JP2009165333A - Controller of synchronous electric motor - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To make it possible to accurately calculate an estimated angular difference in the position of a magnetic pole, even in the case of a large angular difference in the position of the magnetic pole. <P>SOLUTION: A calculation means 111a for calculating the central coordinate and the radius of a circle calculates two circles, with a value on an orbit including the estimated angular difference Δθ<SB>#</SB>in the position of the magnetic pole in a buried permanent-magnet synchronous motor 101, on a plane with an exciting axis and a torque axis as two axes. The calculation means 111b for calculating the intersection of the circle calculates the estimated angular difference Δθ<SB>#</SB>in the position of the magnetic pole, based on the intersection of the circle calculated by the calculation means 111a for the central coordinate and the radius of the circle. An angle/speed estimator 116 calculates an estimated speed ω<SB>r#</SB>and an estimated angle θ<SB>#</SB>, based on the estimated angular difference Δθ<SB>#</SB>outputted from the calculation means 111b for the intersection of the circle, and outputs them to a rotational two-phase/three-phase coordinate conversion means 105. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は同期電動機の制御装置に関し、特に、位置センサレスベクトル制御にて永久磁石同期電動機を可変速駆動する制御方法に適用して好適なものである。   The present invention relates to a control apparatus for a synchronous motor, and is particularly suitable for application to a control method for driving a permanent magnet synchronous motor at a variable speed by position sensorless vector control.

永久磁石同期電動機は、誘導電動機に比べて小型高効率であるという利点があり、エレベータなどの他、電気自動車や鉄道車両などの交通分野にも適用されている。特に、鉄道車両などの交通分野での電動機駆動装置は、極低速から弱め界磁運転範囲までの広い範囲で可変速運転とトルク制御が可能であることが要求される。
また、永久磁石同期電動機の制御において、設置面積の制約、ロータリーエンコーダやレゾルバの配線およびメンテナンスに伴うコストの削減のため、位置センサなしでトルク制御可能な位置センサレスベクトル制御が用いられることがある。
これまでにも様々な永久磁石同期電動機の位置センサレスベクトル制御方法が提案されているが、非特許文献１には、特に、低速領域の制御を対象として、電流を推定するオブザーバを用いることで、永久磁石同期電動機速度センサレスベクトル制御を実現する方法が開示されている。 Permanent magnet synchronous motors have the advantage of being smaller and more efficient than induction motors, and are applied to transportation fields such as electric vehicles and railway vehicles as well as elevators. In particular, an electric motor drive device in a transportation field such as a railway vehicle is required to be capable of variable speed operation and torque control in a wide range from a very low speed to a weak field operation range.
Further, in the control of a permanent magnet synchronous motor, position sensorless vector control capable of torque control without a position sensor may be used in order to reduce the cost associated with installation area restrictions, wiring of a rotary encoder and resolver, and maintenance.
Various position sensorless vector control methods for permanent magnet synchronous motors have been proposed so far, but in Non-Patent Document 1, by using an observer that estimates current, particularly for control in a low speed region, A method for realizing permanent magnet synchronous motor speed sensorless vector control is disclosed.

図３は、従来の同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図３において、埋込形永久磁石同期電動機００１には、埋込形永久磁石同期電動機００１を可変速駆動する同期電動機の制御装置０００が接続され、埋込形永久磁石同期電動機００１の回転軸には負荷００２が接続されている。
ここで、同期電動機の制御装置０００には、電力変換装置００４、回転二相／三相座標変換手段００５、三相／回転二相座標変換手段００６、電流制御手段００７、電流指令値作成手段００８、速度ＰＩＤ調節器００９、適応電流オブザーバ０１０、逆伝達関数行列算出手段０１１、角度・速度・一次抵抗推定器０１２、減算器０１３、０１４、０１５が設けられ、同期電動機の制御装置０００の出力側には、埋込形永久磁石同期電動機００１に供給されるＵＶＷ相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出する電流検出手段００３が設けられている。 FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional synchronous motor control device.
In FIG. 3, the embedded permanent magnet synchronous motor 001 is connected to a synchronous motor control device 000 that drives the embedded permanent magnet synchronous motor 001 at a variable speed, and is connected to the rotating shaft of the embedded permanent magnet synchronous motor 001. Is connected to a load 002.
Here, the synchronous motor control device 000 includes a power conversion device 004, a rotating two-phase / three-phase coordinate converting unit 005, a three-phase / rotating two-phase coordinate converting unit 006, a current control unit 007, and a current command value creating unit 008. , A speed PID regulator 009, an adaptive current observer 010, an inverse transfer function matrix calculating means 011, an angle / speed / primary resistance estimator 012, and subtractors 013, 014, 015 are provided, and the output side of the synchronous motor controller 000 Are provided with current detection means 003 for detecting UVW phase currents i _u , i _v , i _w supplied to the embedded permanent magnet synchronous motor 001.

なお、以下の説明では、励磁軸としてγ軸またはｄ軸と表記することもあり、トルク軸としてδ軸またはｑ軸と表記することもある。また、以下の説明では、励磁軸方向の値についてはγまたはｄというサフィックスを付し、トルク軸方向の値についてはδまたはｑというサフィックスを付し、１次側の値については１またはｓというサフィックスを付し、２次側の値については２またはｒというサフィックスを付した。   In the following description, the excitation axis may be expressed as γ axis or d axis, and the torque axis may be expressed as δ axis or q axis. In the following description, the value in the excitation axis direction is given a suffix of γ or d, the value in the torque axis direction is given a suffix of δ or q, and the value on the primary side is 1 or s. A suffix was added, and a secondary value was added with a suffix of 2 or r.

そして、減算器０１３は、同期電動機の制御装置０００に与えられた速度指令値ω^＊と、角度・速度・一次抵抗推定器０１２から出力された速度推定値ω_ｒ＃との偏差を算出することができる。
速度ＰＩＤ調節器００９は、減算器０１３から出力された速度指令値ω^＊と速度推定値ω_ｒ＃との偏差がゼロになるように、速度指令値ω^＊と速度推定値ω_ｒ＃との偏差のＰＩＤ演算を行うことにより、トルク指令値Ｔ^＊を算出することができる。 The subtractor 013 calculates a deviation between the speed command value ω ^* given to the synchronous motor control device 000 and the speed estimated value ω _{r #} output from the angle / speed / primary resistance estimator 012. Can do.
Speed PID controller 009, the deviation between the output velocity command value omega ^* and the speed estimated value omega _{r #} subtractor 013 so that the zero velocity command value omega ^* and the speed estimated value omega _{r #} and the The torque command value T ^* can be calculated by performing the PID calculation of the deviation.

電流指令値作成手段００８は、速度ＰＩＤ調節器００９から出力されたトルク指令値Ｔ^＊に基づいて、γδ軸の電流指令値ｉ_γ ^＊、ｉ_δ ^＊を算出することができる。なお、埋込形永久磁石同期電動機００１の磁石の磁極に平行な方向と推定している軸をγ軸、γ軸に直交する方向をδ軸とした。
三相／回転二相座標変換手段００６は、電流検出手段００３にて検出されたＵＶＷ相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの検出値をαβ軸の固定二相変換した後、角度・速度・一次抵抗推定器０１２から出力された角度推定値θ_＃の回転座標変換を行うことで、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δを算出することができる。 The current command value creating means 008 can calculate the current command values i _γ ^* and i _δ ^* of the γδ axis based on the torque command value T ^* output from the speed PID controller 009. The axis estimated as the direction parallel to the magnetic pole of the magnet of the embedded permanent magnet synchronous motor 001 was taken as the γ axis, and the direction perpendicular to the γ axis was taken as the δ axis.
The three-phase / rotational two-phase coordinate conversion unit 006 converts the detected values of the UVW phase currents i _u , i _v , i _w detected by the current detection unit 003 into two-phase fixed αβ axes, By performing rotational coordinate conversion of the estimated angle value θ _# output from the primary resistance estimator 012, current detection values i _γ and i _δ on the γδ axis can be calculated.

減算器０１４、０１５は、電流指令値作成手段００８から出力された電流指令値ｉ_γ ^＊、ｉ_δ ^＊と、三相／回転二相座標変換手段００６から出力された電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとの偏差をそれぞれ算出することができる。
電流制御手段００７は、減算器０１４、０１５からそれぞれ出力された電流指令値ｉ_γ ^＊、ｉ_δ ^＊と電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとの偏差がゼロになるように、γδ軸の電圧指令値ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊を算出することができる。 The subtracters 014 and 015 are current command values i _γ ^* and i _δ ^* output from the current command value creation unit 008 and current detection values i _γ and i output from the three-phase / rotation two-phase coordinate conversion unit 006. Deviations from _δ can be calculated respectively.
The current control means 007 is a voltage command for the γδ axis so that the deviation between the current command values i _γ ^* and i _δ ^* output from the subtracters 014 and 015 and the detected current values i _γ and i _δ becomes zero. The values v _γ ^* and v _δ ^* can be calculated.

回転二相／三相座標変換手段００５は、角度・速度・一次抵抗推定器０１２から出力された角度推定値θ_＃に基づいてγδ軸の電圧指令値ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊を逆回転変換し、固定二相の値に変換した後、二相三相変換を行うことで、電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を算出することができる。
電力変換装置００４は、回転二相／三相座標変換手段００５から出力される電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づいて埋込形永久磁石同期電動機００１を駆動することにより、埋込形永久磁石同期電動機００１を可変速制御することができる。 The rotating two-phase / three-phase coordinate conversion means 005 performs reverse rotation conversion of the voltage command values v _γ ^* and v _δ ^* of the γδ axis based on the estimated angle value θ _# output from the angle / speed / primary resistance estimator 012. Then, the voltage command values v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* can be calculated by performing the two-phase three-phase conversion after the conversion to the fixed two-phase value.
The power conversion device 004 drives the embedded permanent magnet synchronous motor 001 based on the voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* output from the rotating two-phase / three-phase coordinate conversion means 005. The embedded permanent magnet synchronous motor 001 can be controlled at a variable speed.

適応電流オブザーバ０１０は、埋込形永久磁石同期電動機１０１のモデルに基づいて電機子電流を推定することができる。ここで、適応電流オブザーバ１１０は、電機子電流を推定する場合、角度・速度・一次抵抗推定器１１２にて推定された電機子抵抗推定値Ｒ_Ｓ＃を埋込形永久磁石同期電動機１０１のモデルのパラメータとして使用することができる。
逆伝達関数行列算出手段０１１は、軸ずれの角度推定誤差Δθ_＃および電機子の抵抗推定誤差ΔＲ_Ｓ＃からγδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δと電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃との偏差までの伝達関数の逆行列に基づいて、γδ軸の電流の偏差を角度誤差に比例する成分と抵抗誤差に比例する成分とに分離し、角度推定誤差Δθ_＃および抵抗推定誤差ΔＲ_Ｓ＃を出力することができる。 The adaptive current observer 010 can estimate the armature current based on the model of the embedded permanent magnet synchronous motor 101. Here, when the adaptive current observer 110 estimates the armature current, the armature resistance estimated value _{RS #} estimated by the angle / speed / primary resistance estimator 112 is used as the model of the embedded permanent magnet synchronous motor 101. Can be used as parameters.
Inverse transfer function matrix calculating unit 011, position estimation error Δθ axis deviation _# and the current detection value of the γδ-axis from resistance estimation error [Delta] R S _# armature i _gamma, i _[delta] and the current estimated value i _{gamma #,} i _{[delta] #} Is separated into a component proportional to the angle error and a component proportional to the resistance error, and the angle estimation error Δθ _# and the resistance estimation error ΔR _S are separated. _# Can be output.

角度・速度・一次抵抗推定器０１２は、逆伝達関数行列算出手段１１１から出力された角度推定誤差Δθ_＃および抵抗推定誤差ΔＲ_Ｓ＃に基づいて、速度推定値ω_ｒ＃＝ω_１、角度推定値θ_＃および電機子抵抗推定値Ｒ_Ｓ＃を算出することができる。
そして、速度指令値ω^＊が同期電動機の制御装置０００に与えられると、その速度指令値ω^＊と、角度・速度・一次抵抗推定器０１２から出力された速度推定値ω_ｒ＃との偏差が減算器０１３にて算出され、速度ＰＩＤ調節器００９に出力される。そして、速度ＰＩＤ調節器００９は、速度指令値ω^＊と速度推定値ω_ｒ＃との偏差がゼロになるようにＰＩＤ演算を行い、トルク指令値Ｔ^＊を電流指令値作成手段００８にトルク指令値Ｔ^＊を出力する。そして、電流指令値作成手段００８は、トルク指令値Ｔ^＊を速度ＰＩＤ調節器００９から受け取ると、トルク指令値Ｔ^＊に基づいて電流指令値ｉ_γ ^＊、ｉ_δ ^＊を算出し、減算器０１４、０１５にそれぞれ出力する。 The angle / velocity / primary resistance estimator 012 is based on the angle estimation error Δθ _# and the resistance estimation error ΔR _{S #} output from the inverse transfer function matrix calculation unit 111, and the angle estimation value ω _{r #} = ω ₁ and the angle estimation. The value θ _# and the armature resistance estimation value R _{S #} can be calculated.
When the speed command value ω ^* is given to the synchronous motor control device 000, a deviation between the speed command value ω ^* and the speed estimated value ω _{r #} output from the angle / speed / primary resistance estimator 012 is obtained. Calculated by the subtractor 013 and output to the speed PID adjuster 009. Then, the speed PID adjuster 009 performs PID calculation so that the deviation between the speed command value ω ^* and the speed estimated value ωr _# becomes zero, and the torque command value T ^* is transmitted to the current command value creating means 008 as a torque command. Outputs the value T ^* . Then, the current command value preparing unit 008 calculates receives a torque command value ^{T *} from the speed PID controller 009, a current command value i _gamma ^* based on the torque command value ^{T *,} the i _[delta] ^*, subtractor 014 , 015 respectively.

一方、電流検出手段００３は、埋込形永久磁石同期電動機００１に供給されるＵＶＷ相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出し、その検出値を三相／回転二相座標変換手段００６に出力する。そして、三相／回転二相座標変換手段００６は、ＵＶＷ相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの検出値をαβ軸の固定二相変換した後、角度・速度・一次抵抗推定器０１２から出力された角度推定値θ_＃の回転座標変換を行うことで、電流検出値ｉ_γ、ｉ_δを算出し、減算器０１４、０１５にそれぞれ出力する。 On the other hand, the current detection means 003 detects the UVW phase currents i _u , i _v , i _w supplied to the embedded permanent magnet synchronous motor 001 and sends the detected values to the three-phase / rotation two-phase coordinate conversion means 006. Output. The three-phase / rotation two-phase coordinate conversion means 006 converts the detected values of the UVW phase currents i _u , i _v , i _w into fixed two-phase conversion of the αβ axis, and then outputs them from the angle / velocity / primary resistance estimator 012. Current detection values i _γ and i _δ are calculated by performing the rotational coordinate conversion of the angle estimation value θ _# , and output to the subtracters 014 and 015, respectively.

そして、減算器０１４、０１５は、電流指令値ｉ_γ ^＊、ｉ_δ ^＊と電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとをそれぞれ受け取ると、電流指令値ｉ_γ ^＊、ｉ_δ ^＊と電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとの偏差をそれぞれ算出し、電流制御手段００７に出力する。そして、電流制御手段００７は、電流指令値ｉ_γ ^＊、ｉ_δ ^＊と電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとの偏差がゼロになるように電圧指令値ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊を算出し、回転二相／三相座標変換手段００５に出力する。 When the subtracters 014 and 015 receive the current command values i _γ ^* and i _δ ^* and the current detection values i _γ and i _δ , respectively, the current command values i _γ ^* and i _δ ^* and the current detection value i _γ , I _δ are calculated and output to the current control means 007. Then, the current control unit 007 calculates the voltage command values v _γ ^* and v _δ ^* so that the deviation between the current command values i _γ ^* and i _δ ^* and the detected current values i _γ and i _δ becomes zero, Output to rotating two-phase / three-phase coordinate conversion means 005.

そして、回転二相／三相座標変換手段００５は、電圧指令値ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊を受け取ると、角度・速度・一次抵抗推定器０１２から出力された角度推定値θ_＃に基づいて電圧指令値ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊を逆回転変換し、固定二相の値に変換した後、二相三相変換を行うことで、電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を算出し、電力変換装置００４に出力する。そして、電力変換装置００４は、電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づいて埋込形永久磁石同期電動機００１を駆動することにより、埋込形永久磁石同期電動機００１を可変速制御する。 When the rotary two-phase / three-phase coordinate conversion means 005 receives the voltage command values v _γ ^* and v _δ ^* , the voltage based on the angle estimated value θ _# output from the angle / speed / primary resistance estimator 012. The command values v _γ ^* and v _δ ^* are reverse-rotated and converted into fixed two-phase values, and then two-phase and three-phase conversion is performed, so that the voltage command values v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* are Calculate and output to the power converter 004. Then, the power converter 004 drives the embedded permanent magnet synchronous motor 001 based on the voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* to change the embedded permanent magnet synchronous motor 001 to a variable speed. Control.

また、三相／回転二相座標変換手段００６にて算出された電流検出値ｉ_γ、ｉ_δは適応電流オブザーバ０１０に出力されるとともに、電流制御手段００７にて算出された電圧指令値ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊は適応電流オブザーバ０１０に出力される。さらに、角度・速度・一次抵抗推定器０１２にて算出された電機子抵抗推定値Ｒ_Ｓ＃は適応電流オブザーバ０１０に出力される。 The detected current values i _γ and i _δ calculated by the three-phase / rotating two-phase coordinate conversion unit 006 are output to the adaptive current observer 010 and the voltage command value v _γ calculated by the current control unit 007. ^{* And} v _δ ^* are output to the adaptive current observer 010. Further, the armature resistance estimation value _{RS #} calculated by the angle / speed / primary resistance estimator 012 is output to the adaptive current observer 010.

そして、適応電流オブザーバ０１０は、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δおよびγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃に関する状態方程式を用いることにより、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃との偏差（以下、電流誤差とも言う）をそれぞれ算出し、逆伝達関数行列算出手段０１１に出力する。
ここで、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δおよびγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃に関する状態方程式は、以下の（１）式で表すことができる。 Then, the adaptive current observer 010 uses the state equations relating to the current detection values i _γ and i _{δ on the} γδ axis and the current estimation values i _{γ #} and i _{δ #} on the γδ axis to thereby detect the current detection value i _{γ on} the γδ axis, Deviations (hereinafter also referred to as current errors) between i _δ and current estimated values i _{γ #} and i _{δ #} of the γδ axes are calculated and output to the inverse transfer function matrix calculating unit 011.
Here, the state equation regarding the current detection values i _γ and i _δ of the γδ axis and the current estimation values i _{γ #} and i _{δ #} of the γδ axis can be expressed by the following equation (1).

ただし、
ｖ_γ：γ軸出力電圧
ｖ_δ：δ軸出力電圧
ｉ_γ：γ軸電流検出値
ｉ_δ：δ軸電流検出値
Ｌ_ｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌ_ｑ：ｑ軸インダクタンス
Φ_ｍ：磁石磁束
ｉ_γ＃：γ軸電流推定値
ｉ_δ＃：δ軸電流推定値
Ｒ_Ｓ＃：電機子抵抗推定値
ｇ_１１、ｇ_１２、ｇ_２１、ｇ_２２：適応電流オブザーバ０１０のフィードバックゲイン
である。
また、適応電流オブザーバ０１０のフィードバックゲインは、以下の（２）式のように与えることができる。 However,
v _γ : γ-axis output voltage v _δ : δ-axis output voltage i _γ : γ-axis current detection value i _δ : δ-axis current detection value L _d : d-axis inductance L _q : q-axis inductance Φ _m : magnet flux i _{γ #} : Γ-axis current estimated value i _{δ #} : δ-axis current estimated value R _{S #} : Armature resistance estimated value g ₁₁ , g ₁₂ , g ₂₁ , g ₂₂ : Feedback gain of the adaptive current observer 010.
Also, the feedback gain of the adaptive current observer 010 can be given by the following equation (2).

ただし、
ｇ_ｃ：適応電流オブザーバ０１０の極を決める制御変数（正の値）
である。
そして、逆伝達関数行列算出手段０１１は、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃との偏差を受け取ると、電機子電流のγδ軸の検出値と推定値との偏差までの伝達関数の逆行列に基づいて、角度推定誤差Δθ_＃および抵抗推定誤差ΔＲ_Ｓ＃を算出し、角度・速度・一次抵抗推定器０１２に出力する。
ここで、角度推定誤差Δθ_＃および抵抗推定誤差ΔＲ_Ｓ＃から、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃との偏差までの伝達関数の逆行列は、以下の（３）式にて与えることができる。 However,
g _c : Control variable that determines the pole of the adaptive current observer 010 (positive value)
It is.
When the inverse transfer function matrix calculating unit 011 receives the deviation between the detected current values i _γ and i _δ of the γδ axis and the estimated current values i _{γ #} and i _{δ #} of the γδ axis, Based on the inverse matrix of the transfer function up to the deviation between the detected value and the estimated value, the angle estimation error Δθ _# and the resistance estimation error ΔR _{S #} are calculated and output to the angle / velocity / primary resistance estimator 012.
Here, the transfer function from the angle estimation error Δθ _# and the resistance estimation error ΔR _{S #} to the deviation between the detected current values i _γ and i _δ of the γδ axis and the estimated current values i _{γ #} and i _{δ #} of the γδ axis The inverse matrix can be given by the following equation (3).

ただし、係数Ｂ_１１〜Ｂ_２２は、以下の（４）式のように設定することができる。 However, the coefficients B _{11 to} B ₂₂ can be set as in the following expression (4).

また、（３）式において、Ｂ_１１Ｂ_２２−Ｂ_１２Ｂ_２１は、ｓの１次の項と０次の項を含み、係数Ｂ_１１〜Ｂ_２２の関係は、以下の（５）式にて与えることができる。 Further, in the equation (3), B ₁₁ B ₂₂ -B ₁₂ B ₂₁ includes a first-order term and a zero-order term of s, and the relationship between the coefficients B _{11 to} B ₂₂ is expressed by the following equation (5): Can be given.

そこで、   Therefore,

ただし、過渡的な状態を考慮すると、逆伝達関数行列算出手段０１１にて算出される伝達関数の逆行列および実際の角度θから角度推定値θ_＃までの閉ループ伝達関数の中に不安定な極が存在しないようにする必要がある。
このため、ｍ_０≧０の場合、ｆ（ｍ_０）＝１、ｍ_０＜０の場合、ｆ（ｍ_０）＝−１とすることができる。また、ｍ_０ｍ_１≧０の場合、ｈ_１＝｜ｍ_１｜、ｈ_０＝｜ｍ_０｜、ｍ_０ｍ_１＜０の場合、ｈ_１＝｜ｍ_０｜＋｜ｍ_０｜｜ｍ_１｜ｋ´とすることができる。
そして、角度・速度・一次抵抗推定器０１２は、角度推定誤差Δθ_＃および抵抗推定誤差ΔＲ_Ｓ＃を受け取ると、以下の（７）〜（９）式を用いることにより、速度推定値ω_ｒ＃＝ω_１、角度推定値θ_＃および電機子抵抗推定値Ｒ_Ｓ＃を算出することができる。 However, in consideration of a transient state, an unstable pole is included in the inverse matrix of the transfer function calculated by the inverse transfer function matrix calculating unit 011 and the closed loop transfer function from the actual angle θ to the angle estimation value θ _#. Need to be absent.
For this reason, when m ₀ ≧ 0, f (m ₀ ) = 1, and when m ₀ <0, f (m ₀ ) = − 1. When m ₀ m ₁ ≧ 0, h ₁ = | m ₁ |, h ₀ = | m ₀ |, and when m ₀ m ₁ <0, h ₁ = | m ₀ | + | m ₀ || m ₁ | k ′.
When the angle / velocity / primary resistance estimator 012 receives the angle estimation error Δθ _# and the resistance estimation error ΔR _{S #} , the speed estimation value ω _{r # is} obtained by using the following equations (7) to (9). = Ω ₁ , estimated angle value θ _#, and estimated armature resistance value R _{S #} can be calculated.

すなわち、角度・速度・一次抵抗推定器０１２は、速度推定値ω_ｒ＃＝ω_１、角度推定値θ_＃および電機子抵抗推定値Ｒ_Ｓ＃を算出すると、速度推定値ω_ｒ＃を減算器０１３に出力し、角度推定値θ_＃を回転二相／三相座標変換手段００５および三相／回転二相座標変換手段００６に出力し、電機子抵抗推定値Ｒ_Ｓ＃を適応電流オブザーバ０１０に出力することができ、適応電流オブザーバ０１０は角度誤差Δθに比例する電流誤差を正確に出力することができる。 That is, when the angle / speed / primary resistance estimator 012 calculates the speed estimated value ω _{r #} = ω ₁ , the angle estimated value θ _# and the armature resistance estimated value R _{S #} , the speed estimated value ω _{r #} is subtracted. Is output to 013, and the estimated angle value θ _# is output to the rotating two-phase / three-phase coordinate converting means 005 and the three-phase / rotating two-phase coordinate converting means 006, and the armature resistance estimated value _{RS #} is supplied to the adaptive current observer 010. The adaptive current observer 010 can accurately output a current error proportional to the angle error Δθ.

ただし、
Ｋ_θｐ：速度推定器の比例ゲイン
Ｋ_θｉ：速度推定器の積分ゲイン
Ｋ_Ｒｐ：抵抗推定器の比例ゲイン
Ｋ_Ｒｉ：抵抗推定器の積分ゲイン
である。
これにより、角度誤差に比例する成分と抵抗誤差に比例する成分とを分離して推定することができ、電機子抵抗Ｒ_ｓを同時に同定しながら位置センサレスベクトル制御にて埋込形永久磁石同期電動機００１を可変速駆動することが可能となることから、電機子抵抗Ｒ_ｓが変動する場合においても、低速域での位置精度を向上させることができる。
杉本英彦、能登泰之、菊池寿江：「適応電流オブザーバを用いたＩＰＭＳＭの電機子巻線抵抗推定器付き位置センサレス制御」，平成１９年電気学会全国大会，４−１１９ However,
K _θp : Proportional gain of speed estimator K _θi : Integration gain of speed estimator K _Rp : Proportional gain of resistance estimator K _Ri : Integration gain of resistance estimator
Thus, a component proportional to the component and the resistance error is proportional to the angular error and separated can be estimated, the armature resistance R _s simultaneously identified while the position sensorless vector embedded permanent magnet type synchronous motor by the control 001 since it is possible to variable speed drives, in the case where the armature resistance R _s varies also, it is possible to improve the positional accuracy of the low-speed range.
Hidehiko Sugimoto, Yasuyuki Noto, Toshie Kikuchi: “Position sensorless control with an armature winding resistance estimator for IPMSM using an adaptive current observer”, 2007 IEEJ National Convention, 4-119

しかしながら、非特許文献１に開示された方法では、電機子抵抗Ｒ_ｓを同時に同定したり、低速域での位置精度を向上させたりすることができるが、係数Ｂ_１１〜Ｂ_２２を導出するに当たり、Δθ≒０と仮定して、角度誤差Δθを含む値が、ｃｏｓΔθ≒ｃｏｓ２Δθ≒１、ｓｉｎΔθ≒Δθ、ｓｉｎ２Δθ≒２Δθと近似される。このため、磁極位置の角度誤差Δθが大きくなり、Δθ≒０という仮定が成り立たなくなると、角度推定誤差Δθ_＃の算出精度が劣化するという問題があった。
そこで、本発明の目的は、磁極位置の角度誤差が大きい場合においても、磁極位置の角度推定誤差を精度よく算出することが可能な同期電動機の制御装置を提供することである。 However, in the method disclosed in Non-Patent Document 1, the armature resistance R _s can be identified at the same time and the position accuracy in the low speed region can be improved. However, in deriving the coefficients B _{11 to} B ₂₂ , Assuming that Δθ≈0, values including the angle error Δθ are approximated as cos Δθ≈cos 2Δθ≈1, sin Δθ≈Δθ, sin 2Δθ≈2Δθ. For this reason, when the angle error Δθ of the magnetic pole position becomes large and the assumption that Δθ≈0 does not hold, there is a problem that the calculation accuracy of the angle estimation error Δθ _# deteriorates.
Accordingly, an object of the present invention is to provide a control apparatus for a synchronous motor that can accurately calculate an angle estimation error of a magnetic pole position even when the angle error of the magnetic pole position is large.

上述した課題を解決するために、請求項１記載の同期電動機の制御装置によれば、励磁軸とトルク軸を２軸とする平面において、同期電動機の磁極位置の角度誤差を含む値を軌道上に持つ２つの円を求める円の中心座標・半径の演算手段と、前記円の中心座標・半径の演算手段にて算出された円の交点に基づいて、前記磁極位置の角度推定誤差を算出する円の交点の演算手段と、前記角度推定誤差を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする。   In order to solve the above-described problem, according to the control apparatus for a synchronous motor according to claim 1, a value including an angular error of the magnetic pole position of the synchronous motor is set on the orbit on a plane having two excitation axes and a torque axis. The angle estimation error of the magnetic pole position is calculated based on the intersection of the circles calculated by the circle center coordinate / radius calculation means for obtaining two circles and the circle center coordinate / radius calculation means. It is characterized by comprising a circle intersection calculation means and a power converter for variable speed control of the synchronous motor based on a voltage command value generated using the angle estimation error.

また、請求項２記載の同期電動機の制御装置によれば、同期電動機の電機子電流を検出する電流検出手段と、前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、励磁軸とトルク軸を２軸とする平面において、前記適応電流オブザーバにて推定された電流推定値と、前記電流検出手段にて検出された電流検出値との偏差に基づく位置を中心とし、一次電流の大きさ、一次周波数および励磁軸インダクタンスとトルク軸インダクタンスとの差分に基づく値を半径とする第１の円と、磁石磁束による誘起電圧の大きさに基づく値を中心および半径とする第２の円とを求める円の中心座標・半径の演算手段と、前記円の中心座標・半径の演算手段にて算出された第１の円と第２の円との交点に基づいて、磁極位置の角度推定誤差を算出する円の交点の演算手段と、前記角度推定誤差を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする。   In addition, according to the control apparatus for a synchronous motor according to claim 2, current detection means for detecting the armature current of the synchronous motor, an adaptive current observer for estimating the armature current based on the model of the synchronous motor, and an excitation In a plane having two axes of an axis and a torque axis, the primary current is centered on a position based on a deviation between the current estimated value estimated by the adaptive current observer and the current detected value detected by the current detecting means. A first circle whose radius is a value based on the magnitude, primary frequency and the difference between the excitation axis inductance and the torque axis inductance, and a second whose center and radius are a value based on the magnitude of the induced voltage due to the magnetic flux of the magnet The angle of the magnetic pole position based on the circle center coordinate / radius calculation means for obtaining the circle, and the intersection of the first circle and the second circle calculated by the circle center coordinate / radius calculation means Calculating means the intersection of the circle to calculate the constant error, the position estimation based error voltage command value generated by using, characterized in that it comprises a power converter for variable speed control said synchronous motor.

また、請求項３記載の同期電動機の制御装置によれば、前記第１の円の中心座標は、前記適応電流オブザーバの極を決める制御変数、励磁軸インダクタンス、励磁軸電流検出値と励磁軸電流推定値との差分を積算した値と、励磁軸インダクタンスとトルク軸インダクタンスとの差分の１／２の値、一次周波数、トルク軸電流検出値を積算した値とを加算した成分と、前記適応電流オブザーバの極を決める制御変数、トルク軸インダクタンスおよびトルク軸電流検出値とトルク軸電流推定値との差分を積算した値と、励磁軸インダクタンスとトルク軸インダクタンスとの差分の１／２の値、一次周波数および励磁軸電流検出値を積算した値とを加算した成分とからなる点、前記第１の円の半径は、励磁軸インダクタンスとトルク軸インダクタンスとの差分の１／２の値、一次周波数および一次電流の大きさを積算した値、前記第２の円の中心座標は、原点からトルク軸方向に磁石磁束と一次周波数とを積算した値だけ離れた点、前記第２の円の半径は、磁石磁束と一次周波数とを積算した値であることを特徴とする。   According to the control apparatus for a synchronous motor according to claim 3, the central coordinates of the first circle are a control variable that determines a pole of the adaptive current observer, an excitation axis inductance, an excitation axis current detection value, and an excitation axis current. A component obtained by adding a value obtained by integrating the difference from the estimated value, a value ½ of the difference between the excitation shaft inductance and the torque shaft inductance, a value obtained by integrating the primary frequency and the detected torque shaft current value, and the adaptive current Control variable that determines the poles of the observer, torque axis inductance, a value obtained by integrating the difference between the detected value of the torque axis current and the estimated value of the torque axis current, a value that is half the difference between the excitation axis inductance and the torque axis inductance, primary The point consisting of a component obtained by adding the frequency and the value obtained by integrating the excitation axis current detection value, and the radius of the first circle are the excitation axis inductance and the torque axis inductance. The value obtained by integrating the value of 1/2 of the difference, the primary frequency and the magnitude of the primary current, and the center coordinates of the second circle are only the values obtained by integrating the magnetic flux and the primary frequency in the torque axis direction from the origin. The distant point, the radius of the second circle is a value obtained by integrating the magnetic flux and the primary frequency.

以上説明したように、本発明によれば、磁極位置の角度推定誤差を含む値を軌道上に持つ２つの円の交点を算出することにより、角度誤差が小さい時に成り立つ近似を行うことなく、磁極位置の角度推定誤差を算出することが可能となり、磁極位置の角度誤差が大きい場合においても、磁極位置の角度推定誤差の算出精度を向上させることが可能となる。   As described above, according to the present invention, by calculating the intersection of two circles having a value including the angle estimation error of the magnetic pole position on the trajectory, the magnetic pole can be obtained without performing the approximation that holds when the angle error is small. It is possible to calculate the angle estimation error of the position, and it is possible to improve the calculation accuracy of the angle estimation error of the magnetic pole position even when the angle error of the magnetic pole position is large.

以下、本発明の実施形態に係る同期電動機の制御装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図１において、埋込形永久磁石同期電動機１０１には、埋込形永久磁石同期電動機１０１を可変速駆動する同期電動機の制御装置１００が接続され、埋込形永久磁石同期電動機１０１の回転軸には負荷１０２が接続されている。 Hereinafter, a control apparatus for a synchronous motor according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a synchronous motor control device according to an embodiment of the present invention.
In FIG. 1, a controller 100 for a synchronous motor that drives the embedded permanent magnet synchronous motor 101 at a variable speed is connected to the embedded permanent magnet synchronous motor 101. Is connected to a load 102.

ここで、同期電動機の制御装置１００には、電力変換装置１０４、回転二相／三相座標変換手段１０５、三相／回転二相座標変換手段１０６、電流制御手段１０７、電流指令値作成手段１０８、速度ＰＩＤ調節器１０９、適応電流オブザーバ１１０、円の中心座標・半径の演算手段１１１ａ、円の交点の演算手段１１１ｂ、角度・速度推定器１１６、減算器１１３、１１４、１１５が設けられ、同期電動機の制御装置１００の出力側には、埋込形永久磁石同期電動機１０１に供給されるＵＶＷ相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出する電流検出手段１０３が設けられている。 Here, the synchronous motor control device 100 includes a power conversion device 104, a rotating two-phase / three-phase coordinate converting means 105, a three-phase / rotating two-phase coordinate converting means 106, a current control means 107, and a current command value creating means 108. , A speed PID adjuster 109, an adaptive current observer 110, a circle center coordinate / radius calculation means 111a, a circle intersection calculation means 111b, an angle / speed estimator 116, and subtractors 113, 114, 115 are provided. On the output side of the motor control device 100, current detection means 103 for detecting the UVW phase currents i _u , i _v , i _w supplied to the embedded permanent magnet synchronous motor 101 is provided.

なお、電力変換装置１０４、回転二相／三相座標変換手段１０５、三相／回転二相座標変換手段１０６、電流制御手段１０７、電流指令値作成手段１０８、速度ＰＩＤ調節器１０９、適応電流オブザーバ１１０、減算器１１３、１１４、１１５は、図３の電力変換装置００４、回転二相／三相座標変換手段００５、三相／回転二相座標変換手段００６、電流制御手段００７、電流指令値作成手段００８、速度ＰＩＤ調節器００９、適応電流オブザーバ０１０、減算器０１３、０１４、０１５とそれぞれ同様の動作を行うことができる。   It should be noted that the power converter 104, the rotating two-phase / three-phase coordinate converting means 105, the three-phase / rotating two-phase coordinate converting means 106, the current control means 107, the current command value creating means 108, the speed PID adjuster 109, the adaptive current observer. 110, subtractors 113, 114, and 115 are the power conversion device 004, rotating two-phase / three-phase coordinate converting means 005, three-phase / rotating two-phase coordinate converting means 006, current control means 007, and current command value generation in FIG. Operations similar to those of the means 008, the speed PID adjuster 009, the adaptive current observer 010, and the subtracters 013, 014, and 015 can be performed.

円の中心座標・半径の演算手段１１１ａは、励磁軸とトルク軸を２軸とする平面において、埋込形永久磁石同期電動機１０１の磁極位置の角度推定誤差Δθ_＃を含む値を軌道上に持つ２つの円を求めることができる。ここで、角度推定誤差Δθ_＃を含む値を軌道上に持つ第１の円の中心は、適応電流オブザーバ１１０にて推定されたγ軸電流推定値ｉ_γ＃およびδ軸電流推定値ｉ_δ＃と、三相／回転二相座標変換手段１０６にて算出されたγ軸電流検出値ｉ_γおよびδ軸電流検出値ｉ_δとの偏差に基づく位置とすることができる。第１の円の半径は、一次電流の大きさ、一次周波数ω_１およびｄ軸インダクタンスＬ_ｄとｑ軸インダクタンスＬ_ｑとの差分に基づく値とすることができる。角度推定誤差Δθ_＃を含む値を軌道上に持つ第２の円の中心および半径は、磁石磁束Φ_ｍによる誘起電圧の大きさに基づく値とすることができる。 The circle center coordinate / radius calculation means 111a has a value including an angle estimation error Δθ _# of the magnetic pole position of the embedded permanent magnet synchronous motor 101 on the orbit in a plane having two axes of an excitation axis and a torque axis. Two circles can be determined. Here, the center of the first circle having a value including the angle estimation error Δθ _# on the trajectory is the estimated γ-axis current value i _{γ #} and the estimated δ-axis current value i _{δ #} estimated by the adaptive current observer 110. And a position based on a deviation between the detected γ-axis current value i _γ and the detected δ-axis current value i _δ calculated by the three-phase / rotational two-phase coordinate conversion means 106. The radius of the first circle can be a value based on the magnitude of the primary current, the primary frequency ω _1, and the difference between the d-axis inductance L _d and the q-axis inductance L _q . Center and radius of the second circle having a value that includes a position estimation error [Delta] [theta] _# in orbit may be a value based on the magnitude of the induced voltage by the magnetic flux [Phi _m.

円の交点の演算手段１１１ｂは、円の中心座標・半径の演算手段１１１ａにて算出された円の交点に基づいて、磁極位置の角度推定誤差Δθ_＃を算出することができる。
角度・速度推定器１１６は、円の交点の演算手段１１１ｂから出力された角度推定誤差Δθ_＃に基づいて、速度推定値ω_ｒ＃（＝一次周波数ω_１）および角度推定値θ_＃を算出することができる。 The circle intersection calculation unit 111b can calculate the angle estimation error Δθ _# of the magnetic pole position based on the circle intersection calculated by the circle center coordinate / radius calculation unit 111a.
The angle / speed estimator 116 calculates the speed estimated value ω _{r #} (= primary frequency ω ₁ ) and the angle estimated value θ _# based on the angle estimation error Δθ _# output from the circle intersection calculation unit 111b. be able to.

そして、三相／回転二相座標変換手段１０６にて算出された電流検出値ｉ_γ、ｉ_δは適応電流オブザーバ１１０に出力されるとともに、電流制御手段１０７にて算出された電圧指令値ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊は適応電流オブザーバ１１０に出力される。さらに、角度・速度推定器１１６にて算出された一次周波数ω_１は適応電流オブザーバ１１０に出力される。
そして、適応電流オブザーバ１１０は、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δおよびγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃に関する状態方程式を用いることにより、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃との偏差をそれぞれ算出し、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃との偏差および一次周波数ω_１を円の中心座標・半径の演算手段１１１ａに出力する。 The detected current values i _γ and i _δ calculated by the three-phase / rotating two-phase coordinate conversion means 106 are output to the adaptive current observer 110 and the voltage command value v _γ calculated by the current control means 107. ^{* And} v _δ ^* are output to the adaptive current observer 110. Further, the primary frequency ω ₁ calculated by the angle / speed estimator 116 is output to the adaptive current observer 110.
Then, the adaptive current observer 110 uses the state equations regarding the current detection values i _γ and i _δ of the γδ axis and the current estimation values i _{γ #} and i _{δ #} of the γδ axis, thereby detecting the current detection value i _γ of the γδ axis, Deviations between the current estimation values i _{γ #} and i _{δ #} of the i _δ and γδ axes are calculated, respectively, and the current detection values i _γ and i _δ of the γδ axis and the current estimation values i _{γ #} and i _{δ # of} the γδ axis are calculated. And the primary frequency ω ₁ are output to the circle center coordinate / radius calculation means 111a.

そして、円の中心座標・半径の演算手段１１１ａは、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃との偏差および一次周波数ω_１を受け取ると、角度推定誤差Δθ_＃を含む値を軌道上に持つ第１の円および第２の円を求め、第１の円の中心座標［Ｃ_１γ，Ｃ_１δ］^Ｔおよび半径ｒ_１、第２の円の中心座標［Ｃ_２γ，Ｃ_２δ］^Ｔおよび半径ｒ_２を円の交点の演算手段１１１ｂに出力する。
ここで、第１の円の中心座標［Ｃ_１γ，Ｃ_１δ］^Ｔは、以下の（１０）式で与えることができる。 When the circle center coordinate / radius calculation means 111a receives the deviations between the detected current values i _γ and i _δ of the γδ axis and the estimated current values i _{γ #} and i _{δ #} of the γδ axis and the primary frequency ω _1. The first circle and the second circle having a value including the angle estimation error Δθ _# on the trajectory are obtained, the center coordinates [C _1γ , C _1δ ] ^T of the _first circle, the radius r ₁ , the second circle The center coordinates [C _2γ , C _2δ ] ^T and radius r ₂ are output to the circle intersection calculation means 111b.
Here, the center coordinates [C _1γ , C _1δ ] ^T of the first circle can be given by the following equation (10).

また、第１の円の半径ｒ_１は、以下の（１１）式で与えることができる。 The radius r ₁ of the first circle can be given by the following equation (11).

ここで、｜ｉ_ａ｜は一次電流の大きさである。
また、第２の円の中心座標［Ｃ_２γ，Ｃ_２δ］^Ｔは、磁石磁束Φ_ｍに一次周波数ω_１を掛けた値を用いることで、磁石磁束Φ_ｍによる誘起電圧の大きさを算出し、以下の（１２）式で与えることができる。 Here, | i _a | is the magnitude of the primary current.
The center coordinates _[C 2γ, C 2δ] of the second circle ^T, by using the value obtained by multiplying the primary frequency omega ₁ in magnet flux [Phi _m, to calculate the magnitude of the induced voltage by the magnet flux [Phi _m The following equation (12) can be given.

また、第２の円の半径ｒ_２は、以下の（１３）式で与えることができる。 The radius r ₂ of the second circle can be given by the following equation (13).

また、第１の円と第２の円の中心間の距離ｄ_ｃは、以下の（１４）式で与えることができる。 The distance d _c between the centers of the first circle and the second circle is given by the following equation (14).

次に、円の交点の演算手段１１１ｂは、第１の円の中心座標［Ｃ_１γ，Ｃ_１δ］^Ｔおよび半径ｒ_１、第２の円の中心座標［Ｃ_２γ，Ｃ_２δ］^Ｔおよび半径ｒ_２を受け取ると、第１の円と第２の円の交点を算出する。そして、第１の円と第２の円の交点に基づいて、磁極位置の角度推定誤差Δθ_＃を算出し、角度推定誤差Δθ_＃を角度・速度推定器１１６に出力する。
ここで、第１の円と第２の円の交点の座標［ｘ_γ，ｘ_δ］^Ｔは、以下の（１５）式で与えることができる。 Next, the circle intersection calculation means 111b includes the first circle center coordinates [C _1γ , C _1δ ] ^T and the radius r ₁ , and the second circle center coordinates [C _2γ , C _2δ ] ^T and the radius r. _{When 2} is received, the intersection of the first circle and the second circle is calculated. Then, based on the intersection of the first circle and the second circle, an angle estimation error Δθ _# of the magnetic pole position is calculated, and the angle estimation error Δθ _# is output to the angle / speed estimator 116.
Here, the coordinates [x _γ , x _δ ] ^T of the intersection of the first circle and the second circle can be given by the following equation (15).

この第１の円と第２の円の交点の座標［ｘ_γ，ｘ_δ］^Ｔは、一次周波数ω_１と回転子の回転速度が一致しているものとすると、以下の（１６）式で与えることができる。 The coordinates [x _γ , x _δ ] ^T of the intersection of the first circle and the second circle are expressed by the following equation (16), assuming that the primary frequency ω ₁ and the rotation speed of the rotor are the same. Can be given.

この結果、角度推定誤差Δθ_＃は、第１の円と第２の円の交点から、以下の（１７）式で与えることができる。 As a result, the angle estimation error Δθ _# can be given by the following equation (17) from the intersection of the first circle and the second circle.

なお、（１７）式では、ａｒｃｓｉｎ関数を用いて角度推定誤差Δθ_＃を求める方法について示したが、ｃｏｓΔθがｘ_δに含まれているので、ａｒｃｔａｎ関数を用いて角度推定誤差Δθ_＃を求めるようにしてもよい。ただし、ａｒｃｔａｎ関数では、Δθが９０度に近づくと、無限大に近い値を角度に変換する必要があるから、ａｒｃｓｉｎ関数を用いた方がよい。
以下、円の交点の演算手段１１１ｂを用いることで、角度推定誤差Δθ_＃が得られる理由を説明する。
γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃との偏差をｃｏｓΔθ≒１、ｓｉｎΔθ≒Δθという近似を用いることなく、γδ軸の電圧検出値ｖ_γ、ｖ_δをインダクタンスや電流を用いて整理すると、以下の（１８）式が得られる。ただし、ω_１＝ω_ｒと仮定した。 Note that (17) In the formula, has been shown how to determine the position estimation error [Delta] [theta] _# using arcsin function, since cosΔθ is contained in x _[delta], to seek position estimation error [Delta] [theta] _# using arctan function It may be. However, in the arctan function, when Δθ approaches 90 degrees, it is necessary to convert a value close to infinity into an angle, so it is better to use the arcsin function.
Hereinafter, the reason why the angle estimation error Δθ _# can be obtained by using the circle intersection calculation unit 111b will be described.
γδ-axis current detection value i _γ , i _δ and γδ-axis current estimation value i _{γ #} , i _{δ #} are not detected by approximation of cos Δθ≈1, sin Δθ≈Δθ, and the detected voltage value γδ-axis v _{When γ} and v _δ are arranged using inductance and current, the following equation (18) is obtained. However, it was assumed that ω ₁ = ω _r .

なお、［ｅ_ｉγ，ｅ_ｉδ］^Ｔ＝［ｉ_γ−ｉ_γ＃，ｉ_δ−ｉ_δ＃］^Ｔである。
次に、回転子側の機械時定数が関係する角度誤差Δθが発生する時定数に比べ、適応電流オブザーバ１１０の応答速度が十分に速いものとし、定常状態を仮定する。また、電流誤差［ｅ_ｉγ，ｅ_ｉδ］^Ｔにフィードバックゲインの制御変数ｇ_ｃと［Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑ］^Ｔを掛けたベクトルをＵ＝［ｕ_γ，ｕ_δ］とすると、ベクトルＵは、以下の（１９）式で与えることができる。 Note that [e _iγ , e _iδ ] ^T = [i _γ −i _{γ #} , i _δ −i _{δ #} ] ^T.
Next, it is assumed that the response speed of the adaptive current observer 110 is sufficiently fast compared to the time constant in which the angular error Δθ related to the mechanical time constant on the rotor side is generated, and a steady state is assumed. If a vector obtained by multiplying the current error [e _iγ , e _iδ ] ^T by the feedback gain control variable g _c and [L _d , L _q ] ^T is U = [u _γ , u _δ ], the vector U is It can be given by the following equation (19).

ここで、（１９）式のベクトルＵは、２つの円の座標を足し合わせたものと解釈するかことができる。
図２は、図１の円の交点の演算手段にて算出される第１の円と第２の円の交点の位置を示す図である。
図２において、（１９）式の右辺第２項に対応する円をＣ_０とすると、γδ軸平面上において、この円Ｃ_０の中心座標は［０，ω_ｒΦ_ｍ］^Ｔ、この円Ｃ_０の半径はω_ｒΦ_ｍである。また、円Ｃ_０上の座標ω_ｒΦ_ｍ［ｓｉｎΔθ，１−ｃｏｓΔθ］^Ｔを点Ｐとする。 Here, the vector U in the equation (19) can be interpreted as the sum of the coordinates of two circles.
FIG. 2 is a diagram showing the position of the intersection of the first circle and the second circle calculated by the intersection calculation means of FIG.
2, when the _{C 0} the circle corresponding to the second term of the right side of the equation (19), on the γδ-axis plane, center coordinates [0, ω _r Φ _m] of the circle _{C 0} ^T, the circle C ₀ of radius is ω _r Φ _m. In addition, the coordinate ω _r Φ _m [sin Δθ, 1−cos Δθ] ^T on the circle C ₀ is set as a point P.

次に、（１９）式の右辺第１項も、第１項単体で考えると、［−１／２ω_１（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）ｉ_δ，−１／２ω_１（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）ｉ_γ］を中心とし、１／２ω_１（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）√（ｉ_δ ^２＋ｉ_γ ^２）を半径とする円であることが判る。
そこで、ベクトルＵは、（１９）式の右辺第２項を考慮すると、（１９）式の第１項単体の円の座標に点Ｐの座標ω_ｒΦ_ｍ［ｓｉｎΔθ，１−ｃｏｓΔθ］^Ｔを加えた座標になることが判る。この円をＣ_１とし、円Ｃ_１の中心座標を点Ｑとする。 Next, the first term on the right side of the equation (19) is also considered as [−1 / 2ω ₁ (L _q −L _d ) i _δ , −1 / 2ω ₁ (L _q −L _d ), considering the first term alone. It can be seen that the circle is centered on i _γ ] and has a radius of 1 / 2ω ₁ (L _q −L _d ) √ (i _δ ² + i _γ ² ).
Therefore, considering the second term on the right side of the equation (19), the vector U has the coordinates ω _r Φ _m [sinΔθ, 1−cosΔθ] ^T of the point P as the coordinates of the circle of the first term alone in the equation (19). It turns out that it becomes the added coordinate. This circle is C ₁ and the center coordinate of the circle C ₁ is a point Q.

次に、γδ軸の電流検出値ｉ_γ、ｉ_δとγδ軸の電流推定値ｉ_γ＃、ｉ_δ＃との偏差の座標について考えると、（１９）式のベクトルＵは円Ｃ_１の軌道上にあり、点Ｑを中心として点Ｐを２Δθだけ回転させたところに位置する。このベクトルＵの座標を点Ｒとすると、点Ｒは円Ｃ_１の軌道上にある。このため、点Ｒを中心として、半径が１／２ω_１（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）√（ｉ_δ ^２＋ｉ_γ ^２）の円Ｃ_２を描くと、円Ｃ_１の半径は１／２ω_１（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）√（ｉ_δ ^２＋ｉ_γ ^２）なので、点Ｒがどの位置にあっても、この円Ｃ_２は円Ｃ_１の中心点Ｑを通る。 Next, considering the coordinates of the deviation between the detected current values i _γ and i _δ of the γδ axis and the estimated current values i _{γ #} and i _{δ #} of the γδ axis, the vector U in the equation (19) is the trajectory of the circle C ₁ . It is located at a point where the point P is rotated by 2Δθ around the point Q. When the coordinates of the vector U and the point R, point R is in orbit circle C _1. Therefore, when a circle C ₂ having a radius of 1 / 2ω ₁ (L _q −L _d ) √ (i _δ ² + i _γ ² ) is drawn with the point R as the center, the radius of the circle C ₁ is 1 / 2ω ₁ ( Since L _q −L _d ) √ (i _δ ² + i _γ ² ), this circle C ₂ passes through the center point Q of the circle C ₁ regardless of the position of the point R.

次に、点Ｒと円Ｃ_２の座標に［１／２ω_１（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）ｉ_δ，１／２ω_１（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）ｉ_γ］を加えて平行移動させ、点Ｒを平行移動させた点をＲ´、円Ｃ_２を平行移動させた円をＣ_２´とする。そして、点Ｒ´を中心として、半径が１／２ω_１（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）√（ｉ_δ ^２＋ｉ_γ ^２）の円Ｃ_２´を描くと、点Ｒ´がどの位置にあっても、この円Ｃ_２´は円Ｃ_１の中心座標を平行移動した点を通る。一方、円Ｃ_１の中心座標を平行移動した点は、点Ｐ（ω_ｒΦ_ｍ［ｓｉｎΔθ，１−ｃｏｓΔθ］^Ｔ）に等しい。 Next, [1 / 2ω ₁ (L _q −L _d ) i _δ , 1 / 2ω ₁ (L _q −L _d ) i _γ ] is added to the coordinates of the point R and the circle C ₂ , and the point R is translated. Let R ′ be the point of translation of C _2, and C ₂ ′ the circle of translation of the circle C ₂ . When a circle C ₂ ′ having a radius of 1 / 2ω ₁ (L _q −L _d ) √ (i _δ ² + i _γ ² ) is drawn with the point R ′ as the center, the point R ′ is located at any position. The circle C ₂ ′ passes through a point translated from the center coordinate of the circle C ₁ . On the other hand, the point translated from the center coordinate of the circle C ₁ is equal to the point P (ω _r Φ _m [sin Δθ, 1−cos Δθ] ^T ).

すなわち、点Ｒ´を中心として半径が１／２ω_１（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）√（ｉ_δ ^２＋ｉ_γ ^２）の円Ｃ_２´を描き、円Ｃ_０との交点を求めると、その交点はω_ｒΦ_ｍ［ｓｉｎΔθ，１−ｃｏｓΔθ］^Ｔになる。このため、図１の円の交点の演算手段１１１ｂは、円Ｃ_２´を第１の円、円Ｃ_０を第２の円に対応させ、円Ｃ_２´と円Ｃ_０との交点を求めることにより、（１７）式を用いて角度推定誤差Δθ_＃を求めることができる。 That is, when a circle C ₂ ′ with a radius of 1 / 2ω ₁ (L _q −L _d ) √ (i _δ ² + i _γ ² ) is drawn around the point R ′ and the intersection with the circle C ₀ is obtained, the intersection Becomes ω _r Φ _m [sin Δθ, 1−cos Δθ] ^T. For this reason, the circle intersection calculation means 111b in FIG. 1 associates the circle C ₂ ′ with the first circle and the circle C ₀ with the second circle, and obtains the intersection between the circle C ₂ ′ and the circle C _0. Thus, the angle estimation error Δθ _# can be obtained using the equation (17).

次に、図１において、角度・速度推定器１１６は、円の交点の演算手段１１１ｂから出力された角度推定誤差Δθ_＃に基づいて、速度推定値ω_ｒ＃（＝一次周波数ω_１）および角度推定値θ_＃を算出する。そして、角度・速度推定器１１６は、速度推定値ω_ｒ＃を減算器１１３、一次周波数ω_１を適応電流オブザーバ１１０、角度推定値θ_＃を回転二相／三相座標変換手段１０５および三相／回転二相座標変換手段１０６に出力する。
ここで、一次周波数ω_１は、以下の（２０）式で与えることができ、角度推定値θ_＃は、以下の（２１）式で与えることができる。 Next, in FIG. 1, the angle / speed estimator 116 is based on the angle estimation error Δθ _# output from the circle intersection calculation unit 111b, and the speed estimated value ω _{r #} (= primary frequency ω ₁ ) and angle. Estimate value θ _# is calculated. The angle / speed estimator 116 subtracts the speed estimated value ω _{r #} from the subtractor 113, the primary frequency ω ₁ from the adaptive current observer 110, the angle estimated value θ _# from the rotating two-phase / three-phase coordinate conversion means 105, and the three-phase. / Output to rotating two-phase coordinate conversion means 106.
Here, the primary frequency ω ₁ can be given by the following equation (20), and the estimated angle value θ _# can be given by the following equation (21).

これにより、磁極位置の角度推定誤差Δθ_＃を含む値を軌道上に持つ２つの円の交点を算出することで、角度誤差Δθが小さい時に成り立つ近似を行うことなく、磁極位置の角度推定誤差Δθ_＃を算出することが可能となり、磁極位置の角度誤差Δθが大きい場合においても、磁極位置の角度推定誤差Δθ_＃の算出精度を向上させることが可能となる。
なお、上述した実施形態では、角度・速度推定器１１６にて速度推定値ω_ｒ＃（＝一次周波数ω_１）および角度推定値θ_＃を算出する方法について説明したが、ｃｏｓΔθ≒１、ｓｉｎΔθ≒Δθという近似が成り立つ場合には、図３の逆伝達関数行列算出手段０１１および角度・速度・一次抵抗推定器０１２を併用し、電機子抵抗Ｒ_ｓを同時に同定できるようにしてもよい。 Thus, by calculating the intersection of two circles having a value including the angle estimation error Δθ _# of the magnetic pole position on the trajectory, the angle estimation error Δθ of the magnetic pole position can be obtained without performing an approximation that holds when the angle error Δθ is small. _# Can be calculated, and even when the angle error Δθ of the magnetic pole position is large, the calculation accuracy of the angle estimation error Δθ _# of the magnetic pole position can be improved.
In the above-described embodiment, the method of calculating the speed estimation value ω _{r #} (= primary frequency ω ₁ ) and the angle estimation value θ _# by the angle / speed estimator 116 has been described. However, cosΔθ≈1, sinΔθ≈ If the approximation that Δθ is satisfied, a combination of inverse transfer function matrix calculating unit 011 and the angle, speed and stator resistance estimator 012 of FIG. 3, may be able to identify the armature resistance R _s at the same time.

本発明の一実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the control apparatus of the synchronous motor which concerns on one Embodiment of this invention. 図１の円の交点の演算手段にて算出される第１の円と第２の円の交点の位置を示す図である。It is a figure which shows the position of the intersection of the 1st circle | round | yen calculated by the calculating means of the intersection of the circle | round | yen of FIG. 1, and a 2nd circle | round | yen. 従来の同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the control apparatus of the conventional synchronous motor.

符号の説明Explanation of symbols

１００ 同期電動機の制御装置
１０１ 埋込形永久磁石同期電動機
１０２ 負荷
１０３ 電流検出手段
１０４ 電力変換装置
１０５ 回転二相／三相座標変換手段
１０６ 三相／回転二相座標変換手段
１０７ 電流制御手段
１０８ 電流指令値作成手段
１０９ 速度ＰＩＤ調節器
１１０ 適応電流オブザーバ
１１１ａ 円の中心座標・半径の演算手段
１１１ｂ 円の交点の演算手段
１１６ 角度・速度推定器
１１３、１１４、１１５ 減算器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Control apparatus of synchronous motor 101 Implantable permanent magnet synchronous motor 102 Load 103 Current detection means 104 Power converter 105 Rotation two phase / three phase coordinate conversion means 106 Three phase / rotation two phase coordinate conversion means 107 Current control means 108 Current Command value creation means 109 Speed PID adjuster 110 Adaptive current observer 111a Circle center coordinate / radius calculation means 111b Circle intersection calculation means 116 Angle / speed estimator 113, 114, 115 Subtractor

Claims (3)

励磁軸とトルク軸を２軸とする平面において、同期電動機の磁極位置の角度誤差を含む値を軌道上に持つ２つの円を求める円の中心座標・半径の演算手段と、
前記円の中心座標・半径の演算手段にて算出された円の交点に基づいて、前記磁極位置の角度推定誤差を算出する円の交点の演算手段と、
前記角度推定誤差を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。 A calculation means for calculating the center coordinates and radius of a circle for obtaining two circles having a value including an angle error of the magnetic pole position of the synchronous motor on a plane having two axes of an excitation axis and a torque axis;
Based on the circle intersection calculated by the circle center coordinate / radius calculation means, the circle intersection calculation means for calculating the angle estimation error of the magnetic pole position;
A control apparatus for a synchronous motor, comprising: a power converter that performs variable speed control of the synchronous motor based on a voltage command value generated using the angle estimation error. 同期電動機の電機子電流を検出する電流検出手段と、
前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、
励磁軸とトルク軸を２軸とする平面において、前記適応電流オブザーバにて推定された電流推定値と、前記電流検出手段にて検出された電流検出値との偏差に基づく位置を中心とし、一次電流の大きさ、一次周波数および励磁軸インダクタンスとトルク軸インダクタンスとの差分に基づく値を半径とする第１の円と、磁石磁束による誘起電圧の大きさに基づく値を中心および半径とする第２の円とを求める円の中心座標・半径の演算手段と、
前記円の中心座標・半径の演算手段にて算出された第１の円と第２の円との交点に基づいて、磁極位置の角度推定誤差を算出する円の交点の演算手段と、
前記角度推定誤差を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。 Current detection means for detecting the armature current of the synchronous motor;
An adaptive current observer for estimating an armature current based on the model of the synchronous motor;
In a plane having two axes of the excitation axis and the torque axis, centering on the position based on the deviation between the current estimated value estimated by the adaptive current observer and the current detected value detected by the current detecting means, A first circle whose radius is a value based on the magnitude of the current, the primary frequency and the difference between the excitation axis inductance and the torque axis inductance, and a second whose center and radius are a value based on the magnitude of the induced voltage due to the magnet magnetic flux A means for calculating the center coordinates / radius of the circle to obtain the circle of
A circle intersection calculation means for calculating an angle estimation error of the magnetic pole position based on the intersection of the first circle and the second circle calculated by the circle center coordinate / radius calculation means;
A control apparatus for a synchronous motor, comprising: a power converter that performs variable speed control of the synchronous motor based on a voltage command value generated using the angle estimation error. 前記第１の円の中心座標は、前記適応電流オブザーバの極を決める制御変数、励磁軸インダクタンス、励磁軸電流検出値と励磁軸電流推定値との差分を積算した値と、励磁軸インダクタンスとトルク軸インダクタンスとの差分の１／２の値、一次周波数、トルク軸電流検出値を積算した値とを加算した成分と、前記適応電流オブザーバの極を決める制御変数、トルク軸インダクタンスおよびトルク軸電流検出値とトルク軸電流推定値との差分を積算した値と、励磁軸インダクタンスとトルク軸インダクタンスとの差分の１／２の値、一次周波数および励磁軸電流検出値を積算した値とを加算した成分とからなる点、
前記第１の円の半径は、励磁軸インダクタンスとトルク軸インダクタンスとの差分の１／２の値、一次周波数および一次電流の大きさを積算した値、
前記第２の円の中心座標は、原点からトルク軸方向に磁石磁束と一次周波数とを積算した値だけ離れた点、
前記第２の円の半径は、磁石磁束と一次周波数とを積算した値であることを特徴とする請求項２記載の同期電動機の制御装置。 The central coordinates of the first circle are a control variable that determines the pole of the adaptive current observer, an excitation axis inductance, a value obtained by integrating a difference between an excitation axis current detection value and an excitation axis current estimated value, an excitation axis inductance, and a torque. A control variable that determines the pole of the adaptive current observer, torque axis inductance and torque axis current detection, a component obtained by adding a half of the difference from the shaft inductance, a primary frequency, and a value obtained by integrating the torque axis current detection value The sum of the value obtained by integrating the difference between the value and the estimated torque shaft current value, and the value obtained by integrating the half value of the difference between the excitation shaft inductance and the torque shaft inductance, the primary frequency, and the excitation shaft current detection value. The point consisting of
The radius of the first circle is a value obtained by integrating the half of the difference between the excitation axis inductance and the torque axis inductance, the primary frequency and the magnitude of the primary current,
The center coordinate of the second circle is a point separated from the origin by a value obtained by integrating the magnetic flux and the primary frequency in the torque axis direction,
The synchronous motor control device according to claim 2, wherein the radius of the second circle is a value obtained by integrating the magnetic flux and the primary frequency.

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