JP2009105611A - Oscillation circuit and oscillator - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、振動子を発振させる発振回路及び発振器に関する。 The present invention relates to an oscillation circuit and an oscillator that oscillate a vibrator.
図15は、水晶振動子を発振させる従来の発振回路を示す回路図である。図15に示す発振回路は、水晶振動子(X’TAL)が接続される端子XT,XTB間に、CMOSで構成されたインバータを備える。また、インバータの入力側及び出力側のそれぞれに負荷容量C110,C111が設けられ、インバータと並列に帰還抵抗R110が設けられている。当該発振回路では、電圧が印加されたインバータによって水晶振動子が発振し、出力端子XTBから一定周波数の信号を出力する。 FIG. 15 is a circuit diagram showing a conventional oscillation circuit that oscillates a crystal resonator. The oscillation circuit shown in FIG. 15 includes an inverter formed of CMOS between terminals XT and XTB to which a crystal resonator (X′TAL) is connected. Further, load capacitors C110 and C111 are provided on the input side and output side of the inverter, respectively, and a feedback resistor R110 is provided in parallel with the inverter. In the oscillation circuit, the crystal resonator oscillates by an inverter to which a voltage is applied, and outputs a signal having a constant frequency from the output terminal XTB.
図16も、水晶振動子を発振させる従来の発振回路を示す回路図である。図16に示す発振回路は、水晶振動子(X’TAL)が接続される端子XT,XTB間に、ソースが接地されたMOSトランジスタM120によって構成されたインバータを備え、MOSトランジスタM120のドレインには定電流源から定電流I120が供給される。また、MOSトランジスタM120のゲート及びドレインのそれぞれに負荷容量C120,C121が設けられ、MOSトランジスタM120のゲート−ドレイン間には帰還抵抗R120が設けられている。当該発振回路では、一定電流I120が供給されたMOSトランジスタM120によって水晶振動子が発振し、出力端子XTBから一定周波数の信号を出力する。 FIG. 16 is also a circuit diagram showing a conventional oscillation circuit that oscillates a crystal resonator. The oscillation circuit shown in FIG. 16 includes an inverter composed of a MOS transistor M120 whose source is grounded between terminals XT and XTB to which a crystal resonator (X′TAL) is connected. A constant current I120 is supplied from a constant current source. Further, load capacitors C120 and C121 are provided at the gate and drain of the MOS transistor M120, respectively, and a feedback resistor R120 is provided between the gate and drain of the MOS transistor M120. In the oscillation circuit, the crystal oscillator oscillates by the MOS transistor M120 to which the constant current I120 is supplied, and a signal having a constant frequency is output from the output terminal XTB.
上記発振回路の等価回路を図17に示し、水晶振動子の等価回路を図18に示す。発振回路の等価回路は、図17に示すように、負性抵抗−RLと負荷容量CLの直列回路で示される。また、水晶振動子の等価回路は、図18に示すように、L1−C1−R1直列回路と水晶の誘電体としての静電容量C0との並列回路で示される。 FIG. 17 shows an equivalent circuit of the oscillation circuit, and FIG. 18 shows an equivalent circuit of the crystal resonator. As shown in FIG. 17, the equivalent circuit of the oscillation circuit is represented by a series circuit of a negative resistance -RL and a load capacitance CL. Further, as shown in FIG. 18, the equivalent circuit of the crystal resonator is shown as a parallel circuit of an L1-C1-R1 series circuit and a capacitance C0 as a dielectric of crystal.
近年における電子機器の小型化に伴い、小型の発振器が望まれている。しかし、水晶振動子を含む発振器を小型化すると、図18に示した水晶振動子の等価直列容量C1が小さくなり、水晶振動子の起動時間が長くなる。 With recent miniaturization of electronic devices, a small oscillator is desired. However, when the size of the oscillator including the crystal resonator is reduced, the equivalent series capacitance C1 of the crystal resonator illustrated in FIG. 18 is decreased, and the startup time of the crystal resonator is increased.
以下、水晶振動子の等価直列容量C1が小さいと水晶振動子の起動特性が低下する理由について説明する。水晶振動子の共振回路の共振の鋭さを表す値として「Q値」が用いられる。水晶振動子や電気回路の場合、回路の安定性の点では、一般的にはQ値が大きい方が望ましい。しかし、Q値が大きいほど応答性は悪くなり、起動時間が長くなるという面もある。Q値は次式で表される。したがって、水晶振動子の等価直列容量C1が小さくなるとQ値が大きくなるため、水晶振動子の応答性が悪くなり起動時間が長くなる。 Hereinafter, the reason why the start-up characteristic of the crystal resonator is degraded when the equivalent series capacitance C1 of the crystal resonator is small will be described. The “Q value” is used as a value representing the sharpness of resonance of the resonance circuit of the crystal resonator. In the case of a crystal resonator or an electric circuit, a larger Q value is generally desirable in terms of circuit stability. However, the larger the Q value, the worse the response and the longer the startup time. The Q value is expressed by the following equation. Therefore, when the equivalent series capacitance C1 of the crystal resonator is reduced, the Q value is increased, so that the response of the crystal resonator is deteriorated and the startup time is lengthened.
Q=ω×L1/R1=1/(ω×C1×R1)
(但し、ω=√(1/(L1×C1))であり、L1、C1、R1はそれぞれ振動子の等価直列定数である。)
Q = ω × L1 / R1 = 1 / (ω × C1 × R1)
(However, ω = √ (1 / (L1 × C1)), and L1, C1, and R1 are the equivalent series constants of the vibrator, respectively.)
そこで、水晶振動子の起動特性の低下を発振回路側で改善する方法が考えられる。例えば、図18に示した発振回路の負荷容量CLを小さくすることによって負性抵抗−RLを大きくすると、起動時間が短縮される。すなわち、起動特性の良い発振回路が得られる。このため、特許文献1に示される発振回路はMOS可変容量を備え、起動時と定常時とで当該MOS可変容量の容量値を変化させている。また、特許文献2に示される発振回路は、容量の異なる2つのキャパシタを備え、起動時と定常時とでスイッチを用いて容量を切り替えている。さらに、図15に示したMOSトランジスタについてサイズの異なるものを用意し、起動時にMOSトランジスタを切り換えて使用することにより負性抵抗−RLを大きくして、起動時間の短縮を図る方法も考えられる。
Therefore, a method of improving the deterioration of the starting characteristics of the crystal resonator on the oscillation circuit side can be considered. For example, if the negative resistance -RL is increased by reducing the load capacitance CL of the oscillation circuit shown in FIG. 18, the startup time is shortened. That is, an oscillation circuit with good starting characteristics can be obtained. For this reason, the oscillation circuit disclosed in
上記説明した負荷容量CLを調整する方法によれば、起動時間の短縮という効果はあるが、今日の高い起動特性に関する要望には十分に応えられてはいない。すなわち、負荷容量CLを調整する方法では、今日の起動時間短縮化の要望に十分には応えられていない。また、MOSトランジスタのサイズを調整する方法であっても、MOSトランジスタのサイズアップに伴う寄生容量の増大によって相互コンダクタンスが十分に上がらないため、起動特性の低下を改善する効果は小さい。なお、MOSトランジスタをサイズアップすると大きな発振電流を流すことができ、大きな発振電流は起動特性の向上には貢献するが、起動後も当該発振電流が流れ続けるため、消費電力の点からは好ましくない。したがって、良好な起動特性に加えて消費電力も小さな発振回路及び発振器が好ましい。 According to the method of adjusting the load capacity CL described above, there is an effect of shortening the start-up time, but the request regarding today's high start-up characteristics has not been sufficiently met. That is, the method of adjusting the load capacity CL does not sufficiently meet today's demand for shortening the startup time. Even in the method of adjusting the size of the MOS transistor, since the mutual conductance does not sufficiently increase due to the increase in parasitic capacitance accompanying the increase in the size of the MOS transistor, the effect of improving the deterioration of the starting characteristics is small. When the MOS transistor is increased in size, a large oscillating current can be supplied. The large oscillating current contributes to the improvement of the starting characteristics. However, since the oscillating current continues to flow even after starting, it is not preferable from the viewpoint of power consumption. . Therefore, an oscillation circuit and an oscillator with low power consumption in addition to good start-up characteristics are preferable.
本発明の目的は、定常時の負性抵抗と比較して起動時の負性抵抗が十分に大きな発振回路及び発振器を提供することである。 An object of the present invention is to provide an oscillation circuit and an oscillator having a sufficiently large negative resistance at the time of startup as compared with the negative resistance at the time of steady operation.
本発明は、振動子を発振させる発振回路であって、1つのトランジスタを有するインバータと、前記インバータと並列に接続された帰還抵抗と、前記インバータの入力側及び出力側のそれぞれに設けられた容量素子と、レベルが異なる2種類の電流のいずれかを前記インバータに供給する可変電流源と、前記発振回路の電源の起動から所定時間をカウントするタイマ回路と、前記可変電流源が供給し得る前記2種類の電流の内、前記タイマ回路によるカウント時間が前記所定時間を経過するまでの間はレベルが大きい方の電流を、前記所定時間を経過した後はレベルが小さい方の電流を前記インバータに供給するよう前記可変電流源を制御する電流制御部と、を備えた発振回路を提供する。 The present invention is an oscillation circuit that oscillates a vibrator, and includes an inverter having one transistor, a feedback resistor connected in parallel with the inverter, and capacitors provided on the input side and the output side of the inverter, respectively. An element, a variable current source that supplies one of two types of currents having different levels to the inverter, a timer circuit that counts a predetermined time from the activation of the power supply of the oscillation circuit, and the variable current source that can be supplied Of the two types of current, the current having the higher level is supplied to the inverter until the count time by the timer circuit passes the predetermined time, and the current having the lower level is passed to the inverter after the predetermined time has passed. An oscillation circuit comprising: a current control unit that controls the variable current source to supply.
上記発振回路では、前記可変電流源は、並列接続された2つの電流源を有し、前記電流制御部は、前記2つの電流源のいずれか一方と前記インバータとの間に設けられたスイッチと、前記タイマ回路によるカウント時間に応じて前記スイッチをオンオフ制御するスイッチ制御部と、を有し、前記スイッチ制御部は、前記タイマ回路によるカウント時間が前記所定時間を経過するまでの間は前記スイッチをオン状態とし、前記所定時間を経過した後は前記スイッチをオフ状態に切り替える。 In the oscillation circuit, the variable current source includes two current sources connected in parallel, and the current control unit includes a switch provided between one of the two current sources and the inverter. A switch control unit that controls on / off of the switch according to a count time by the timer circuit, and the switch control unit is configured to switch the switch until the count time by the timer circuit elapses the predetermined time. Is turned on, and after the predetermined time has elapsed, the switch is turned off.
上記発振回路であって、前記可変電流源は、1つの電流源及び可変抵抗を有し、前記電流制御部は、前記可変抵抗の抵抗値を制御して、前記可変電流源が前記インバータに供給する電流のレベルを変える。 In the oscillation circuit, the variable current source includes one current source and a variable resistor, and the current control unit controls a resistance value of the variable resistor, and the variable current source supplies the inverter to the inverter. Change the current level.
本発明は、振動子を発振させる発振回路であって、インバータと、前記インバータと並列に接続された帰還抵抗と、前記インバータの入力側及び出力側のそれぞれに設けられた容量素子と、前記2つの容量素子間に当該容量素子と直列に設けられた可変容量素子と、前記発振回路の電源の起動から所定時間をカウントするタイマ回路と、前記タイマ回路によるカウント時間に応じて前記インバータの入出力間容量を制御する容量制御部と、を備えた発振回路を提供する。 The present invention is an oscillation circuit that oscillates a vibrator, and includes an inverter, a feedback resistor connected in parallel with the inverter, a capacitive element provided on each of an input side and an output side of the inverter, and the 2 A variable capacitance element provided in series with the capacitance element between two capacitance elements, a timer circuit that counts a predetermined time from the activation of the power supply of the oscillation circuit, and an input / output of the inverter according to the count time by the timer circuit An oscillation circuit is provided that includes a capacitance control unit that controls a capacitance between the electrodes.
上記発振回路であって、前記容量制御部は、オン制御されることにより前記インバータの入出力を前記容量素子を介して接地するスイッチと、前記タイマ回路によるカウント時間に応じてスイッチ制御部と、を有し、前記スイッチ制御部は、前記タイマ回路によるカウント時間が前記所定時間を経過するまでの間は前記スイッチをオン状態とし、前記所定時間を経過した後は前記スイッチをオフ状態に切り替える。 In the oscillation circuit, the capacitance control unit is a switch that grounds the input / output of the inverter through the capacitance element by being turned on, and a switch control unit according to a count time by the timer circuit, The switch control unit turns on the switch until the count time by the timer circuit elapses the predetermined time, and switches the switch to the off state after the predetermined time elapses.
本発明は、振動子を発振させる発振回路であって、第1のMOSトランジスタを有する第1のインバータと、CMOSを構成する前記第1のMOSトランジスタ及び第2のMOSトランジスタを有する第2のインバータと、前記第1のインバータ及び前記第2のインバータと並列に接続された帰還抵抗と、前記第1のインバータ及び前記第2のインバータの入力側及び出力側のそれぞれに設けられた容量素子と、前記第1のインバータに電流を供給する電流源と、前記発振回路の電源の起動から所定時間をカウントするタイマ回路と、前記タイマ回路によるカウント時間が前記所定時間を経過するまでの間は前記第1のインバータを通電し、前記所定時間を経過した後は前記第2のインバータを通電するよう前記第1のインバータ及び前記第2のインバータを制御する電流制御部と、を備えた発振回路を提供する。 The present invention is an oscillation circuit that oscillates a vibrator, and includes a first inverter having a first MOS transistor, and a second inverter having the first MOS transistor and the second MOS transistor constituting the CMOS. A feedback resistor connected in parallel with the first inverter and the second inverter, and capacitive elements provided on the input side and the output side of the first inverter and the second inverter, A current source that supplies current to the first inverter, a timer circuit that counts a predetermined time from the start-up of the power supply of the oscillation circuit, and the time until the count time by the timer circuit passes the predetermined time The first inverter and the second inverter are energized so that the second inverter is energized after the predetermined time has elapsed. Providing an oscillation circuit and a current control unit for controlling the inverter.
上記発振回路であって、前記電流制御部は、電源から前記電流源を介した前記第1のインバータへの経路上に設けられた第1のスイッチと、前記電源から前記第2のインバータへの経路上に設けられた第2のスイッチと、前記タイマ回路によるカウント時間に応じて前記第1のスイッチ及び前記第2のスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御部と、を有する。 In the oscillation circuit, the current control unit includes a first switch provided on a path from a power source to the first inverter via the current source, and a power source to the second inverter. A second switch provided on the path; and a switch control unit that performs on / off control of the first switch and the second switch according to a count time by the timer circuit.
本発明は、振動子と、当該振動子を発振させる上記発振回路と、を備えた発振器を提供する。 The present invention provides an oscillator including a vibrator and the oscillation circuit that oscillates the vibrator.
本発明に係る発振回路及び発振器によれば、定常時の負性抵抗と比較して起動時の負性抵抗を十分に大きくできるため良好な起動特性を得ることができる。このように、発振器の小型化による起動特性の低下を発振回路側で防ぐことができる。 According to the oscillation circuit and the oscillator according to the present invention, since the negative resistance at the time of startup can be sufficiently increased as compared with the negative resistance at the time of steady operation, good startup characteristics can be obtained. In this way, the start-up characteristic can be prevented from being lowered on the oscillation circuit side due to the downsizing of the oscillator.
振動子を発振させる発振回路の負荷抵抗−RLは、以下に示す方法によって上げられる。
1.インバータの相互コンダクタンスgmを上げる。
2.入出力の容量結合を少なくする(容量による信号の戻りを少なくする)。
3.負荷容量を小さくする。
The load resistance -RL of the oscillation circuit that oscillates the vibrator is raised by the following method.
1. Increase the mutual conductance gm of the inverter.
2. Reduce input / output capacitive coupling (reduce signal return due to capacitance).
3. Reduce the load capacity.
上記1に関して、負性抵抗−RLは、回路構成やトランジスタの定数から決まる。例えば、図1に示す帰還抵抗を含まない発振回路の負性抵抗−RLは、「−RL=−gm/(ω2×C1×C2)」によって表される。当該式から分かるように、相互コンダクタンスgmを上げると負性抵抗が大きくなる。なお、相互コンダクタンスgmは、インバータとしてのトランジスタTRに流す電流(発振電流)Iから、以下の式で表わすことができる。したがって、トランジスタTRに流す電流Iを大きくすると相互コンダクタンスgmが大きくなり、負性抵抗が大きくなる。 Regarding 1 above, the negative resistance -RL is determined by the circuit configuration and the constant of the transistor. For example, the negative resistance −RL of the oscillation circuit that does not include the feedback resistance illustrated in FIG. 1 is represented by “−RL = −gm / (ω2 × C1 × C2)”. As can be seen from the equation, when the mutual conductance gm is increased, the negative resistance increases. The mutual conductance gm can be expressed by the following equation from the current (oscillation current) I flowing through the transistor TR as an inverter. Therefore, when the current I flowing through the transistor TR is increased, the mutual conductance gm is increased and the negative resistance is increased.
gm=1/re=I/Vt
(Vt=kT/q=26mV)
gm = 1 / re = I / Vt
(Vt = kT / q = 26mV)
図16に示した1つのトランジスタから構成されるインバータのゲインを上げるためには、当該トランジスタの相互コンダクタンスgmを上げる。相互コンダクタンスgmを上げるには、トランジスタに流す電流(発振電流)を大きくすれば良い。しかし、振動子が一度発振してしまえば、起動時ほどの大きな相互コンダクタンスは定常時には必要ない。すなわち、定常時の発振電流は、起動時ほど大きな電流である必要はない。 In order to increase the gain of the inverter composed of one transistor shown in FIG. 16, the mutual conductance gm of the transistor is increased. In order to increase the mutual conductance gm, the current (oscillation current) flowing through the transistor may be increased. However, once the vibrator oscillates, a mutual conductance as large as that at the time of activation is not necessary in a steady state. That is, the steady-state oscillation current does not have to be as large as that at startup.
また、図15に示したCMOSで構成されるインバータを備える発振回路に関しては、上述したように、CMOSトランジスタのサイズを大きくする。しかし、CMOSトランジスタのサイズを大きくすると寄生容量が大きくなるため、相互コンダクタンスgmが十分に上げることができない。したがって、CMOSで構成されるインバータを備える発振回路の起動特性を改善するためには、起動時にはCMOSで構成されるインバータを用い、定常時には1つのトランジスタから構成されるインバータを用いるようインバータを切り替える。 Further, as described above, the size of the CMOS transistor is increased with respect to the oscillation circuit including the inverter constituted by the CMOS shown in FIG. However, if the size of the CMOS transistor is increased, the parasitic capacitance increases, so that the mutual conductance gm cannot be sufficiently increased. Therefore, in order to improve the start-up characteristic of an oscillation circuit including an inverter composed of CMOS, the inverter is switched to use an inverter composed of CMOS at the time of start-up and to use an inverter composed of one transistor at the time of steady operation.
次に、上記2に関して、インバータの入出力に接続された負荷容量は、発振回路の負性抵抗に影響する。図2(a)に示す負荷容量が接地されている回路と、図2(b)に示す負荷容量を介して入力端子XTと出力端子XTBが接続されている、すなわち容量結合されている回路とを比較すると、容量結合によって後者の回路(図2(b))では出力端子XTBから入力端子XTに信号が戻ってしまうため、負荷抵抗は低下してしまう。このため、起動時は負荷容量が接地された前者の回路(図2(a))、定常時は負荷容量が接地されていない後者の回路(図2(b))が望ましい。 Next, regarding the above 2, the load capacitance connected to the input / output of the inverter affects the negative resistance of the oscillation circuit. A circuit in which the load capacitance shown in FIG. 2A is grounded, and a circuit in which the input terminal XT and the output terminal XTB are connected via the load capacitance shown in FIG. In the latter circuit (FIG. 2B) due to capacitive coupling, the signal is returned from the output terminal XTB to the input terminal XT, so that the load resistance is lowered. For this reason, the former circuit (FIG. 2 (a)) in which the load capacitance is grounded at the time of start-up is desirable, and the latter circuit (FIG. 2 (b)) in which the load capacitance is not grounded in the steady state is desirable.
上記3は、背景技術で説明した方法である。 The method 3 is the method described in the background art.
このように、発振回路の負荷抵抗−RLを上げる方法には、負荷容量を小さくする方法の他に、インバータの相互コンダクタンスgmを上げる方法(上記1)や、入出力の容量結合を少なくする方法(上記2)がある。 As described above, the method of increasing the load resistance -RL of the oscillation circuit includes not only a method of reducing the load capacitance but also a method of increasing the mutual conductance gm of the inverter (above 1) and a method of reducing the input / output capacitive coupling. (2).
<インバータの相互コンダクタンスgmを上げる方法>
まず、上記1の方法を活用した、インバータの相互コンダクタンスgmを起動時に上げて、起動時の負性抵抗を定常時よりも大きくする発振回路の実施形態について、図面を参照して説明する。
<Method of increasing the mutual conductance gm of the inverter>
First, an embodiment of an oscillation circuit that utilizes the above-described
(第1の実施形態)
図3は、水晶振動子を発振させる第1の実施形態の発振回路の概念を示す回路図である。図3に示すように、第1の実施形態の発振回路は、水晶振動子(X’TAL)が接続される端子XT,XTB間に、ソースが接地されたMOSトランジスタM200によって構成されたインバータを備え、MOSトランジスタM200のドレインには2つの定電流源の少なくとも1つから定電流が供給される。また、MOSトランジスタM200のゲート及びドレインのそれぞれに負荷容量C200,C201が設けられ、MOSトランジスタM200のゲート−ドレイン間には帰還抵抗R200が設けられている。当該発振回路では、電圧が印加されたインバータによって水晶振動子が発振し、端子XTBから一定周波数の信号を出力する。
(First embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram showing the concept of the oscillation circuit of the first embodiment that oscillates the crystal resonator. As shown in FIG. 3, the oscillation circuit of the first embodiment includes an inverter constituted by a MOS transistor M200 whose source is grounded between terminals XT and XTB to which a crystal resonator (X′TAL) is connected. The constant current is supplied from at least one of the two constant current sources to the drain of the MOS transistor M200. In addition, load capacitors C200 and C201 are provided at the gate and drain of the MOS transistor M200, respectively, and a feedback resistor R200 is provided between the gate and drain of the MOS transistor M200. In the oscillation circuit, the crystal resonator oscillates by an inverter to which a voltage is applied, and outputs a signal having a constant frequency from the terminal XTB.
さらに、本実施形態の発振回路は、発振回路の電源Vccの起動から所定時間(例えば、500μ秒)をカウントするタイマ回路201と、電源Vccから2つの定電流源の1つを介したMOSトランジスタM200への経路上に設けられたスイッチSW200と、タイマ回路201によるカウント時間に応じてスイッチSW200をオンオフ制御するコントローラ203とを備える。本実施形態では、スイッチSW200のオンオフ制御によって、インバータに供給する電流のレベルを調整する。すなわち、発振回路の電源Vccの起動から所定時間が経過するまでの間(以下「起動時」という。)は、図3に示される2つの電流源から定電流I200と定電流I201を合わせた発振電流をインバータに供給し、発振回路の電源Vccの起動から所定時間が経過した後(以下「定常時」という。)は、定電流I200のみを発振電流をインバータに供給する。
Furthermore, the oscillation circuit of the present embodiment includes a
なお、タイマ回路201によってカウントされる前記所定時間は、タイマ回路201が有する抵抗及び容量から決定される時定数に応じて調整可能である。時定数を変更することによって、インバータに供給する発振電流を切り替えるタイミングを変えることができる。
The predetermined time counted by the
図4は、図3に示した発振回路の具体的な回路図である。図4に示すように、2つの定電流源は、1:2のカレントミラー回路によって実現することができる。MOSトランジスタM210,M211,M212から形成されたカレントミラー回路では、抵抗R210を介してドレインが接地されたMOSトランジスタM210のソース−ドレイン間に電流が流れると、カレントミラー回路によって、MOSトランジスタM211に電流I200が流れ、MOSトランジスタM212に電流I201が流れる。但し、MOSトランジスタM212のソースには、上記説明したタイマ回路201によってオンオフ制御されるスイッチSW200が接続されている。このため、MOSトランジスタM212には、スイッチSW200がオン状態のときのみ電流I201が流れる。
FIG. 4 is a specific circuit diagram of the oscillation circuit shown in FIG. As shown in FIG. 4, the two constant current sources can be realized by a 1: 2 current mirror circuit. In the current mirror circuit formed of the MOS transistors M210, M211, and M212, when a current flows between the source and drain of the MOS transistor M210 whose drain is grounded via the resistor R210, the current mirror circuit causes a current to flow to the MOS transistor M211. I200 flows and current I201 flows through the MOS transistor M212. However, the source of the MOS transistor M212 is connected to the switch SW200 that is on / off controlled by the
カレントミラー回路によってMOSトランジスタM211を流れる電流I200及びMOSトランジスタM212を流れる電流I201は、インバータに供給される。したがって、起動時にはスイッチSW200をオン状態とすることによって電流I200+I201をインバータに供給し、発振回路の電源Vccの起動から所定時間が経過したときにスイッチSW200をオフ状態に切り替えることによって、定常時には電流I200のみをインバータに供給する。 The current I200 flowing through the MOS transistor M211 and the current I201 flowing through the MOS transistor M212 are supplied to the inverter by the current mirror circuit. Therefore, the current I200 + I201 is supplied to the inverter by turning on the switch SW200 at the time of start-up, and the switch SW200 is switched off when a predetermined time has elapsed from the start-up of the power supply Vcc of the oscillation circuit. Supply only to the inverter.
なお、電流I200,I201の大きさはMOSトランジスタM211,M212のサイズによって決定することができる。また、MOSトランジスタM211,M212と電源Vccとの間に抵抗を設け、各抵抗の値によって電流I200,I201の大きさを決定しても良い。 Note that the magnitudes of the currents I200 and I201 can be determined by the sizes of the MOS transistors M211 and M212. Further, a resistor may be provided between the MOS transistors M211 and M212 and the power supply Vcc, and the magnitudes of the currents I200 and I201 may be determined by the values of the resistors.
上述したように、インバータに流す発振電流が大きければインバータの相互コンダクタンスgmが大きくなり、発振回路の負性抵抗が大きくなるため、本実施形態の発振回路による水晶振動子の起動時間は短くなる。したがって、良好な起動特性を有し、かつ小型の発振器を提供することができる。さらに、インバータに流す発振電流は起動時のみ大きく、定常時の発振電流は、水晶振動子の継続的な発振に必要な低レベルに抑えられるため、消費電力の低減を実現することができる。 As described above, if the oscillation current flowing through the inverter is large, the mutual conductance gm of the inverter is increased and the negative resistance of the oscillation circuit is increased. Therefore, the start-up time of the crystal resonator by the oscillation circuit of this embodiment is shortened. Therefore, it is possible to provide a small oscillator having a good start-up characteristic. Further, the oscillation current flowing through the inverter is large only at the time of startup, and the oscillation current in the steady state can be suppressed to a low level necessary for continuous oscillation of the crystal resonator, so that power consumption can be reduced.
なお、本実施形態のMOSトランジスタM200,M210〜M212は、バイポーラトランジスタであっても良い。なお、バイポーラトランジスタは、同じ面積で考えると、MOSトランジスタよりも大きな電流を流すことができるため、MOSトランジスタM200をバイポーラトランジスタとすることによって大きな発振電流を流すことができる。 Note that the MOS transistors M200 and M210 to M212 of this embodiment may be bipolar transistors. When the bipolar transistor is considered to have the same area, a larger current than that of the MOS transistor can be flown, so that a large oscillation current can be flowed by using the MOS transistor M200 as a bipolar transistor.
本実施形態では、2つの定電流源を一組が設けられているが、複数組の定電流源を設け、発振周波数によって別の組の定電流源を用いても良い。例えば、4つの定電流源を設け、1つ目の定電流源は26MHzの定常発振に必要な電流を供給し、2つ目の定電流源は52MHzの定常発振に必要な電流を供給し、3つ目の定電流源は26MHzの起動時発振に必要な電流を供給し、4つ目の定電流源は52MHzの起動時発振に必要な電流を供給するよう設定する。この場合、26MHzで発振させる際には、2つ目及び4つ目の定電流源は動作させず、1つ目及び3つ目の定電流源を上記説明したように動作させる。 In this embodiment, one set of two constant current sources is provided, but a plurality of sets of constant current sources may be provided, and another set of constant current sources may be used depending on the oscillation frequency. For example, four constant current sources are provided, the first constant current source supplies current necessary for steady oscillation of 26 MHz, the second constant current source supplies current necessary for steady oscillation of 52 MHz, The third constant current source is set to supply a current necessary for oscillation at 26 MHz, and the fourth constant current source is set to supply a current necessary for oscillation at 52 MHz. In this case, when oscillating at 26 MHz, the second and fourth constant current sources are not operated, and the first and third constant current sources are operated as described above.
(第2の実施形態)
図5は、水晶振動子を発振させる第2の実施形態の発振回路の概念を示す回路図である。図5に示すように、第2の実施形態の発振回路は、定電流源及びスイッチを除けば第1の実施形態の発振回路と略同様である。図5において、図3と共通する構成要素には同じ参照符号が付されている。
(Second Embodiment)
FIG. 5 is a circuit diagram showing the concept of the oscillation circuit of the second embodiment for oscillating a crystal resonator. As shown in FIG. 5, the oscillation circuit of the second embodiment is substantially the same as the oscillation circuit of the first embodiment except for the constant current source and the switch. In FIG. 5, the same reference numerals are given to components common to FIG. 3.
第2の実施形態の発振回路は、可変電流源を備える。可変電流源が供給する電流の値は、タイマ回路201によるカウント時間に応じて制御される。その結果、可変電流源からインバータに供給される電流のレベルが調整される。
The oscillation circuit of the second embodiment includes a variable current source. The value of the current supplied by the variable current source is controlled according to the count time by the
図6は、図5に示した発振回路の具体的な回路図である。図6に示すように、電流源は1:1のカレントミラー回路によって実現することができる。MOSトランジスタM213,M214から形成されたカレントミラー回路では、MOSトランジスタM213のソース−ドレイン間に電流が流れると、カレントミラー回路によって、MOSトランジスタM214にも電流I202が流れる。但し、MOSトランジスタM213のソースは、並列接続された抵抗202,R203を介して接地されており、抵抗R203と直列にスイッチSW201が設けられている。 FIG. 6 is a specific circuit diagram of the oscillation circuit shown in FIG. As shown in FIG. 6, the current source can be realized by a 1: 1 current mirror circuit. In the current mirror circuit formed of the MOS transistors M213 and M214, when a current flows between the source and drain of the MOS transistor M213, a current I202 also flows through the MOS transistor M214 by the current mirror circuit. However, the source of the MOS transistor M213 is grounded via resistors 202 and R203 connected in parallel, and a switch SW201 is provided in series with the resistor R203.
スイッチSW201は、第1の実施形態と同様に、タイマ回路201によるカウント時間に応じてオンオフ制御される。スイッチSW201のオンオフ状態に応じて、MOSトランジスタM213のソース側の抵抗成分が変化する。すなわち、スイッチSW201がオフ状態のときのMOSトランジスタM213のソース側の抵抗成分は、抵抗R202のみである。一方、スイッチSW201がオン状態のときのMOSトランジスタM213のソース側の抵抗成分は、並列接続された抵抗R202,R203である。したがって、MOSトランジスタM213のソース側の抵抗成分は、スイッチSW201がオン状態のときに小さくなる。
The switch SW201 is on / off controlled according to the count time by the
MOSトランジスタM213のソース−ドレイン間に流れる電流は、当該抵抗成分が小さいほど大きい。また、MOSトランジスタM214に流れるミラー電流I202は、MOSトランジスタM213に流れる電流に比例する。本実施形態でも、起動時にインバータに流す発振電流を定常時よりも大きくするため、発振回路の電源Vccが起動して所定時間が経過するまではスイッチSW201をオン状態とし、所定時間が経過した後はスイッチSW201をオフ状態に切り替える。 The current flowing between the source and drain of the MOS transistor M213 is larger as the resistance component is smaller. The mirror current I202 flowing through the MOS transistor M214 is proportional to the current flowing through the MOS transistor M213. Also in this embodiment, in order to make the oscillation current flowing to the inverter at the time of startup larger than in the steady state, the switch SW201 is turned on until a predetermined time elapses after the power supply Vcc of the oscillation circuit starts up, and after the predetermined time has elapsed. Switches the switch SW201 to the off state.
このように、本実施形態においても、起動時にはインバータに供給される発振電流が大きいためインバータの相互コンダクタンスgmが大きくなり、発振回路の負性抵抗が大きくなるため、水晶振動子の起動時間は短くなる。したがって、良好な起動特性を有し、かつ小型の発振器を提供することができる。さらに、インバータに流す発振電流は起動時のみ大きく、定常時の発振電流は、水晶振動子の継続的な発振に必要な低レベルに抑えられるため、消費電力の低減を実現することができる。 As described above, also in this embodiment, since the oscillation current supplied to the inverter is large at the time of startup, the mutual conductance gm of the inverter is increased and the negative resistance of the oscillation circuit is increased, so that the startup time of the crystal resonator is short. Become. Therefore, it is possible to provide a small oscillator having a good start-up characteristic. Further, the oscillation current flowing through the inverter is large only at the time of startup, and the oscillation current in the steady state can be suppressed to a low level necessary for continuous oscillation of the crystal resonator, so that power consumption can be reduced.
また、本実施形態の発振回路は、第1の実施形態の発振回路と比較して、発振特性を劣化させる要因の一つである寄生容量が小さいため、寄生容量による相互コンダクタンスの低下に伴う負性抵抗の低下が小さい。 In addition, the oscillation circuit of this embodiment has a smaller parasitic capacitance, which is one of the factors that degrade the oscillation characteristics, compared to the oscillation circuit of the first embodiment. The decrease in resistance is small.
なお、本実施形態のMOSトランジスタM200,M213,M214は、バイポーラトランジスタであっても良い。なお、バイポーラトランジスタは、同じ面積で考えると、MOSトランジスタよりも大きな電流を流すことができるため、MOSトランジスタM200をバイポーラトランジスタとすることによって大きな発振電流を流すことができる。 Note that the MOS transistors M200, M213, and M214 of this embodiment may be bipolar transistors. When the bipolar transistor is considered to have the same area, a larger current than that of the MOS transistor can be flown, so that a large oscillation current can be flowed by using the MOS transistor M200 as a bipolar transistor.
<入出力の容量結合を少なくする方法>
次に、上記2の方法を活用した、入出力の容量結合を起動時に少なくして、起動時の負性抵抗を定常時よりも大きくする発振回路の実施形態について、図面を参照して説明する。
<Method of reducing input / output capacitive coupling>
Next, an embodiment of an oscillation circuit that utilizes the above-described method 2 and reduces the input / output capacitive coupling at the time of startup and increases the negative resistance at the time of startup as compared with the steady state will be described with reference to the drawings. .
(第3の実施形態)
図7は、水晶振動子を発振させる第3の実施形態の発振回路の概念を示す回路図である。図7に示すように、第3の実施形態の発振回路は、水晶振動子(X’TAL)が接続される端子XT,XTB間にインバータ700を備える。また、インバータ700の入力側及び出力側のそれぞれに負荷容量C700,C701が設けられ、インバータ700と並列に帰還抵抗R700が設けられている。当該発振回路では、電源電圧Vccが印加されたインバータ700によって水晶振動子が発振し、端子XTBから一定周波数の信号を出力する。
(Third embodiment)
FIG. 7 is a circuit diagram showing the concept of the oscillation circuit of the third embodiment for oscillating a crystal resonator. As shown in FIG. 7, the oscillation circuit of the third embodiment includes an
また、本実施形態の発振回路は、負荷容量C700と直列に接続された可変容量VC700と、負荷容量C701と直列に接続された可変容量VC701とを備える。なお、負荷容量C700と可変容量VC700の間には制御電圧Aを印加可能な制御端子XCAが設けられ、負荷容量C701と可変容量VC701の間には制御電圧Bを印加可能な制御端子XCBが設けられている。可変容量VC700は制御電圧Aによってその容量が制御され、可変容量VC701は制御電圧Bによってその容量が制御される。これら可変容量VC700,VC701の容量の制御によって、出力端子XTBから出力される信号の周波数が変更される。 The oscillation circuit of the present embodiment includes a variable capacitor VC700 connected in series with the load capacitor C700, and a variable capacitor VC701 connected in series with the load capacitor C701. A control terminal XCA capable of applying a control voltage A is provided between the load capacitor C700 and the variable capacitor VC700, and a control terminal XCB capable of applying a control voltage B is provided between the load capacitor C701 and the variable capacitor VC701. It has been. The capacity of the variable capacitor VC700 is controlled by the control voltage A, and the capacity of the variable capacitor VC701 is controlled by the control voltage B. By controlling the capacity of these variable capacitors VC700 and VC701, the frequency of the signal output from the output terminal XTB is changed.
しかし、例えば制御端子XCAと制御端子XCBを同じ制御電圧で発振回路を制御する場合、(制御端子XCAと制御端子XCBを接続して使用する場合)出力端子XTBは、負荷容量C701、制御端子XCBのバイアス抵抗R751、制御端子XCAのバイアス抵抗R750、負荷容量C700を介して、入力端子XTと容量結合されてしまい、出力端子XTBから出力される信号(特に、高周波信号)の一部が入力端子XTに戻ってしまうため、負荷抵抗が低下してしまう。このため、本実施形態では、図7に示すように、可変容量VC700と並列にスイッチSW700を設け、可変容量VC701と並列にスイッチSW701を設け、これらのスイッチSW700,SW701をオンオフ制御する。スイッチSW700,SW701がオン状態のとき、端子XT,XTBは負荷容量C700,C701を介して接地されるため、図2(a)に示した構成と等価な回路である。このとき、上記説明した出力端子XTBと入力端子XTの間の容量結合はないため、負荷抵抗の低下を防ぐことができる。 However, for example, when controlling the oscillation circuit with the same control voltage for the control terminal XCA and the control terminal XCB (when the control terminal XCA and the control terminal XCB are connected and used), the output terminal XTB includes the load capacitor C701 and the control terminal XCB. Are coupled to the input terminal XT via the bias resistor R751, the bias resistor R750 of the control terminal XCA, and the load capacitor C700, and a part of a signal (particularly a high frequency signal) output from the output terminal XTB is input terminal. Since it will return to XT, load resistance will fall. Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 7, a switch SW700 is provided in parallel with the variable capacitor VC700, a switch SW701 is provided in parallel with the variable capacitor VC701, and these switches SW700 and SW701 are controlled to be turned on and off. Since the terminals XT and XTB are grounded via the load capacitors C700 and C701 when the switches SW700 and SW701 are in the on state, the circuit is equivalent to the configuration shown in FIG. At this time, since there is no capacitive coupling between the output terminal XTB and the input terminal XT described above, a decrease in load resistance can be prevented.
本実施形態の発振回路は、発振回路の電源Vccの起動から所定時間(例えば、500μ秒)をカウントするタイマ回路701と、上記説明したスイッチSW700,SW701と、タイマ回路701によるカウント時間に応じてスイッチSW700,SW701をオンオフ制御するコントローラ703とを備える。コントローラ703は、発振回路の電源Vccの起動から所定時間が経過するまでの間(起動時)、スイッチSW700,SW701をオン状態とすることによって負荷抵抗の低下を防ぎ、発振回路の電源Vccの起動から所定時間が経過したときにスイッチをSW700,SW701をオフ状態に切り替える。
The oscillation circuit according to the present embodiment corresponds to the
(第4の実施形態)
図8は、水晶振動子を発振させる第4の実施形態の発振回路の概念を示す回路図である。図8に示すように、第4の実施形態の発振回路は、可変容量を除けば第3の実施形態の発振回路と略同様である。図8において、図7と共通する構成要素には同じ参照符号が付されている。
(Fourth embodiment)
FIG. 8 is a circuit diagram showing the concept of the oscillation circuit of the fourth embodiment for oscillating a crystal resonator. As shown in FIG. 8, the oscillation circuit of the fourth embodiment is substantially the same as the oscillation circuit of the third embodiment except for the variable capacitance. In FIG. 8, the same reference numerals are assigned to components common to FIG. 7.
第4の実施形態では、出力信号の周波数を制御するための可変容量VC800が負荷容量C700,C701の間に直列に設けられている。負荷容量C700と可変容量VC800の間には制御電圧Aを印加可能な制御端子XCAが設けられ、負荷容量C701と可変容量VC800の間には制御電圧Bを印加可能な制御端子XCBが設けられている。可変容量VC800は制御電圧A,Bによってその容量が制御される。可変容量VC800の容量の制御によって、出力端子XTBから出力される信号の周波数が変更される。 In the fourth embodiment, a variable capacitor VC800 for controlling the frequency of the output signal is provided in series between the load capacitors C700 and C701. A control terminal XCA capable of applying a control voltage A is provided between the load capacitor C700 and the variable capacitor VC800, and a control terminal XCB capable of applying a control voltage B is provided between the load capacitor C701 and the variable capacitor VC800. Yes. The capacity of the variable capacitor VC800 is controlled by control voltages A and B. The frequency of the signal output from the output terminal XTB is changed by controlling the capacitance of the variable capacitor VC800.
しかし、出力端子XTBは、負荷容量C701、制御端子XCB、可変容量VC800、制御端子XCA、負荷容量C700を介して、入力端子XTと容量結合されてしまい、出力端子XTBから出力される信号(特に、高周波信号)の一部が入力端子XTに戻ってしまうため、負荷抵抗が低下してしまう。このため、本実施形態では、図8に示すように、負荷容量C700と可変容量VC800の中点、すなわち制御端子XCAにスイッチSW700を設け、負荷容量C701と可変容量VC800の中点、すなわち制御端子XCBにスイッチSW701を設け、これらのスイッチSW700,SW701をオンオフ制御する。スイッチSW700,SW701がオン状態のとき、端子XT,XTBは負荷容量C700,C701を介して接地されるため、図2(a)に示した構成と等価な回路である。このとき、上記説明した出力端子XTBと入力端子XTの間の容量結合はないため、負荷抵抗の低下を防ぐことができる。 However, the output terminal XTB is capacitively coupled to the input terminal XT via the load capacitor C701, the control terminal XCB, the variable capacitor VC800, the control terminal XCA, and the load capacitor C700, and a signal (particularly, a signal output from the output terminal XTB). , A part of the high-frequency signal) returns to the input terminal XT, and the load resistance is lowered. Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 8, the switch SW700 is provided at the middle point of the load capacitor C700 and the variable capacitor VC800, that is, the control terminal XCA, and the middle point of the load capacitor C701 and the variable capacitor VC800, that is, the control terminal. A switch SW701 is provided in the XCB, and these switches SW700 and SW701 are on / off controlled. Since the terminals XT and XTB are grounded via the load capacitors C700 and C701 when the switches SW700 and SW701 are in the on state, the circuit is equivalent to the configuration shown in FIG. At this time, since there is no capacitive coupling between the output terminal XTB and the input terminal XT described above, a decrease in load resistance can be prevented.
本実施形態の発振回路は、第3の実施形態と同様に、発振回路の電源Vccの起動から所定時間(例えば、500μ秒)をカウントするタイマ回路701と、上記説明したスイッチSW700,SW701と、タイマ回路701によるカウント時間に応じてスイッチSW700,SW701をオンオフ制御するコントローラ703とを備える。コントローラ703は、発振回路の電源Vccの起動から所定時間が経過するまでの間(起動時)、スイッチSW700,SW701をオン状態とすることによって負荷抵抗の低下を防ぎ、発振回路の電源Vccの起動から所定時間が経過したときにスイッチをSW700,SW701をオフ状態に切り替える。
As in the third embodiment, the oscillation circuit of the present embodiment includes a
(第5の実施形態)
図9は、水晶振動子を発振させる第5の実施形態の発振回路の概念を示す回路図である。図9に示すように、第5の実施形態の発振回路は、水晶振動子(X’TAL)が接続される端子XT,XTB間にインバータ500を備える。また、インバータ500の入力側及び出力側のそれぞれに負荷容量C500,C501が設けられ、インバータ500と並列に帰還抵抗R500が設けられている。当該発振回路では、電源電圧Vccが印加されたインバータ500によって水晶振動子が発振し、端子XTBから一定周波数の信号を出力する。
(Fifth embodiment)
FIG. 9 is a circuit diagram showing the concept of the oscillation circuit of the fifth embodiment for oscillating a crystal resonator. As shown in FIG. 9, the oscillation circuit of the fifth embodiment includes an
本実施形態では、負荷容量C500と負荷容量C501の間に、2つのMOSトランジスタM510,M511で構成されたバラクタ510が設けられている。バラクタ510の静電容量は、負荷容量C500とバラクタ510との間に設けられた制御端子XCA及び負荷容量C501とバラクタ510との間に設けられたXCBから印加される制御電圧によって変化する。また、バラクタ510のアノード側(MOSトランジスタM510,M511のバックゲート)はスイッチSW500を介して接地されている。
In the present embodiment, a
本実施形態の発振回路は、発振回路の電源Vccの起動から所定時間(例えば、500μ秒)をカウントするタイマ回路501と、上記説明したスイッチSW500と、タイマ回路501によるカウント時間に応じてスイッチSW500をオンオフ制御するコントローラ503とを備える。コントローラ503は、発振回路の電源Vccの起動から所定時間が経過するまでの間(起動時)、スイッチSW500をオン状態とし、発振回路の電源Vccの起動から所定時間が経過したときにスイッチSW500をオフ状態に切り替える。
The oscillation circuit of the present embodiment includes a
図10は、スイッチSW500がオン状態のときの制御端子XCA,XCB間の等価回路である。また、図11は、スイッチSW500がオフ状態のときの制御端子XCA,XCB間の等価回路である。スイッチSW500を閉じると、図10に示すように、バラクタ510のアノードは接地され、バラクタ510の容量成分C510,C511の内、制御端子XCA,XCB間に対して並列な容量成分C511も接地される。これは、図2(a)に示した構成と等価であるため、出力端子XTBと入力端子XTの間の容量結合は小さい。したがって、このとき、負荷抵抗の低下を防ぐことができる。一方、スイッチSW500を開くと、図11に示すように、バラクタ510のアノードは開状態となり、バラクタ510の容量成分C511は容量成分C510と並列に接続される。これは、図2(b)に示した構成と等価である。
FIG. 10 is an equivalent circuit between the control terminals XCA and XCB when the switch SW500 is in the ON state. FIG. 11 is an equivalent circuit between the control terminals XCA and XCB when the switch SW500 is in the OFF state. When the switch SW500 is closed, as shown in FIG. 10, the anode of the
<他の方法>
次に、上記1の方法(インバータの相互コンダクタンスgmを上げる方法)及び上記2の方法(入出力の容量結合を少なくする方法)以外の方法を活用した発振回路の実施形態について、図面を参照して説明する。
<Other methods>
Next, an embodiment of an oscillation circuit using a method other than the above method 1 (a method for increasing the mutual conductance gm of the inverter) and the above method 2 (a method for reducing input / output capacitive coupling) will be described with reference to the drawings. I will explain.
(第6の実施形態)
図12は、水晶振動子を発振させる第6の実施形態の発振回路を示す回路図である。図12に示すように、第6の実施形態の発振回路は、水晶振動子(X’TAL)が接続される端子XT,XTB間に、CMOSで構成されたインバータを備え、CMOSを構成するNチャネルMOSトランジスタM300とPチャネルMOSトランジスタM301の間には定電流源から定電流I300が供給される。なお、PチャネルMOSトランジスタM301単体でもインバータを構成することができる。インバータの入力側及び出力側のそれぞれに負荷容量C300,C301が設けられ、上記2つのインバータと並列に帰還抵抗R300が設けられている。当該発振回路では、電圧が印加されたインバータによって水晶振動子が発振し、出力端子XTBから一定周波数の信号を出力する。
(Sixth embodiment)
FIG. 12 is a circuit diagram showing an oscillation circuit according to a sixth embodiment that oscillates a crystal resonator. As shown in FIG. 12, the oscillation circuit of the sixth embodiment includes an inverter made of CMOS between terminals XT and XTB to which a crystal resonator (X′TAL) is connected, and N constituting the CMOS. A constant current I300 is supplied between the channel MOS transistor M300 and the P channel MOS transistor M301 from a constant current source. Note that an inverter can also be configured by a single P-channel MOS transistor M301. Load capacitors C300 and C301 are provided on the input side and the output side of the inverter, respectively, and a feedback resistor R300 is provided in parallel with the two inverters. In the oscillation circuit, the crystal resonator oscillates by an inverter to which a voltage is applied, and outputs a signal having a constant frequency from the output terminal XTB.
さらに、本実施形態の発振回路は、発振回路の電源Vccの起動から所定時間(例えば、500μ秒)をカウントするタイマ回路301と、電源VccからCMOSで構成されたインバータへの経路上に設けられたスイッチSW300と、電源Vccから定電流源を介したMOSトランジスタM301への経路上に設けられたスイッチSW301と、タイマ回路301によるカウント時間に応じてスイッチSW300,SW301をオンオフ制御するコントローラ303とを備える。スイッチSW300は、NチャネルMOSトランジスタM300のソース側に設けられ、スイッチSW301は、定電流源の上流側に設けられている。本実施形態では、スイッチSW300,SW301のオンオフ制御によって、CMOSで構成されたインバータ(以下「第1のインバータ」という。)及びPチャネルMOSトランジスタM301単体で構成されたインバータ(以下「第2のインバータ」という。)のいずれかが通電される。
Furthermore, the oscillation circuit of the present embodiment is provided on a path from a
第2のインバータの相互コンダクタンスgm2は、定電流源から第2のインバータに供給される電流I300を調整することにより変更可能であるため、相互コンダクタンスgm2を大きくして負性抵抗を上げることができる。しかし、第2のインバータの使用には次のような課題がある。発振器は、インバータに入力される信号及びインバータから出力される信号の各振幅が大きいほど良好なノイズ特性を有する。しかし、第2のインバータの場合、入力側の端子、すなわちPチャネルMOSトランジスタM301のゲートが0.7V付近でクランプされやすいため、入出力信号の振幅が電源電圧の値までフルスイングできない。この現象は、第2のインバータがバイポーラトランジスタで構成された場合に特に現れる。一方、CMOSで構成された第1のインバータであれば、入出力信号の振幅が電源電圧の値までフルスイングするため、ノイズ特性が良好となる。 Since the mutual conductance gm2 of the second inverter can be changed by adjusting the current I300 supplied from the constant current source to the second inverter, the mutual resistance gm2 can be increased to increase the negative resistance. . However, the use of the second inverter has the following problems. The oscillator has better noise characteristics as the amplitudes of the signal input to the inverter and the signal output from the inverter are larger. However, in the case of the second inverter, the input-side terminal, that is, the gate of the P-channel MOS transistor M301 is easily clamped at around 0.7V, so that the amplitude of the input / output signal cannot fully swing to the value of the power supply voltage. This phenomenon appears particularly when the second inverter is composed of a bipolar transistor. On the other hand, in the case of the first inverter composed of CMOS, the noise characteristic is good because the amplitude of the input / output signal fully swings to the value of the power supply voltage.
したがって、本実施形態では、起動時に第2のインバータを通電し、定常時には第1のインバータを通電するようスイッチSW300,SW301をオンオフ制御する。なお、通電されないインバータに対応するスイッチは完全にオフ状態とされる。 Therefore, in the present embodiment, the switches SW300 and SW301 are controlled to be turned on and off so that the second inverter is energized at the time of startup and the first inverter is energized at the time of steady operation. Note that the switch corresponding to the inverter that is not energized is completely turned off.
図13及び図14は、図12に示した発振回路の具体的な回路図である。第2の実施形態と同様に、電流源は1:1のカレントミラー回路によって実現することができる。また、スイッチSW301は、図13に示すように、カレントミラー回路を構成するMOSトランジスタM411側に設けても、図14に示すように、カレントミラー回路を構成するMOSトランジスタM410側に設けても良い。 13 and 14 are specific circuit diagrams of the oscillation circuit shown in FIG. Similar to the second embodiment, the current source can be realized by a 1: 1 current mirror circuit. Further, the switch SW301 may be provided on the side of the MOS transistor M411 constituting the current mirror circuit as shown in FIG. 13, or may be provided on the side of the MOS transistor M410 constituting the current mirror circuit as shown in FIG. .
以上説明したように、本実施形態の発振回路によれば、起動時には、大きな負性抵抗が得られる第2のインバータを利用し、定常時には、入出力信号の振幅が制限されない第1のインバータを利用する。すなわち、本実施形態では、負性抵抗とノイズ特性の双方の点で状況に適したインバータが用いられる。 As described above, according to the oscillation circuit of the present embodiment, the second inverter that provides a large negative resistance is used at the time of startup, and the first inverter that does not limit the amplitude of the input / output signal in the steady state. Use. That is, in this embodiment, an inverter suitable for the situation is used in terms of both negative resistance and noise characteristics.
上記実施形態では、水晶振動子を発振させる発振回路を例に説明したが、水晶振動子に限らず、セラミック振動子やMEMS技術を用いた振動子を発振させる発振回路にも適用することができる。 In the above embodiment, an oscillation circuit that oscillates a crystal resonator has been described as an example. However, the present invention is not limited to a crystal resonator, and can also be applied to an oscillation circuit that oscillates a resonator using a ceramic resonator or MEMS technology. .
本発明に係る発振回路は、良好な起動特性及び低消費電力の2つの利点を有する、振動子の発振回路等として有用である。 The oscillation circuit according to the present invention is useful as an oscillation circuit for a vibrator having two advantages of good starting characteristics and low power consumption.
500,700 インバータ
201,301,501,701 タイマ回路
203,303,503,703 コントローラ
510 バラクタ
X’TAL 水晶振動子
XT 入力端子
XTB 出力端子
XCA,XCB 制御端子
500,700
X'TAL Quartz crystal XT Input terminal XTB Output terminal XCA, XCB Control terminal
Claims (8)
1つのトランジスタを有するインバータと、
前記インバータと並列に接続された帰還抵抗と、
前記インバータの入力側及び出力側のそれぞれに設けられた容量素子と、
レベルが異なる2種類の電流のいずれかを前記インバータに供給する可変電流源と、
前記発振回路の電源の起動から所定時間をカウントするタイマ回路と、
前記可変電流源が供給し得る前記2種類の電流の内、前記タイマ回路によるカウント時間が前記所定時間を経過するまでの間はレベルが大きい方の電流を、前記所定時間を経過した後はレベルが小さい方の電流を前記インバータに供給するよう前記可変電流源を制御する電流制御部と、
を備えたことを特徴とする発振回路。 An oscillation circuit for oscillating a vibrator,
An inverter having one transistor;
A feedback resistor connected in parallel with the inverter;
Capacitive elements provided on the input side and output side of the inverter;
A variable current source for supplying one of two types of currents having different levels to the inverter;
A timer circuit that counts a predetermined time from activation of the power supply of the oscillation circuit;
Of the two types of currents that can be supplied by the variable current source, the current having the larger level until the count time by the timer circuit elapses the predetermined time, and the level after the predetermined time elapses. A current control unit that controls the variable current source so as to supply a smaller current to the inverter;
An oscillation circuit comprising:
前記可変電流源は、並列接続された2つの電流源を有し、
前記電流制御部は、前記2つの電流源のいずれか一方と前記インバータとの間に設けられたスイッチと、前記タイマ回路によるカウント時間に応じて前記スイッチをオンオフ制御するスイッチ制御部と、を有し、
前記スイッチ制御部は、前記タイマ回路によるカウント時間が前記所定時間を経過するまでの間は前記スイッチをオン状態とし、前記所定時間を経過した後は前記スイッチをオフ状態に切り替えることを特徴とする発振回路。 The oscillation circuit according to claim 1,
The variable current source has two current sources connected in parallel,
The current control unit includes a switch provided between one of the two current sources and the inverter, and a switch control unit that performs on / off control of the switch according to a count time by the timer circuit. And
The switch control unit turns on the switch until the count time by the timer circuit elapses the predetermined time, and switches the switch to an off state after the predetermined time elapses. Oscillator circuit.
前記可変電流源は、1つの電流源及び可変抵抗を有し、
前記電流制御部は、前記可変抵抗の抵抗値を制御して、前記可変電流源が前記インバータに供給する電流のレベルを変えることを特徴とする発振回路。 The oscillation circuit according to claim 1,
The variable current source has one current source and a variable resistor,
The oscillation circuit according to claim 1, wherein the current control unit controls a resistance value of the variable resistor to change a level of a current supplied from the variable current source to the inverter.
インバータと、
前記インバータと並列に接続された帰還抵抗と、
前記インバータの入力側及び出力側のそれぞれに設けられた容量素子と、
前記2つの容量素子間に当該容量素子と直列に設けられた可変容量素子と、
前記発振回路の電源の起動から所定時間をカウントするタイマ回路と、
前記タイマ回路によるカウント時間に応じて前記インバータの入出力間容量を制御する容量制御部と、
を備えたことを特徴とする発振回路。 An oscillation circuit for oscillating a vibrator,
An inverter;
A feedback resistor connected in parallel with the inverter;
Capacitive elements provided on the input side and output side of the inverter;
A variable capacitive element provided in series with the capacitive element between the two capacitive elements;
A timer circuit that counts a predetermined time from activation of the power supply of the oscillation circuit;
A capacity control unit that controls the capacity between the input and output of the inverter according to the count time by the timer circuit;
An oscillation circuit comprising:
前記容量制御部は、オン制御されることにより前記インバータの入出力を前記容量素子を介して接地するスイッチと、前記タイマ回路によるカウント時間に応じてスイッチ制御部と、を有し、
前記スイッチ制御部は、前記タイマ回路によるカウント時間が前記所定時間を経過するまでの間は前記スイッチをオン状態とし、前記所定時間を経過した後は前記スイッチをオフ状態に切り替えることを特徴とする発振回路。 The oscillation circuit according to claim 4,
The capacitance control unit includes a switch that is grounded via the capacitive element by being on-controlled, and a switch control unit according to a count time by the timer circuit,
The switch control unit turns on the switch until the count time by the timer circuit elapses the predetermined time, and switches the switch to an off state after the predetermined time elapses. Oscillator circuit.
第1のMOSトランジスタを有する第1のインバータと、
CMOSを構成する前記第1のMOSトランジスタ及び第2のMOSトランジスタを有する第2のインバータと、
前記第1のインバータ及び前記第2のインバータと並列に接続された帰還抵抗と、
前記第1のインバータ及び前記第2のインバータの入力側及び出力側のそれぞれに設けられた容量素子と、
前記第1のインバータに電流を供給する電流源と、
前記発振回路の電源の起動から所定時間をカウントするタイマ回路と、
前記タイマ回路によるカウント時間が前記所定時間を経過するまでの間は前記第1のインバータを通電し、前記所定時間を経過した後は前記第2のインバータを通電するよう前記第1のインバータ及び前記第2のインバータを制御する電流制御部と、
を備えたことを特徴とする発振回路。 An oscillation circuit for oscillating a vibrator,
A first inverter having a first MOS transistor;
A second inverter having the first MOS transistor and the second MOS transistor constituting the CMOS;
A feedback resistor connected in parallel with the first inverter and the second inverter;
Capacitive elements provided on the input side and the output side of the first inverter and the second inverter,
A current source for supplying current to the first inverter;
A timer circuit that counts a predetermined time from activation of the power supply of the oscillation circuit;
The first inverter and the second inverter are energized until the count time by the timer circuit passes the predetermined time, and the second inverter is energized after the predetermined time. A current control unit for controlling the second inverter;
An oscillation circuit comprising:
前記電流制御部は、
電源から前記電流源を介した前記第1のインバータへの経路上に設けられた第1のスイッチと、
前記電源から前記第2のインバータへの経路上に設けられた第2のスイッチと、
前記タイマ回路によるカウント時間に応じて前記第1のスイッチ及び前記第2のスイッチをオンオフ制御するスイッチ制御部と、
を有することを特徴とする発振回路。 The oscillation circuit according to claim 6,
The current controller is
A first switch provided on a path from a power source to the first inverter via the current source;
A second switch provided on a path from the power source to the second inverter;
A switch control unit for controlling on / off of the first switch and the second switch according to a count time by the timer circuit;
An oscillation circuit comprising:
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