (6)
負荷を接続するための交流出力端子と、
前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続され且つ前記交流入力端子を流れる電流を制御する機能を有している交流スイッチと、
交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続され且つ直流を交流に変換する機能と交流を直流に変換する機能との両方を有し且つ変換用スイッチと該変換用スイッチに対して並列に接続されたダイオードとを含み且つ前記変換用スイッチが交流を直流に変換するように制御されていない時に前記ダイオードによって交流を直流に変換することができるように形成されている双方向電力変換回路と、
前記双方向電力変換回路の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、
前記蓄電手段の初期充電を示す初期充電指令信号を発生する初期充電指令信号発生手段と、
前記交流入力端子の交流入力電圧の異常を検出する交流入力電圧異常検出手段と、
前記双方向電力変換回路に含まれている前記変換用スイッチ、前記初期充電指令信号発生手段及び前記交流入力電圧異常検出手段に接続され、前記交流入力電圧異常検出手段の出力が異常を示している時にＤＣ−ＡＣ変換用制御信号を前記変換用スイッチに供給し、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生していないと同時に前記交流入力電圧異常検出手段の出力が異常を示していない時にＡＣ−ＤＣ変換用制御信号を前記変換用スイッチに供給し、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生している時に前記ＡＣ−ＤＣ変換用制御信号及び前記ＤＣ−ＡＣ変換用制御信号のいずれも前記変換用スイッチに供給しない変換制御回路と、
前記交流入力電圧異常検出手段、前記初期充電指令信号発生手段及び前記交流スイッチの制御端子に接続され、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生している時に前記蓄電手段の初期充電のために要求される電流を流すように前記交流スイッチを制御し、前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生していないと同時に前記交流入力電圧異常検出手段の出力が異常を示していない時に前記負荷が要求している最大電流又は前記交流スイッチの最大許容電流を流すことができるように前記交流スイッチを制御するスイッチ制御回路と
を備えていることを特徴とする無停電電源装置。 AC input terminal for connecting AC power supply,
AC output terminal for connecting the load,
An AC switch connected between the AC input terminal and the AC output terminal and having a function of controlling a current flowing through the AC input terminal;
It has an AC terminal and a DC terminal, the AC terminal is connected to the AC input terminal via the AC switch, and is connected to the AC output terminal without passing through the AC switch and converts DC to AC. A conversion switch and a diode connected in parallel to the conversion switch, and the conversion switch converts the alternating current to direct current. A bidirectional power conversion circuit configured to convert alternating current to direct current by the diode when not controlled to
Charge / discharge power storage means connected to the DC terminal of the bidirectional power conversion circuit;
Initial charge command signal generating means for generating an initial charge command signal indicating initial charge of the power storage means;
AC input voltage abnormality detection means for detecting an abnormality in the AC input voltage of the AC input terminal;
Connected to the conversion switch, the initial charge command signal generation means, and the AC input voltage abnormality detection means included in the bidirectional power conversion circuit, the output of the AC input voltage abnormality detection means indicates an abnormality. Sometimes, a DC-AC conversion control signal is supplied to the conversion switch, and at the same time that the initial charge command signal is not generated from the initial charge command signal generating means, the output of the AC input voltage abnormality detecting means indicates an abnormality. When the initial charge command signal is generated from the initial charge command signal generation means, the AC-DC conversion control signal and the DC-DC conversion control signal are supplied to the conversion switch. A conversion control circuit that does not supply any of the AC conversion control signals to the conversion switch;
The AC input voltage abnormality detection means, the initial charge command signal generation means, and the AC switch control terminal are connected to the initial state of the power storage means when the initial charge command signal is generated from the initial charge command signal generation means. The AC switch is controlled to flow a current required for charging, and the output of the AC input voltage abnormality detecting unit is abnormal at the same time that the initial charging command signal is not generated from the initial charging command signal generating unit. A switch control circuit for controlling the AC switch so that the maximum current required by the load or the maximum allowable current of the AC switch can flow when the load is not indicated. Power supply.
前記負荷が要求している最大電流又は前記交流スイッチの最大許容電流を流すことができるように前記交流スイッチをオン制御するスイッチオン制御信号を発生するスイッチオン制御信号発生手段と、
前記交流入力端子に接続され、前記交流入力端子の交流電圧に同期した位相基準信号を形成する位相基準信号形成手段と、
前記交流スイッチを流れる電流又は前記蓄電手段の充電電流を検出する電流検出手段と、
前記蓄電手段の初期充電のために要求される電流の基準値を示す電流基準値信号を発生する電流基準値信号発生手段と、
前記電流検出手段から得られた電流検出信号と前記電流基準値信号発生手段から得られた前記電流基準値信号との差を示す信号から成る電流制御信号を形成する電流制御信号形成手段と、
前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生している時に前記電流制御信号形成手段から得られた前記電流制御信号を選択して出力し、前記初期充電指令信号が発生していない時に前記スイッチオン制御信号発生手段から得られた前記スイッチオン制御信号を選択して出力する信号選択手段と、
前記位相基準信号形成手段から得られた前記位相基準信号と前記信号選択手段の出力とを比較して前記交流スイッチの導通位相を制御するためのスイッチ制御信号を出力する比較手段と
から成ることを特徴とする請求項１又は２記載の無停電電源装置。 The switch control circuit includes:
Switch-on control signal generating means for generating a switch-on control signal for turning on the AC switch so that the maximum current required by the load or the maximum allowable current of the AC switch can flow.
Phase reference signal forming means connected to the AC input terminal and forming a phase reference signal synchronized with the AC voltage of the AC input terminal;
Current detection means for detecting a current flowing through the AC switch or a charging current of the power storage means;
A current reference value signal generating means for generating a current reference value signal indicating a reference value of a current required for the initial charging of the power storage means;
Current control signal forming means for forming a current control signal comprising a signal indicating a difference between the current detection signal obtained from the current detection means and the current reference value signal obtained from the current reference value signal generation means;
When the initial charge command signal is generated from the initial charge command signal generating means, the current control signal obtained from the current control signal forming means is selected and output, and the initial charge command signal is not generated Signal selecting means for selecting and outputting the switch-on control signal obtained from the switch-on control signal generating means at times;
Comparing means for comparing the phase reference signal obtained from the phase reference signal forming means with the output of the signal selecting means and outputting a switch control signal for controlling the conduction phase of the AC switch. The uninterruptible power supply according to claim 1 or 2.
前記負荷が要求している最大電流又は前記交流スイッチの最大許容電流を流すことができるように前記交流スイッチをオン制御するスイッチオン制御信号を発生するスイッチオン制御信号発生手段と、
前記交流入力端子に接続され、前記交流入力端子の交流電圧に同期した位相基準信号を形成する位相基準信号形成手段と、
前記交流スイッチを流れる電流又は前記蓄電手段の充電電流を検出する電流検出手段と、
前記蓄電手段の初期充電のために要求される電流の基準値を示す電流基準値信号を発生する電流基準値信号発生手段と、
前記電流検出手段から得られた電流検出信号と前記電流基準値信号発生手段から得られた前記電流基準値信号との差を示す信号から成る電流制御信号を形成する電流制御信号形成手段と、
前記位相基準信号形成手段から得られた前記位相基準信号と前記電流制御信号形成手段の出力とを比較して前記交流スイッチの導通位相を制御するための位相制御信号を出力する比較手段と、
前記初期充電指令信号発生手段から前記初期充電指令信号が発生している時に前記比較手段から得られた前記位相制御信号を選択して出力し、前記初期充電指令信号が発生していない時に前記スイッチオン制御信号発生手段から得られた前記スイッチオン制御信号を選択して出力する信号選択手段と、
前記信号選択手段の出力によって前記交流スイッチを駆動する駆動回路と
から成ることを特徴とする請求項１又は２記載の無停電電源装置。 The switch control circuit includes:
Switch-on control signal generating means for generating a switch-on control signal for turning on the AC switch so that the maximum current required by the load or the maximum allowable current of the AC switch can flow.
Phase reference signal forming means connected to the AC input terminal and forming a phase reference signal synchronized with the AC voltage of the AC input terminal;
Current detection means for detecting a current flowing through the AC switch or a charging current of the power storage means;
A current reference value signal generating means for generating a current reference value signal indicating a reference value of a current required for the initial charging of the power storage means;
Current control signal forming means for forming a current control signal comprising a signal indicating a difference between the current detection signal obtained from the current detection means and the current reference value signal obtained from the current reference value signal generation means;
Comparing means for comparing the phase reference signal obtained from the phase reference signal forming means and the output of the current control signal forming means to output a phase control signal for controlling the conduction phase of the AC switch;
When the initial charge command signal is generated from the initial charge command signal generation means, the phase control signal obtained from the comparison means is selected and output, and when the initial charge command signal is not generated, the switch Signal selecting means for selecting and outputting the switch-on control signal obtained from the on-control signal generating means;
3. The uninterruptible power supply according to claim 1, further comprising a drive circuit that drives the AC switch according to an output of the signal selection means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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ID=41032416
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| JP2008012390A Pending JP2009177901A (en) | 2008-01-23 | 2008-01-23 | Uninterruptible power supply device |
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016144379A (en) * | 2015-02-05 | 2016-08-08 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Uninterruptible power supply system |
| CN107346914A (en) * | 2017-05-31 | 2017-11-14 | 毛思杰 | AC power PLC switching devices free of discontinuities |
| CN112196739A (en) * | 2020-10-10 | 2021-01-08 | 国电联合动力技术有限公司 | Wind generating set uninterrupted power supply intelligent regulation and control system and method |
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2008
- 2008-01-23 JP JP2008012390A patent/JP2009177901A/en active Pending
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