JP2009095217A - Power supply system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、三相交流電源を入力として負荷に直流電圧を供給する主回路と、この直流電圧に応じて主回路を制御する制御装置とを備える電源装置に関するものである。 The present invention relates to a power supply apparatus including a main circuit that supplies a DC voltage to a load using a three-phase AC power supply as an input, and a control device that controls the main circuit in accordance with the DC voltage.
従来より電気機器の電源に用いられる電源装置は、ダイオード整流回路と昇圧回路から主回路が構成される。ダイオード整流回路は、三相交流電源によって供給される相電圧を整流することにより、整流電圧を出力する。また、昇圧回路は、ダイオード整流回路の出力に接続されたスイッチング素子を有し、整流電圧を上昇させて直流電圧を出力するものである。 2. Description of the Related Art Conventionally, a power supply device used as a power supply for electrical equipment includes a main circuit including a diode rectifier circuit and a booster circuit. The diode rectifier circuit outputs a rectified voltage by rectifying the phase voltage supplied by the three-phase AC power supply. The booster circuit has a switching element connected to the output of the diode rectifier circuit, and increases the rectified voltage to output a DC voltage.
このような電源装置において、昇圧比（主回路の入力電圧に対する出力電圧の比率）が小さい場合、次のような問題が発生する。即ち、図２６に示すように相電圧の正及び負のピーク値付近、即ち、整流電圧の落ち込み部分に対応する期間において入力電流（相電流）が大きく歪み（ピークが落ち込む）、正弦波にならなくなる。この入力電流の歪みは、主に三相交流電源における線間電圧の位相差の影響によって生じる。そして、このような歪みにより、入力電流には大きな高調波成分が含まれることになる。この高調波電流は、電気設備及び機器の焼損、振動、異音の発生などの問題を引き起こすため、例えばＩＥＣ６１０００−３−２などによって規制されている。 In such a power supply device, when the step-up ratio (the ratio of the output voltage to the input voltage of the main circuit) is small, the following problem occurs. That is, as shown in FIG. 26, in the vicinity of the positive and negative peak values of the phase voltage, that is, in the period corresponding to the portion where the rectified voltage falls, the input current (phase current) is greatly distorted (the peak falls) and becomes a sine wave. Disappear. This distortion of the input current is mainly caused by the influence of the phase difference of the line voltage in the three-phase AC power supply. Due to such distortion, a large harmonic component is included in the input current. The harmonic current is regulated by, for example, IEC61000-3-2 because it causes problems such as burning of electric equipment and equipment, vibration, and generation of abnormal noise.
ここで、家庭用エアコンなどの単相入力機器では、従来より高調波電流を抑制するためにアクティブフィルタが機器一台毎に搭載されている。一方、業務用機器などの三相入力機器では、受電設備内のアクティブフィルタで高調波電流を抑制するため、機器一台毎にアクティブフィルタを搭載することが無かった。この受電設備内に設置するアクティブフィルタでは、６個のスイッチング素子を用いるなどの比較的大型で高コストのものが許容されているが、機器一台毎に組み込むアクティブフィルタは、小型、低コストのものが要求される。そのため、三相入力用のアクティブフィルタを機器一台毎に組み込むためには、スイッチング素子の数を減らした回路構成で高調波電流を規制値以下に抑制できる電源装置の開発が必要となる。 Here, in a single-phase input device such as a home air conditioner, an active filter is conventionally mounted for each device in order to suppress harmonic current. On the other hand, in a three-phase input device such as a commercial device, since the harmonic current is suppressed by an active filter in the power receiving facility, no active filter is mounted on each device. The active filter installed in the power receiving facility is allowed to be relatively large and high cost such as using six switching elements. However, the active filter incorporated in each device is small and low cost. Things are required. Therefore, in order to incorporate an active filter for three-phase input for each device, it is necessary to develop a power supply device that can suppress the harmonic current to a regulation value or less with a circuit configuration in which the number of switching elements is reduced.
従来、スイッチング素子を一個で三相交流電源を昇圧することにより、高調波電流を抑制する回路構成が開発されているが、昇圧比を高くしないと高調波電流の抑制効果が少ないという問題があった（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, a circuit configuration has been developed that suppresses harmonic current by boosting a three-phase AC power source with a single switching element. However, there is a problem that the effect of suppressing harmonic current is small unless the boost ratio is increased. (For example, see Patent Document 1).
また、係る回路に共振コンデンサ及び共振リアクトルを設けることにより、昇圧比を低くして高調波電流を抑制する回路構成も開発されているが、共振コンデンサや共振リアクトルとして大電力に対応可能なものが要求されるため、電源装置の大きさやコストが増大する問題があった（例えば、特許文献２参照）。 In addition, a circuit configuration that lowers the step-up ratio and suppresses the harmonic current by providing a resonant capacitor and a resonant reactor in such a circuit has been developed. Since it is required, there is a problem that the size and cost of the power supply device increase (for example, see Patent Document 2).
そこで、昇圧比を高くしないで、高調波電流の抑制効果を発揮させるために、整流電圧の波形が落ち込む部分に対応する期間において、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間の比率を高くして、入力電流の波形を改善する方法が考えられる。例えば、図２７の中段に示すように整流電圧の波形と相似で、位相を９０°ずらした補正信号をスイッチングの制御を行う電圧に重畳することにより、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間の比率を高くすれば、図２７の上段に示すように歪んだ入力電流（相電流）波形の落ち込みを、下段に示すように改善できる。 Therefore, in order to exert the effect of suppressing the harmonic current without increasing the step-up ratio, the ratio of the ON period to the switching period of the switching element is increased in the period corresponding to the portion where the waveform of the rectified voltage falls, and the input A method for improving the current waveform is conceivable. For example, as shown in the middle stage of FIG. 27, the ratio of the ON period to the switching cycle of the switching element is obtained by superimposing a correction signal, which is similar to the waveform of the rectified voltage and shifted in phase by 90 °, on the voltage for switching control. If the height is increased, the distorted input current (phase current) waveform drop as shown in the upper part of FIG. 27 can be improved as shown in the lower part.
そして、このスイッチング素子のＯＮ期間の比率を適切に増加させれば、図２８に示すように高調波電流に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分を規制値（図２８の（３））以下に抑えることが可能である。ここで、図２８の（１）は補正を行わない基本回路の場合であり、（２）は上述のように補正信号を追加した場合を示している。
しかしながら、スイッチング素子のＯＮ期間の比率を高くすると、高調波電流のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる（三相交流電源を用いたコンデンサ入力型の整流回路では５次成分と７次成分の高調波電流が大きい）。そして、入力電流の歪みは負荷の状況によって逐次変化する。 However, when the ratio of the ON period of the switching element is increased, the fifth-order component of the harmonic current decreases, but the seventh-order component tends to increase (in the case of a capacitor input type rectifier circuit using a three-phase AC power source, 5% The harmonic current of the second component and the seventh component is large). The distortion of the input current changes sequentially according to the load condition.
そのため、図２９に示すようにスイッチング素子のＯＮ期間を一定の比率で上げて入力電流（相電流）の落ち込み部分を持ち上げる場合、負荷の状況などによっては、５次成分は規制値をクリアするものの、７次成分が規制値を超え、入力電流は逆にピークが突出するかたちで歪んでしまう場合が発生する（図１６最上段参照）。逆に、ＯＮ期間の比率が足りなければ、図３０に示すように５次成分は下がるものの、規制値以下までは低下しない場合も出てくる。 Therefore, as shown in FIG. 29, when the ON period of the switching element is increased at a constant rate to raise the drop portion of the input current (phase current), the quintic component clears the regulation value depending on the load condition and the like. In some cases, the seventh-order component exceeds the regulation value, and the input current is distorted in such a way that the peak protrudes (see the top row in FIG. 16). On the contrary, if the ratio of the ON period is insufficient, the quintic component decreases as shown in FIG. 30, but it does not decrease below the regulation value.
また、ＯＮ期間比率の変更は高周波電流の次数が低いか高いかによってもその影響の出方が異なるため、例えば、図３１に示すように５次成分や７次成分などの低次数の高調波電流は規制値に収まるものの、１３次や１９次などの高次数の高調波電流は規制値を超えてしまう場合も出てくる。 Further, since the influence of the change of the ON period ratio differs depending on whether the order of the high-frequency current is low or high, for example, as shown in FIG. 31, low-order harmonics such as the fifth-order component and the seventh-order component Although the current falls within the regulation value, higher-order harmonic currents such as the 13th and 19th orders may exceed the regulation value.
即ち、スイッチング素子のＯＮ期間を一定の比率で上げる方法では、規制値を超えた次数の高調波電流を的確に低下させることができなかった。 In other words, the method of increasing the ON period of the switching element at a constant ratio cannot accurately reduce the harmonic current of the order exceeding the regulation value.
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、大きさやコストの増大を抑制しつつ、昇圧比が小さい場合にも、入力電流の歪みを的確に改善することができる電源装置を提供するものである。 The present invention has been made to solve the conventional technical problems, and can accurately improve the distortion of the input current even when the boost ratio is small while suppressing an increase in size and cost. Provided is a power supply apparatus capable of
本発明の電源装置は、三相交流電源からの交流電圧を入力し、この交流電圧を直流電圧に変換して負荷に印加する主回路と、直流電圧を検出すると共に、検出した直流電圧に応じて主回路を制御する制御装置とを備えたものであって、主回路は、交流電圧を整流することによって整流電圧を出力するダイオード整流回路と、このダイオード整流回路の出力に接続されたスイッチング素子を有して整流電圧を上昇させ、直流電圧として出力する昇圧回路とを備え、制御装置は、スイッチング素子を所定のスイッチング周期でＯＮ／ＯＦＦすることにより、直流電圧を目標値に上昇させると共に、入力電流を検出し、当該入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、この入力電流に含まれる高調波成分に応じ、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させ、且つ、その増減の度合いを制御することを特徴とする。 The power supply device of the present invention inputs an AC voltage from a three-phase AC power supply, converts the AC voltage into a DC voltage and applies it to a load, detects the DC voltage, and responds to the detected DC voltage. And a control device for controlling the main circuit, wherein the main circuit outputs a rectified voltage by rectifying an AC voltage, and a switching element connected to the output of the diode rectifier circuit And a booster circuit that raises the rectified voltage and outputs it as a DC voltage, and the control device raises the DC voltage to a target value by turning on and off the switching element at a predetermined switching cycle. In the period corresponding to the portion where the input current is detected and the waveform of the input current is distorted, the switching element switches according to the harmonic component contained in the input current. Increasing the ON period ratio ranging period, or reduces, and, and controls the degree of increase or decrease.
請求項２の発明の電源装置は、上記において制御装置は、入力電流の波形の落ち込み部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を増加させると共に、入力電流の波形の突出部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を減少させることを特徴とする。 In the power supply device according to the second aspect of the present invention, the control device increases the ON period ratio in the period corresponding to the falling portion of the input current waveform, and in the period corresponding to the protruding portion of the input current waveform, The ON period ratio is reduced.
請求項３の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号を生成すると共に、生成した補正信号を用いてＯＮ期間比率を増減させることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in each of the above inventions, the control device generates a correction signal having a frequency component that is six times the AC voltage, and increases or decreases the ON period ratio using the generated correction signal. Features.
請求項４の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、直流電圧と、この直流電圧の目標値との差に応じた誤差信号を出力するエラーアンプと、補正信号を生成する補正信号作成回路と、エラーアンプから出力される誤差信号に対して補正信号を重畳する重畳回路と、この重畳回路の出力信号に応じて、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路とを備えることを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the power supply device according to any one of the above-described aspects, wherein the control device includes an error amplifier that outputs an error signal corresponding to a difference between the DC voltage and a target value of the DC voltage, and a correction signal that generates a correction signal A creation circuit; a superposition circuit that superimposes a correction signal on the error signal output from the error amplifier; and a switching control circuit that controls the ON / OFF operation of the switching element according to the output signal of the superposition circuit. It is characterized by that.
請求項５の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、入力電流に含まれる高調波成分に応じて補正信号のＡＣ／ＤＣ比を変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, there is provided the power supply device according to any of the above aspects, wherein the control device changes the AC / DC ratio of the correction signal according to the harmonic component included in the input current, thereby increasing or decreasing the ON period ratio. It is characterized by controlling.
請求項６の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凹み度合いを変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。 According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a power supply device according to the above invention, wherein the control device forms a smooth or recessed portion at a position corresponding to the peak of the waveform of the correction signal, and corrects according to a harmonic component included in the input current. The degree of increase or decrease in the ON period ratio is controlled by changing the degree of depression of the signal.
請求項７の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の平滑又は凹み部分の幅を変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。 According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a power supply device according to the above invention, wherein the control device forms a smooth or recessed portion at a position corresponding to a peak of the waveform of the correction signal, and corrects according to a harmonic component included in the input current. The degree of increase or decrease of the ON period ratio is controlled by changing the smoothness of the signal or the width of the recessed portion.
請求項８の発明の電源装置は、請求項１乃至請求項５の何れかの発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度合いを変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。 According to an eighth aspect of the present invention, there is provided the power supply device according to any one of the first to fifth aspects, wherein the control device forms a convex portion at a position corresponding to the peak of the waveform of the correction signal and is included in the input current. The degree of increase / decrease in the ON period ratio is controlled by changing the degree of convexity of the correction signal in accordance with the wave component.
請求項９の発明の電源装置は、請求項１乃至請求項５又は請求項８の何れかの発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度部分の幅を変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。 According to a ninth aspect of the present invention, there is provided the power supply device according to any one of the first to fifth or eighth aspects, wherein the control device forms a convex portion at a position corresponding to the peak of the waveform of the correction signal, and the input current The degree of increase / decrease in the ON period ratio is controlled by changing the width of the convexity portion of the correction signal in accordance with the harmonic component included in the.
本発明によれば制御装置が、入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させるので、例えば請求項２の如く、入力電流の波形の落ち込み部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を増加させると共に、入力電流の波形の突出部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を減少させることにより、入力電流の歪みを改善して高調波成分の抑制を図ることが可能となる。このとき、装置の大きさやコストの高騰も抑えることができる。 According to the present invention, the control device increases or decreases the ON period ratio with respect to the switching period of the switching element in the period corresponding to the portion where the waveform of the input current is distorted. In the period corresponding to the sag portion of the waveform, the ON period ratio is increased, and in the period corresponding to the protruding part of the input current waveform, the ON period ratio is decreased, thereby improving the distortion of the input current and increasing the harmonics. It becomes possible to suppress the components. At this time, an increase in the size and cost of the apparatus can be suppressed.
特に、制御装置は、入力電流に含まれる高調波成分に応じてスイッチング素子の前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御するので、高調波成分中の５次成分や７次成分を的確に規制値内に抑えることが可能となる。 In particular, since the control device controls the degree of increase / decrease of the ON period ratio of the switching element according to the harmonic component included in the input current, the fifth-order component and the seventh-order component in the harmonic component are accurately regulated. It becomes possible to keep in.
また、請求項３の発明の如く交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号を生成すると共に、生成した補正信号を用いて前記ＯＮ期間比率を増減させるようにすれば、入力電流が歪む期間を正確に検出してＯＮ期間比率を適切なタイミングで増減させることができるようになる。 According to the third aspect of the present invention, when a correction signal having a frequency component that is six times the AC voltage is generated and the ON period ratio is increased or decreased using the generated correction signal, a period in which the input current is distorted. Can be accurately detected, and the ON period ratio can be increased or decreased at an appropriate timing.
また、請求項４の発明の如く制御装置を、直流電圧と、直流電圧の目標値との差に応じた誤差信号を出力するエラーアンプと、前記補正信号を生成する補正信号作成回路と、エラーアンプから出力される前記誤差信号に対して前記補正信号を重畳する重畳回路と、この重畳回路の出力信号に応じて、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路とを備えるようにすれば、直流電圧を一定に保つためのフィードバック構成を利用して、入力電流の歪みを改善する制御を実現することが可能となり、制御装置を大幅に変更すること無く、入力電流の歪みを改善することができるようになる。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a control device comprising: an error amplifier that outputs an error signal corresponding to a difference between a DC voltage and a target value of the DC voltage; a correction signal generating circuit that generates the correction signal; A superimposing circuit that superimposes the correction signal on the error signal output from the amplifier, and a switching control circuit that controls the ON / OFF operation of the switching element according to the output signal of the superimposing circuit. For example, it is possible to realize control for improving distortion of the input current by using a feedback configuration for keeping the DC voltage constant, and to improve the distortion of the input current without significantly changing the control device. Will be able to.
また、請求項５の発明の如く制御装置により、入力電流に含まれる高調波成分に応じて前記補正信号のＡＣ／ＤＣ比を変更すれば、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを容易に制御することができるようになる。
Further, if the AC / DC ratio of the correction signal is changed according to the harmonic component included in the input current by the control device as in the invention of
更に、請求項６の発明の如く補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の凹み度合いを変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。
Further, as in the invention of
この場合、請求項７の発明の如く入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の平滑又は凹み部分の幅を変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。即ち、平滑又は凹み部分の幅を狭くすれば、高い次数の高調波成分に有効であり、逆に広くすれば、低い次数の高調波成分に有効となる。
In this case, it is possible to control the degree of increase / decrease in the ON period ratio by changing the smoothing of the correction signal or the width of the recessed portion according to the harmonic component contained in the input current as in the invention of
更にまた、請求項８の発明の如く補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度合いを変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。
Further, as described in the invention of
この場合、請求項９の発明の如く入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度部分の幅を変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。即ち、凸部分の幅を狭くすれば、高い次数の高調波成分に有効であり、逆に広くすれば、低い次数の高調波成分に有効となる。 In this case, it is possible to control the degree of increase / decrease in the ON period ratio by changing the width of the convexity portion of the correction signal in accordance with the harmonic component included in the input current as in the ninth aspect of the invention. is there. That is, if the width of the convex portion is narrowed, it is effective for high-order harmonic components, and conversely if it is widened, it is effective for low-order harmonic components.
以下、図面に基づき本発明の実施形態を詳述する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
（１）電源装置の構成
図１は、本発明を適用した電源装置１の電気回路のブロック図を示している。実施例の電源装置１は、主回路２と制御装置３とから構成されている。主回路２は三相交流電源４及び負荷６に接続される。制御装置３は主回路２に接続されている。
(1) Configuration of Power Supply Device FIG. 1 shows a block diagram of an electric circuit of a
三相交流電源４は、位相がそれぞれ１２０°異なる相電圧Ｖ１〜Ｖ３を三相交流電源端子Ｕ、Ｖ、Ｗにそれぞれ印加する。この実施例では主回路２への入力電圧（線間電圧）は例えば４００Ｖである。
The three-phase
（１−２）主回路の構成
主回路２は、三相交流電源４を入力として、負荷６に直流電圧ＶＯを供給する。実施例では主回路２が出力する直流電圧ＶＯは例えば６５０Ｖである。即ち、主回路２においては、入力電圧（線間電圧）が４００Ｖに対して出力電圧（直流電圧ＶＯ）が６５０Ｖであり、昇圧比は小さい。
(1-2) Configuration of Main Circuit The
制御装置３は、直流電圧ＶＯを検出すると共に、検出した直流電圧ＶＯに応じて主回路２を制御する。具体的には、制御装置３は直流電圧ＶＯが予め設定された目標値となるように主回路２を制御する。
The
主回路２は、ローパスフィルタ７、昇圧回路８及びダイオード整流回路９を含む。ローパスフィルタ７は、リアクトルＬ１〜Ｌ３及びコンデンサＣ１〜Ｃ３を含む。リアクトルＬ１〜Ｌ３のそれぞれの一端は三相交流電源端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続されている。コンデンサＣ１〜Ｃ３は、リアクトルＬ１〜Ｌ３の他端に接続されている。
The
昇圧回路８は、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６、スイッチング素子Ｔｒ１、逆流阻止ダイオードＤ７、及び、平滑コンデンサＣ４を含む。交流リアクトルＬ４〜Ｌ６の一端は、リアクトルＬ１〜Ｌ３の他端にそれぞれ接続されている。
スイッチング素子Ｔｒ１は、電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続されている。実施例ではスイッチング素子Ｔｒ１として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されている。平滑コンデンサＣ４は、負荷６に並列接続されている。尚、スイッチング素子Ｔｒ１は、ＯＮすると導通し、ＯＦＦすると遮断（非導通）される。また、スイッチング素子Ｔｒ１はＩＧＢＴに限らず、電界効果とトランジスタ（ＦＥＴ）などの他のトランジスタでも良い。
The switching element Tr1 is connected between the power supply lines L10 and L20. In the embodiment, an insulated gate bipolar transistor (IGBT) is used as the switching element Tr1. The smoothing capacitor C4 is connected to the
昇圧回路８は、スイッチング素子Ｔｒ１を所定のスイッチング周期でＯＮ／ＯＦＦさせる。ここで、ＯＮ／ＯＦＦ動作とは、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮとＯＦＦとを交互に繰り返すことである。尚、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作は制御装置３によって制御される。
The
逆流阻止ダイオードＤ７は、電源ラインＬ１０上においてスイッチング素子Ｔｒ１と平滑コンデンサＣ４との間に接続される。ダイオード整流回路９は、ダイオードＤ１〜Ｄ６を含む。ダイオードＤ１及びＤ２は電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続され、ダイオードＤ１及びＤ２の間には、交流リアクトルＬ４の他端が接続されている。ダイオードＤ３及びＤ４も電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続され、ダイオードＤ３、Ｄ４間には交流リアクトルＬ５の他端が接続されている。同様に、ダイオードＤ５及びＤ６も電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続され、ダイオードＤ５、Ｄ６間には交流リアクトルＬ６の他端が接続されている。
The reverse current blocking diode D7 is connected between the switching element Tr1 and the smoothing capacitor C4 on the power supply line L10. The
ダイオード整流回路９は、三相交流電源４から供給される相電圧Ｖ１〜Ｖ３を整流することにより、整流電圧ＶＰＱを出力する。昇圧回路８は、整流電圧ＶＰＱを上昇させ、昇圧された直流電圧ＶＯを出力する。
The
（１−３）制御装置の構成
次に、制御装置３は、補正信号作成回路１２と、電圧検出回路１３と、目標電圧生成回路１４と、エラーアンプ１６、乗算器（重畳回路）１７及びスイッチング制御回路１８とを含む。
(1-3) Configuration of Control Device Next, the
補正信号作成回路１２はマイクロコンピュータ（マイコン制御部）により構成され、交流電源端子Ｕ（Ｖ又はＷでもよい）に接続される。補正信号作成回路１２は、先ず、相電圧Ｖ１が零となるタイミングを検出し、検出したタイミングに同期した同期信号ＳＹＮを生成する。次に、この同期信号ＳＹＮを基準として、相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳを生成する。
The correction
更に、補正信号作成回路１２は、電流センサを用いて相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）の値を検出し、更に、当該相電流Ｉｕ１に含まれる高調波電流値を検出する。そして、相電流Ｉｕ１に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分を監視し、当該５次成分と７次成分に応じて補正信号ＣＳの形状を変更する。詳細は後述する。
Further, the correction
電圧検出回路１３は、電源ラインＬ１０に接続される。電圧検出回路１３は、直流電圧ＶＯを検出して、検出信号ＤＳをエラーアンプ１６に入力する。具体的には、電圧検出回路１３は、直流電圧ＶＯを抵抗分圧することによって検出信号ＤＳを生成する。
The
目標電圧生成回路１４は、検出信号ＤＳの目標値となる目標電圧ＴＶＯを生成する。
The target
エラーアンプ１６は、電圧検出回路１３及び目標電圧生成回路１４に接続される。エラーアンプ１６は、検出信号ＤＳと目標電圧ＴＶＯとの差に応じた誤差信号ＥＳを出力する。
The
乗算器１７は、補正信号作成回路１２及びエラーアンプ１６に接続される。乗算器１７は、補正信号作成回路１２が出力する補正信号ＣＳと、誤差信号ＥＳとを乗算する。
The
スイッチング制御回路１８は、乗算器１７の出力信号Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する。具体的には、スイッチング制御回路１８は、ノコギリ波生成回路１９及びコンパレータ２１を含む。
The switching
ノコギリ波生成回路１９は、相電圧Ｖ１〜Ｖ３の各周波数と比較して、周波数が高いノコギリ波（又は三角波）Ｓ１を生成する。また、ノコギリ波生成回路１９によって生成されるのこぎり波Ｓ１は、スイッチング素子Ｔｒ１のスイッチング周波数を決定する。
The sawtooth
コンパレータ２１は、のこぎり波Ｓ１と、乗算器１７の出力信号Ｓ２との比較結果に応じて、スイッチング制御信号（ＰＷＭ信号）Ｇ１を出力する。スイッチング制御信号Ｇ１は、スイッチング素子Ｔｒ１のゲートに入力される。
The
具体的には、出力信号Ｓ２がのこぎり波Ｓ１よりも大きい期間で、コンパレータ２１はＨレベルのスイッチング制御信号Ｇ１を出力し、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮする。一方、出力信号Ｓ２がのこぎり波Ｓ１よりも小さい期間では、Ｌレベルのスイッチング制御信号Ｇ１が出力され、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＦＦする。
Specifically, in a period in which the output signal S2 is larger than the sawtooth wave S1, the
このようなフィードバック構成により、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮデューティ（スイッチング周期に対するＯＮ期間比率（ＯＮ期間の比率））が変化し、直流電圧ＶＯが一定値となるように制御される。 With such a feedback configuration, the ON duty of the switching element Tr1 (the ON period ratio with respect to the switching period (the ratio of the ON period)) is changed, and the DC voltage VO is controlled to be a constant value.
（２）電源装置の動作
次に、実施例の電源装置１の動作を説明する。
(2) Operation of Power Supply Device Next, the operation of the
（２−１）主回路の動作
スイッチング素子Ｔｒ１は、スイッチング制御信号Ｇ１がＨレベルである期間においてＯＮする。スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮすると、三相交流電源４が交流リアクトルＬ４〜Ｌ６を介して短絡される。これにより、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６に流れる電流、即ち、相電流Ｉｕ１〜Ｉｕ３が急激に増加する。また、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮすると、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６には、相電圧Ｖ１〜Ｖ３に比例したエネルギーが蓄えられる。
(2-1) Operation of the main circuit The switching element Tr1 is turned on during the period when the switching control signal G1 is at the H level. When the switching element Tr1 is turned on, the three-phase
スイッチング素子Ｔｒ１は、スイッチング制御信号Ｇ１がＬレベルである期間においてＯＦＦする。スイッチング素子Ｔｒ１がＯＦＦすると、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６に蓄えられたエネルギーは、ダイオード整流回路９及び逆流阻止ダイオードＤ７を介して平滑コンデンサＣ４に移動する。これにより、平滑コンデンサＣ４が充電される。
The switching element Tr1 is turned off during a period in which the switching control signal G1 is at the L level. When the switching element Tr1 is turned OFF, the energy stored in the AC reactors L4 to L6 moves to the smoothing capacitor C4 via the
平滑コンデンサＣ４が充電される期間がスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作によって制御されるので、平滑コンデンサＣ４の電圧、即ち、直流電圧ＶＯもスイッチング素子Ｔｒ１で制御されることになる。尚、ローパスフィルタ７はスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作に伴う高調波を除去する。
Since the period during which the smoothing capacitor C4 is charged is controlled by the ON / OFF operation of the switching element Tr1, the voltage of the smoothing capacitor C4, that is, the DC voltage VO is also controlled by the switching element Tr1. The low-
（２−２）制御装置の動作
ここで、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）には図２の最上段に示すように、整流電圧ＶＰＱの落ち込み部分に対応する期間において歪みが生じる。
(2-2) Operation of Control Device Here, the input current Iu (phase current Iu1) is distorted in a period corresponding to the drop portion of the rectified voltage VPQ, as shown in the uppermost stage of FIG.
制御装置３の補正信号作成回路１２は、図２の上から三段目に示す補正信号ＣＳを生成する。補正信号ＣＳの波形は図４に示すようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となる。この補正信号ＣＳがピーク値となるタイミングは、整流電圧ＶＰＱが落ち込むタイミングに同期している。
The correction
補正信号ＣＳは乗算器１７にてエラーアンプ１６から出力される誤差信号ＥＳに乗算される。この結果、乗算器１７の出力信号Ｓ２は図３の上段に示すようにエラーアンプ１６からの誤差信号ＥＳに補正信号ＣＳが重畳された波形となる。即ち、エラーアンプ１６からの誤差信号ＥＳが補正信号ＣＳにより変調される。
The correction signal CS is multiplied by the error signal ES output from the
この乗算器１７の出力信号Ｓ２は、コンパレータ２１においてのこぎり波Ｓ１と比較される。コンパレータ２１は、乗算器１７の出力信号Ｓ２がのこぎり波Ｓ１よりも大きい場合にＨレベルのスイッチング制御信号Ｇ１を出力する（図３下段）。
The output signal S2 of the
図３からも明らかな如く、補正信号ＣＳの電圧が高い程、スイッチング制御信号Ｇ１のＯＮデューティ（スイッチング周期に対するＯＮ期間比率（ＯＮ期間の比率））が増加する。これにより、整流電圧ＶＰＱが落ち込む部分に対応する期間（入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）のピーク値付近）において落ち込む入力電流Ｉｕ（図２最上段）を持ち上げ、図２最下段に示すように、その歪みを低減することができるようになる。逆に、補正信号Ｃ２の電圧が低い程、スイッチング制御信号Ｇ１のＯＮデューティが減少する。これにより、入力電流Ｉｕがそのピーク値付近で逆に突出する場合に、その部分の入力電流Ｉｕを引き下げることもできるようになる。 As apparent from FIG. 3, the higher the voltage of the correction signal CS, the higher the ON duty of the switching control signal G1 (the ON period ratio (ON period ratio) to the switching period). As a result, the input current Iu (uppermost stage in FIG. 2) that drops during the period corresponding to the part where the rectified voltage VPQ falls (near the peak value of the input current Iu (phase current Iu1)) is raised, and as shown in the lowermost stage of FIG. The distortion can be reduced. On the contrary, the ON duty of the switching control signal G1 decreases as the voltage of the correction signal C2 is lower. As a result, when the input current Iu protrudes in the vicinity of the peak value, the input current Iu at that portion can be lowered.
（２−２−１）補正信号の形状変更手法１
次に、図２〜図５を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の一実施例を説明する。前述した如く、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形は図４に示すようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となる。この補正信号ＣＳがピーク値となるタイミングは、整流電圧ＶＰＱが落ち込むタイミング、即ち、入力電流Ｉｕが歪むタイミングに同期している。
(2-2-1) Correction signal
Next, an embodiment of a method for changing the shape of the correction signal CS by the correction
更に、補正信号作成回路１２は、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更する。このＡＣ／ＤＣ比は、補正信号ＣＳのＤＣ成分に対するＡＣ成分の比率のことであり、この比率が高くなる程（図４のＡＣ／ＤＣ＝０．５２）、図４の半波の山の高さが高くなり、比率が低くなる程（図４のＡＣ／ＤＣ＝０．１５）、図４の半波の山の高さは低くなる。図４ではＡＣ／ＤＣ比を０．１５、０．２０、０．３０、０．５２と変化させたときの波形の様子を上から順に重ねて示している。ＡＣ／ＤＣ比を変更する方法は、先ず補正信号からＤＣ成分を除去し、次にＡＣ／ＤＣ比を大きくする場合はＡＣ成分に１より大きい値をかける。逆にＡＣ／ＤＣ比を小さくする場合はＡＣ成分に１より小さい値をかける。次に、ＡＣ成分の増減分を考慮したＤＣ成分を加算するものである。
Further, the correction
この補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比が大きいと、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図３の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図２の最下段）。尚、入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピーク値とピーク値の間の部分ではＯＮ期間比率が減少し、その減少度合いも高くなる。
When the AC / DC ratio of the correction signal CS is large, the waveform of the output signal S2 of the
逆に、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比が小さいと、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図３の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは、低下する。同様に補正信号ＣＳのピーク値とピーク値の間の部分ではＯＮ期間比率が減少するが、その減少度合いは低くなる。
On the contrary, when the AC / DC ratio of the correction signal CS is small, the waveform of the output signal S2 of the
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分に基づき、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更する。前述した如く、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を高くすると、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる。また、ＯＮ期間比率が低くなると、７次成分は下がるものの、５次成分は上がる傾向となる。そして、入力電流Ｉｕの歪みは負荷の状況によって逐次変化するが、５次成分と７次成分を監視して補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を調整することで、図５に示すように５次成分と７次成分の双方を規制値内に納めることが可能となる。図５の例ではＡＣ／ＤＣ比＝０．２５（図５の（３））で規制値をクリアできていることが分かる。
That is, the
（２−２−２）補正信号の形状変更手法２
次に、図６〜図９を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の他の実施例を説明する。前述した如く、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形は、本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるが、この場合、補正信号作成回路１２は、この補正信号ＣＳの波形のピーク（頂上）に相当する箇所を凹ませる。補正信号のピークに相当する箇所を凹ませる方法は、ＡＣ成分のピーク部分を「−」方向に折り返すものである。
(2-2-2) Correction signal
Next, another embodiment of a method for changing the shape of the correction signal CS by the correction
図８は補正信号ＣＳのＡＣ成分を凹ませる度合いを変化させたときの様子を示している。この場合、ＡＣ／ＤＣ比率は０．３０一定で、凹ＡＣ成分が２０％の場合、４０％の場合、６０％の場合を重ねて示している。 FIG. 8 shows a state when the degree of depression of the AC component of the correction signal CS is changed. In this case, the AC / DC ratio is constant 0.30, and the case where the concave AC component is 20%, 40%, and 60% are shown repeatedly.
この補正信号ＣＳの凹み度合いが小さい（凹ＡＣ成分の％が小さい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図６の最下段）。尚、入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピークの凹み部分の前後の部分ではＯＮ期間比率が増加し、その増加の度合いも小さくなる。
When the degree of depression of the correction signal CS is small (the percentage of the concave AC component is small), the waveform of the output signal S2 of the
逆に、補正信号ＣＳの凹み度合いが大きい（凹ＡＣ成分の％が大きい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、ＯＮ期間比率は減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは、低くなる。
On the other hand, when the degree of dent of the correction signal CS is large (% of the concave AC component is large), the waveform of the output signal S2 of the
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凹み度合い（ピーク凹％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分に基づき、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを変更する。前述した如く、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を高くすると、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる。また、ＯＮ期間比率が低くなると、７次成分は下がるものの、５次成分は上がる傾向となる。そして、入力電流Ｉｕの歪みは負荷の状況によって逐次変化するが、５次成分と７次成分を監視して補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを調整することで、図９に示すように５次成分と７次成分の双方を規制値内に納めることが可能となる。図９の例では補正信号ピーク凹２０％（図９の（２））で規制値をクリアできていることが分かる。
That is, the
（２−２−３）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御１
次に、図１０を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の一実施例を説明する。図１０はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
(2-2-3) Control of degree of increase / decrease of ON period ratio of switching
Next, with reference to FIG. 10, an embodiment of controlling the degree of increase / decrease in the ON period ratio of the switching element Tr <b> 1 by the
前述した如く補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１０のステップＳ１１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ１２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、ＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α１だけ上げる。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ１１〜Ｓ１２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
As described above, the correction
次に、ステップＳ１１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ１３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ１４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、ＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α２だけ下げる。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ１１、ステップＳ１３、Ｓ１４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
Next, when the fifth-order component I5 is equal to or less than the regulation value Ir5 in step S11, the correction
そして、ステップＳ１３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ１５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
If the seventh-order component is equal to or less than the regulation value Ir7 in step S13, the correction
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ１６に進み、ステップＳ１５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ１７に進んでＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β２だけ下げる（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ１６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ１８に進んでＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β１だけ上げる（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
Next, the correction
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
In this way, the correction
（２−２−４）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御２
次に、図１１を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の他の実施例を説明する。この場合、負荷６の状態に応じて、高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方がそれぞれの規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に収まる補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を予め実験により把握しておき、補正信号作成回路１２に保持させておく。
(2-2-4) Increasing / decreasing
Next, with reference to FIG. 11, another embodiment of controlling the degree of increase / decrease in the ON period ratio of the switching element Tr <b> 1 by the
図１１は負荷６がモータ（例えば冷凍サイクルのコンプレッサモータ）を駆動するインバータである場合を示しており、インバータの周波数と出力をパラメータとし、それぞれの値に対して５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方が規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７内に収まるＡＣ／ＤＣ比の値（ａ１〜ａｎ、ｂ１〜ｂｎ・・・ｘ１〜ｘｎ）のマトリックスが構成され、このデータテーブルが補正信号作成回路１２に予め記憶される。
FIG. 11 shows a case where the
そして、制御装置３の補正信号作成回路１２は、負荷６（この場合インバータ）の周波数と出力を監視し、それらの値から図１１のマトリックス中のＡＣ／ＤＣ比の値を選択して補正信号ＣＳの形状を変更し、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
Then, the correction
以上のように、制御装置３の補正信号作成回路１２が整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込みにより入力電流Ｉｕが歪む部分に相当する期間において、スイッチング素子Ｔｒ１のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増減させ、入力電流Ｉｕを増減させるので、入力電流Ｉｕの歪みを改善して高調波成分の抑制を図ることが可能となる。このとき、装置の大きさやコストの高騰も抑えることができる。特に、制御装置３は、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分に応じてスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御するので、高調波成分中の５次成分や７次成分を的確に規制値内に抑えることが可能となる。
As described above, the correction
また、交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号ＣＳを生成すると共に、生成した補正信号ＣＳを用いてＯＮ期間比率を増減させるようにしているので、入力電流Ｉｕが歪む期間を正確に検出してＯＮ期間比率を適切なタイミングで増減させることができるようになる。 In addition, the correction signal CS having a frequency component that is six times the AC voltage is generated, and the ON period ratio is increased or decreased using the generated correction signal CS, so that the period during which the input current Iu is distorted can be accurately detected. Thus, the ON period ratio can be increased or decreased at an appropriate timing.
また、制御装置３を、直流電圧ＶＯとその目標値（目標電圧ＴＶＯ）との差に応じた誤差信号ＥＳを出力するエラーアンプ１６と、エラーアンプ１６から出力される誤差信号ＥＳに対して補正信号ＣＳを重畳する乗算器１７と、この乗算器１７の出力信号Ｓ２に応じて、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路１８とを備えているので、直流電圧ＶＯを一定に保つためのフィードバック構成を利用して、入力電流Ｉｕの歪みを改善する制御を実現することが可能となり、制御装置３を大幅に変更すること無く、入力電流Ｉｕの歪みを改善することができるようになる。
Further, the
特に、制御１や制御２の実施例のように入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分の５次成分及び７次成分に応じて補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更するようにすれば、ＯＮ期間比率の増減の度合いを容易に制御することができるようになる。
In particular, if the AC / DC ratio of the correction signal CS is changed according to the fifth-order component and the seventh-order component of the harmonic component included in the input current Iu as in the
尚、実施例では三相交流電源を用いたコンデンサ入力型の整流回路で特に大きくなる５次成分と７次成分に着目して制御したが、他の奇数次成分を監視し、それらの性状（ＯＮ期間比率の増加で高くなるか低くなるか）に基づいて補正信号ＣＳの形状を変化させてもよい（以下、同じ）。 In the embodiment, control is performed by paying attention to the 5th and 7th order components which are particularly large in the capacitor input type rectifier circuit using a three-phase AC power supply, but other odd order components are monitored and their properties ( The shape of the correction signal CS may be changed based on whether the ON period ratio increases or decreases (hereinafter the same).
（２−２−５）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御３
次に、図１２を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更に他の実施例を説明する。図１２はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
(2-2-5) Control of degree of increase / decrease in ON period ratio of switching
Next, still another embodiment of the degree control of the increase / decrease of the ON period ratio of the switching element Tr1 by the
前述同様に補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１２のステップＳ２１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ２２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α１だけ小さくする。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ２１〜Ｓ２２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
As described above, the correction
次に、ステップＳ２１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ２３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ２４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α２だけ大きくする。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ２１、ステップＳ２３、Ｓ２４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
Next, when the fifth-order component I5 is less than or equal to the regulation value Ir5 in step S21, the correction
そして、ステップＳ２３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ２５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
If the seventh-order component is equal to or less than the regulation value Ir7 in step S23, the correction
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ２６に進み、ステップＳ２５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ２７に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β２だけ大きくする（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ２６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ２８に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β１だけ小さくする（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
Next, the correction
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
In this way, the correction
（２−２−６）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御４
尚、図１１に示した増減の度合い制御２のように、負荷６の状態に応じて、高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方がそれぞれの規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に収まる補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を予め実験により把握しておき、補正信号作成回路１２に保持させておいて適切な凹み度合いを選択することで、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御するようにしてもよい。
(2-2-6) Control of degree of increase / decrease of ON period ratio of switching
Note that, as in the degree of increase /
この制御３、制御４の実施例のように、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凹み部分を形成し、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５及び７次成分Ｉ７に応じて、補正信号ＣＳの凹み度合いを変更することでもＯＮ期間比率の増減の度合いを容易に制御して高調波成分を規制値内に納めることができる。
As in the embodiments of the
（２−２−７）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御５
次に、図１３を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更に他の実施例を説明する。図１３はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
(2-2-7) Control of degree of increase / decrease of ON period ratio of switching
Next, still another embodiment of the degree control of the increase / decrease of the ON period ratio of the switching element Tr1 by the
前述同様に補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１３のステップＳ３１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ３２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α１だけ上げる。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ３１〜Ｓ３２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
As described above, the correction
次に、ステップＳ３１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ３３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ３４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α２だけ大きくする。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ３１、ステップＳ３３、Ｓ３４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
Next, when the fifth-order component I5 is equal to or less than the regulation value Ir5 in step S31, the correction
そして、ステップＳ３３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ３５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
If the seventh-order component is equal to or less than the regulation value Ir7 in step S33, the correction
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ３６に進み、ステップＳ３５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ３７に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β２だけ大きくする（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ３６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ３８に進んで補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β１だけ上げる（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
Next, the correction
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
In this way, the correction
（２−２−８）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御６
次に、図１４を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更にもう一つの他の実施例を説明する。図１４はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
(2-2-8) Control of degree of increase / decrease in ON period ratio of switching
Next, still another embodiment of the degree control of the ON period ratio of the switching element Tr1 by the
前述同様に補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１４のステップＳ４１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ４２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α１だけ小さくする。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ４１〜Ｓ４２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
As described above, the correction
次に、ステップＳ４１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ４３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ４４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α２だけ下げる。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ４１、ステップＳ４３、Ｓ４４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
Next, when the fifth-order component I5 is less than or equal to the regulation value Ir5 in step S41, the correction
そして、ステップＳ４３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ４５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
If the seventh-order component is equal to or less than the regulation value Ir7 in step S43, the correction
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ４６に進み、ステップＳ４５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ４７に進んで補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β２だけ下げる（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ４６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ４８に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β１だけ小さくする（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
Next, the correction
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。上記制御５や制御６の実施例のように、制御手法１と２を組み合わせて高調波成分を規制値内に納めてもよい。
In this way, the correction
（２−２−９）補正信号の形状変更手法３
次に、図１５〜図２１を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法のもう一つの他の実施例を説明する。図１５に示すこの場合の電源装置１の電気回路のブロック図は図１と同一であるが、補正信号作成回路１２における制御方式のみが異なる。
(2-2-9) Correction signal
Next, another embodiment of a method of changing the shape of the correction signal CS by the correction
図８に示した形状変更手法２では、前述した如く制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形（本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるもの）のピーク（頂上）に相当する箇所を凹ませ（ＡＣ成分のピーク部分を「−」方向に折り返す）、且つ、この凹ませる度合いを変化させることによって、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを調整したが、この場合の形状変更手法３では、この凹み部分の幅を変化させる。尚、この手法は単独で、或いは、前記形状変更手法２と組み合わせて実行する。
In the
図１８は補正信号ＣＳのＡＣ成分の凹み部分の幅を狭くし、その状態で、当該凹み部分を凹ませる度合いを変化させたときの様子を示している。また、図２０は補正信号ＣＳのＡＣ成分の凹み部分の幅を広くし、その状態で、当該凹み部分を凹ませる度合いを変化させたときの様子を示している。各図において、ＡＣ／ＤＣ比率は前述同様に０．３０一定で、凹ＡＣ成分が５％の場合、１０％の場合、２０％の場合、４０％の場合を重ねて示している。 FIG. 18 shows a state in which the width of the concave portion of the AC component of the correction signal CS is narrowed and the degree to which the concave portion is recessed is changed in this state. FIG. 20 shows a state where the width of the concave portion of the AC component of the correction signal CS is widened and the degree to which the concave portion is recessed is changed in this state. In each figure, the AC / DC ratio is constant 0.30 as described above, and the cases where the concave AC component is 5%, 10%, 20%, and 40% are also shown.
前述した形状変更手法２で説明した如く、補正信号ＣＳの凹み度合いが小さい（凹ＡＣ成分の％が小さい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図６の最下段）。尚、前述同様に入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピークの凹み部分の前後の部分ではＯＮ期間比率が増加し、その増加の度合いも小さくなる。
As described in the
逆に、補正信号ＣＳの凹み度合いが大きい（凹ＡＣ成分の％が大きい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、ＯＮ期間比率は減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは、低くなる。
On the other hand, when the degree of dent of the correction signal CS is large (% of the concave AC component is large), the waveform of the output signal S2 of the
特に、入力電流Ｉｕに含まれる７次成分や１３次成分が高い場合、入力電流Ｉｕの波形のピークに相当する箇所は、図１６の最上限に示すように逆に突出するかたちで歪むようになる。この突出部分に対応する期間において、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を減少させれば、入力電流Ｉｕの突出部分を引き下げることができる。 In particular, when the seventh-order component and the thirteenth-order component included in the input current Iu are high, the portion corresponding to the peak of the waveform of the input current Iu becomes distorted in a protruding manner as shown at the upper limit of FIG. . If the ON period ratio of the switching element Tr1 is decreased in the period corresponding to the protruding portion, the protruding portion of the input current Iu can be lowered.
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凹み度合い（ピーク凹％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分に基づき、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを変更する。前述した如く、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を高くすると、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる。逆に、ＯＮ期間比率を低くすると、７次成分は下がるものの、５次成分は上がる傾向となる。そして、入力電流Ｉｕの歪みは負荷の状況によって逐次変化するが、５次成分と７次成分を監視して補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを調整することで、図９に示すように５次成分と７次成分の双方を規制値内に納めることが可能となる。図９の例では補正信号ピーク凹２０％（図９の（２））で規制値をクリアできていることは前述した。
That is, the
ここでは更に、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分の次数にも着目する。補正信号ＣＳの凹み部分の幅が狭い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図１７の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔（整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなり、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなって、入力電流Ｉｕのピークが、より上がることになるパルスの間隔）が狭くなる（図１６の最下段実線で示す）。
Here, attention is also paid to the order of harmonic components contained in the input current Iu. When the width of the concave portion of the correction signal CS is narrow, the waveform of the output signal S2 of the
逆に、補正信号ＣＳの凹み部分の幅が広い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図１７の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔が広くなる（図１６の最下段破線で示す）。
Conversely, when the width of the concave portion of the correction signal CS is wide, the waveform of the output signal S2 of the
ここで、５次や７次などの低次数の高調波成分は周期が大きいため、補正信号ＣＳの凹み部分の幅を広くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔が広い方が、補正の影響がより大きくでる。一方、１１次、１３次、１９次などの高次数の高調波成分は周期が小さいため、補正信号ＣＳの凹み部分の幅を狭くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔が狭い方が、補正の影響がより大きくでる。 Here, since the harmonic components of the low order such as the fifth order and the seventh order have a large period, the width of the concave portion of the correction signal CS is widened, and the pulse interval at which the ON time of the switching element Tr1 is long is wider. The effect of correction is greater. On the other hand, since higher-order harmonic components such as the 11th, 13th, and 19th orders have a short period, the width of the recessed portion of the correction signal CS is narrowed, and the pulse interval at which the ON time of the switching element Tr1 becomes long is narrow. The effect of the correction is greater.
このことは、制御装置３によって補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凹み部分の幅を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減度合いの制御をより強く影響させる高調波成分の次数を制御できることを意味している。即ち、制御装置３の補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分の次数に基づき、当該高調波成分のうちの低い次数（５次、７次など）の高調波成分を抑えたいときには凹み部分の幅を広くし、高い次数（１１次、１３次、１９次など）の高調波成分を抑えたいときには凹み部分の幅を狭くする方向で変更する。
This is because the
図１９は図１８の如く凹み部分の幅を狭くして凹ませる度合いを変化（５％、１０％、２０％、４０％）させた場合の各高調波成分の変化の様子を示しているが、この図からも明らかな如く、１１次、１３次、１７次、１９次などの高い次数の高調波成分がより大きく変化し、限界値（（１）で示す前述した規制値）をクリア（１１次は全て、１３次は（２）、（３）で示す５％、１０％、１７次は全て、１９次は（２）で示す５％）できることが分かる。 FIG. 19 shows how each harmonic component changes when the degree of depression is reduced (5%, 10%, 20%, 40%) as shown in FIG. As is clear from this figure, harmonic components of higher orders such as the 11th, 13th, 17th, and 19th orders change more greatly and clear the limit value (the above-mentioned regulation value indicated by (1)) ( It can be seen that the eleventh order is all possible, the 13th order is 5% and 10% indicated by (2) and (3), the 17th order is all, and the 19th order is 5% indicated by (2).
他方、図２１は図２０の如く凹み部分の幅を広くして凹ませる度合いを変化（５％、１０％、２０％、４０％）させた場合の各高調波成分の変化の様子を示しているが、この図からも明らかな如く、５次、７次などの低い次数の高調波成分がより大きく変化し、限界値（（１）で示す前述した規制値）をクリア（５次は（６）で示す５％、７次は全て）できることが分かる。 On the other hand, FIG. 21 shows a state of change of each harmonic component when the degree of depression is increased (5%, 10%, 20%, 40%) as shown in FIG. However, as is clear from this figure, the harmonic components of lower orders such as the fifth order and the seventh order change more greatly and clear the limit value (the above-mentioned regulation value indicated by (1)) (the fifth order is ( It can be seen that 5% and 7th order shown in 6) are all possible.
（２−２−１０）補正信号の形状変更手法４
次に、図２２、図２３を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の更にもう一つの他の実施例を説明する。前述した如く、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形は、本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるが、この場合、補正信号作成回路１２は、この補正信号ＣＳの波形のピーク（頂上）に相当する箇所に凸部分を形成する。
(2-2-10) Correction signal
Next, still another embodiment of a method for changing the shape of the correction signal CS by the correction
この補正信号ＣＳの凸部分の凸度合いが大きい（凸ＡＣ成分の％が大きい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形において、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図２２の最下段）。尚、前述同様に入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピーク値とピーク値の間の部分ではＯＮ期間比率が減少し、その減少度合いも高くなる。
If the degree of convexity of the convex portion of the correction signal CS is large (% of the convex AC component is large), in the waveform of the output signal S2 of the
逆に、補正信号ＣＳの凸度合いが小さい（凸ＡＣ成分の％が小さい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形において、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは低下する。
Conversely, when the degree of convexity of the correction signal CS is small (% of the convex AC component is small), the ON time of the switching element Tr1 at the peak of the input current Iu is shortened in the waveform of the output signal S2 of the
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凸部分の凸度合い（ピーク凸％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分に基づき、補正信号ＣＳの波形の凸度合いを変更する。
That is, the
ここで、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうち、５次、１１次、１７次成分が大きい場合、入力電流Ｉｕの歪みは図２２の最上段に示すような凹形状（落ち込み部分）となる。そのため、５次成分などを抑える場合には当該５次成分を監視して、補正信号ＣＳの波形の凸度合いを調整することで、５次成分を規制値（限界値）内に納める易くなる（この形状変更手法４及び後述する形状変更手法５）。
Here, when the fifth-order, eleventh-order, and seventeenth-order components are large among the harmonic components included in the input current Iu, the distortion of the input current Iu has a concave shape (sag portion) as shown in the uppermost stage of FIG. Become. Therefore, in order to suppress the fifth-order component and the like, the fifth-order component is monitored and the degree of convexity of the waveform of the correction signal CS is adjusted, so that the fifth-order component can be easily within the regulation value (limit value) ( This
逆に、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうち、７次、１３次、１９次成分が大きい場合、入力電流Ｉｕの歪みは図１６の最上段に示すような凸形状（突出部分）となる。そのため、７次成分などを抑える場合には当該７次成分を監視して、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを調整することで、７次成分を規制値（限界値）内に納め易くなる（前述した形状変更手法２及び形状変更手法３）。
Conversely, when the seventh, thirteenth, and nineteenth components among the harmonic components included in the input current Iu are large, the distortion of the input current Iu is a convex shape (protruding portion) as shown in the uppermost stage of FIG. Become. Therefore, in order to suppress the seventh-order component and the like, the seventh-order component is monitored and the degree of dent of the waveform of the correction signal CS is adjusted, so that the seventh-order component can be easily set within the regulation value (limit value) (
（２−２−１１）補正信号の形状変更手法５
次に、同じく図２２、図２３を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の更にもう一つの他の実施例を説明する。上述した形状変更手法４では、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形（本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるもの）のピーク（頂上）に相当する箇所に凸部分を形成し、且つ、この凸度合いを変化させることによって、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを調整したが、この場合の形状変更手法５では、この凸部分の幅を変化させる。尚、この手法は単独で、或いは、前記形状変更手法４と組み合わせて実行する。
(2-2-11) Correction signal
Next, still another embodiment of a method for changing the shape of the correction signal CS by the correction
前述した形状変更手法４で説明した如く、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凸度合い（ピーク凸％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、ここでは更に、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分の次数にも着目する。補正信号ＣＳの凸部分の幅が狭い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図２３の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲（整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなり、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなって、入力電流Ｉｕのピークが、より上がることになるパルスが存在する範囲）が狭くなる（図２２の最下段実線で示す）。
As described in the
逆に、補正信号ＣＳの凸部分の幅が広い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図２３の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲が広くなる（図２２の最下段破線で示す）。
Conversely, when the width of the convex portion of the correction signal CS is wide, the waveform of the output signal S2 of the
ここで、５次などの低次数の高調波成分は周期が大きいため、補正信号ＣＳの凸部分の幅を広くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲が広い方が、補正の影響がより大きくでる。一方、１１次、１７次などの高次数の高調波成分は周期が小さいため、補正信号ＣＳの凸部分の幅を狭くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲が狭い方が、補正の影響がより大きくでる。 Here, since the harmonic component of the low order such as the fifth order has a large period, the width of the convex portion of the correction signal CS is widened, and the range where the pulse in which the ON time of the switching element Tr1 is long exists is wider. The effect of correction is greater. On the other hand, since higher-order harmonic components such as the 11th order and the 17th order have a short period, the width of the convex portion of the correction signal CS is narrowed, and the range in which the pulse in which the ON time of the switching element Tr1 is long exists is narrower. However, the effect of correction is greater.
このことは、制御装置３によって補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凸部分の幅を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いの制御をより強く影響させる高調波成分の次数を制御できることを意味している。即ち、制御装置３の補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分の次数に基づき、当該高調波成分のうちの低い次数（５次など）の高調波成分を抑えたいときには凸部分の幅を広くし、高い次数（１１次、１７次など）の高調波成分を抑えたいときには取る部分の幅を狭くする方向で変更する。
This is because the
（２−２−１２）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御７
次に、図２４を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更にもう一つの他の実施例を説明する。図２４はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
(2-2-12) Control of degree of increase / decrease of ON period ratio of switching
Next, with reference to FIG. 24, another embodiment of controlling the degree of increase / decrease in the ON period ratio of the switching element Tr1 by the
この場合のＯＮ期間比率の増減の度合い制御は、前述した補正信号ＣＳの凹み部分の幅の変更に関する形状変更手法３と、補正信号ＣＳの凸部分の幅の変更に関する形状変更手法５を組み合わせて実行する例である。但し、後述するステップＳ５７、ステップＳ６３では、前述した如く補正信号ＣＳの凹み部分の凹み度合い変更に関する形状変更手法２、凸部分の凸度合い変更に関する形状変更手法４を組み合わせて実行すれば更に効果的であることは云うまでもない。
In this case, the degree of increase / decrease control of the ON period ratio is performed by combining the
以下、図２４に沿って説明する。この場合の補正信号作成回路１２（図１５）は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの全ての次数を監視することになる。即ち、補正信号作成回路１２は、図２４のステップＳ５１で補正信号作成回路１２はＮに１を足す（インクリメント）。尚、Ｎは０及び正の整数である（０，１，２，３・・・）。次に、ステップＳ５２で監視する高調波成分の次数ｎ＝６Ｎ−１を計算する。制御スタート当初のステップＳ５１ではＮは１となるので、ステップＳ５２では高調波成分ｎの次数は５となる。即ち、スタートして最初は５次の高調波成分を監視することになる。
Hereinafter, a description will be given with reference to FIG. In this case, the correction signal generation circuit 12 (FIG. 15) monitors all the orders of the harmonic components included in the input current Iu (phase current Iu1). That is, the correction
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５３で前述した補正信号ＣＳの凹み部分及び凸部分の幅Ｗ＝ｔ／ｎを計算する。この場合のｔは所定の常数であり、これを次数ｎで除するため、次数ｎが小さい、即ち、低い次数の高調波成分を監視する場合ほど、幅Ｗは広くなり、高い次数の場合ほど、幅Ｗは狭くなることになる。
Next, the correction
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５４で高調波成分のうちの５次成分Ｉｎが、当該５次成分の規制値（限界値）Ｉｒｎより大きいか否か判断し、大きい場合には補正信号作成回路１２はステップＳ５５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍｎは、（Ｉｒｎ−Ｉｎ）／Ｉｎで算出される。即ち、現在の５次成分Ｉｎに対する規制値Ｉｒｎと現在の５次成分Ｉｎとの差の比率が５次成分の余裕度Ｍｎとなり、現在の７次成分Ｉｎ+2に対する規制値Ｉｒｎ+2と現在の７次成分Ｉｎ+2との差の比率が７次成分の余裕度Ｍｎ+2となる。
Next, in step S54, the correction
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５６に進み、ステップＳ５５で算出した余裕度ＭｎとＭｎ+2を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍｎの方が７次成分の余裕度Ｍｎ+2より大きかった場合にはステップＳ５７に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凸度合いが所定の割合（或いは値）αの凸部を形成する。
Next, the correction
前述した如く高調波成分のうちの５次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成することが効果的であり、且つ、この凸部分の幅Ｗは広いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって５次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。 As described above, when the fifth-order component of the harmonic component is suppressed, it is effective to form a convex portion at a location corresponding to the peak of the waveform of the correction signal CS, and the width W of this convex portion is Since the influence of correction is more likely to occur when the width is wider, the fifth-order component can be effectively reduced below the regulation value by changing the shape of the correction signal CS.
一方、ステップＳ５４で高調波成分のうちの５次成分Ｉｎが、当該５次成分の規制値（限界値）Ｉｒｎ以下であった場合、ステップＳ５８に進んで監視する高調波成分の次数ｎ＝６Ｎ＋１を計算する。この場合Ｎは１なので次数ｎは７となる。即ち、５次成分が規制値内にある場合には、今度は７次成分の高調波を監視することになる。次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５９で同様に補正信号ＣＳの凹み部分及び凸部分の幅Ｗ＝ｔ／ｎを計算し直す。この場合のｎは７であるので、ステップＳ５３におけるｎが５の場合の次に広い幅Ｗが算出されることになる。
On the other hand, when the fifth-order component In of the harmonic components is equal to or less than the regulation value (limit value) Irn of the fifth-order component in step S54, the process proceeds to step S58 and the order n of the harmonic component to be monitored is 6N + 1. Calculate In this case, since N is 1, the order n is 7. That is, when the fifth-order component is within the regulation value, the harmonic of the seventh-order component is monitored this time. Next, the correction
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ６０で高調波成分のうちの７次成分Ｉｎが、当該７次成分の規制値（限界値）Ｉｒｎより大きいか否か判断し、大きい場合には補正信号作成回路１２はステップＳ６１に進んで７次成分と５次成分の余裕度を算出する。この場合、７次成分の余裕度Ｍｎは、（Ｉｒｎ−Ｉｎ）／Ｉｎで算出される。即ち、現在の７次成分Ｉｎに対する規制値Ｉｒｎと現在の７次成分Ｉｎとの差の比率が７次成分の余裕度Ｍｎとなり、現在の５次成分Ｉｎ-2に対する規制値Ｉｒｎ-2と現在の５次成分Ｉｎ-2との差の比率が５次成分の余裕度Ｍｎ-2となる。
Next, in step S60, the correction
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ６２に進み、ステップＳ６１で算出した余裕度ＭｎとＭｎ-2を比較する。そして、７次成分の余裕度Ｍｎの方が５次成分の余裕度Ｍｎ-2より大きかった場合にはステップＳ６３に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凹み度合いが所定の割合（或いは値）βの凹みを形成する。
Next, the correction
前述した如く高調波成分のうちの７次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凹みを形成することが効果的であり、且つ、この凹み部分の幅Ｗは広いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって７次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。 As described above, when the seventh-order component of the harmonic component is suppressed, it is effective to form a recess at a position corresponding to the peak of the waveform of the correction signal CS, and the width W of the recess portion is wide. Since the influence of correction is more likely to occur, the seventh-order component can be effectively reduced below the regulation value by changing the shape of the correction signal CS.
ここで、ステップＳ５６において余裕度Ｍｎ+2（この場合の７次成分の余裕度）がＭｎ（この場合の５次成分の余裕度）以上であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ６４に進んで変化幅Ｗ＝ｔ／ｎ+2を算出した後、ステップＳ６３に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凹み度合いが所定の割合βの凹みを形成する。これによって、余裕度の小さい７次成分の高調波を低下させる。
If the margin Mn + 2 (the margin of the seventh-order component in this case) is equal to or greater than Mn (the margin of the fifth-order component in this case) in step S56, the correction
また、ステップＳ６２において余裕度Ｍｎ-2（この場合の５次成分の余裕度）がＭｎ（この場合の７次成分の余裕度）以上であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ６５に進んで変化幅Ｗ＝ｔ／ｎ-2を算出した後、ステップＳ５７に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凸度合いが所定の割合αの凸部を形成する。これによって、余裕度の小さい５次成分の高調波を低下させる。
On the other hand, if the margin Mn-2 (the margin of the fifth-order component in this case) is equal to or greater than Mn (the margin of the seventh-order component in this case) in step S62, the correction
即ち、この場合の補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分を一つのセットとして規制値以下に維持する制御を実行する。
In other words, the correction
このように５次と７次について監視した後、補正信号作成回路１２は次にステップＳ５１に戻り、Ｎを２とする（インクリメント）。これにより、ステップＳ５２において監視する高調波成分は１１次成分となり、ステップＳ５８で監視する高調波成分は１３次成分となって前述した制御が実行される。この場合、ステップＳ５３やステップＳ５９において決定される変化幅Ｗにおいてはｎが１１や１３と、前述した５や７より大きくなるため、変化幅Ｗは５次成分や７次成分の場合よりも狭くなる。また、１１次成分ではステップＳ５７で補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に狭い幅Ｗであって凸度合いが所定の割合αの凸部が形成されることになる。
After monitoring the fifth and seventh orders in this way, the correction
前述した如く高調波成分のうちの１１次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成することが効果的であり、且つ、この凸部分の幅Ｗは狭いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって１１次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。 As described above, when the 11th-order component of the harmonic components is suppressed, it is effective to form a convex portion at a location corresponding to the peak of the waveform of the correction signal CS, and the width W of this convex portion is The narrower one is more likely to be affected by the correction, so that the eleventh order component can be effectively reduced below the regulation value by changing the shape of the correction signal CS.
一方、１３次成分ではステップＳ６３で補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に狭い幅Ｗであって凹み度合いが所定の割合βの凹み部を形成されることになる。前述した如く高調波成分のうちの１３次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凹み部分を形成することが効果的であり、且つ、この凹み部分の幅Ｗは狭いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって１３次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。 On the other hand, in the 13th-order component, a recess having a narrow width W and a recess ratio of a predetermined ratio β is formed at a position corresponding to the peak of the waveform of the correction signal CS in step S63. As described above, when the 13th-order component of the harmonic component is suppressed, it is effective to form a recessed portion at a position corresponding to the peak of the waveform of the correction signal CS, and the width W of the recessed portion is Since the influence of correction is more likely to occur in a narrower range, the 13th-order component can be effectively reduced below the regulation value by changing the shape of the correction signal CS.
即ち、この場合も補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの１１次成分と１３次成分を一つのセットとして規制値以下に維持する制御を実行する。
That is, in this case as well, the correction
これが終了した後、補正信号作成回路１２はステップＳ５１に戻り、Ｎをインクリメントして３とし、今度は１７次成分（より狭い幅Ｗの凸部を形成）と１９次成分（より狭い幅Ｗの凹みを形成）を一つのセットとして規制値以下に維持する制御を実行し、以後これを繰り返していくものである。
After this is completed, the correction
（２−２−１３）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御８
次に、図２５を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更にもう一つの他の実施例を説明する。この場合は図１１の場合と同様に、負荷６の状態に応じて、高調波成分のうちの各次数の成分についてそれらが規制値以下に収まる補正信号ＣＳの例えば形状変化幅Ｗを予め実験により把握しておき、補正信号作成回路１２に保持させておく。凸或いは凹み度合いについても同様である。
(2-2-13) Control of degree of increase / decrease of ON period ratio of switching
Next, still another embodiment of the control of the degree of increase / decrease in the ON period ratio of the switching element Tr1 by the
図２５は同様に負荷６がモータ（例えば冷凍サイクルのコンプレッサモータ）を駆動するインバータである場合を示し、インバータの周波数と出力をパラメータとし、それぞれの値に対して各次数の成分について当該次数の成分が規制値内に収まる変化幅Ｗの値（ａ１〜ａｎ、ｂ１〜ｂｎ・・・ｘ１〜ｘｎ）のマトリックスが構成され、このデータテーブルが補正信号作成回路１２に予め記憶される。
FIG. 25 similarly shows a case where the
そして、制御装置３の補正信号作成回路１２は、負荷６（この場合インバータ）の周波数と出力を監視し、それらの値から図２５のマトリックス中の変化幅Ｗの値を選択して補正信号ＣＳの形状を変更し、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分の各次数成分をそれぞれ規制値以下に維持するものである。
Then, the correction
尚、上記実施例では交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号ＣＳを生成したが、それに限らず、整流電圧のリプル成分に基づいて補正信号を生成するようにしてもよい。 In the above embodiment, the correction signal CS having a frequency component that is six times the AC voltage is generated. However, the present invention is not limited to this, and the correction signal may be generated based on the ripple component of the rectified voltage.
また、実施例では冷凍サイクルのコンプレッサモータを負荷とする例を述べたが、本発明は電源装置は他のあらゆる電気機器に適用可能であることは云うまでもない。 In the embodiment, an example in which a compressor motor of a refrigeration cycle is used as a load has been described. However, it is needless to say that the power supply apparatus can be applied to any other electric equipment.
１ 電源装置
２ 主回路
３ 制御装置
４ 三相交流電源
６ 負荷
８ 昇圧回路
９ ダイオード整流回路
１２ 補正信号作成回路
１３ 電圧検出回路
１４ 目標電圧生成回路
１６ エラーアンプ
１７ 乗算器
１８ スイッチング制御回路
１９ のこぎり波生成回路
Ｃ４ 平滑コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ３ リアクトル
Ｌ４〜Ｌ６ 交流リアクトル
Ｔｒ１ スイッチング素子
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記主回路は、前記交流電圧を整流することによって整流電圧を出力するダイオード整流回路と、該ダイオード整流回路の出力に接続されたスイッチング素子を有して前記整流電圧を上昇させ、前記直流電圧として出力する昇圧回路とを備え、
前記制御装置は、前記スイッチング素子を所定のスイッチング周期でＯＮ／ＯＦＦすることにより、前記直流電圧を目標値に上昇させると共に、
入力電流を検出し、当該入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、該入力電流に含まれる高調波成分に応じ、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させ、且つ、その増減の度合いを制御することを特徴とする電源装置。 A main circuit that inputs an AC voltage from a three-phase AC power source, converts the AC voltage to a DC voltage and applies it to a load, detects the DC voltage, and controls the main circuit according to the detected DC voltage A power supply device comprising a control device,
The main circuit has a diode rectifier circuit that outputs a rectified voltage by rectifying the AC voltage, and a switching element connected to the output of the diode rectifier circuit to raise the rectified voltage, and An output boost circuit,
The control device raises the DC voltage to a target value by turning ON / OFF the switching element at a predetermined switching cycle,
In the period corresponding to the portion where the input current is detected and the waveform of the input current is distorted, the ON period ratio with respect to the switching period of the switching element is increased or decreased according to the harmonic component included in the input current, And the power supply device which controls the degree of the increase / decrease.
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