JP2009153292A - Switching power supply circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、出力が５０Ｗ以下の比較的低出力のスイッチング電源であって、高効率で各国の省電力規制、特に無負荷時の省電力化に合致した電源を安価に提供可能なスイッチング電源回路に関するものである。 The present invention is a switching power supply circuit that is a relatively low power switching power supply with an output of 50 W or less and that can provide a power supply that is highly efficient and that meets the power saving regulations of each country, particularly power saving at no load, at low cost. It is about.
出力が５０Ｗ以下の比較的低出力の直流電源回路には、図７に示すようなＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）方式のスイッチング電源回路が使用されてきている（非特許文献１）。
この図７において、＋側端子１８と−側端子１９との間に、ＡＣ電圧を整流した直流電圧が印加されると、起動抵抗２１を介してＭＯＳ・ＦＥＴからなる第１スイッチング素子２２のゲートに閾値電圧以上の電圧が瞬時に印加される。すると、第１スイッチング素子２２に微小なドレイン電流が流れ、これにより、フライバックトランス２４の励磁コイル２５に電圧が発生し、その影響でドライブコイル２７にも電圧が発生する。このドライブコイル２７に発生した電圧は、抵抗３１，３３、コンデンサ３４を介して第１スイッチング素子２２のゲートに加わり、これにより正帰還ループが形成されて、第１スイッチング素子２２は、図８（ａ）のｔ１時に瞬時にオン状態となる。このとき第１スイッチング素子２２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、図８（ａ）に示すように０となる。第１スイッチング素子２２がオン状態となったことにより、フライバックトランス２４には、＋側端子１８と−側端子１９の間に印加した直流電圧と略同等の電圧が印加され、ドライブコイル２７には、励磁コイル２５の巻数に対する出力コイル２６の巻数比によって決まる電圧Ｖｄが発生する。
For a DC power supply circuit with an output of 50 W or less and a relatively low output, an RCC (Ringing Converter) type switching power supply circuit as shown in FIG. 7 has been used (Non-Patent Document 1).
In FIG. 7, when a DC voltage obtained by rectifying the AC voltage is applied between the +
このドライブコイル２７に発生する電圧Ｖｄにより、抵抗３１、フォトカプラ３２の受光素子４６を介してコンデンサ２８に充電が始まる。コンデンサ２８に充電される電圧Ｖｃは、図８（ｅ）に示すような波形となり、この電圧Ｖｃがｔ２時に第２スイッチング素子２３のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達すると、第２スイッチング素子２３にベース電流が流れてオン状態となる。第２スイッチング素子２３がオン状態になると、第１スイッチング素子２２のゲート・ソース間電圧が略０Ｖとなるため、第１スイッチング素子２２は、瞬時にオフ状態となる。第１スイッチング素子２２がオンしてからオフするまでの期間ｔ１〜ｔ２に、図８（ｂ）に示すように、励磁コイル２５に電流Ｉｄが流れる。
The
第１スイッチング素子２２がｔ２時にオフすると同時に、２次側の出力コイル２６に励磁コイル２５側とは正負反転した電圧が発生する。この電圧は、整流ダイオード４０、平滑コンデンサ４１でそれぞれ整流、平滑化されて負荷１７に供給される。このとき、出力コイル２６に流れる電流Ｉｏを図８（ｃ）に示す。この電流Ｉｏは、急激に立ち上がり、以後徐々に０に向って減少していき、整流ダイオード４０がオフするまで降下する。この整流ダイオード４０がオフするｔ３時と同時に、出力コイル２６の内部の残留磁束により、ドライブコイル２７に、図８（ｄ）に示す反転した電圧Ｖｄが発生し、再び第１スイッチング素子２２をオンにする。この間、コンデンサ２８には、抵抗２９とツェナーダイオード３０を介して反転した電圧Ｖｄにより負に充電される。この発振動作を繰り返すことで出力電圧が得られる。
At the same time that the
ここで、抵抗４８で検出した出力電圧Ｖｏは、ツェナーダイオード４７の基準電圧 ツェナー電圧 Ｖｒｅｆと比較され、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、その差分がフォトカプラ３２の発光素子４５に流れる。これにより、フォトカプラ３２の受光素子４６のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが変化するので、第１スイッチング素子２２のオン期間にコンデンサ２８を充電する経路にある抵抗３１、フォトカプラ３２の受光素子４６、コンデンサ２８による時定数が変化する。すると、コンデンサ電圧Ｖｃが出力電圧Ｖｏに対応して、すなわち、出力電圧Ｖｏが高くなればそれだけ早くコンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達し、逆に出力電圧Ｖｏが低くなればそれだけ遅くコンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達する。コンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達すると、第２スイッチング素子２３をオンして第１スイッチング素子２２をオフする。この時定数の変化により、ＶｃがＶｂｅに達するまでの時間が変化し、第１スイッチング素子２２のオン期間がコントロールされ、出力電圧Ｖｏが安定する。
なお、図７において、励磁コイル２５と並列に、スイッチング電源における切り替わりの過渡状態で発生する高いスパイク電圧を防止するため、ダイオード３５、コンデンサ３６、抵抗３７からなるスナバー回路３８が接続されている。
Here, the output voltage Vo detected by the
In FIG. 7, a
以上の図７に示すスイッチング電源回路は、商用の入力交流電圧Ｖｉが高かったり低かったりしても、出力電圧Ｖｏは略一定となるだけでなく、出力電流Ｉｏが増加しても出力電圧Ｖｏにほとんど変化がなく一定となる。また、発振周波数が数十〜数百ｋＨｚときわめて高いため、特にトランスが極めて小型化され、それに伴って全体の構成も小型化されている。 In the switching power supply circuit shown in FIG. 7, the output voltage Vo not only becomes substantially constant even when the commercial input AC voltage Vi is high or low, but the output voltage Vo is increased even when the output current Io increases. Almost unchanged and constant. In addition, since the oscillation frequency is extremely high, such as several tens to several hundreds kHz, the transformer is particularly miniaturized, and the entire configuration is miniaturized accordingly.
しかしながら、上述の従来のＲＣＣ型のスイッチング電源では、軽負荷を含め、無負荷の状態では、発振を停止することがなく、通常動作よりもむしろ高い周波数で発振する。ＲＣＣ型のスイッチング電源は、発振用のコンデンサ２８、スナバー回路３８のコンデンサ３６、平滑用のコンデンサ４１等の充放電電流が流れ、コイルや抵抗器等の負荷抵抗による発熱として電力を消費し、スイッチング・ロスが大きくなる。特に無負荷の場合は、不要なロスであって、省電力規制を満足させることが困難であるという問題があった。
また、図７に示すスイッチング電源回路は、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、フォトカプラ３２の発光素子４５に電流が流れて発光し、これを受光素子４６が受光して抵抗３１、受光素子４６、コンデンサ２８による時定数が変化するように構成されているため、特にフォトカプラ３２や出力電圧Ｖｏの検出回路などの高価な素子を必要とするという問題があった。
However, the above-described conventional RCC type switching power supply does not stop oscillation in a no-load state including a light load, and oscillates at a higher frequency than in normal operation. In the RCC type switching power supply, charging / discharging current flows through the
In the switching power supply circuit shown in FIG. 7, when the output voltage Vo exceeds the reference voltage Vref, a current flows through the
本発明は、安価、小型で、無負荷時の電力消費を極力抑えることにより各国の省電力規制に対応できるスイッチング電源回路を提供することを目的とするものである。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a switching power supply circuit that is inexpensive and small in size and can meet power saving regulations in each country by minimizing power consumption at no load.
１次側に励磁コイル、ドライブコイルを有し、２次側に出力コイルを有するフライバックトランスと、前記ドライブコイルから電圧が印加されて自励発振し、前記励磁コイルを励磁するバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御するバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子と、この第２スイッチング素子のベース・エミッタ間に接続され、前記ドライブコイルからの電流を、インピーダンス回路を介して供給されるタイミングコンデンサとを具備し、前記励磁コイルに直流電圧を供給し、前記ドライブコイルからの電圧によりタイミングコンデンサの充放電時間を変化させることにより前記第２スイッチング素子のスイッチングタイミングを制御し、この第２スイッチング素子のスイッチングタイムにより第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御して出力コイルの出力電圧を制御するようにしたスイッチング電源回路において、
前記ドライブコイルからのフライバック電圧により充電されるセンシングコンデンサと、このセンシングコンデンサの電圧を出力電圧に基づいて予め設定した基準電圧とするツェナーダイオードと、センシングコンデンサの電圧がツェナー電圧を超えたときに導通して前記タイミングコンデンサに抵抗を介して結合するトランジスタとを具備し、前記センシングコンデンサの充電電圧を前記タイミングコンデンサに供給してタイミングコンデンサの放電時間を制御する。
A flyback transformer having an excitation coil and a drive coil on the primary side and having an output coil on the secondary side, and a bipolar transistor that self-oscillates when a voltage is applied from the drive coil and excites the excitation coil. A first switching element, a second switching element comprising a bipolar transistor for controlling the switching time of the first switching element, and a base-emitter of the second switching element are connected. A timing capacitor supplied via a circuit, supplying a DC voltage to the exciting coil, and changing a charging / discharging time of the timing capacitor by a voltage from the drive coil, thereby switching timing of the second switching element. Control In the switching power supply circuit as the switching time to control the switching time of the first switching element for controlling the output voltage of the output coil of the second switching element,
A sensing capacitor that is charged with a flyback voltage from the drive coil, a Zener diode that uses the voltage of the sensing capacitor as a reference voltage set in advance based on the output voltage, and when the voltage of the sensing capacitor exceeds the Zener voltage A transistor that conducts and couples to the timing capacitor via a resistor, and supplies a charging voltage of the sensing capacitor to the timing capacitor to control a discharge time of the timing capacitor.
前記出力コイルに発生する電圧の検出は、前記ドライブコイルに発生するフライバック電圧として検出し、このフライバック電圧をダイオードとセンシングコンデンサで整流及び平滑して得られる直流電圧をツェナーダイオードによる基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、その比較結果に基づいて誤差増幅トランジスタのコレクタ電流を制御することにより前記タイミングコンデンサの放電時間を変化させ、このタイミングコンデンサの放電時間の変化により前記第２スイッチング素子のスイッチングタイミングを変化させ、このスイッチングタイミングの変化により前記第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御し、軽負荷時に前記励磁コイルに発生する電圧の周波数を低減してロスを減らすように制御する。
また、出力コイルに発生する電圧に比例する電圧の検出は、ドライブコイルとは別にフライバックトランスの１次側に設けたセンシングコイルに発生するフライバック電圧として検出してもよい。
The voltage generated in the output coil is detected as a flyback voltage generated in the drive coil, and a DC voltage obtained by rectifying and smoothing the flyback voltage with a diode and a sensing capacitor is used as a reference voltage Vref by a Zener diode. And the discharge time of the timing capacitor is changed by controlling the collector current of the error amplification transistor based on the comparison result, and the switching timing of the second switching element is changed by the change of the discharge time of the timing capacitor. The switching time of the first switching element is controlled according to the change in the switching timing, and the frequency of the voltage generated in the exciting coil at the time of light load is controlled to reduce the loss.
Further, the voltage proportional to the voltage generated in the output coil may be detected as a flyback voltage generated in a sensing coil provided on the primary side of the flyback transformer separately from the drive coil.
ドライブコイルまたはセンシングコイルに発生する電圧は、出力コイルに発生する電圧と相似であり、これを整流して得られる出力電圧に比例した直流電圧は、ドライブコイルまたはセンシングコイルのマイナス側から、ダイオードを介して、その一端が、ドライブコイルまたはセンシングコイルのプラス側に接続されたコンデンサに接続され、コンデンサのプラス側から抵抗を介して誤差増幅用トランジスタのエミッタに接続され、トランジスタのベースはツェナーダイオードを介して、コンデンサのマイナス側に接続され、コンデンサの電圧は、ツェナーダイオードのツェナー電圧と比較され、誤差分に応じた電流が、トランジスタのコレクタから前記タイミングコンデンサを充電するように接続されており、タイミングコンデンサの充放電時間を変化させ、前記第２スイッチング素子のスイッチングのタイミングを変化させることにより、前記第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御する。 The voltage generated in the drive coil or sensing coil is similar to the voltage generated in the output coil, and the DC voltage proportional to the output voltage obtained by rectifying the voltage is applied to the diode from the negative side of the drive coil or sensing coil. One end of the capacitor is connected to the capacitor connected to the positive side of the drive coil or sensing coil, and the positive side of the capacitor is connected to the emitter of the error amplifying transistor through a resistor. Is connected to the negative side of the capacitor, the voltage of the capacitor is compared with the Zener voltage of the Zener diode, and a current corresponding to the error is connected to charge the timing capacitor from the collector of the transistor, Timing capacitor charge Changing the charging time, by changing the timing of the switching of the second switching element, to control the switching time of the first switching element.
請求項１及び２記載の発明によれば、出力直流電圧を、ドライブコイルまたはセンシングコイルに発生するフライバック電圧から得られる直流電圧により間接的に検出し、ツェナーダイオードのツェナー電圧と比較し、誤差増幅用トランジスタからタイミングコンデンサに供給する電流を変化させ、このタイミングコンデンサの充放電時間を変化させて第２スイッチング素子のスイッチングのタイミングを変化させることにより、第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御するようにしたので、無負荷又は軽負荷の場合に発振周波数を低減することができ、スイッチング・ロスを低く抑えることができるという効果を有する。
また、従来のスイッチング電源のようなフォトカプラや出力電圧Ｖｏの検出回路などにより２次側から１次側にフィードバックする必要がなく、しかも、１次側と２次側の間の絶縁が容易になり、さらに、高価な素子を必要とせず、安価に提供できると共に、発振周波数が数十〜数百ｋＨｚときわめて高くでき、特にトランスが極めて小型化され、それに伴って全体の構成も小型化できるという効果を有する。
According to the first and second aspects of the invention, the output DC voltage is indirectly detected by the DC voltage obtained from the flyback voltage generated in the drive coil or the sensing coil, and compared with the Zener voltage of the Zener diode. The switching time of the first switching element is controlled by changing the current supplied from the amplifying transistor to the timing capacitor and changing the charging / discharging time of the timing capacitor to change the switching timing of the second switching element. As a result, the oscillation frequency can be reduced in the case of no load or light load, and the switching loss can be suppressed to a low level.
Moreover, there is no need to feed back from the secondary side to the primary side by a photocoupler such as a conventional switching power supply or a detection circuit for the output voltage Vo, and the insulation between the primary side and the secondary side is easy. Furthermore, an expensive element is not required and can be provided at a low cost, and the oscillation frequency can be extremely high, such as several tens to several hundreds kHz. In particular, the transformer can be extremely miniaturized, and the overall configuration can be miniaturized accordingly. It has the effect.
請求項３記載の発明によれば、センシングコイルの捲き数を、出力コイルの捲き数と同一又はそれ以上とすることにより、出力電圧と同一又はそれ以上の電圧をより正確にセンシングコンデンサに発生させることができるので、出力電圧の基準電圧に対する誤差を少なくすることができるという効果を有する。
According to the invention described in
請求項４記載の発明によれば、センシングコンデンサのマイナス側が入力端子に直接接続されているので、ノイズに対して影響を受け難く、より安定なスイッチング動作をすることができるという効果を有する。 According to the fourth aspect of the invention, since the negative side of the sensing capacitor is directly connected to the input terminal, there is an effect that it is less susceptible to noise and can perform a more stable switching operation.
本発明のスイッチング電源回路は、１次側に励磁コイル６３、ドライブコイル６５を有し、２次側に出力コイル６４を有するフライバックトランス６２と、前記ドライブコイル６５から電圧が印加されて自励発振し、前記励磁コイル６３を励磁するバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子６０と、この第１スイッチング素子６０のスイッチングタイムを制御するバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子５４と、この第２スイッチング素子５４のベース・エミッタ間に接続され、前記ドライブコイル６５からの電流を、抵抗５３を介して供給されるタイミングコンデンサ５５とを具備し、前記励磁コイル６３にＡＣ電圧を整流した直流電圧を供給し、スイッチングして前記出力コイル６４から出力するようにしたＲＣＣ方式が採用され、前記フライバックトランス６２のドライブコイル６５に発生するフライバック電圧をダイオード５９で整流しコンデンサ５８で平滑することにより、コンデンサ５８の電圧を出力直流電圧として間接的に検出し、誤差増幅用トランジスタ６７のベースに接続されたツェナーダイオード５６のツェナー電圧と比較し、誤差に比例した電圧分をトランジスタ６７のコレクタ電流として出力し、前記タイミングコンデンサ５５に供給して充放電時間を変化させて前記第２スイッチング素子５４のスイッチングタイミングを変化させることにより、前記第１スイッチング素子６０のスイッチングタイムを制御する。誤差増幅トランジスタ６７の出力電圧は、前記５６のツェナー電圧によって決まる。
The switching power supply circuit of the present invention is self-excited when a voltage is applied from the
誤差増幅トランジスタ６７に接続されている抵抗５７により、タイミングコンデンサ５５の充電時間を変えることができ、無負荷時の発振周波数を低く抑えることにより電力損失を低減させる。
The charging time of the
本発明によるスイッチング電源回路の実施例１を示す図１において、商用のＡＣ電源４９を整流器１３で整流した直流電源を＋側端子１８と−側端子１９との間に供給し、これらの端子１８，１９間に、平滑コンデンサ２０と、起動用抵抗５０とバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子５４との直列回路と、フライバックトランス６２の励磁コイル６３とバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子６０との直列回路とを互いに並列に接続する。前記第１スイッチング素子６０のベースは、前記起動用抵抗５０と第２スイッチング素子５４の接続点と、コンデンサ５１の一端と、ダイオード６１のカソードとに接続され、このダイオード６１のアノードは第１スイッチング素子６０のエミッタに接続されている。前記コンデンサ５１の他端には、抵抗５２、充電抵抗５３、タイミングコンデンサ５５を介して−側端子１９に接続され、充電抵抗５３とタイミングコンデンサ５５の接続点は、前記第２スイッチング素子５４のベース及び誤差増幅トランジスタ６７のコレクタが接続されている。誤差増幅トランジスタ６７のベースはツェナーダイオード５６を介して充電抵抗５３と抵抗５２の接続点の接続され、さらにドライブコイル６５のプラス側に接続されている。
In FIG. 1 showing the first embodiment of the switching power supply circuit according to the present invention, a DC power source obtained by rectifying a commercial
前記フライバックトランス６２には、前記励磁コイル６３に加えて、出力コイル６４とドライブコイル６５が設けられており、ドライブコイル６５のマイナス側は前記−側端子１９と平滑コンデンサ２０の一端に接続され、前記ドライブコイル６５のマイナス側よりダイオード５９を介してセンシングコンデンサ５８の一端に接続され、センシングコンデンサ５８の他端はドライブコイル６５のプラス側に接続されている。ダイオード５９とセンシングコンデンサ５８の接続点は、抵抗５７を介して、誤差増幅トランジスタ６７のエミッタに接続されている。
The
前記フライバックトランス６２の出力コイル６４の一端には、整流ダイオード４０を介して平滑コンデンサ４１の一端に接続されると共に、出力端子４２を介して負荷１７の一端に接続され、また、前記出力コイル６４の他端には、前記平滑コンデンサ４１の他端に接続されると共に、出力端子４３を介して前記負荷１７の他端に接続されている。
前記励磁コイル６３と並列に、スイッチング電源における切り替わりの過渡状態で発生する高いスパイク電圧を防止するため、ダイオード３５、コンデンサ３６、抵抗３７からなるスナバー回路３８が接続されている。
なお、フライバックトランス６２の励磁コイル６３、出力コイル６４、ドライブコイル６５における黒点側が巻き始めを表している。
One end of an
In parallel with the
The black dot side of the
次に、以上の構成における電源回路のレギュレータとしての基本的な作用を図４に基づき説明する。
出力電圧Ｖｏは、出力コイル６４に発生する電圧Ｖｅを整流ダイオード４０と平滑コンデンサ４１で整流、平滑化したものであり、図７に示す従来のＲＣＣ方式の回路では、この出力電圧Ｖｏを出力側で直接検出し、フォトカプラ３２等を用いて１次側にフィードバックして出力電圧Ｖｏの制御を行っていた。
しかるに、本発明では、ドライブコイル６５に発生する電圧波形Ｖｄが、出力コイル６４に発生する電圧波形Ｖｅと相似であることを利用し、ドライブコイル６５に発生する電圧Ｖｅを、出力コイル６４の電圧の整流と同相で整流し、センシングコンデンサ５８に発生する電圧Ｖｓを、出力電圧Ｖｏの検出電圧としている。ＶｏとＶｓの間には、Ｖｓ／Ｖｏ＝Ｎ２／Ｎ３（Ｎ２はドライブコイル６５の捲き数、Ｎ３は出力コイル６４の捲き数）の関係がある。
Next, the basic operation as a regulator of the power supply circuit in the above configuration will be described with reference to FIG.
The output voltage Vo is obtained by rectifying and smoothing the voltage Ve generated in the
In the present invention, however, the voltage waveform Vd generated in the
例えば、出力電圧Ｖｏが設定値より高くなったものとすると、電圧Ｖｄも高くなるので、抵抗５３を介してタイミングコンデンサ５５に充電し、タイミングコンデンサ５５が急速に充電し、第２スイッチング素子のトランジスタ５４のベース電圧がＶｂｅに達する時間が短くなる。すなわち、第１スイッチング素子６０のオン期間が短くなるので、出力電圧Ｖｏは低くなる。
For example, if the output voltage Vo is higher than the set value, the voltage Vd also increases. Therefore, the
逆に、出力電圧Ｖｏが設定値より低くなったものとすると、上述とは逆の現象が起こり、第１スイッチング素子６０のオン期間が長くなるので、出力電圧Ｖｏは高くなる。
このようにして、タイミングコンデンサ５５の充放電時間を制御することで、第１スイッチング素子６０のオン時間を制御し、出力電圧Ｖｏを略一定に保っている。
Conversely, if the output voltage Vo is lower than the set value, a phenomenon opposite to that described above occurs, and the ON period of the
In this way, by controlling the charging / discharging time of the
なお、このＲＣＣ型スイッチング電源回路の出力電圧Ｖｏは、出力電流Ｉｏが増加するに従いやや低くなる。その理由は、ドライブコイル６５に発生する電圧Ｖｅが、出力コイル６４に発生する電圧Ｖｅと、これを整流・平滑化した電圧Ｖｏとは、正確に一致しておらず、負荷１７側に流れる電流Ｉｏが増加すると、出力線のインピーダンスによる電圧降下分は制御できないということにある。本発明は、この特性を巧みに利用したものである。
Note that the output voltage Vo of the RCC switching power supply circuit becomes slightly lower as the output current Io increases. The reason is that the voltage Ve generated in the
次に、負荷１７が無負荷又は軽負荷である場合の作用を、図２の動作波形図に基づいて説明する。
＋側端子１８と−側端子１９の間に直流電圧が印加されると、起動用抵抗５０を通って第１スイッチング素子６０のベースに電流が流れ、発振が開始し、図２のｔ１時に瞬時に第１スイッチング素子６０がオン状態になる。この第１スイッチング素子６０がオン状態になると、この第１スイッチング素子６０のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが図２（ａ）に示すように、略０Ｖになるので、励磁コイル６３には、＋側端子１８の電圧に等しい電圧Ｖｉが発生し、また、ドライブコイル６５には、励磁コイル６３の巻き数をＮ１、ドライブコイル６５の巻き数をＮ２としたとき、電圧Ｖｉ×Ｎ２／Ｎ１倍の電圧Ｖｄが発生する。同時に、出力コイル６４には、図２（ｇ）に示すような負の電圧Ｖｉ×Ｎ３／Ｎ１＝Ｖｅが発生するが、出力コイル６４は極性が逆であり、整流ダイオード４０、検波ダイオード５９には、電流が流れない。
Next, the operation when the
When a DC voltage is applied between the +
前記ドライブコイル６５に発生した電圧Ｖｄは、抵抗５２とコンデンサ５１を介して第１スイッチング素子６０のベースに電流を流してオン状態を保持している。同時に充電抵抗５３を通してタイミングコンデンサ５５を充電する。ｔ２時にタイミングコンデンサ５５の電圧Ｖｃが第２スイッチング素子５４をオンする閾値Ｖｔｕに達すると第２スイッチング素子５４はオンし、第２スイッチング素子５４のコレクタに接続されている第１スイッチング素子６０のベースは、第２スイッチング素子５４を介して−側端子１９の−側電位になりオフ状態になる。
ここで、第１スイッチング素子６０がオンしてからオフするまでに第１スイッチング素子６０のコレクタと励磁コイル６３に流れる電流Ｉｄは、図２（ｄ）に示すような間欠した鋸歯状波形となる。
The voltage Vd generated in the
Here, the current Id flowing through the collector of the
ｔ２時に第１スイッチング素子６０がオフすると、励磁コイル６３、ドライブコイル６５、出力コイル６４は、フライバック原理により、それぞれ電圧の極性が反転するので、出力コイル６４は、出力側に図２（ｅ）に示すような電流Ｉｏを供給する。この電流Ｉｏを供給すると、励磁コイル６３には、図２（ａ）に示すような電圧が発生する。また、ドライブコイル６５には、図２（ｆ）に示すような負電圧Ｖｄが発生する。
When the
ｔ２時に励磁コイル６３の電流Ｉｄが停止した瞬間、この励磁コイル６３に蓄積した磁気エネルギーは、
（１／２）・Ｌ・Ｉｄ・Ｉｄ（Ｌは励磁コイル６３のインダクタンス）
であり、このエネルギーが出力コイル６４により整流ダイオード４０を介して図２（ｅ）の電流Ｉｏとして放出されるとともに、後述するように、ドライブコイル６５によりセンシングコンデンサ５８とタイミングコンデンサ５５を充電する。
At the moment when the current Id of the
(1/2) · L · Id · Id (L is the inductance of the exciting coil 63)
This energy is discharged by the
ｔ２時にフライバック原理により、それぞれ電圧の極性が反転した瞬間、タイミングコンデンサ５５、抵抗５３、ドライブコイル６５、タイミングコンデンサ５５の閉回路が形成され、図２（ｂ）のように放電を開始する。
At the instant t2, the closed circuit of the
センシングコンデンサ５８に発生した電圧は、ツェナーダイオード５６のツェナー電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ）と比較され、負荷１７が無負荷の場合には、センシングコンデンサ５８に発生する電圧がツェナー電圧を越えるために、ｔ３時にツェナーダイオード５６が導通して誤差増幅トランジスタ６７のベースに電流を供給して誤差増幅トランジスタ６７がオンする。
The voltage generated in the
ｔ３時に誤差増幅トランジスタ６７がオンすると、センシングコンデンサ５８から、抵抗５７、誤差増幅トランジスタ６７のエミッタ・コレクタにも電流が流れ、この電流がタイミングコンデンサ５５を充電し、前述の放電を阻止する。このタイミングコンデンサ５５の放電を阻止し、逆に充電することによりタイミングコンデンサ５５は、第２スイッチング素子５４がオフする閾値Ｖｔｌに達する前に電圧が高くなるので、第２スイッチング素子のトランジスタ５４はオン状態を保持する。
When the
センシングコンデンサ５８の電荷は、ｔ４時以降、誤差増幅トランジスタ６７のベース電流とコレクタ電流として放電され、その電圧が低下していく。誤差増幅トランジスタ６７のベース電流が０になると、タイミングコンデンサ５５への充電がなくなり、タイミングコンデンサ５５が徐々に放電してｔ５時に電圧Ｖｂｅがオフする閾値Ｖｔｌ以下になった瞬間に、それまでオン状態にあった第２スイッチング素子のトランジスタ５４はオフして初期の状態に戻る。再び起動抵抗５０を通して第１スイッチング素子６０のトランジスタにベース電流を流してオン状態にする。以上のｔ１〜ｔ５を１周期としてこれを繰り返す。
The charge of the
以上の無負荷時の作用において、電力ロスを少なくするために、発振周波数を低く抑えるには、抵抗５７を大きくして誤差増幅トランジスタ６７のコレクタ電流を減らすか、センシングコンデンサ５８を大きくして放電の時定数を大きくすればよい。このようにして無負荷時の発振周波数を低く抑えて電源の無負荷時のスイッチング損失を減少させることにより、省電力規制に対応する電源を提供できる。
なお、無負荷時の発振周波数は、低くすればそれだけスイッチング・ロスを小さくすることはできるが、あまり低くすると騒音（可聴音）として認識される発振音を生ずる可能性があるので１０〜２０ｋＨｚ程度まで抑えることが好適である。
In order to reduce the power loss in the above-described operation under no load, in order to keep the oscillation frequency low, the
Note that if the oscillation frequency at no load is lowered, the switching loss can be reduced accordingly. However, if the oscillation frequency is lowered too much, an oscillation sound recognized as noise (audible sound) may be generated. It is preferable to suppress to a minimum.
次に、負荷１７に負荷が接続された場合の動作を、負荷が比較的小さい場合と大きい場合（通常の負荷）に分けて説明する。
負荷が接続された場合でも、基本的な動作は図２の説明と変わるところはない。しかし、本発明のスイッチング電源の基本的な動作として、負荷が接続されて電流Ｉｏが増大すると、出力コイル６４で発生する電圧が負荷の大きさに従ってやや降下し、同時にドライブコイル６５で発生する電圧もやや降下する。
Next, the operation when the load is connected to the
Even when a load is connected, the basic operation is not different from the description of FIG. However, as a basic operation of the switching power supply of the present invention, when the load is connected and the current Io increases, the voltage generated in the
ここで、無負荷から軽負荷に移行する場合の動作を説明する。
負荷１７が比較的小さい場合は、センシングコンデンサ５８に充電される電荷は少なくなるが、ツェナーダイオード５６のツェナー電圧（Ｖｒｅｆ）よりもセンシングコンデンサ５８に発生する電圧の方が高いために、前述の無負荷の場合と同様にして誤差増幅トランジスタ６７がオンして、センシングコンデンサ５８から誤差増幅トランジスタ６７を介してタイミングコンデンサ５５を短時間だけ充電する。しかし、図３（ｃ）に示されるように、センシングコンデンサ５８に充電された電荷が少ないので、図３（ｂ）に示されるようにタイミングコンデンサ５５を充電してＶｂｅを前記閾値Ｖｔｌ以上に維持する時間が短くなり、無負荷の場合よりも周期が短くなり通常の周波数で発振する。
Here, the operation when shifting from no load to light load will be described.
When the
負荷１７が比較的大きい場合は、センシングコンデンサ５８に発生する電圧はツェナーダイオード５６のツェナー電圧（Ｖｒｅｆ）を超えなくなる。すると、ツェナーダイオード５６を介して供給されるベース電流が流れなくなるので、誤差増幅トランジスタ６７がオンせず、センシングコンデンサ５８からタイミングコンデンサ５５を充電する電流が流れず、図４（ｂ）に示されるようにタイミングコンデンサ５５の電圧Ｖｃがすぐに前記閾値Ｖｔｌに達して、通常の高い周波数で発振する。
When the
ツェナーダイオード５６のツェナー電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ）、センシングコンデンサ５８の容量及び抵抗５７の抵抗値を適宜に設定することにより、無負荷時の発振周波数をノイズ源とならないように、通常（３００ｋＨｚ）の１／３０の１０ｋＨｚ程度に抑えることが望ましい。
By appropriately setting the Zener voltage (reference voltage Vref) of the
次に、本発明の実施例２を図５に基づいて説明する。
この実施例２は、実施例１のドライブコイル６５、検波ダイオード５９、センシングコンデンサ５８、抵抗５７、誤差増幅トランジスタ６７、基準電圧ツェナーダイオード５６で構成される回路を次の回路に置き換えたものである。
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
In the second embodiment, the circuit constituted by the
図５に示すように、フライバックトランス６２にドライブコイル６５とは別にセンシングコイル６６を設け、このセンシングコイル６６の巻き始め端側（＋側）をドライブコイル６５の捲き始め端側に接続し、巻き終わり端側から巻き始め端側に向かって検波ダイオード５９とセンシングコンデンサ５８を接続し、検波ダイオード５９はカソード側を巻き始め端側に、アノード側をセンシングコンデンサ５８側に接続されている。検波ダイオード５９とセンシングコンデンサ５８の接続点より抵抗５７を介して、誤差増幅トランジスタ６７のエミッタに接続し、この誤差増幅トランジスタ６７のベースはツェナーダイオード５６を介してドライブコイル６５とセンシングコイル６６の接続点に接続されている。誤差増幅トランジスタ６７のコレクタはタイミングコンデンサ５５と抵抗５３の接続点に接続されている。
As shown in FIG. 5, the
このように接続すると、ドライブコイル６５に発生する電圧波形と、センシングコイル６６に発生する電圧波形は相似であるので、センシングコンデンサ５８には、出力電圧Ｖｏに比例した電圧が得られ、図１の回路と同等の動作をすることになる。センシングコイル６６の捲き数Ｎ４を、出力コイルの６４の捲き数Ｎ３と同一又はそれ以上とすることにより、出力電圧Ｖｏと同一又はそれ以上の電圧となり、正確にセンシングコンデンサ５８に電圧を発生させることができるので、出力電圧Ｖｏの出力電圧に対する誤差を少なくすることができる。
With this connection, since the voltage waveform generated in the
次に、本発明の実施例３を図６に基づいて説明する。
実施例３は、前記実施例２のセンシングコイル６６、検波ダイオード５９、センシングコンデンサ５８、抵抗５７、誤差増幅トランジスタ６７、基準電圧ツェナーダイオード５６の接続を次の回路に置き換えたものである。
Next,
In the third embodiment, the connection of the
センシングコイル６６の捲き始め端側をドライブコイル６５の捲き終わり端側に接続し、巻き終わり端側から巻き始め端側に向かって検波ダイオード５９とセンシングコンデンサ５８を接続し、検波ダイオード５９はカソード側を巻き終わり端側に、アノード側をセンシングコンデンサ５８の側に接続されている。センシングコンデンサ５８と検波ダイオード５９の接続点より抵抗５７を介して、誤差増幅トランジスタ６７のエミッタ接続されている。トランジスタ６７のベースは基準電圧ツェナーダイオード５６を介してドライブコイル６５とセンシングコイル６６の接続点に接続し、コレクタはトランジスタ５４のベースとタイミングコンデンサ５５の接続点に接続されている。
この回路は実施例１および実施例２と同等の動作をするが、センシングコンデンサ５８のマイナス側が入力端子１９に直接接続されているので、ノイズに対して影響を受け難くより安定なスイッチング動作をすることができる。
The winding start end side of the
This circuit operates in the same manner as in the first and second embodiments. However, since the negative side of the
１３…整流器、１７…負荷、１８…＋側端子、１９…−側端子、２０…平滑コンデンサ、２１…起動抵抗、２２…第１スイッチング素子、２３…第２スイッチング素子、２４…フライバックトランス、２５…励磁コイル、２６…出力コイル、２７…ドライブコイル、２８…コンデンサ、２９…抵抗、３０…ツェナーダイオード、３１…抵抗、３２…フォトカプラ、３３…抵抗、３４…コンデンサ、３５…ダイオード、３６…コンデンサ、３７…抵抗、３８…スナバー回路、４０…整流ダイオード、４１…平滑コンデンサ、４２…出力端子、４３…出力端子、４４…抵抗、４５…発光素子、４６…受光素子、４７…ツェナーダイオード、４８…抵抗、４９…ＡＣ電源、５０…起動用抵抗、５１…コンデンサ、５２…抵抗、５３…充電抵抗、５４…第２スイッチング素子、５５…タイミングコンデンサ、５６…ツェナーダイオード、５７…抵抗、５８…センシングコンデンサ、５９…検波ダイオード、６０…第１スイッチング素子、６１…ダイオード、６２…フライバックトランス、６３…励磁コイル、６４…出力コイル、６５…ドライブコイル、６６…センシングコイル、６７…誤差増幅トランジスタ。
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記ドライブコイルからのフライバック電圧により充電されるセンシングコンデンサと、このセンシングコンデンサの電圧を出力電圧に基づいて予め設定した基準電圧とするツェナーダイオードと、センシングコンデンサの電圧がツェナー電圧を超えたときに導通して前記タイミングコンデンサに抵抗を介して結合するトランジスタとを具備し、前記センシングコンデンサの充電電圧を前記タイミングコンデンサに供給してタイミングコンデンサの放電時間を制御することを特徴とするスイッチング電源回路。 A flyback transformer having an excitation coil and a drive coil on the primary side and having an output coil on the secondary side, and a bipolar transistor that self-oscillates when a voltage is applied from the drive coil and excites the excitation coil. A first switching element, a second switching element composed of a bipolar transistor for controlling the switching time of the first switching element, and a base-emitter of the second switching element are connected. A timing capacitor supplied through a circuit, supplying a DC voltage to the exciting coil, and changing a charging / discharging time of the timing capacitor by a voltage from the drive coil, thereby switching timing of the second switching element. Control In the switching power supply circuit as the switching time to control the switching time of the first switching element for controlling the output voltage of the output coil of the second switching element,
A sensing capacitor that is charged by a flyback voltage from the drive coil, a Zener diode that uses the voltage of the sensing capacitor as a reference voltage set in advance based on the output voltage, and when the voltage of the sensing capacitor exceeds the Zener voltage A switching power supply circuit comprising: a transistor that is conductive and coupled to the timing capacitor via a resistor, and supplies a charging voltage of the sensing capacitor to the timing capacitor to control a discharge time of the timing capacitor.
前記フライバックトランスの１次側に、前記出力コイルと比例する電圧を出力するセンシングコイルを設け、このセンシングコイルからのフライバック電圧により充電されるセンシングコンデンサと、このセンシングコンデンサの電圧を出力電圧に基づいて予め設定した基準電圧とするツェナーダイオードと、センシングコンデンサの電圧がツェナー電圧を超えたときに導通して前記タイミングコンデンサに抵抗を介して結合するトランジスタとを具備し、前記センシングコンデンサの充電電圧を前記タイミングコンデンサに供給してタイミングコンデンサの放電時間を制御することを特徴とするスイッチング電源回路。 A flyback transformer having an excitation coil and a drive coil on the primary side and having an output coil on the secondary side, and a bipolar transistor that self-oscillates when a voltage is applied from the drive coil and excites the excitation coil. A first switching element, a second switching element composed of a bipolar transistor for controlling the switching time of the first switching element, and a base-emitter of the second switching element are connected. A timing capacitor supplied through a circuit, supplying a DC voltage to the exciting coil, and changing a charging / discharging time of the timing capacitor by a voltage from the drive coil, thereby switching timing of the second switching element. Control In the switching power supply circuit as the switching time to control the switching time of the first switching element for controlling the output voltage of the output coil of the second switching element,
A sensing coil that outputs a voltage proportional to the output coil is provided on the primary side of the flyback transformer, a sensing capacitor that is charged by a flyback voltage from the sensing coil, and the voltage of the sensing capacitor is used as an output voltage. A Zener diode having a reference voltage set in advance, and a transistor that conducts and couples to the timing capacitor via a resistor when the voltage of the sensing capacitor exceeds the Zener voltage, and charging voltage of the sensing capacitor Is supplied to the timing capacitor to control the discharge time of the timing capacitor.
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