JP2009111941A - Wireless transmission device and wireless reception device - Google Patents

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直也 四十九
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豊 村上
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a wireless transmission device whose error correction performance can be improved. <P>SOLUTION: The wireless transmission device includes a convolutional coding unit 102 which performs convolutional coding of transmission data, an interleave unit 104 which interleaves the bit after convolutional coding, an MSPL map unit 105 which generates a modulation signal by performing an MSPL mapping of the interleaved bit, an LDPC coding unit 103 which performs error correction coding of the transmission data with an LDPC code, a Gray map unit 106 which generates the modulation signal by mapping the bit after LDPC coding to a modulation signal point by using a Gray mapping pattern, a selection unit 107 which selects the modulation signal to be used as a transmission signal from the modulation signal generated in the MSPL map unit 105 or the modulation signal generated in the Gray map unit 106, and a wireless unit 109 which transmits the selected modulation signal to a wireless reception device 200. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、無線通信システムにおいて、符号化変調を行う無線送信装置および無線受信装置に関する。   The present invention relates to a wireless transmission device and a wireless reception device that perform coded modulation in a wireless communication system.

従来の符号化変調方式として、例えば非特許文献１に記載された方式が知られている。非特許文献１は、ＢＩＣＭ（Bit Interleaved Coded Modulation）という方式で符号化変調された信号に対して、反復してデマップと誤り訂正復号を行うことで、受信信号の誤り率を改善する方法を記載している。   As a conventional coded modulation system, for example, a system described in Non-Patent Document 1 is known. Non-Patent Document 1 describes a method for improving the error rate of a received signal by repeatedly performing demapping and error correction decoding on a signal that is coded and modulated by a method called BICM (Bit Interleaved Coded Modulation). is doing.

図１２は、非特許文献１に記載された従来の送信装置、受信装置の構成を示す図である。図１２を用いて非特許文献１の技術内容について簡単に説明する。図１２において、装置１０００は従来の送信装置の構成を示し、装置１１００は従来の受信装置の構成を示す。   FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of a conventional transmission device and reception device described in Non-Patent Document 1. The technical contents of Non-Patent Document 1 will be briefly described with reference to FIG. In FIG. 12, device 1000 shows the configuration of a conventional transmission device, and device 1100 shows the configuration of a conventional reception device.

無線送信装置１０００の誤り訂正符号化部１００１は、入力された情報ビットに対して、誤り訂正符号化を行う。誤り訂正符号化部１００１は、生成した誤り訂正符号ビットをインタリーブ部１００２に出力する。インタリーブ部１００２は、入力された符号ビットをインタリーブし、マップ部１００３に出力する。マップ部１００３は、入力されたインタリーブ後のビットを変調信号点へとマッピングする。   The error correction encoding unit 1001 of the wireless transmission apparatus 1000 performs error correction encoding on the input information bits. The error correction encoding unit 1001 outputs the generated error correction code bits to the interleaving unit 1002. The interleaving unit 1002 interleaves the input code bits and outputs them to the map unit 1003. Map section 1003 maps the input interleaved bits to modulation signal points.

図１３は、マップ部１００３において用いるマッピングパターンの例を示す図である。図１３は、ＭＳＰＬ(Modified Set Partitioning Labeling)による１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調方式のマッピングパターンを示しており、４ビットをどの信号点に配置するかを示している。マップ部１００３は、入力されたインタリーブ後のビットを、４ビット単位で、図１３に示す信号点へとマッピングする。マップ部１００３は、マッピング後の変調信号を無線部１００４に出力する。無線部１００４は、入力された変調信号を無線信号へと変換し、無線伝搬路へと出力する。   FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a mapping pattern used in the map unit 1003. FIG. 13 shows a mapping pattern of 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation method by MSPL (Modified Set Partitioning Labeling), and shows to which signal point 4 bits are arranged. The map unit 1003 maps the input interleaved bits to the signal points shown in FIG. 13 in units of 4 bits. Map section 1003 outputs the modulated signal after mapping to radio section 1004. The radio unit 1004 converts the input modulation signal into a radio signal and outputs it to the radio propagation path.

無線受信装置１１００は、無線送信装置１０００から出力された無線信号を受信する。無線部１１０１は、受信した無線信号をダウンコンバートし、デマップ部１１０２に出力する。デマップ部１１０２は、入力された受信信号点のデマップを行う。デマップ部１１０２は、デマップにより送信ビットに対する対数尤度比を求め、求めた対数尤度比を出力する。ここで求める対数尤度比の詳細な式は、非特許文献１に記載されている。また、送信ビットとは、変調信号点へとマッピングされているビットを表している。   The wireless reception device 1100 receives the wireless signal output from the wireless transmission device 1000. Radio section 1101 down-converts the received radio signal and outputs it to demapping section 1102. The demapping unit 1102 performs demapping of the input reception signal point. The demapping unit 1102 obtains a log likelihood ratio for the transmission bit by demapping and outputs the obtained log likelihood ratio. The detailed formula of the log likelihood ratio obtained here is described in Non-Patent Document 1. A transmission bit represents a bit mapped to a modulation signal point.

デインタリーブ部１１０３には、デマップ部１１０２から送信ビットに対する対数尤度比が入力される。デインタリーブ部１１０３は、入力された送信ビットに対する対数尤度比をデインタリーブし、デインタリーブした対数尤度比を出力する。誤り訂正復号部１１０５は、デインタリーブ部１１０３から入力された対数尤度比を用いて誤り訂正復号する。ここで、送信ビットに対する対数尤度比は、デインタリーブ後には、符号ビットに対する対数尤度比として使用する。符号ビットは、誤り訂正符号化後のビットに相当する。誤り訂正復号部１１０５は、軟入力軟出力の復号を行う。誤り訂正復号部１１０５は、軟入力軟出力の復号において符号ビットに対する事後確率の対数比（対数事後確率比）、外部値の対数比（対数外部値比）を求める。誤り訂正復号部１１０５は、対数外部値比をインタリーブ部１１０４に出力する。符号ビットに対する対数事後確率比、対数外部値比の詳細な式は、非特許文献１に記載されている。   The deinterleave unit 1103 receives the log likelihood ratio for the transmission bit from the demapping unit 1102. Deinterleaving section 1103 deinterleaves the log likelihood ratio for the input transmission bits and outputs the deinterleaved log likelihood ratio. The error correction decoding unit 1105 performs error correction decoding using the log likelihood ratio input from the deinterleaving unit 1103. Here, the log-likelihood ratio for the transmission bit is used as the log-likelihood ratio for the code bit after deinterleaving. The code bit corresponds to a bit after error correction coding. The error correction decoding unit 1105 performs soft input / soft output decoding. The error correction decoding unit 1105 obtains a logarithmic ratio (logarithmic posterior probability ratio) of posterior probabilities with respect to code bits and a logarithmic ratio of external values (logarithmic external value ratio) in decoding of soft inputs and soft outputs. Error correction decoding section 1105 outputs the logarithmic external value ratio to interleaving section 1104. Non-Patent Document 1 describes detailed formulas for the log posterior probability ratio and the logarithmic external value ratio for the sign bit.

インタリーブ部１１０４は、誤り訂正復号部１１０５から入力された符号ビットに対する対数外部値比をインタリーブし、インタリーブした対数外部値比を出力する。デマップ部１１０２は、インタリーブ部１１０４から出力された対数外部値比を送信ビットに対する事前確率の対数比（対数事前確率比）として使用する。デマップ部１１０２は、インタリーブ部１１０４から入力された送信ビットに対する対数事前確率比を用いて再度受信信号のデマップを行う。このとき、デマップ部１１０２は、送信ビットに対する対数外部値比を求める。求める対数外部値比の詳細な式は、非特許文献１に記載されている。   Interleaving section 1104 interleaves the logarithmic external value ratio for the code bits input from error correction decoding section 1105, and outputs the interleaved logarithmic external value ratio. The demapping unit 1102 uses the logarithmic external value ratio output from the interleaving unit 1104 as the logarithmic ratio (logarithmic prior probability ratio) of the prior probability to the transmission bit. The demapping unit 1102 demaps the received signal again using the log prior probability ratio for the transmission bits input from the interleaving unit 1104. At this time, the demapping unit 1102 obtains a logarithmic external value ratio with respect to the transmission bit. A detailed expression of the logarithmic external value ratio to be obtained is described in Non-Patent Document 1.

以降同様に、無線受信装置１１００は、デマップ部１１０２、デインタリーブ部１１０３、誤り訂正復号部１１０５、インタリーブ部１１０４において、反復してデマップと誤り訂正復号を行う。無線受信装置１１００は、デマップと誤り訂正復号の反復を行い、符号ビットに対する対数事後確率比の更新を行っていく。無線受信装置１１００は、デマップと誤り訂正復号を規定の反復回数行う。無線受信装置１１００は、規定の反復後の誤り訂正復号部１１０５における符号ビットに対する対数事後確率比から、最終的に情報ビットの復号を行う。   Thereafter, similarly, radio receiving apparatus 1100 repeatedly performs demapping and error correction decoding in demapping section 1102, deinterleaving section 1103, error correction decoding section 1105, and interleaving section 1104. The radio reception apparatus 1100 repeats demapping and error correction decoding, and updates the log posterior probability ratio for the code bits. The wireless reception device 1100 performs demapping and error correction decoding a predetermined number of iterations. Radio receiving apparatus 1100 finally decodes information bits from the log a posteriori probability ratio for the code bits in error correction decoding section 1105 after the prescribed iteration.

従来、変調信号点のマッピングパターンとしてＭＳＰＬによるパターンを用いている。変調信号点のマッピングパターンをＭＳＰＬによるパターンとした場合、上記のように反復してデマップと誤り訂正復号を行うことで、マッピングされたビット単位で見た場合の信号点間距離を大きくできるという効果があった。
Aik Chindapol and James A. Ritcey, “Design, Analysis, and Performance Evaluation for BICM-ID with Square QAM Constellations in Rayleigh Fading Channels,” IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 19, No.5, May 2001 Conventionally, a pattern by MSPL is used as a mapping pattern of modulation signal points. When the modulation signal point mapping pattern is a pattern by MSPL, it is possible to increase the distance between signal points when viewed in units of mapped bits by repeatedly performing demapping and error correction decoding as described above. was there.
Aik Chindapol and James A. Ritcey, “Design, Analysis, and Performance Evaluation for BICM-ID with Square QAM Constellations in Rayleigh Fading Channels,” IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 19, No. 5, May 2001

しかしながら、上記した従来の構成は、使用する誤り訂正符号化に畳込み符号を用いる場合の構成であった。一方、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎの規格に示されるように、複数の誤り訂正符号化方法が一つの通信システムに導入される場合がある。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、畳込み符号とＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号が導入されている。   However, the conventional configuration described above is a configuration in the case where a convolutional code is used for error correction coding to be used. On the other hand, as shown in the IEEE 802.11n standard, a plurality of error correction coding methods may be introduced into one communication system. For example, in IEEE 802.11n, convolutional codes and LDPC (Low Density Parity Check) codes are introduced.

このとき、ＬＤＰＣ符号化後のビットに対して、従来と同様のマッピングパターンを用いて変調し、無線受信装置において反復してデマップと誤り訂正復号を行った場合、無線受信装置における誤り率が劣化するという課題を有していた。   At this time, if the bits after LDPC encoding are modulated using the same mapping pattern as before, and the demapping and error correction decoding are repeated in the wireless reception device, the error rate in the wireless reception device deteriorates Had the problem of doing.

本発明は、上記背景に鑑み、受信信号の誤りを訂正する能力を改善させることができる無線送信装置および無線受信装置を提供することを目的とする。   In view of the above background, an object of the present invention is to provide a wireless transmission device and a wireless reception device capable of improving the ability to correct an error in a received signal.

本発明の無線送信装置は、複数の誤り訂正符号化を行うことができる無線送信装置であって、送信データを符号化した誤り訂正符号の種類に応じて異なるマッピングパターンを用いて、誤り訂正符号化後のビットを変調信号点へマッピングして変調信号を生成する。   The wireless transmission device of the present invention is a wireless transmission device capable of performing a plurality of error correction encodings, and uses error mapping codes that use different mapping patterns depending on the types of error correction codes that encode transmission data. A modulated signal is generated by mapping the converted bits to modulated signal points.

この構成により、誤り訂正符号の種類に応じて適切なマッピングパターンを用いて変調することができるので、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。   With this configuration, since modulation can be performed using an appropriate mapping pattern according to the type of error correction code, the ability to correct errors in the received signal can be improved.

本発明の無線送信装置は、反復デマップに用いられる符号によって誤り訂正符号化を行った場合には、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンを用い、反復デマップ以外のデマップに用いられる符号によって誤り訂正符号化を行った場合には、Ｇｒａｙマッピングパターンを用いて、誤り訂正符号化後のビットをマッピングしてもよい。   When error correction coding is performed using a code used for iterative demapping, the wireless transmission device of the present invention uses a mapping pattern in which mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more, and codes used for demapping other than iterative demapping When error correction coding is performed by the above, bits after error correction coding may be mapped using a Gray mapping pattern.

反復デマップを行う場合には、１ビット異なるマッピングができるだけ離れた信号点に配置されたマッピングパターンの方が、反復デマップによる誤り訂正能力を高めることができる。従って、反復デマップに用いられる符号によって誤り訂正符号化を行った場合に、１ビット異なるマッピングが隣接して配置されていないマッピングパターンを用いて変調することにより、誤り訂正能力を改善することができる。   When iterative demapping is performed, a mapping pattern in which mappings different by 1 bit are arranged at signal points as far apart as possible can increase the error correction capability by iterative demapping. Therefore, when error correction coding is performed using a code used for iterative demapping, the error correction capability can be improved by modulating using a mapping pattern in which a mapping different by 1 bit is not arranged adjacently. .

本発明の無線送信装置は、ＬＤＰＣ符号によって誤り訂正符号化を行った場合には、Ｇｒａｙマッピングパターンを用いて、誤り訂正符号化後のビットをマッピングしてもよい。   When performing error correction coding using an LDPC code, the wireless transmission device of the present invention may map bits after error correction coding using a Gray mapping pattern.

ＬＤＰＣ符号による誤り訂正は、いわゆるシャノン限界に近い誤り訂正能力を有するので、反復デマップを行わなくても精度の高い復号を行なうことができる。反復デマップを行わない場合には、１ビット異なる信号どうしが隣接信号点に配置されたＧｒａｙマッピングパターンを用いることにより、デマップ処理において誤りが発生するとしても１ビットのずれしか生じない可能性が高いので、誤りを容易に訂正できる。   The error correction by the LDPC code has an error correction capability close to the so-called Shannon limit, so that highly accurate decoding can be performed without performing iterative demapping. When iterative demapping is not performed, there is a high possibility that even if an error occurs in demapping processing, only one bit shift occurs by using a Gray mapping pattern in which signals different by 1 bit are arranged at adjacent signal points. Therefore, errors can be corrected easily.

本発明の別の態様に係る無線送信装置は、送信データに対して、反復デマップに用いられる符号によって誤り訂正符号化を行う第１の符号化部と、前記第１の符号化部による誤り訂正符号化後のビットをインタリーブするインタリーブ部と、インタリーブされたビットを、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンを用いて変調信号点へマッピングして変調信号を生成する第１のマップ部と、送信データに対して、反復デマップ以外のデマップに用いられる符号によって誤り訂正符号化を行う第２の符号化部と、前記第２の符号化部による誤り訂正符号化後のビットをＧｒａｙマッピングパターンを用いて変調信号点へマッピングして変調信号を生成する第２のマップ部と、前記第１のマップ部にて生成される変調信号と前記第２のマップ部にて生成される変調信号のうち、送信信号として用いる変調信号を選択する選択部と、選択された変調信号を無線受信装置に対して送信する無線部とを備える。   A radio transmission apparatus according to another aspect of the present invention includes a first encoding unit that performs error correction encoding on transmission data using a code used for iterative demapping, and error correction by the first encoding unit. An interleaving unit that interleaves the encoded bits, and a first map unit that maps the interleaved bits to modulation signal points by using a mapping pattern in which adjacent signal point mapping differs by 2 bits or more, and generates a modulation signal A second encoding unit that performs error correction encoding on the transmission data using a code used for demapping other than iterative demapping, and Gray mapping the bits after error correction encoding by the second encoding unit A second map unit that generates a modulation signal by mapping to a modulation signal point using a pattern, and a modulation signal generated by the first map unit; Of the modulated signal generated by the second map portion and comprises a selection unit that selects a modulation signal used as a transmission signal, and a radio section that transmits the modulated signal selected to the wireless receiver.

この構成により、誤り訂正符号の種類に応じて、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンと、Ｇｒａｙマッピングパターンのいずれかを選択し、選択されたマッピングパターンを用いて送信ビットを変調するので、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。   With this configuration, a mapping pattern in which mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more and a Gray mapping pattern are selected according to the type of error correction code, and a transmission bit is modulated using the selected mapping pattern Therefore, the ability to correct an error in the received signal can be improved.

本発明の無線送信装置において、前記第１の符号化部は、畳込み符号化を行ってもよく、前記第１のマップ部は、入力されたビットをＭＳＰＬマッピングパターンを用いた変調信号点へマッピングしてもよく、前記第２の符号化部は、ＬＤＰＣ符号化を行ってもよい。   In the wireless transmission device of the present invention, the first encoding unit may perform convolutional encoding, and the first map unit converts the input bits to modulation signal points using an MSPL mapping pattern. Mapping may be performed, and the second encoding unit may perform LDPC encoding.

このような符号化方式やマッピングパターンを用いることにより、無線送信装置を適切に構成することができる。   By using such an encoding method and mapping pattern, the wireless transmission device can be appropriately configured.

本発明の無線受信装置は、受信信号を、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンから構成される候補信号点を用いてデマップする第１のデマップ部と、前記第１のデマップ部から出力された送信ビットに対する対数尤度比あるいは対数外部値比をデインタリーブするデインタリーブ部と、前記デインタリーブ後の対数尤度比あるいは対数外部値比を用いて軟入力軟出力の復号を行う第１の復号部と、前記第１の復号部から出力される符号ビットに対する対数外部値比をインタリーブするインタリーブ部と、受信信号をＧｒａｙマッピングパターンから構成される候補信号点を用いてデマップする第２のデマップ部と、前記第２のデマップ部から出力された送信ビットに対する対数尤度比を用いて軟入力軟出力復号を行う第２の復号部と、前記第１の復号部から出力される符号ビットに対する対数事後確率比と前記第２の復号部から出力される符号ビットに対する対数事後確率比のいずれかを、受信信号に施されている誤り訂正符号化あるいは変調方式に基づいて選択する選択部とを備える。   The radio reception apparatus of the present invention includes a first demapping unit that demaps a received signal using candidate signal points configured by mapping patterns in which mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more, and the first demapping unit A deinterleaving unit that deinterleaves a log likelihood ratio or a logarithmic external value ratio with respect to the output transmission bits, and a soft input / soft output decoding using the log likelihood ratio or logarithmic external value ratio after the deinterleaving. A first decoding unit, an interleaving unit that interleaves a logarithmic external value ratio with respect to a code bit output from the first decoding unit, and a second that demaps the received signal using candidate signal points configured by a Gray mapping pattern Soft-input soft-output decoding using the log likelihood ratio for the transmission bits output from the second demapping unit and the second demapping unit A second decoding unit, a log a posteriori probability ratio with respect to a code bit output from the first decoding unit, and a log a posteriori probability ratio with respect to a code bit output from the second decoding unit. And a selection unit that selects based on the error correction coding or modulation scheme applied to the.

このように受信信号に施されている誤り訂正符号化あるいは変調方式に基づいて、受信信号に対して行うデマップの方式および誤り訂正復号の方式を選択する構成により、上記した無線送信装置に対応して、誤り訂正能力を改善することができる。   In this way, the configuration for selecting the demapping method and error correction decoding method performed on the received signal based on the error correction coding or modulation method applied to the received signal corresponds to the above-described wireless transmission device. Thus, the error correction capability can be improved.

本発明の無線受信装置において、前記第１のデマップ部と前記第１の復号部は、前記デインタリーブ部及び前記インタリーブ部を介して前記送信ビットに対する対数尤度比あるいは対数外部値比、前記符号ビットに対する対数外部値比のやり取りを行い、デマップと軟入力軟出力の復号を反復して行ってもよい。   In the radio reception apparatus of the present invention, the first demapping unit and the first decoding unit are configured such that the log likelihood ratio or the logarithmic external value ratio with respect to the transmission bit via the deinterleave unit and the interleave unit, and the code The logarithmic external value ratio with respect to bits may be exchanged, and demapping and soft input / soft output decoding may be repeated.

この構成により、第１のデマップ部、デインタリーブ部、第１の復号部およびインタリーブ部を用いて、反復復号を行なうことができる。   With this configuration, iterative decoding can be performed using the first demapping unit, deinterleaving unit, first decoding unit, and interleaving unit.

本発明の別の態様に係る無線送信装置は、データの送信先である無線受信装置の電波の受信状況に応じて異なるマッピングパターンを用いて送信ビットを変調信号点へマッピングして変調信号を生成する。   A radio transmission apparatus according to another aspect of the present invention generates a modulation signal by mapping transmission bits to modulation signal points using different mapping patterns according to radio wave reception conditions of a radio reception apparatus that is a data transmission destination To do.

電波の受信状況に応じて、反復デマップを行なった方が良い場合と、１回のデマップによって十分な受信特性が得られる場合とがある。本発明の構成により、電波の受信状況に応じて適切なマッピングパターンによってマッピングを行うことにより、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。ここで、「受信状況」を示す指標としては、例えば、受信した電波のＳＮＲ（Signal to Noise Ratio：信号電力対雑音電力比）や受信電力等の値を用いることができる。   There are cases where it is better to perform iterative demapping according to the reception situation of radio waves, and there are cases where sufficient reception characteristics can be obtained by one demapping. According to the configuration of the present invention, it is possible to improve the ability to correct an error in a received signal by performing mapping using an appropriate mapping pattern according to the radio wave reception status. Here, as an index indicating the “reception status”, for example, a value such as SNR (Signal to Noise Ratio) of received radio waves, received power, or the like can be used.

本発明の別の態様に係る無線送信装置は、データの送信先である無線受信装置における電波の受信状況を示す情報を、前記無線受信装置から受信する受信状況情報受信部と、前記受信状況に基づいてマッピングパターンを決定するＭＣＳ決定部と、前記ＭＣＳ決定部に決定されたマッピングパターンで送信ビットをマッピングして変調信号を生成するマップ部と、前記マップ部にて生成された変調信号を送信する無線部とを備える。   According to another aspect of the present invention, a wireless transmission device includes: a reception status information receiving unit that receives information indicating a radio wave reception status in a radio reception device that is a data transmission destination from the radio reception device; and An MCS determination unit that determines a mapping pattern based on the mapping unit, a map unit that maps a transmission bit with the mapping pattern determined by the MCS determination unit to generate a modulation signal, and a modulation signal generated by the map unit A wireless unit.

このように無線受信装置から受信した受信状況を示す情報に基づいてマッピングパターンを決定することにより、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。   Thus, by determining the mapping pattern based on the information indicating the reception status received from the wireless reception device, the ability to correct an error in the received signal can be improved.

本発明の無線送信装置において、前記ＭＣＳ決定部は、前記受信状況が所定の閾値より悪い場合に、誤り訂正符号化方式として反復デマップに用いられる符号を選択し、前記受信状況が所定の閾値より良い場合に、誤り訂正符号化方式として反復デマップ以外のデマップに用いられる符号を選択してもよい。また、前記ＭＣＳ決定部は、前記受信状況が所定の閾値より悪い場合に、マッピングパターンとして隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンを選択し、前記受信状況が所定の閾値より良い場合に、Ｇｒａｙマッピングパターンを選択してもよい。   In the wireless transmission device of the present invention, the MCS determination unit selects a code used for iterative demapping as an error correction coding scheme when the reception status is worse than a predetermined threshold, and the reception status exceeds the predetermined threshold. In a good case, a code used for demapping other than iterative demapping may be selected as the error correction coding method. The MCS determination unit selects a mapping pattern in which mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more as a mapping pattern when the reception status is worse than a predetermined threshold, and when the reception status is better than the predetermined threshold. , Gray mapping pattern may be selected.

このように電波の受信状況が所定の閾値より良く、１回のデマップによって十分な受信特性が得られる場合には、反復デマップ以外のデマップに用いられる符号を選択することにより、無線受信装置では、反復デマップを行わずに受信特性の高い受信データを得られ、受信処理に要する時間を短縮することができる。また、電波の受信状況が悪い場合には、反復デマップによって、受信信号の誤りを訂正する能力を改善できる。   In this way, when the radio wave reception state is better than a predetermined threshold and sufficient reception characteristics can be obtained by one demapping, by selecting a code used for demapping other than iterative demapping, Reception data with high reception characteristics can be obtained without performing iterative demapping, and the time required for reception processing can be shortened. Further, when the radio wave reception status is poor, it is possible to improve the ability to correct received signal errors by iterative demapping.

本発明の無線送信装置において、前記無線部は、前記無線受信装置における電波の受信状況を測定するための受信状況測定用フレームを送信すると共に、当該受信状況測定用フレームを送信したときの送信電力と同一の送信電力で、前記変調信号を送信してもよい。   In the wireless transmission device of the present invention, the wireless unit transmits a reception status measurement frame for measuring the reception status of radio waves in the wireless reception device, and transmission power when the reception status measurement frame is transmitted. The modulated signal may be transmitted with the same transmission power.

この構成により、無線受信装置側において、受信状況を測定した状況に近い状況を作り出すことができるので、受信状況を測定した結果を適用することができる。   With this configuration, it is possible to create a situation close to the situation in which the reception situation is measured on the wireless reception device side, and thus the result of measuring the reception situation can be applied.

本発明の別の態様に係る無線受信装置は、無線送信装置から送信される電波の受信状況に応じて、誤り訂正符号化の種類またはマッピングパターンの変更を要求する情報を前記無線送信装置にフィードバックする。   According to another aspect of the present invention, a radio reception apparatus feeds back information requesting a change in the type of error correction coding or a mapping pattern to the radio transmission apparatus in accordance with reception status of radio waves transmitted from the radio transmission apparatus. To do.

この構成により、受信状況に適した誤り訂正符号化の種類またはマッピングパターンによって誤り訂正符号化およびマッピングを行わせることにより、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。   With this configuration, it is possible to improve the ability to correct errors in the received signal by performing error correction coding and mapping according to the type of error correction coding or the mapping pattern suitable for the reception situation.

本発明のＭＩＭＯ無線送信装置は、データの送信先である無線受信装置における電波の受信状況に応じて、ビットをマッピングする際のマッピングパターンをストリーム単位で決定し、決定されたマッピングパターンを用いて前記ストリーム単位で送信ビットをマッピングして変調信号を生成する。   The MIMO wireless transmission apparatus of the present invention determines a mapping pattern for mapping bits in units of streams according to the radio wave reception status in the wireless reception apparatus that is a data transmission destination, and uses the determined mapping pattern. A modulation signal is generated by mapping transmission bits in units of streams.

このように無線受信装置から受信した受信状況を示す情報に基づいてストリーム単位でマッピングパターンを決定することにより、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。   Thus, by determining the mapping pattern in units of streams based on the information indicating the reception status received from the wireless reception device, it is possible to improve the ability to correct received signal errors in the MIMO communication system.

本発明の別の態様に係るＭＩＭＯ無線送信装置は、複数のアンテナから送信されたそれぞれの電波の無線受信装置における受信状況を示す情報を、前記無線受信装置から受信する受信状況情報受信部と、前記受信状況に基づいて、前記各アンテナから送信されるストリーム単位でマッピングパターンを決定するＭＣＳ決定部と、前記ＭＣＳ決定部に決定されたマッピングパターンを用いて前記ストリーム単位で送信ビットをマッピングして変調信号を生成するマップ部と、前記マップ部にてマッピングされた変調信号を複数のアンテナから送信する無線部とを備える。   A MIMO wireless transmission device according to another aspect of the present invention, a reception status information receiving unit that receives information indicating the reception status of each radio wave transmitted from a plurality of antennas in the wireless reception device; Based on the reception status, an MCS determination unit that determines a mapping pattern for each stream transmitted from each antenna, and a transmission bit for each stream is mapped using the mapping pattern determined by the MCS determination unit. A map unit that generates a modulation signal and a radio unit that transmits the modulation signal mapped by the map unit from a plurality of antennas.

このように無線受信装置から受信した受信状況を示す情報に基づいてストリーム単位でマッピングパターンを決定することにより、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。   Thus, by determining the mapping pattern in units of streams based on the information indicating the reception status received from the wireless reception device, it is possible to improve the ability to correct received signal errors in the MIMO communication system.

本発明のＭＩＭＯ無線送信装置は、前記受信状況を示す情報に基づいて、前記受信状況が最も悪いアンテナから送信するストリームに対しては、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンを用い、残りのストリームに対しては、Ｇｒａｙマッピングパターンを用いてもよい。   The MIMO radio transmission apparatus of the present invention uses a mapping pattern in which mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more for a stream transmitted from the antenna having the worst reception status based on the information indicating the reception status, A Gray mapping pattern may be used for the remaining streams.

干渉レプリカ信号を生成する際に反復デマップを行うことは困難である。本発明の構成により、ＭＩＭＯ無線受信装置では、受信状況が良いストリームの干渉レプリカ信号を生成することにより、精度の高い干渉レプリカ信号を生成でき、各アンテナで受信した信号を適切に分離することができる。   It is difficult to perform iterative demapping when generating an interference replica signal. With the configuration of the present invention, the MIMO radio reception apparatus can generate an interference replica signal with a high reception condition, thereby generating a highly accurate interference replica signal, and appropriately separating signals received by each antenna. it can.

本発明のＭＩＭＯ無線受信装置は、複数のストリームのうち、受信状況が最も悪いストリームを除くストリームの干渉レプリカ信号を生成し、空間多重信号のストリーム間干渉の除去を行うストリーム間干渉除去部と、ストリーム間干渉の除去後の信号に対して、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンから構成される候補信号点を用いてデマップする第１のデマップ部と、前記第１のデマップ部から出力される送信ビットに対する対数尤度比あるいは対数外部値比をデインタリーブするデインタリーブ部と、前記デインタリーブ後の対数尤度比あるいは対数外部値比を用いて軟入力軟出力の復号を行う第１の復号部と、前記第１の復号部から出力される符号ビットに対する対数外部値比をインタリーブするインタリーブ部と、受信信号をＧｒａｙマッピングパターンから構成される候補信号点を用いてデマップする第２のデマップ部と、前記第２のデマップ部から出力された送信ビットに対する対数尤度比を用いて、復号を行う第２の復号部と、前記第１の復号部から出力される符号ビットに対する対数事後確率比と前記第２の復号部から出力される符号ビットに対する対数事後確率比のいずれかを、受信信号に施されている誤り訂正符号化あるいは変調方式に基づいて選択する選択部とを備える。   The MIMO wireless reception apparatus of the present invention generates an interference replica signal of a stream excluding a stream having the worst reception status among a plurality of streams, and removes an inter-stream interference removal unit that removes inter-stream interference of a spatial multiplexing signal; From the first demapping unit for demapping the signal after the removal of inter-stream interference using candidate signal points configured by mapping patterns in which the mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more, from the first demapping unit A deinterleaving unit that deinterleaves a log likelihood ratio or a logarithmic external value ratio with respect to an output transmission bit, and a soft input / soft output decoding using the log likelihood ratio or logarithmic external value ratio after the deinterleaving. 1 decoder and an interleaver for interleaving the logarithmic external value ratio for the code bits output from the first decoder A second demapping unit that demaps the received signal using candidate signal points configured from a Gray mapping pattern, and a log likelihood ratio for the transmission bit output from the second demapping unit. A second decoding unit that performs decoding, and a log a posteriori probability ratio for a code bit output from the first decoding unit and a log a posteriori probability ratio for a code bit output from the second decoding unit. A selection unit that selects based on an error correction coding or modulation scheme applied to the received signal.

このように受信信号に施されている誤り訂正符号化あるいは変調方式に基づいて、受信信号に対して行うデマップの方式および誤り訂正復号の方式を選択する構成により、上記したＭＩＭＯ無線送信装置に対応して、誤り訂正能力を改善することができる。   In this way, the configuration for selecting the demapping method and the error correction decoding method performed on the received signal based on the error correction coding or modulation method applied to the received signal corresponds to the above-described MIMO radio transmission apparatus. Thus, the error correction capability can be improved.

本発明の無線受信装置において、前記第１のデマップ部と第１の復号部は、デインタリーブ部及びインタリーブ部を介して送信ビットに対する対数尤度比あるいは対数外部値比、符号ビットに対する対数外部値比のやり取りを行い、デマップと軟入力軟出力の復号を反復して行ってもよい。   In the radio reception apparatus of the present invention, the first demapping unit and the first decoding unit are configured such that the log likelihood ratio or logarithmic external value ratio for transmission bits and the logarithmic external value for code bits via the deinterleaving unit and the interleaving unit. The ratio may be exchanged, and demapping and soft input / soft output decoding may be repeated.

この構成により、第１のデマップ部、デインタリーブ部、第１の復号部およびインタリーブ部を用いて、反復復号を行なうことができる。   With this configuration, iterative decoding can be performed using the first demapping unit, deinterleaving unit, first decoding unit, and interleaving unit.

本発明の無線送信方法は、送信データに対して誤り訂正符号化を行うステップと、誤り訂正符号の種類に応じて異なるマッピングパターンを用いて、誤り訂正符号化後のビットを変調信号点へマッピングして変調信号を生成するステップと、前記変調信号を無線受信装置に対して送信するステップとを備える。   The wireless transmission method of the present invention maps a bit after error correction coding to a modulation signal point using a step of performing error correction coding on transmission data and a different mapping pattern depending on the type of error correction code. And generating a modulated signal, and transmitting the modulated signal to a radio receiving apparatus.

この構成により、誤り訂正符号の種類に応じて適切なマッピングパターンを用いて変調することができるので、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。なお、本発明の無線送信装置の各種の構成を、本発明の無線送信方法に適用することが可能である。   With this configuration, since modulation can be performed using an appropriate mapping pattern according to the type of error correction code, the ability to correct errors in the received signal can be improved. Various configurations of the wireless transmission device of the present invention can be applied to the wireless transmission method of the present invention.

本発明の別の態様の無線送信方法は、データの送信先である無線受信装置から送信された当該無線受信装置の電波の受信状況を示す情報に基づいてマッピングパターンを決定するステップと、決定されたマッピングパターンとなる変調信号点へ送信ビットをマッピングするステップと、変調された信号を無線受信装置に対して送信するステップとを備える。   According to another aspect of the present invention, a wireless transmission method includes: determining a mapping pattern based on information indicating a radio wave reception status of the wireless reception device transmitted from a wireless reception device that is a data transmission destination; Mapping a transmission bit to a modulation signal point that becomes a mapping pattern, and transmitting the modulated signal to a radio reception apparatus.

このように電波の受信状況に応じて適切なマッピングパターンによってマッピングを行うことにより、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。なお、本発明の無線送信装置の各種の構成を、本発明の無線送信方法に適用することが可能である。   In this way, by performing mapping with an appropriate mapping pattern according to the radio wave reception status, the ability to correct errors in the received signal can be improved. Various configurations of the wireless transmission device of the present invention can be applied to the wireless transmission method of the present invention.

本発明のＭＩＭＯ無線送信方法は、データの送信先である無線受信装置から送信された当該無線受信装置の電波の受信状況を示す情報に基づいて、ストリーム単位でマッピングパターンを決定するステップと、決定されたマッピングパターンを用いて前記ストリーム単位で送信ビットを変調信号点へマッピングするステップと、変調された信号を無線受信装置に対して送信するステップとを備える。   The MIMO wireless transmission method of the present invention includes a step of determining a mapping pattern for each stream based on information indicating a radio wave reception status of the wireless reception device transmitted from a wireless reception device that is a data transmission destination; Mapping a transmission bit to a modulation signal point by the stream unit using the mapped mapping pattern, and transmitting the modulated signal to a radio reception apparatus.

このように無線受信装置から受信した受信状況を示す情報に基づいてストリーム単位でマッピングパターンを決定することにより、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができる。なお、本発明のＭＩＭＯ無線送信装置の各種の構成を、本発明のＭＩＭＯ無線送信方法に適用することが可能である。   Thus, by determining the mapping pattern in units of streams based on the information indicating the reception status received from the wireless reception device, it is possible to improve the ability to correct received signal errors in the MIMO communication system. Various configurations of the MIMO radio transmission apparatus of the present invention can be applied to the MIMO radio transmission method of the present invention.

本発明によれば、誤り訂正符号の種類に応じて適切なマッピングパターンを用いて変調することができるので、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができるというすぐれた効果を有する。   According to the present invention, since modulation can be performed using an appropriate mapping pattern according to the type of error correction code, the ability to correct errors in the received signal can be improved.

以下、本発明の実施の形態の無線送信装置および無線受信装置について、図面を参照しながら説明する。   Hereinafter, a wireless transmission device and a wireless reception device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

（第１の実施の形態）
本実施の形態の無線送信装置および無線受信装置は、複数の誤り訂正符号化が導入されている無線通信システムにおいて、使用する誤り訂正符号の種類に応じて、符号化後のビットを変調信号点へマッピングする際のマッピングパターンを異なるものとすることを特徴としている。 (First embodiment)
The radio transmission apparatus and radio reception apparatus according to the present embodiment, in a radio communication system in which a plurality of error correction encodings are introduced, modulates encoded bits according to the type of error correction codes used. It is characterized in that the mapping pattern when mapping to is different.

図１は、第１の実施の形態における無線通信システムの構成を示す図である。図１に示すように、無線通信システムは、無線送信装置１００と無線受信装置２００とを有している。   FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a wireless communication system according to the first embodiment. As illustrated in FIG. 1, the wireless communication system includes a wireless transmission device 100 and a wireless reception device 200.

まず、無線送信装置１００における送信処理について説明する。無線送信装置１００には、情報ビット及びＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）情報が入力される。ここで、ＭＣＳ情報とは、無線送信装置１００において情報ビットに施す変調方式、誤り訂正符号化の方法を示した情報で、ＭＡＣ（Medium Access Control）層から通知される情報である。無線送信装置１００において、情報ビット及びＭＣＳ情報は、選択部１０１に入力される。選択部１０１は、ＭＣＳ情報に基づいて情報ビットの出力先を制御する。ＭＣＳ情報に、情報ビットに施す誤り訂正符号化方法が畳込み符号と記載されている場合は、選択部１０１は、入力された情報ビットを畳込み符号化部１０２に出力する。一方、ＭＣＳ情報に、情報ビットに施す誤り訂正符号化方法がＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号と記載されている場合には、選択部１０１は、入力された情報ビットをＬＤＰＣ符号化部１０３に出力する。なお、本実施の形態では、選択部１０１によって情報ビットの出力先を選択する例を挙げているが、選択部１０１を設けない構成とすることも可能である。この場合、情報ビットを畳込み符号化部１０２とＬＤＰＣ符号化部１０３の両方に入力する。   First, transmission processing in the wireless transmission device 100 will be described. An information bit and MCS (Modulation and Coding Scheme) information are input to the wireless transmission device 100. Here, the MCS information is information indicating a modulation scheme and an error correction coding method applied to information bits in the wireless transmission device 100, and is information notified from a MAC (Medium Access Control) layer. In the wireless transmission device 100, information bits and MCS information are input to the selection unit 101. The selection unit 101 controls the output destination of information bits based on the MCS information. When the error correction coding method applied to information bits is described as convolutional code in the MCS information, the selection unit 101 outputs the input information bits to the convolutional coding unit 102. On the other hand, when the error correction coding method applied to the information bits is described as LDPC (Low Density Parity Check) code in the MCS information, the selection unit 101 sends the input information bits to the LDPC coding unit 103. Output. In this embodiment, an example in which the selection unit 101 selects an output destination of information bits is given, but a configuration in which the selection unit 101 is not provided is also possible. In this case, the information bits are input to both the convolutional coding unit 102 and the LDPC coding unit 103.

［誤り訂正符号が畳込み符号の場合の送信処理］
畳込み符号化部１０２には、選択部１０１から出力された情報ビット及びＭＣＳ情報が入力される。ＭＣＳ情報には、畳込み符号化に用いる符号化率の情報が記載されており、畳込み符号化部１０２は、ＭＣＳ情報に記載された符号化率で、入力情報ビットを畳込み符号化する。畳込み符号化の方法については、例えば、三瓶政一「ディジタルワイヤレス伝送技術」ピアソンエデュケーション、２００２年９月（以下、「参考文献１」という）に記載されている畳込み符号化方法を用いることができる。畳込み符号化部１０２は、畳込み符号化後のビットをインタリーブ部１０４に出力する。 [Transmission processing when error correction code is convolutional code]
The convolutional encoding unit 102 receives the information bits and MCS information output from the selection unit 101. The MCS information describes information on a coding rate used for convolutional coding, and the convolutional coding unit 102 performs convolutional coding of input information bits at the coding rate described in the MCS information. . For the convolutional coding method, for example, the convolutional coding method described in Seiichi Sampei, “Digital Wireless Transmission Technology”, Pearson Education, September 2002 (hereinafter referred to as “Reference Document 1”) is used. Can do. The convolutional coding unit 102 outputs the bits after the convolutional coding to the interleaving unit 104.

インタリーブ部１０４は、畳込み符号化部１０２から出力された畳込み符号化後のビットをインタリーブする。ここで、インタリーブとは、入力されたビットの順序を入れ換える処理であり、例えば、参考文献１に記載されたインタリーブ技術を用いることができる。インタリーブ部１０４は、インタリーブ後のビットをＭＳＰＬマップ部１０５に出力する。   Interleaving section 104 interleaves the bits after convolutional coding output from convolutional coding section 102. Here, interleaving is a process of changing the order of input bits. For example, the interleaving technique described in Reference 1 can be used. Interleaving section 104 outputs the interleaved bits to MSPL map section 105.

ＭＳＰＬマップ部１０５には、インタリーブ部１０４からインタリーブ後のビットが入力される。また、ＭＳＰＬマップ部１０５にはＭＣＳ情報が入力される。ＭＣＳ情報には、無線送信装置１００において用いる変調方式の情報が記載されている。無線送信装置１００において用いる変調方式とは、多値変調方式のことで、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）や、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などを表している。ＭＳＰＬマップ部１０５は、インタリーブ部１０４から出力されたビットを、ＭＣＳ情報に記載された変調方式に基づいて信号点にマッピングする。   MSPL map section 105 is input with interleaved bits from interleave section 104. Further, MCS information is input to the MSPL map unit 105. In the MCS information, information on a modulation scheme used in the wireless transmission device 100 is described. The modulation scheme used in the wireless transmission device 100 is a multi-level modulation scheme, and represents PSK (Phase Shift Keying), QAM (Quadrature Amplitude Modulation), or the like. The MSPL map unit 105 maps the bits output from the interleave unit 104 to signal points based on the modulation scheme described in the MCS information.

ここで、例えば、無線送信装置１００において、１６ＱＡＭ変調方式を用いることを示す制御情報がＭＣＳ情報に記載されている場合について説明する。ＭＳＰＬマップ部１０５は、インタリーブ部１０４から入力されたビットを、ＭＳＰＬ（Modified Set Partitioning Labeling）に基づく１６ＱＡＭの信号点へマッピングする。図１３は、ＭＳＰＬによる信号点配置の一例を示す図である。ＭＳＰＬマップ部１０５に入力されたビットは、４ビットを一単位として、信号点にマッピングされる。例えば、入力されたビットが（１，０，０，０）である場合、図１３において左上に示される（１，０，０，０）の信号点へとマッピングされる。その他、同様に入力された４ビットを一単位として図１３に示される信号点配置へとマッピングが行われる。ＭＳＰＬマップ部１０５は、マッピング後の信号点を１シンボルとして選択部１０７に出力する。   Here, for example, a case will be described in which control information indicating that the 16QAM modulation method is used is described in the MCS information in the wireless transmission device 100. The MSPL map unit 105 maps the bits input from the interleave unit 104 to 16QAM signal points based on MSPL (Modified Set Partitioning Labeling). FIG. 13 is a diagram illustrating an example of signal point arrangement by MSPL. The bits input to the MSPL map unit 105 are mapped to signal points with 4 bits as a unit. For example, when the input bit is (1, 0, 0, 0), it is mapped to the signal point (1, 0, 0, 0) shown at the upper left in FIG. In addition, similarly, mapping is performed to the signal point arrangement shown in FIG. 13 with 4 bits inputted as one unit. The MSPL map unit 105 outputs the mapped signal point as one symbol to the selection unit 107.

［誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号の場合の送信処理］
次に、ＭＣＳ情報に無線送信装置１００においてＬＤＰＣ符号化を用いるよう記載されている場合について説明する。このとき、選択部１０１は、入力された情報ビットをＬＤＰＣ符号化部１０３に出力する。 [Transmission processing when error correction code is LDPC code]
Next, a case will be described in which the MCS information describes that the wireless transmission device 100 uses LDPC encoding. At this time, the selection unit 101 outputs the input information bits to the LDPC encoding unit 103.

ＬＤＰＣ符号化部１０３には、選択部１０１から出力された情報ビットが入力される。また、ＬＤＰＣ符号化部１０３には、ＭＣＳ情報が入力される。ＭＣＳ情報には、無線送信装置１００において用いる誤り訂正符号化の符号化率が示されており、ＬＤＰＣ符号化部１０３は、ＭＣＳ情報に記載された符号化率で、入力された情報ビットをＬＤＰＣ符号化する。ここで、ＬＤＰＣ符号化は、例えば、和田山正「低密度パリティ検査符号とその復号法」トリケップス、２００２年６月（以下、「参考文献２」という）に記載のＬＤＰＣ符号化方法を用いることができる。ＬＤＰＣ符号化部１０３は、ＬＤＰＣ符号化後のビットをＧｒａｙマップ部１０６に出力する。   The information bits output from the selection unit 101 are input to the LDPC encoding unit 103. Also, MCS information is input to the LDPC encoding unit 103. The MCS information indicates the coding rate of error correction coding used in the wireless transmission device 100, and the LDPC coding unit 103 converts the input information bits into LDPC at the coding rate described in the MCS information. Encode. Here, the LDPC encoding uses, for example, the LDPC encoding method described in Tadashi Wadayama “Low Density Parity Check Code and its Decoding Method” Trikes, June 2002 (hereinafter referred to as “Reference 2”). Can do. The LDPC encoding unit 103 outputs the bits after LDPC encoding to the Gray map unit 106.

Ｇｒａｙマップ部１０６には、ＬＤＰＣ符号化部１０３から出力された符号化後のビットが入力される。また、Ｇｒａｙマップ部１０６には、ＭＣＳ情報が入力される。ＭＣＳ情報には、無線送信装置１００において用いる変調方式の情報が記載されている。Ｇｒａｙマップ部１０６は、ＭＣＳ情報に記載された変調方式を用いて、ＬＤＰＣ符号化部１０３から入力されたビットを信号点にマッピングする。ここでは、ＭＳＰＬマップ部１０５の場合と同様、１６ＱＡＭ変調方式を用いる場合を説明する。Ｇｒａｙマップ部１０６は、Ｇｒａｙ Ｌａｂｅｌｉｎｇに基づく信号点へのマッピングを行う。   The Gray map unit 106 receives the encoded bits output from the LDPC encoding unit 103. Further, MCS information is input to the Gray map unit 106. In the MCS information, information on a modulation scheme used in the wireless transmission device 100 is described. The Gray map unit 106 maps the bits input from the LDPC encoding unit 103 to signal points using the modulation scheme described in the MCS information. Here, as in the case of the MSPL map unit 105, a case where the 16QAM modulation method is used will be described. The Gray map unit 106 performs mapping to signal points based on Gray Labeling.

図２は、Ｇｒａｙ Ｌａｂｅｌｉｎｇに基づく信号点の一例を示す図である。Ｇｒａｙマップ部１０６に入力されたビットは、４ビットを一単位として、信号点にマッピングされる。例えば、入力されたビットが（０，０，０，０）である場合、図２において左上に示される（０，０，０，０）の信号点へとマッピングされる。その他、同様に入力された４ビットを一単位として図２に示される信号点配置へとマッピングが行われる。Ｇｒａｙマップ部１０６は、マッピング後の信号点を１シンボルとして選択部１０７に出力する。   FIG. 2 is a diagram illustrating an example of signal points based on Gray Labeling. Bits input to the Gray map unit 106 are mapped to signal points with 4 bits as a unit. For example, when the input bit is (0, 0, 0, 0), it is mapped to the signal point (0, 0, 0, 0) shown at the upper left in FIG. In addition, similarly, mapping is performed to the signal point arrangement shown in FIG. The Gray map unit 106 outputs the mapped signal point as one symbol to the selection unit 107.

選択部１０７には、ＭＳＰＬマップ部１０５及びＧｒａｙマップ部１０６から出力されたシンボルが入力される。また、選択部１０７には、ＭＣＳ情報が入力される。選択部１０７は、ＭＣＳ情報に記載された誤り訂正符号化、変調方式に基づき、入力されたシンボルを選択する。ＭＣＳ情報に、畳込み符号化及びＭＳＰＬマッピングを施すことを示す制御情報が記載されている場合には、選択部１０７は、ＭＳＰＬマップ部１０５から出力されたシンボルを選択し、フレーム構成部１０８へと出力する。一方、ＭＣＳ情報に、ＬＤＰＣ符号化及びＧｒａｙマッピングを施すことを示す制御情報が記載されている場合には、選択部１０７は、Ｇｒａｙマップ部１０６から出力されたシンボルを選択し、フレーム構成部１０８へと出力する。   The symbols output from the MSPL map unit 105 and the Gray map unit 106 are input to the selection unit 107. Further, MCS information is input to the selection unit 107. The selection unit 107 selects an input symbol based on the error correction coding / modulation method described in the MCS information. When control information indicating that convolutional coding and MSPL mapping are performed is described in the MCS information, the selection unit 107 selects a symbol output from the MSPL map unit 105 and sends it to the frame configuration unit 108. Is output. On the other hand, when control information indicating that LDPC encoding and Gray mapping are performed is described in the MCS information, the selection unit 107 selects the symbol output from the Gray map unit 106 and the frame configuration unit 108. To output.

フレーム構成部１０８には、選択部１０７から出力されたシンボル及びＭＣＳ情報が入力される。フレーム構成部１０８は、入力されたシンボル及びＭＣＳ情報からフレームを構成する。   The symbol and MCS information output from the selection unit 107 are input to the frame configuration unit 108. The frame configuration unit 108 configures a frame from the input symbols and MCS information.

図３（ａ）〜図３（ｄ）は、フレーム構成部１０８が構成するフレームを示す図である。図３（ａ）に示すように、フレーム構成部１０８は、無線送信装置１００、無線受信装置２００において既知のシンボルであるパイロットシンボルをフレームの先頭に配置する。パイロットシンボルは、無線受信装置２００においてフレーム同期、チャネル推定に使用される。   FIG. 3A to FIG. 3D are diagrams illustrating frames that are configured by the frame configuration unit 108. As shown in FIG. 3A, the frame configuration unit 108 arranges a pilot symbol, which is a known symbol in the wireless transmission device 100 and the wireless reception device 200, at the head of the frame. The pilot symbols are used for frame synchronization and channel estimation in radio receiving apparatus 200.

フレーム構成部１０８は、パイロットシンボルの後ろにＭＣＳ通知シンボルを配置する。ＭＣＳ通知シンボルは、ＭＡＣ層から通知されたＭＣＳ情報に基づいて生成される。フレーム構成部１０８は、ＭＡＣ層より通知されたＭＣＳ情報に対して、無線送信装置１００、無線受信装置２００において既知の誤り訂正符号化、変調方式を施し、ＭＣＳ通知シンボルを生成する。   Frame configuration section 108 arranges the MCS notification symbol behind the pilot symbol. The MCS notification symbol is generated based on the MCS information notified from the MAC layer. The frame configuration unit 108 performs known error correction coding and modulation schemes on the MCS information notified from the MAC layer in the wireless transmission device 100 and the wireless reception device 200, and generates an MCS notification symbol.

また、フレーム構成部１０８は、ＭＣＳ通知シンボルの後ろに、選択部１０７から出力されたシンボルを配置する。図３（ａ）においては、選択部１０７から出力されたシンボルをデータシンボルとして表記している。フレーム構成部１０８は、図３（ａ）に示すフレームを構成し、無線部１０９に出力する。   Also, the frame configuration unit 108 arranges the symbol output from the selection unit 107 behind the MCS notification symbol. In FIG. 3A, symbols output from the selection unit 107 are represented as data symbols. The frame configuration unit 108 configures the frame illustrated in FIG. 3A and outputs the frame to the radio unit 109.

無線部１０９には、フレーム構成部１０８から出力されたフレームが入力される。無線部１０９は、入力されたフレームを無線信号へと変換する。例えば、シングルキャリア伝送を行う場合は、無線部１０９は、入力されたフレームを搬送波に載せ、無線伝搬路へと出力する。一方、例えばマルチキャリア伝送を行う場合は、無線部１０９は、松本渉、落合秀樹「ＯＦＤＭ変調方式の応用」トリケップス、２００１年１０月（以下、「参考文献３」という）に示される方法を用いて、入力されたフレームからＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調信号を生成し、無線伝搬路へと出力する。   The radio unit 109 receives the frame output from the frame configuration unit 108. The radio unit 109 converts the input frame into a radio signal. For example, when performing single carrier transmission, the radio section 109 places the input frame on a carrier wave and outputs it to the radio propagation path. On the other hand, for example, when performing multicarrier transmission, the radio unit 109 uses the method shown in Wataru Matsumoto and Hideki Ochiai “Applications of OFDM Modulation” Trikes, October 2001 (hereinafter referred to as “Reference 3”). Then, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation signal is generated from the input frame and output to the radio propagation path.

再び図１を参照して、無線受信装置２００における受信処理について説明する。無線受信装置２００は、無線送信装置１００により無線伝搬路へと出力された信号を受信する。無線部２０１は、フレーム構成されている受信信号のパイロットシンボル部分を用いてフレームの同期をとり、受信信号を無線受信装置２００で扱えるようダウンコンバートする。   With reference to FIG. 1 again, the reception process in the wireless reception device 200 will be described. The wireless reception device 200 receives the signal output from the wireless transmission device 100 to the wireless propagation path. Radio section 201 uses the pilot symbol portion of the received signal that is framed to synchronize the frame, and down-converts the received signal so that radio reception apparatus 200 can handle it.

ここで、無線部１０９がＯＦＤＭ変調信号を送信している場合、無線部２０１はＯＦＤＭ変調信号を復調する。ＯＦＤＭ信号の復調は、例えば、参考文献３に示される方法を用いることができる。無線部２０１は、無線送信装置１００においてシングルキャリア伝送を行っている場合は、受信信号のダウンコンバート後の信号を出力し、無線送信装置１００においてマルチキャリア伝送を行っている場合には、ＯＦＤＭ復調後の信号を出力する。   Here, when the wireless unit 109 is transmitting an OFDM modulated signal, the wireless unit 201 demodulates the OFDM modulated signal. For example, the method shown in Reference 3 can be used for demodulation of the OFDM signal. Radio section 201 outputs a signal after down-conversion of the received signal when radio transmission apparatus 100 is performing single carrier transmission, and OFDM demodulation is performed when radio transmission apparatus 100 is performing multicarrier transmission. The later signal is output.

チャネル推定部２０２には、無線部２０１から出力されたダウンコンバート後の受信信号が入力される。受信信号のフレーム構成は、図３（ａ）に示す通りである。チャネル推定部２０２は、受信信号のうち、パイロットシンボル部分を用いてチャネル推定を行う。パイロットシンボルは、無線送信装置１００、無線受信装置２００において既知のシンボルであるので、チャネル推定部２０２はパイロットシンボルの受信信号波形から無線伝搬路（チャネル）の変動を推定することができる。チャネル推定部２０２は、チャネル推定値を出力する。   The channel estimation unit 202 receives the down-converted received signal output from the radio unit 201. The frame structure of the received signal is as shown in FIG. Channel estimation section 202 performs channel estimation using the pilot symbol portion of the received signal. Since the pilot symbol is a known symbol in the radio transmitting apparatus 100 and the radio receiving apparatus 200, the channel estimation unit 202 can estimate the variation of the radio propagation path (channel) from the received signal waveform of the pilot symbol. The channel estimation unit 202 outputs a channel estimation value.

ＭＣＳ情報再生部２０３には、無線部２０１から出力された信号及びチャネル推定部２０２から出力されたチャネル推定値が入力される。ＭＣＳ情報再生部２０３は、無線部２０１から入力された受信信号のうち、ＭＣＳ通知シンボルを用いてＭＣＳ情報を再生する。ＭＣＳ通知シンボルには、無線送信装置１００、無線受信装置２００において既知の誤り訂正符号化、変調方式が施されている。まず、ＭＣＳ情報再生部２０３は、チャネル推定部２０２から入力されたチャネル推定値を用いてＭＣＳ通知シンボルを復調する。次に、ＭＣＳ情報再生部２０３は、復調後の信号を誤り訂正復号することで、ＭＣＳ情報を再生する。ＭＣＳ情報再生部２０３は、再生したＭＣＳ情報を出力する。   The MCS information reproduction unit 203 receives the signal output from the radio unit 201 and the channel estimation value output from the channel estimation unit 202. The MCS information reproduction unit 203 reproduces MCS information using the MCS notification symbol in the received signal input from the radio unit 201. The MCS notification symbol is subjected to known error correction coding and modulation schemes in the wireless transmission device 100 and the wireless reception device 200. First, MCS information reproduction section 203 demodulates the MCS notification symbol using the channel estimation value input from channel estimation section 202. Next, the MCS information reproducing unit 203 reproduces the MCS information by performing error correction decoding on the demodulated signal. The MCS information reproducing unit 203 outputs the reproduced MCS information.

選択部２０４には、無線部２０１から出力されたダウンコンバート後の受信信号、及びＭＣＳ情報再生部２０３から出力されたＭＣＳ情報が入力される。選択部２０４は、ＭＣＳ情報に基づき、無線部２０１から入力された受信信号の出力先を制御する。ＭＣＳ情報に、受信信号に施されている誤り訂正符号化が畳込み符号であると記載されている場合には、選択部２０４は、無線部２０１から入力された受信信号をＭＳＰＬデマップ部２０５へと出力する。一方、ＭＣＳ情報に、受信信号に施されている誤り訂正符号化がＬＤＰＣ符号と記載されている場合には、選択部２０４は、無線部２０１から入力された受信信号をＧｒａｙデマップ部２０６へと出力する。なお、本実施の形態では、選択部２０４によって受信信号の出力先を選択する例を挙げているが、選択部２０４を設けない構成とすることも可能である。この場合、受信信号をＭＰＳＬデマップ部２０５とＧｒａｙデマップ部２０６の両方に入力する。   The selection unit 204 receives the down-converted received signal output from the radio unit 201 and the MCS information output from the MCS information reproduction unit 203. The selection unit 204 controls the output destination of the reception signal input from the wireless unit 201 based on the MCS information. When the MCS information describes that the error correction coding applied to the received signal is a convolutional code, the selection unit 204 sends the received signal input from the radio unit 201 to the MSPL demapping unit 205. Is output. On the other hand, when the error correction coding applied to the received signal is described as an LDPC code in the MCS information, the selection unit 204 sends the received signal input from the radio unit 201 to the Gray demapping unit 206. Output. In this embodiment, an example in which the selection unit 204 selects the output destination of the reception signal is described. However, a configuration in which the selection unit 204 is not provided is also possible. In this case, the received signal is input to both the MPSL demapping unit 205 and the Gray demapping unit 206.

［誤り訂正符号が畳込み符号の場合の受信処理］
ＭＣＳ情報に、受信信号に施されている誤り訂正符号化が畳込み符号と記載されている場合の受信処理について説明する。この場合、ＭＳＰＬデマップ部２０５、デインタリーブ部２０７、畳込み復号部２０９、インタリーブ部２０８において、受信信号を反復して復号する。以下、受信信号を反復して復号する処理について説明する。 [Reception processing when error correction code is convolutional code]
A reception process in the case where the error correction coding applied to the received signal is described as a convolutional code in the MCS information will be described. In this case, the MSPL demapping unit 205, deinterleaving unit 207, convolutional decoding unit 209, and interleaving unit 208 repeatedly decode the received signal. Hereinafter, processing for repeatedly decoding a received signal will be described.

ＭＳＰＬデマップ部２０５には、選択部２０４から出力された受信信号、チャネル推定部２０２から出力されたチャネル推定値、及びＭＣＳ情報再生部２０３から出力されたＭＣＳ情報が入力される。また、ＭＳＰＬデマップ部２０５には、インタリーブ部２０８から出力された送信ビットに対する対数事前確率比が入力される。送信ビットに対する対数事前確率比については後述する。   The MSPL demapping unit 205 receives the received signal output from the selection unit 204, the channel estimation value output from the channel estimation unit 202, and the MCS information output from the MCS information reproduction unit 203. In addition, the log prior probability ratio for the transmission bits output from the interleave unit 208 is input to the MSPL demapping unit 205. The log prior probability ratio for the transmission bit will be described later.

ＭＳＰＬデマップ部２０５は、入力されたＭＣＳ情報に応じて、デマップに用いる候補信号点を生成する。候補信号点とは、受信信号の候補となる信号点のことを表しており、受信信号に施されている変調方式の信号点配置に対して、受信信号が伝搬してきたチャネル変動を乗算することで得られる。ＭＳＰＬデマップ部２０５は、入力されたＭＣＳ情報に記載されている変調方式の信号点に対して、入力されたチャネル推定値を乗算することで候補信号点を生成する。ＭＳＰＬデマップ部２０５は、入力された受信信号と、生成した候補信号点から、送信ビットに対する対数尤度比を生成する。   The MSPL demapping unit 205 generates candidate signal points used for demapping according to the input MCS information. The candidate signal point represents a signal point that is a candidate for the received signal, and is obtained by multiplying the signal point arrangement of the modulation method applied to the received signal by the channel variation that the received signal has propagated. It is obtained with. The MSPL demapping unit 205 generates a candidate signal point by multiplying the signal point of the modulation scheme described in the input MCS information by the input channel estimation value. The MSPL demapping unit 205 generates a log likelihood ratio for the transmission bit from the input received signal and the generated candidate signal point.

ここで、送信ビットとは、無線送信装置１００から送信されたデータシンボルにマッピングされたビットのことを表している。送信ビットに対する対数尤度比の生成は、式（１）、（２）を用いて行われる。
Here, the transmission bit represents a bit mapped to a data symbol transmitted from the wireless transmission device 100. The log likelihood ratio for the transmission bit is generated using equations (1) and (2).

式（１）において、ｓはデータシンボルを表している。ｘｊはデータシンボルｓにマッピングされているビット系列のうち、ｊ番目のビットを表しており、ｘｊが送信ビットである。ｂはビットの値を表しており、０もしくは１の値をとる。ｈはチャネル推定値を表している。σ２は無線受信装置２００における加法性白色ガウス雑音の電力を表している。Ｌｌ，ｙ（ｘｊ＝ｂ）が、送信ビットｘｊがｂとなる場合の対数尤度を表している。また、‖・‖は、絶対値を表す記号である。また、式（２）において、Ｌｌ，ｙ（ｘｊ）が、送信ビットｘｊに対する対数尤度を表している。 In equation (1), s represents a data symbol. x j represents the j-th bit in the bit sequence mapped to the data symbol s, and x j is a transmission bit. b represents a bit value, and takes a value of 0 or 1. h represents a channel estimation value. σ 2 represents the power of additive white Gaussian noise in the wireless reception device 200. L l, y (x j = b) represents the log likelihood when the transmission bit x j is b. Further, ‖ and 記号 are symbols representing absolute values. In Equation (2), L l, y (x j ) represents the log likelihood for the transmission bit x j .

式（１）から分かるように、ＭＳＰＬデマップ部２０５は、選択部２０４から出力された受信信号の信号点と候補信号点との間の２乗ユークリッド距離を用いて、送信ビットに対する対数尤度を求める。式（１）におけるｈｓが候補信号点を表しており、‖ｙ−ｈｓ‖２が、受信信号の信号点と候補信号点との間の２乗ユークリッド距離を表している。また、式（１）におけるΣｓ，ｘｊ＝ｂ（・）は、ｘｊ＝ｂとなる全てのデータシンボルの信号点に関して和をとることを表している。ここで、式（１）の演算内容を図面を参照して説明する。 As can be seen from Equation (1), the MSPL demapping unit 205 uses the squared Euclidean distance between the signal point of the received signal output from the selection unit 204 and the candidate signal point to calculate the log likelihood for the transmission bit. Ask. And hs in the formula (1) represents a candidate signal point, ‖y-hs‖ 2 is represents the squared Euclidean distance between the signal point and the candidate signal points of the received signal. Further, Σ s, xj = b (·) in the equation (1) represents that a sum is taken with respect to the signal points of all the data symbols where x j = b. Here, the calculation contents of the expression (1) will be described with reference to the drawings.

図４は、受信信号に対する候補信号点の例を示す図である。ただし、送信側で変調方式として１６ＱＡＭ変調が用いられているものとする。１６ＱＡＭ変調方式の場合、データシンボルにマッピングされているビットは、４ビットである。ＭＳＰＬデマップ部２０５は、これら４ビットの送信ビットに対する対数尤度比を求める。   FIG. 4 is a diagram illustrating an example of candidate signal points for a received signal. However, it is assumed that 16QAM modulation is used as a modulation method on the transmission side. In the case of the 16QAM modulation system, the number of bits mapped to the data symbol is 4 bits. The MSPL demapping unit 205 obtains a log likelihood ratio for these 4 transmission bits.

まず、４ビットの送信ビットのうち、最上位ビットに着目した場合について説明する。図４において、最上位ビットが“１”である候補信号点は●で表されており、最上位ビットが“０”である候補信号点は○で表されている。また、受信信号の信号点は△で表されている。   First, a case where attention is paid to the most significant bit among the four transmission bits will be described. In FIG. 4, candidate signal points whose most significant bit is “1” are represented by ●, and candidate signal points whose most significant bit is “0” are represented by ◯. Further, the signal point of the received signal is represented by Δ.

最上位ビットが“１”となる場合の対数尤度を求めるために、ＭＳＰＬデマップ部２０５は、最上位ビットが１である候補信号点と、受信信号の信号点との間の２乗ユークリッド距離を全て求める。ＭＳＰＬデマップ部２０５はここで求めた２乗ユークリッド距離を式（１）に代入し、最上位ビットが“１”となる場合の対数尤度を生成する。また、ＭＳＰＬデマップ部２０５は最上位ビットが“０”となる候補信号点に対しても同様の処理を行い、最上位ビットが“０”となる場合の対数尤度を生成する。   In order to obtain the log likelihood when the most significant bit is “1”, the MSPL demapping unit 205 calculates the square Euclidean distance between the candidate signal point whose most significant bit is 1 and the signal point of the received signal. Find all. The MSPL demapping unit 205 substitutes the squared Euclidean distance obtained here into Expression (1), and generates a log likelihood when the most significant bit is “1”. Further, the MSPL demapping unit 205 performs the same process for the candidate signal point whose most significant bit is “0”, and generates a log likelihood when the most significant bit is “0”.

次に、ＭＳＰＬデマップ部２０５は、求めた対数尤度から、最上位ビットに対する対数尤度比を求める。対数尤度比は、式（２）に示すように、（最上位ビット＝１の場合の対数尤度）−（最上位ビット＝０の場合の対数尤度）を演算することによって生成される。   Next, the MSPL demapping unit 205 obtains a log likelihood ratio for the most significant bit from the obtained log likelihood. The log-likelihood ratio is generated by calculating (logarithmic likelihood when the most significant bit = 1) − (logarithmic likelihood when the most significant bit = 0) as shown in the equation (2). .

ＭＳＰＬデマップ部２０５は、前記の処理をデータシンボルにマッピングされた４ビットに対して行い、各送信ビットに対する対数尤度比を生成する。ＭＳＰＬデマップ部２０５は、生成した送信ビットに対する対数尤度比をデインタリーブ部２０７に出力する。   The MSPL demapping unit 205 performs the above processing on the 4 bits mapped to the data symbols, and generates a log likelihood ratio for each transmission bit. The MSPL demapping unit 205 outputs the log likelihood ratio to the generated transmission bit to the deinterleaving unit 207.

デインタリーブ部２０７は、ＭＳＰＬデマップ部２０５から入力された送信ビットに対する対数尤度比をデインタリーブし、畳込み復号部２０９に出力する。ここでのデインタリーブ処理は、無線送信装置１００におけるインタリーブ部１０４のインタリーブ処理の逆処理を表している。即ちデインタリーブ部２０７は、インタリーブ処理により入れ換えられた順序をデインタリーブにより元の順序に戻す処理を行う。   Deinterleaving section 207 deinterleaves the log likelihood ratio for the transmission bits input from MSPL demapping section 205 and outputs the result to convolution decoding section 209. Here, the deinterleaving process represents the reverse process of the interleaving process of the interleaving unit 104 in the wireless transmission device 100. That is, the deinterleaving unit 207 performs processing for returning the order replaced by the interleaving processing to the original order by deinterleaving.

畳込み復号部２０９は、デインタリーブ部２０７から入力された対数尤度比を用いて畳込み復号を行う。ただし、ここでの畳込み復号は、軟入力軟出力の復号である。また、畳込み復号部２０９には、ＭＣＳ情報再生部２０３からＭＣＳ情報が入力される。ＭＣＳ情報には、受信信号に施された誤り訂正符号化の符号化率が記載されているので、畳込み復号部２０９は、ＭＣＳ情報に指定された符号化率の畳込み符号を復号する処理を行う。畳込み復号部２０９は、符号ビットに対する対数事後確率比を算出する。ここで、符号ビットとは、誤り訂正符号語を構成するビットを表している。   The convolution decoding unit 209 performs convolution decoding using the log likelihood ratio input from the deinterleaving unit 207. However, the convolutional decoding here is decoding of soft input and soft output. Further, the MCS information is input from the MCS information reproduction unit 203 to the convolution decoding unit 209. Since the coding rate of error correction coding applied to the received signal is described in the MCS information, the convolution decoding unit 209 performs processing for decoding the convolutional code having the coding rate specified in the MCS information. I do. The convolution decoding unit 209 calculates a log posterior probability ratio with respect to the sign bit. Here, the code bit represents a bit constituting an error correction code word.

符号ビットに対する事後確率を求める方法は種々あるが、本実施の形態では一例としてＢＣＪＲアルゴリズム（L. Bahl, J. Cocke, F. Jelinek, and J. Raviv “Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol error rate,” IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-20, pp.284-287, Mar. 1974参照、以下「参考文献４」という）を対数領域に拡張したアルゴリズムを用いる場合を説明する。以下では、対数領域に拡張したＢＣＪＲアルゴリズムを、対数領域ＢＣＪＲアルゴリズムと表記する。   There are various methods for obtaining the posterior probability for the sign bit. In this embodiment, as an example, the BCJR algorithm (L. Bahl, J. Cocke, F. Jelinek, and J. Raviv “Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol error rate , “IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-20, pp. 284-287, Mar. 1974, hereinafter referred to as“ Reference 4 ”) will be described. Hereinafter, the BCJR algorithm extended to the logarithmic domain is referred to as a logarithmic domain BCJR algorithm.

以下、対数領域ＢＣＪＲアルゴリズムによる対数事後確率比の求め方について説明する。
図５（ａ）は、畳み込み符号のトレリスの例を示す図である。図５（ａ）を例として、符号ビットに対する対数事後確率比の求め方を説明する。図５（ａ）におけるトレリスの枝には、符号ビットが対応している。このトレリスでは、左のノードから右のノードに向かう方向に、符号の時系列が進んでいる。 Hereinafter, a method of obtaining the log posterior probability ratio by the log domain BCJR algorithm will be described.
FIG. 5A is a diagram illustrating an example of a trellis of a convolutional code. Using FIG. 5A as an example, a method for obtaining the log posterior probability ratio for the sign bit will be described. The sign bit corresponds to the branch of the trellis in FIG. In this trellis, the time series of codes advances in the direction from the left node to the right node.

ここで、枝に割り当てられた符号ビットが１のノードに対して、（枝に対応したビットの対数事前確率比）＋（枝に対応したビットの対数尤度比）の値を割り当てる。ただし、１回目の復号では、対数事前確率比は０とする。また、枝に割り当てられた符号ビットが０のノードに対しては、０の値を割り当てる。これは、各枝に割り当てられる値が対数領域での比であるので、符号ビットが０のノードに対しては、０の値を割り当て、対数領域における比の演算ができるようにするためである。   Here, a value of (log prior probability ratio of bits corresponding to branches) + (log likelihood ratio of bits corresponding to branches) is assigned to a node whose code bit allocated to the branch is 1. However, in the first decoding, the log prior probability ratio is 0. Further, a value of 0 is assigned to a node having a code bit of 0 assigned to a branch. This is because the value assigned to each branch is a ratio in the logarithmic region, so that a value of 0 is assigned to a node having a sign bit of 0 so that the ratio in the logarithmic region can be calculated. .

対数領域ＢＣＪＲアルゴリズムでは、まず前向き計算を行う。前向き計算では、対数前向き確率比α~（ｓ，ｔ）が求められる。前向き計算は、図５（ａ）に示すトレリスにおいて、左のノードから右のノードに向かって行われる。ここで、対数前向き確率比α~（ｓ，ｔ）において、ｓはノードを表しており、ｔは前向き計算における計算時刻を表している。即ち、α~（ｓ，ｔ）はノードｓにおける時刻ｔの前向き確率を表している。 In the log domain BCJR algorithm, first, forward calculation is performed. In the forward calculation, the log forward probability ratio α ~ (s, t) is obtained. The forward calculation is performed from the left node to the right node in the trellis shown in FIG. Here, in the logarithmic forward probability ratio α ~ (s, t), s represents a node, and t represents a calculation time in the forward calculation. That is, α ~ (s, t) represents the forward probability at time t at the node s.

図５（ｂ）は、対数前向き確率比α~（ｓ，ｔ）を求める例を示す図である。まず、ノードｓには、ノードｖ、ｗから枝が入力されているとする。ここで、各枝には（枝に対応したビットの対数事前確率）＋（枝に対応したビットの対数尤度）の値が割り当てられている。図５（ｂ）では、この値はγ~で表されている。ノードｖからノードｓへの枝には、γ~（ｖ，ｓ）が割当てられており、ノードｗからノードｓにはγ~（ｗ，ｓ）が割り当てられている。また、ノードｖ、ｗにおける対数前向き確率をα~（ｖ，ｔ−１）、α~（ｗ，ｔ−１）とすると、ノードｓにおける対数前向き確率は、式（３）のように表すことができる。
FIG. 5B is a diagram illustrating an example of obtaining the log forward probability ratio α ~ (s, t). First, it is assumed that a branch is input from the nodes v and w to the node s. Here, a value of (log prior probability of bit corresponding to branch) + (log likelihood of bit corresponding to branch) is assigned to each branch. In FIG. 5 (b), this value is represented by ~ gamma. Γ ~ (v, s) is assigned to the branch from the node v to the node s, and γ ~ (w, s) is assigned to the node w to the node s. Further, when log forward probabilities at nodes v and w are α ~ (v, t-1) and α ~ (w, t-1), log forward probabilities at node s are expressed as shown in Equation (3). Can do.

式（３）において、ｍａｘ（ｐ，ｑ）は、ｐ，ｑのうち大きい方の値を返す関数である。畳込み復号部２０９は、図５（ａ）の最も左のノード（始点ノード）における対数前向き確率を０として、式（３）を用いて、再帰的に前向き確率を求めていく。   In equation (3), max (p, q) is a function that returns the larger value of p and q. The convolutional decoding unit 209 recursively obtains the forward probability using Equation (3), with the logarithmic forward probability at the leftmost node (start node) in FIG.

次に、対数領域ＢＣＪＲアルゴリズムでは、後ろ向き計算を行う。後ろ向き計算では、対数後ろ向き確率β~（ｓ，ｔ−１）が求められる。後ろ向き計算は、図５（ａ）に示すトレリスにおいて、右のノードから左のノードに向かって行われる。ここで、対数後ろ向き確率β~（ｓ，ｔ−１）において、ｓはノードを表しており、ｔ−１は後ろ向き計算における計算時刻を表している。 Next, the logarithmic domain BCJR algorithm performs backward calculation. In the backward calculation, a log backward probability β ~ (s, t-1) is obtained. The backward calculation is performed from the right node toward the left node in the trellis shown in FIG. Here, in the logarithmic backward probability β ~ (s, t-1), s represents a node, and t-1 represents a calculation time in the backward calculation.

図５（ｃ）は、対数後ろ向き確率β~（ｓ，ｔ−１）を求める例を示す図である。まず、ノードｓには、ノードｖ，ｗから後ろ向きに枝が接続されているとする。ここで、各枝には、前向き計算と同様に、（枝に対応したビットの対数事前確率）＋（枝に対応したビットの対数尤度）の値γ~が割り当てられている。ノードｖ，ｗにおける対数後ろ向き確率をβ~（ｖ，ｔ）、β~（ｗ，ｔ）とすると、ノードｓにおける対数後ろ向き確率は、式（４）のように表すことができる。
FIG. 5C is a diagram illustrating an example of obtaining logarithmic backward probabilities β ~ (s, t-1). First, it is assumed that a branch is connected to the node s backward from the nodes v and w. Here, as in the forward calculation, each branch is assigned a value γ ~ of (logarithmic prior probability of the bit corresponding to the branch) + (logarithmic likelihood of the bit corresponding to the branch). If the log backward probabilities at nodes v and w are β ~ (v, t) and β ~ (w, t), the log backward probabilities at node s can be expressed as in equation (4).

畳込み復号部２０９は、図５（ａ）において最も右のノード（終点ノード）における対数後ろ向き確率を０として、式（４）を用いて、再帰的に対数後ろ向き確率を求めていく。畳込み復号部２０９は、以上の計算により全てのノードにおける対数前向き確率及び対数後ろ向き確率を求めた後、これらを用いて、送信された符号ビットに対する対数事後確率を求める。   The convolutional decoding unit 209 recursively finds the log backward probability using equation (4) with the log backward probability at the rightmost node (end node) in FIG. The convolutional decoding unit 209 obtains log forward probabilities and log backward probabilities for all nodes by the above calculation, and then uses these to obtain log a posteriori probabilities for the transmitted code bits.

送信された符号ビット系列ｃにおいてｋ番目の符号ビットがｂである場合の事後確率の対数値（対数事後確率）は、式（５）により求めることができる。式（５）に示すｌｎＰ（ｃｋ＝ｂ｜ＬＡ２，ｙ）は、ｋ番目の符号ビットに対する対数事後確率を表している。
The logarithmic value (logarithmic posterior probability) of the posterior probability when the k-th code bit is b in the transmitted code bit sequence c can be obtained by Expression (5). InP (c k = b | L A2, y ) shown in Equation (5) represents the log posterior probability for the kth code bit.

図５（ｄ）は、式（５）を図式的に示す図である。デインタリーブ部２０７からの出力をＬＡ２，ｙとすると、ｌｎＰ（ｃｋ＝ｂ｜ＬＡ２，ｙ）は、ＬＡ２，ｙを得た上での、ｋ番目の符号ビットｃｋがｂとなる対数事後確率である。ただし、図５（ｄ）において、ｃｋがｂとなる枝に接続されたノードは、それぞれｓ１’、ｓ１、ｓ２’、ｓ２と表されている。 FIG. 5D is a diagram schematically showing Expression (5). Assuming that the output from the deinterleave unit 207 is L A2, y , lnP (c k = b | L A2, y ) is obtained by obtaining the kth code bit c k after obtaining L A2, y. Is the log posterior probability. However, in FIG. 5D, the nodes connected to the branches where ck is b are represented as s 1 ′, s 1 , s 2 ′, and s 2 , respectively.

ここで、対数領域ＢＣＪＲアルゴリズムを用いた演算例を、図を用いて説明する。
図６（ａ）および図６（ｂ）は、上記した前向き計算、後ろ向き計算が終了した時点でのトレリスの状態を示す図である。ここで、図６（ａ）は、前向き計算後の各ノードに対する前向き確率の対数値（対数前向き確率）を表したもので、ノードに記載された値は、対数前向き確率を表している。また、図６（ｂ）は、後ろ向き計算後の各ノードに対する後ろ向き確率の対数値（対数後ろ向き確率）を表したもので、ノードに記載された値は、対数後ろ向き確率を表している。 Here, a calculation example using the logarithmic domain BCJR algorithm will be described with reference to the drawings.
FIGS. 6A and 6B are diagrams illustrating the trellis state at the time when the above-described forward calculation and backward calculation are completed. Here, FIG. 6A shows the logarithmic value (log forward probability) of the forward probability for each node after the forward calculation, and the value described in the node represents the log forward probability. FIG. 6B shows the logarithmic value (logarithmic backward probability) of the backward probability for each node after the backward calculation, and the value described in the node represents the logarithmic backward probability.

図６（ａ）、図６（ｂ）ともに、枝に記載された値は、（枝に対応したビットの対数事前確率比）＋（枝に対応したビットの対数尤度比）の値（γ~）を表している。このとき、例えば２番目の符号ビットに対する対数事後確率は、次のように求めることができる。
ｌｎＰ（ｃ２＝０｜ＬＡ２，ｙ）＝
ｍａｘ（−０．７９−０．７９−２．４０， −２．９９−０．７９−０．８９）
＋ｌｎ［１＋ｅｘｐ｛−|−０．７９−０．７９−２．４０−（−２．９９−０．７９−０．８９）｜｝］
=−３．５７
ｌｎＰ（ｃ２＝１｜ＬＡ２，ｙ）＝
ｍａｘ（−０．７９−２．９９−０．８９， −２．９９−２．９９−２．４０）
＋ｌｎ［１＋ｅｘｐ｛−|−０．７９−２．９９−０．８９−（−２．９９−２．９９−２．４０）｜｝］
＝−４．６４ In both FIG. 6A and FIG. 6B, the value written in the branch is (logarithmic prior probability ratio of the bit corresponding to the branch) + (logarithmic likelihood ratio of the bit corresponding to the branch) (γ ~ ). At this time, for example, the log posterior probability for the second code bit can be obtained as follows.
lnP (c 2 = 0 | L A2, y ) =
max (−0.79−0.79−2.40, −2.99−0.79−0.89)
+ Ln [1 + exp {− | −0.79−0.79−2.40 − (− 2.99−0.79−0.89) |}]
= −3.57
lnP (c 2 = 1 | L A2, y ) =
max (-0.79-2.99-0.89, -2.99-2.99-2.40)
+ Ln [1 + exp {− | −0.79−2.99−0.89 − (− 2.99−2.99−2.40) |}]
= -4.64

このようにして、畳込み復号部２０９は、対数領域ＢＣＪＲアルゴリズムを用いて、符号ビットが０、１である場合の各々の対数事後確率を求める。そして、畳込み復号部２０９は、下記の式（６）を演算することにより、各符号ビットに対する対数事後確率比を生成する。
In this way, the convolutional decoding unit 209 obtains each log posterior probability when the code bit is 0 or 1, using the log domain BCJR algorithm. Then, the convolutional decoding unit 209 generates a log posterior probability ratio for each code bit by calculating the following equation (6).

また、畳込み復号部２０９は、生成した符号ビットに対する対数事後確率比、及びデインタリーブ部２０７から入力された符号ビットに対する対数尤度比を用いて、符号ビットに対する外部値の比の対数値（対数外部値比）を生成する。符号ビットに対する対数外部値比は、（符号ビットに対する対数外部値比）＝（符号ビットに対する対数事後確率比）―（符号ビットに対する対数尤度比）の演算を行うことで生成される。畳込み復号部２０９は、生成した対数外部値比をインターリーブ部２０８へ出力する。   Further, the convolutional decoding unit 209 uses the log posterior probability ratio for the generated code bit and the log likelihood ratio for the code bit input from the deinterleave unit 207 to logarithmic values of the ratio of the external value to the code bit ( Logarithmic external value ratio). The logarithmic external value ratio for the sign bit is generated by calculating (logarithmic external value ratio for the sign bit) = (log posterior probability ratio for the sign bit) − (log likelihood ratio for the sign bit). The convolutional decoding unit 209 outputs the generated logarithmic external value ratio to the interleaving unit 208.

インタリーブ部２０８は、畳込み復号部２０９から入力された符号ビットに対する対数外部値比をインタリーブし、インタリーブした対数外部値比を出力する。ここでのインタリーブによる順序の入れ換えは、無線送信装置１００におけるインタリーブ部１０４の順序の入れ換えと同様である。   The interleaving unit 208 interleaves the logarithmic external value ratio with respect to the code bits input from the convolutional decoding unit 209, and outputs the interleaved logarithmic external value ratio. The change of the order by the interleaving here is the same as the change of the order of the interleaving unit 104 in the wireless transmission device 100.

ＭＳＰＬデマップ部２０５は、インタリーブ部２０９の出力を用いて、再度、受信信号のデマップを行う。ＭＳＰＬデマップ部２０５は、１回目の検波時には、送信ビットに対する対数尤度比を求めたが、２回目以降の検波時には、送信ビットに対する対数事後確率比を求める。   The MSPL demapping unit 205 uses the output of the interleaving unit 209 to demap the received signal again. The MSPL demapping unit 205 obtains the log likelihood ratio for the transmission bit at the first detection, but obtains the log posterior probability ratio for the transmission bit at the second and subsequent detections.

ＭＳＰＬデマップ部２０５は、下記の式（７）に従って、対数事後確率を生成する。
式（７）は、受信信号ｙを得た条件で、データシンボルにマッピングされたｊ番目の送信ビットｘｊがｂとなる対数事後確率を求める式である。ＭＳＰＬデマップ部２０５は、送信ビットに対する対数事後確率を求めるために、送信ビットに対する対数事前確率比を必要とする。ここでは、インタリーブ部２０８から出力される符号ビットに対する対数外部値比を送信ビットに対する対数事前確率比として用いる。具体的には、ＭＳＰＬデマップ部２０５は、式（７）における対数事前確率の項、ｌｎＰ［ｘｊ＝ｂ］に、次の値を代入する。ＭＳＰＬデマップ部２０５は、インタリーブ部２０８から出力された符号ビットに対する対数外部値比のうち、ｘｊに対応するものを送信ビットｘｊに対する対数事前確率として、ｌｎＰ［ｘｊ＝１］に代入する。ＭＳＰＬデマップ部２０５において求めるのは対数比であるので、ＭＳＰＬデマップ部２０５は、ｌｎＰ［ｘｊ＝０］には、０の値を代入する。 The MSPL demapping unit 205 generates a log posterior probability according to the following equation (7).
Equation (7) is a condition to obtain a received signal y, an equation for obtaining the log posterior probability that the j-th transmission bit x j mapped to data symbols becomes b. The MSPL demapping unit 205 requires a log prior probability ratio for the transmission bit in order to obtain the log posterior probability for the transmission bit. Here, the logarithmic external value ratio with respect to the code bit output from interleave section 208 is used as the log prior probability ratio with respect to the transmission bit. Specifically, the MSPL demapping unit 205 substitutes the following value into the log prior probability term lnP [x j = b] in Equation (7). The MSPL demapping unit 205 substitutes a logarithmic external value ratio corresponding to x j output from the interleaving unit 208 corresponding to x j as lnP [x j = 1] as a log prior probability for the transmission bit x j . . Since the MSPL demapping unit 205 obtains the logarithmic ratio, the MSPL demapping unit 205 substitutes a value of 0 for lnP [x j = 0].

ＭＳＰＬデマップ部２０５は、式（７）における‖ｙ−ｈｓ‖２の項に、受信信号ｙと候補信号点との間の２乗ユークリッド距離を用いる。これは、１回目のデマップ時に求めた２乗ユークリッド距離と同じである。また、式（７）におけるｘ［ｊ］は、データシンボルにマッピングされた送信ビット系列をベクトルｘとしたとき、ベクトルｘから送信ビットｘｊを除いたベクトルを表している。そして、ベクトルｘを構成する送信ビットが０である場合、ベクトルｘ［ｊ］を構成するときには、−１に変換される。また、ＬＡ，［ｊ］は、ベクトルｘ［ｊ］を構成する送信ビットに対する対数事前確率比によって構成されるベクトルである。なお、Σｓ，ｘｊ＝ｂ（・）は、ｘｊ＝ｂとなる全てのデータシンボルの信号点ｓに関して和をとることを表している。 MSPL demapper 205, the section ‖y-hs‖ 2 in the formula (7), using the squared Euclidean distance between the received signal y and the candidate signal points. This is the same as the square Euclidean distance obtained during the first demapping. Further, x [j] in Expression (7) represents a vector obtained by removing the transmission bit x j from the vector x when the transmission bit sequence mapped to the data symbol is a vector x. When the transmission bit constituting the vector x is 0, when the vector x [j] is constructed, it is converted to -1. L A, [j] is a vector constituted by logarithmic prior probability ratios for transmission bits constituting the vector x [j] . Note that Σ s, xj = b (·) indicates that a sum is taken with respect to signal points s of all data symbols where x j = b.

一例として、データシンボルにマッピングされたビットのうち、最上位ビットに対する対数事後確率比を求める場合について説明する。２乗ユークリッド距離‖ｙ−ｈｓ‖２の項については、１回目のデマップと同様の処理で求められる。また、送信ビットｘｊに対する対数事前確率比をＬａ（ｘｊ）と表記すると、式（７）におけるｘ［１］・ＬＡ，［１］の項は次のようにして求める。最上位ビットに着目した場合、ｘ［１］は、ｘ１を除いたものとなるから、ｘ［１］＝（ｘ２，ｘ３，ｘ４）である。但しここでは、送信ビットが−１に変換されたものもｘｊとして表記している。ＬＡ，［１］も同様に、ｘ１に対応する対数事前確率比を除いたものであるから、ＬＡ，［１］＝（Ｌａ（ｘ２），Ｌａ（ｘ３），Ｌａ（ｘ４））である。 As an example, a case will be described in which a log posterior probability ratio with respect to the most significant bit among bits mapped to a data symbol is obtained. The square Euclidean distances ‖y-hs‖ 2 sections are determined by the same processing as first demapping. Further, when the log prior probability ratio for the transmission bit x j is expressed as L a (x j ), the terms x [1] · L A, [1] in the equation (7) are obtained as follows. When attention is paid to the most significant bit, x [1], since the minus the x 1, x [1] is a = (x 2, x 3, x 4). However, here, the transmission bit converted to −1 is also expressed as x j . Similarly , L A, [1] is obtained by removing the log prior probability ratio corresponding to x 1 , so that L A, [1] = (L a (x 2 ), L a (x 3 ), L a (x 4 )).

このとき、式（７）において、ｘ［１］・ＬＡ，［１］の項は、
ｘ［１］・ＬＡ，［１］＝ｘ２・Ｌａ（ｘ２）＋ｘ３・Ｌａ（ｘ３）＋ｘ４・Ｌａ（ｘ４）
となる。例えばデータシンボルにマッピングされたビットが（１，０，１，１）である場合、
ｘ［１］・ＬＡ，［１］＝−Ｌａ（ｘ２）＋Ｌａ（ｘ３）＋Ｌａ（ｘ４）
となる。このとき、式（７）における
｛−１／（２σ２）‖ｙ−ｈｓ‖２＋１／２ｘ［１］・ＬＡ，［１］｝
の項は、
［−１／（２σ２）‖ｙ−ｈｓｘ＝（１，０，１，１）‖２＋１／２｛−Ｌａ（ｘ２）＋Ｌａ（ｘ３）＋Ｌａ（ｘ４）｝］
となる。但しｓｘ＝（１，０，１，１）はｘ＝（１，０，１，１）のデータシンボルの信号点を表している。ＭＳＰＬデマップ部２０５は、以上の演算をｘ１＝１となる全ての候補信号点に対して行い、ｘ１＝１に対する対数事後確率を生成する。 At this time, in equation (7), the terms x [1] · LA , [1] are
x [1] · L A, [1] = x 2 · L a (x 2) + x 3 · L a (x 3) + x 4 · L a (x 4)
It becomes. For example, when the bit mapped to the data symbol is (1, 0, 1, 1),
x [1] · LA , [1] = − L a (x 2 ) + L a (x 3 ) + L a (x 4 )
It becomes. At this time, {−1 / (2σ 2 ) ‖y−hs‖ 2 + 1 / 2x [1] · LA , [1] } in the equation (7)
The term of
[−1 / (2σ 2 ) ‖y−hs x = (1,0,1,1)） 2 + 1/2 {−L a (x 2 ) + L a (x 3 ) + L a (x 4 )}]
It becomes. However, s x = (1, 0, 1, 1) represents a signal point of a data symbol of x = (1, 0, 1, 1). MSPL demapper 205 performs the above operation on all candidate signal points to be x 1 = 1, to produce a log posterior probability for x 1 = 1.

そして、ＭＳＰＬデマップ部２０５は、生成した対数事後確率から対数事後確率比を生成する。対数事後確率比は、下記に示す式（８）で求められる。
Then, the MSPL demapping unit 205 generates a log posterior probability ratio from the generated log posterior probability. The log posterior probability ratio is obtained by the following equation (8).

式（８）に示すように、対数事後確率比は、（送信ビット＝１の場合の対数事後確率）−（送信ビット＝０の場合の対数事後確率）によって計算できる。さらに、ＭＳＰＬデマップ部２０５は、生成した対数事後確率比及びインタリーブ部２０８から入力される送信ビットに対する対数事前確率比（符号ビットに対する対数外部値比）を用いて送信ビットに対する対数外部値比を生成する。送信ビットに対する対数外部値比は、（送信ビットに対する対数外部値比）＝（送信ビットに対する対数事後確率比）−（送信ビットに対する対数事前確率比）として生成する。ＭＳＰＬデマップ部２０５は、生成した送信ビットに対する対数外部値比をデインタリーブ部２０７に出力する。   As shown in Equation (8), the log posterior probability ratio can be calculated by (log posterior probability when transmission bit = 1) − (log posterior probability when transmission bit = 0). Further, the MSPL demapping unit 205 generates a logarithmic external value ratio for the transmission bit using the generated log a posteriori probability ratio and a log prior probability ratio (logarithmic external value ratio for the sign bit) for the transmission bit input from the interleaving unit 208. To do. The logarithmic external value ratio with respect to the transmission bit is generated as (logarithmic external value ratio with respect to the transmission bit) = (logarithmic posterior probability ratio with respect to the transmission bit) − (logarithmic prior probability ratio with respect to the transmission bit). The MSPL demapping unit 205 outputs the logarithmic external value ratio with respect to the generated transmission bit to the deinterleaving unit 207.

デインタリーブ部２０７は、ＭＳＰＬデマップ部２０５から入力された送信ビットに対する対数外部値比をデインタリーブし、デインタリーブした対数外部値比を出力する。デインタリーブの処理は、１回目のデインタリーブと同様である。   Deinterleaving section 207 deinterleaves the logarithmic external value ratio for the transmission bits input from MSPL demapping section 205, and outputs the deinterleaved logarithmic external value ratio. The deinterleaving process is the same as the first deinterleaving.

畳込み復号部２０９は、デインタリーブ部２０７の出力を用いて、再度、軟入力軟出力の畳込み復号を行う。畳込み復号部２０９は、１回目の軟入力軟出力復号において、符号ビットに対する対数事前確率比を０として符号ビットに対する対数事後確率比を求めたが、２回目以降の軟入力軟出力復号では、符号ビットに対する対数事前確率比として、デインタリーブ部２０７の出力を用いる。すなわち、ＭＳＰＬデマップ部２０５が生成した送信ビットに対する対数外部値比は、デインタリーブ後には、符号ビットに対する対数事前確率比として用いられる。   The convolution decoding unit 209 performs soft input / soft output convolution decoding again using the output of the deinterleaving unit 207. In the first soft input soft output decoding, the convolutional decoding unit 209 calculates the log a posteriori probability ratio for the code bit with the log prior probability ratio for the code bit being 0, but in the second and subsequent soft input soft output decoding, The output of the deinterleaver 207 is used as the log prior probability ratio for the sign bit. That is, the logarithmic external value ratio for the transmission bit generated by the MSPL demapping unit 205 is used as the log prior probability ratio for the code bit after deinterleaving.

畳込み復号部２０９は、以上のようにして更新した符号ビットに対する対数事前確率比を用いて、対数事後確率比を求める。ここで、符号ビットに対する対数事後確率比を求めるために、１回目の軟入力軟出力復号と同様に、対数領域ＢＣＪＲアルゴリズムが用いられる。   The convolutional decoding unit 209 obtains the log posterior probability ratio using the log prior probability ratio for the code bit updated as described above. Here, in order to obtain the log posterior probability ratio with respect to the sign bit, the log domain BCJR algorithm is used as in the first soft input / soft output decoding.

具体的には、畳込み復号部２０９は、図５（ａ）に示すトレリスにおいて、符号ビットが１である枝に対応するγ~を更新する。枝に対応するγ~は、（枝に割り当てられた符号ビットに対する対数事前確率比）＋（枝に割り当てられた符号ビットに対する対数尤度比）で定義されている。そして、γ~を求める要素である、符号ビットに対する対数事前確率比には、上述のとおり、デインタリーブ部２０７の出力（符号ビットに対する対数事前確率比）が用いられる。ここで用いられている値は対数領域での比であるため、符号ビットが０である枝に対応するγ~については、更新が行われない。 Specifically, convolution decoding unit 209, in the trellis shown in FIG. 5 (a), the sign bit is updated ~ gamma corresponding to the branch 1. Γ ~ corresponding to a branch is defined as (log prior probability ratio for code bits assigned to branches) + (log likelihood ratio for code bits assigned to branches). Then, an element for obtaining the ~ gamma, the logarithmic priori probability ratio for the code bits, as described above, the output of the de-interleaving unit 207 (log priori probability ratio for the code bits) is used. Since the value used here is the ratio in the logarithmic domain, γ ~ corresponding to the branch whose sign bit is 0 is not updated.

畳込み復号部２０９は、このように更新したγ~の値を用いて、前向き計算及び後ろ向き計算を行うことにより、各ノードに対する対数前向き確率及び対数後ろ向き確率を求める。畳込み復号部２０９は、求めた対数前向き確率α~、枝に割り当てられたγ~、対数後ろ向き確率β~を式（５）に代入し、符号ビットに対する対数事後確率を求める。畳込み復号部２０９は、求めた符号ビットに対する対数事後確率から対数事後確率比を求める。畳込み復号部２０９は、（符号ビットが１である場合の対数事後確率）−（符号ビットが０である場合の対数事後確率）を計算することにより、各符号ビットに対する対数事後確率比を生成する。 Convolutional decoding unit 209 uses the value of ~ gamma updating this manner, by performing the forward calculation and retrospective calculation determines the log forward probability and the logarithm backward probabilities for each node. The convolutional decoding unit 209 substitutes the obtained log forward probability α ~ , γ ~ assigned to the branch, and log backward probability β ~ in equation (5) to obtain the log posterior probability for the sign bit. The convolution decoding unit 209 obtains a log posterior probability ratio from the log posterior probability for the obtained code bit. The convolution decoding unit 209 generates a log posterior probability ratio for each code bit by calculating (log posterior probability when the sign bit is 1) − (log posterior probability when the sign bit is 0) To do.

また、畳込み復号部２０９は、生成した対数事後確率比及びデインタリーブ部２０７からの出力（符号ビットに対する対数事前確率比）を用いて、符号ビットに対する対数外部値比を生成する。符号ビットに対する対数外部値比は、（符号ビットに対する対数外部値比）＝（符号ビットに対する対数事後確率比）−（符号ビットに対する対数事前確率比）として生成することができる。こうして生成した対数事後確率比を、畳込み復号部２０９は、再度、インタリーブ部２０８に出力する。   The convolutional decoding unit 209 generates a logarithmic external value ratio for the code bit using the generated log a posteriori probability ratio and the output from the deinterleave unit 207 (log prior probability ratio for the code bit). The log external value ratio for the sign bit can be generated as (log external value ratio for the sign bit) = (log a posteriori probability ratio for the sign bit) − (log prior probability ratio for the sign bit). The convolutional decoding unit 209 outputs the log posterior probability ratio thus generated to the interleaving unit 208 again.

以上のようなＭＳＰＬデマップ部２０５と畳込み復号部２０９との間の反復復号処理は、予め定められた回数だけ反復される。そして、反復復号完了時点で畳込み復号部２０９に保持されている符号ビットに対する対数事後確率比が、選択部２１１に出力される。   The iterative decoding process between the MSPL demapping unit 205 and the convolution decoding unit 209 as described above is repeated a predetermined number of times. Then, the log a posteriori probability ratio for the code bit held in the convolutional decoding unit 209 at the time when the iterative decoding is completed is output to the selection unit 211.

以上が、ＭＣＳ情報に受信信号に施されている誤り訂正符号が畳込み符号であると示されている場合のＭＳＰＬデマップ部２０５、デインタリーブ部２０７、畳込み復号部２０９、インタリーブ部２０８の復号処理である。   Decoding of MSPL demapping unit 205, deinterleaving unit 207, convolutional decoding unit 209, and interleaving unit 208 when the MCS information indicates that the error correction code applied to the received signal is a convolutional code It is processing.

［誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号の場合の受信処理］
次に、ＭＣＳ情報に、受信信号に施されている誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号であると示されている場合の無線受信装置２００の処理について説明する。 [Reception processing when error correction code is LDPC code]
Next, processing of radio reception apparatus 200 when the MCS information indicates that the error correction code applied to the received signal is an LDPC code will be described.

ＭＣＳ情報に受信信号に施されている誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号であると示されている場合、選択部２０４は、無線部２０１から入力された受信信号をＧｒａｙデマップ部２０６に出力する。   When the MCS information indicates that the error correction code applied to the reception signal is an LDPC code, the selection unit 204 outputs the reception signal input from the radio unit 201 to the Gray demapping unit 206.

Ｇｒａｙデマップ部２０６には、選択部２０４から受信信号、ＭＣＳ情報再生部２０３からＭＣＳ情報、及びチャネル推定部２０２からチャネル推定値が入力される。Ｇｒａｙデマップ部２０６は、これら入力された受信信号、ＭＣＳ情報、チャネル推定値を用いてデマップ処理を行う。Ｇｒａｙデマップ部２０６におけるデマップ処理は、上述のＭＳＰＬデマップ部２０５における１回目のデマップ処理と同様である。但し、データシンボルに用いられるマッピングパターンは異なる。ＭＳＰＬデマップ部２０５におけるデータシンボルのマッピングパターンをＭＳＰＬからＧｒａｙに変更した１回目のＭＳＰＬデマップ処理が、Ｇｒａｙデマップ部２０６におけるデマップ処理となる。Ｇｒａｙデマップ部２０６は、デマップ処理により、データシンボルにマッピングされたビットに対する対数尤度比を生成する。Ｇｒａｙデマップ部２０６は、生成した対数尤度比をＬＤＰＣ復号部２１０に出力する。   The gray demapping unit 206 receives a received signal from the selection unit 204, MCS information from the MCS information reproduction unit 203, and a channel estimation value from the channel estimation unit 202. The Gray demapping unit 206 performs demapping processing using these input received signals, MCS information, and channel estimation values. The demapping process in the Gray demapping unit 206 is the same as the first demapping process in the MSPL demapping unit 205 described above. However, the mapping pattern used for the data symbol is different. The first MSPL demapping process in which the data symbol mapping pattern in the MSPL demapping unit 205 is changed from MSPL to Gray becomes the demapping process in the Gray demapping unit 206. The Gray demapping unit 206 generates a log likelihood ratio with respect to the bits mapped to the data symbols by demapping processing. The Gray demapping unit 206 outputs the generated log likelihood ratio to the LDPC decoding unit 210.

ＬＤＰＣ復号部２１０には、Ｇｒａｙデマップ部２０６から出力された対数尤度比、ＭＣＳ情報再生部２０３から出力されたＭＣＳ情報が入力される。ＬＤＰＣ復号部２１０は、入力されたＭＣＳ情報に記載された符号化率に応じたＬＤＰＣ復号を行う。ＬＤＰＣ復号には、例えば参考文献２に記載のｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号を用いることができる。ＬＤＰＣ復号部２１０は、ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号により求めた符号ビットに対する対数事後確率比を選択部２１１に出力する。   The log likelihood ratio output from the Gray demapping unit 206 and the MCS information output from the MCS information reproducing unit 203 are input to the LDPC decoding unit 210. The LDPC decoding unit 210 performs LDPC decoding corresponding to the coding rate described in the input MCS information. For LDPC decoding, for example, sum-product decoding described in Reference 2 can be used. The LDPC decoding unit 210 outputs the log a posteriori probability ratio for the code bit obtained by the sum-product decoding to the selection unit 211.

選択部２１１には、畳込み復号部２０９から出力される符号ビットに対する対数事後確率比、ＬＤＰＣ復号部２１０から出力される符号ビットに対する対数事後確率比、及びＭＣＳ情報再生部２０３から出力されるＭＣＳ情報が入力される。選択部２１１は、入力されたＭＣＳ情報に基づいて畳込み復号部２０９またはＬＤＰＣ復号部２１０から出力される符号ビットに対する対数事後確率比を選択し、選択した対数事後確率比を出力する。   The selection unit 211 includes a log a posteriori probability ratio for the code bits output from the convolution decoding unit 209, a log a posteriori probability ratio for the code bits output from the LDPC decoding unit 210, and an MCS output from the MCS information reproduction unit 203. Information is entered. The selection unit 211 selects a log posterior probability ratio for the code bits output from the convolution decoding unit 209 or the LDPC decoding unit 210 based on the input MCS information, and outputs the selected log posterior probability ratio.

ＭＣＳ情報に、受信信号に施されている誤り訂正符号化が畳込み符号であると示されている場合には、選択部２１１は、畳込み復号部２０９から入力される符号ビットに対する対数事後確率比を硬判定部２１２に出力する。一方、ＭＣＳ情報に、受信信号に施されている誤り訂正符号化がＬＤＰＣ符号であると示されている場合には、選択部２１１は、ＬＤＰＣ復号部２１０から入力される符号ビットに対する対数事後確率比を硬判定部２１２に出力する。   When the MCS information indicates that the error correction coding applied to the received signal is a convolutional code, the selection unit 211 uses the log posterior probability for the code bit input from the convolutional decoding unit 209. The ratio is output to the hard decision unit 212. On the other hand, when the MCS information indicates that the error correction coding applied to the received signal is an LDPC code, the selection unit 211 uses the log posterior probability for the code bit input from the LDPC decoding unit 210. The ratio is output to the hard decision unit 212.

硬判定部２１２は、選択部２１１から入力された符号ビットに対する対数事後確率を用いて、硬判定を行う。硬判定部２１２は、入力される符号ビットに対する対数事後確率比に基づいて、その対数事後確率比に対応する符号ビットの判定を行う。具体的には、硬判定部２１２は、入力された対数事後確率比が正であるとき、対数事後確率比に対応する符号ビットを１と判定する。一方、硬判定部２０７は、入力された対数事後確率比が負であるとき、対数事後確率比に対応している符号ビットを０と判定する。このように硬判定部２０７は、符号ビットに対する事後確率が最大となるように判定する。
以上、本実施の形態における無線送信装置１００、無線受信装置２００について説明した。 The hard decision unit 212 performs a hard decision using the log posterior probability for the sign bit input from the selection unit 211. The hard decision unit 212 determines a code bit corresponding to the log posterior probability ratio based on the log posterior probability ratio for the input code bit. Specifically, the hard decision unit 212 determines that the sign bit corresponding to the log posterior probability ratio is 1 when the input log posterior probability ratio is positive. On the other hand, when the input log posterior probability ratio is negative, the hard decision unit 207 determines that the sign bit corresponding to the log posterior probability ratio is 0. In this way, the hard decision unit 207 makes a decision so that the posterior probability for the code bit is maximized.
Heretofore, the wireless transmission device 100 and the wireless reception device 200 in the present embodiment have been described.

［第１の実施の形態の効果］
本実施の形態のように、複数の誤り訂正符号化方法が用いられる通信システムにおいては、誤り訂正符号の種類に応じて変調信号のマッピングパターンを変更することにより、受信信号の誤りを訂正する能力を改善させることができる。例えば、本実施の形態のように畳込み符号ビットをインタリーブし、ＭＳＰＬマッピングパターンを用いて変調を行った場合、無線受信装置２００においてＭＳＰＬデマップと軟入力軟出力の畳込み復号を反復して行うことで、マッピングパターンがＧｒａｙである場合と比較して誤り訂正能力を改善させることができる。これは、受信信号のＳＮＲがある程度高い領域においては、畳込み復号部２０９からＭＳＰＬデマップ部２０５への送信ビットの対数事前確率比のフィードバックを用いることで、ＭＳＰＬマッピングパターンを用いて変調された信号点のデマップを反復して行うことによるゲインが得られるためである。即ち、送信ビットの対数事前確率比のフィードバックを用いることで、デマップにおける送信ビットの信号点間距離が大きくなるためである。 [Effect of the first embodiment]
In a communication system in which a plurality of error correction coding methods are used as in this embodiment, the ability to correct received signal errors by changing the modulation signal mapping pattern according to the type of error correction code Can be improved. For example, when convolutional code bits are interleaved and modulation is performed using an MSPL mapping pattern as in the present embodiment, MSPL demapping and soft input / soft output convolutional decoding are repeatedly performed in radio reception apparatus 200. Thus, the error correction capability can be improved as compared with the case where the mapping pattern is Gray. This is because, in a region where the SNR of the received signal is high to some extent, a signal modulated using the MSPL mapping pattern is obtained by using a logarithmic prior probability ratio feedback of transmission bits from the convolution decoding unit 209 to the MSPL demapping unit 205. This is because a gain can be obtained by repeatedly performing point demapping. That is, the use of feedback of the log prior probability ratio of the transmission bits increases the distance between the signal points of the transmission bits in the demapping.

図７（ａ）〜図７（ｄ）は、送信ビットに対する対数事前確率比のフィードバックをデマップに適用した場合の送信ビットの信号点間距離を示す図である。ただし、図７（ａ）〜図７（ｄ）は、変調方式に１６ＱＡＭを用いた場合を例示している。ここでは、図７（ａ）を例にとって説明する。図７（ａ）は、信号点にマッピングされたビットのうち１ビット目に着目した場合の信号点間距離を示したものである。マッピングビットのうち、１ビット目が１である信号点は●で表されている。同様に１ビット目が０である信号点は○で表されている。また、１ビット目が１である信号点と０である信号点のうち、双対となる信号点が線で結ばれている。線で結ばれている信号点の組み合わせは、１ビット目以外のビットが同一となる信号点となっている。   FIG. 7A to FIG. 7D are diagrams showing signal point distances of transmission bits when feedback of the log prior probability ratio for transmission bits is applied to demapping. However, FIG. 7A to FIG. 7D illustrate the case where 16QAM is used as the modulation method. Here, description will be made with reference to FIG. FIG. 7A shows the distance between signal points when attention is paid to the first bit among the bits mapped to the signal points. Of the mapping bits, a signal point whose first bit is 1 is represented by ●. Similarly, a signal point whose first bit is 0 is represented by a circle. Of the signal point whose first bit is 1 and the signal point whose value is 0, dual signal points are connected by a line. The combination of signal points connected by lines is a signal point where the bits other than the first bit are the same.

ここで、本実施の形態のように、送信ビットに対する対数事前確率比のフィードバックをデマップに適用した場合、送信ビットに対する信号点間距離は、線で結ばれた信号点間の距離となる。これは、仮に送信ビットに対する対数事前確率比が正しいとすると、着目する送信ビットが１であるか０であるかの判定は、線で結ばれた信号点間の距離によって決まるからである。以上の原理により、送信ビットに対する対数事前確率比のフィードバックをデマップに適用することで、送信ビットの信号点間距離をＧｒａｙマッピングパターンに比べて大きくすることができる。   When the logarithmic prior probability ratio feedback for the transmission bits is applied to the demapping as in this embodiment, the distance between the signal points for the transmission bits is the distance between the signal points connected by a line. This is because if the log prior probability ratio to the transmission bit is correct, the determination of whether the transmission bit of interest is 1 or 0 is determined by the distance between signal points connected by a line. By applying the logarithmic prior probability ratio feedback to the transmission bits based on the above principle to the demapping, the distance between the signal points of the transmission bits can be made larger than that of the Gray mapping pattern.

一方、ＬＤＰＣ符号ビットをＧｒａｙマッピングパターンを用いて変調を行った場合、受信装置においてＧｒａｙデマップを行い、生成した送信ビットに対する対数尤度比を用いてＬＤＰＣ復号を行うことで、マッピングパターンがＭＳＰＬである場合と比較して誤り訂正能力を改善させることができる。これは、受信信号のＳＮＲが低い領域において既にＬＤＰＣ復号による誤りビットの訂正がなされるので、ＭＳＰＬマッピングパターンを用いた変調を行うと、逆にデマップにおける送信ビットの信号点間距離がＧｒａｙマッピングパターンと比較して小さくなってしまうため、誤り訂正能力が劣化してしまう。しかし、本実施の形態のように、ＬＤＰＣ符号に対してはＧｒａｙマッピングパターンによる変調を行うことで、ＭＳＰＬマッピングパターンによる変調を用いた場合と比較して受信特性を改善することができる。   On the other hand, when the LDPC code bits are modulated using the Gray mapping pattern, the receiving apparatus performs Gray demapping, and LDPC decoding is performed using the log likelihood ratio for the generated transmission bits, so that the mapping pattern is MSPL. The error correction capability can be improved compared to a certain case. This is because error bits are already corrected by LDPC decoding in a region where the SNR of the received signal is low. Therefore, when modulation using the MSPL mapping pattern is performed, the distance between signal points of transmission bits in demapping is conversely the Gray mapping pattern. Therefore, the error correction capability deteriorates. However, the reception characteristics can be improved by performing modulation using the Gray mapping pattern on the LDPC code as in the present embodiment, compared to the case where modulation using the MSPL mapping pattern is used.

以上のように、誤り訂正符号の種類に応じて異なるマッピングパターンを用いて変調を行うことにより、受信特性を改善することができる。   As described above, reception characteristics can be improved by performing modulation using different mapping patterns depending on the type of error correction code.

なお、本実施の形態は、複数の誤り訂正符号化が導入されている無線通信システムにおいて、畳込み符号に対してはＭＳＰＬマッピングパターンによる変調信号点へマッピングし、ＬＤＰＣ符号に対してはＧｒａｙマッピングパターンによる変調信号点へマッピングする構成を例示したが、用いる誤り訂正符号化、マッピングパターンは以下のように変更してもよい。例えば、畳込み符号に代えて、リードソロモン符号やＢＣＨ符号などのシャノン限界に近くない、誤り訂正能力の低い符号を用いてもよい。ＬＤＰＣ符号に代えて、ターボ符号などのシャノン限界に近い誤り訂正能力の高い符号を用いてもよい。また、畳込み符号などのシャノン限界に近くない誤り訂正能力の低い符号に対して、符号化後のビットをマッピングする際のマッピングパターンは、ＭＳＰＬマッピングパターンの代わりにＧｒａｙでないマッピングパターンを用いてもよい。   In the present embodiment, in a wireless communication system in which a plurality of error correction codings are introduced, convolutional codes are mapped to modulation signal points according to an MSPL mapping pattern, and LDPC codes are subjected to Gray mapping. Although the configuration of mapping to the modulation signal point by the pattern has been illustrated, the error correction coding and mapping pattern to be used may be changed as follows. For example, instead of a convolutional code, a code that is not close to the Shannon limit, such as a Reed-Solomon code or a BCH code, and has a low error correction capability may be used. Instead of the LDPC code, a code having a high error correction capability close to the Shannon limit such as a turbo code may be used. In addition, a mapping pattern for mapping the encoded bits to a code with low error correction capability that is not close to the Shannon limit such as a convolutional code may use a mapping pattern that is not Gray instead of the MSPL mapping pattern. Good.

このように誤り訂正符号化方法、マッピングパターンを変更しても、本実施の形態と同様の効果があることについて説明する。シャノン限界に近くない誤り訂正能力の低い符号に関しては、Ｇｒａｙでないマッピングパターン（隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターン）による変調信号点へマッピングし、無線信号を生成する。このとき、無線受信装置において受信した無線信号を本実施の形態で示したようにデマップと誤り訂正復号を反復して行うことで、送信ビット単位で見た場合の最小信号点間距離を大きくすることができる。Ｇｒａｙマッピングパターンを用いた場合、反復してデマップと誤り訂正復号を行っても、送信ビット単位で見た場合の最小信号点間距離が大きくなることはない。よって、シャノン限界に近くない誤り訂正能力の低い符号に関して、符号化後のビットをＧｒａｙでないマッピングパターンによる変調信号点へとマッピングすることにより、受信特性を改善できる効果がある。   Thus, it will be described that even if the error correction coding method and the mapping pattern are changed, the same effects as those of the present embodiment can be obtained. For a code with low error correction capability that is not close to the Shannon limit, a radio signal is generated by mapping to a modulation signal point based on a mapping pattern that is not Gray (mapping pattern in which adjacent signal points differ by 2 bits or more). At this time, the distance between the minimum signal points when viewed in units of transmission bits is increased by repeatedly performing demapping and error correction decoding on the radio signal received by the radio reception apparatus as shown in this embodiment. be able to. When the Gray mapping pattern is used, even if the demapping and error correction decoding are repeated, the minimum signal point distance when viewed in units of transmission bits does not increase. Therefore, with respect to a code having a low error correction capability that is not close to the Shannon limit, there is an effect that reception characteristics can be improved by mapping the encoded bit to a modulation signal point by a mapping pattern that is not Gray.

一方、ＬＤＰＣ符号などのシャノン限界に近い、誤り訂正能力の高い符号に関しては、誤り訂正能力の低い符号と同様にＧｒａｙでないマッピングパターンによる変調信号点へマッピングした場合、無線受信装置における誤り訂正能力が劣化してしまう。これは、シャノン限界に近い誤り訂正符号は、低い受信ＳＮＲの領域でも誤り訂正復号を単体で行うことでシャノン限界に近い誤り訂正特性を得ることができるためである。低い受信ＳＮＲの領域でＧｒａｙでないマッピングパターンによる変調信号をデマップした場合は、Ｇｒａｙマッピングパターンによる変調信号をデマップした場合と比較して、デマップ時のシンボル誤りによるビット誤り率特性が劣化する。よって、シャノン限界に近い、誤り訂正能力の高い符号に関しては、Ｇｒａｙマッピングパターンを用いた変調信号点へとマッピングすることで、無線受信装置における誤り訂正特性を最適なものとすることができる。   On the other hand, for codes with high error correction capability that are close to the Shannon limit, such as LDPC codes, when mapped to modulation signal points with a mapping pattern that is not Gray, as with codes with low error correction capability, the error correction capability in the wireless receiver is low. It will deteriorate. This is because an error correction code close to the Shannon limit can obtain an error correction characteristic close to the Shannon limit by performing error correction decoding alone even in a low reception SNR region. When a modulated signal with a mapping pattern other than Gray is demapped in a low received SNR region, the bit error rate characteristic due to symbol error at the time of demapping deteriorates as compared with a case where a modulated signal with a Gray mapping pattern is demapped. Therefore, a code close to the Shannon limit and having a high error correction capability can be mapped to a modulation signal point using the Gray mapping pattern to optimize the error correction characteristic in the radio reception apparatus.

また、ＬＤＰＣ符号のかわりにターボ符号を用いた場合、Ｇｒａｙマッピングパターンによる変調を行う前に、ターボ符号ビットをインタリーブしてもよい。但しこの場合、無線受信装置２００において、Ｇｒａｙデマップ部２０６におけるデマップ後の対数尤度比をデインタリーブする処理が必要になる。   Further, when a turbo code is used instead of the LDPC code, the turbo code bits may be interleaved before the modulation with the Gray mapping pattern. However, in this case, the radio receiving apparatus 200 needs to deinterleave the log likelihood ratio after demapping in the Gray demapping unit 206.

（第２の実施の形態）
上記した第１の実施の形態の無線通信システムは、複数の誤り訂正符号が導入されている無線通信システムにおいて、使用する誤り訂正符号に応じて、符号化後のビットをマッピングする際のマッピングパターンを変える構成を有していた。一方、第２の実施の形態の無線通信システムは、無線受信装置における電波の受信状況に応じて、シャノン限界に近くない誤り訂正能力の低い符号に対して行う変調の際のマッピングパターンを変更する。 (Second Embodiment)
The wireless communication system according to the first embodiment described above is a mapping pattern for mapping encoded bits according to an error correction code to be used in a wireless communication system in which a plurality of error correction codes are introduced. Had a configuration to change. On the other hand, the radio communication system according to the second embodiment changes a mapping pattern at the time of modulation performed on a code with low error correction capability that is not close to the Shannon limit, according to the radio wave reception status in the radio receiver. .

図８は、第２の実施の形態における無線通信システムの構成を示す図である。図８において、図１と同様の構成については、同一の名称、番号を付しており、重複する説明を省略する。   FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a wireless communication system according to the second embodiment. In FIG. 8, the same components as those in FIG. 1 are given the same names and numbers, and duplicate descriptions are omitted.

図８に示すように、無線通信システムは、無線送信装置３００と無線受信装置４００とを有している。無線送信装置３００、無線受信装置４００の構成において、第１の実施の形態と異なるのは、ＭＣＳ決定部３０１、選択部３０２、受信状況通知情報生成部４０１、選択部４０２の構成が追加されている点である。以下、追加された構成を中心に説明する。なお、本実施の形態における選択部１０１、畳込み符号化部１０２、インタリーブ部１０４、ＬＤＰＣ符号化部１０３を総称して誤り訂正符号化選択部と呼ぶことがある。また、選択部３０２、ＭＳＰＬマップ部１０５、Ｇｒａｙマップ部１０６、選択部１０７を総称してマップ選択部と呼ぶことがある。   As illustrated in FIG. 8, the wireless communication system includes a wireless transmission device 300 and a wireless reception device 400. The configurations of the wireless transmission device 300 and the wireless reception device 400 are different from the first embodiment in that the configurations of an MCS determination unit 301, a selection unit 302, a reception status notification information generation unit 401, and a selection unit 402 are added. It is a point. Hereinafter, the added configuration will be mainly described. Note that the selection unit 101, the convolutional coding unit 102, the interleaving unit 104, and the LDPC coding unit 103 in the present embodiment may be collectively referred to as an error correction coding selection unit. The selection unit 302, the MSPL map unit 105, the Gray map unit 106, and the selection unit 107 may be collectively referred to as a map selection unit.

無線送信装置３００は、通信を始めるに当たって、まず無線受信装置４００における受信信号のＳＮＲを測定するためのパイロットシンボルを送信する。無線送信装置３００は、フレーム構成部１０８によって、パイロットシンボルを用いたフレームを構成する。フレーム構成部１０８は、構成したフレームを無線部１０９に出力する。無線部１０９は、入力されたフレームを無線信号に変換し、無線伝搬路へと出力する。なお、このときフレーム構成部１０８において構成されるフレームを受信状況測定用フレームと呼ぶことがある。   Radio communication apparatus 300 first transmits a pilot symbol for measuring the SNR of a received signal in radio reception apparatus 400 before starting communication. In radio transmission apparatus 300, frame configuration section 108 configures a frame using pilot symbols. The frame configuration unit 108 outputs the configured frame to the radio unit 109. The radio unit 109 converts the input frame into a radio signal and outputs it to the radio propagation path. At this time, the frame configured in the frame configuration unit 108 may be referred to as a reception status measurement frame.

無線受信装置４００は、無線部１０９が出力した無線信号を受信する。無線部２０１が受信信号をダウンコンバートする処理については第１の実施の形態と同様である。無線部２０１はダウンコンバート後の受信信号を出力する。   The wireless reception device 400 receives the wireless signal output from the wireless unit 109. The process in which radio section 201 down-converts the received signal is the same as in the first embodiment. Radio section 201 outputs the received signal after down-conversion.

受信状況通知情報生成部４０１には、無線部２０１から出力された受信信号が入力される。受信状況通知情報生成部４０１は、受信信号を構成するフレームのうち、パイロットシンボルを用いて受信信号のＳＮＲを測定する。受信状況通知情報生成部４０１は、受信信号のＳＮＲを受信状況通知情報として出力する。出力された受信状況通知情報は、無線送信装置３００へフィードバックされる。   A reception signal output from the wireless unit 201 is input to the reception status notification information generation unit 401. Reception status notification information generation section 401 measures the SNR of the received signal using a pilot symbol among the frames constituting the received signal. Reception status notification information generation section 401 outputs the SNR of the received signal as reception status notification information. The output reception status notification information is fed back to the wireless transmission device 300.

無線送信装置３００は、無線受信装置４００からフィードバックされた受信状況通知情報を受信する。受信状況通知情報は、ＭＣＳ決定部３０１に入力される。ＭＣＳ決定部３０１は、入力された受信状況通知情報に基づいて、送信信号に施す誤り訂正符号化、変調方式、及びマッピングパターンを決定する。ＭＣＳ決定部３０１は、決定した誤り訂正符号化、変調方式、及びマッピングパターンをＭＣＳ情報として出力する。   The wireless transmission device 300 receives the reception status notification information fed back from the wireless reception device 400. The reception status notification information is input to the MCS determination unit 301. The MCS determination unit 301 determines an error correction coding, a modulation scheme, and a mapping pattern to be applied to the transmission signal based on the received reception status notification information. The MCS determination unit 301 outputs the determined error correction coding, modulation scheme, and mapping pattern as MCS information.

ここで、ＭＣＳ決定部３０１によるマッピングパターンの決定について説明する。ＭＣＳ決定部３０１は、無線受信装置４００におけるＳＮＲの値に応じて、畳み込み符号化による誤り訂正符号化後のビットに対して、ＭＳＰＬマッピングパターンによるマッピングを行うか、Ｇｒａｙマッピングパターンによるマッピングを行うかを決定する。ＭＣＳ決定部３０１は、ＳＮＲが所定の閾値以上の場合にはＧｒａｙマッピングパターンを選択し、ＳＮＲが所定の閾値より小さい場合には、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンを選択する。   Here, determination of the mapping pattern by the MCS determination unit 301 will be described. Whether MCS determination section 301 performs mapping by MSPL mapping pattern or mapping by Gray mapping pattern on bits after error correction coding by convolutional coding according to the value of SNR in radio reception apparatus 400 To decide. The MCS determination unit 301 selects a Gray mapping pattern when the SNR is equal to or greater than a predetermined threshold, and selects a mapping pattern in which the mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more when the SNR is smaller than the predetermined threshold.

無線送信装置３００は、ＭＣＳ決定部３０１から出力されたＭＣＳ情報に基づいて情報ビットを誤り訂正符号化し、変調を行う。情報ビットに施す誤り訂正符号化が畳込み符号である場合、第１の実施の形態と同様に、選択部１０１は、入力された情報ビットを畳込み符号化部１０２へと出力する。以降、畳込み符号化部１０２、インタリーブ部１０４における処理は、第１の実施の形態と同様である。インタリーブ部１０４は、インタリーブ後の符号ビットを選択部３０２へと出力する。   Radio transmission apparatus 300 performs error correction coding on information bits based on the MCS information output from MCS determination section 301, and performs modulation. When the error correction coding performed on the information bits is a convolutional code, the selection unit 101 outputs the input information bits to the convolutional coding unit 102 as in the first embodiment. Thereafter, the processes in the convolutional coding unit 102 and the interleaving unit 104 are the same as those in the first embodiment. Interleaving section 104 outputs the interleaved code bits to selection section 302.

選択部３０２には、インタリーブ部１０４から出力されたインタリーブ後の符号ビット、ＭＣＳ決定部３０１から出力されたＭＣＳ情報が入力される。選択部３０２は、入力されたＭＣＳ情報に基づき、インタリーブ後の符号ビットの出力先を選択する。   The selection unit 302 receives the interleaved code bits output from the interleaving unit 104 and the MCS information output from the MCS determination unit 301. Selection section 302 selects the output destination of the code bits after interleaving based on the input MCS information.

ＭＣＳ情報に記載されたマッピングパターンがＭＳＰＬマッピングパターンである場合、選択部３０２は、入力された符号ビットをＭＳＰＬマップ部１０５へと出力する。また、ＭＣＳ情報に記載されたマッピングパターンがＧｒａｙマッピングパターンである場合、選択部３０２は、入力された符号ビットをＧｒａｙマップ部１０６へと出力する。以降、無線送信装置３００における符号ビットの変調処理は第１の実施の形態と同様である。   When the mapping pattern described in the MCS information is an MSPL mapping pattern, the selection unit 302 outputs the input code bit to the MSPL map unit 105. When the mapping pattern described in the MCS information is a Gray mapping pattern, the selection unit 302 outputs the input code bit to the Gray map unit 106. Thereafter, the code bit modulation processing in the wireless transmission device 300 is the same as in the first embodiment.

次に、無線送信装置３００におけるフレーム構成を述べる。第１の実施の形態では、図３（ａ）に示すフレーム構成を用いたが、本実施の形態では、図３（ｂ）に示すフレーム構成を用いる。ここで、図３（ｂ）において、誤り訂正符号化方法通知シンボルは、データシンボルに施されている誤り訂正符号化を無線受信装置４００に通知するためのシンボルである。変調方式通知シンボルは、データシンボルに施されている変調方式を通知するためのシンボルである。マッピングパターン通知シンボルは、変調方式に用いられているマッピングパターンを通知するためのシンボルである。フレーム構成部１０８は、図３（ｂ）に示す通りにフレームを構成し、構成したフレームを出力する。無線送信装置３００は、構成したフレームから無線信号を生成し、無線伝搬路へと出力する。このとき生成する無線信号の送信電力は、先に送信した無線受信装置４００における受信ＳＮＲを測定するためのシンボルと同一の送信電力とする。これは、送信する無線信号に施した誤り訂正符号化、変調方式が、測定した受信ＳＮＲに整合したものとするためである。   Next, a frame configuration in the wireless transmission device 300 will be described. In the first embodiment, the frame configuration shown in FIG. 3A is used, but in the present embodiment, the frame configuration shown in FIG. 3B is used. Here, in FIG. 3B, the error correction encoding method notification symbol is a symbol for notifying the radio reception apparatus 400 of the error correction encoding applied to the data symbol. The modulation scheme notification symbol is a symbol for notifying the modulation scheme applied to the data symbol. The mapping pattern notification symbol is a symbol for notifying the mapping pattern used in the modulation scheme. The frame construction unit 108 composes a frame as shown in FIG. 3B and outputs the constructed frame. The wireless transmission device 300 generates a wireless signal from the configured frame and outputs it to the wireless propagation path. The transmission power of the radio signal generated at this time is set to the same transmission power as that of the symbol for measuring the reception SNR transmitted by the radio reception apparatus 400 previously transmitted. This is because the error correction coding and modulation scheme applied to the radio signal to be transmitted matches the measured reception SNR.

無線受信装置４００は、無線送信装置３００から送信された無線信号の受信処理を行う。以下、無線信号に施された誤り訂正符号化、変調方式に応じて行う受信処理について説明する。   The wireless reception device 400 performs reception processing of the wireless signal transmitted from the wireless transmission device 300. Hereinafter, reception processing performed according to the error correction coding and modulation scheme applied to the radio signal will be described.

本実施の形態では、誤り訂正符号に畳込み符号を用いている場合、受信信号に施されている変調におけるマッピングパターンがＭＳＰＬの場合とＧｒａｙの場合がある。よって、無線受信装置４００の選択部２０４は、ＭＣＳ情報再生部２０３から出力されたＭＣＳ情報に基づいて受信信号の出力先を選択する。図３（ｂ）に示すように、受信信号を構成するフレームには、マッピングパターン通知シンボルが含まれているので、ＭＣＳ情報再生部２０３は、マッピングパターンを含めたＭＣＳ情報を出力する。選択部２０４は、入力されたＭＣＳ情報に記載されたマッピングパターンがＭＳＰＬマッピングパターンである場合、受信信号をＭＳＰＬデマップ部２０５へと出力する。また、選択部２０４は、入力されたＭＣＳ情報に記載されたマッピングパターンがＧｒａｙマッピングパターンである場合、受信信号をＧｒａｙデマップ部２０６へと出力する。   In the present embodiment, when a convolutional code is used as the error correction code, there are cases where the mapping pattern in the modulation applied to the received signal is MSPL and Gray. Therefore, the selection unit 204 of the wireless reception device 400 selects the output destination of the received signal based on the MCS information output from the MCS information reproduction unit 203. As shown in FIG. 3B, since the mapping pattern notification symbol is included in the frame constituting the received signal, the MCS information reproducing unit 203 outputs the MCS information including the mapping pattern. When the mapping pattern described in the input MCS information is an MSPL mapping pattern, the selection unit 204 outputs a received signal to the MSPL demapping unit 205. In addition, when the mapping pattern described in the input MCS information is a Gray mapping pattern, the selection unit 204 outputs a received signal to the Gray demapping unit 206.

ＭＳＰＬデマップ部２０５、Ｇｒａｙデマップ部２０６におけるデマップ処理は、第１の実施の形態と同様である。ＭＳＰＬデマップ部２０５、またはＧｒａｙデマップ部２０６は、生成した送信ビットに対する対数尤度比を出力する。   The demapping process in the MSPL demapping unit 205 and the Gray demapping unit 206 is the same as that in the first embodiment. The MSPL demapping unit 205 or the Gray demapping unit 206 outputs a log likelihood ratio for the generated transmission bit.

選択部４０２には、ＭＳＰＬデマップ部２０５からの出力、Ｇｒａｙデマップ部２０６からの出力が入力される。また、選択部４０２には、ＭＣＳ情報再生部２０３から出力されたＭＣＳ情報が入力される。選択部４０２は、入力されたＭＣＳ情報に基づいてＭＳＰＬデマップ部２０５からの出力、Ｇｒａｙデマップ部２０６からの出力のどちらかを選択する。ＭＣＳ情報に記載されたマッピングパターンがＭＳＰＬである場合には、選択部４０２は、ＭＳＰＬデマップ部２０５からの出力を選択し、デインタリーブ部２０７に出力する。一方、ＭＣＳ情報に記載されたマッピングパターンがＧｒａｙである場合には、選択部４０２は、Ｇｒａｙデマップ部２０６からの出力を選択し、デインタリーブ部２０７に出力する。   The selection unit 402 receives an output from the MSPL demapping unit 205 and an output from the Gray demapping unit 206. In addition, the MCS information output from the MCS information reproduction unit 203 is input to the selection unit 402. The selection unit 402 selects either the output from the MSPL demapping unit 205 or the output from the Gray demapping unit 206 based on the input MCS information. When the mapping pattern described in the MCS information is MSPL, the selection unit 402 selects the output from the MSPL demapping unit 205 and outputs it to the deinterleaving unit 207. On the other hand, when the mapping pattern described in the MCS information is Gray, the selection unit 402 selects the output from the Gray demapping unit 206 and outputs the output to the deinterleaving unit 207.

畳込み復号部２０９は、ＭＣＳ情報再生部２０３から入力されるＭＣＳ情報に応じて、復号結果の出力先を制御する。畳込み復号部２０９は、ＭＣＳ情報に記載されたマッピングパターンがＭＳＰＬである場合には、復号により生成した符号ビットに対する対数外部値比をインタリーブ部２０８へと出力する。一方、ＭＣＳ情報に記載されたマッピングパターンがＧｒａｙである場合には、復号により生成した符号ビットに対する対数事後確率比を選択部２１１へと出力する。無線受信装置４００は、受信信号に施された変調方式に用いられているマッピングパターンがＭＳＰＬである場合には、ＭＳＰＬデマップ部２０５と畳込み復号部２０９においてデマップと復号を反復して行う。一方、受信信号に施された変調方式に用いられているマッピングパターンがＧｒａｙである場合には、無線受信装置４００は、デマップと復号の反復を行わない。以降、無線受信装置４００における受信処理は第１の実施の形態と同様である。
以上、第２の実施の形態における無線送信装置３００および無線受信装置４００について説明した。 The convolution decoding unit 209 controls the output destination of the decoding result according to the MCS information input from the MCS information reproduction unit 203. When the mapping pattern described in the MCS information is MSPL, convolutional decoding section 209 outputs the logarithmic external value ratio for the code bits generated by decoding to interleaving section 208. On the other hand, when the mapping pattern described in the MCS information is Gray, the log a posteriori probability ratio for the code bit generated by decoding is output to the selection unit 211. When the mapping pattern used for the modulation scheme applied to the received signal is MSPL, radio receiving apparatus 400 repeatedly performs demapping and decoding in MSPL demapping section 205 and convolution decoding section 209. On the other hand, when the mapping pattern used for the modulation scheme applied to the received signal is Gray, radio receiving apparatus 400 does not repeat demapping and decoding. Henceforth, the reception process in the radio | wireless receiver 400 is the same as that of 1st Embodiment.
The wireless transmission device 300 and the wireless reception device 400 in the second embodiment have been described above.

［第２の実施の形態の効果］
第２の実施の形態では、畳込み符号に対して行う変調方式に用いるマッピングパターンがＭＳＰＬである場合に、無線受信装置４００においてデマップと誤り訂正復号を反復して行うことで、デマップにおける送信ビットに対する信号点間距離が大きくなることは、第１の実施の形態で述べたとおりである。受信信号のＳＮＲがある一定値を超えると、デマップと誤り訂正復号の反復による誤り訂正の効果が大きく出始める。このとき、受信信号の誤り率でいうと、ウォータフォール現象が生じている。しかし、デマップと誤り訂正復号の反復による誤り訂正の効果にも限界があり、さらにＳＮＲが高い領域ではエラーフロア現象が生じてしまう。 [Effect of the second embodiment]
In the second embodiment, when the mapping pattern used for the modulation scheme performed on the convolutional code is MSPL, the radio receiver 400 repeatedly performs demapping and error correction decoding, thereby transmitting bits in the demapping. As described in the first embodiment, the distance between signal points with respect to is increased. When the SNR of the received signal exceeds a certain value, the effect of error correction by repetition of demapping and error correction decoding starts to appear greatly. At this time, in terms of the error rate of the received signal, a waterfall phenomenon has occurred. However, the effect of error correction by repetition of demapping and error correction decoding is also limited, and an error floor phenomenon occurs in a region where the SNR is high.

一方、畳込み符号に対して行う変調方式に用いるマッピングパターンがＧｒａｙである場合、受信信号のＳＮＲが低い領域では、マッピングパターンにＭＳＰＬを用いてデマップと誤り訂正復号を反復して行う場合の誤り率特性には及ばない。しかし、受信信号のＳＮＲが高い領域では、マッピングパターンにＧｒａｙを用いた場合の受信信号のデマップ、誤り訂正復号による誤り訂正能力が、マッピングパターンにＭＳＰＬを用いてデマップと誤り訂正復号を反復して行う場合の誤り訂正能力と同等あるいはそれ以上となる。   On the other hand, when the mapping pattern used for the modulation scheme performed on the convolutional code is Gray, in the region where the SNR of the received signal is low, an error in the case of repeatedly performing demapping and error correction decoding using MSPL for the mapping pattern It does not reach rate characteristics. However, in the region where the SNR of the received signal is high, the error correction capability by the demapping and error correction decoding of the received signal when Gray is used for the mapping pattern is obtained by repeating the demapping and error correction decoding using the MSPL for the mapping pattern. This is equivalent to or better than the error correction capability when it is performed.

以上より、本実施の形態のように、受信信号のＳＮＲに応じて、畳込み符号に施す変調に用いるマッピングパターンを適切なものにすることで、誤り訂正符号に畳込み符号を用いる場合の誤り訂正能力を改善することができる。具体的には、マッピングパターンにＧｒａｙを用いた場合の受信信号のデマップ、誤り訂正復号による誤り訂正能力が、マッピングパターンにＭＳＰＬを用いてデマップと誤り訂正復号を反復して行う場合の誤り訂正能力と同等あるいはそれ以上となるような受信信号のＳＮＲ領域では、畳込み符号に施す変調に用いるマッピングパターンをＧｒａｙにする。それ以外の場合には、畳込み符号に施す変調に用いるマッピングパターンをＭＳＰＬにする。   As described above, as in the present embodiment, an error in the case where a convolutional code is used as an error correction code by making a mapping pattern used for modulation applied to the convolutional code appropriate according to the SNR of the received signal. The correction ability can be improved. Specifically, the error correction capability by demapping and error correction decoding of the received signal when Gray is used for the mapping pattern, and the error correction capability when repeating the demapping and error correction decoding using MSPL as the mapping pattern In the SNR region of the received signal that is equal to or greater than, the mapping pattern used for modulation applied to the convolutional code is set to Gray. In other cases, the mapping pattern used for modulation applied to the convolutional code is set to MSPL.

さらに、本実施の形態では、無線受信装置４００において、受信信号に施されている誤り訂正符号化が畳み込み符号である場合、受信信号に施された変調に用いられているマッピングパターンに応じて、デマップと誤り訂正復号の反復方法を変更している。マッピングパターンがＧｒａｙである場合、受信信号のデマップと誤り訂正復号の反復を行うことによる受信特性の改善はほとんどない。これは、マッピングパターンがＧｒａｙである場合、送信ビットに対する対数事前確率比のフィードバックがあったとしても、送信ビットの信号点間距離の改善がないためである。よって、本実施の形態では、マッピングパターンがＧｒａｙである場合には、デマップと誤り訂正復号の反復は行っていない。これにより、無線受信装置４００において受信処理に要する時間を短縮できる。   Furthermore, in the present embodiment, when error correction coding applied to the received signal is a convolutional code in radio receiving apparatus 400, according to the mapping pattern used for the modulation applied to the received signal, The iteration method for demapping and error correction decoding is changed. When the mapping pattern is Gray, there is almost no improvement in reception characteristics by performing demapping of received signals and repetition of error correction decoding. This is because when the mapping pattern is Gray, there is no improvement in the distance between the signal points of the transmission bits even if there is feedback of the log prior probability ratio for the transmission bits. Therefore, in the present embodiment, when the mapping pattern is Gray, demapping and error correction decoding are not repeated. Thereby, the time required for the reception process in the wireless reception device 400 can be shortened.

なお、本実施の形態では無線受信装置４００は、受信状況通知情報４０１においてパイロットシンボルを用いて受信ＳＮＲを測定し、測定したＳＮＲを無線送信装置３００にフィードバックする構成を示したが、無線送信装置３００におけるＭＣＳ決定部３０１において、受信状況に応じてＭＣＳを決定できる他の制御情報（例えば、受信電力等）をフィードバックしてもよい。   In the present embodiment, radio reception apparatus 400 has a configuration in which reception SNR is measured using pilot symbols in reception status notification information 401, and the measured SNR is fed back to radio transmission apparatus 300. The MCS determination unit 301 in 300 may feed back other control information (for example, reception power) that can determine the MCS according to the reception status.

また、図３（ｂ）におけるフレーム構成において、誤り訂正符号化方法通知シンボル、変調方式通知シンボル、マッピングパターン通知シンボルを独立したシンボルとして表記しているが、誤り訂正符号化方法を通知する情報、変調方式を通知する情報、マッピングパターンを通知する情報をひとまとめにし、ひとまとめにした通知情報を無線受信装置４００において既知の誤り訂正符号化、変調してもよい。   3B, the error correction encoding method notification symbol, the modulation scheme notification symbol, and the mapping pattern notification symbol are represented as independent symbols, but information for notifying the error correction encoding method, The information for notifying the modulation scheme and the information for notifying the mapping pattern may be grouped together, and the grouped notification information may be encoded and modulated by the wireless reception device 400 as known.

本実施の形態では、無線受信装置４００が電波の受信状況を示す情報を無線送信装置３００に対してフィードバックし、無線送信装置３００が受信状況に基づいてＭＣＳを決定する構成について説明したが、無線受信装置４００が誤り訂正符号化の種類またはマッピングパターン等のＭＣＳを決定し、誤り訂正符号化の種類またはマッピングパターンの変更を要求する情報を無線送信装置３００にフィードバックする構成としてもよい。   In the present embodiment, the configuration has been described in which the wireless reception device 400 feeds back information indicating the reception status of radio waves to the wireless transmission device 300, and the wireless transmission device 300 determines the MCS based on the reception status. The receiving apparatus 400 may determine the MCS such as the error correction coding type or mapping pattern and feed back information requesting the change of the error correction coding type or mapping pattern to the wireless transmission apparatus 300.

さらに、本実施の形態は、無線受信装置４００がデマップと誤り訂正復号の反復を行う構成を持つ場合を説明したが、通信システムによっては、デマップと誤り訂正復号の反復を行わない無線受信装置も存在する。このとき、無線受信装置におけるデマップは、Ｇｒａｙマッピングパターンを用いた変調信号点のデマップを行い、デマップ時に求めた送信ビットに対する対数尤度比を用いて誤り訂正復号する場合が最適となる。よって、デマップと誤り訂正復号の反復を行えない無線受信装置に対応するためには、無線送信装置における基本のマッピングパターンをＧｒａｙマッピングパターンとしておき、デマップと誤り訂正復号の反復を行える無線受信装置が無線送信装置に対してマッピングパターンの変更を要求する、というシステムが望ましい。このとき、無線受信装置４００における受信状況通知情報生成部４０１が、無線送信装置３００に対してマッピングパターンの変更を要求する情報をフィードバックしてもよい。   Furthermore, although the present embodiment has described the case where the wireless reception device 400 has a configuration that repeats demapping and error correction decoding, depending on the communication system, there are wireless reception devices that do not repeat demapping and error correction decoding. Exists. At this time, the demapping in the radio reception apparatus is optimal when the modulation signal point is demapped using the Gray mapping pattern and error correction decoding is performed using the log likelihood ratio for the transmission bit obtained at the time of demapping. Therefore, in order to cope with a wireless reception device that cannot repeat demapping and error correction decoding, a wireless reception device that can repeat demapping and error correction decoding by setting a basic mapping pattern in the wireless transmission device as a Gray mapping pattern is provided. A system that requests the wireless transmission device to change the mapping pattern is desirable. At this time, the reception status notification information generation unit 401 in the wireless reception device 400 may feed back information requesting the wireless transmission device 300 to change the mapping pattern.

（第３の実施の形態）
第１の実施の形態および第２の実施の形態は、シングルストリーム送信に関する無線通信システムであったが、第３の実施の形態の無線送信装置および無線受信装置は、複数の誤り訂正符号化が導入されたマルチアンテナ通信システムにおけるマルチストリーム送信時の構成に関する。本実施の形態は、無線受信装置において受信される各ストリームの受信状況に応じて、変調の際のマッピングパターンを変更する構成を有する。 (Third embodiment)
The first embodiment and the second embodiment are wireless communication systems related to single stream transmission. However, the wireless transmission device and the wireless reception device of the third embodiment have a plurality of error correction encodings. The present invention relates to a configuration at the time of multi-stream transmission in the introduced multi-antenna communication system. The present embodiment has a configuration in which the mapping pattern at the time of modulation is changed according to the reception status of each stream received by the wireless reception device.

図９は、本実施の形態の無線送信装置５００の構成を示す図、図１０は、本実施の形態の無線受信装置６００の構成を示す図である。無線送信装置５００、無線受信装置６００の構成において、図８と同様の構成については、同一の名称、番号を付し、重複する説明を省略する。なお、本実施の形態は第１の実施の形態および第２の実施の形態と異なり、マルチストリーム送信であるので、説明上の便宜上、ストリームＡに関する装置構成については、構成に付した番号の末尾に「Ａ」を追加し、ストリームＢに関する装置構成については、構成に付した番号の末尾に「Ｂ」を追加してある。   FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of radio transmitting apparatus 500 according to the present embodiment, and FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of radio receiving apparatus 600 according to the present embodiment. In the configurations of the wireless transmission device 500 and the wireless reception device 600, the same configurations as those in FIG. 8 are denoted by the same names and numbers, and redundant description is omitted. Note that this embodiment is different from the first embodiment and the second embodiment in that it is multi-stream transmission. For convenience of explanation, the device configuration related to stream A is the end of the number assigned to the configuration. “A” is added to “B”, and “B” is added to the end of the number assigned to the configuration of the apparatus related to the stream B.

以下、図９および図１０を用いて本実施の形態における無線送信装置５００、無線受信装置６００の構成について説明する。無線送信装置５００は、通信を開始するにあたり、無線受信装置６００における受信ＳＮＲを測定するためのシンボルを予め送信する。このときの受信ＳＮＲ測定用フレームの構成を図３（ｃ）に示す。図３（ｃ）において、ヌルシンボルとは、無信号区間を表している。フレーム構成部１０８ＡはストリームＡ用の受信ＳＮＲ測定用のフレームを構成し、フレーム構成部１０８ＢはストリームＢ用の受信ＳＮＲ測定用のフレームを構成し、出力する。無線送信装置５００は、前記のようにして、受信ＳＮＲ測定用のフレームを構成し、無線部１０９Ａ、無線部１０９Ｂにおいて無線信号に変換して無線伝搬路へと出力する。   Hereinafter, the configuration of radio transmitting apparatus 500 and radio receiving apparatus 600 in the present embodiment will be described using FIG. 9 and FIG. Radio transmission apparatus 500 transmits in advance a symbol for measuring the reception SNR in radio reception apparatus 600 before starting communication. The configuration of the reception SNR measurement frame at this time is shown in FIG. In FIG.3 (c), the null symbol represents the no-signal area. The frame configuration unit 108A configures a reception SNR measurement frame for stream A, and the frame configuration unit 108B configures and outputs a reception SNR measurement frame for stream B. As described above, radio transmitting apparatus 500 configures a reception SNR measurement frame, and converts it into a radio signal in radio section 109A and radio section 109B and outputs it to a radio propagation path.

無線受信装置６００は、無線送信装置５００から出力された受信ＳＮＲ測定用のフレーム構成の無線信号を受信する。無線部２０１Ａ、２０１Ｂは、受信信号をダウンコンバートし、受信状況通知情報生成部４０１に出力する。受信状況通知情報生成部４０１は、無線部２０１Ａ、２０１Ｂから出力された受信フレームを用いて受信ＳＮＲの測定を行う。受信フレームの構成は図３（ｃ）に示す通りであるので、受信状況通知情報生成部４０１は、パイロットシンボルを用いてストリームＡ、Ｂの受信ＳＮＲを測定する。受信状況通知情報生成部４０１は、測定した受信ＳＮＲを受信状況通知情報として送信装置５００へとフィードバックする。   Radio receiving apparatus 600 receives a radio signal having a frame structure for reception SNR measurement output from radio transmitting apparatus 500. Radio sections 201 </ b> A and 201 </ b> B down-convert received signals and output the received signals to reception status notification information generating section 401. The reception status notification information generation unit 401 measures the reception SNR using the reception frames output from the radio units 201A and 201B. Since the configuration of the reception frame is as shown in FIG. 3C, the reception status notification information generation unit 401 measures the reception SNR of streams A and B using pilot symbols. The reception status notification information generation unit 401 feeds back the measured reception SNR to the transmission apparatus 500 as reception status notification information.

無線送信装置５００は、無線受信装置６００からフィードバックされた受信ＳＮＲ（受信状況通知情報）を用いて、情報ビットに施す誤り訂正符号化、変調方式、マッピングパターンの決定を行う。無線受信装置６００からフィードバックされた受信ＳＮＲは、ＭＣＳ決定部３０１に入力される。ＭＣＳ決定部３０１は、受信ＳＮＲに応じて、ストリームに施す誤り訂正符号化、変調方式、マッピングパターンの決定を行う。   Radio transmitting apparatus 500 uses received SNR (reception status notification information) fed back from radio receiving apparatus 600 to determine error correction coding, modulation scheme, and mapping pattern applied to information bits. The received SNR fed back from radio receiving apparatus 600 is input to MCS determining section 301. The MCS determination unit 301 determines error correction coding, modulation scheme, and mapping pattern to be applied to the stream according to the received SNR.

ＭＣＳ決定部３０１は、ストリームＡ、Ｂの受信ＳＮＲのうち、受信ＳＮＲの高い方のストリームに対してはＧｒａｙマッピングパターンを用いるよう決定する。このとき同時に、受信ＳＮＲの高い方のストリームに対して施す誤り訂正符号化、変調方式の決定を行う。一方、ＭＣＳ決定部３０１は、受信ＳＮＲの低い方のストリームに対しては、受信ＳＮＲに応じて、誤り訂正符号、変調方式、マッピングパターンを決定する。ＭＣＳ決定部３０１は、決定した各ストリームに対して施す誤り訂正符号化、変調方式、マッピングパターンをＭＣＳ情報として出力する。本実施の形態では、ストリームＡの受信ＳＮＲがストリームＢの受信ＳＮＲより高いものとして説明する。このようにしても一般性は失われない。   The MCS determination unit 301 determines to use the Gray mapping pattern for the stream having the higher reception SNR among the reception SNRs of the streams A and B. At the same time, error correction coding and modulation scheme to be performed on the stream having the higher received SNR are determined. On the other hand, the MCS determination unit 301 determines an error correction code, a modulation scheme, and a mapping pattern for a stream having a lower reception SNR according to the reception SNR. The MCS determination unit 301 outputs error correction coding, modulation scheme, and mapping pattern applied to each determined stream as MCS information. In the present embodiment, it is assumed that the received SNR of stream A is higher than the received SNR of stream B. Even in this way, generality is not lost.

ここでは、２つのストリームＡ、Ｂを送信する場合を例として説明しているが、本実施の形態は、３つ以上のストリームを送信する場合にも適用できる。例えば、ストリームＡ〜Ｃの３つのストリームを送信する場合を例として説明する。この場合、ＭＣＳ決定部３０１は、受信ＳＮＲが最も低いストリームを除く２つのストリームに対してはＧｒａｙマッピングパターンを用いるように決定し、受信ＳＮＲが最も低いストリームに対しては、受信ＳＮＲに応じて、誤り訂正符号、変調方式、マッピングパターンを決定する。   Here, a case where two streams A and B are transmitted has been described as an example, but the present embodiment can also be applied to a case where three or more streams are transmitted. For example, a case where three streams A to C are transmitted will be described as an example. In this case, the MCS determination unit 301 determines to use the Gray mapping pattern for the two streams except the stream with the lowest received SNR, and according to the received SNR for the stream with the lowest received SNR. Then, an error correction code, a modulation scheme, and a mapping pattern are determined.

無線送信装置５００は、決定したＭＣＳ情報に応じて、各ストリームの送信信号を生成し、無線伝搬路へと出力する。送信信号の生成方法については、第２の実施の形態と同様である。但し、このときの送信信号のフレーム構成は、図３（ｄ）に示すように、第２の実施の形態の場合（図３（ｂ）参照）のフレーム構成と異なり、ストリームごとにパイロットシンボルの配置パターンが異なっている。図３（ｄ）のようなパイロットシンボルの配置にすることで、各ストリームが伝搬するチャネルの推定値を得ることができる。   Radio transmitting apparatus 500 generates a transmission signal for each stream according to the determined MCS information, and outputs the transmission signal to the radio propagation path. The transmission signal generation method is the same as that in the second embodiment. However, the frame structure of the transmission signal at this time is different from the frame structure of the second embodiment (see FIG. 3B), as shown in FIG. The arrangement pattern is different. By arranging the pilot symbols as shown in FIG. 3D, it is possible to obtain an estimated value of the channel through which each stream propagates.

無線受信装置６００は、無線送信装置５００から出力された送信信号を受信する。無線受信装置６００は、チャネル推定部２０２、ＭＣＳ情報再生部２０３において受信信号からチャネル推定、ＭＣＳ情報の再生を行う。このときの処理は、第２の実施の形態と同様である。   The wireless reception device 600 receives the transmission signal output from the wireless transmission device 500. Radio receiving apparatus 600 performs channel estimation and MCS information reproduction from the received signal in channel estimation section 202 and MCS information reproduction section 203. The processing at this time is the same as in the second embodiment.

ＭＩＭＯ検波部６０１は、ＭＣＳ情報再生部２０３から出力されたＭＣＳ情報、チャネル推定部２０２から出力されたチャネル推定値を用いて、無線部２０１Ａ、２０１Ｂから出力された空間多重信号の検波を行う。ＭＩＭＯ検波部６０１は、入力されたＭＣＳ情報から各ストリームに施されている変調方式、マッピングパターンを得る。ＭＩＭＯ検波部６０１は、変調方式、マッピングパターンに応じた空間多重信号の検波を行う。このときの検波には、チャネル推定部２０２から出力されたチャネル推定値が用いられる。空間多重信号の検波方法には種々あり、ＺＦ（Zero Forcing）あるいはＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）規範の空間フィルタリング後の信号をシングルストリーム送信時と同様の検波を行う方式、または、空間多重信号から直接に送信ビットに対する対数尤度比を生成するＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）方式などがある。本実施の形態では、ＭＩＭＯ検波部６０１は、いずれかの検波方式を用いて送信ビットに対する対数尤度比を生成する。このとき、ＭＩＭＯ検波部６０１は、受信ＳＮＲが高い方のＧｒａｙマッピングパターンが用いられているストリームにおける送信ビットに対する対数尤度比を生成し、出力する。   MIMO detection section 601 uses the MCS information output from MCS information reproduction section 203 and the channel estimation value output from channel estimation section 202 to detect spatially multiplexed signals output from radio sections 201A and 201B. The MIMO detector 601 obtains the modulation scheme and mapping pattern applied to each stream from the input MCS information. A MIMO detection unit 601 detects a spatially multiplexed signal according to a modulation scheme and a mapping pattern. The channel estimation value output from the channel estimation unit 202 is used for detection at this time. There are various detection methods for spatially multiplexed signals, such as a method for detecting the signal after spatial filtering in accordance with ZF (Zero Forcing) or MMSE (Minimum Mean Square Error) standard, as in the case of single stream transmission, or from a spatially multiplexed signal. There is an MLD (Maximum Likelihood Detection) method that directly generates a log likelihood ratio for transmission bits. In the present embodiment, MIMO detection section 601 generates a log likelihood ratio for transmission bits using any detection method. At this time, the MIMO detection unit 601 generates and outputs a log likelihood ratio for the transmission bits in the stream in which the Gray mapping pattern with the higher reception SNR is used.

以下、デインタリーブ部２０７Ａ、畳込み復号部２０９Ａ、ＬＤＰＣ復号部２１０Ａ、選択部２１１Ａ、硬判定部２１２Ａにおける受信処理は、第２の実施の形態と同様である。但し、このとき畳込み復号部２０９ＡからＭＩＭＯ検波部６０１への送信ビットに対する対数事前確率比のフィードバックは行わない。畳込み復号部２０９Ａは、生成した符号ビットに対する対数事後確率比を選択部２１１Ａに出力する。   Hereinafter, the reception processing in the deinterleaving unit 207A, the convolutional decoding unit 209A, the LDPC decoding unit 210A, the selection unit 211A, and the hard decision unit 212A is the same as that in the second embodiment. However, at this time, the logarithmic prior probability ratio is not fed back to the transmission bit from the convolutional decoding unit 209A to the MIMO detection unit 601. The convolution decoding unit 209A outputs the log posterior probability ratio to the generated code bit to the selection unit 211A.

次に、無線受信装置６００は、ストリーム間干渉除去部６０２において、空間多重された受信信号のストリーム間干渉の除去を行う。ストリーム間干渉除去部６０２には、無線部２０１Ａ、２０１Ｂから出力された受信信号、硬判定部２１２Ａから出力されたストリームＡの硬判定後のビット、チャネル推定部２０２から出力されたチャネル推定値、ＭＣＳ情報再生部２０３から出力されたＭＣＳ情報が入力される。ストリーム間干渉除去部６０２は、入力されたＭＣＳ情報に基づき、干渉レプリカ信号を生成する。ここで干渉レプリカ信号とは、受信した空間多重信号において、着目するストリーム成分にとってストリーム間干渉となっている信号成分のことを表している。ここでは、ストリーム間干渉除去部６０２は、ストリームＢに対してストリーム間干渉となっているストリームＡの干渉レプリカ信号を生成する。   Next, radio reception apparatus 600 performs inter-stream interference removal section 602 to remove inter-stream interference of the spatially multiplexed received signal. In the inter-stream interference removing unit 602, the received signal output from the radio units 201A and 201B, the bit after the hard decision of the stream A output from the hard decision unit 212A, the channel estimation value output from the channel estimation unit 202, The MCS information output from the MCS information reproducing unit 203 is input. The inter-stream interference removal unit 602 generates an interference replica signal based on the input MCS information. Here, the interference replica signal represents a signal component that causes inter-stream interference for the stream component of interest in the received spatially multiplexed signal. Here, the inter-stream interference removing unit 602 generates an interference replica signal of the stream A that is inter-stream interference with the stream B.

ストリーム間干渉除去部６０２は、硬判定部２１２Ａから入力されたストリームＡの硬判定ビットを用いて干渉レプリカ信号を生成する。まず、ストリーム間干渉除去部６０２は、入力されたＭＣＳ情報に基づいて、入力された硬判定ビットを再度誤り訂正符号化、変調を行う。このときの誤り訂正符号化、変調の処理は、無線送信装置５００における選択部１０１Ａ、畳込み符号化部１０２Ａ、ＬＤＰＣ符号化部１０３Ａ、インタリーブ部１０４Ａ、選択部３０２Ａ、ＭＳＰＬマップ部１０５Ａ、Ｇｒａｙマップ部１０６Ａ、選択部１０７Ａの処理と同様である。ストリーム間干渉除去部６０２は、前記のようにして硬判定ビットからストリームＡによって送信されたシンボルを生成する。   The inter-stream interference removal unit 602 generates an interference replica signal using the hard decision bit of the stream A input from the hard decision unit 212A. First, the inter-stream interference removal unit 602 performs error correction coding and modulation on the input hard decision bit again based on the input MCS information. Error correction coding and modulation processing at this time are performed by the selection unit 101A, convolutional coding unit 102A, LDPC coding unit 103A, interleaving unit 104A, selection unit 302A, MSPL map unit 105A, and Gray map in the wireless transmission device 500. The processing is the same as that of the unit 106A and the selection unit 107A. The inter-stream interference cancellation unit 602 generates the symbol transmitted by the stream A from the hard decision bits as described above.

ストリーム間干渉除去部６０２は、生成したストリームＡによって送信されたシンボルに対して、チャネル推定部２０２から出力されたチャネル推定値のうち、ストリームＡが伝搬してきたチャネルの推定値を乗算する。このようにすることで、ストリーム間干渉除去部６０２は、ストリームＢに対してストリーム間干渉となっているストリームＡのレプリカ信号を生成することができる。   The inter-stream interference cancellation unit 602 multiplies the symbol transmitted by the generated stream A by the channel estimation value that the stream A has propagated among the channel estimation values output from the channel estimation unit 202. In this way, the inter-stream interference removing unit 602 can generate a stream A replica signal that causes inter-stream interference with respect to the stream B.

ストリーム間干渉除去部６０２は、無線部２０１Ａ、２０１Ｂから出力された受信信号のストリーム間干渉の除去を行う。無線部２０１Ａ、２０１Ｂから出力される受信信号には、ストリームＡによる干渉信号成分が含まれているので、ストリーム間干渉除去部６０２は、受信信号に含まれるストリームＡによる干渉信号成分を除去する。このときの除去には、生成したストリームＡの干渉レプリカ信号が用いられる。ストリーム間干渉除去部６０２は、ストリーム間干渉除去後の信号を出力する。   The inter-stream interference removing unit 602 removes the inter-stream interference of the reception signals output from the radio units 201A and 201B. Since the reception signals output from the radio units 201A and 201B include the interference signal component due to the stream A, the inter-stream interference removal unit 602 removes the interference signal component due to the stream A included in the reception signal. For the removal at this time, the generated interference replica signal of the stream A is used. The inter-stream interference cancellation unit 602 outputs a signal after the inter-stream interference cancellation.

合成部６０３は、ストリーム間干渉除去部６０２から出力された信号の合成を行う。ストリーム間干渉除去部６０２から出力された信号は、アンテナＡ及びアンテナＢによって受信されたストリームＢの信号成分とみなすことができる。よって合成部６０３は、ストリームＢの信号成分とみなしたストリーム間干渉除去部６０２からの出力信号を合成する。合成部６０３が用いる合成としては、選択合成、等利得合成、最大比合成などが用いられる。合成部６０３は、合成方法を用いて合成したストリームＢに相当する受信信号を出力する。   The combining unit 603 combines the signals output from the inter-stream interference removing unit 602. The signal output from the inter-stream interference removing unit 602 can be regarded as the signal component of the stream B received by the antenna A and the antenna B. Therefore, the synthesis unit 603 synthesizes the output signal from the inter-stream interference removal unit 602 that is regarded as the signal component of the stream B. As the synthesis used by the synthesis unit 603, selection synthesis, equal gain synthesis, maximum ratio synthesis, or the like is used. The combining unit 603 outputs a reception signal corresponding to the stream B combined using the combining method.

合成後のストリームＢに相当する受信信号の受信処理については、第２の実施の形態と同様である。無線受信装置６００は、ストリームＢに相当する受信信号の受信処理を行い、硬判定部２１２ＢからストリームＢの硬判定ビットを出力する。並直列変換部６０４は、無線送信装置５００における直並列変換部５０１の逆処理を行い、ストリームＡ、Ｂによって送信されたビットの並べ替えを行い、出力する。無線受信装置６００は、上記のようにして復号ビットを得る。以上、第３の実施の形態の無線送信装置５００、無線受信装置６００について説明した。   The reception process for the reception signal corresponding to the combined stream B is the same as in the second embodiment. Radio receiving apparatus 600 performs reception processing of a received signal corresponding to stream B, and outputs a hard decision bit of stream B from hard decision unit 212B. The parallel-serial converter 604 performs reverse processing of the serial-parallel converter 501 in the wireless transmission device 500, rearranges the bits transmitted by the streams A and B, and outputs the result. Radio receiving apparatus 600 obtains the decoded bits as described above. The wireless transmission device 500 and the wireless reception device 600 of the third embodiment have been described above.

［第３の実施の形態の効果］
第３の実施の形態は、マルチストリーム送信において、受信ＳＮＲの高いストリームに対してＧｒａｙのマッピングパターンを採用している。そして、無線受信装置６００は、空間多重された受信信号のうち、受信ＳＮＲが高く、かつ、マッピングパターンがＧｒａｙのストリームから干渉レプリカ信号を生成し、無線受信装置６００は、空間多重された受信信号のストリーム間干渉の除去を行っている。干渉レプリカ信号を生成する際には、反復デマップを行うことが困難であるが、本実施の形態の構成により、受信ＳＮＲが高く、かつ１回のデマップに適したＧｒａｙマッピングパターンによって変調されたストリームの干渉レプリカ信号を生成するので、受信特性の良い干渉レプリカ信号を生成できる。これにより、適切に干渉信号を除去することができ、無線受信装置６００における受信特性を高めることができる。 [Effect of the third embodiment]
The third embodiment employs a Gray mapping pattern for a stream having a high reception SNR in multi-stream transmission. Radio receiving apparatus 600 generates an interference replica signal from a stream having a high received SNR and a mapping pattern of Gray among the spatially multiplexed received signals, and radio receiving apparatus 600 receives the spatially multiplexed received signal. The inter-stream interference is removed. When generating an interference replica signal, it is difficult to perform iterative demapping, but with the configuration of the present embodiment, a stream having a high received SNR and modulated by a Gray mapping pattern suitable for one demapping Therefore, an interference replica signal with good reception characteristics can be generated. Thereby, an interference signal can be appropriately removed, and reception characteristics in radio receiving apparatus 600 can be improved.

なお、もし、受信ＳＮＲが高いストリームに対してＧｒａｙ以外のマッピングパターンによる変調を行った場合、無線受信装置６００におけるＭＩＭＯ検波部６０１によって生成される送信ビットに対する対数尤度比の精度が劣化する。これは、マッピングパターンにＧｒａｙ以外のものを用いた場合、送信ビットの最小信号点間距離が、Ｇｒａｙマッピングパターンと比較して小さくなるためである。   Note that if modulation with a mapping pattern other than Gray is performed on a stream having a high reception SNR, the accuracy of the log likelihood ratio for the transmission bits generated by the MIMO detection unit 601 in the radio reception apparatus 600 deteriorates. This is because when a mapping pattern other than Gray is used, the distance between the minimum signal points of transmission bits is smaller than that of the Gray mapping pattern.

また、本実施の形態では、受信ＳＮＲが高いストリーム即ち受信品質の良いストリームに対しては、マッピングパターンをＧｒａｙとした変調方式を用いることで、当該ストリームの受信特性を高めている。   Also, in this embodiment, for a stream with a high reception SNR, that is, a stream with good reception quality, the reception characteristic of the stream is enhanced by using a modulation scheme with a mapping pattern of Gray.

本実施の形態は、無線送信装置５００がマルチストリーム送信する場合を例示したが、複数の無線送信装置５００が１つの無線受信装置６００に対して空間多重接続する場合にも適用できる。このとき、複数の無線送信装置５００は、図８に示す無線送信装置３００の構成を採ればよい。このときの複数の無線送信装置と１つの無線受信装置との間のシグナリングは図１１のようになる。   Although this embodiment exemplifies the case where the wireless transmission device 500 performs multi-stream transmission, the present embodiment can also be applied to a case where a plurality of wireless transmission devices 500 are spatially multiplexed with one wireless reception device 600. At this time, the plurality of wireless transmission devices 500 may adopt the configuration of the wireless transmission device 300 illustrated in FIG. Signaling between a plurality of wireless transmission devices and one wireless reception device at this time is as shown in FIG.

図１１は、複数の送信装置を端末Ａ、Ｂとし、１つの受信装置を基地局と表記している。まず、基地局は端末Ａ、Ｂに対してパイロットシンボルの送信方法を通知する信号を送信する（Ｓ１）。端末Ａ、Ｂは、基地局から通知されたパイロットシンボルの送信方法に応じてパイロットシンボルを構成し、送信する（Ｓ２）。このときのパイロットシンボルの構成は、図３（ｃ）の通りである。図３（ｃ）に示すストリームＡに相当するフレームを端末Ａが送信し、ストリームＢに相当するフレームを端末Ｂが送信する。   In FIG. 11, a plurality of transmission apparatuses are represented as terminals A and B, and one reception apparatus is represented as a base station. First, the base station transmits a signal notifying the terminal A and B of the pilot symbol transmission method (S1). Terminals A and B configure and transmit pilot symbols according to the pilot symbol transmission method notified from the base station (S2). The configuration of the pilot symbols at this time is as shown in FIG. Terminal A transmits a frame corresponding to stream A shown in FIG. 3C, and terminal B transmits a frame corresponding to stream B.

基地局は、端末Ａ、Ｂから送信されたパイロットシンボルを用いて各端末Ａ、Ｂから送信されるストリームの受信ＳＮＲを測定する。基地局は、測定した受信ＳＮＲに応じて、各端末Ａ、Ｂが適用すべきＭＣＳ、すなわち、誤り訂正符号化、変調方式、マッピングパターンを決定する（Ｓ３）。ここで、基地局は受信ＳＮＲの高いストリームに対しては、Ｇｒａｙマッピングパターンを用いるよう割当てる。   The base station measures the reception SNR of the streams transmitted from the terminals A and B using the pilot symbols transmitted from the terminals A and B. The base station determines the MCS to be applied to each of the terminals A and B, that is, error correction coding, modulation scheme, and mapping pattern, according to the measured received SNR (S3). Here, the base station assigns a Gray mapping pattern to a stream having a high received SNR.

基地局は、ステップＳ１において決定した誤り訂正符号化、変調方式、マッピングパターンを端末Ａ、Ｂに通知する（Ｓ４）。端末Ａ、Ｂは、通知された誤り訂正符号化、変調方式、マッピングパターンを用いて情報ビットからデータシンボルを生成する。端末Ａ、Ｂは生成したデータシンボルから送信フレームを構成する（Ｓ５）。   The base station notifies the terminals A and B of the error correction coding, modulation scheme, and mapping pattern determined in step S1 (S4). Terminals A and B generate data symbols from information bits using the notified error correction coding, modulation scheme, and mapping pattern. Terminals A and B constitute a transmission frame from the generated data symbols (S5).

端末Ａ、Ｂは、ステップＳ２により構成した送信フレームを基地局へ送信する（Ｓ６）。基地局は、受信装置６００の受信構成をもって受信処理を行う（Ｓ７）。以上のシグナリングを行うことで、本実施の形態を、複数の端末が１つの受信装置へと空間多重接続する場合に適用できる。   Terminals A and B transmit the transmission frame configured in step S2 to the base station (S6). The base station performs reception processing with the reception configuration of the reception device 600 (S7). By performing the above signaling, this embodiment can be applied to a case where a plurality of terminals make a spatial multiplexing connection to one receiving apparatus.

本発明は、誤り訂正符号の種類に応じて適切なマッピングパターンを用いて変調することができるので、受信信号の誤りを訂正する能力を改善することができるというすぐれた効果を有し、無線通信システムにおいて、符号化変調を行う無線送信装置および無線受信装置等として有用である。   Since the present invention can perform modulation using an appropriate mapping pattern according to the type of error correction code, it has an excellent effect of improving the ability to correct an error in a received signal, and can be used for wireless communication. In the system, it is useful as a wireless transmission device and a wireless reception device that perform coded modulation.

第１の実施の形態の無線通信システムの構成を示す図The figure which shows the structure of the radio | wireless communications system of 1st Embodiment. Ｇｒａｙ Ｌａｂｅｌｉｎｇに基づく信号点の一例を示す図The figure which shows an example of the signal point based on Gray Labeling （ａ）第１の実施の形態における送信フレームの例を示す図（ｂ）第２の実施の形態における送信フレームの例を示す図（ｃ）第３の実施の形態における受信ＳＮＲ測定用フレームの例を示す図（ｄ）第３の実施の形態における送信フレームの例を示す図(A) A diagram showing an example of a transmission frame in the first embodiment (b) A diagram showing an example of a transmission frame in the second embodiment (c) A reception SNR measurement frame in the third embodiment FIG. 4D shows an example of a transmission frame in the third embodiment. 受信信号に対する候補信号点の例を示す図The figure which shows the example of the candidate signal point with respect to a received signal （ａ）畳み込み符号のトレリスの例を示す図（ｂ）対数前向き確率比α~（ｓ，ｔ）を求める例を示す図（ｃ）対数後ろ向き確率β~（ｓ，ｔ−１）を求める例を示す図（ｄ）事後確率の対数値（対数事後確率）の求め方を模式的に示す図(A) A diagram showing an example of a trellis of a convolutional code (b) A diagram showing an example of obtaining a log forward probability ratio α ~ (s, t) (c) An example of obtaining a log backward probability β ~ (s, t-1) (D) The figure which shows the method of calculating | requiring the logarithm value (logarithmic posterior probability) of posterior probability （ａ）前向き計算後の各ノードに対する前向き確率の対数値を示す図（ｂ）後ろ向き計算後の各ノードに対する後ろ向き確率の対数値を示す図(A) Diagram showing logarithmic value of forward probability for each node after forward calculation (b) Diagram showing logarithm value of backward probability for each node after backward calculation （ａ）送信ビットの信号点間距離を最上位ビットに着目して示す図（ｂ）送信ビットの信号点間距離を上位から２番目のビットに着目して示す図（ｃ）送信ビットの信号点間距離を上位から３番目のビットに着目して示す図（ｄ）送信ビットの信号点間距離を最下位ビットに着目して示す図(A) Diagram showing distance between signal points of transmission bits focusing on most significant bit (b) Diagram showing distance between signal points of transmission bits focusing on second highest bit (c) Signal of transmission bits The figure which shows the distance between points paying attention to the 3rd bit from the upper part. 第２の実施の形態の無線通信システムの構成を示す図The figure which shows the structure of the radio | wireless communications system of 2nd Embodiment. 第３の実施の形態の無線送信装置の構成を示す図The figure which shows the structure of the radio | wireless transmitter of 3rd Embodiment. 第３の実施の形態の無線受信装置の構成を示す図The figure which shows the structure of the radio | wireless receiver of 3rd Embodiment. 第３の実施の形態の変形例に係る構成のシグナリングを示す図The figure which shows the signaling of the structure which concerns on the modification of 3rd Embodiment. 従来の無線通信システムの構成を示す図The figure which shows the structure of the conventional radio | wireless communications system マップ部で用いるマッピングパターンの例を示す図The figure which shows the example of the mapping pattern used in a map part

符号の説明Explanation of symbols

１００ 無線送信装置
１０１ 選択部
１０２ 畳み込み符号化部
１０３ ＬＤＰＣ符号化部
１０４ インタリーブ部
１０５ ＭＳＰＬマップ部
１０６ Ｇｒａｙマップ部
１０７ 選択部
１０８ フレーム構成部
１０９ 無線部
２００ 無線受信装置
２０１ 無線部
２０２ チャネル推定部
２０３ ＭＣＳ情報再生部
２０４ 選択部
２０５ ＭＳＰＬデマップ部
２０６ Ｇｒａｙデマップ部
２０７ デインタリーブ部
２０８ インタリーブ部
２０９ 畳み込み復号部
２１０ ＬＤＰＣ復号部
２１１ 選択部
２１２ 硬判定部
３００ 無線送信装置
３０１ ＭＣＳ決定部
３０２ 選択部
４００ 無線受信装置
４０１ 受信状況通知情報生成部
４０２ 選択部
５００ ＭＩＭＯ無線送信装置
５０１ 直並列変換部
６００ ＭＩＭＯ無線受信装置
６０１ ＭＩＭＯ検波部
６０２ ストリーム間干渉除去部
６０３ 合成部
６０４ 直並列変換部
１０００ 無線送信装置
１００１ 誤り訂正符号化部
１００２ インタリーブ部
１００３ マップ部
１００４ 無線部
１１００ 無線受信装置
１１０１ 無線部
１１０２ デマップ部
１１０３ デインタリーブ部
１１０４ インタリーブ部
１１０５ 誤り訂正復号部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Radio transmission apparatus 101 Selection part 102 Convolutional encoding part 103 LDPC encoding part 104 Interleaving part 105 MSPL map part 106 Gray map part 107 Selection part 108 Frame structure part 109 Radio | wireless part 200 Radio receiving apparatus 201 Radio | wireless part 202 Channel estimation part 203 MCS information reproduction unit 204 selection unit 205 MSPL demapping unit 206 Gray demapping unit 207 deinterleaving unit 208 interleaving unit 209 convolution decoding unit 210 LDPC decoding unit 211 selection unit 212 hard decision unit 300 wireless transmission device 301 MCS determination unit 302 selection unit 400 wireless Reception device 401 Reception status notification information generation unit 402 Selection unit 500 MIMO wireless transmission device 501 Series-parallel conversion unit 600 MIMO wireless reception device 601 MIMO detection unit 602 Inter-stream interference cancellation Unit 603 Combining Unit 604 Series-Parallel Conversion Unit 1000 Radio Transmission Device 1001 Error Correction Coding Unit 1002 Interleaving Unit 1003 Map Unit 1004 Radio Unit 1100 Radio Reception Device 1101 Radio Unit 1102 Demap Unit 1103 Deinterleave Unit 1104 Interleave Unit 1105 Error Correction Decoding Unit

Claims (23)

複数の誤り訂正符号化を行うことができる無線送信装置であって、送信データを符号化した誤り訂正符号の種類に応じて異なるマッピングパターンを用いて、誤り訂正符号化後のビットを変調信号点へマッピングして変調信号を生成する無線送信装置。   A wireless transmission apparatus capable of performing a plurality of error correction encodings, wherein different bits are used to modulate the bits after error correction encoding using a mapping pattern depending on the type of error correction code in which transmission data is encoded. A wireless transmission device that generates a modulated signal by mapping to a signal. 反復デマップに用いられる符号によって誤り訂正符号化を行った場合には、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンを用い、反復デマップ以外のデマップに用いられる符号によって誤り訂正符号化を行った場合には、Ｇｒａｙマッピングパターンを用いて、誤り訂正符号化後のビットをマッピングする請求項１に記載の無線送信装置。   When error correction coding is performed using a code used for iterative demapping, a mapping pattern in which adjacent signal point mapping differs by 2 bits or more is used, and error correction coding is performed using a code used for demapping other than iterative demapping. In this case, the radio transmitting apparatus according to claim 1, wherein the bit after error correction coding is mapped using a Gray mapping pattern. ＬＤＰＣ符号によって誤り訂正符号化を行った場合には、Ｇｒａｙマッピングパターンを用いて、誤り訂正符号化後のビットをマッピングする請求項２に記載の無線送信装置。   The radio transmission apparatus according to claim 2, wherein when error correction coding is performed using an LDPC code, bits after error correction coding are mapped using a Gray mapping pattern. 送信データに対して、反復デマップに用いられる符号によって誤り訂正符号化を行う第１の符号化部と、
前記第１の符号化部による誤り訂正符号化後のビットをインタリーブするインタリーブ部と、
インタリーブされたビットを、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンを用いて変調信号点へマッピングして変調信号を生成する第１のマップ部と、
送信データに対して、反復デマップ以外のデマップに用いられる符号によって誤り訂正符号化を行う第２の符号化部と、
前記第２の符号化部による誤り訂正符号化後のビットをＧｒａｙマッピングパターンを用いて変調信号点へマッピングして変調信号を生成する第２のマップ部と、
前記第１のマップ部にて生成される変調信号と前記第２のマップ部にて生成される変調信号のうち、送信信号として用いる変調信号を選択する選択部と、
選択された変調信号を無線受信装置に対して送信する無線部と、
を備えた無線送信装置。 A first encoding unit that performs error correction encoding on transmission data using a code used for iterative demapping;
An interleaving unit that interleaves bits after error correction coding by the first coding unit;
A first map unit that maps the interleaved bits to modulation signal points using a mapping pattern in which adjacent signal point mapping differs by 2 bits or more, and generates a modulation signal;
A second encoding unit that performs error correction encoding on transmission data using a code used for demapping other than iterative demapping;
A second map unit that maps a bit after error correction encoding by the second encoding unit to a modulation signal point using a Gray mapping pattern, and generates a modulation signal;
A selection unit that selects a modulation signal to be used as a transmission signal among the modulation signal generated by the first map unit and the modulation signal generated by the second map unit;
A radio unit for transmitting the selected modulation signal to the radio receiving device; and
A wireless transmission device comprising: 前記第１の符号化部は、畳込み符号化を行う請求項４に記載の無線送信装置。   The wireless transmission device according to claim 4, wherein the first encoding unit performs convolutional encoding. 前記第１のマップ部は、入力されたビットをＭＳＰＬマッピングパターンを用いた変調信号点へマッピングする請求項４に記載の無線送信装置。   The radio transmitting apparatus according to claim 4, wherein the first map unit maps an input bit to a modulation signal point using an MSPL mapping pattern. 前記第２の符号化部は、ＬＤＰＣ符号化を行う請求項４に記載の無線送信装置。   The radio transmission apparatus according to claim 4, wherein the second encoding unit performs LDPC encoding. 受信信号を、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンから構成される候補信号点を用いてデマップする第１のデマップ部と、
前記第１のデマップ部から出力された送信ビットに対する対数尤度比あるいは対数外部値比をデインタリーブするデインタリーブ部と、
前記デインタリーブ後の対数尤度比あるいは対数外部値比を用いて軟入力軟出力の復号を行う第１の復号部と、
前記第１の復号部から出力される符号ビットに対する対数外部値比をインタリーブするインタリーブ部と、
受信信号をＧｒａｙマッピングパターンから構成される候補信号点を用いてデマップする第２のデマップ部と、
前記第２のデマップ部から出力された送信ビットに対する対数尤度比を用いて軟入力軟出力復号を行う第２の復号部と、
前記第１の復号部から出力される符号ビットに対する対数事後確率比と前記第２の復号部から出力される符号ビットに対する対数事後確率比のいずれかを、受信信号に施されている誤り訂正符号化あるいは変調方式に基づいて選択する選択部と、
を備えた無線受信装置。 A first demapping unit for demapping a received signal using candidate signal points configured from mapping patterns in which mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more;
A deinterleaving unit for deinterleaving a log likelihood ratio or a logarithmic external value ratio for the transmission bits output from the first demapping unit;
A first decoding unit that performs soft input / soft output decoding using the log likelihood ratio or the logarithmic external value ratio after the deinterleaving;
An interleaving unit for interleaving a logarithmic external value ratio with respect to a code bit output from the first decoding unit;
A second demapping unit for demapping the received signal using candidate signal points composed of Gray mapping patterns;
A second decoding unit that performs soft input / soft output decoding using a log likelihood ratio with respect to a transmission bit output from the second demapping unit;
An error correction code in which a logarithmic posterior probability ratio with respect to a code bit output from the first decoding unit and a logarithmic posterior probability ratio with respect to a code bit output from the second decoding unit are applied to a received signal A selection unit for selecting based on the conversion or modulation method;
A wireless receiving device. 前記第１のデマップ部と前記第１の復号部は、前記デインタリーブ部及び前記インタリーブ部を介して前記送信ビットに対する対数尤度比あるいは対数外部値比、前記符号ビットに対する対数外部値比のやり取りを行い、デマップと軟入力軟出力の復号を反復して行う請求項８に記載の無線受信装置。   The first demapping unit and the first decoding unit exchange log likelihood ratios or logarithmic external value ratios for the transmission bits and logarithmic external value ratios for the code bits via the deinterleaving unit and the interleaving unit. The radio reception apparatus according to claim 8, wherein the demapping and the soft input / soft output decoding are repeatedly performed. 無線送信装置であって、データの送信先である無線受信装置の電波の受信状況に応じて異なるマッピングパターンを用いて送信ビットを変調信号点へマッピングして変調信号を生成する無線送信装置。   A wireless transmission device that generates a modulation signal by mapping transmission bits to modulation signal points using different mapping patterns according to radio wave reception conditions of a wireless reception device that is a data transmission destination. データの送信先である無線受信装置における電波の受信状況を示す情報を、前記無線受信装置から受信する受信状況情報受信部と、
前記受信状況に基づいてマッピングパターンを決定するＭＣＳ決定部と、
前記ＭＣＳ決定部に決定されたマッピングパターンで送信ビットをマッピングして変調信号を生成するマップ部と、
前記マップ部にて生成された変調信号を送信する無線部と、
を備える無線送信装置。 Information indicating the reception status of radio waves in the wireless reception device that is the data transmission destination, a reception status information receiving unit that receives from the wireless reception device;
An MCS determination unit that determines a mapping pattern based on the reception status;
A map unit for mapping a transmission bit with a mapping pattern determined by the MCS determination unit to generate a modulated signal;
A radio unit for transmitting the modulation signal generated by the map unit;
A wireless transmission device comprising: 前記ＭＣＳ決定部は、前記受信状況が所定の閾値より悪い場合に、誤り訂正符号化方式として反復デマップに用いられる符号を選択し、前記受信状況が所定の閾値より良い場合に、誤り訂正符号化方式として反復デマップ以外のデマップに用いられる符号を選択する請求項１１に記載の無線送信装置。   The MCS determination unit selects a code used for iterative demapping as an error correction coding scheme when the reception situation is worse than a predetermined threshold, and when the reception situation is better than a predetermined threshold, error correction coding The radio transmission apparatus according to claim 11, wherein a code used for demapping other than repetitive demapping is selected as a method. 前記ＭＣＳ決定部は、前記受信状況が所定の閾値より悪い場合に、マッピングパターンとして隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンを選択し、前記受信状況が所定の閾値より良い場合に、Ｇｒａｙマッピングパターンを選択する請求項１１に記載の無線送信装置。   The MCS determination unit selects a mapping pattern in which the mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more as a mapping pattern when the reception status is worse than a predetermined threshold, and when the reception status is better than the predetermined threshold, Gray The wireless transmission device according to claim 11, wherein a mapping pattern is selected. 前記無線部は、前記無線受信装置における電波の受信状況を測定するための受信状況測定用フレームを送信すると共に、当該受信状況測定用フレームを送信したときの送信電力と同一の送信電力で前記変調信号を送信する請求項１１に記載の無線送信装置。   The radio unit transmits a reception status measurement frame for measuring a radio wave reception status in the radio reception device, and the modulation with the same transmission power as the transmission power when the reception status measurement frame is transmitted. The wireless transmission device according to claim 11, which transmits a signal. 無線送信装置から送信される電波の受信状況に応じて、誤り訂正符号化の種類またはマッピングパターンの変更を要求する情報を前記無線送信装置にフィードバックする無線受信装置。   A wireless reception device that feeds back, to the wireless transmission device, information requesting a change in the type of error correction coding or a mapping pattern in accordance with the reception status of a radio wave transmitted from the wireless transmission device. ＭＩＭＯ無線送信装置であって、データの送信先である無線受信装置における電波の受信状況に応じて、ビットをマッピングする際のマッピングパターンをストリーム単位で決定し、決定されたマッピングパターンを用いて前記ストリーム単位で送信ビットをマッピングして変調信号を生成するＭＩＭＯ無線送信装置。   A MIMO radio transmitting apparatus, wherein a mapping pattern for mapping bits is determined in units of streams according to radio wave reception status in a radio receiving apparatus that is a data transmission destination, and the determined mapping pattern is used to determine the mapping pattern. A MIMO wireless transmission apparatus that generates a modulated signal by mapping transmission bits in units of streams. ＭＩＭＯ無線送信装置であって、
複数のアンテナから送信されたそれぞれの電波の無線受信装置における受信状況を示す情報を、前記無線受信装置から受信する受信状況情報受信部と、
前記受信状況に基づいて、前記各アンテナから送信されるストリーム単位でマッピングパターンを決定するＭＣＳ決定部と、
前記ＭＣＳ決定部に決定されたマッピングパターンを用いて前記ストリーム単位で送信ビットをマッピングして変調信号を生成するマップ部と、
前記マップ部にてマッピングされた変調信号を前記複数のアンテナから送信する無線部と、
を備えたＭＩＭＯ無線送信装置。 A MIMO wireless transmission device,
Information indicating the reception status of each radio wave transmitted from a plurality of antennas in the radio reception device, a reception status information receiving unit that receives from the radio reception device;
An MCS determination unit that determines a mapping pattern for each stream transmitted from each antenna based on the reception status;
A map unit that generates a modulated signal by mapping transmission bits in units of streams using the mapping pattern determined by the MCS determination unit;
A radio unit that transmits the modulated signals mapped by the map unit from the plurality of antennas;
A MIMO wireless transmission device comprising: 前記受信状況を示す情報に基づいて、前記受信状況が最も悪いアンテナから送信するストリームに対しては、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンを用い、残りのストリームに対しては、Ｇｒａｙマッピングパターンを用いる請求項１７に記載のＭＩＭＯ無線送信装置。   Based on the information indicating the reception status, a mapping pattern in which mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more is used for a stream transmitted from the antenna having the worst reception status, and Gray is used for the remaining streams. The MIMO radio transmission apparatus according to claim 17, wherein a mapping pattern is used. ＭＩＭＯ無線受信装置であって、
複数のストリームのうち、受信状況が最も悪いストリームを除くストリームの干渉レプリカ信号を生成し、空間多重信号のストリーム間干渉の除去を行うストリーム間干渉除去部と、
ストリーム間干渉の除去後の信号に対して、隣接信号点のマッピングが２ビット以上異なるマッピングパターンから構成される候補信号点を用いてデマップする第１のデマップ部と、
前記第１のデマップ部から出力される送信ビットに対する対数尤度比あるいは対数外部値比をデインタリーブするデインタリーブ部と、
前記デインタリーブ後の対数尤度比あるいは対数外部値比を用いて軟入力軟出力の復号を行う第１の復号部と、
前記第１の復号部から出力される符号ビットに対する対数外部値比をインタリーブするインタリーブ部と、
受信信号をＧｒａｙマッピングパターンから構成される候補信号点を用いてデマップする第２のデマップ部と、
前記第２のデマップ部から出力された送信ビットに対する対数尤度比を用いて、反復デマップ以外の復号を行う第２の復号部と、
前記第１の復号部から出力される符号ビットに対する対数事後確率比と前記第２の復号部から出力される符号ビットに対する対数事後確率比のいずれかを、受信信号に施されている誤り訂正符号化あるいは変調方式に基づいて選択する選択部と、
を備えた無線受信装置。 A MIMO wireless receiver,
An inter-stream interference canceling unit that generates an interference replica signal of a stream excluding a stream having the worst reception status among a plurality of streams, and that eliminates inter-stream interference of the spatial multiplexing signal;
A first demapping unit that performs demapping using a candidate signal point configured by a mapping pattern in which mapping of adjacent signal points differs by 2 bits or more with respect to the signal after the removal of inter-stream interference;
A deinterleaving unit for deinterleaving a log likelihood ratio or a logarithmic external value ratio for transmission bits output from the first demapping unit;
A first decoding unit that performs soft input / soft output decoding using the log likelihood ratio or the logarithmic external value ratio after the deinterleaving;
An interleaving unit for interleaving a logarithmic external value ratio with respect to a code bit output from the first decoding unit;
A second demapping unit for demapping the received signal using candidate signal points composed of Gray mapping patterns;
A second decoding unit that performs decoding other than iterative demapping using a log likelihood ratio with respect to transmission bits output from the second demapping unit;
An error correction code in which a logarithmic posterior probability ratio with respect to a code bit output from the first decoding unit and a logarithmic posterior probability ratio with respect to a code bit output from the second decoding unit are applied to a received signal A selection unit for selecting based on the conversion or modulation method;
A wireless receiving device. 前記第１のデマップ部と第１の復号部は、デインタリーブ部及びインタリーブ部を介して送信ビットに対する対数尤度比あるいは対数外部値比、符号ビットに対する対数外部値比のやり取りを行い、デマップと軟入力軟出力の復号を反復して行う請求項１９に記載の無線受信装置。   The first demapping unit and the first decoding unit exchange a log likelihood ratio or a logarithmic external value ratio for a transmission bit and a logarithmic external value ratio for a code bit via the deinterleaving unit and the interleaving unit. The wireless receiver according to claim 19, wherein decoding of soft input / soft output is performed repeatedly. 送信データに対して誤り訂正符号化を行うステップと、
誤り訂正符号の種類に応じて異なるマッピングパターンを用いて、誤り訂正符号化後のビットを変調信号点へマッピングして変調信号を生成するステップと、
前記変調信号を無線受信装置に対して送信するステップと、
を備えた無線送信方法。 Performing error correction coding on transmission data;
Mapping a bit after error correction coding to a modulation signal point using a different mapping pattern depending on the type of error correction code, and generating a modulation signal;
Transmitting the modulated signal to a wireless receiver;
A wireless transmission method comprising: データの送信先である無線受信装置から送信された当該無線受信装置の電波の受信状況を示す情報に基づいてマッピングパターンを決定するステップと、
決定されたマッピングパターンで送信ビットをマッピングするステップと、
変調された信号を無線受信装置に対して送信するステップと、
を備える無線送信方法。 Determining a mapping pattern based on information indicating a radio wave reception status of the wireless reception device transmitted from a wireless reception device that is a data transmission destination;
Mapping the transmitted bits with the determined mapping pattern;
Transmitting the modulated signal to a wireless receiver;
A wireless transmission method comprising: データの送信先である無線受信装置から送信された当該無線受信装置の電波の受信状況を示す情報に基づいて、ストリーム単位でマッピングパターンを決定するステップと、
決定されたマッピングパターンを用いて前記ストリーム単位で送信ビットをマッピングするステップと、
変調された信号を無線受信装置に対して送信するステップと、
を備えるＭＩＭＯ無線送信方法。 Determining a mapping pattern in units of streams based on information indicating a radio wave reception status of the wireless reception device transmitted from a wireless reception device that is a data transmission destination;
Mapping transmission bits in units of streams using the determined mapping pattern;
Transmitting the modulated signal to a wireless receiver;
A MIMO wireless transmission method comprising:
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