JP2009131107A - Ac-dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は直流を交流に変換する多レベルインバータを多重接続した交直変換器に関する。 The present invention relates to an AC / DC converter in which multilevel inverters that convert direct current to alternating current are connected in multiple.
電力の周波数、大きさ、位相などを自由自在に変化させるためには、パワーエレクトロニクス技術を用いる必要がある。パワーエレクトロニクス技術とは、半導体技術、電力技術及び制御技術を組み合わせた技術の総称である。 In order to freely change the frequency, magnitude, phase, etc. of power, it is necessary to use power electronics technology. Power electronics technology is a general term for technologies that combine semiconductor technology, power technology, and control technology.
このパワーエレクトロニクス技術を用いて直流を交流に変換する交直変換器は、パワー半導体デバイスであるスイッチング素子をオンオフ制御することにより、直流パルス列を生成し、このパルス列を正弦波変調すると交流電圧が発生する。この交流電圧は、原理的に歪波成分を多く含んであり、この歪波を低減するため様々な手法が提案されている。 An AC / DC converter that converts direct current to alternating current using this power electronics technology generates a direct current pulse train by turning on and off a switching element, which is a power semiconductor device, and generates an alternating voltage when the pulse train is modulated in a sine wave. . This AC voltage contains many distorted wave components in principle, and various methods have been proposed to reduce this distorted wave.
例えば、PWM制御方式、多重化方式、多レベル化方式などが挙げられる。PWM制御方式とは入力の直流電圧を切り刻んで出力電圧をパルス状にし、そのパルスの数、間隔、幅などを制御し、歪波電圧を低減した交流出力を得るものである(例えば、特許文献1参照)。また、多重化方式とは複数のインバータの出力を組み合わせてより正弦波に近づける方式であり、大容量インバータの高調波の低減に用いられる(例えば、特許文献2参照)。一方、多レベル化方式はトランスやリアクトルを用いず、交直変換器内部に分圧回路を設けて、出力波形の多重化を行いインバータの大容量化と高調波低減とを行う方式である(例えば、特許文献3参照)。 For example, a PWM control method, a multiplexing method, a multilevel method, and the like can be given. The PWM control method chops an input DC voltage to make an output voltage into a pulse shape, and controls the number, interval, width, etc. of the pulse to obtain an AC output with reduced distortion wave voltage (for example, Patent Documents) 1). The multiplexing method is a method of combining the outputs of a plurality of inverters to make it closer to a sine wave, and is used for reducing harmonics of a large capacity inverter (see, for example, Patent Document 2). On the other hand, the multi-level method is a method in which a voltage dividing circuit is provided inside the AC / DC converter without using a transformer or a reactor, and the output waveform is multiplexed to increase the capacity of the inverter and reduce harmonics (for example, And Patent Document 3).
特に、交直変換器の高調波歪電圧を抑制するための有効な手段として、インバータを多重化する技術が適用されおり、インバータを多重化することにより、高調波低減のメリットに加えシステム容量の拡大も可能としている。 In particular, as an effective means for suppressing the harmonic distortion voltage of the AC / DC converter, a technology for multiplexing the inverter is applied. By multiplexing the inverter, the system capacity can be expanded in addition to the merit of reducing the harmonics. It is also possible.
図8は従来の交直変換器の一例を示す回路構成図である。図8では2台のハーフブリッジインバータ11を組み合わせて3レベルインバータ12を形成し、2台の3レベルインバータ12a、12bを結合トランス13a、13bで直列接続した交直変換器を示している。なお、2台の3レベルインバータ12a、12bの直流電圧はそれぞれ異なる電圧E1、E2を有した場合を示している。
FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing an example of a conventional AC / DC converter. FIG. 8 shows an AC / DC converter in which two half-
3レベルインバータ12aは、2台のハーフブリッジインバータ11a1、11a2を直流電圧E1(E1/2+E1/2)に対し並列接続し、ハーフブリッジインバータ11a1のスイッチング素子S1とスイッチング素子S2との接続点から出力端子U1を引き出し、同様にハーフブリッジインバータ11a2のスイッチング素子S3とスイッチング素子S4との接続点から出力端子U1’を引き出して構成されている。スイッチング素子S1〜S4には環流ダイオードD1〜D4が並列接続されている。3レベルインバータ12aは、出力端子U1、U1’の間にE1、0、−E1の3レベルの出力電圧を出力する。
The three-
一方、3レベルインバータ12bも同様に、2台のハーフブリッジインバータ11b1、11b2を直流電圧E2(E2/2+E2/2)に対し並列接続し、ハーフブリッジインバータ11b1のスイッチング素子S5とスイッチング素子S6との接続点から出力端子U2を引き出し、同様にハーフブリッジインバータ11b2のスイッチング素子S7とスイッチング素子S8との接続点から出力端子U2’を引き出して構成されている。スイッチング素子S5〜S8には環流ダイオードD5〜D8が並列接続されている。3レベルインバータ12bは、出力端子U2、U2’の間にE2、0、−E2の3レベルの出力電圧を出力する。
On the other hand, the three-
図9は、2台の3レベルインバータ12a、12bを組み合わせた交直変換器の出力端子U、U’の出力電圧の波形図である。3レベルインバータ12aの出力電圧は、E1、0、−E1の3レベルであり、3レベルインバータ12aの出力電圧は、E2、0、−E2の3レベルであることから、交直変換器の出力端子U、U’の出力電圧は、E2、E1+E2、0、−E2、−(E1+E2)の5レベルの出力電圧となる。これら5レベルの出力電圧を組み合わせて正弦波に近似した電圧波形を得る。
FIG. 9 is a waveform diagram of output voltages at the output terminals U and U 'of the AC / DC converter in which two three-
図10は従来の交直変換器の他の一例を示す回路構成図である。図10は図9に示した一例に対し、結合トランス13a、13bに代えて、接続線14で3レベルインバータ12aの出力端子U1’と3レベルインバータ12bの出力端子U2とを接続して3レベルインバータ12a、12bを直列接続し多重化したものである。この場合も、図8と同様に5レベルの出力電圧が得られる。
しかしながら、多重化方式を用いてもレベル数の増加の効果は低い。例えば、図8や図10では3レベルインバータ12a、12bを2重化しても5レベルにしかならない。従って、レベル数が少ないと正弦波に近似した波形を得ることが難しいので、多重化方式を用いる場合でもPWM制御方式を併用する必要があり、それに伴い損失が極端に増大するという課題が生じる。また、多重化するインバータ数を増やせばレベル数は増えるが、インバータ数を増やすと故障率が高くなり信頼性が低下する。
However, even if the multiplexing method is used, the effect of increasing the number of levels is low. For example, in FIG. 8 and FIG. 10, even if the three-
また、変換器用変圧器は、交直変換器からの歪み波電圧が直接加わるために変圧器の偏磁対策として、低磁束密度の特殊変圧器や定格容量の大きな変圧器を用いる必要がある。このため、変圧器の設置スペースが大きくなったり、大容量の変圧器を製造した場合には重量が増加し現地までの運搬に多大な労力が発生していた。 Moreover, since the transformer wave for a converter is directly applied with the distorted wave voltage from the AC / DC converter, it is necessary to use a special transformer with a low magnetic flux density or a transformer with a large rated capacity as a countermeasure against the magnetism of the transformer. For this reason, when the installation space of the transformer becomes large or a large-capacity transformer is manufactured, the weight increases, and a great deal of labor is required for transportation to the site.
一方、高調波電圧歪みの大きな交直変換器を電力系統に連系すると、そこから発生する高調波電流の影響により力率改善用コンデンサに付属したリアクトルが焼損する等の課題が顕在化している。また、電気機器の誤動作などの問題も考えられる。このため高調波電圧歪みの少ない交直変換器の開発が求められている。 On the other hand, when an AC / DC converter having a large harmonic voltage distortion is connected to an electric power system, problems such as the reactor attached to the power factor correction capacitor being burned out due to the influence of the harmonic current generated therefrom have become apparent. There may also be problems such as malfunction of electrical equipment. Therefore, development of an AC / DC converter with less harmonic voltage distortion is required.
本発明の目的は、多重化のインバータ数を増やすことなく高調波の低減を図ることができ、しかも電力損失が少ない交直変換器を提供することである。 An object of the present invention is to provide an AC / DC converter that can reduce harmonics without increasing the number of multiplexing inverters and that has low power loss.
請求項1の発明に係わる交直変換器は、直流電圧が異なる2台のハーフブリッジインバータと、2台のハーフブリッジインバータのそれぞれの直流電圧の中点同士を接続する接続線と、2台のハーフブリッジインバータのそれぞれのスイッチング素子の接続点から引き出した1対の出力端子とを備えた多レベルインバータを形成し、前記多レベルインバータの1対の出力端子をトランス結合または直列接続して前記多レベルインバータを多重接続したことを特徴とする。
The AC / DC converter according to the invention of
請求項2の発明に係わる交直変換器は、請求項1の発明において、前記多レベルインバータにおいて出力可能なすべてのレベルを用いて出力電圧を調整することを特徴とする。
The AC / DC converter according to the invention of
請求項3の発明に係わる交直変換器は、請求項1の発明において、前記多レベルインバータにおいて出力可能なすべてのレベルのうちから使用するレベル数を選択することにより出力電圧の範囲を広げることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, there is provided an AC / DC converter according to the first aspect of the present invention, wherein the range of the output voltage is widened by selecting the number of levels to be used from all the levels that can be output in the multilevel inverter. Features.
本発明によれば、直流電圧が異なる2台のハーフブリッジインバータのそれぞれの直流電圧の中点同士を接続線で接続し、2台のハーフブリッジインバータのそれぞれのスイッチング素子の接続点から1対の出力端子を引き出して多レベルインバータを形成し、その多レベルインバータの1対の出力端子をトランス結合または直列接続して複数個の多レベルインバータを多重接続した交直変換器を構成するので、フルブリッジインバータを多重化した従来の交直変換器と比較して、構成部品はほぼ同程度で、出力レベル数を増やすことができる。従って、正弦波に近い出力電圧波形を得ることができため著しく高調波を低減できる。また、変換器用変圧器の偏磁現象を極力抑えることができるため変圧器の小型軽量化も実現できる。また、多レベルインバータの出力レベル幅や出力レベル数を調節できるので、容易に出力電圧の大きさを調整できる。 According to the present invention, the midpoints of DC voltages of two half-bridge inverters having different DC voltages are connected to each other by a connection line, and a pair of points is connected from the connection points of the switching elements of the two half-bridge inverters. The output terminal is pulled out to form a multi-level inverter, and a pair of output terminals of the multi-level inverter is connected to a transformer or connected in series to form an AC / DC converter in which a plurality of multi-level inverters are connected in multiple. Compared with a conventional AC / DC converter in which inverters are multiplexed, the number of components is almost the same and the number of output levels can be increased. Therefore, since an output voltage waveform close to a sine wave can be obtained, harmonics can be significantly reduced. In addition, since the demagnetization phenomenon of the transformer for the converter can be suppressed as much as possible, the transformer can be reduced in size and weight. In addition, since the output level width and the number of output levels of the multilevel inverter can be adjusted, the output voltage can be easily adjusted.
図1は本発明の実施の形態に係わる交直変換器の一例を示す回路構成図である。交直変換回路は2台のハーフブリッジインバータ11を組み合わせた多レベルインバータ15をトランス結合により多重接続して構成される。図1では2台の多レベルインバータ15a、15bをトランス結合により2多重化した場合を示している。
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an example of an AC / DC converter according to an embodiment of the present invention. The AC / DC converter circuit is configured by connecting multiple
多レベルインバータ15aは、直流電圧が異なる2台のハーフブリッジインバータ11a1、11a2から構成される。すなわち、多レベルインバータ15aのハーフブリッジインバータ11a1は直流電圧E1の2個の直流電圧を有し、ハーフブリッジインバータ11a2は直流電圧E2の2個の直流電圧を有し、それぞれの直流電圧の中点同士は接続線16aで接続されている。そして、多レベルインバータ15aは、ハーフブリッジインバータ11a1のスイッチング素子S1とスイッチング素子S2との接続点から出力端子U1が引き出され、同様に、ハーフブリッジインバータ11a2のスイッチング素子S3とスイッチング素子S4との接続点から出力端子U1’が引き出され、スイッチング素子S1〜S4には環流ダイオードD1〜D4が並列接続されて構成されている。
The
一方、多レベルインバータ15bも同様に、直流電圧が異なる2台のハーフブリッジインバータ11b1、11b2から構成され、ハーフブリッジインバータ11b1は直流電圧E3の2個の直流電圧を有し、ハーフブリッジインバータ11b2は直流電圧E4の2個の直流電圧を有し、それぞれの直流電圧の中点同士は接続線16bで接続されている。そして、多レベルインバータ15bは、ハーフブリッジインバータ11b1のスイッチング素子S5とスイッチング素子S6との接続点から出力端子U2が引き出され、同様に、ハーフブリッジインバータ11b2のスイッチング素子S7とスイッチング素子S8との接続点から出力端子U2’が引き出され、スイッチング素子S5〜S8には環流ダイオードD5〜D8が並列接続されて構成されている。
On the other hand, the
そして、2台の多レベルインバータ15a、15bは結合トランス13a、13bで直列接続され、交直変換器の出力端子U、U’が引き出されている。2台の多レベルインバータ15a、15bのスイッチング素子S1〜S8は、ゲート制御回路17によりそれぞれ個別に制御される。すなわち、交直変換器への出力電圧指令がパルス列決定手段18に入力されると、パルス列決定手段18は交直変換器の出力電圧が出力電圧指令に一致するように、ゲート制御回路17にパルス列を出力する。ゲート制御回路17はパルス列決定手段18からのパルス列に基づいてゲート駆動回路19によりスイッチング素子S1〜S8をオンオフ制御する。
The two
ここで、多レベルインバータ15aのハーフブリッジインバータ11a1は、E1、−E1を出力端子U1に出力する2レベルハーフブリッジインバータであり、ハーフブリッジインバータ11a2は、E2、−E2を出力端子U1’に出力する2レベルハーフブリッジインバータである。従って、多レベルインバータ15aの出力端子U1、U1’間の出力電圧は、E1+E2、E1−E2、−E1+E2、−(E1+E2)の4レベルとなる。
Here, the half-bridge inverter 11a1 of the
また、多レベルインバータ15bのハーフブリッジインバータ11b1は、E3、−E3を出力端子U2に出力する2レベルハーフブリッジインバータであり、ハーフブリッジインバータ11b2は、E4、−E4を出力端子U2’に出力する2レベルハーフブリッジインバータである。従って、多レベルインバータ15bの出力端子U2、U2’間の出力電圧は、E3+E4、E3−E4、−E3+E4、−(E3+E4)の4レベルとなる。
The half-bridge inverter 11b1 of the
従って、交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は、表1に示すように、16レベルの出力電圧となる。
いま、電圧E1、E2、E3、E4の絶対値|E1|、|E2|、|E3|、|E4|の比率を8:7:4:2とすると、表1に示したモードM1〜モードM16の16レベルの電圧は、すべて異なる値を取ることになる。 Assuming that the ratio of the absolute values | E1 |, | E2 |, | E3 |, | E4 | of the voltages E1, E2, E3, E4 is 8: 7: 4: 2, the modes M1 to M1 shown in Table 1 The 16 level voltages of M16 all take different values.
図2は、本発明の実施の形態に係わる交直変換器の一例の出力端子U、U’の出力電圧の波形図である。図2では、電圧E1、E2、E3、E4の絶対値|E1|、|E2|、|E3|、|E4|の比率を8:7:4:2とし、表1に示す16レベルの出力電圧を組み合わせて正弦波に近似した電圧波形とした場合を示している。モードM1は、多レベルインバータ15aのハーフブリッジインバータ11a1は−E1を出力端子U1に出力し、ハーフブリッジインバータ11a2はE2を出力端子U1’に出力し、多レベルインバータ15bのハーフブリッジインバータ11b1はE3を出力端子U2に出力し、ハーフブリッジインバータ11b2は−E4を出力端子U2’に出力するモードである。この場合、交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は、−E1+E2+E3−E4となり、|E1|、|E2|、|E3|、|E4|の比率が8:7:4:2である。ここで、モードM1の出力電圧を1とすると、モードM2での交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は、E1−E2+E3−E4となり、モードM1の出力電圧の2倍となる。
FIG. 2 is a waveform diagram of output voltages at the output terminals U and U 'of an example of the AC / DC converter according to the embodiment of the present invention. In FIG. 2, the ratio of the absolute values | E1 |, | E2 |, | E3 |, and | E4 | of the voltages E1, E2, E3, and E4 is 8: 7: 4: 2, and the 16-level output shown in Table 1 is used. This shows a case where the voltage waveform is approximated to a sine wave by combining the voltages. In mode M1, the half-bridge inverter 11a1 of the
以下同様に、モードM3での交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は5倍、モードM4での交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は7倍、モードM5での交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は9倍、モードM6での交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は13倍、モードM7での交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は17倍、モードM8での交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は21倍となる。 Similarly, the output voltage output between the output terminals U and U ′ of the AC / DC converter in the mode M3 is five times and output between the output terminals U and U ′ of the AC / DC converter in the mode M4. The output voltage is 7 times, the output voltage output from the output terminals U and U ′ of the AC / DC converter in the mode M5 is 9 times, and the output voltage is output from between the output terminals U and U ′ of the AC / DC converter in the mode M6. The output voltage is 13 times, and the output voltage output between the output terminals U and U ′ of the AC / DC converter in the mode M7 is 17 times, between the output terminals U and U ′ of the AC / DC converter in the mode M8. The output voltage output from is 21 times.
図2では、モードM1〜M5、M8は同じ出力レベル幅とし、モードM6、M7はその2倍のレベル幅とし、モードM1〜M8で正弦波の0°〜90°の1/4周期を形成し、モードM8〜M1で正弦波の90°〜180°の1/4周期を形成する。 In FIG. 2, the modes M1 to M5 and M8 have the same output level width, the modes M6 and M7 have twice the level width, and the modes M1 to M8 form a quarter cycle of 0 ° to 90 ° of the sine wave. Then, a quarter period of 90 ° to 180 ° of the sine wave is formed in the modes M8 to M1.
モードM9〜M16は、モードM1〜M8の出力電圧の極性が反転したものであり、モードM9〜M16で正弦波の180°〜270°の1/4周期を形成し、モードM16〜M9で正弦波の270°〜360°の1/4周期を形成する。このようにして、交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧を正弦波に近づけるようにしている。 In the modes M9 to M16, the polarities of the output voltages of the modes M1 to M8 are reversed. The modes M9 to M16 form a quarter cycle of 180 ° to 270 ° of the sine wave, and the modes M16 to M9 are sine. Form a quarter period of 270 ° to 360 ° of the wave. In this way, the output voltage output from between the output terminals U and U 'of the AC / DC converter is brought close to a sine wave.
このような交直変換器の出力電圧波形の組合せは、出力電圧指令に基づくパルス列決定手段18からパルス列によってゲート制御回路17で行われる。また、出力電圧の調整は、多レベルインバータ15a、15bのパルス幅あるいは出力レベル数を可変して行う。
The combination of the output voltage waveforms of the AC / DC converter is performed in the
図3は、多レベルインバータ15a、15bの出力レベル幅を可変して交直変換器の出力電圧を調整した場合(電圧を上げた場合)の出力電圧の波形図である。図3に示すように、図2の場合に比較して、モードM1〜M4の出力レベル幅を小さくモードM8の出力レベル幅を大きくし、また、モードM9〜M12の出力レベル幅を小さくモードM16の出力レベル幅を大きくして出力電圧の調整を行う。
FIG. 3 is a waveform diagram of the output voltage when the output voltage of the AC / DC converter is adjusted by changing the output level width of the
図4は、多レベルインバータ15a、15bの出力レベル数を可変して交直変換器の出力電圧を調整した場合(電圧を下げた場合)の出力電圧の波形図である。図4に示すように、図2の場合に比較して、モードM7、M8、M15、M16を用いず、モードM1〜M6、M9〜M14の12モードの組合せで正弦波に近似した電圧波形を得たものである。この場合、モードM5、M13の出力レベル幅を大きくするとともに、モードM6、M14の出力レベル幅も大きくして正弦波に近似した電圧波形を得ている。
FIG. 4 is a waveform diagram of the output voltage when the number of output levels of the
以上の説明では、多レベルインバータ15a、15bを結合トランス13a、13bにより多重接続した場合を示したが、図5に示すように、結合トランス13a、13bに代えて、接続線14で多レベルインバータ15aの出力端子U1’と多レベルインバータ15bの出力端子U2とを接続して多レベルインバータ15a、15bを直列接続し多重化してもよい。この場合も、図1と同様に16レベルの出力電圧が得られる。なお、図5では、ゲート制御回路17、パルス列決定手段18、ゲート駆動回路19の図示を省略している。
In the above description, the case where the
また、以上の説明では、ハーフブリッジインバータ11a1、11a2、11b1、11b2は2レベルハーフブリッジインバータである場合について説明したが、ハーフブリッジインバータ11a1、11a2、11b1、11b2として、NPCハーフブリッジインバータを用いることも可能である。 In the above description, the half-bridge inverters 11a1, 11a2, 11b1, and 11b2 are two-level half-bridge inverters. However, NPC half-bridge inverters are used as the half-bridge inverters 11a1, 11a2, 11b1, and 11b2. Is also possible.
図6は、ハーフブリッジインバータ11a1、11a2、11b1、11b2として、NPCハーフブリッジインバータを用いた場合の交直変換器の回路構成図である。 FIG. 6 is a circuit configuration diagram of an AC / DC converter when an NPC half-bridge inverter is used as the half-bridge inverters 11a1, 11a2, 11b1, and 11b2.
多レベルインバータ15aは、NPCハーフブリッジインバータである2台のハーフブリッジインバータ11a1、11a2で構成され、2台のハーフブリッジインバータ11a1、11a2はそれぞれ直流電圧が異なるものとなっている。すなわち、多レベルインバータ15aのハーフブリッジインバータ11a1は直流電圧E1の2個の直流電圧を有し、ハーフブリッジインバータ11a2は直流電圧E2の2個の直流電圧を有し、それぞれの直流電圧の中点同士は接続線16aで接続されている。
The
そして、ハーフブリッジインバータ11a1は、4個のスイッチング素子S1〜S4、スイッチング素子S1〜S4にそれぞれ並列接続された環流ダイオードD1〜D4、スイッチング素子S1、S2の接続点とスイッチング素子S3、S4の接続点との間に接続されたクランプダイオードD17、D18を有し、クランプダイオードD17、D18の接続点は2個の直流電圧E1の中点に接続されている。同様に、ハーフブリッジインバータ11a2は、4個のスイッチング素子S5〜S8、スイッチング素子S5〜S8にそれぞれ並列接続された環流ダイオードD5〜D8、スイッチング素子S5、S6の接続点とスイッチング素子S7、S8の接続点との間に接続されたクランプダイオードD19、D20を有し、クランプダイオードD19、D20の接続点は2個の直流電圧E2の中点に接続されている。 The half-bridge inverter 11a1 includes four switching elements S1 to S4, freewheeling diodes D1 to D4 connected in parallel to the switching elements S1 to S4, connection points of the switching elements S1 and S2, and connection points of the switching elements S3 and S4. The clamp diodes D17 and D18 are connected between the points, and the connection point of the clamp diodes D17 and D18 is connected to the midpoint of the two DC voltages E1. Similarly, the half-bridge inverter 11a2 includes four switching elements S5 to S8, freewheeling diodes D5 to D8 connected in parallel to the switching elements S5 to S8, connection points of the switching elements S5 and S6, and switching elements S7 and S8. The clamp diodes D19 and D20 are connected between the connection points, and the connection points of the clamp diodes D19 and D20 are connected to the midpoint of the two DC voltages E2.
また、ハーフブリッジインバータ11a1のスイッチング素子S2とスイッチング素子S3との接続点から出力端子U1が引き出され、同様に、ハーフブリッジインバータ11a2のスイッチング素子S6とスイッチング素子S7との接続点から出力端子U1’が引き出されている。 Further, the output terminal U1 is drawn from the connection point between the switching elements S2 and S3 of the half-bridge inverter 11a1, and similarly, the output terminal U1 ′ is connected from the connection point between the switching elements S6 and S7 of the half-bridge inverter 11a2. Has been pulled out.
一方、多レベルインバータ15bも同様に、NPCハーフブリッジインバータである2台のハーフブリッジインバータ11b1、11b2で構成され、2台のハーフブリッジインバータ11b1、11b2はそれぞれ直流電圧が異なるものとなっている。すなわち、多レベルインバータ15bのハーフブリッジインバータ11b1は直流電圧E3の2個の直流電圧を有し、ハーフブリッジインバータ11b2は直流電圧E4の2個の直流電圧を有し、それぞれの直流電圧の中点同士は接続線16bで接続されている。
On the other hand, the
そして、ハーフブリッジインバータ11b1は、4個のスイッチング素子S9〜S12、スイッチング素子S9〜S12にそれぞれ並列接続された環流ダイオードD9〜D12、スイッチング素子S9、S10の接続点とスイッチング素子S11、S12の接続点との間に接続されたクランプダイオードD21、D22を有し、クランプダイオードD21、D22の接続点は2個の直流電圧E3の中点に接続されている。同様に、ハーフブリッジインバータ11b2は、4個のスイッチング素子S13〜S16、スイッチング素子S13〜S16にそれぞれ並列接続された環流ダイオードD13〜D16、スイッチング素子S13、S14の接続点とスイッチング素子S15、S16の接続点との間に接続されたクランプダイオードD23、D24を有し、クランプダイオードD23、D24の接続点は2個の直流電圧E4の中点に接続されている。 The half-bridge inverter 11b1 includes four switching elements S9 to S12, freewheeling diodes D9 to D12 connected in parallel to the switching elements S9 to S12, connection points of the switching elements S9 and S10, and connection points of the switching elements S11 and S12. The clamp diodes D21 and D22 are connected between the points, and the connection point of the clamp diodes D21 and D22 is connected to the midpoint of the two DC voltages E3. Similarly, the half-bridge inverter 11b2 includes four switching elements S13 to S16, freewheeling diodes D13 to D16 connected in parallel to the switching elements S13 to S16, connection points of the switching elements S13 and S14, and switching elements S15 and S16. The clamp diodes D23 and D24 are connected between the connection points, and the connection point of the clamp diodes D23 and D24 is connected to the midpoint of the two DC voltages E4.
また、ハーフブリッジインバータ11b1のスイッチング素子S10とスイッチング素子S11との接続点から出力端子U2が引き出され、同様に、ハーフブリッジインバータ11b2のスイッチング素子S14とスイッチング素子S15との接続点から出力端子U1’が引き出されている。 The output terminal U2 is drawn from the connection point between the switching elements S10 and S11 of the half-bridge inverter 11b1, and similarly, the output terminal U1 ′ is connected from the connection point between the switching elements S14 and S15 of the half-bridge inverter 11b2. Has been pulled out.
そして、2台の多レベルインバータ15a、15bは結合トランス13a、13bで直列接続され、交直変換器の出力端子U、U’が引き出されている。2台の多レベルインバータ15a、15bのスイッチング素子S1〜S16は、図示省略のゲート制御回路によりそれぞれ個別に制御される。
The two
ここで、多レベルインバータ15aのハーフブリッジインバータ11a1、11a2は、NPCハーフブリッジインバータであることから、ハーフブリッジインバータ11a1はE1、0、−E1を出力端子U1に出力し、ハーフブリッジインバータ11a2は、E2、0、−E2を出力端子U1’に出力する。従って、多レベルインバータ15aの出力端子U1、U1’間の出力電圧は、表2に示すように9レベルとなる。すなわち、0、E1、−E1、E2、−E2、E1+E2、E1−E2、−E1+E2、−(E1+E2)の9レベルとなる。
同様に、多レベルインバータ15bのハーフブリッジインバータ11b1、11b2は、NPCハーフブリッジインバータであることから、ハーフブリッジインバータ11b1はE3、0、−E3を出力端子U2に出力し、ハーフブリッジインバータ11b2は、E4、0、−E4を出力端子U2’に出力する。従って、多レベルインバータ15bの出力端子U2、U2’間の出力電圧は、表3に示すように9レベルとなる。すなわち、0、E3、−E3、E4、−E4、E3+E4、E3−E4、−E3+E4、−(E3+E4)の9レベルとなる。
従って、交直変換器の出力端子U、U’の間から出力される出力電圧は、多レベルインバータ15aの9レベルの出力電圧と、多レベルインバータ15bの9レベルの出力電圧との組合せの81(9×9)レベルの出力電圧となる。この81(9×9)レベルの出力電圧がすべて異なる値となるように、電圧E1、E2、E3、E4の絶対値|E1|、|E2|、|E3|、|E4|の比率を設定する。これにより、出力電圧の値が異なる81レベルの出力電圧を出力することができるので、正弦波により細かく近似した電圧波形を得ることができる。
Therefore, the output voltage output from between the output terminals U and U ′ of the AC / DC converter is 81 (a combination of the 9-level output voltage of the
なお、直流電圧値を基準電池の整数倍しか選べない場合等に、電圧値の出力レベルが重複して、たとえ、同電圧値の出力レベルが半数近くあったとしても、正弦波にかなり近似した電圧波形を得ることができる。 In addition, when the DC voltage value can only be selected to be an integral multiple of the reference battery, the output level of the voltage value overlaps, even if the output level of the same voltage value is nearly half, it is quite approximate to a sine wave A voltage waveform can be obtained.
以上の説明では、多レベルインバータ15a、15bを結合トランス13a、13bにより多重接続した場合を示したが、図7に示すように、結合トランス13a、13bに代えて、接続線14で多レベルインバータ15aの出力端子U1’と多レベルインバータ15bの出力端子U2とを接続して多レベルインバータ15a、15bを直列接続し多重化してもよい。この場合も、図6に示した交直変換器と同様に81レベルの出力電圧が得られる。なお、図7では、図6の場合と同様に、ゲート制御回路17、パルス列決定手段18、ゲート駆動回路19の図示を省略している。
In the above description, the
また、以上の説明では2台の多レベルインバータ15a、15bを直列多重接続した場合について説明したが、3台以上の多レベルインバータ15を直列多重接続してもよい。この場合には、さらに出力レベル数が増えるので、より細かに正弦波を近似できる。
In the above description, the case where two
本発明の実施の形態によれば、直流電圧が異なる2台のハーフブリッジインバータ11のそれぞれの直流電圧の中点同士を接続して多レベルインバータを形成し、その多レベルシステムを結合トランス13または接続線14で多重化するので、レベル数を大幅に増やすことができる。これにより、出力電圧波形を正弦波に近づけることができ、高調波の低減が可能となる。
According to the embodiment of the present invention, the midpoints of the DC voltages of two half-
例えば、フルブリッジインバータを多重化した従来システムと比較して、構成部品はほぼ同程度で、レベル数が5レベルから16レベルまで増やすことができる。このため著しく高調波を低減でき、システムの信頼度も確保できる。また、変換器用変圧器の偏磁現象を極力抑えることができるため変圧器の小型軽量化が実現できる。さらには、出力レベル数を増大させることができ、正弦波により細かに近似できるので、フィルタ容量を大幅に削減できる。 For example, compared with a conventional system in which a full bridge inverter is multiplexed, the number of components is almost the same, and the number of levels can be increased from 5 levels to 16 levels. For this reason, harmonics can be significantly reduced, and the reliability of the system can be secured. In addition, since the demagnetization phenomenon of the transformer for the converter can be suppressed as much as possible, the transformer can be reduced in size and weight. Furthermore, the number of output levels can be increased, and the filter capacity can be greatly reduced because it can be approximated by a sine wave.
11…ハーフブリッジインバータ、12…3レベルインバータ、13…結合トランス、14…接続線、15…多レベルインバータ、16…接続線、17…ゲート制御回路、18…パルス列決定手段、19…ゲート駆動回路
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