JP2009065673A - Ｏｆｄｍ受信器のｃｆｏ同期化方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ受信器のＣＦＯ同期化方法及び装置を提供する。
【解決手段】（ａ）重複相関を利用する初期ＣＦＯ誘導ステップと、（ｂ）重複相関及び自動相関をそれぞれ独立的に組み合わせて利用する大きい残留ＣＦＯ獲得ステップと、（ｃ）重複相関を利用する小さい残留ＣＦＯ追跡ステップと、を含むＯＦＤＭ受信器のＣＦＯ同期化方法である。これにより、ＣＦＯ追跡範囲が狭すぎれば、実際に利用できず、ＣＦＯ追跡範囲が広すぎれば、ＣＦＯ推定エラーが大きくなる問題点を解決できる。
【選択図】図６

Description

本発明は、直交周波数多重分割方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）で変調された信号を受信するＯＦＤＭ受信器に係り、特にＯＦＤＭ受信器のＣＦＯ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ）同期化装置及び方法に関する。

最近、北アメリカ及びヨーロッパでは、デジタルテレビジョン地上放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ：ＤＴＴＢ）サービスが利用可能であり、中国の清華大学は、中国向け地上波デジタルテレビジョン（以下、地上波ＤＴＶ）放送のための新たな標準案を提案した。前記提案書は、地上波デジタルマルチメディア／テレビジョン放送（Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ／ＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ：ＤＭＢ−Ｔ）と呼ばれる放送規格に関するものである。ＤＭＢ−Ｔでは、時間領域同期ＯＦＤＭ（Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＯＦＤＭ：ＴＤＳ−ＯＦＤＭ）という新たな変調技法が使われる。

中国の標準化管理局は、地上デジタル放送に対する標準［ＧＢ２０６００−２００６．“Ｆｒａｍｉｎｇ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，Ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ”］を樹立した。一般的に、ＤＭＢ−Ｔ／Ｈ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ／Ｈａｎｄｈｅｌｄ）と呼ばれるその新たな標準（２００６年８月に発表される）は、北京の清華大学及び上海の交通大学での研究結果であり、両大学それぞれの技法を統合する単一の標準というよりは、両大学それぞれの技法の共存にさらに近いものと見なされている。清華大学のシステムＴＤＳ−ＯＦＤＭは、ＤＶＢ−Ｔ及び日本のＩＳＤＢ−Ｔのように多重キャリアを利用し、交通大学のシステムＡＤＴＢ−Ｔ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ＢｒｏａｄｃａｓｔＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）は、米国の８−ＶＳＢ標準に基づく単一キャリア残留側波帯システムである。

ＤＭＢ−Ｔ方式では、ＴＤＳ−ＯＦＤＭの送信端により変調された後で伝送されるデータに対して、サイクリックプリフィックスＯＦＤＭ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ ＯＦＤＭ：ＣＰ−ＯＦＤＭ）方式で使われる方式のようにＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）が適用される。

システムの性能を向上させるＤＭＢ−Ｔ標準の改善事項は、速くて効率的なチャンネル推定及び等化を達成できるＰＮシーケンスフレームヘッダ及びシンボル保護区間の挿入の設計に関するものである。保護区間にＣＰの代わりに擬似ノイズ（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｎｏｉｓｅ：ＰＮ）を挿入して訓練信号として使用する。ＰＮシーケンスは、また、時間領域等化器訓練シーケンスとして利用される。

保護区間と訓練信号とを組み合わせる方式は、放送信号の伝送時にオーバーヘッドを減らし、チャンネルの使用効率を向上させ、ＤＭＢ−Ｔ放送信号受信端の同期部及びチャンネル推定部の性能を向上させる。

図１は、ＴＤＳ−ＯＦＤＭのフレームの構造を示す。
図１を参照してＴＤＳ−ＯＦＤＭフレーム１００について説明すれば、次の通りである。
前記ＴＤＳ−ＯＦＤＭフレーム１００は、フレームヘッド（フレームシンクともいう）とフレームボディとから構成される。フレームシンク及びフレームボディに対する基底帯域シンボル率は、７．５６ ＭＳＰＳと同一に規定される。

フレームボディは、伝送しようとするデータが載せられたものであって、ＩＤＦＴが適用されるＩＤＦＴブロックであり、一般的に、前記ＩＤＦＴブロックは、３７８０個（“ｓｙｍｂｏｌｓ”）のストリームデータを含む。時間領域において、各ブロックでのサンプルは、そのブロックの周波数領域での３７８０サブキャリアに対応する。時間領域でのそのブロックは、周波数領域で３７８０サブキャリアのＩＤＦＴ ３７８０サンプルを有する。一つのフレームボディには、３６シンボルのシステム情報及び３７４４シンボルのデータがある。ＩＤＦＴブロックサイズ

は、３７８０である。３７８０キャリアがあり、キャリア間隔が２ｋＨｚであるので、マルチキャリアモードの帯域幅は７．５６ＭＨｚである。

フレームヘッドは、フレームヘッダまたはフレームシンクとも呼ばれる。フレームヘッドのサイズは、保護区間のモードによって変わる。保護区間モードは、一般的に１／９及び１／４がある。

保護区間が１／９である場合には、フレームヘッドのサイズ

は４２０であり、ヘッダの時間間隔は５５．６μｓであり、保護区間が１／４である場合には、フレームヘッドのサイズ

は９４５であり、ヘッダの時間間隔は１２５μｓである。

保護区間が１／９である場合、フレームヘッドは、２５５個のＰＮシーケンス、そのＰＮシーケンス前のプリアンブル、及びそのＰＮシーケンス後のポストアンブルを含む４２０個のデータを含む。プリアンブル及びポストアンブルは、ＰＮシーケンスの周期的拡張である。すなわち、ＩＤＦＴブロックでデータ３７８０個の１／９である４２０個のデータがフレームヘッドに使われる。あらゆる信号構造モードに対して、フレームボディは、３７８０シンボルを含み、フレームボディの時間間隔は５００μｓである。このように、一つのＯＦＤＭフレームは、４２０個のデータからなるフレームヘッドと、３７８０個のデータからなるフレームボディとから構成され、信号フレームの時間間隔は５５５．６μｓ（または、６２５μｓ）である。

フレームヘッドは、ＰＮシーケンスから構成されるが、前記フレームヘッドに使われるＰＮは、オーダーが８（ｍ＝８）であるシーケンスを使用できる。ＰＮシーケンスは、８次ｍ−シーケンスと規定され、ＦｉｂｏｎａｃｃｉタイプのＬＦＳＲ（Ｌｉｎｅａｒ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｓｈｉｆｔ Ｒｅｇｉｓｔｅｒ）により具現される。それの特性方程式は、Ｐ（Ｘ）＝Ｘ^８＋Ｘ^６＋Ｘ^５＋Ｘ＋１と規定される。次数ｍ＝８である場合には、２５５個の相異なるシーケンスが生成されるが、前記シーケンスは、保護区間に使われるためにプリアンブル及びポストアンブルで拡張される。

前記プリアンブル及び前記ポストアンブルは、ＰＮシーケンスの周期的拡張のためのＰＮシーケンスの反復区間である。例えば、フレームヘッドの２５５個のＰＮシーケンスのうち、最初の８２個のＰＮシーケンスは、ポストアンブルとして前記２５５個のＰＮシーケンスの端に付加され、前記ＰＮシーケンスのうち、最後の８３個のＰＮシーケンスは、プリアンブルとして前記２５５個のＰＮシーケンスの前に付加される。したがって、全体フレームヘッドのサイズは、

となる。

前記データフレーム１００の構造は、保護区間によって変わり、各フレーム内に分布するデータの個数も異なりうる。

韓国特許公開第２００７−００２４２９８号公報には、前述したようなデータフレームが開示されている。

ＯＦＤＭシステムは、本来のデータの正確な復元を保証する直交性のサブキャリアを提供する。ＯＦＤＭシステムでサブチャンネル間の直交性を得るために、受信器でキャリア周波数を正確に知っていると仮定される。しかし、また、ＯＦＤＭシステムは、ＣＦＯに関連したエラーに敏感である。一般的に、ＣＦＯは、復調キャリア周波数と変調キャリア周波数とが正確に一致しない場合に発生する。それは、例えば、ドップラー効果や送信器及び受信器で一致しないクリスタル周波数から引き起こされる。送信器と受信器との間のＣＦＯは、ＯＦＤＭシンボルの直交性を損傷させ、キャリア間の干渉（Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＣＩ）及びシンボル間の干渉（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）を誘発する。送信器と受信器との間のＣＦＯがあれば、信号電力の一部が干渉電力（すなわち、ノイズ）に変形されてシステム性能が低下することである。このように、ＯＦＤＭシステムでＣＦＯは、ＩＣＩの主要原因である。ＯＦＤＭシステムにおいて、直交性を維持するために、ＣＦＯは、受信器で推定及び補償（同期化、追跡）されねばならない。ＯＦＤＭシステムにおいて、受信器でのキャリア周波数を送信器でのキャリア周波数に同期化させることが望ましい。

ＴＤＳ−ＯＦＤＭ方式は、前述した時間領域の同期信号であるＰＮシーケンスコードを利用して速い同期獲得及びチャンネルを推定する。

従来には、このために一つの方法として相関演算が利用される。これは、従来の非特許文献１に開示されている。すなわち、受信信号

とシーケンス

との相関演算を利用してＣＦＯ追跡範囲を求めれば、その追跡範囲は

値以下である。ここで、

はトーンスペーシングであり、

は図１に示されている。例えば、それぞれ

であるとき、追跡範囲値は±１５ＫＨｚを超えず、これは、実際に利用されるのにはその値が小さすぎるという問題点がある。

従来には、他の方法として重複相関演算が利用される。これは、従来の非特許文献２に開示されている。

前記非特許文献２による重複相関演算を利用してＣＦＯ追跡範囲を求めれば、ＣＦＯ追跡範囲を広げることができるが、ＣＦＯ推定エラーが大きくなるという短所がある。

すなわち、従来の技術をいずれも考慮してみれば、ＣＦＯ追跡範囲が狭すぎれば、実際に利用できず、ＣＦＯ追跡範囲が広すぎれば、ＣＦＯ推定エラーが大きくなるという問題点が発生する。

これを考慮してＯＦＤＭ受信器のＣＦＯを推定した後、ＣＦＯを同期化する装置及び方法に関する要求が望まれている。
Ｚ．Ｗ．Ｚｈｅｎｇ，Ｚ．Ｘ．Ｙａｎｇ，Ｃ．Ｙ．Ｐａｎ，ａｎｄ Ｙ．Ｓ．Ｚｈｕ，"Ｎｏｖｅｌ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＴＤＳ−ＯＦＤＭ−ｂａｓｅｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｓｙｓｔｅｍｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｂｒｏａｄｃａｓｔ．，ｖｏｌ．５０，ｎｏ．２，ｐｐ．１４８−１５３，Ｊｕｎｅ ２００４ Ｆ．Ｔｕｆｖｅｓｓｏｎ，Ｏ．Ｅｄｆｏｒｓ，ａｎｄ Ｍ．Ｆａｕｌｋｎｅｒ，"Ｔｉｍｅ ａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ｕｓｉｎｇ ＰＮ−ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｐｒｅａｍｂｌｅｓ"，ｉｎ Ｐｒｏｃ．ＶＴＣ´９９，ｖｏｌ．４，ｐｐ．２２０３−２２０７，Ｓｅｐｔ．１９９９

本発明の目的は、ＯＦＤＭ受信器でＣＦＯ推定及び同期化のための信頼性のある方法及び装置を提供するところにある。

前記目的を達成するために、ＯＦＤＭ受信器のＣＦＯ同期化方法において、ＯＦＤＭフレームは、訓練信号としてのＰＮシーケンスを含む保護区間を備え、本発明の一側面によるＣＦＯ同期化方法は、（ａ１）ＣＦＯ推定値

を計算するための第１相関演算

及び第２相関演算

を利用する重複相関において、前記第１相関演算

と前記第２相関演算

との相関間隔Ｐを所定値以下にしてＣＦＯ追跡範囲を広くすることによって、前記ＣＦＯ推定値

を計算するステップと、（ｂ１）前記（ａ１）ステップにおいて、前記Ｐを所定値以上にして前記ＣＦＯ追跡範囲を狭くすることによって、前記ＣＦＯ推定値

を計算するステップと、（ｃ１）前記ＣＦＯ推定値

を計算するために、自動相関を利用するステップと、を含む。

ＣＦＯ同期化方法は、（ｄ１）それぞれ独立的な前記（ｂ１）ステップ及び前記（ｃ１）ステップを組み合わせて、前記ＣＦＯ推定値

を計算するステップをさらに含む。

（ａ１）ステップの相関間隔Ｐの所定値は、望ましくは、４４であることを特徴とする。
（ｂ１）ステップの相関間隔Ｐの所定値は、望ましくは、４２００であることを特徴とする。
（ｃ１）ステップの自動相関は、その相関長さ

が前記フレームヘッド内に位置するプリアンブルとポストアンブルとのサイズの和であり、その相関間隔Ｑが前記フレームヘッドの長さから前記相関長さ

を引いた値であることを特徴とする。
（ｄ１）ステップは、前記（ｂ１）ステップで計算されるフェーズオフセット

と前記（ｃ１）ステップで計算されるフェーズオフセット

とを利用して、前記ＣＦＯ推定値

を計算することを特徴とする。

ＯＦＤＭ受信器のＣＦＯ同期化方法において、ＯＦＤＭフレームは、訓練信号としてのＰＮシーケンスを含む保護区間を備え、本発明の他の側面による前記ＣＦＯ同期化方法は、（ａ）重複相関を利用する初期ＣＦＯ誘導ステップと、（ｂ）前記重複相関及び自動相関をそれぞれ独立的に組み合わせて利用する大きい残留ＣＦＯ獲得ステップと、を含む。

前記ＣＦＯ同期化方法は、（ｃ）前記重複相関を利用する小さい残留ＣＦＯ追跡ステップをさらに含む。

（ａ）ステップは、前記重複相関のパラメータである相関間隔Ｐを所定値以下にすることによって、ＣＦＯ追跡範囲を広くして前記初期ＣＦＯを誘導することを特徴とする。
（ａ）ステップの相関間隔Ｐは、望ましくは、その所定値を４４とすることを特徴とする。
（ｂ）ステップは、前記重複相関を利用して計算されるフェーズオフセット

と前記自動相関を利用して計算されるフェーズオフセット

とを利用して、前記大きい残留ＣＦＯを獲得することを特徴とする。
（ｂ）ステップの重複相関は、そのフェーズオフセット

を計算するための相関間隔Ｐを４２００として、ＣＦＯ追跡範囲を狭くすることを特徴とする。
（ｂ）ステップの自動相関は、そのフェーズオフセット

を計算するための相関間隔Ｑが２５５であることを特徴とする。
（ｃ）ステップは、前記重複相関のパラメータである相関間隔Ｐを所定値以上にすることによって、ＣＦＯ追跡範囲を狭くして前記小さい残留ＣＦＯを追跡することを特徴とする。
（ｃ）ステップの相関間隔Ｐは、その所定値を４２００とすることを特徴とする。

ＣＦＯ同期化方法は、（ｄ）前記（ａ）ステップでの初期ＣＦＯの誘導において、前記初期ＣＦＯを所定回数Ｎ_Ｌほど反復計算した後、前記（ｂ）ステップに状態転換するステップをさらに含む。
（ｄ）ステップの所定回数Ｎ_Ｌは、望ましくは、５０であることを特徴とする。

ＣＦＯ同期化方法は、（ｅ）前記（ｂ）ステップでの大きい残留ＣＦＯの獲得において、残留ＣＦＯが極小の値であることを意味する整数Ｋｌがゼロを所定回数Ｍほど維持するかを判断して、前記（ｃ）ステップに状態転換するステップをさらに含む。
（ｅ）ステップの所定回数Ｍは、望ましくは、５であることを特徴とする。

ＣＦＯ同期化方法は、（ｆ）前記（ｃ）ステップでの小さい残留ＣＦＯの追跡において、残留ＣＦＯが極小の値であることを意味する整数Ｋｌがゼロを所定回数Ｍほど維持しないかを判断して、前記（ｂ）ステップに状態転換するステップをさらに含む。
前記（ｆ）ステップの所定回数Ｍは、望ましくは、５であることを特徴とする。

ＯＦＤＭフレームの保護区間でのＰＮシーケンスを訓練信号として利用するＯＦＤＭ受信器のＣＦＯ推定装置において、本発明の一実施形態によるＣＦＯ推定装置は、相関演算を行う相関器と、前記相関器の出力信号を利用してＣＦＯ推定値

を計算するＣＦＯ推定器と、を備え、前記相関器及び前記ＣＦＯ推定器は、重複相関を利用して初期ＣＦＯを誘導し、前記重複相関及び自動相関をそれぞれ独立的に利用して大きい残留ＣＦＯを獲得し、前記重複相関を利用して小さい残留ＣＦＯを追跡することを特徴とする。

本発明は、ＣＦＯ追跡範囲が狭すぎれば、実際に利用できず、ＣＦＯ追跡範囲が広すぎれば、ＣＦＯ推定エラーが大きくなるという問題点を解決できる。

本発明についての十分な理解を提供するために、本発明の例示的な実施形態を表す図面が参照される。以下、添付した図面を参照して、本発明の望ましい実施形態を詳細に説明する。各図面に提示された同じ参照符号は、同じ要素を表す。

図２は、本発明によるＣＦＯ推定装置２００に関するブロック図である。本発明によるＣＦＯ推定装置２００は、相関器２１０及びＣＦＯ推定器２２０を備える。

相関器２１０は、受信信号

及び自体的に発生させたローカルＰＮシーケンスを利用して出力信号

を発生させる。

ＣＦＯ推定器２２０は、受信信号

、ローカルＰＮシーケンス及び出力信号

を利用してＣＦＯ推定値

を出力する。ＣＦＯ推定値

は、ＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）（図示せず）に入力されてフィードバック信号として利用される。

本発明によるＣＦＯ推定方法は、ステップ［Ｉ−１］、ステップ［Ｉ−２］、ステップ［ＩＩ］及びステップ［ＩＩＩ］を含む。それぞれのステップを後述する。
◎ステップ［Ｉ−１］
重複相関を利用してＣＦＯ推定値

を求める。

まず、二つの相関として第１相関演算

及び第２相関演算

は、下記のように数式１及び数式２で定義される。

ここで、

は、第１相関演算

の開始点である。Ｌは、相関長さである。^＊は、共役を意味する。Ｐは、第１相関演算

と第２相関演算

との相関間隔である。下記の数式３は、第１相関演算

と第２相関演算

との演算結果Ｃ（ｎ）を表す。

ここで、ｎ＝ｎ_０と仮定すれば、相関ピーク値はＣ（ｎ_０）であり、ＣＦＯ推定値

は、下記の数式４の通りである。

ここで、

は、図１のようにＩＤＦＴブロックサイズ、すなわち一般的に３７８０であり、Ｐは、第１相関演算

と第２相関演算

との相関間隔であり、ａｎｇｌ（ｘ）は、複素数ｘの位相角を意味する。

複素数ｘの位相角ａｎｇｌ（ｘ）は、−πと＋πとの間の値を有するので、ＣＦＯ追跡範囲は、下記の数式５の通りである。

もし、例えば、ＤＶＢ−Ｔ Ｆ１のようなチャンネルが理想的であれば、相関ピーク値Ｃ（ｎ_０）は、下記の数式６の通りである。

ここで、第１相関演算

と第２相関演算

との相関間隔Ｐを狭くすれば、数式４に示すようにＣＦＯ追跡範囲を広くすることができるが、少なくとも相関長さＬと類似したサイズを維持せねばならない（Ｐ≒Ｌ）。これは、数式６に示すように、相関長さＬが小さすぎれば、ピーク値を求めがたいためである。

また、プリアンブル（図１）及びポストアンブル（図１）により発生する寄生的ピークを防止するために、数式１及び数式２の

を

の関係で維持する。

前述したことを考慮して、ステップ［Ｉ−１］のパラメータは、

であることが望ましい。この場合、ＣＦＯの最大推定値

であり、ＣＦＯは±４３と追跡される。図３は、その結果に対するＳカーブを示す。図３は、ＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｃｔｉｖｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｗｈｉｔｅ Ｎｏｉｓｅ）チャンネル及びＤＶＢ−Ｔ Ｆ１チャンネルを例として示す。

前述したように、ステップ［Ｉ−１］は、追跡正確度は低いが、追跡範囲を広くして初期ＣＦＯを誘導するのに有用である。

◎ステップ［Ｉ−２］
ステップ［Ｉ−２］は、前述したステップ［Ｉ−１］と異なり、追跡正確度を高くするために追跡範囲を狭くすることに特徴がある。もちろん、追跡範囲を狭くするためには、相関間隔Ｐを広くしなければならない。

ステップ［Ｉ−２］のパラメータは、

であることが望ましい。この場合、ＣＦＯは±０．４５と追跡される。図４は、その結果に対するＳカーブを示す。図４は、特に、ＤＶＢ−Ｔ Ｆ１チャンネルで追跡正確度が優れたことを示す。
ステップ［Ｉ−２］は、追跡正確度が高いので、残留ＣＦＯを獲得するのに有用である。

◎ステップ［ＩＩ］
ステップ［ＩＩ］は、図１のプリアンブル及びポストアンブルがＰＮシーケンスの周期的拡張であることを利用する。図５は、図１のフレームヘッドを詳細に示す。それを利用した自動相関は、下記の数式７の通りである。

ここで、相関長さ

は、図５に示したようにプリアンブルとポストアンブルとのサイズの和である。Ｑは、相関間隔を意味する。これによるＣＦＯ推定値

は、下記の数式８の通りである。

数式８は、数式４と類似している。ここで、Ａ（ｎ_０）は、相関ピーク値であり、下記の数式９の通りである。

前述したところによって、ステップ［ＩＩ］のパラメータは、

であることが望ましい。この場合、ＣＦＯは±７．４と追跡される。

ステップ［ＩＩ］を前述したステップ［Ｉ−１］及びステップ［Ｉ−２］と比較すれば、下記の表１の通りである。

ステップ［ＩＩ］は、大きい残留ＣＦＯを獲得するのに有用である。

◎ステップ［ＩＩＩ］
ステップ［ＩＩＩ］は、それぞれ独立的な二つのＣＦＯ推定を利用して新たなＣＦＯ推定値を求めることによって、ＣＦＯの追跡範囲を広げることである。例えば、相関間隔Ｐ＝４２００であるステップ［Ｉ−２］と、相関間隔Ｑ＝２５５であるステップ［ＩＩ］とを同時に利用することを考慮できる。

独立的な二つのＣＦＯ推定を利用するステップ［ＩＩＩ］に関する過程は、下記の通りである。

数式１０及び数式１１で、

は、独立的な二つのＣＦＯ推定に関する相関間隔を意味する。例えば、独立的なステップ［Ｉ−２］及びステップ［ＩＩ］を利用するならば、

であり、

と仮定できる。ここで、添字ｌは、ｌｏｎｇの最初の字であり、添字ｓは、ｓｈｏｒｔの最初の字である。そして、

は、ステップ［ＩＩＩ］で目的とする最大ＣＦＯ追跡範囲である。関数ｒｏｕｎｄ（ａ）は、四捨五入に関する関数であって、下記の数式１２で定義される。

前記数式１１及び数式１２に基づいて、整数集合Ｓは、下記の数式１３のように計算される。

ここで、

は、互いに素数関係にあり、それぞれ下記の数式１４及び数式１５で定義される。

前記数式１４及び数式１５で、関数ｇｃｄ（ｘ，ｙ）は、ｘとｙとの最大公約数を意味する。

ここで、フェーズオフセットをそれぞれ

と仮定する。例えば、ステップ［Ｉ−２］でのフェーズオフセットを

とし、ステップ［ＩＩ］でのフェーズオフセットを

と仮定できる。下記の数式１６及び数式１７を求めることができる。

また、数式１３から分かるように、

であるので、下記の数式１８の右項は整数であるということが分かる。

前述したような数式を利用して、最終的にステップ［ＩＩＩ］のそれぞれ独立的な二つのＣＦＯ推定を利用した新たなＣＦＯ推定値

は、下記の数式１９の通りである。

前述したように、ステップ［Ｉ−１］、ステップ［Ｉ−２］、ステップ［ＩＩ］及びステップ［ＩＩＩ］を説明した。また、前述したように、ステップ［ＩＩＩ］は、ステップ［Ｉ−２］及びステップ［ＩＩ］を利用して具現されるということが分かる。

前述したステップ［Ｉ−１］、ステップ［Ｉ−２］、ステップ［ＩＩ］及びステップ［ＩＩＩ］を利用する本発明によるＣＦＯ同期化方法は、（ａ）初期ＣＦＯ誘導ステップと、（ｂ）大きい残留ＣＦＯ獲得ステップと、（ｃ）小さい残留ＣＦＯ追跡ステップと、を含む。

（ａ）初期ＣＦＯ誘導ステップは、大規模誘導ステップである。すなわち、相関間隔Ｐを狭くして追跡範囲を大規模にするステップである。前述したステップ［Ｉ−１］が利用される。
（ｂ）大きい残留ＣＦＯ獲得ステップは、小規模獲得ステップである。前述したステップ［ＩＩＩ］が利用される。また、ステップ［ＩＩＩ］は、ステップ［Ｉ−２］及びステップ［ＩＩ］を利用して具現される。
（ｃ）小さい残留ＣＦＯ追跡ステップは、追跡ステップである。小さい残留ＣＦＯを追跡して、最終ＣＦＯのサイズをＯＦＤＭデモジュレーション基準に合うほど小さくするステップである。すなわち、相関間隔Ｐを広くして追跡範囲を狭くするステップである。前述したステップ［Ｉ−２］が利用される。

図６は、本発明によるＣＦＯ同期化方法に関する状態変換ダイヤグラムである。
ステップＳ６１０は、初期ＣＦＯ誘導ステップである。ステップＳ６２０は、大きい残留ＣＦＯ獲得ステップである。ステップＳ６３０は、小さい残留ＣＦＯ追跡ステップである。

図６と関連した擬似コードは、下記の表２の通りである。図６に示している状態変換条件に関する各パラメータ

は、下記の表２で再び説明する。

図６及び表２を再び参照して、本発明によるＣＦＯ同期化方法を再び説明する。表２は、図６のダイヤグラムについての具体的な実施形態としての擬似コードである。

表２のステップｓ１ないしステップｓ３は、ステップＳ６１０（図６）と対応し、初期ＣＦＯ誘導ステップである。狭い相関間隔（広い追跡範囲）を有する前述したステップ［Ｉ−１］を利用するステップである。比較文としてｎ_ｌ＜Ｎ_Ｌを利用することは、反復回数Ｎ_Ｌほど反復して計算した後、初期ＣＦＯ推定値

を誘導するためである。

表２のステップｓ４ないしステップｓ６は、ステップＳ６２０（図６）及びステップＳ６３０（図６）に対応する。それらは、大きい残留ＣＦＯ獲得ステップ及び小さい残留ＣＦＯ追跡ステップである。

まず、獲得ステップで、比較文としてｍ＜Ｍを利用することは、前述したステップ［ＩＩＩ］を利用して整数Ｋｌを計算した後、反復回数ＭほどＫｌが一定であるか否かを判断するためである。ここで、Ｋａは、Ｋｌを臨時保存するために導入されたパラメータである。また、Ｋａ＝０であるか否かを判断することは、Ｋｌ＝０であるか否かを判断することである。Ｋｌ＝０という意味は、残留ＣＦＯが極小の値であることを意味する。この状態で

にセッティングして、追跡ステップに転換する。

追跡ステップで、Ｋａ＝０であるか否かを判断することは、Ｋａ＝０を維持し続ける場合には、最終的にＣＦＯ値

を計算する。しかし、Ｋａ＝０を維持できない場合には、

にセッティングして再び獲得ステップに戻る。

かかる過程を通じて、ＣＦＯ同期化が行われる。

下記は、ＣＦＯ同期化をシミュレーションした一例を表す。

フレーム構造（図１）に関するパラメータは、

にセッティングされる。狭い相関間隔を有するステップ［Ｉ−１］に関するパラメータは、

にセッティングされる。広い相関間隔を有するステップ［Ｉ−２］に関するパラメータは、

にセッティングされる。その他のステップ［ＩＩＩ］に関するパラメータは、

にセッティングされる。

かかるパラメータに基づいて得られるシミュレーション結果は、図７ないし図９に示される。

図７は、関数Ｆ（Ｍ）の探索確率を示す。関数Ｆ（Ｍ）は、前述したステップ［ＩＩＩ］に関する数式である数式１７である。図７のチャンネルモデル“ＳＦＮ，５０μｓ”は、その遅延が５０μｓである、１エコーを有する２経路チャンネルである。図７から分かるように、高い探索確率は、

範囲内でＣＦＯを容易に獲得可能にする。

図８は、理想的なＣＦＯ＝−４０．０である場合の閉ループシミュレーション結果である。シミュレーションに利用されたチャンネルは“ＳＦＮ，５０μｓ”であり、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ−Ｒａｔｉｏｎ）は１０ｄＢである。３ステップ、すなわち誘導、獲得及び追跡が示される。

図９は、図８の追跡ステップを拡大した図面である。図９に示すように、理想的なＣＦＯ＝−４０．０である場合であり、残留ＣＦＯは±０．５％であり、これは、ＯＦＤＭデモジュレーションの基準を満足する。

以上、図面に示した具体的な実施形態を参考にして本発明を説明したが、これは、例示的なものに過ぎないので、当業者ならば、これから多様な修正及び変形が可能であるという点が分かるであろう。したがって、本発明の保護範囲は、特許請求の範囲により解釈されねばならず、それと同等及び均等な範囲内にあるあらゆる技術的思想は、本発明の保護範囲に含まれていると解釈されねばならない。

本発明は、デジタルマルチメディア／テレビジョン放送関連の技術分野に適用可能である。

ＴＤＳ−ＯＦＤＭのフレームの構造図である。 本発明によるＣＦＯ推定装置に関するブロック図である。 ＡＷＧＮチャンネル及びＤＶＢ−Ｔ Ｆ１チャンネルに対するシミュレーションを示す図面である。 ＤＶＢ−Ｔ Ｆ１チャンネルに関する追跡正確度を示す図面である。 図１のフレームヘッドを詳細に示す図面である。 本発明によるＣＦＯ同期化方法に関する状態変換ダイヤグラムである。 整数Ｆ（Ｍ）の探索確率を示す図面である。 理想的なＣＦＯ＝−４０．０である場合の閉ループシミュレーション結果を示す図面である。 図８中の追跡ステップを拡大した図面である。

符号の説明

２００ ＣＦＯ推定装置
２１０ 相関器
２２０ ＣＦＯ推定器

Claims (22)

1. ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）受信器のＣＦＯ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ）同期化方法において、
   ＯＦＤＭフレームは、訓練信号としてのＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）シーケンスを含む保護区間を備え、前記ＣＦＯ同期化方法は、
   （ａ１）ＣＦＯ推定値
   

   

   を計算するための、第１相関演算
   

   

   及び第２相関演算
   

   

   を利用する重複相関において、前記第１相関演算
   

   

   と前記第２相関演算
   

   

   との相関間隔Ｐを所定値以下にしてＣＦＯ追跡範囲を広くすることによって、前記ＣＦＯ推定値
   

   

   を計算するステップと、
   （ｂ１）前記（ａ１）ステップにおいて、前記Ｐを所定値以上にして前記ＣＦＯ追跡範囲を狭くすることによって、前記ＣＦＯ推定値
   

   

   を計算するステップと、
   （ｃ１）前記ＣＦＯ推定値
   

   

   を計算するために、自動相関を利用するステップと、を含むことを特徴とするＣＦＯ同期化方法。
2. 前記ＣＦＯ同期化方法は、
   （ｄ１）それぞれ独立的な前記（ｂ１）ステップ及び前記（ｃ１）ステップを組み合わせて、前記ＣＦＯ推定値
   

   

   を計算するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のＣＦＯ同期化方法。
3. 前記（ａ１）ステップは、前記相関間隔Ｐの所定値が４４であることを特徴とする請求項１に記載のＣＦＯ同期化方法。
4. 前記（ｂ１）ステップは、前記相関間隔Ｐの所定値が４２００であることを特徴とする請求項１に記載のＣＦＯ同期化方法。
5. 前記（ｃ１）ステップの自動相関は、その相関長さ
   

   

   が前記フレームヘッド内に位置するプリアンブルとポストアンブルとのサイズの和であり、その相関間隔Ｑが前記フレームヘッドの長さから前記相関長さ
   

   

   を引いた値であることを特徴とする請求項１に記載のＣＦＯ同期化方法。
6. 前記（ｄ１）ステップは、前記（ｂ１）ステップで計算されるフェーズオフセット
   

   

   と前記（ｃ１）ステップで計算されるフェーズオフセット
   

   

   とを利用して、前記ＣＦＯ推定値
   

   

   を計算することを特徴とする請求項２に記載のＣＦＯ同期化方法。
7. ＯＦＤＭ受信器のＣＦＯ同期化方法において、
   ＯＦＤＭフレームは、訓練信号としてのＰＮシーケンスを含む保護区間を備え、前記ＣＦＯ同期化方法は、
   （ａ）重複相関を利用する初期ＣＦＯ誘導ステップと、
   （ｂ）前記重複相関及び自動相関をそれぞれ独立的に組み合わせて利用する大きい残留ＣＦＯ獲得ステップと、を含むことを特徴とするＣＦＯ同期化方法。
8. 前記ＣＦＯ同期化方法は、
   （ｃ）前記重複相関を利用する小さい残留ＣＦＯ追跡ステップをさらに含むことを特徴とする請求項７に記載のＣＦＯ同期化方法。
9. 前記（ａ）ステップは、前記重複相関のパラメータである相関間隔Ｐを所定値以下にすることによって、ＣＦＯ追跡範囲を広くして前記初期ＣＦＯを誘導することを特徴とする請求項７に記載のＣＦＯ同期化方法。
10. 前記相関間隔Ｐは、その所定値を４４とすることを特徴とする請求項９に記載のＣＦＯ同期化方法。
11. 前記（ｂ）ステップは、前記重複相関を利用して計算されるフェーズオフセット
    

    

    と前記自動相関を利用して計算されるフェーズオフセット
    

    

    とを利用して、前記大きい残留ＣＦＯを獲得することを特徴とする請求項７に記載のＣＦＯ同期化方法。
12. 前記重複相関は、そのフェーズオフセット
    

    

    を計算するための相関間隔Ｐを４２００にして、ＣＦＯ追跡範囲を狭くすることを特徴とする請求項１１に記載のＣＦＯ同期化方法。
13. 前記自動相関は、そのフェーズオフセット
    

    

    を計算するための相関間隔Ｑが２５５であることを特徴とする請求項１１に記載のＣＦＯ同期化方法。
14. 前記（ｃ）ステップは、前記重複相関のパラメータである相関間隔Ｐを所定値以上にすることによって、ＣＦＯ追跡範囲を狭くして前記小さい残留ＣＦＯを追跡することを特徴とする請求項８に記載のＣＦＯ同期化方法。
15. 前記相関間隔Ｐは、その所定値を４２００とすることを特徴とする請求項１４に記載のＣＦＯ同期化方法。
16. 前記ＣＦＯ同期化方法は、
    （ｄ）前記（ａ）ステップでの初期ＣＦＯの誘導において、前記初期ＣＦＯを所定回数Ｎ_Ｌほど反復計算した後、前記（ｂ）ステップに状態転換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項７に記載のＣＦＯ同期化方法。
17. 前記（ｄ）ステップは、その所定回数Ｎ_Ｌが５０であることを特徴とする請求項１６に記載のＣＦＯ同期化方法。
18. 前記ＣＦＯ同期化方法は、
    （ｅ）前記（ｂ）ステップでの大きい残留ＣＦＯの獲得において、残留ＣＦＯが極小の値であることを意味する整数Ｋｌがゼロを所定回数Ｍほど維持するかを判断して、前記（ｃ）ステップに状態転換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項８に記載のＣＦＯ同期化方法。
19. 前記（ｅ）ステップは、その所定回数Ｍが５であることを特徴とする請求項１８に記載のＣＦＯ同期化方法。
20. 前記ＣＦＯ同期化方法は、
    （ｆ）前記（ｃ）ステップでの小さい残留ＣＦＯの追跡において、残留ＣＦＯが極小の値であることを意味する整数Ｋｌがゼロを所定回数Ｍほど維持しないかを判断して、前記（ｂ）ステップに状態転換するステップをさらに含むことを特徴とする請求項８に記載のＣＦＯ同期化方法。
21. 前記（ｆ）ステップは、その所定回数Ｍが５であることを特徴とする請求項２０に記載のＣＦＯ同期化方法。
22. ＯＦＤＭフレームの保護区間でのＰＮシーケンスを訓練信号として利用するＯＦＤＭ受信器のＣＦＯ推定装置において、
    相関演算を行う相関器と、
    前記相関器の出力信号を利用してＣＦＯ推定値
    

    

    を計算するＣＦＯ推定器と、を備え、
    前記相関器及び前記ＣＦＯ推定器は、重複相関を利用して初期ＣＦＯを誘導し、前記重複相関及び自動相関をそれぞれ独立的に利用して大きい残留ＣＦＯを獲得し、前記重複相関を利用して小さい残留ＣＦＯを追跡することを特徴とするＣＦＯ推定装置。

Images