JP2009142085A - エネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置 - Google Patents

エネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置 Download PDF

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Abstract

【課題】スイッチング動作に伴うスイッチング周波数およびその高調波成分が商用電源側から外部に漏れることによる雑音端子電圧のアベレージ値の低減を容易に実現することができるエネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置を提供する。
【解決手段】ドレイン電流検出回路１５による電流検出後に、あらかじめ設定された変調時間で周期的に前記スイッチング素子２のターンオフのタイミングを変化させるターンオフ信号変調回路を具備し、スイッチング素子２に流れる電流ピークを変調することにより、一定入力電圧かつ一定負荷状態においても、発振周波数を一定の周波数に集中させず、スイッチングノイズを拡散する。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧に対してスイッチング素子を通じてスイッチングすることにより出力電圧を制御するエネルギー伝達装置およびそれを構成するエネルギー伝達制御用半導体装置に関するものである。
従来から、家電製品等の一般家庭用機器には、その電源装置として、消費電力の低減化による電力効率の向上等の目的から、半導体（トランジスタなどのスイッチング素子）によるスイッチング動作を利用して出力電圧を制御（安定化など）するスイッチング電源制御用半導体装置を有するスイッチング電源装置が広く用いられている。
しかしながら、スイッチング電源装置は、スイッチング素子のオンオフによるスイッチング動作に伴い高いスイッチングノイズを発生することから、ノイズ発生源として他の電子機器の誤動作や機能停止などといった弊害を招く虞がある。
実際、こういったノイズに関して、特に各国の規格に一定の整合性を持たせる必要があることから、国際規格ＣＩＳＰＲ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｐｅｃｉａｌ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ ｏｎ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：国際無線障害特別委員会）が、“勧告”（Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ）するとして各分野の電子機器や自動車のＥＭＣ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ：電磁適合性または電磁共存性）規格を制定・発行している。
このようなスイッチング電源装置から発生するスイッチングノイズを抑制するため、一般的にはスナバ回路やノイズフィルタなどの部品を使用するが、スイッチングノイズを効果的に抑制するのが困難である場合が多く、そのような場合には数多くのノイズ対策部品が必要とされる。そのため、電源のコストアップ、面積アップ、更には、ノイズ対策に多くの労力が費やされる。特に近年では、電源の小型化・低コスト化の要求が強く、より少ないノイズ対策部品でノイズ規格をクリアできるスイッチング電源装置が望まれている。
上記のようなスイッチングノイズの低減の要求に応えるため、従来のスイッチング電源装置として特許文献１に開示されるようなものがある。これは、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するＰＷＭ制御ＩＣの制御端子に、交流入力電源から供給される交流電圧をダイオードブリッジにより整流した直流電圧の抵抗分圧電圧を印加することで、スイッチング動作を制御する制御周波数を交流電圧の振幅に応じて変化させている。
このような制御を行うことにより、スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御周波数が、交流入力電圧から供給される交流電圧の振幅に応じて増減するため、制御周波数に揺らぎが生じ、スイッチング周波数が固定の周波数に集中することがなく、スイッチングノイズを拡散させている。
また、スイッチングノイズを低減する別のスイッチング装置として、特許文献２に開示されるようなものもある。この特許文献２に１例として開示されているＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチング電源において、スイッチング周波数を第１のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波数までの範囲で規定の周期で連続的に変化させるスイッチング周波数可変回路を備えている。
このスイッチング周波数可変回路は、トランジスタと抵抗の直列回路と、基準電圧源と、比較器と、メモリと、制御回路と、ディジタル／アナログ変換器とで構成されており、基準スイッチング周波数に対して、２／３倍より僅かに高い周波数から４／３倍より僅かに低い周波数の範囲で周波数を変化させるようになっている。これにより、スイッチング素子のスイッチング動作によるスイッチングノイズを低減させている。
雑音端子電圧は、スイッチング電源装置のスイッチング周波数およびその高調波成分が、スイッチング電源装置の商用交流電源側から外部に漏れる漏れ電圧を表したものであるが、雑音の最大振幅値である尖頭値、雑音の振幅や頻度に応じた前記最大振幅値に近い準尖頭値（Ｑｐ値）、およびアベレージ値などの指標がある。スイッチング周波数が一定であると、これらは変化することなく同一となる。
一方、アベレージ値の規格値は、Ｑｐ値の規格値に対して小さく設定されているが、上述のようにＱｐ値もアベレージ値も同一であれば、Ｑｐ値をアベレージ値まで小さくする必要がある。
上記の特許文献１や特許文献２は、スイッチング周波数を拡散させることにより、雑音端子電圧のアベレージ値を低減したスイッチング電源装置である。
特開２００５−２９５６３７号公報 特開２００２−３５４７９８号公報
しかしながら、特許文献１に開示されるような従来のスイッチング電源装置では、ハードスイッチングであるＰＷＭ制御方式を採用しているため、スイッチング周波数を拡散させることにより雑音端子電圧のアベレージ値は低減するが、Ｑｐ値は高いままであると言える。そのため、Ｑｐ値を低減させるためのしっかりしたノイズ対策部品が必要となる。
また、特許文献２に開示されるような従来のスイッチング電源装置では、ソフトスイッチングであるＲＣＣ方式を採用しているため、特許文献１に比べると少ないノイズ対策部品でスイッチングノイズを低減できるが、周波数を拡散させるためのスイッチング周波数可変回路には多くの部品が必要とされ、スイッチングノイズ対策に費やす労力は減少するが、電源のコストアップを招くことになる。
一方、一般にＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、スイッチング周波数ｆは、次式で表される。
Figure 2009142085
 ここで、

Ｖｉ：トランスへの入力電圧
Ｖｄｓ：スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧
ＬＰ：トランスの一次側のインダクタンス
ＶＯ：出力電圧
ＩＯ：出力負荷電流

である。
なお、上記（１）式から、以下のことが言える。
・入力電圧が一定の場合、軽負荷、つまり、出力負荷電流ＩＯが小さくなるほど、スイッチング素子の発振周波数ｆは高くなる。
・出力負荷電流ＩＯが一定の場合、入力電圧Ｖｉが高くなるほど、発振周波数ｆは高くなる。
また、入力のリップル電圧Ｖｉ（ｒｉｐ）は、入力の電解コンデンサの容量で決定され、次式で表される。
Figure 2009142085
 ここで、

Ｖｉ（ＡＣ）：トランスへのＡＣ入力電圧
ＰＯ：出力電力
ｆＬ：商用周波数
ｔＣ：ブリッジダイオード導通時間
η：電源効率
ＣＩＮ：入力電解コンデンサ容量

である。
ワールドワイドＡＣ入力の電源仕様では、ＣＩＮが一定のため、（２）式において、仮に入力電圧Ｖｉ（ＡＣ）以外の変数を一定とした場合、高入力になるほど入力のリップル電圧Ｖｉ（ｒｉｐ）は小さくなることがわかる。例えば、ＰＯ＝６０［Ｗ］、ｆＬ＝５０［Ｈｚ］、ｔＣ＝２［ｍｓ］、η＝０．８、ＣＩＮ＝１５０［μＦ］とした場合、Ｖｉ（ＡＣ）＝１００［Ｖ］の時、Ｖｉ（ｒｉｐ）＝３１．９［Ｖ］だが、Ｖｉ（ＡＣ）＝２４０［Ｖ］ならば、Ｖｉ（ｒｉｐ）＝１２［Ｖ］である。
ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置においては、（１）式によれば、発振周波数ｆは、入力電圧Ｖｉによって変化するため、低入力時には入力のリップル電圧が大きく、それによる発振周波数の変化量が大きくなるため発振周波数が大きく拡散することになる。しかしながら、高入力時には入力のリップル電圧が小さく、発振周波数の変化量は非常に小さい。
このように、ＲＣＣ方式の場合、必然的に入力のリップル電圧による発振周波数の拡散があり、雑音のアベレージ値が低減する効果があるが、高入力時には入力のリップル電圧による発振周波数の拡散が小さいため、雑音のアベレージ値が悪化する傾向がある。
高入力時に発振周波数が拡散するよう入力の電解コンデンサ容量を小さくすることも考えられるが、その場合、低入力時の入力リップル電圧が非常に大きくなり、入力の電解コンデンサの寿命を短くしてしまうといった問題がある。
さらに、ＡＣ入力ではなくＤＣ入力の場合は、上記のような入力のリップル電圧による発振周波数の拡散がないため、出力負荷が一定であればスイッチング素子の発振周波数が固定となり、雑音のアベレージ値はＱｐ値と等しくなってしまいしっかりしたノイズ対策が必要である。
本発明は、上記従来の問題点を解決するものであり、擬似共振制御等を含むＲＣＣ方式のスイッチング電源において、スイッチング動作に伴うスイッチングノイズを簡単で少ない部品構成で低減でき、コストアップを抑えつつ、特にＷ／Ｗ（ワールドワイド）ＡＣ入力仕様での高電圧入力時およびＤＣ入力仕様での電圧入力時に、それらの供給源となる商用電源から外部に漏れる雑音端子電圧のアベレージ値を、効果的に低減することができるエネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置を提供する。
上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載のエネルギー伝達装置は、一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記一次巻線を介して前記スイッチング素子に入力される第一の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、前記スイッチング制御によって前記二次巻線に発生する交流電圧を第二の直流電圧に変換して負荷に電力供給する出力電圧生成部と、前記第二の直流電圧の変化を検出し、その変化に応じて生成した前記スイッチング制御のためのフィードバック信号を、前記制御回路へ伝達する出力電圧検出回路とを有するエネルギー伝達装置であって、前記制御回路は、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号により前記スイッチング素子に流れる電流レベルを決定するフィードバック信号制御回路と、前記スイッチング素子に流れる電流が前記フィードバック信号制御回路により決定されたレベル値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するスイッチング素子電流検出回路と、前記スイッチング素子がターンオフしてから前記二次巻線を流れる二次電流が流れなくなった後に発生するリンギング電圧の状態を、前記補助巻線の電圧により検出し、前記スイッチング素子をターンオンさせる信号を生成するターンオン検出回路と、前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させるよう変調する電流ピーク変調手段とを備えたことを特徴とする。
また、本発明の請求項２に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１に記載のエネルギー伝達装置であって、前記電流ピーク変調手段として、前記制御回路に、前記スイッチング素子電流検出回路による前記スイッチング素子のターンオフ信号を、第一の遅延時間から第二の遅延時間までの時間範囲で周期的に連続変化させるよう変調するターンオフ信号変調回路を設け、前記ターンオフ信号変調回路で時間変調することにより、前記スイッチング素子のターンオフのタイミングを変化させて、前記電流ピークを変調するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項３に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１または請求項２に記載のエネルギー伝達装置であって、前記ターンオフ信号変調回路は、三角波電圧を出力する低周波発振器と、前記低周波発振器からの三角波電圧を電流に変換するＶ−Ｉコンバータとを備え、前記Ｖ−Ｉコンバータの出力電流の大きさに応じて、前記時間変調を決定するよう構成し、前記ターンオフ信号の変調時間を、前記三角波電圧の振幅に基づいて前記第一の遅延時間から第二の遅延時間までの時間範囲とし、前記三角波の切り替り周期に応じて変調周期を決定するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項４に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１から請求項３のいずれかに記載のエネルギー伝達装置であって、前記ターンオフ信号変調回路は、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づく前記フィードバック信号制御回路からの出力信号によって、前記ターンオフ信号の変調時間幅や変調周期を自動的に変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項５に記載のエネルギー伝達装置は、請求項４に記載のエネルギー伝達装置であって、前記ターンオフ信号変調回路は、前記第二の直流電圧の負荷状態に応じて変化する前記フィードバック信号に基づく前記フィードバック信号制御回路からの出力信号によって、前記負荷状態が軽負荷状態になるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項６に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１から請求項３のいずれかに記載のエネルギー伝達装置であって、前記制御回路に、前記第一の直流電圧を検出する入力電圧検出回路を設け、前記ターンオフ信号変調回路は、前記入力電圧検出回路からの出力信号に応じて前記ターンオフ信号の変調時間幅や変調周期を自動的に変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項７に記載のエネルギー伝達装置は、請求項６に記載のエネルギー伝達装置であって、前記ターンオフ信号変調回路は、前記第一の直流電圧に応じて変化する前記入力電圧検出回路からの出力信号によって、前記第一の直流電圧が大きくなるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項８に記載のエネルギー伝達装置は、請求項６に記載のエネルギー伝達装置であって、前記ターンオフ信号変調回路は、前記第一の直流電圧が予め設定された一定電圧以上になったときに、前記変調時間幅や前記変調周期を自動的に変化させる動作を機能させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項９に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１から請求項３のいずれかに記載のエネルギー伝達装置であって、前記制御回路に、前記スイッチング素子のスイッチング動作による発振回数をカウントする発振回数カウント回路を設け、前記ターンオフ信号変調回路は、前記発振回数カウント回路からの出力信号に応じて前記ターンオフ信号の変調時間幅や変調周期を自動的に変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１０に記載のエネルギー伝達装置は、請求項９に記載のエネルギー伝達装置であって、前記発振回数カウント回路は、前記スイッチング素子の制御電極信号を入力し、前記スイッチング素子のスイッチング回数が予め設定されたカウント数に至るタイミングでハイレベルを出力する発振回数カウンタと、前記設定カウント数に至ったタイミングで出力信号をローレベルとハイレベルに切り替えるように構成したＤフリップフロップとを備え、前記ターンオフ信号変調回路は、前記Ｄフリップフロップの出力信号に応じて前記変調時間幅や前記変調周期を自動的に変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１１に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１０に記載のエネルギー伝達装置であって、前記ターンオフ信号変調回路は、前記設定カウント数に至ったタイミングで出力される前記Ｄフリップフロップからの出力信号によって、前記発振回数カウント時間が早くなるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１２に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１に記載のエネルギー伝達装置であって、前記電流ピーク変調手段として、前記制御回路に、前記スイッチング素子に流れる電流レベルを決定する前記フィードバック信号制御回路からの出力信号を変調するフィードバック信号変調回路を設け、前記フィードバック信号制御回路は、前記フィードバック信号変調回路により変調された出力信号により、前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させて変調するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１３に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１２に記載のエネルギー伝達装置であって、前記フィードバック信号制御回路は、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号としてフィードバック電流を電圧に変換するＩ−Ｖコンバータを備え、前記Ｉ−Ｖコンバータの基準電圧を、前記フィードバック信号変調回路からの出力電圧によって第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲で周期的に連続変化させることにより、前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させて変調するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１４に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１２または請求項１３に記載のエネルギー伝達装置であって、前記フィードバック信号変調回路は、三角波を出力する低周波発振器を備え、前記フィードバック信号制御回路は、前記Ｉ−Ｖコンバータの基準電圧として、前記低周波発振器からの三角波電圧の振幅によって第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲を決定し、かつ前記三角波の切り替り周期に応じて変調周期を決定するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１５に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１４に記載のエネルギー伝達装置であって、前記フィードバック信号制御回路は、前記Ｉ−Ｖコンバータからの出力電圧を、前記低周波発振器からの三角波電圧の振幅によって決定した第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲および変調周期を有する前記Ｉ−Ｖコンバータの基準電圧を用いて、第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲で周期的に連続変化させることにより、前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させて変調するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１６に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１２に記載のエネルギー伝達装置であって、前記フィードバック信号変調回路は、三角波を出力する低周波発振器と、前記低周波発振器からの三角波電圧を電流に変換するＶ−Ｉコンバータとを備え、前記フィードバック信号制御回路は、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号としてフィードバック電流を電圧に変換するＩ−Ｖコンバータを備え、前記Ｉ−Ｖコンバータへの入力電流として、前記Ｖ−Ｉコンバータを介して、前記低周波発振器からの三角波電圧の振幅によって第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲を決定し、かつ前記三角波の切り替り周期に応じて変調周期を決定し、前記Ｉ−Ｖコンバータへの入力電流を、前記Ｖ−Ｉコンバータからの出力電流によって第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させることにより、前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させて変調するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１７に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１２から請求項１６のいずれかに記載のエネルギー伝達装置であって、前記フィードバック信号制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流ピークに対する前記ターンオフ信号の変調時間幅および変調周期を、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に対して、前記フィードバック信号変調回路からの出力信号を用いて制御することにより、自動的に変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１８に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１７に記載のエネルギー伝達装置であって、前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記第二の出力電圧の負荷状態に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させ、前記負荷状態が軽負荷状態になるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１９に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１２から請求項１６のいずれかに記載のエネルギー伝達装置であって、前記制御回路に、前記第一の直流電圧の大きさを検出する入力電圧検出回路を設け、前記フィードバック信号制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流ピークに対する前記ターンオフ信号の変調時間幅および変調周期を、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に対して、前記フィードバック信号変調回路からの出力信号を用いて制御することにより、自動的に変化させるよう構成し、前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記入力電圧検出回路からの出力信号に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２０に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１９に記載のエネルギー伝達装置であって、前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記第一の直流電圧の大きさに応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させ、前記第一の直流電圧が大きくなるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２１に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１９に記載のエネルギー伝達装置であって、前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記第一の直流電圧の大きさに応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させ、前記第一の直流電圧が予め設定された一定電圧以上になったときに、前記変調時間幅や前記変調周期を自動的に変化させる動作を機能させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２２に記載のエネルギー伝達装置は、請求項１２から請求項１６のいずれかに記載のエネルギー伝達装置であって、前記制御回路に、前記スイッチング素子のスイッチング動作による発振回数をカウントする発振回数カウント回路を設け、前記フィードバック信号制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流ピークに対する前記ターンオフ信号の変調時間幅および変調周期を、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に対して、前記フィードバック信号変調回路からの出力信号を用いて制御することにより、自動的に変化させるよう構成し、前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記発振回数カウント回路からの出力信号に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２３に記載のエネルギー伝達装置は、請求項２２に記載のエネルギー伝達装置であって、前記発振回数カウント回路は、前記スイッチング素子の発振回数を前記スイッチング素子の制御電極信号に基づいてカウントし、前記スイッチング素子の発振回数が予め設定されたカウント数になったタイミングでハイレベルを出力する発振回数カウンタと、前記発振回数カウンタの出力がハイレベルとなったタイミングで、出力信号をローレベルとハイレベルに切り替えるＤフリップフロップとを備え、前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記Ｄフリップフロップの出力信号に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２４に記載のエネルギー伝達装置は、請求項２３に記載のエネルギー伝達装置であって、前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記Ｄフリップフロップからの出力信号のローレベルとハイレベルの切り替え時間に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させ、前記Ｄフリップフロップからの出力信号のローレベルとハイレベルの切り替え時間が早くなるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２５に記載のエネルギー伝達制御用半導体装置は、請求項１から請求項２４のいずれかに記載のエネルギー伝達装置において、前記スイッチング素子と前記制御回路とを同一の半導体基板上に集積回路として形成したことを特徴とする。
以上のように本発明によれば、スイッチング素子に流れる電流のピーク値を、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させるよう変調することにより、一定入力電圧かつ一定負荷状態であっても、スイッチング素子の発振周波数を一定の周波数に集中させることなく、スイッチングノイズの周波数成分を拡散することができる。
また、スイッチング素子に流れる電流のピーク値に対する変調時に、その変調による第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲を、出力の負荷電力に応じて変化させることにより、広範囲な負荷領域で、スイッチング素子の発振周波数に対する変調の割合を一定にすることができる。
また、スイッチング素子に流れる電流のピーク値に対する変調時に、その変調による第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲を、入力電圧に応じて変化させることにより、広範囲な入力電圧領域で、スイッチング素子の発振周波数に対する変調の割合を一定にすることができる。
また、スイッチング素子に流れる電流のピーク値に対する変調時に、その変調による第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲を、スイッチング素子の発振回数に応じて変化させることにより、広範囲な入力電圧および負荷領域で、スイッチング素子の発振周波数に対する変調の割合を一定にすることができる。
以上により、スイッチング動作に伴うスイッチングノイズの周波数およびその高調波成分が商用電源から外部に漏れる際の雑音端子電圧のアベレージ値を、簡単で少ない部品構成で容易にかつ大幅に低減することができ、装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
以下、本発明の実施の形態を示すエネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１のエネルギー伝達装置を説明する。
図１は本実施の形態１のエネルギー伝達制御用半導体装置を備えたエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図である。
図１において、トランス１は一次巻線１ａ、二次巻線１ｂ、及び補助巻線１ｃを有し、一次巻線１ａと二次巻線１ｂの極性は逆になっている。このエネルギー伝達装置、すなわち、スイッチング電源装置はフライバック型となっている。
一次巻線１ａにはスイッチング素子２が接続されており、スイッチング素子２の制御電極（ゲート）は、この制御回路３の出力信号によりオンオフのスイッチング制御がなされる。
半導体装置である制御回路３には、このスイッチング素子２が含まれており、パワーＭＯＳＦＥＴなどによるスイッチング素子２が同一の半導体基板上に集積化されている。また、制御回路３は外部入出力端子として、ＤＲＡＩＮ端子、ＧＮＤ端子、ＶＣＣ端子、ＦＢ端子、及びＴＲ端子の５つの端子を有している。
ＤＲＡＩＮ端子は、トランス１の一次巻線１ａとスイッチング素子２の接続点、つまりスイッチング素子２のドレインに接続される端子である。
ＧＮＤ端子は、スイッチング素子２のソース、及び制御回路３のＧＮＤをグランド（接地）レベルと接続する端子であり、入力直流電圧Ｖｉｎが印加される２端子のうち低電位側の端子に接続されている。
ＶＣＣ端子は、整流ダイオード４ａと平滑コンデンサ４ｂとで構成される整流平滑回路４の出力と、制御回路３に内蔵されたレギュレータ１０を接続する端子であり、スイッチング素子２のスイッチング動作により補助巻線１ｃに発生する交流電圧を整流平滑し、補助電源電圧ＶＣＣとして制御回路３に入力する端子である。
ＦＢ端子は、出力電圧検出回路６から出力されるフィードバック信号（例えば、フォトトランジスタによる電流など）を制御回路３のフィードバック信号制御回路１３に入力するための端子である。
ＴＲ端子は、スイッチング素子２がターンオフしてからトランス１の二次巻線１ｂを流れる二次電流が流れなくなった後に発生するリンギング電圧を検出し、スイッチング素子２をターンオンさせるパルスを発生するターンオン検出回路１８に入力するための端子であるが、スイッチング素子２のスイッチング動作によりトランス１の補助巻線１ｃに誘起される電圧を、抵抗５ａと５ｂとによって構成される補助巻線電圧分圧回路５により分圧された電圧が入力される。この補助巻線電圧分圧回路５は、ＴＲ端子への入力電圧を抑えるためである。
また、抵抗５ａにより補助巻線１ｃの電圧がマイナスに振れた際に電流制限をかけ、制御回路３のラッチアップを防止するためである。なお、ターンオン検出回路１８のパルス出力信号はＲＳフリップフロップ１９のセット（Ｓ）に入力される。つまり、このセット信号によりＲＳフリップフロップの出力（Ｑ）はＨレベルとなり、ＮＡＮＤ回路２０の一方にＨレベルが入力される。
レギュレータ１０は、スイッチング素子２のＤＲＡＩＮ端子、ＶＣＣ端子、起動・停止回路１２および制御回路３の内部回路電圧源１１との間に接続されており、トランス１を介して入力直流電圧Ｖｉｎがスイッチング素子２のＤＲＡＩＮ端子に印加されると、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子を介して補助電源電圧ＶＣＣを出力する整流平滑回路４のコンデンサ４ｂに電流を供給し、補助電源電圧ＶＣＣを上昇させる。
なお、ＶＣＣ端子電圧が起動電圧まで達すると、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子への電流供給はカットされ、内部回路への電流供給は補助電源電圧ＶＣＣを出力する整流平滑回路４のコンデンサ４ｂより行なわれる。また、ＶＣＣ端子電圧が停止電圧まで低下した場合は、起動前と同様に、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子へ電流供給がなされ、再びＶＣＣ端子電圧は上昇する。内部回路電圧源１１は、レギュレータ１０により、一定電圧となるように制御されている。
起動・停止回路１２は、ＶＣＣ端子電圧をモニターしており、ＶＣＣ端子電圧の大きさによって、スイッチング素子２の発振および停止を制御している。ＶＣＣ端子電圧が起動電圧に達すると、ＮＡＮＤ回路２０の一方にＨレベルを出力し、ＶＣＣ端子電圧が停止電圧まで低下すると、Ｌレベルを出力する。
フィードバック信号制御回路１３は、出力電圧検出回路６から出力され制御回路３のＦＢ端子に入力されるフィードバック信号に応じて、出力直流電圧Ｖｏｕｔを一定に安定させるようスイッチング素子２に流れる電流レベルを決定し、電圧信号として比較器１４のマイナス（−）側へ出力する。なお、フィードバック信号制御回路１３からの出力電圧は、負荷が軽く出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、スイッチング素子２に流れる電流を低下させ、また、負荷が重く出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、スイッチング素子に流れる電流を上昇させるよう制御される。
ここで、このフィードバック信号制御回路１３の具体的な回路構成の一例を図２に示す。７１および７２は定電流源、７３および７４はＰ型ＭＯＳＦＥＴ、７５、７６、７７および７９はＮ型ＭＯＳＦＥＴで、７８および８２は定電圧源、８０は抵抗、８１はＮＰＮバイポーラトランジスタであり、７７、８０、８１、８２によってＩ−Ｖコンバータを構成している。また、７３と７４、そして、７６と７７はそれぞれミラー回路となっている。
なお、定電流源７１および７２はＦＢ端子がＧＮＤとショートした際に電流制限をかけるためのものである。Ｉ−Ｖコンバータにより電圧変換された出力ＥＡＯの電圧は、抵抗８０に流れる電流によって決定され、下記（３）式に従い変化する。
Figure 2009142085
 ここで、

ＶＥＡＯ：Ｉ−Ｖコンバータの出力電圧
ＶＲ：定電圧源８２の定電圧値
Ｖｂｅ：ＮＰＮバイポーラトランジスタのＢ−Ｅ間電圧
Ｒ：抵抗８０の抵抗値
Ｉ：抵抗Ｒの電流

である。
この式からわかるように、抵抗Ｒに流れる電流Ｉが大きい程、変換電圧ＶＥＡＯが低下することがわかる。つまり、ＦＢ端子から流出する電流が大きい程ＶＥＡＯが低下し、それに伴いスイッチング素子２に流れる電流が低下し、また、ＦＢ端子から流出する電流が小さくなるとＶＥＡＯは上昇し、それに伴いスイッチング素子２に流れる電流は上昇することになる。
出力電圧検出回路６からのフィードバック信号によって、つまり、ＦＢ端子から流出する電流によって、スイッチング素子２に流れる電流は上記のように制御される。この抵抗Ｒ、つまりはＦＢ端子電流（ＩＦＢ）とスイッチング素子２に流れる電流（ＩＬＩＭＩＴ）との関係を表したものが図３である。
スイッチング素子電流検出回路であるドレイン電流検出回路１５は、例えば、スイッチング素子２に流れるドレイン電流とスイッチング素子２のオン抵抗との積で決まるオン電圧を検出することにより、相対的にスイッチング素子２に流れるドレイン電流を検出して、ドレイン電流の大きさに比例した電圧信号を比較器１４のプラス（＋）側に出力する。比較器１４は、ドレイン電流検出回路１５の出力信号がフィードバック信号制御回路１３の出力信号と等しくなった時に、ＡＮＤ回路１７の一方へＨレベルの信号を出力する。
オン時ブランキングパルス発生回路１６は、ゲートドライバ２１によるスイッチング素子２へのターンオン信号出力後、一定のブランキング時間を設け、スイッチング素子自身の容量による容量性スパイク電流等を誤検出してしまわないようにしている。
なお、ブランキング解除後、オン時ブランキングパルス発生回路１６からＡＮＤ回路１７の一方にＨレベルの信号が出力される。また、スイッチング素子２がターンオン時に、オン時ブランキングパルス発生回路１６による設定ブランキング時間後、かつ、フィードバック信号制御回路１３により決定された電流がスイッチング素子２に流れた後、ＡＮＤ回路１７の入力信号は共にＨレベルとなるため、ＡＮＤ回路からの出力信号はＨレベルとなる。
ターンオフ信号変調回路２２は、ＡＮＤ回路１７からのＨレベルの出力信号を受け、ある遅延時間後に、ＲＳフリップフロップ１９のリセット（Ｒ）にＨレベルの信号を伝達する回路である。このターンオフ信号変調回路２２については、回路構成例を含めて、後述の動作説明で詳細を説明する。
一旦起動状態になると、起動・停止回路１２からの出力信号がＨレベルとなるため、ＮＡＮＤ回路２０の一方はＨレベルとなっている。また、ターンオン検出回路１８によるターンオン検出後、ＲＳフリップフロップ１９のセット（Ｓ）にはＨレベルのパルス信号が入力されるため、出力（Ｑ）はＨレベルとなり、ＮＡＮＤ回路２０のもう一方の入力信号もＨレベルが入力される。この時、ＮＡＮＤ回路２０の出力信号はＬレベルとなるため、インバータ回路２１の出力信号はＨレベルとなり、スイッチング素子２はターンオン状態に移行する。
一方、スイッチング素子２のターンオン後、オン時ブランキング時間後にフィードバック信号制御回路１３により、出力電圧検出回路６からのフィードバック信号に応じた電流がスイッチング素子２に流れると、ＡＮＤ回路１７からのＨレベルの信号は、ターンオフ信号変調回路２２を介してＲＳフリップフロップ１９のリセット（Ｒ）へ入力される。したがって、出力（Ｑ）は、Ｌレベルへと切り替り、ＮＡＮＤ回路２０の一方の入力がＬレベルとなるため、インバータ回路２１の出力信号はＬレベルとなり、スイッチング素子２はターンオフ状態となる。
以上のような信号処理により、スイッチング素子２のスイッチング動作が行なわれる。
なお、二次巻線１ｂには、整流ダイオード７ａとコンデンサ７ｂで構成される出力電圧生成部７が接続されており、スイッチング素子２のスイッチング動作により二次巻線１ｂに誘起した交流電圧をこの出力電圧生成部７により整流平滑することによって出力直流電圧Ｖｏｕｔが生成され、負荷８に供給印加される。
また、出力電圧検出回路６は、例えばＬＥＤおよびツェナーダイオード等で構成され、出力直流電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを検出し、その出力直流電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧に安定するように制御回路３がスイッチング素子２のスイッチング動作を制御するのに必要なフィードバック信号を出力する。
このスイッチング電源装置では、商用の交流電源が、ダイオードブリッジなどの整流器により整流されて、入力コンデンサにて平滑化されることにより、直流電圧Ｖｉｎとされて、電力変換用のトランス１の一次巻線１ａに与えられている。また、スイッチング素子２のＤＲＡＩＮ端子、ソース端子間に接続された共振用のコンデンサ９は、トランス１との共振によるリンギングの大きさおよび周期を決定するためのものである。
以上のように構成された図１に示すエネルギー伝達制御用半導体装置３およびエネルギー伝達装置の動作を説明する。
ダイオードブリッジなどの整流器に商用電源からの交流電源が入力されると、整流器と入力コンデンサとにより、整流および平滑化されて、直流電圧Ｖｉｎに変換される。この直流入力電圧Ｖｉｎは、トランス１の一次巻線１ａを介して、ＤＲＡＩＮ端子に印加され、ＤＲＡＩＮ端子から制御回路３内のレギュレータ１０を介して、ＶＣＣ端子に接続されているコンデンサ４ｂに起動用充電電流が流れる。この充電電流により制御回路３のＶＣＣ端子電圧が起動・停止回路１２で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子２によるスイッチング動作の制御が開始される。
起動時、図１には明記していないが、起動・停止回路１２からの出力信号を基に起動パルスが発生し、スイッチング素子２がターンオンする。またこの時、二次側の出力電圧Ｖｏｕｔは、起動時低いため、出力電圧検出回路６からのフィードバック信号はフィードバック信号制御回路１３には入力されない。したがって、フィードバック信号制御回路１３内のＩ−Ｖコンバータの変換電圧ＶＥＡＯは高く、比較器１４のマイナス側の電圧は高く設定されていることになる。
一旦、スイッチング素子２がターンオンすると、スイッチング素子２に電流が流れ、スイッチング素子２に流れる電流の大きさに応じた電圧が比較器１４のプラス側に入力される。オン時ブランキングパルス発生回路１６によるブランキング時間後、ドレイン電流検出回路１５からの出力信号が比較器１４のマイナス側で決まる電圧以上に上昇すると、ＡＮＤ回路１７には共にＨレベルの信号が入力されるため、ＡＮＤ回路１７からはターンオフ信号変調回路２２にＨレベルの信号が出力される。ターンオフ信号変調回路２２は、この信号を受け、ある遅延時間後に、ＲＳフリップフロップ１９のリセット（Ｒ）にＨ信号を出力し、スイッチング素子２はターンオフする。
スイッチング素子２がターンオフすると、スイッチング素子２のオン時にトランス１の一次巻線１ａで蓄えられたエネルギーが二次巻線１ｂに伝達される。その後、二次巻線１ｂに流れる二次電流がなくなると、トランス１の一次巻線１ａによるインダクタンスＬとスイッチング素子２のＤＲＡＩＮ端子とソース端子間に接続される共振用のコンデンサ９の容量値で決定される共振動作が開始される。
この時、ターンオン検出回路１８によって、スイッチング素子２のＤＲＡＩＮ端子の電圧低下、つまり、トランス１の補助巻線１ｃの電圧が正から負に切り替るタイミングを検出し、ＲＳフリップフロップ１９のセット（Ｓ）にＨレベルのパルス信号が出力され、スイッチング素子２は再びターンオンする。
なお、ＴＲ端子にコンデンサ等を接続し、ターンオン検出回路１８によるターンオンタイミングをＤＲＡＩＮ端子が略零ボルトになったポイントでスイッチング素子２をターンオンするように調整しても構わない。
以上のようなスイッチング動作が繰り返されて、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇していくが、出力電圧検出回路６で設定された電圧以上になると、出力電圧検出回路６は、フィードバック信号として制御回路３のＦＢ端子から電流を流出するよう制御する。この流出電流の大きさで、フィードバック信号制御回路１３内のＩ−Ｖコンバータによる変換出力電圧ＶＥＡＯが低下するため、比較器１４のマイナス側が低下し、そのため、スイッチング素子２に流れる電流は減少する。
このようにして、スイッチング素子２のオンデューティは適切な状態に変化していく。つまり、スイッチング素子２のターンオンは、ターンオン検出回路１８からの出力パルス信号により行なわれ、ターンオフはスイッチング素子２に流れる電流が、ＦＢ端子から流出する電流量により決定される電流レベルに達することにより行なわれる。
すなわち、負荷８への電流供給が小さい軽負荷時には、スイッチング素子２に電流が流れる期間が短くなり、重負荷時には、スイッチング素子２に電流が流れる期間が長くなることになる。
このように、制御回路３は、スイッチング電源装置の負荷８に供給される電力に応じて、スイッチング素子２に流れる電流を制御し、オンデューティを変化させるといった制御を行う。なお、スイッチング素子２のターンオンするタイミングを、共振動作中のＤＲＡＩＮ端子電圧が最も低下したときに出力するように設定することにより、ターンオン時のスイッチングロスを抑えることが可能であるため、ターンオン時のスイッチングロスが抑えられ、高効率化および低ノイズ化を実現することができる。
ここで、ターンオフ信号変調回路２２の詳細について、ターンオフ信号変調回路２２の一構成例を示す回路図である図４を基に説明する。
電流検出端子には、図１のＡＮＤ回路１７からの出力信号が入力され、インバータ回路５５を介してＰ型ＭＯＳＦＥＴ５６およびＮ型ＭＯＳＦＥＴ５７で構成されるインバータ回路のゲートに接続される。また、このインバータ回路の出力は、コンデンサ５８の高電位側に接続され、インバータ回路４３０および４３１を介してＦＦ端子より、図１のＲＳフリップフロップ１９のリセット（Ｒ）に出力される。
一方、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ５６のソース側には、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ５４のドレインが接続されており、低周波発振器５０からの出力である三角波電圧をＮＰＮバイポーラトランジスタ５１、抵抗５２、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ５３および５４から構成されるＶ−Ｉコンバータにより電流に変換した電流が、５６がオン時にコンデンサ５８へ流れるようになっている。なお、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ５３と５４は、ミラー回路を構成している。
例えば、仮にミラー回路５３と５４のミラー比を１とした場合、低周波発振器５０からの出力電圧をＶｆ（ｔ）、抵抗５２の抵抗値をＲ０、ＮＰＮバイポーラトランジスタ５１のＶｂｅをＶｂｅ０、とすると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ５６がオン時にＰ型ＭＯＳＦＥＴ５４からコンデンサ５８に流れる電流Ｉｆ（ｔ）は、以下の式で表される。
Figure 2009142085
 ここで、Ｖｆ（ｔ）は、第一の電圧値と第二の電圧値までの電圧範囲で周期的に連続変化するため、Ｉｆ（ｔ）は第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化することになる。
以上のように構成されたターンオフ信号変調回路２２において、ＡＮＤ回路１７より電流検出端子にＬレベルの信号が入力されていると、出力信号ＦＦはＬレベルであるが、スイッチング素子２の電流検出後、ＡＮＤ回路１７より電流検出端子にＨレベルの信号が入力されると、インバータ回路５５を介してＰ型ＭＯＳＦＥＴ５６のゲートにはＬレベルの信号が入力されＰ型ＭＯＳＦＥＴ５６がオン状態となる。
この時、低周波発振器５０からの出力三角波電圧で決まる電流Ｉｆ（ｔ）がＶ−Ｉコンバータによって生成され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ５６を介してコンデンサ５８へチャージされる。このチャージ電流Ｉｆ（ｔ）によって、コンデンサ５８の電位は上昇していくが、インバータ回路のしきい値電圧を超えると、インバータ回路４３０の出力はＬレベルに切り替り、インバータ回路４３１を介した出力信号ＦＦはＨレベルとなる。
ここで、インバータ回路４３０のしきい値電圧をＶｔ、コンデンサ５８の容量値をＣとすると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ５６がオン状態となってから、インバータ回路４３０の出力がＨレベルからＬレベルへと切り替るまでの時間、つまりは、電流検出端子にＨレベルの信号が入力され、出力端子ＦＦがＨレベルとなるまでの遅延時間ｔｆ（ｔ）は、
Figure 2009142085
 で表される。
上記で述べたように、低周波発振器５０から出力される出力三角波電圧Ｖｆ（ｔ）は、第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲を周期的に連続変化するよう動作するため、Ｉｆ（ｔ）は第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化することになる。
したがって、上記（５）式から、この信号の遅延時間ｔｆ（ｔ）は、第一の遅延時間から第二の遅延時間までの時間範囲を周期的に連続変化する。つまり、ＡＮＤ回路１７から出力されたＨレベルの信号は、ターンオフ信号変調回路２２を介して遅延時間ｔｆ（ｔ）後にＲＳフリップフロップ１９のリセット（Ｒ）に入力され、結果としスイッチング素子２をターンオフすることになる。
以上から、スイッチング素子２の電流検出後、直ちにスイッチング素子２がターンオフする訳ではなく、実際は、ターンオフ信号変調回路２２で決まる遅延時間ｔｆ（ｔ）後にスイッチング素子２はターンオフすることになる。つまり、実際にスイッチング素子２に流れる電流は、電流検出してからこの遅延時間ｔｆ（ｔ）と入力電圧Ｖｉｎ、それに、トランス１の一次側インダクタンスＬＰにより決定される電流分だけ流れることになる。
上記で説明したように、遅延時間ｔｆ（ｔ）は第一の遅延時間から第二の遅延時間までの時間範囲を周期的に連続変化するため、スイッチング素子２に流れる電流は第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化することになる。
一方、下記（６）式において、
Figure 2009142085
 出力負荷電流ＩＯが一定の場合、上記のようにスイッチング素子２に流れる電流ＩＬＩＭＩＴが変化すると、スイッチング素子２の発振周波数ｆが変化することになる。例えば、ＩＬＩＭＩＴが高くなれば発振周波数ｆは低下し、ＩＬＩＭＩＴが低くなれば発振周波数ｆは上昇する。
したがって、ターンオフ信号変調回路２２によりスイッチング素子２に流れる電流ＩＬＩＭＩＴが第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化すると発振周波数ｆはそれに伴い第一の発振周波数から第二の発振周波数までの周波数範囲で周期的に連続変化することになる。
つまり、ターンオフ信号変調回路２２により、スイッチング素子２のターンオフするタイミングを変調することにより、スイッチング素子２に流れる電流ピークを変調することになり、結果として、一定入力電圧、かつ、一定負荷であっても、発振周波数が一定の周波数に集中することがなく、スイッチングノイズが拡散される。その様子を表したのが図５である。
このように、スイッチング素子２に流れる電流ピークを変調することによって発振周波数を変調し、スイッチング動作に伴うスイッチング周波数およびその高調波成分が、商用電源側から外部に漏れることによる雑音端子電圧のアベレージ値を容易に低減することが可能である。
なお、ターンオフ信号変調回路２２内の低周波発振器５０についてであるが、一回路構成例である図６を基に簡単に説明しておく。
図６において、５９、６０および６１は定電流源、６７はコンデンサ、６２、６３および７０はＰ型ＭＯＳＦＥＴ、６４および６５はＮ型ＭＯＳＦＥＴ、６６はインバータ回路、６８は抵抗、６９は比較器である。また、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６４および６５はミラー回路となっている。
なお、比較器６９において、マイナス側のａ点の電圧Ｖａは、抵抗６８と定電流源６０および６１とで決定され、抵抗６８の抵抗値Ｒ０、定電流源６０および６１の電流値をＩ１およびＩ２とすると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ７０がオフ時には、Ｖａ＝Ｉ１×Ｒ０となり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ７０がオン時には、Ｖａ＝（Ｉ１＋Ｉ２）×Ｒ０となる。
以上のような構成の低周波発振器５０の動作について説明する。比較器６９の出力信号がＬレベルである時、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６３および７０がオン状態となる。またＰ型ＭＯＳＦＥＴ６２はインバータ回路６６を介してＨレベルの信号がゲートに入力されるため、オフ状態となっている。
この時、比較器６９のマイナス側の電圧Ｖａは、Ｖａ＝（Ｉ１＋Ｉ２）×Ｒ０となっている。また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６３がオン状態となっているため、定電流源５９からの定電流Ｉ０はＰ型ＭＯＳＦＥＴ６３を介してコンデンサ６７に流れ込む。それに伴い比較器６９のプラス側であるｂ点の電圧が上昇し、ｂ点の電圧Ｖｂがａ点の電圧（Ｉ１＋Ｉ２）×Ｒ０を超えると、比較器６９の出力信号はＨレベルに切り替り、それに伴いＰ型ＭＯＳＦＥＴ６３および７０がオフ状態となる。この時、比較器６９のマイナス側の電圧Ｖａは、Ｖａ＝Ｉ１×Ｒ０へと切り替る。
またＰ型ＭＯＳＦＥＴ６２はインバータ回路６６を介してＬレベルの信号がゲートに入力されるため、オン状態となっている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６２がオン状態に切り替ると、定電流源５９からの定電流Ｉ０はＰ型ＭＯＳＦＥＴ６２を介してＮ型ＭＯＳＦＥＴ６４に流れる。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６４と６５はミラー回路になっているため、例えばこのミラー回路のミラー比を１とすると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６５に流れる電流もＩ０となる。
したがって、コンデンサ６７に蓄えられた電荷は、この定電流Ｉ０により引き抜かれ、結果としてｂ点の電圧Ｖｂは低下する。ｂ点の電圧Ｖｂがａ点の電圧Ｉ１×Ｒ０まで低下すると、比較器６９の出力信号は再びＬレベルになる。コンデンサ６７の容量値をＣ０とすると、この三角波電圧の一周期の時間ＴＭは、
Figure 2009142085
 以上のような動作を繰返すことで、低周波発振器５０からの出力三角波電圧は、第一の電圧値（Ｉ１×Ｒ０）と第二の電圧値（（Ｉ１＋Ｉ２）×Ｒ０）までの電圧範囲（Ｉ２×Ｒ０）を周期ＴＭで連続的に変化することになる。
このように、低周波発振器５０からの出力三角波電圧Ｖｆ（ｔ）を変調させることにより、フィードバック信号変調回路２２内のＶ−Ｉコンバータによる変換電流Ｉｆ（ｔ）を変調し、それに伴いスイッチング素子２の電流検出後の遅延時間ｔｆ（ｔ）が変調され、結果として、スイッチング素子２に流れる電流ピークＩＬＩＭＩＴを変調することにより、入力電圧Ｖｉｎおよび負荷電流ＩＯが一定であっても、発振周波数ｆは一定の周波数に集中することがなく、スイッチングノイズが拡散される。
なお、低周波発振器５０の周期ＴＭは数百Ｈｚ〜数ｋＨｚが望ましい。
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２のエネルギー伝達制御用半導体装置を説明する。
図７は本実施の形態２のエネルギー伝達制御用半導体装置を含むエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図である。本実施の形態２では、実施の形態１と比較すると、フィードバック信号制御回路２３からターンオフ信号変調回路２２へ信号が入力されおり、フィードバック信号に応じて、つまり、出力電圧Ｖｏｕｔの負荷状態に応じて、ターンオフ信号変調回路２２による遅延時間ｔｆ（ｔ）を変調することを主目的としている。
なお、動作説明は上述の実施の形態１と同様であるため、ここでは変更点のみを説明する。また、実施の形態１で説明した素子については、参照符号は省略している。
図８は本実施の形態２のエネルギー伝達制御用半導体装置におけるフィードバック信号制御回路２３およびターンオフ信号変調回路２２内の低周波発振器５０の一構成例を示す回路図である。フィードバック信号制御回路２３は、図２と比較すると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８３、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ８４、８５および８６が追加されており、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８３はＮ型ＭＯＳＦＥＴ７６のミラーとなっている。
また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ８５および８６は８４のミラーとなっている。なお、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ８５のドレイン側はＰ型ＭＯＳＦＥＴ７０のソース側に接続され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ８６のドレイン側はＰ型ＭＯＳＦＥＴ６２および６３のソース側に接続されており、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ８６および８５からは、それぞれ電流Ｉ０’およびＩ２’が低周波発振器５０側へ流れ込む。
このような構成では、出力負荷の状態変化に伴いＩ０’およびＩ２’が変化するため、低周波発振器５０の出力三角波の振幅電圧は、
Figure 2009142085
 となる。
一方で、出力三角波電圧の周期は、
Figure 2009142085
 と表される。
出力電圧Ｖｏｕｔの負荷が重い場合、フィードバック信号制御回路２３のＦＢ端子から流出するフィードバック電流は減少する。これに伴いＮ型ＭＯＳＦＥＴ７６のミラーとなっているＮ型ＭＯＳＦＥＴ８３に流れる電流は減少し、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ８４に流れる電流は減少するため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ８６および８５から低周波発振器５０側へ流れ込む電流Ｉ０’およびＩ２’も減少する。
一方、出力電圧Ｖｏｕｔの負荷が軽い場合、フィードバック信号制御回路２３のＦＢ端子から流出するフィードバック電流は増加する。これに伴いＮ型ＭＯＳＦＥＴ７６のミラーとなっているＮ型ＭＯＳＦＥＴ８３に流れる電流は増加し、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ８４に流れる電流は増加するため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ８６および８５から低周波発振器５０側へ流れ込む電流Ｉ０’およびＩ２’も増加する。
（８）式によれば、重負荷時には三角波の振幅電圧は小さく、軽負荷時には三角波の振幅電圧は大きくなる。つまり、出力負荷電流ＩＯが軽くなるほどスイッチング素子２に流れる電流ピークの変動幅が大きくなる。これに伴い発振周波数ｆの変動幅は大きくなることになる。
一方、（９）式によれば、重負荷時には三角波の周期は長く、軽負荷時には三角波の周期は短くなる。これに伴い軽負荷時には発振周波数ｆの変動周期は短くなることになる。つまり、出力負荷電流ＩＯが軽くなるほど、スイッチング素子２に流れる電流ピークの変動周期が短くなることになる。
ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、（１）式から分かるように負荷電流ＩＯが大きくなれば発振周波数ｆが低くなり、また、負荷電流ＩＯが小さくなれば発振周波数ｆが高くなるが、本実施の形態２の構成によれば、軽負荷時に発振周波数が高くなるに伴い発振周波数ｆの変動幅は大きくなり、また、発振周波数ｆの変動周期は短くなる。
この出力負荷電流ＩＯに対するスイッチング素子２に流れる電流ピーク値の変化および発振周波数の変化を表したのが図９である。
以上のように、出力負荷電流ＩＯの変動に伴いスイッチング素子２に流れる電流ピーク値を変調することで、スイッチング素子２の発振周波数ｆに対する発振周波数の変動幅および変動周期を、全負荷範囲でほぼ一定に制御することが可能であるため、雑音端子電圧のアベレージ値低減の効果が大きいと言える。
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３のエネルギー伝達制御用半導体装置を説明する。
図１０は本実施の形態３のエネルギー伝達制御用半導体装置を含むエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図である。本実施の形態３では、実施の形態１と比較すると、制御回路３にＬＳ端子が設けられ、入力電圧ＶｉｎとＬＳ端子間に抵抗３０が挿入されている。
また、抵抗３０を介し入力ＶｉｎよりＬＳ端子に入力される電流は、入力電圧検出回路２４に入力され、その電流値に応じた信号がターンオフ信号変調回路２２へ入力されるようになっており、入力電圧Ｖｉｎの大きさに応じて、ターンオフ信号変調回路２２による遅延時間ｔｆ（ｔ）を変調することを主目的としている。
なお、動作説明は上述の実施の形態１と同様であるため、ここでは変更点のみを説明する。また、実施の形態１で説明した素子については、参照符号は省略している。
図１１は本実施の形態３のエネルギー伝達制御用半導体装置における入力電圧検出回路２４およびターンオフ信号変調回路２２内の低周波発振器５０の一構成例を示す回路図である。
入力電圧検出回路２４は、ミラー回路を構成するＮ型ＭＯＳＦＥＴ８７、８８および８９、定電流源９０および９１、ミラー回路を構成するＰ型ＭＯＳＦＥＴ９２、９３および９４とで構成されている。なお、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ９３のドレイン側はＰ型ＭＯＳＦＥＴ７０のソース側に接続され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ９４のドレイン側はＰ型ＭＯＳＦＥＴ６２および６３のソース側に接続されており、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ９４および９３からはそれぞれ電流Ｉ０”およびＩ２”が低周波発振器５０側へ流れ込む。
また、定電流源９１は、入力電圧Ｖｉｎへのサージ等により過電圧が入力された場合に、ＬＳ端子に入力される電流が大きく低周波発振器５０側へ流れ込む上記Ｉ０”およびＩ２”が大きくなり過ぎて制御が不安定にならないようにするための電流制限用である。
さらに、定電流源９０は、入力電圧Ｖｉｎの低入力電圧検出を行なうためのものであり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８８に流れる電流が定電流源９０による定電流値を超えると、低入力電圧検出信号としてＬレベルの信号を出力するようになっている。
このような構成では、入力電圧Ｖｉｎに応じてＬＳ端子に注入される電流に伴い、Ｉ０”およびＩ２”が変化するため、低周波発振器５０の出力三角波の振幅電圧は、
Figure 2009142085
 となる。
一方で、出力三角波電圧の周期は、
Figure 2009142085
 と表される。
ＬＳ端子に流れ込む電流ＩＬＳは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８７のしきい値電圧をＶｔ（ＬＳ）、抵抗３０をＲ１とすると、
Figure 2009142085
 で表されるため、入力電圧Ｖｉｎが低い場合、ＬＳ端子に流れ込む電流は小さく、これに伴いＮ型ＭＯＳＦＥＴ８７のミラーとなっているＮ型ＭＯＳＦＥＴ８９に流れる電流は小さく、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ９２に流れる電流は小さいため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ９４および９３から低周波発振器５０側へ流れ込む電流Ｉ０”およびＩ２”も小さい。
一方、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は、ＬＳ端子に流れ込む電流は大きく、これに伴いＮ型ＭＯＳＦＥＴ８７のミラーとなっているＮ型ＭＯＳＦＥＴ８９に流れる電流は大きく、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ９２に流れる電流は大きくなるため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ９４および９３から低周波発振器５０側へ流れ込む電流Ｉ０”およびＩ２”も大きくなる。
（１０）式によれば、低入力電圧時には三角波の振幅電圧は小さく、高入力電圧時には三角波の振幅電圧は大きくなる。つまり、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほどスイッチング素子２に流れる電流ピーク値の変動幅が大きくなる。これに伴い発振周波数ｆの変動幅は大きくなる。
一方、（１１）式によれば、低入力電圧時には三角波の周期は長く、軽負荷時には三角波の周期は短くなる。これに伴い軽負荷時には発振周波数ｆの変動周期は短くなる。つまり、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほどスイッチング素子２に流れる電流ピーク値の変動周期が短くなる。
ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、（１）式から分かるように、入力電圧Ｖｉｎが低いと発振周波数ｆが低くなり、また、入力電圧Ｖｉｎが高くなれば発振周波数ｆが高くなるが、本実施の形態３の構成によれば、入力電圧Ｖｉｎが高くなるに伴い発振周波数ｆの変動幅は大きくなり、また、発振周波数ｆの変動周期は短くなる。
以上のように、入力電圧Ｖｉｎの変動に伴いスイッチング素子２に流れる電流ピーク値を変調することで、スイッチング素子２の発振周波数ｆに対する発振周波数の変動幅および変動周期を、広範囲の入力電圧でほぼ一定に制御することが可能であるため、雑音端子電圧のアベレージ低減の効果が大きいと言える。
なお、実施の形態２および実施の形態３を組み合わせても構わない。
（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４のエネルギー伝達制御用半導体装置を説明する。
図１２は本実施の形態４のエネルギー伝達制御用半導体装置を含むエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図である。本実施の形態４では、実施の形態１と比較すると、発振回数カウント回路２５が設けられており、スイッチング素子２の発振回数に応じて、ターンオフ信号変調回路２２による遅延時間ｔｆ（ｔ）を変調することを主目的としている。
なお、動作説明は上述の実施の形態１と同様であるため、ここでは変更点のみを説明する。また、本実施の形態１で説明した素子については、参照符号は省略している。
図１３は本実施の形態４のエネルギー伝達制御用半導体装置における発振回数カウント回路２５およびターンオフ信号変調回路２２内の低周波発振器９５の一構成例を示す回路図である。低周波発振器９５は図６とは異なるが、回路構成の一部であるため、共通部分の参照符号は省略している。
なお、低周波発振器９５の１２０は定電圧源であり、低周波発振器９５のコンデンサ６７に電荷が蓄えられていないときにも、図４におけるＶ−Ｉコンバータを構成するＮＰＮバイポーラトランジスタ５１が動作できるように設定されている。
発振回数カウント回路２５において、発振回数カウンタ９６は、図１２におけるゲートドライバ２１の出力信号をゲート信号としてモニターし、ターンオン（ターンオフでも構わない）の回数をカウントし、予め定められた既定回数に達すると次のゲート信号をカウントするまでの間ＤＦＦ９８にＨレベルの信号を出力する。また、ＤＦＦ９８の出力反転信号（Ｑ＿）はデータ（Ｄ）に接続されており、出力（Ｑ）は、低周波発振器９５のインバータ回路６６およびＰ型ＭＯＳＦＥＴ６３に入力される。
一方、発振回数カウンタ９６の出力信号は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０１およびＮ型ＭＯＳＦＥＴ１０２で構成されるインバータ回路に入力される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０１のソースには定電流源９９が接続されている。
また、定電流源１００、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０４、ＮＰＮバイポーラトランジスタ１０６、抵抗１０５、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０７および１０８、そして、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１０９および１１０によってＶ−Ｉコンバータを構成しているが、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０４のゲート電圧をＶｇＰ（ｔ）、定電流源１００の定電流値により決定されるＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０４のしきい値電圧をＶｔｐ、ＮＰＮバイポーラトランジスタ１０６のＶｂｅをＶｂｅ１、抵抗１０５の抵抗値をＲ２、そして、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０７と１０８で構成されるミラー回路、および、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１０９と１１０で構成されるミラー回路のミラー比を１とすると、電流値Ｉ４は以下の式で表される。
Figure 2009142085
 この定電流Ｉ４は、低周波発振器９５に接続され、定電流源５９の定電流Ｉ０を上記（１３）式で決まる定電流値Ｉ４分だけ引き抜き、定電流Ｉ０の残りの電流がＰ型ＭＯＳＦＥＴ６２あるいは６３に流れ込む。
ここで、発振回数が既定の発振回数に達し、発振回数カウンタ９６の出力信号がＬレベルからＨレベルへ、さらにそれに伴いＤＦＦ９８の出力信号（Ｑ）がＨレベルからＬレベルへ切り替ったと仮定すると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１０２はオン状態となるため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０１がオン状態のときにコンデンサ１０３に蓄えられていた電荷を放出し、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０４のゲート電圧はＧＮＤレベルとなる。
一方、低周波発振器９５のＰ型ＭＯＳＦＥＴ６３はオン状態となるため、（１３）式においてＶｇＰ（ｔ）＝０とした電流Ｉ４が低周波発振器９５の定電流源５９の定電流Ｉ０から引き抜かれ、残りの電流Ｉ０−Ｉ４がＰ型ＭＯＳＦＥＴ６３を介してコンデンサ６７へ流れ込む。
次の発振をカウントすると、発振回数カウンタ９６の出力はＬレベルに切り替るが、これにより、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０１がオン状態となる。これにより、定電流源９９の定電流値Ｉ３はコンデンサ１０３に流れ込むため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０４のゲート電圧は上昇する。コンデンサ１０３の容量値をＣ１とすると、時間と共にＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０４のゲート電圧ＶｇＰ（ｔ）は、以下の式に伴い上昇する。
Figure 2009142085
 これにより、時間と共に（１３）式で表される電流Ｉ４が定電流源５９の定電流Ｉ０から引き抜かれ、残りの電流Ｉ０−Ｉ４がＰ型ＭＯＳＦＥＴ６３を介してコンデンサ６７へ流れ込み、コンデンサ６７の電位は時間と共に上昇する。
この後、既定の発振回数に達すると、発振回数カウンタ９６の出力は再びＨレベルとなり、それに伴い、ＤＦＦ９８の出力（Ｑ）はＨレベルへと切り替る。Ｉ４の動作は先程と同じであるので省略するが、ＤＦＦ９８の出力（Ｑ）がＨレベルとなったため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６３はオフ状態となり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ６２がオン状態となる。したがって、Ｉ０−Ｉ４の電流がコンデンサ６７からＮ型ＭＯＳＦＥＴ６５を通じて引き抜かれることになる。
以上の動作により、スイッチング素子２の発振回数に応じて、コンデンサ６７をＩ０−Ｉ４の電流で充放電することによって、低周波発振器９５からの出力三角波電圧を生成している。この様子を表したのが図１４である。
本実施の形態４の構成にすると、発振回数に応じて低周波発振器９５の三角波出力電圧を決定できるため、軽負荷状態や高入力電圧時のようなスイッチング周波数の高い時には三角波の切り替り周期が早くなり、また、重負荷時や定入力電圧時のようなスイッチング周波数の低い時には三角波の切り替り周期が遅くなる。
なお、本構成では、発振周波数に対する低周波発振器９５の出力三角波電圧の振幅は発振周波数が高い方が少し小さくなってしまうが、別構成とすることで発振周波数が高くなるにつれ振幅を大きくすることも可能であり、その方が雑音端子電圧のアベレージ値の低減の効果が大きいと言える。
以上のように、スイッチング素子２の発振回数に応じて、低周波発振器９５からの出力三角波電圧の振幅および周期を変調することにより、スイッチング素子２に流れる電流ピークを変調することにより、入力電圧や出力負荷状態によらず発振周波数を変調することができるため、雑音端子電圧のアベレージ値低減の効果が大きいと言える。
（実施の形態５）
次に、本発明の実施の形態５のエネルギー伝達制御用半導体装置を説明する。
図１５は本実施の形態５のエネルギー伝達制御用半導体装置を含むエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図である。本実施の形態５では、実施の形態１と比較すると、ターンオフ信号変調回路２２の代わりにフィードバック信号変調回路２６が配置されている。
実施の形態１では、スイッチング素子２の電流検出後、実際にスイッチング素子２のゲートにオフ信号を伝達するまでに遅延時間を設け、ターンオフ信号変調回路２２によってその遅延時間に変調をかけ、スイッチング素子２の電流ピーク値を変調した。
また、図２および図３にて説明したが、スイッチング素子２に流す電流レベルはフィードバック信号制御回路１３によって、制御回路３のＦＢ端子より流出するフィードバック電流の大きさで決定される。
そのため、スイッチング素子２の電流ピークを変調するもう一つの手段として、このフィードバック信号制御回路１３によるスイッチング素子２の電流制御に変調を持たせることが考えられる。
本実施の形態５は、フィードバック信号制御回路１３の信号を変調するためのフィードバック信号変調回路２６を設けることによって、スイッチング素子２の電流ピーク値を変調し、スイッチング素子２の発振周波数を変調することを主目的としている。なお、動作説明は上述の実施の形態１と同様であるため、ここでは変更点のみを説明する。
図１６は本実施の形態５のエネルギー伝達制御用半導体装置におけるフィードバック信号制御回路１３およびフィードバック信号変調回路２６の一構成例を示す回路図である。なお、図１６では、フィードバック信号変調回路２６は、図６の低周波発振器５０と同様の構成をしている。また、図２と比較すると、フィードバック信号制御回路１３のＮＰＮバイポーラトランジスタ８１のベースは、定電圧源８２ではなくフィードバック信号変調回路２６つまり低周波発振器５０の出力三角波電圧が入力されている。
ここでは、低周波発振器５０の動作説明は省略するが、フィードバック信号制御回路１３内のＩ−Ｖコンバータによる変換電圧ＶＥＡＯは、（３）式の定電圧源の定電圧ＶＲの代わりに三角波電圧Ｖｆ（ｔ）を用いて、
Figure 2009142085
 と表される。
この場合、入力電圧および負荷電流が一定でＦＢ端子から流出する電流が一定、つまり、（１５）式のＩが一定であったとしても、Ｉ−Ｖコンバータの基準電圧となるフィードバック信号変調回路２６からの出力Ｖｆ（ｔ）が、第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲で周期的に連続変化するため、Ｉ−Ｖコンバータの変換出力電圧であるＶＥＡＯは、第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲で周期的に連続変化することになる。
これにより、入力電圧および負荷電流が一定であっても、スイッチング素子２の電流ピーク値は、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化するよう変調されるため、発振周波数が一定の周波数に集中することがなく、スイッチングノイズが拡散される。
また、上記の手段では、フィードバック信号変調回路２６より出力される三角波電圧によって、フィードバック信号制御回路１３内のＩ−Ｖコンバータの基準電圧を変調し、スイッチング素子２の電流ピーク値を変調したが、Ｉ−Ｖコンバータの電流を変調することでもＩ−Ｖコンバータの出力電圧ＶＥＡＯを変調することができる。
図１７はフィードバック信号制御回路１３内のＩ−Ｖコンバータの電流を変調する場合のフィードバック信号制御回路１３およびフィードバック信号変調回路２６の一構成例を示す回路図である。
フィードバック信号変調回路２６は、低周波発振器５０と、抵抗１１１、ＮＰＮバイポーラトランジスタ１１２、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１３および１１４、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１５および１１６からなるＶ−Ｉコンバータとで構成されている。これまでの動作と同じであるため説明は省略するが、フィードバック信号変調回路２６内のＶ−Ｉコンバータによる出力電流をＩ５（ｔ）とすると、フィードバック信号制御回路１３内のＩ−Ｖコンバータの出力電圧ＶＥＡＯは、（３）式から、
Figure 2009142085
 で表される。
Ｉ５（ｔ）は、フィードバック信号変調回路２６内の低周波発振器５０の三角波出力電圧Ｖｆ（ｔ）により決定されるため、Ｉ５（ｔ）は第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化する。これに伴い、入力電圧および負荷電流が一定であっても、フィードバック信号制御回路１３内のＩ−Ｖコンバータの出力電圧ＶＥＡＯは、第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲で周期的に連続変化するため、スイッチング素子２の電流ピークはＶＥＡＯによって変調される。
したがって、発振周波数が一定に集中することがなく、雑音端子電圧のアベレージ値を低減させることが可能である。
なお、本実施の形態５と実施の形態２を組み合わせて、出力負荷電流に応じてフィードバック信号制御回路１３の出力電圧ＶＥＡＯを変調すると、スイッチング素子２の発振周波数に対して同じ割合の発振周波数の振幅および周期で変調できるため、全負荷範囲で雑音端子電圧のアベレージ値の低減効果が大きいと言える。
また、同様に、本実施の形態５と実施の形態３を組み合わせて、入力電圧Ｖｉｎの大きさに応じてフィードバック信号制御回路１３の出力電圧ＶＥＡＯを変調すると、スイッチング素子２の発振周波数に対して同じ割合の発振周波数の振幅および周期で変調できるため、全負荷範囲で雑音端子電圧のアベレージ値の低減効果が大きいと言える。
さらに、本実施の形態５と実施の形態４を組み合わせて、スイッチング素子２の発振回数に応じてフィードバック信号制御回路１３の出力電圧ＶＥＡＯを変調することも可能である。
なお、上記の各実施の形態では、スイッチング素子２と制御回路３を同一基板上であるとしているが、制御回路３とスイッチング素子２が、特に同一基板上である必要はない。
また、出力電圧検出回路６からのフィードバック信号として、ＦＢ端子から電流を引き抜く構成としているが、ＦＢ端子に電流を注入して制御しても構わない。
また、低周波発振器５０では、三角波の振幅電圧を決める抵抗を内蔵しているが、制御回路３に端子を設けて、この抵抗を外部で調整しても構わない。さらに、周期を決めるコンデンサを同様に端子を設けて、外部にコンデンサを接続するようにしても構わない。
本発明のエネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置は、スイッチング素子に流れる電流のピーク値を、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させるよう変調することにより、スイッチング素子の発振周波数を一定の周波数に集中させることなく、スイッチングノイズの周波数成分を拡散するため、スイッチング動作に伴うスイッチングノイズの周波数およびその高調波成分が商用電源から外部に漏れる際の雑音端子電圧のアベレージ値を、簡単で少ない部品構成で容易にかつ大幅に低減することができ、装置の小型化および低コスト化を図ることができるものであり、ＡＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置等に有効に適応できる。
本発明の実施の形態１のエネルギー伝達制御用半導体装置を備えたエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図 同実施の形態１のエネルギー伝達制御用半導体装置におけるフィードバック信号制御回路の一構成例を示す回路図 同実施の形態１のエネルギー伝達制御用半導体装置を備えたエネルギー伝達装置におけるフィードバック電流に対するスイッチング素子に流れる電流を示す模式図 同実施の形態１のエネルギー伝達制御用半導体装置におけるターンオフ信号変調回路の一構成例を示す回路図 同実施の形態１のエネルギー伝達制御用半導体装置を備えたエネルギー伝達装置におけるスイッチング素子に流れる電流の変化とその時の発振周波数を説明するためのタイミングチャート 同実施の形態１のエネルギー伝達制御用半導体装置におけるターンオフ信号変調回路内の低周波発振器の一構成例を示す回路図 本発明の実施の形態２のエネルギー伝達制御用半導体装置を備えたエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図 同実施の形態２のエネルギー伝達制御用半導体装置におけるフィードバック信号制御回路およびターンオフ信号変調回路内の低周波発振器の一構成例を示す回路図 同実施の形態２のエネルギー伝達制御用半導体装置を備えたエネルギー伝達装置におけるスイッチング素子に流れる電流の変化とその時の発振周波数を説明するためのタイミングチャート 本発明の実施の形態３のエネルギー伝達制御用半導体装置を備えたエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図 同実施の形態３のエネルギー伝達制御用半導体装置における入力電圧検出回路およびターンオフ信号変調回路内の低周波発振器の一構成例を示す回路図 本発明の実施の形態４のエネルギー伝達制御用半導体装置を備えたエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図 同実施の形態４のエネルギー伝達制御用半導体装置における発振回数カウント回路およびターンオフ信号変調回路内の低周波発振器の一構成例を示す回路図 同実施の形態４のエネルギー伝達制御用半導体装置における発振回数カウント回路の動作を説明するタイミングチャート 本発明の実施の形態５のエネルギー伝達制御用半導体装置を備えたエネルギー伝達装置の一構成例を示す回路図 同実施の形態５のエネルギー伝達制御用半導体装置におけるフィードバック信号制御回路およびフィードバック信号変調回路内の低周波発振器の一構成例を示す回路図 同実施の形態５のエネルギー伝達制御用半導体装置における別のフィードバック信号制御回路およびフィードバック信号変調回路の一構成例を示す回路図
符号の説明
１ トランス
１ａ 一次巻線
１ｂ 二次巻線
１ｃ 補助巻線
２ スイッチング素子
３ 制御回路（半導体装置）
４ 整流平滑回路
４ａ、７ａ 整流ダイオード
４ｂ、７ｂ、５８、６７、１０３ コンデンサ
５ 補助巻線電圧分圧回路
５ａ、５ｂ、３０、５２、６８、８０、１０５、１１１ 抵抗
６ 出力電圧検出回路
７ 出力電圧生成部
８ 負荷
９ （共振用の）コンデンサ
１０ レギュレータ
１１ 内部回路電圧源
１２ 起動・停止回路
１３、２３ フィードバック信号制御回路
１４、６９ 比較器
１５ ドレイン電流検出回路
１６ オフ時ブランキングパルス発生回路
１７ ＡＮＤ回路
１８ ターンオン検出回路
１９ ＲＳフリップフロップ
２０ ＮＡＮＤ回路
２１ ゲートドライバ
２２ ターンオフ信号変調回路
２４ 入力電圧検出回路
２５ 発振回数カウント回路
２６ フィードバック信号変調回路
５０、９５ 低周波発振器
５１、８１、１０６、１１２ ＮＰＮバイポーラトランジスタ
５３、５４、５６、６２、６３、７０、７３、７４、８４〜８６ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
９２〜９４、１０１、１０４、１０７、１０８、１１３、１１４ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
５５、６６、９７、４３０、４３１ インバータ回路
５７、６４、６５、７５〜７７、７９、８３、８７〜８９ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１０２、１０９、１１０、１１５、１１６ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
５９、６０、６１、７１、７２、９０、９１、９９、１００ 定電流源
７８、８２、１２０ 定電圧源
９６ 発振回数カウンタ
９８ Ｄフリップフロップ

Claims (25)

  1. 一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
    前記一次巻線に直列接続されたスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記一次巻線を介して前記スイッチング素子に入力される第一の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
    前記スイッチング制御によって前記二次巻線に発生する交流電圧を第二の直流電圧に変換して負荷に電力供給する出力電圧生成部と、
    前記第二の直流電圧の変化を検出し、その変化に応じて生成した前記スイッチング制御のためのフィードバック信号を、前記制御回路へ伝達する出力電圧検出回路とを有するエネルギー伝達装置であって、
    前記制御回路は、
    前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号により前記スイッチング素子に流れる電流レベルを決定するフィードバック信号制御回路と、
    前記スイッチング素子に流れる電流が前記フィードバック信号制御回路により決定されたレベル値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するスイッチング素子電流検出回路と、
    前記スイッチング素子がターンオフしてから前記二次巻線を流れる二次電流が流れなくなった後に発生するリンギング電圧の状態を、前記補助巻線の電圧により検出し、前記スイッチング素子をターンオンさせる信号を生成するターンオン検出回路と、
    前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させるよう変調する電流ピーク変調手段とを備えた
    ことを特徴とするエネルギー伝達装置。
  2. 前記電流ピーク変調手段として、
    前記制御回路に、前記スイッチング素子電流検出回路による前記スイッチング素子のターンオフ信号を、第一の遅延時間から第二の遅延時間までの時間範囲で周期的に連続変化させるよう変調するターンオフ信号変調回路を設け、
    前記ターンオフ信号変調回路で時間変調することにより、前記スイッチング素子のターンオフのタイミングを変化させて、前記電流ピークを変調するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１に記載のエネルギー伝達装置。
  3. 前記ターンオフ信号変調回路は、
    三角波電圧を出力する低周波発振器と、
    前記低周波発振器からの三角波電圧を電流に変換するＶ−Ｉコンバータとを備え、
    前記Ｖ−Ｉコンバータの出力電流の大きさに応じて、前記時間変調を決定するよう構成し、
    前記ターンオフ信号の変調時間を、前記三角波電圧の振幅に基づいて前記第一の遅延時間から第二の遅延時間までの時間範囲とし、前記三角波の切り替り周期に応じて変調周期を決定するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のエネルギー伝達装置。
  4. 前記ターンオフ信号変調回路は、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づく前記フィードバック信号制御回路からの出力信号によって、前記ターンオフ信号の変調時間幅や変調周期を自動的に変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載のエネルギー伝達装置。
  5. 前記ターンオフ信号変調回路は、前記第二の直流電圧の負荷状態に応じて変化する前記フィードバック信号に基づく前記フィードバック信号制御回路からの出力信号によって、前記負荷状態が軽負荷状態になるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成した
    ことを特徴とする請求項４に記載のエネルギー伝達装置。
  6. 前記制御回路に、前記第一の直流電圧を検出する入力電圧検出回路を設け、
    前記ターンオフ信号変調回路は、前記入力電圧検出回路からの出力信号に応じて前記ターンオフ信号の変調時間幅や変調周期を自動的に変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載のエネルギー伝達装置。
  7. 前記ターンオフ信号変調回路は、前記第一の直流電圧に応じて変化する前記入力電圧検出回路からの出力信号によって、前記第一の直流電圧が大きくなるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成した
    ことを特徴とする請求項６に記載のエネルギー伝達装置。
  8. 前記ターンオフ信号変調回路は、前記第一の直流電圧が予め設定された一定電圧以上になったときに、前記変調時間幅や前記変調周期を自動的に変化させる動作を機能させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項６に記載のエネルギー伝達装置。
  9. 前記制御回路に、前記スイッチング素子のスイッチング動作による発振回数をカウントする発振回数カウント回路を設け、
    前記ターンオフ信号変調回路は、前記発振回数カウント回路からの出力信号に応じて前記ターンオフ信号の変調時間幅や変調周期を自動的に変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載のエネルギー伝達装置。
  10. 前記発振回数カウント回路は、
    前記スイッチング素子の制御電極信号を入力し、前記スイッチング素子のスイッチング回数が予め設定されたカウント数に至るタイミングでハイレベルを出力する発振回数カウンタと、
    前記設定カウント数に至ったタイミングで出力信号をローレベルとハイレベルに切り替えるように構成したＤフリップフロップとを備え、
    前記ターンオフ信号変調回路は、前記Ｄフリップフロップの出力信号に応じて前記変調時間幅や前記変調周期を自動的に変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項９に記載のエネルギー伝達装置。
  11. 前記ターンオフ信号変調回路は、前記設定カウント数に至ったタイミングで出力される前記Ｄフリップフロップからの出力信号によって、前記発振回数カウント時間が早くなるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成した
    ことを特徴とする請求項１０に記載のエネルギー伝達装置。
  12. 前記電流ピーク変調手段として、
    前記制御回路に、前記スイッチング素子に流れる電流レベルを決定する前記フィードバック信号制御回路からの出力信号を変調するフィードバック信号変調回路を設け、
    前記フィードバック信号制御回路は、前記フィードバック信号変調回路により変調された出力信号により、前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させて変調するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１に記載のエネルギー伝達装置。
  13. 前記フィードバック信号制御回路は、
    前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号としてフィードバック電流を電圧に変換するＩ−Ｖコンバータを備え、
    前記Ｉ−Ｖコンバータの基準電圧を、前記フィードバック信号変調回路からの出力電圧によって第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲で周期的に連続変化させることにより、前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させて変調するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１２に記載のエネルギー伝達装置。
  14. 前記フィードバック信号変調回路は、三角波を出力する低周波発振器を備え、
    前記フィードバック信号制御回路は、前記Ｉ−Ｖコンバータの基準電圧として、前記低周波発振器からの三角波電圧の振幅によって第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲を決定し、かつ前記三角波の切り替り周期に応じて変調周期を決定するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載のエネルギー伝達装置。
  15. 前記フィードバック信号制御回路は、前記Ｉ−Ｖコンバータからの出力電圧を、前記低周波発振器からの三角波電圧の振幅によって決定した第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲および変調周期を有する前記Ｉ−Ｖコンバータの基準電圧を用いて、第一の電圧値から第二の電圧値までの電圧範囲で周期的に連続変化させることにより、前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させて変調するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１４に記載のエネルギー伝達装置。
  16. 前記フィードバック信号変調回路は、
    三角波を出力する低周波発振器と、
    前記低周波発振器からの三角波電圧を電流に変換するＶ−Ｉコンバータとを備え、
    前記フィードバック信号制御回路は、
    前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号としてフィードバック電流を電圧に変換するＩ−Ｖコンバータを備え、
    前記Ｉ−Ｖコンバータへの入力電流として、前記Ｖ−Ｉコンバータを介して、前記低周波発振器からの三角波電圧の振幅によって第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲を決定し、かつ前記三角波の切り替り周期に応じて変調周期を決定し、前記Ｉ−Ｖコンバータへの入力電流を、前記Ｖ−Ｉコンバータからの出力電流によって第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させることにより、前記スイッチング素子に流れる電流ピークを、第一の電流値から第二の電流値までの電流範囲で周期的に連続変化させて変調するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１２に記載のエネルギー伝達装置。
  17. 前記フィードバック信号制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流ピークに対する前記ターンオフ信号の変調時間幅および変調周期を、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に対して、前記フィードバック信号変調回路からの出力信号を用いて制御することにより、自動的に変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項１２から請求項１６のいずれかに記載のエネルギー伝達装置。
  18. 前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記第二の出力電圧の負荷状態に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させ、前記負荷状態が軽負荷状態になるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成した
    ことを特徴とする請求項１７に記載のエネルギー伝達装置。
  19. 前記制御回路に、前記第一の直流電圧の大きさを検出する入力電圧検出回路を設け、
    前記フィードバック信号制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流ピークに対する前記ターンオフ信号の変調時間幅および変調周期を、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に対して、前記フィードバック信号変調回路からの出力信号を用いて制御することにより、自動的に変化させるよう構成し、
    前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記入力電圧検出回路からの出力信号に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項１２から請求項１６のいずれかに記載のエネルギー伝達装置。
  20. 前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記第一の直流電圧の大きさに応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させ、前記第一の直流電圧が大きくなるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成した
    ことを特徴とする請求項１９に記載のエネルギー伝達装置。
  21. 前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記第一の直流電圧の大きさに応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させ、前記第一の直流電圧が予め設定された一定電圧以上になったときに、前記変調時間幅や前記変調周期を自動的に変化させる動作を機能させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項１９に記載のエネルギー伝達装置。
  22. 前記制御回路に、前記スイッチング素子のスイッチング動作による発振回数をカウントする発振回数カウント回路を設け、
    前記フィードバック信号制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流ピークに対する前記ターンオフ信号の変調時間幅および変調周期を、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に対して、前記フィードバック信号変調回路からの出力信号を用いて制御することにより、自動的に変化させるよう構成し、
    前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記発振回数カウント回路からの出力信号に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項１２から請求項１６のいずれかに記載のエネルギー伝達装置。
  23. 前記発振回数カウント回路は、
    前記スイッチング素子の発振回数を前記スイッチング素子の制御電極信号に基づいてカウントし、前記スイッチング素子の発振回数が予め設定されたカウント数になったタイミングでハイレベルを出力する発振回数カウンタと、
    前記発振回数カウンタの出力がハイレベルとなったタイミングで、出力信号をローレベルとハイレベルに切り替えるＤフリップフロップとを備え、
    前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記Ｄフリップフロップの出力信号に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項２２に記載のエネルギー伝達装置。
  24. 前記フィードバック信号変調回路は、前記フィードバック信号制御回路への出力信号を、前記Ｄフリップフロップからの出力信号のローレベルとハイレベルの切り替え時間に応じて、前記変調時間幅および前記変調周期を自動的に変化させ、前記Ｄフリップフロップからの出力信号のローレベルとハイレベルの切り替え時間が早くなるに従って前記変調時間幅を大きくしかつ前記変調周期を短くするよう構成した
    ことを特徴とする請求項２３に記載のエネルギー伝達装置。
  25. 請求項１から請求項２４のいずれかに記載のエネルギー伝達装置において、
    前記スイッチング素子と前記制御回路とを同一の半導体基板上に集積回路として形成した
    ことを特徴とするエネルギー伝達制御用半導体装置。
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