JP2009044404A - Ofdm receiver - Google Patents

Ofdm receiver Download PDF

Info

Publication number
JP2009044404A
JP2009044404A JP2007206672A JP2007206672A JP2009044404A JP 2009044404 A JP2009044404 A JP 2009044404A JP 2007206672 A JP2007206672 A JP 2007206672A JP 2007206672 A JP2007206672 A JP 2007206672A JP 2009044404 A JP2009044404 A JP 2009044404A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
time
characteristic value
transfer function
value
frequency characteristic
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2007206672A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Masaki Takanashi
昌樹 高梨
Katsushi Mita
勝史 三田
Noburo Ito
修朗 伊藤
Keiichiro Hayakawa
敬一郎 早川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Central R&D Labs Inc
Original Assignee
Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyota Central R&D Labs Inc filed Critical Toyota Central R&D Labs Inc
Priority to JP2007206672A priority Critical patent/JP2009044404A/en
Publication of JP2009044404A publication Critical patent/JP2009044404A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To attain highly precise channel tracking under high speed fading environment. <P>SOLUTION: Frequency characteristics of a transmission function estimated by a decision feedback channel estimation device 10 are converted into temporal properties of the transmission function by applying IFFT by an IFFT part 11. All the temporal property values of the transmission function of time exceeding a guard interval are considered as noise. Then, a time filter part 12 takes the temporal properties of the transmission function in time exceeding the guard interval as zero to generate the temporal property of the transmission function from which the noise is removed. Frequency characteristics of the transmission function from which the noise is removed is obtained by applying FFT to the temporal properties of the transmission function from which the noise is removed by an FET part 13. By the above, the highly precise channel tracking is provided. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、ＯＦＤＭ方式による通信に用いるＯＦＤＭ受信装置に関するものであり、車車間通信などの高速フェージング環境下において用いるのに適したＯＦＤＭ受信装置に関するものである。   The present invention relates to an OFDM receiver used for OFDM communication, and to an OFDM receiver suitable for use in a high-speed fading environment such as inter-vehicle communication.

車車間通信などの高速移動体通信では、周波数選択性フェージングが発生することから、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）が注目されている。また、通信の高速化のために、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いた空間多重伝送技術（ＭＩＭＯ）が注目されている。   In high-speed mobile communication such as inter-vehicle communication, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) has attracted attention because frequency selective fading occurs. In addition, for speeding up communication, spatial multiplexing transmission technology (MIMO) using a plurality of transmitting antennas and a plurality of receiving antennas has attracted attention.

このような伝送方式においては、チャネル推定の精度が受信品質に影響するため、チャネルの時間変動に応じたチャネルトラッキングを行う必要がある。   In such a transmission method, the accuracy of channel estimation affects the reception quality, so it is necessary to perform channel tracking according to channel time fluctuations.

チャネルトラッキングの方法として、たとえば特許文献１、２にＭＩＭＯ通信方式における方法について記載がある。特許文献１、２では、現在の伝達関数と、受信信号から推定される伝達関数とを線形結合して新たな伝達関数とすることにより、チャネルトラッキングを行うことが示されている。これはすなわち、伝達関数を時間方向に平均化することにより雑音の影響を軽減する方法である。
特開２００６−３２４９７７ 特開２００６−３２５０１３ As a channel tracking method, for example, Patent Documents 1 and 2 describe a method in a MIMO communication system. Patent Documents 1 and 2 indicate that channel tracking is performed by linearly combining a current transfer function and a transfer function estimated from a received signal to form a new transfer function. In other words, this is a method of reducing the influence of noise by averaging the transfer function in the time direction.
JP 2006-324977 A JP 2006-325013 A

車車間通信のような高速移動環境の場合、チャネルは大きく変動する。しかし、上記特許文献１、２に示された時間方向に平均化する方法では、低速移動環境においては雑音の低減が十分に効果を発揮するが、高速移動環境においては時間方向の平均化による雑音の低減よりも、チャネル変動への追従性の悪化によるチャネルの劣化が顕著となり、伝送特性が劣化してしまう。所望波と共に遅延波が受信された場合の伝送路の伝達関数は、周波数選択フェージングを生じる。このフェージングを生じた周波数では、伝達関数の予測誤差が大きくなり、その予測誤差が、一旦、判定誤差を生じる程になると、その誤差は、伝搬し、次のパイロット信号を受信するまで、復調符号が全て誤りになるという問題がある。   In the case of a high-speed moving environment such as vehicle-to-vehicle communication, the channel varies greatly. However, in the method of averaging in the time direction shown in Patent Documents 1 and 2 above, noise reduction is sufficiently effective in a low-speed moving environment, but noise due to averaging in the time direction in a high-speed moving environment. Rather than the reduction of the channel, the deterioration of the channel due to the deterioration of the followability to the channel fluctuation becomes remarkable, and the transmission characteristics are deteriorated. The transfer function of the transmission line when the delayed wave is received together with the desired wave causes frequency selective fading. At the frequency at which this fading occurs, the transfer function prediction error becomes large, and once the prediction error becomes so large as to cause a determination error, the error propagates until the next pilot signal is received. There is a problem that all are wrong.

そこで本発明の目的は、フェージングに係る周波数の伝送路の伝達関数を補正することで、高速フェージング環境においても正確なチャネルトラッキングが可能なＯＦＤＭ受信装置を実現することにある。   Accordingly, an object of the present invention is to realize an OFDM receiver capable of accurate channel tracking even in a high-speed fading environment by correcting a transfer function of a transmission line having a frequency related to fading.

第１の発明は、少なくとも１つの受信アンテナを有し、ガードインターバルが加えられたＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の伝達関数を推定して、復号するＯＦＤＭ受信装置において、過去に得られた伝送路の伝達関数から、現復調時刻における伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値を推定する特性値推定手段と、特性値推定手段により推定された第１の周波数特性値を、逆フーリエ変換することで第１の時間特性値を得る逆フーリエ変換手段と、第１の時間特性値のガードインターバルを超える時間における値を０とする第２の時間特性値を生成する時間フィルタ手段と、第２の時間特性値を、フーリエ変換することで第２の周波数特性値を得るフーリエ変換手段と、第２の周波数特性値を、現復調時刻における伝送路の伝達関数として、その伝達関数に基づいて、受信信号を復号する復号手段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。   In a first aspect of the present invention, there is provided an OFDM receiving apparatus that has at least one receiving antenna, receives an OFDM signal to which a guard interval is added, estimates a transfer function of a transmission path, and decodes it. Characteristic value estimating means for estimating a first frequency characteristic value of the transfer function of the transmission path at the current demodulation time from the transfer function of the path, and inverse Fourier transform of the first frequency characteristic value estimated by the characteristic value estimating means An inverse Fourier transform means for obtaining a first time characteristic value, a time filter means for generating a second time characteristic value having a value at a time exceeding the guard interval of the first time characteristic value as zero, Fourier transform means for obtaining a second frequency characteristic value by Fourier transforming the time characteristic value of 2, and the second frequency characteristic value as a transfer function of the transmission line at the current demodulation time, Based on the transfer function of an OFDM receiver characterized by having a decoding means for decoding the received signal.

また、第２の発明は、少なくとも１つの受信アンテナを有し、ガードインターバルが加えられたＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の伝達関数を推定して、復号するＯＦＤＭ受信装置において、過去に得られた伝送路の伝達関数から、現復調時刻における伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値を推定する特性値推定手段と、特性値推定手段により推定された第１の周波数特性値と、ガードインターバルを超える時間における値を０とする時間軸フィルタのフーリエ変換である伝達関数との畳み込み積分を、第２の周波数特性値として求める畳み込み積分演算手段と、第２の周波数特性値を、現復調時刻における伝送路の伝達関数として、その伝達関数に基づいて、受信信号を復号する復号手段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。   The second invention is an OFDM receiver that has at least one receiving antenna, receives an OFDM signal to which a guard interval is added, estimates a transfer function of a transmission path, and decodes the OFDM signal. Characteristic value estimating means for estimating the first frequency characteristic value of the transfer function of the transmission line at the current demodulation time, the first frequency characteristic value estimated by the characteristic value estimating means, and the guard A convolution integral calculating means for obtaining, as a second frequency characteristic value, a convolution integral with a transfer function that is a Fourier transform of a time-axis filter with a value at time exceeding the interval being zero, and a second frequency characteristic value being presently demodulated An OFDM receiver characterized by having, as a transfer function of a transmission path at time, decoding means for decoding a received signal based on the transfer function .

第１の周波数特性値の推定は、パイロット信号による推定のみであってもよいし、パイロット信号による推定値を初期値とし、判定帰還によって逐次第１の周波数特性値の推定を更新するものであってもよい。   The estimation of the first frequency characteristic value may be only the estimation based on the pilot signal, or the estimation value based on the pilot signal is used as an initial value, and the estimation of the first frequency characteristic value is sequentially updated by decision feedback. May be.

また、受信アンテナは１つであってもよいし、複数であってもよく、ＭＩＳＯ、ＭＩＭＯ、ＭＩＭＯ−ＳＴＢＣなどの空間多重伝送方式に適用することができる。   Further, there may be one reception antenna or a plurality of reception antennas, and it can be applied to a spatial multiplexing transmission system such as MISO, MIMO, MIMO-STBC.

ＯＦＤＭの各サブキャリアの変調方式は、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ６４、ＱＡＭなどのＰＳＫ変調方式を用いることができる。   As a modulation method of each subcarrier of OFDM, PSK modulation methods such as QPSK, QAM64, and QAM can be used.

第１の発明は、伝送路の伝達関数に対して、時間軸上で、時間軸フィルタを施すものであり、第２の発明は、周波数軸上で、時間軸フィルタを施すものである。   In the first invention, a time axis filter is applied to the transfer function of the transmission line on the time axis, and in the second invention, a time axis filter is applied on the frequency axis.

第３の発明は、時間フィルタ手段は、 周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの周波数特性のインパルスレスポンスに基づいて決定される時間軸フィルタと、第１の時間特性との畳み込み積分を求め、その結果の時間特性において、ガードインターバルを越える時間における値を０とする第２の時間特性値を生成する手段である。   According to a third aspect of the present invention, the time filter means is determined based on an impulse response of a frequency characteristic of a band limiting filter that takes a different frequency characteristic value depending on whether the frequency characteristic value is a used subcarrier or an unused subcarrier. It is means for obtaining a convolution integral between the time axis filter and the first time characteristic, and generating a second time characteristic value in which the value at the time exceeding the guard interval is 0 in the resulting time characteristic.

ヌルキャリアが存在する場合に、受信信号から伝送路の伝達関数を求める場合には、ヌルキャリアにおける伝送路の伝達関数は、零として求められる。しかし、実際の伝送路の伝達関数でのヌルキャア周波数での値は、零でなく、周囲の周波数に対して連続した値を有する。このため、測定される伝達関数のインパルスレスポンスは、実際の伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスを表していない。この補正が必要となる。一つの方法は、請求項６のように、ヌルキャリアでの伝達関数を周囲の値から補間して求める方法がある。他の方法として、本第３の発明による方法がある。すなわち、ヌルキャリアを帯域制限フィルタで表し、実際の伝送路の伝達関数にこの帯域制限フィルタを作用させた結果が、測定される伝達関数とする。この測定された伝達関数に対して、この帯域制限フィルタを逆に作用させて、実際の伝達関数を求める。帯域制限フィルタの逆特性は、帯域制限フィルタの周波数特性のインパルスレスポンスに基づいて決定される時間軸フィルタで求められる。この時間軸フィルタと、測定された伝達関数のインパルスレスポンス（第１の時間特性）との畳み込み積分により、実際の伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスを求める。そして、このインパルスレスポンスにおいて、ガードインターバルを越える時間における値を０とする。現実の伝達関数のインパルスレスポンスには、ガードインターバルを越える時間成分はないはずであるから、その成分を０とする。このように修正された時間特性を、フーリエ変換して、周波数空間に変換すれば、実際の伝送路の伝達関数が求められる。この伝達関数は、ヌルキャリアでの値は、推定値となり、フェージングある位置においても、正確な伝達関数を得ることができる。   When the transfer function of the transmission line is obtained from the received signal when the null carrier exists, the transfer function of the transmission line in the null carrier is obtained as zero. However, the value at the null carrier frequency in the transfer function of the actual transmission path is not zero and has a continuous value with respect to the surrounding frequencies. For this reason, the impulse response of the transfer function to be measured does not represent the impulse response of the transfer function of the actual transmission path. This correction is necessary. As one method, there is a method of obtaining a transfer function in a null carrier by interpolating from surrounding values as in the sixth aspect. As another method, there is a method according to the third invention. That is, the null carrier is represented by a band limiting filter, and the result of applying this band limiting filter to the actual transmission path transfer function is the measured transfer function. The actual transfer function is obtained by reversing the band-limiting filter on the measured transfer function. The inverse characteristic of the band limiting filter is obtained by a time axis filter determined based on the impulse response of the frequency characteristic of the band limiting filter. The impulse response of the transfer function of the actual transmission path is obtained by convolution integration of this time axis filter and the impulse response (first time characteristic) of the measured transfer function. In this impulse response, the value at the time exceeding the guard interval is set to zero. In the impulse response of the actual transfer function, there should be no time component exceeding the guard interval. If the time characteristic thus corrected is Fourier-transformed and converted to a frequency space, the transfer function of the actual transmission path can be obtained. This transfer function is an estimated value at the null carrier, and an accurate transfer function can be obtained even at a position where fading occurs.

第４の発明は、時間フィルタ手段は、 第１の時間特性値を要素とするＫ次元ベクトルに対し、周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの特性を補正する時間フィルタ行列を掛けることで、第３の時間特性を要素とするｐ次元のベクトルを得て、ｔ0 からｔp-1 までがガードインターバル内の値を第３の時間特性値、ｔp からｔK-1 までの、ガードインターバル時間外の値を０とする前記第２の時間特性値を生成することを特徴とする。ただし、Ｋはサブキャリアの数であり、ｔp-1 はガードインターバルの終期の時刻である。 According to a fourth aspect of the present invention, the time filter means has different frequency characteristic values depending on whether the frequency characteristic value is a used subcarrier or an unused subcarrier with respect to a K-dimensional vector having the first time characteristic value as an element. By multiplying the time filter matrix for correcting the characteristic of the band limiting filter to be taken, a p-dimensional vector having the third time characteristic as an element is obtained, and the value within the guard interval is obtained from t 0 to t p−1 . The second time characteristic value having a time characteristic value of 3 and a value outside the guard interval time from t p to t K−1 is set to 0. Here, K is the number of subcarriers, and t p-1 is the end time of the guard interval.

第４の発明は、第３の発明における畳み込み積分を行列で表現したものである。したがって、第３の発明と、処理内容、及び効果は同一である。   In a fourth aspect, the convolution integral in the third aspect is expressed by a matrix. Accordingly, the processing contents and effects are the same as those of the third invention.

第５の発明は、第１又は第２の発明において、時間フィルタ手段は、周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限信号の、逆フーリエ変換による時間特性ｂ（ｔ）（ｔ0 ≦ｔ≦ｔK-1 ）により、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）、ｂi ＝（ｂ（ｔ-i）、ｂ（ｔ-i+1）、・・・ 、ｂ（ｔ-i+K-1））T 、０≦ｉ≦ｐ−１、ｔ0 からｔp-1 までがガードインターバル内の時間、として構成される行列Ａを用い、第１の時間特性値を要素とするＫ次元列ベクトルに対し、時間フィルタ行列（ＡH Ａ）-1ＡH をかけることで第３の時間特性を要素とするｐ次元ベクトルを得て、ｔ0 からｔp-1 における値を第３の時間特性値、ｔp からｔK-1 における値を０とする第２の時間特性値を生成する、ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。 In a fifth aspect based on the first or second aspect, the time filter means reverses a band-limited signal having a different frequency characteristic value depending on whether the frequency characteristic value is a used subcarrier or an unused subcarrier. By time characteristics b (t) (t 0 ≦ t ≦ t K-1 ) by Fourier transform, A = (b 0 , b 1 ,..., B p-1 ), b i = (b (t −i ), B (t −i + 1 ),..., B (t −i + K−1 )) T , 0 ≦ i ≦ p−1, and the time from t 0 to t p−1 is within the guard interval. A third time characteristic is obtained by applying a time filter matrix (A H A) −1 A H to a K-dimensional column vector having the first time characteristic value as an element, using the matrix A configured as to obtain a p-dimensional vector having a third time characteristic value the value at t p-1 from t 0, the second time characteristic values to 0 the value at t K-1 from t p raw To it is OFDM reception apparatus according to claim.

ここで、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）は、行列Ａを列ベクトルｂi により表記したものである。また、時間フィルタ行列（ＡH Ａ）-1ＡH は、未使用サブキャリアの存否によって決定される固定された値であるから、時間フィルタ行列はあらかじめ計算しておき、ＲＯＭ等に記憶しておくとよい。 Here, A = (b 0 , b 1 ,..., B p−1 ) represents the matrix A by the column vector b i . Since the time filter matrix (A H A) −1 A H is a fixed value determined by the presence or absence of unused subcarriers, the time filter matrix is calculated in advance and stored in a ROM or the like. It is good to leave.

第６の発明は、第１の発明において、ＯＦＤＭ信号は、未使用サブキャリアを含む場合には、伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値は、未使用サブキャリアの周波数に対して値を補間して求めていることを特徴とする。
すなわち、未使用サブキャリアの周波数では、伝送路の伝達関数の値は測定できないので、これを周囲の値から外挿により求めることを特徴とする。 In a sixth aspect based on the first aspect, when the OFDM signal includes unused subcarriers, the first frequency characteristic value of the transfer function of the transmission path is a value relative to the frequency of the unused subcarriers. Is obtained by interpolation.
That is, since the value of the transfer function of the transmission line cannot be measured at the frequency of the unused subcarrier, it is obtained by extrapolation from the surrounding values.

第７の発明は、第３乃至第５の発明において、帯域制限信号の周波数特性値は、未使用サブキャリアにおいては０、使用サブキャリアにおいては１の値をとることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。   According to a seventh aspect, in the third to fifth aspects, the frequency characteristic value of the band-limited signal is 0 for unused subcarriers and 1 for used subcarriers. It is.

第８の発明は、第１の発明から第７の発明において、特性値推定手段は、復号手段により復号して符号を判定し、その誤差分に応じて、第２の周波数特性値を補正し、その補正された第２の周波数特性値に基づいて、次の復調時刻における第１の周波数特性値を推定することを特徴とする。
すなわち、本発明は、現復調時刻における復号結果により、補正された第２の周波数特性値（すなわち、その時刻において、最も確かな伝送路の伝達関数）に基づいて、次の復調時刻における伝送路の伝達関数を推定する。ここで、伝送路の伝達関数の時間変化が、復号において、判定誤差を生じない範囲内の値であるならば、補正された第２の周波数特性値をそのまま、次の復調時刻における第１の伝達関数としても良い。また、一つ前の復調時刻における補正された第２の周波数特性値との差から、伝送路の変化を予測して、この変化量だけ、補正された第２の周波数特性値に、加算した周波数特性値を、次の復調時刻における第１の周波数特性値として推定しても良い。また、一定期間過去の補正された第２の周波数特性値を、曲線で近似して、次の復調時刻における第１の周波数特性値を外挿により求めても良い。また、過去になる程、小さくなる係数を用いて、この係数を過去の補正された第２の周波数特性値に掛け算した後、加算して、平均値を求め、この平均値を、次の復調時刻における第１の周波数特性値としても良い。その他、特性値推定手段は、判定帰還として、良く知られている方法を用いることができる。 In an eighth invention based on the first invention to the seventh invention, the characteristic value estimation means determines the code by decoding by the decoding means, and corrects the second frequency characteristic value according to the error. The first frequency characteristic value at the next demodulation time is estimated based on the corrected second frequency characteristic value.
That is, according to the present invention, the transmission path at the next demodulation time is based on the second frequency characteristic value corrected by the decoding result at the current demodulation time (that is, the transfer function of the transmission path that is most reliable at that time). Estimate the transfer function of. Here, if the time change of the transfer function of the transmission path is a value within a range that does not cause a determination error in decoding, the corrected second frequency characteristic value is left as it is, and the first frequency characteristic at the next demodulation time is left as it is. It may be a transfer function. Also, a change in the transmission path is predicted from the difference from the corrected second frequency characteristic value at the previous demodulation time, and this amount of change is added to the corrected second frequency characteristic value. The frequency characteristic value may be estimated as the first frequency characteristic value at the next demodulation time. Alternatively, the second frequency characteristic value corrected in the past for a certain period may be approximated by a curve, and the first frequency characteristic value at the next demodulation time may be obtained by extrapolation. Further, a coefficient that becomes smaller in the past is used, and this coefficient is multiplied by the past corrected second frequency characteristic value, and then added to obtain an average value. The first frequency characteristic value at the time may be used. In addition, the characteristic value estimation means can use a well-known method as decision feedback.

信号の判定処理は、ＺＦ法、ＭＭＳＥ法、ＭＬＤ法などを用いて行う。   The signal determination process is performed using a ZF method, an MMSE method, an MLD method, or the like.

第９の発明は、第１の発明から第８の発明において、ＯＦＤＭ受信装置は、複数の受信アンテナを有し、ＭＩＭＯ方式による通信に用いることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置である。   A ninth invention is the OFDM receiving apparatus according to any one of the first to eighth inventions, wherein the OFDM receiving apparatus has a plurality of receiving antennas and is used for MIMO communication.

通常、伝搬路の時間的な拡がりはガードインターバルよりも小さく、これを超える時間における出力は雑音成分と見なすことができる。   Normally, the time spread of the propagation path is smaller than the guard interval, and the output at a time exceeding this is regarded as a noise component.

そこで第１の発明では、ガードインターバルを超える時間における伝達関数の第１の時間特性値を０と置き、雑音による影響が取り除かれた伝達関数の第２の時間特性値を得て、その第２の時間特性値をフーリエ変換することにより、雑音による影響が取り除かれた伝達関数の第２の周波数特性値を得ている。この第２の周波数特性値を用いて、受信信号を復調することにより、周波数選択フェージングがあっても、より正確な復号が可能となる。第２の発明では、伝達関数の周波数空間で、ガードインターバルを超える時間成分が除去されて、第２の周波数特性値が得られている。よって、第１の発明と同様な効果を奏する。   Therefore, in the first invention, the first time characteristic value of the transfer function at the time exceeding the guard interval is set to 0, and the second time characteristic value of the transfer function from which the influence of noise is removed is obtained. The second frequency characteristic value of the transfer function from which the influence of noise has been removed is obtained by performing a Fourier transform on the time characteristic value. By demodulating the received signal using the second frequency characteristic value, more accurate decoding can be performed even if there is frequency selective fading. In the second invention, the time component exceeding the guard interval is removed in the frequency space of the transfer function, and the second frequency characteristic value is obtained. Therefore, the same effect as that of the first invention is obtained.

さらに、第８の発明のように、帰還判定型のトラッキング制御を行うことで、周波数選択フェージングが生じた周波数であっても、正確なトラッキング制御を継続することができる。すなわち、上記の補正された第２の周波数特性値を用いて復調し、さらに、符号のとり得る基準値との間で、符号判定を行って、復号化している。この復号化において、基準判定符号との差が、その時の伝送路の真の伝達関数と、第２の周波数特性値との誤差となる。したがって、この判定誤差分だけ、第２の周波数特性値を補正して、その復調時刻における伝送路の真の伝達関数とする。この補正された第２の周波数特性値に基づいて、次の復調タイミングにおける伝送路の伝達関数が予測されて、第１の周波数特性値が得られる。このような、帰還判定型のトラッキング制御を行う時に、周波数選択フェージングが発生した周波数であっても、上記のように、伝送路の伝達関数がより正確に求められるので、その後の、トラッキング制御を継続することができ、誤り符号確率を著しく低下させることができる。   Further, by performing feedback determination type tracking control as in the eighth invention, accurate tracking control can be continued even at a frequency at which frequency selective fading has occurred. In other words, demodulation is performed using the corrected second frequency characteristic value, and further, code determination is performed with respect to a reference value that can be taken by the code, and decoding is performed. In this decoding, the difference from the reference determination code becomes an error between the true transfer function of the transmission path at that time and the second frequency characteristic value. Therefore, the second frequency characteristic value is corrected by this determination error to obtain a true transfer function of the transmission line at the demodulation time. Based on the corrected second frequency characteristic value, the transfer function of the transmission line at the next demodulation timing is predicted, and the first frequency characteristic value is obtained. When performing such feedback determination type tracking control, the transfer function of the transmission path can be obtained more accurately as described above even at the frequency where frequency selective fading has occurred. The error code probability can be significantly reduced.

これにより高精度なチャネルトラッキングを実現することができ、高速フェージング環境下において良好な通信品質を確保することができる。さらに、高精度なトラッキングが実現できるため、パイロットシンボルを頻繁に挿入する必要がなく、伝送効率を高めることができる。また、パイロットキャリアも必要ではないので、周波数利用効率を向上させることができる。   As a result, highly accurate channel tracking can be realized, and good communication quality can be ensured in a high-speed fading environment. Furthermore, since highly accurate tracking can be realized, it is not necessary to insert pilot symbols frequently, and transmission efficiency can be improved. Moreover, since a pilot carrier is not required, frequency utilization efficiency can be improved.

また、ＯＦＤＭには、未使用キャリア（ヌルキャリア）が存在する場合が多いので、この場合には、その未使用キャリアにおける第１の周波数特性値は、周囲の値から補間演算により求める。マルチパスによる周波数選択フェージングは周波数の２次間数となることが知られているので、周波数の２次関数により補間演算を行えば良い。このようにすれば、第１の時間特性値及び第２の時間特性値をより正確に求めることができ、この結果として、第２の周波数特性値をより正確に求めることができる。   Further, since there are many unused carriers (null carriers) in OFDM, in this case, the first frequency characteristic value in the unused carrier is obtained by interpolation from surrounding values. Since it is known that frequency selective fading by multipath is a secondary number of frequencies, an interpolation calculation may be performed using a quadratic function of frequencies. In this way, the first time characteristic value and the second time characteristic value can be obtained more accurately, and as a result, the second frequency characteristic value can be obtained more accurately.

第３、第４、第５の発明も、第１の周波数特性値が、未使用キャリアで零であっても、第２の時間特性値をより正確に求めることができ、この結果として、第２の周波数特性値をより正確に求めることができる。このように、未使用のサブキャリアが存在する場合において第３、第４、第５の発明を適用すると、未使用サブキャリアの存在による伝達関数の時間特性値の変化にも対応することができる。したがって、未使用のサブキャリアが存在する場合であっても精度よく伝達関数の周波数特性値を推定することができ、高精度なチャネルトラッキングを実現することができる。   In the third, fourth, and fifth inventions, the second time characteristic value can be obtained more accurately even if the first frequency characteristic value is zero for an unused carrier. 2 can be obtained more accurately. As described above, when the third, fourth, and fifth inventions are applied when there are unused subcarriers, it is possible to cope with changes in the time characteristic value of the transfer function due to the presence of unused subcarriers. . Therefore, even when there are unused subcarriers, the frequency characteristic value of the transfer function can be accurately estimated, and high-accuracy channel tracking can be realized.

また第７の発明のように、周波数特性値が未使用サブキャリアにおいては０、使用サブキャリアにおいては１の値をとる帯域制限信号を用いることができる。   Further, as in the seventh invention, it is possible to use a band limited signal having a frequency characteristic value of 0 for unused subcarriers and 1 for used subcarriers.

また、第９の発明のように、複数の受信アンテナを用いることで本発明の受信装置はＭＩＭＯ方式による通信に適用することができる。   Further, as in the ninth aspect, by using a plurality of receiving antennas, the receiving apparatus of the present invention can be applied to communication using the MIMO scheme.

以下、本発明の具体的な実施例を図を参照にしながら説明するが、本発明はそれらの実施例に限定されるものではない。   Hereinafter, specific examples of the present invention will be described with reference to the drawings. However, the present invention is not limited to these examples.

図１は、実施例１のＯＦＤＭ受信装置１の構成を示したブロック図である。ＯＦＤＭ受信装置１は、判定帰還チャネル推定器１０、ＩＦＦＴ部１１、時間フィルタ部１２、ＦＦＴ部１３、ＯＦＤＭデコーダ１４、信号判定器１５、２つの受信アンテナ１６、により構成されている。以下、ＯＦＤＭ受信装置１、信号判定器１５、判定帰還チャネル推定器１０における動作について説明する。   FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the OFDM receiver 1 according to the first embodiment. The OFDM receiver 1 includes a decision feedback channel estimator 10, an IFFT unit 11, a time filter unit 12, an FFT unit 13, an OFDM decoder 14, a signal determiner 15, and two receiving antennas 16. Hereinafter, operations in the OFDM receiver 1, the signal determiner 15, and the decision feedback channel estimator 10 will be described.

受信アンテナ１６は、送信装置からの送信信号を受信し、その受信した信号はＯＦＤＭデコーダ１４に入力され、ＯＦＤＭデコーダ１４によって、ＦＦＴ変換されて、復調される。その後、復調されて得られた各キャリアの位相（ＱＰＳＫの場合には位相情報のみ）から成る受信データが復調される。以下の説明では、振幅は１に正規化されているものとする。   The reception antenna 16 receives a transmission signal from the transmission device, and the received signal is input to the OFDM decoder 14 and is subjected to FFT conversion and demodulated by the OFDM decoder 14. Thereafter, the received data composed of the phase of each carrier (only phase information in the case of QPSK) obtained by demodulation is demodulated. In the following description, it is assumed that the amplitude is normalized to 1.

信号判定器１５では、次の処理が実行される。時刻t 、各周波数ωのキャリアの受信データをr(ω,t) とする。この受信データに、その受信時の伝送路の推定される伝達関数の逆数を作用させて、送信データを得る。時刻t での伝送路の伝達関数をZ(ω,t))とする。この伝達関数をZ(ω,t）は、後述するように、判定帰還チャネル推定器１０により、推定されている。時刻t 、各周波数ωのキャリアの送信データをs(ω,t) とすると、送信データs(ω,t) は、両者共に、周波数空間での値であるから、次式で求めることができる。
s(ω,t)=r(ω,t)/Z(ω,t)) …(1) In the signal determiner 15, the following processing is executed. The received data of the carrier of each frequency ω at time t is r (ω, t). Transmission data is obtained by applying the reciprocal of the estimated transfer function of the transmission path at the time of reception to this reception data. Let the transfer function of the transmission line at time t be Z (ω, t)). The transfer function Z (ω, t) is estimated by the decision feedback channel estimator 10 as will be described later. Assuming that the transmission data of the carrier at each frequency ω is s (ω, t) at time t, the transmission data s (ω, t) is a value in the frequency space and can be obtained by the following equation: .
s (ω, t) = r (ω, t) / Z (ω, t))… (1)

本来、送信データは、変調方式により決定された離散的な基準値をとる。例えば、ＱＰＳＫ変調であれば、exp(j （２ｍ＋１）π／４) の値をとる。ただし、ｍは、０、１、２、３である。したがって、この送信データに最も近い、基準データを決定する。これが、符号の判定である。この決定された基準データから構成される時刻t 、各周波数ωのキャリアによる送信データをq(ω, t)とおく。この送信データq(ω, t)が、まずは、真の送信データと考えられる。復号誤差をΔ( ω, t)とすると、次式が成立する。
Δ( ω,t)= s( ω,t)-q(ω, t) …(2)
この誤差は、伝送路の伝達関数Z(ω,t) が、真の伝達関数に対して誤差を含んでいるためである。この誤差Δ( ω,t) の絶対値が基準データの位相間隔の1/2 以下であれば(QPSK であれば、- π/4〜π/4の範囲) 、判定処理により誤差を遮断できるので、誤差が伝搬することなく、以後の復調時刻においても、正確に復号できる。 Originally, the transmission data takes a discrete reference value determined by the modulation method. For example, in the case of QPSK modulation, a value of exp (j (2m + 1) π / 4) is taken. However, m is 0, 1, 2, and 3. Therefore, the reference data closest to the transmission data is determined. This is the sign determination. The transmission data by the carrier of each frequency ω is set as q (ω, t), which is composed of the determined reference data. This transmission data q (ω, t) is first considered to be true transmission data. When the decoding error is Δ (ω, t), the following equation is established.
Δ (ω, t) = s (ω, t) -q (ω, t)… (2)
This error is because the transfer function Z (ω, t) of the transmission line includes an error with respect to the true transfer function. If the absolute value of this error Δ (ω, t) is 1/2 or less of the phase interval of the reference data (in the case of QPSK, a range of −π / 4 to π / 4), the error can be blocked by the determination process. Therefore, the error can be accurately decoded at the subsequent demodulation time without propagation of the error.

判定帰還チャネル推定器１０では、次の処理が実行される。時刻t における真の伝達関数U(ω,t) は、次式で求められる。
U( ω,t)=r(ω,t)/q(ω, t) …(3)
復号誤りがなければ、この伝達関数 U( ω,t) が、受信信号r(ω,t) と、その時刻での推定された伝送路の伝達関数Z(ω,t) とから得られる誤差を含まない伝達関数となる。
このU(ω,t) を用いて、次の復調時刻である時刻(t+ Δt)における伝送路の伝達関数を推定する。最も簡単には、現復調時刻と次の復調時刻との間では、伝送路の伝達関数が変化しないと考えられる場合には、そのまま、U(ω,t) を、次の復調時刻における推定される伝達関数Z(ω,t+ Δt)とすることである。勿論、伝送路の伝達関数は、時間的に変化しているので、受信データから得られた過去のU(ω,t) の変化特性を、移動体の速度や移動距離などを用いて予測して、次の復調時刻における伝達関数を推定しても良い。この処理を繰り返すことで、受信データから真の符号データq(ω, t)を正確に復号することができる。伝送路の伝達関数の初期値は、受信装置において既知の一定周期で送信されるパイロットシンボルの受信データから、求めることができる。これにより、正確に、伝達関数の初期値を決定することができ、パイロットシンボルとパイロットシンボルとの間の伝達関数は、その初期値から、順次、受信データを用いて、順次、推定することができる。符号判定は、受信データから、その送信データを推定して、最も近い符号基準データを判別するようにしている。しかし、符号基準データを、その時の推定される伝達関数の伝送路で受信して得られる信号をレプリカ受信データとしても良い。すなわち、受信データから、最も近いレプリカ受信データを決定し、このレプリカ受信データを真の復号データとして、この決定されたレプリカ受信データから、真の伝達関数を決定するようにしても良い。これが、判定帰還型の復号処理である。 The decision feedback channel estimator 10 executes the following processing. The true transfer function U (ω, t) at time t is obtained by the following equation.
U (ω, t) = r (ω, t) / q (ω, t)… (3)
If there is no decoding error, this transfer function U (ω, t) is an error obtained from the received signal r (ω, t) and the estimated transmission line transfer function Z (ω, t) at that time. The transfer function does not include
Using this U (ω, t), the transfer function of the transmission line at time (t + Δt), which is the next demodulation time, is estimated. In the simplest case, if it is considered that the transfer function of the transmission line does not change between the current demodulation time and the next demodulation time, U (ω, t) is estimated as it is at the next demodulation time. Transfer function Z (ω, t + Δt). Of course, since the transfer function of the transmission path changes with time, the past change characteristics of U (ω, t) obtained from the received data are predicted using the speed and distance of the moving object. Thus, the transfer function at the next demodulation time may be estimated. By repeating this process, the true code data q (ω, t) can be accurately decoded from the received data. The initial value of the transfer function of the transmission path can be obtained from the received data of pilot symbols transmitted at a known constant period in the receiving apparatus. As a result, the initial value of the transfer function can be determined accurately, and the transfer function between the pilot symbols can be estimated sequentially from the initial value using the received data. it can. In the code determination, the transmission data is estimated from the received data, and the closest code reference data is determined. However, a signal obtained by receiving the code reference data on the transmission path of the transfer function estimated at that time may be used as the replica reception data. That is, the closest replica received data may be determined from the received data, and the true transfer function may be determined from the determined replica received data using the replica received data as true decoded data. This is a decision feedback type decoding process.

勿論、上記のr 、s 、q は、OFDMであれば、n 点の各キャリアによる変調データを表しており、それぞれは、列行列で表され、伝達関数Z 、U については、n ×n の正方行列で表される。また、MIMO技術の一つであるSTBCであれば、異なる時刻でのデータと、異なる送信アンテナから送信されるデータの組で、送信データ、受信データが扱われるので、それらのデータは、時間成分と空間成分とから成る行列で表され、伝達関数Z 、U も、同様に、行列で表される。したがって、行列の各要素、伝達関数の各要素毎に、上記の処理をすれば、OFDMを用いたSTBCにおいても、適用が可能である。   Of course, the above-mentioned r 1, s 2, q 3 represent the modulation data by n points of each carrier in the case of OFDM, each represented by a column matrix, and the transfer functions Z 1, U 2 are n × n Represented by a square matrix. In addition, STBC, which is one of the MIMO technologies, handles transmission data and reception data with a combination of data at different times and data transmitted from different transmission antennas. The transfer functions Z 1 and U 2 are similarly represented by matrices. Therefore, if the above processing is performed for each element of the matrix and each element of the transfer function, it can be applied to STBC using OFDM.

上記の判定帰還によるトラッキング制御については、STBCに関して、本出願人による特開2007-81908、特開2007-166194 、特開2007-166330 、特願2006-254273 、特願2006-306828 に詳しく説明されている。本発明では、判定帰還型の復号処理を、必ずしも、前提とするものではなく、発明の要旨は、他のところにあるので、判定帰還については、上記説明で十分であるので、以下、その説明は、省略する。   The tracking control based on the above judgment feedback is described in detail in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-81908, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-166194, Japanese Patent Application No. 2007-166273, Japanese Patent Application No. 2006-254273, and Japanese Patent Application No. 2006-306828 regarding STBC. ing. In the present invention, the decision feedback type decoding process is not necessarily premised, and the gist of the invention lies elsewhere, so the above description is sufficient for decision feedback. Are omitted.

次に、本発明の要部である周波数フェーディングを生じている伝達関数から、フェーディングを抑制した場合の伝達関数に、補正する方法について説明する。上記のようにして、求められた伝達関数U(ω,t) 、Z(ω,t) は、遅延波により周波数選択フェーディングを生じている。したがって、このフェーディング周波数においては、受信信号のS/N 比が小さいために、復号誤差が、一つの符号基準データの範囲を越える可能性がある。一旦、この範囲を越えると、誤差が伝搬して、次にパイロットシンボルを受信するまでは、この周波数のキャリアに関しては、正確にデータを復号することができない。   Next, a description will be given of a method of correcting from a transfer function causing frequency fading, which is a main part of the present invention, to a transfer function when fading is suppressed. As described above, the obtained transfer functions U (ω, t) and Z (ω, t) are subjected to frequency selective fading due to delayed waves. Therefore, at this fading frequency, since the S / N ratio of the received signal is small, the decoding error may exceed the range of one code reference data. Once this range is exceeded, data cannot be accurately decoded for carriers at this frequency until an error propagates and the next pilot symbol is received.

そこで、本実施例では、上記の補正された伝達関数U(ω,t) の周波数特性を補正して、周波数補正された伝達関数W(ω,t) を得るものである。そして、上記の伝達関数Z(ω,t) を、この伝達関数W(ω,t) で置き換えて、上記のトラッキング制御を行って、復号する。この伝達関数Z(ω,t) は、第１の周波数特性値に該当し、周波数補正された伝達関数W(ω,t) が、第２の周波数特性値に該当する。そして、周波数補正された伝達関数W(ω,t) を用いて、受信データの復号を行う。   Therefore, in this embodiment, the frequency function of the corrected transfer function U (ω, t) is corrected to obtain a frequency-corrected transfer function W (ω, t). Then, the transfer function Z (ω, t) is replaced with the transfer function W (ω, t), and the tracking control is performed for decoding. The transfer function Z (ω, t) corresponds to the first frequency characteristic value, and the frequency-corrected transfer function W (ω, t) corresponds to the second frequency characteristic value. Then, the received data is decoded using the frequency-corrected transfer function W (ω, t).

ここで、簡単のために、時刻変数を省略し、ωをf に書き換えて、上記の受信データr(ω, t)を、ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｆ）( 列行列) 、送信データs(ω, t)を、送信信号Ｓ（ ｆ）( 列行列) 、伝達関数Z(ω,t) を、伝達関数の周波数特性Ｈ（ｆ）( 行列) 、雑音をＮ（ｆ）( 列行列) とすると、次式が成立する。
Ｘ（ｆ）＝Ｈ（ｆ）Ｓ（ｆ）＋Ｎ（ｆ） …(4)
ｆはサブキャリアの周波数であり、サブキャリア数はＫ本で、ｆ＝ｆ0 、ｆ1 、・・・ ｆK-1 の値をとるものとする。したがって、レプリカ信号をＳrep （ｆ）とすると、推定される伝達関数の周波数特性Ｈrec （ｆ）は、次式で求められる。
Ｈrec （ｆ）＝Ｓrep * （ｆ）Ｘ（ｆ）／（｜Ｓrep （ｆ）｜2 ＋σ） …(5)
ここでＳrep * （ｆ）は、Ｓrep （ｆ）の複素共役を示している。また、周波数特性Ｈrec （ｆ）は、上記の補正された伝達関数U(ω, t)に該当する。このようにして、補正された伝達関数U(ω, t)が、過去の復調時刻において、求められていることになる。 Here, for simplicity, the time variable is omitted, ω is rewritten to f, and the received data r (ω, t) is converted into the OFDM signal X (f) (column matrix) and the transmission data s (ω, t) is the transmission signal S (f) (column matrix), the transfer function Z (ω, t) is the frequency characteristic H (f) (matrix) of the transfer function, and the noise is N (f) (column matrix). The following equation is established.
X (f) = H (f) S (f) + N (f) (4)
f is the frequency of subcarriers, the number of subcarriers is K, and f = f 0 , f 1 ,..., f K−1 . Accordingly, assuming that the replica signal is S rep (f), the frequency characteristic H rec (f) of the estimated transfer function is obtained by the following equation.
H rec (f) = S rep * (f) X (f) / (| S rep (f) | 2 + σ) (5)
Here S rep * (f) shows the complex conjugate of S rep (f). The frequency characteristic H rec (f) corresponds to the corrected transfer function U (ω, t). In this way, the corrected transfer function U (ω, t) is obtained at the past demodulation time.

上記したように、判定帰還チャネル推定器１０によって、過去の復調時刻において、得られているＨrec （ｆ）に基づいて、現復調時刻におけるＨrec （ｆ）が、予測される。 次に、この現復調時刻での推定される伝送路の周波数特性Ｈrec （ｆ）に関して、さらに、次のように、周波数特性が補正される。この周波数特性Ｈrec （ｆ）は、第１の周波数特性値に該当する。 As described above, the decision feedback channel estimator 10 predicts H rec (f) at the current demodulation time based on H rec (f) obtained at the past demodulation time. Next, regarding the frequency characteristic H rec (f) of the estimated transmission path at the current demodulation time, the frequency characteristic is further corrected as follows. This frequency characteristic H rec (f) corresponds to the first frequency characteristic value.

ＩＦＦＴ部１１によりＩＦＦＴを適用し、推定される伝達関数の時間特性ｈrec （ｔ）を、次式により求める。時間特性ｈrec （ｔ）は、第１の時間特性値に該当する。
ｈrec （ｔ）＝Σf=0 K-1 Ｈrec （ｆ）ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ／Ｋ） …(6)
なお、ｈrec （ｔ）＝（ｈrec （ｔ0 ）、ｈrec （ｔ1 ）、・・・ 、ｈrec （ｔK-1 ））である。 The IFFT is applied by the IFFT unit 11, and the time characteristic h rec (t) of the estimated transfer function is obtained by the following equation. The time characteristic h rec (t) corresponds to the first time characteristic value.
h rec (t) = Σ f = 0 K−1 H rec (f) exp (j2πft / K) (6)
Note that h rec (t) = (h rec (t 0 ), h rec (t 1 ),..., H rec (t K−1 )).

ところで、遅延波対策のために用いられるガードインターバルの長さは、伝搬路の時間的な拡がりよりも長く設定され、ＯＦＤＭシンボル長よりも短い。したがって、ガードインターバルを超える時間のｈrec （ｔ）の値は本来０となるはずであるが、実際には０を含むさまざまな値が得られる。これらの値は、すべて雑音と見なすことができ、０と置き換えることで雑音の影響を取り除くことができる。 By the way, the length of the guard interval used for delay wave countermeasures is set longer than the time spread of the propagation path and shorter than the OFDM symbol length. Therefore, although the value of h rec (t) for the time exceeding the guard interval should be 0 originally, various values including 0 are actually obtained. All of these values can be regarded as noise, and by replacing them with 0, the influence of noise can be removed.

そこで、時間フィルタ部１２により、ガードインターバルを超える時間のｈrec （ｔ）の値を０として、雑音の影響を取り除いた伝達関数の時間特性ｈest ' （ｔ）を次式で得る。
ｈest ' （ｔ）＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ）、０、・・・ 、０）
…(7) この時間特性ｈest ' （ｔ）が、第２の時間特性値に該当する。
ここで、ｔ0 〜ｔp-1 はガードインターバル内の時間で、ｔp 〜ｔK-1 はガードインターバルを超える時間であり、ｈest （ｔp ）＝・・・ ＝ｈest （ｔK-1 ）＝０である。 Therefore, the time filter unit 12 sets the value of h rec (t) for the time exceeding the guard interval to 0, and obtains the time characteristic h est ′ (t) of the transfer function excluding the influence of noise by the following equation.
h est ′ (t) = (h est (t 0 ), h est (t 1 ),..., h est (t p-1 ), 0,.
(7) This time characteristic h est ′ (t) corresponds to the second time characteristic value.
Here, t 0 to t p-1 are times within the guard interval, t p to t K-1 are times exceeding the guard interval, and h est (t p ) =... = H est (t K -1 ) = 0.

そして、ｈest （ｔ）にＦＦＴ部１３によりＦＦＴを適用し、雑音の影響を取り除いた伝達関数の周波数特性Ｈest ' （ｆ）を得る。この周波数特性が補正された伝達関数Ｈest ' （ｆ）を、上記の伝達関数Z(ω, t)として、上記した処理を実行すれば、受信データを、正確に、復号化することができる。周波数特性が補正された伝達関数Ｈest ' （ｆ）は、第２の周波数特性値に該当する。そして、復号判定により得られた真の伝送路の伝達関数U(ω, t)) に基づいて、次の復調時刻における伝達関数Z(ω,t+ Δt)が求められる。 以上の動作をパイロット信号によるＨest （ｆ）を初期値として繰り返し、逐次Ｈest （ｆ）を更新することで、高精度なチャネルトラッキングを実現することができる。 Then, FFT is applied to h est (t) by the FFT unit 13 to obtain the frequency characteristic H est ′ (f) of the transfer function from which the influence of noise has been removed. If the above-described processing is executed using the transfer function H est ′ (f) whose frequency characteristics are corrected as the transfer function Z (ω, t), the received data can be accurately decoded. . The transfer function H est ′ (f) with the corrected frequency characteristic corresponds to the second frequency characteristic value. The transfer function Z (ω, t + Δt) at the next demodulation time is obtained based on the transfer function U (ω, t)) of the true transmission path obtained by the decoding determination. High-accuracy channel tracking can be realized by repeating the above operation using H est (f) based on a pilot signal as an initial value and sequentially updating H est (f).

なお、上記実施例では、補正された伝達関数U(ω,t) を求めて、この周波数特性を補正して、周波数補正された伝達関数W(ω, t)を求め、この周波数補正された伝達関数W(ω, t)を、再度、伝達関数z(ω, t)して、上記の処理を繰り返すことで、受信データの復号と、周波数補正された伝達関数W(ω, t)を補正した伝達関数U(ω, t)を得るようにしている。そして、この最終の伝達関数U(ω, t)を用いて、次の復調時刻t+Δt における伝達関数Z(ω, t)を予測して、次の復調時刻において、同様な処理が実行される。   In the above embodiment, the corrected transfer function U (ω, t) is obtained, the frequency characteristic is corrected, and the frequency-corrected transfer function W (ω, t) is obtained, and this frequency correction is performed. The transfer function W (ω, t) is again transferred to the transfer function z (ω, t), and the above processing is repeated, so that the received data is decoded and the frequency-corrected transfer function W (ω, t) is obtained. A corrected transfer function U (ω, t) is obtained. Then, using this final transfer function U (ω, t), the transfer function Z (ω, t) at the next demodulation time t + Δt is predicted, and similar processing is executed at the next demodulation time. The

しかしながら、次のようにしても良い。現復調時刻においては、伝達関数Z(ω,t) が、既に、推定されている。伝達関数Z(ω,t) について、時間軸上でガードインターバル以上のデータを除去して得られた、周波数補正された伝達関数W(ω, t)を得る。そして、その周波数補正された伝達関数W(ω, t)を、上記の伝達関数Z(ω,t) とする。そして、その伝達関数Z(ω,t) について、(1) 、(2) 式により、復号して、(3) 式により、次の復調時刻での復調のために、その時の真の伝達関数である補正された伝達関数U(ω, t)を得るようにしても良い。   However, it may be as follows. At the current demodulation time, the transfer function Z (ω, t) has already been estimated. For the transfer function Z (ω, t), a frequency-corrected transfer function W (ω, t) obtained by removing data over the guard interval on the time axis is obtained. The frequency-corrected transfer function W (ω, t) is defined as the above transfer function Z (ω, t). Then, the transfer function Z (ω, t) is decoded by the equations (1) and (2), and the real transfer function at that time is demodulated by the equation (3) for demodulation at the next demodulation time. It is also possible to obtain a corrected transfer function U (ω, t).

次に、実施例１による受信方法を用いて以下の条件によりシミュレーションを行った。送信側のアンテナを２本、受信側のアンテナを２本とするＳＴＢＣ方式による通信とし、サブキャリア数を６４本（そのうち５６本はデータキャリア、８本はパイロットキャリア）、サブキャリアの変調方式はＱＰＳＫ、１シンボル長は４．０μｓ（そのうち３．２μｓはデータ長、０．８μｓはガードインターバル）、サンプリングインターバルＴs は５０ｎｓ、フェージング環境ｆd Ｔs ＝０．０００１（ドップラー周波数ｆd ＝２ｋＨｚ、ｖ＝４１５ｋｍ／ｈ）、とした。また、図２に示すように、マルチパスのモデルとして、Ｔs で等間隔に並び、１ｄＢずつ減少する１６のパスが存在するモデルとした。 Next, a simulation was performed using the receiving method according to the first embodiment under the following conditions. The communication is based on the STBC method with two antennas on the transmitting side and two antennas on the receiving side. The number of subcarriers is 64 (of which 56 are data carriers and 8 are pilot carriers). QPSK, 1 symbol length is 4.0 μs (of which 3.2 μs is data length, 0.8 μs is guard interval), sampling interval T s is 50 ns, fading environment f d T s = 0.0001 (Doppler frequency f d = 2 kHz) , V = 415 km / h). Also, as shown in FIG. 2, the multipath model is a model in which there are 16 paths arranged at equal intervals at T s and decreasing by 1 dB.

また、比較例として、判定帰還チャネル推定器１０による伝達関数の推定のみを行う場合、つまり、ＯＦＤＭ受信装置１からＩＦＦＴ部１１、時間フィルタ部１２、ＦＦＴ部１３を省いた構成のＯＦＤＭ受信装置を用いた受信方法について、同一の条件でシミュレーションを行った。   Further, as a comparative example, when only the transfer function estimation is performed by the decision feedback channel estimator 10, that is, an OFDM receiver having a configuration in which the IFFT unit 11, the time filter unit 12, and the FFT unit 13 are omitted from the OFDM receiver 1. The received reception method was simulated under the same conditions.

上記シミュレーションの結果、図３に示す平均誤り率と平均Ｅb Ｎ比の関係を得た。比較例に対して実施例１はＥb Ｎ比が約６ｄＢ改善していることがわかり、チャネル推定の精度が向上していることが見て取れる。 Results of the simulation to obtain the relationship between the average error rate and the average E b N ratio shown in FIG. It can be seen that Example 1 shows that the E b N ratio is improved by about 6 dB, and that the accuracy of channel estimation is improved.

実施例２のＯＦＤＭ受信装置２は、未使用のサブキャリアが存在する場合におけるＯＦＤＭ伝送に用いるものである。ＯＦＤＭ伝送においては、直流成分の不安定性やアンプの非線形領域における歪といったハードウェアの制限により、使用しないサブキャリアが存在する場合がある。この未使用サブキャリアの存在により伝達関数の時間特性は変化するため、ガードインターバルを超える時間における伝達関数の時間特性値にも変化を及ぼしてしまう。したがって、実施例１のようにガードインターバルを超える時間における伝達関数の時間特性値を０と置く方法では、伝達関数の周波数特性値の推定精度が劣る。ＯＦＤＭ受信装置２は、このような未使用サブキャリアが存在する場合においても正確なチャネルトラッキングを実現することができるものである。   The OFDM receiver 2 according to the second embodiment is used for OFDM transmission when there are unused subcarriers. In OFDM transmission, there may be subcarriers that are not used due to hardware limitations such as instability of DC components and distortion in the nonlinear region of the amplifier. Since the time characteristic of the transfer function changes due to the presence of this unused subcarrier, the time characteristic value of the transfer function at a time exceeding the guard interval also changes. Therefore, in the method in which the time characteristic value of the transfer function at the time exceeding the guard interval is set to 0 as in the first embodiment, the estimation accuracy of the frequency characteristic value of the transfer function is inferior. The OFDM receiver 2 can achieve accurate channel tracking even when such unused subcarriers exist.

ＯＦＤＭ受信装置２は、実施例１のＯＦＤＭ受信装置１の時間フィルタ部１２を、次の動作により雑音の影響を取り除いた伝達関数の時間特性ｈest を求めるように替えたものであり、それ以外の構成、動作はＯＦＤＭ受信装置１と同一である。 The OFDM receiving apparatus 2 is obtained by replacing the time filter unit 12 of the OFDM receiving apparatus 1 of the first embodiment so as to obtain the time characteristic h est of the transfer function from which the influence of noise is removed by the following operation. The configuration and operation of are the same as those of the OFDM receiver 1.

時間フィルタ部１２は、まず、ｈrec （ｔ）に、時間フィルタ行列（ＡH Ａ）-1ＡH をかけることでｈest 0 （ｔ）＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ））を得る。時間フィルタ行列を構成する行列Ａは、使用しているサブキャリアでは１、未使用のサブキャリアでは０の値をとる帯域制限信号Ｂ（ｆ）によって決定され、Ｂ（ｆ）の逆フーリエ変換をｂ（ｔ）として、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）、ｂi ＝（ｂ（ｔ-i）、ｂ（ｔ-i+1）、・・・ 、ｂ（ｔ-i+K-1））T 、０≦ｉ≦ｐ−１、である。また、ｈest （ｔp ）＝・・・ ＝ｈest （ｔK-1 ）＝０とする。以上により、雑音の影響を取り除いた伝達関数の時間特性ｈest （ｔ）＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ）、０、・・・ 、０）を得る。
なお、ｈrec （ｔ）は、測定された伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスであり、ｈest （ｔ）は、推定される現実の伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスである。
（ＡH Ａ）-1ＡH ｈrec （ｔ）は、時間フィルタとｈrec （ｔ）との畳み込み積分を意味する。 First, the time filter unit 12 multiplies h rec (t) by a time filter matrix (A H A) −1 A H so that h est 0 (t) = (h est (t 0 ), h est (t 0 ) 1 ),..., H est (t p-1 )). The matrix A constituting the time filter matrix is determined by a band-limited signal B (f) having a value of 1 for the used subcarrier and 0 for the unused subcarrier, and the inverse Fourier transform of B (f) is performed. As b (t), A = (b 0 , b 1 ,..., b p−1 ), b i = (b (t −i ), b (t −i + 1 ) ,. (T −i + K−1 )) T , 0 ≦ i ≦ p−1. Further, h est (t p ) =... = H est (t K−1 ) = 0. Thus, the time characteristics h est (t) = (h est (t 0 ), h est (t 1 ),..., H est (t p−1 ), 0, ..., 0) is obtained.
Here , h rec (t) is an impulse response of the measured transmission path transfer function, and h est (t) is an estimated impulse response of the actual transmission path transfer function.
(A H A) −1 A H h rec (t) means a convolution integral of the time filter and h rec (t).

次に、時間フィルタ行列を構成する行列Ａをどのようにして決定したのかを説明する。   Next, how the matrix A constituting the time filter matrix is determined will be described.

Ｈrec （ｆ）（第１の周波数特性値）は、真の伝達関数の周波数特性Ｈ（ｆ）（第２の周波数特性値）と帯域制限信号Ｂ（ｆ）を用いて、Ｈrec （ｆ）＝Ｈ（ｆ）×Ｂ（ｆ）と表わされる。Ｂ（ｆ）は、使用しているサブキャリアではＢ（ｆ）＝１、未使用のサブキャリアではＢ（ｆ）＝０である。畳み込み定理より、ｈrec （ｔ）（第１の時間特性値）は、Ｈ（ｆ）の逆フーリエ変換であるｈ（ｔ）（第２の時間特性値）と、Ｂ（ｆ）の逆フーリエ変換であるｂ（ｔ）との畳み込み和で表わされ、ｈrec （ｔ）＝Σs=0 K-1 ｈ（ｓ）ｂ（ｔ−ｓ）、となる。 H rec (f) (first frequency characteristic value) is obtained by using the frequency characteristic H (f) (second frequency characteristic value) of the true transfer function and the band limit signal B (f), and H rec (f ) = H (f) × B (f). B (f) is B (f) = 1 for the used subcarrier and B (f) = 0 for the unused subcarrier. According to the convolution theorem, h rec (t) (first time characteristic value) is h (t) (second time characteristic value) which is an inverse Fourier transform of H (f), and B (f) inverse Fourier. It is expressed as a convolution sum with b (t) which is a transformation, and h rec (t) = Σ s = 0 K−1 h (s) b (ts).

これを行列を用いて表記すると、ｈrec ＝Ａ0 ｈ、ｈrec ＝（ｈrec （ｔ0 ）、ｈrec （ｔ1 ）、・・・ 、ｈrec （ｔK-1 ））T 、ｈ＝（ｈ（ｔ0 ）、ｈ（ｔ1 ）、・・・ 、ｈ（ｔK-1 ））T 、Ａ0 ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂK-1 ）、ｂi ＝（ｂ（ｔ-i）、ｂ（ｔ-i+1）、・・・ 、ｂ（ｔ-i+K-1））T 、０≦ｉ≦Ｋ−１であり、ｂ（ｔ-i）＝ｂ（ｔK-i ）＝・・・ ｂ（ｔcK-i）（ｃは整数）を満たす。 When this is expressed using a matrix, h rec = A 0 h, h rec = (h rec (t 0 ), h rec (t 1 ),..., H rec (t K−1 )) T , h = (H (t 0 ), h (t 1 ),..., H (t K-1 )) T , A 0 = (b 0 , b 1 ,..., B K-1 ), b i = (B (t −i ), b (t −i + 1 ),..., B (t −i + K−1 )) T , 0 ≦ i ≦ K−1, and b (t −i ) = B (t Ki ) =... B (t cK−i ) (c is an integer) is satisfied.

ここで、実施例１の場合のように、ガードインターバルを超える時間の値を０として、雑音の影響を取り除いた伝達関数の時間特性ｈest ＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ）、０、・・・ 、０）を仮定すると、ｈrec は、ｈrec ＝Ａｈest 0 ＋ｎと表わすことができる。ｎは雑音成分、ｈest 0 ＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ））、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）である。
すなわち、ガードインターバル期間内でのｂ（ｔ）とｈest （ｔ）との畳み込み積分としてｈrec （ｔ）を表現することができる。 Here, as in the case of the first embodiment, the time characteristic exceeding the guard interval is set to 0, and the time characteristic h est = (h est (t 0 ), h est (t 1 ) of the transfer function excluding the influence of noise. ), ···, h est (t p-1), 0, ···, 0) assuming, h rec can be expressed as h rec = Ah est 0 + n . n is a noise component, h est 0 = (h est (t 0 ), h est (t 1 ),..., h est (t p-1 )), A = (b 0 , b 1 ,. , B p-1 ).
That is, h rec (t) can be expressed as a convolution integral of b (t) and h est (t) within the guard interval period.

ここで、ｈest 0 を評価関数Ｊ（ｈest 0 ）＝｜｜ｈrec −Ａｈest 0 ｜｜2 が最小となるよう決定すると、すなわち、上記式のｈest 0 による偏微分を０とおいて、ｈest 0 ＝（ＡH Ａ）-1ＡH ｈrec を得ることができる。ただし、ＡH はＡのエルミート共役である。この（ＡH Ａ）-1ＡH は、すなわち時間フィルタ行列である。この（ＡH Ａ）-1ＡH は、請求項３の発明の周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの周波数特性Ｂ（ｆ）のインパルスレスポンスｂ（ｔ）に基づいて決定される時間軸フィルタの一例である。 Here, when the h est 0 evaluation function J (h est 0) = || h rec -Ah est 0 || 2 is determined to be the smallest, namely, the partial differentiation by h est 0 in the above formula at the 0 , H est 0 = (A H A) −1 A H h rec can be obtained. However, A H is Hermitian conjugate of A. This (A H A) −1 A H is a time filter matrix. This (A H A) −1 A H is the frequency characteristic B () of the band limiting filter that takes different frequency characteristic values depending on whether the frequency characteristic value of the invention of claim 3 is a used subcarrier or an unused subcarrier. It is an example of the time-axis filter determined based on the impulse response b (t) of f).

なお、ｈest ＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔp-1 ）、０、・・・ 、０）のように、ガードインターバルを超える時間の値を０とする時間軸上のフィルタ操作は、ガードインターバル内の時間において１、ガードインターバル外の時間において０となるフィルタ関数ｇ（ｔ）、ｈest ’’＝（ｈest （ｔ0 ）、ｈest （ｔ1 ）、・・・ 、ｈest （ｔK-1 ））として、ｈest ’’にｇ（ｔ）をかける操作と同じである。これは、周波数軸上では、ｇ（ｔ）のフーリエ変換をＧ（ｆ）、ｈest ’’のフーリエ変換をＨest ’’（ｆ）として、Ｇ（ｆ）とＨest ’’（ｆ）の畳み込み積分をするのと同一である。
It should be noted that the time exceeding the guard interval, such as h est = (h est (t 0 ), h est (t 1 ),..., H est (t p-1 ), 0,. The filter operation on the time axis with the value of 0 as 0 is a filter function g (t), h est ″ = (h est (t 0 ), which is 1 in the time within the guard interval and 0 in the time outside the guard interval. , H est (t 1 ),..., H est (t K-1 )) is the same as the operation of applying g (t) to h est ″. On the frequency axis, G (f) and H est ″ (f) are represented by G (f) as the Fourier transform of g (t) and H est ″ (f) as the Fourier transform of h est ″. Is the same as performing the convolution integral.

以上のようにして伝達関数の時間特性ｈest を求めると、未使用のサブキャリアが存在する場合においても高精度に伝達関数の周波数特性を推定することができるので、高精度なチャネルトラッキングを実現することができる。 If the time characteristic h est of the transfer function is obtained as described above, the frequency characteristic of the transfer function can be estimated with high accuracy even when there are unused subcarriers, thus realizing highly accurate channel tracking. can do.

次に、ＯＦＤＭ受信装置２を用いて以下の条件によりシミュレーションを行った。送信側のアンテナを２本、受信側のアンテナを２本とするＳＴＢＣ方式による通信とし、サブキャリア数を６４本（そのうち４８本はデータキャリア、４本はパイロットキャリア、残りの１２本は未使用とするＩＥＥＥ８０２．１１に準拠した配置）、サブキャリアの変調方式はＱＰＳＫ、１シンボル長は４．０μｓ（そのうち３．２μｓはデータ長、０．８μｓはガードインターバル）、サンプリングインターバルＴs は５０ｎｓ、フェージング環境ｆd Ｔs ＝０．０００１（ｆd ＝２ｋＨｚ、ｖ＝４１５ｋｍ／ｈ）、とした。また、マルチパス環境は実施例１でのシミュレーションと同様の図２に示す環境とした。 Next, a simulation was performed using the OFDM receiver 2 under the following conditions. STBC communication with two transmitting antennas and two receiving antennas, with 64 subcarriers (of which 48 are data carriers, 4 are pilot carriers, and the remaining 12 are unused) The subcarrier modulation scheme is QPSK, the symbol length is 4.0 μs (of which 3.2 μs is the data length, 0.8 μs is the guard interval), the sampling interval T s is 50 ns, The fading environment was f d T s = 0.0001 (f d = 2 kHz, v = 415 km / h). The multipath environment is the same as that shown in FIG. 2 similar to the simulation in the first embodiment.

また、比較のため、実施例１の受信方法による場合と、判定帰還チャネル推定器１０による伝達関数の推定のみを行う場合（比較例）についても、上記条件によるシミュレーションを行った。   For comparison, simulations were also performed under the above conditions for the case of the receiving method of the first embodiment and the case of performing only the transfer function estimation by the decision feedback channel estimator 10 (comparative example).

上記シミュレーションの結果、図３に示す平均誤り率と平均Ｅb Ｎ比の関係を得た。比較例に対して実施例２はＥb Ｎ比が約５ｄＢ改善していることがわかる。また実施例１の受信方法は、未使用サブキャリアが存在する場合には大幅に特性が劣化することがわかる。 As a result of the simulation, the relationship between the average error rate and the average E b N ratio shown in FIG. 3 was obtained. It can be seen that Example 2 shows an improvement in the E b N ratio of about 5 dB relative to the comparative example. Further, it can be seen that the characteristics of the receiving method of the first embodiment are greatly degraded when there are unused subcarriers.

なお、実施例２において、帯域制限信号Ｂ（ｆ）は、使用しているサブキャリアではＢ（ｆ）＝１、未使用のサブキャリアではＢ（ｆ）＝０の値をとるものとしているが、これに限るものではない。   In the second embodiment, the band limited signal B (f) has a value of B (f) = 1 for the used subcarrier and B (f) = 0 for the unused subcarrier. However, it is not limited to this.

また、本実施例は、上記シミュレーションのようなＳＴＢＣ−ＯＦＤＭ伝送方式に限るものではなく、ＭＩＳＯ、ＭＩＭＯなどの空間多重伝送方式にも適用することができる。また、本発明は、判定帰還によるトラッキング制御と共に用いる場合に有効であるが、本発明は、伝達関数の周波数選択フェージングを補正するものであるので、判定帰還を前提とすることなく、ＯＦＤＭの復調装置に用いることができる。   In addition, the present embodiment is not limited to the STBC-OFDM transmission scheme as in the above simulation, but can also be applied to spatial multiplexing transmission schemes such as MISO and MIMO. The present invention is effective when used in conjunction with tracking control by decision feedback. However, since the present invention corrects frequency selective fading of the transfer function, the demodulation of OFDM can be performed without assuming decision feedback. Can be used in the device.

実施例２のように、時間フィルタリングするのに代えて、実施例１において、伝達関数Z(ω, t ) における未使用キャリアでの伝達関数の値を、周囲の伝達関数の値から補間して求めても良い。この補間して、全使用帯域において値の得られている伝達関数を上記の伝達関数Z(ω, t ) としても良い。周波数選択フェーディングは、周波数の２乗の特性を有しているので、周波数の２乗の関数で補間しても良い。   Instead of temporal filtering as in the second embodiment, in the first embodiment, the value of the transfer function in the unused carrier in the transfer function Z (ω, t) is interpolated from the values of the surrounding transfer functions. You may ask. By performing this interpolation, the transfer function whose value is obtained in the entire use band may be used as the above-described transfer function Z (ω, t). Since frequency selective fading has a frequency square characteristic, it may be interpolated with a frequency square function.

さらに、伝送路の伝達関数Z(ω, t)のフーリエ逆変換、すなわち、インパルスレスポンスにおいて、ガードインターバル以上の時刻におけるサンプリングデータを0 にして、フーリエ変換して、周波数補正された伝達関数W(ω, t)を求めている。しかし、ガードインターバル以上の時刻でのサンプリングデータを零とする時間軸上でのフィルタのフーリエ変換による伝達関数Ｆ（ω）は既知である。よって、伝送路の伝達関数Z(ω, t)とＦ（ω）との周波数軸上での畳み込み積分により、ガードインターバル以上のサンプリング点の値を零とした時の伝送路の伝達関数（第２の周波数特性値）を求めても良い。   Furthermore, in the inverse Fourier transform of the transfer function Z (ω, t) of the transmission path, that is, in the impulse response, the sampling data at the time equal to or longer than the guard interval is set to 0, the Fourier transform is performed, and the frequency-corrected transfer function W ( ω, t). However, the transfer function F (ω) by the Fourier transform of the filter on the time axis in which the sampling data at the time longer than the guard interval is zero is known. Therefore, the transmission function of the transmission line when the sampling point value of the guard interval or more is set to zero by the convolution integration on the frequency axis of the transmission function Z (ω, t) and F (ω) of the transmission line (No. 2 frequency characteristic value) may be obtained.

もっと一般的に言えば、本発明において用いる、そのフィルタ操作を表現する関数をｇ（ｔ）、フィルタ操作の対象となる関数をｈ（ｔ）としてｇ（ｔ）ｈ（ｔ）と表わすことができる時間軸上のフィルタ操作は、ｇ（ｔ）のフーリエ変換をＧ（ｆ）、ｈ（ｔ）のフーリエ変換をＨ（ｆ）とすれば、周波数軸上におけるＧ（ｆ）とＨ（ｆ）の畳み込み積分に置き換えて考えることができる。   More generally speaking, the function used in the present invention to express the filter operation is expressed as g (t), and the function to be filtered is expressed as g (t) h (t). A filter operation on the time axis that can be performed is that G (f) and H (f on the frequency axis are G (f) and G (f) on the frequency axis if the Fourier transform of h (t) is H (f). ) Convolution integral.

請求項３の発明における周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの周波数特性のインパルスレスポンスに基づいて決定される時間軸フィルタと、請求項４の発明における周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの特性を補正する時間フィルタ行列は、ヌルキャリアを帯域制限フィルタで表した時の周波数特性Ｂ（ｆ）と、逆フーリエ変換（インパルスレスポンス）ｂ（ｔ）とを用いて、現実の伝送路の伝達関数や、その伝達関数のインパルスレスポンスを精度良く、推定し得るフィルタであれば、任意のものを使用することができる。例えば、周波数特性Ｂ（ｆ）の逆数１／Ｂ（ｆ）を、ヌルキャリアも含めて定義できる関数に変形し、そのインパルスレスポンスと、測定された伝送路の伝達関数のインパルスレスポンスとの畳み込み積分し、この結果において、ガードインターバルを越える期間の値を零して、第２の時間特性値を求めるようにしても良い。この場合の畳み込み積分は、Ａ-1の操作に類似したものとなる。 A time axis filter determined based on an impulse response of a frequency characteristic of a band limiting filter that takes a different frequency characteristic value depending on whether the frequency characteristic value in the invention of claim 3 is a used subcarrier or an unused subcarrier; The time filter matrix for correcting the characteristics of the band limiting filter that takes different frequency characteristic values depending on whether the frequency characteristic value in the invention of claim 4 is a used subcarrier or an unused subcarrier, Using the frequency characteristics B (f) and the inverse Fourier transform (impulse response) b (t), the transfer function of the actual transmission path and the impulse response of the transfer function can be estimated with high accuracy. Any filter can be used. For example, the inverse 1 / B (f) of the frequency characteristic B (f) is transformed into a function that can be defined including the null carrier, and the convolution integral of the impulse response and the impulse response of the measured transfer path transfer function In this result, the second time characteristic value may be obtained by setting the value of the period exceeding the guard interval to zero. The convolution integral in this case is similar to the operation of A- 1 .

本発明は、車車間通信などの高速フェージング環境における通信に適している。   The present invention is suitable for communication in a high-speed fading environment such as inter-vehicle communication.

実施例１のＯＦＤＭ受信装置１の構成を示したブロック図。1 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM receiver 1 according to a first embodiment. シミュレーションに用いたマルチパス環境のモデルについて示すグラフ。The graph shown about the model of the multipath environment used for simulation. 平均誤り率と平均Ｅb Ｎ比の関係を示すグラフ。Graph showing the relationship between the average error rate average E b N ratio. 平均誤り率と平均Ｅb Ｎ比の関係を示すグラフ。Graph showing the relationship between the average error rate average E b N ratio.

符号の説明Explanation of symbols

１０：判定帰還チャネル推定器
１１：ＩＦＦＴ部
１２：時間フィルタ部
１３：ＦＦＴ部
１４：ＯＦＤＭデコーダ
１５：信号判定器
１６：受信アンテナ 10: Decision feedback channel estimator 11: IFFT unit 12: Time filter unit 13: FFT unit 14: OFDM decoder 15: Signal determiner 16: Receive antenna

Claims (9)

少なくとも１つの受信アンテナを有し、ガードインターバルが加えられたＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の伝達関数を推定して、復号するＯＦＤＭ受信装置において、
過去に得られた伝送路の伝達関数から、現復調時刻における伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値を推定する特性値推定手段と、
前記特性値推定手段により推定された前記第１の周波数特性値を、逆フーリエ変換することで第１の時間特性値を得る逆フーリエ変換手段と、
前記第１の時間特性値のガードインターバルを超える時間における値を０とする第２の時間特性値を生成する時間フィルタ手段と、
前記第２の時間特性値を、フーリエ変換することで第２の周波数特性値を得るフーリエ変換手段と、
前記第２の周波数特性値を、現復調時刻における伝送路の伝達関数として、その伝達関数に基づいて、受信信号を復号する復号手段と
を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 In an OFDM receiving apparatus that has at least one receiving antenna, receives an OFDM signal to which a guard interval is added, estimates a transfer function of a transmission path, and decodes it.
Characteristic value estimating means for estimating a first frequency characteristic value of the transfer function of the transmission line at the current demodulation time from the transfer function of the transmission line obtained in the past;
An inverse Fourier transform unit that obtains a first time characteristic value by performing an inverse Fourier transform on the first frequency characteristic value estimated by the characteristic value estimation unit;
Time filter means for generating a second time characteristic value with a value of 0 at a time exceeding the guard interval of the first time characteristic value;
Fourier transform means for obtaining a second frequency characteristic value by Fourier transforming the second time characteristic value;
An OFDM receiving apparatus comprising: decoding means for decoding a received signal based on the transfer function of the second frequency characteristic value as a transfer function of a transmission path at the current demodulation time. 少なくとも１つの受信アンテナを有し、ガードインターバルが加えられたＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の伝達関数を推定して、復号するＯＦＤＭ受信装置において、
過去に得られた伝送路の伝達関数から、現復調時刻における伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値を推定する特性値推定手段と、
前記特性値推定手段により推定された前記第１の周波数特性値と、ガードインターバルを超える時間における値を０とする時間軸フィルタのフーリエ変換である伝達関数との畳み込み積分を、第２の周波数特性値として求める畳み込み積分演算手段と、
前記第２の周波数特性値を、現復調時刻における伝送路の伝達関数として、その伝達関数に基づいて、受信信号を復号する復号手段と
を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 In an OFDM receiving apparatus that has at least one receiving antenna, receives an OFDM signal to which a guard interval is added, estimates a transfer function of a transmission path, and decodes it.
Characteristic value estimating means for estimating a first frequency characteristic value of the transfer function of the transmission line at the current demodulation time from the transfer function of the transmission line obtained in the past;
A convolution integral of the first frequency characteristic value estimated by the characteristic value estimation means and a transfer function that is a Fourier transform of a time axis filter having a value at time exceeding the guard interval as 0 is obtained as a second frequency characteristic. A convolution integral calculation means to obtain as a value;
An OFDM receiving apparatus comprising: decoding means for decoding a received signal based on the transfer function of the second frequency characteristic value as a transfer function of a transmission path at the current demodulation time. 前記時間フィルタ手段は、 周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの周波数特性のインパルスレスポンスに基づいて決定される時間軸フィルタと、前記第１の時間特性との畳み込み積分を求め、その結果の時間特性において、ガードインターバルを越える時間における値を０とする第２の時間特性値を生成する手段である
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 The time filter means includes a time axis filter determined based on an impulse response of a frequency characteristic of a band limiting filter that takes a different frequency characteristic value depending on whether the frequency characteristic value is a used subcarrier or an unused subcarrier; The convolution integral with said 1st time characteristic is calculated | required, It is a means to produce | generate the 2nd time characteristic value which makes the value in the time exceeding a guard interval 0 in the time characteristic as a result. 2. The OFDM receiver according to 1. 前記時間フィルタ手段は、 前記第１の時間特性値を要素とするＫ次元ベクトルに対し、周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限フィルタの特性を補正する時間フィルタ行列を掛けることで、第３の時間特性を要素とするｐ次元のベクトルを得て、ｔ0 からｔp-1 までがガードインターバル内の値を第３の時間特性値、ｔp からｔK-1 までの、ガードインターバル時間外の値を０とする前記第２の時間特性値を生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 The time filter means is a band limiting filter that takes different frequency characteristic values depending on whether the frequency characteristic value is a used subcarrier or an unused subcarrier with respect to a K-dimensional vector having the first time characteristic value as an element. The p-dimensional vector having the third time characteristic as an element is obtained by multiplying the time filter matrix that corrects the characteristic of, and the value within the guard interval from t 0 to t p-1 is obtained as the third time characteristic. Generating the second time characteristic value having a value outside the guard interval time from the value t p to t K−1 as 0;
The OFDM receiver according to claim 1. 前記時間フィルタ手段は、
周波数特性値が使用サブキャリアであるか未使用サブキャリアであるかにより異なる周波数特性値をとる帯域制限信号の、逆フーリエ変換による時間特性ｂ（ｔ）（ｔ0 ≦ｔ≦ｔK-1 ）により、Ａ＝（ｂ0 、ｂ1 、・・・ 、ｂp-1 ）、ｂi ＝（ｂ（ｔ-i）、ｂ（ｔ-i+1）、・・・ 、ｂ（ｔ-i+K-1））T 、０≦ｉ≦ｐ−１、ｔ0 からｔp-1 までがガードインターバル内の時間、として構成される行列Ａを用い、
前記第１の時間特性値を要素とするＫ次元列ベクトルに対し、時間フィルタ行列（ＡH Ａ）-1ＡH をかけることで第３の時間特性を要素とするｐ次元ベクトルを得て、ｔ0 からｔp-1 における値を第３の時間特性値、ｔp からｔK-1 における値を０とする前記第２の時間特性値を生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 The time filter means includes
Time characteristics b (t) (t 0 ≤t ≤t K-1 ) by inverse Fourier transform of a band limited signal having different frequency characteristic values depending on whether the frequency characteristic value is a used subcarrier or an unused subcarrier. , A = (b 0 , b 1 ,..., B p−1 ), b i = (b (t −i ), b (t −i + 1 ) ,. + K-1 )) using a matrix A configured as T , 0≤i≤p-1, t 0 to tp -1 being the time in the guard interval,
By applying a time filter matrix (A H A) −1 A H to the K-dimensional column vector having the first time characteristic value as an element, a p-dimensional vector having the third time characteristic as an element is obtained, generating the second time characteristic value with a value from t 0 to t p-1 as a third time characteristic value, and a value from t p to t K-1 as 0;
The OFDM receiver according to claim 1. 前記ＯＦＤＭ信号に、未使用サブキャリアが含まれる場合には、前記伝送路の伝達関数の第１の周波数特性値は、未使用サブキャリアの周波数に対して値を補間して求めることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。   When an unused subcarrier is included in the OFDM signal, the first frequency characteristic value of the transfer function of the transmission path is obtained by interpolating a value with respect to the frequency of the unused subcarrier. The OFDM receiving apparatus according to claim 1 or 2. 前記帯域制限信号の周波数特性値は、未使用サブキャリアにおいては０、使用サブキャリアにおいては１の値をとることを特徴とする請求項３乃至請求項５の何れか１項に記載のＯＦＤＭ受信装置。   The OFDM reception according to any one of claims 3 to 5, wherein the frequency characteristic value of the band-limited signal takes a value of 0 for unused subcarriers and 1 for used subcarriers. apparatus. 前記特性値推定手段は、前記復号手段により復号して符号を判定し、その誤差分に応じて、前記第２の周波数特性値を補正し、その補正された第２の周波数特性値に基づいて、次の復調時刻における前記第１の周波数特性値を推定することを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ受信装置。   The characteristic value estimating means decodes the decoding means to determine a code, corrects the second frequency characteristic value according to the error, and based on the corrected second frequency characteristic value The OFDM receiving apparatus according to claim 1, wherein the first frequency characteristic value at the next demodulation time is estimated. 前記ＯＦＤＭ受信装置は、複数の受信アンテナを有し、
ＭＩＭＯ方式による通信に用いることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載のＯＦＤＭ受信装置。 The OFDM receiver has a plurality of receiving antennas,
The OFDM receiving apparatus according to any one of claims 1 to 8, wherein the OFDM receiving apparatus is used for communication based on a MIMO scheme.
JP2007206672A 2007-08-08 2007-08-08 Ofdm receiver Pending JP2009044404A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007206672A JP2009044404A (en) 2007-08-08 2007-08-08 Ofdm receiver

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007206672A JP2009044404A (en) 2007-08-08 2007-08-08 Ofdm receiver

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2009044404A true JP2009044404A (en) 2009-02-26

Family

ID=40444675

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2007206672A Pending JP2009044404A (en) 2007-08-08 2007-08-08 Ofdm receiver

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2009044404A (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111752146A (en) * 2019-03-26 2020-10-09 昕芙旎雅有限公司 Dead time estimating device and testing device provided with same

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003069530A (en) * 2001-08-24 2003-03-07 Mitsubishi Electric Corp Multicarrier cdma receiver
JP2004007353A (en) * 2002-04-05 2004-01-08 Mitsubishi Electric Corp Radio transmission instrument
JP2004364094A (en) * 2003-06-06 2004-12-24 Keio Gijuku Multi-carrier receiving device
JP2006054840A (en) * 2004-07-13 2006-02-23 Fujitsu Ltd Propagation path estimation method and estimation apparatus

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003069530A (en) * 2001-08-24 2003-03-07 Mitsubishi Electric Corp Multicarrier cdma receiver
JP2004007353A (en) * 2002-04-05 2004-01-08 Mitsubishi Electric Corp Radio transmission instrument
JP2004364094A (en) * 2003-06-06 2004-12-24 Keio Gijuku Multi-carrier receiving device
JP2006054840A (en) * 2004-07-13 2006-02-23 Fujitsu Ltd Propagation path estimation method and estimation apparatus

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111752146A (en) * 2019-03-26 2020-10-09 昕芙旎雅有限公司 Dead time estimating device and testing device provided with same
CN111752146B (en) * 2019-03-26 2024-06-11 昕芙旎雅有限公司 Dead time estimation device and test device provided with same

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7583755B2 (en) Systems, methods, and apparatus for mitigation of nonlinear distortion
EP2120359B1 (en) Channel estimation device, equalization device, and equalization method in the estimation
US8054917B2 (en) Method and apparatus for advanced inter-carrier interference cancellation in orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) channels
US8073393B2 (en) Methods and systems for least squares block channel estimation
JP2008532354A (en) Wireless communication apparatus and associated method for providing improved block equalization
JP2008530906A (en) Wireless communication apparatus and associated method for performing block equalization based on predicted values of past, present and / or future autocorrelation matrices
EP2415190A1 (en) Channel estimation for a control channel in an ofdm system
WO2006006044A1 (en) High doppler channel estimation for ofd multiple antenna systems
JP5892073B2 (en) COMMUNICATION DEVICE AND COMMUNICATION METHOD
JPWO2017183631A1 (en) LOS-MIMO demodulation apparatus, communication apparatus, LOS-MIMO transmission system, LOS-MIMO demodulation method and program
US8615048B2 (en) Channel estimation method and an associated apparatus
US20230163867A1 (en) Channel Estimation and Equalization in OFDM Systems
US8897354B2 (en) Receiver apparatus, method for processing received signal and computer program product
JP2006245810A (en) Fraction spacing equalizer and receiver using it
EP2003833A1 (en) Method of equalizing a multicarrier signal for intercarrier interference
Sterba et al. Pilot symbol aided channel estimation for OFDM system in frequency selective Rayleigh fading channel
JP2009044404A (en) Ofdm receiver
US7864901B2 (en) System, apparatus, and method for cancelling interferences of received signals
Kapil et al. 3GPP LTE downlink channel estimation in high-mobility environment using modified extended Kalman filter
Niranjane et al. Adaptive channel estimation technique for mimo-ofdm
JP4569591B2 (en) Adaptive canceling method of sneak wave in OFDM-based SFN repeater
JP5667876B2 (en) Propagation path estimation device, receiver, and propagation path estimation method
Schlamann et al. Lattice filter-based frequency-domain equalizer with multiple frequency offset compensation for MIMO SDMA OFDM systems
JP2009094831A (en) Method for frequency domain equalization for single-carrier block transmission
Simeon et al. Channel estimation using Gaussian process regression

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20100326

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20111202

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20111220

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20120417