JP2008546312A - 拡張された到達範囲を有する無線通信ネットワークのための受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】拡張された到達範囲を有する無線通信ネットワークのための受信機。
【解決手段】信号／送信を検出して復調する技法が説明される。信号検出は、たとえば第１段階では時間領域相関、第２段階では周波数領域処理、第３段階では時間領域処理を使用するなど、さまざまな種類の信号処理を使用して複数の段階で行われる。第１段階では、シンボルの積は、少なくとも２つの異なる遅延に対して生成され、各遅延の積と既知値との間の相関が行われ、すべての遅延に対する相関結果が組み合わされて、信号の存在を宣言するために使用される。復調では、入力サンプルのタイミングは、タイミング調整済みサンプルを取得するように調整される。周波数オフセットが推定され、タイミング調整済みサンプルから除去されて、周波数修正済みサンプルが得られるが、これらは検出済みシンボルを得るためにチャネル推定により処理される。
【選択図】 図１

Description

［関連する出願の相互参照］
本出願は、その内容全体を参照によって本明細書に援用する２００５年６月１日に出願した米国特許仮出願第６０／６８６６４５号明細書および２００５年６月１６日に出願した米国特許仮出願第６０／６９１７０６号明細書の優先権を主張するものである。

［分野］
本開示は、一般に通信に関し、より詳細には無線通信のための受信機に関する。

［背景］
無線通信ネットワークは、データ、音声、ビデオなど、さまざまな通信サービスを提供するために幅広く展開されている。これらのネットワークは、大規模な地理上の区域（都市など）向けに通信サービス範囲を提供する無線ワイドエリアネットワーク（ＷＷＡＮ）、中規模の地理上の区域（建造物およびキャンパス）向けに通信サービス範囲を提供する無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）、および小規模な地理上の区域（家庭など）向けに通信サービス範囲を提供する無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）を含む。無線ネットワークは通常、１つまたは複数のユーザ端末（または無線装置）の通信をサポートする１つまたは複数のアクセスポイント（または基地局）を含む。

ＩＥＥＥ８０２．１１は、米国電気電子学会（ＩＥＥＥ）によってＷＬＡＮ向けに開発された一連の規格である。これらの規格は、アクセスポイントとユーザ端末間、または２つのユーザ端末間の無線（ｏｖｅｒ−ｔｈｅ−ａｉｒ）インターフェイスを規定する。ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１、１９９９ Ｅｄｉｔｉｏｎ（あるいは単に「８０２．１１」と呼ぶ）は、「Ｐａｒｔ １１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ（無線ＬＡＮメディアアクセス制御（ＭＡＣ）および物理層（ＰＨＹ）仕様）」と題され、周波数ホッピングスペクトル拡散（ＦＨＳＳ；ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｈｏｐｐｉｎｇ ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ）または直接シーケンススペクトル拡散（ＤＳＳＳ；ｄｉｒｅｃｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ）を使用して２．４ギガヘルツ（ＧＨｚ）の周波数帯域において１および２メガビット／秒（Ｍｂｐｓ）のデータ転送速度をサポートする。ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ａ−１９９９（あるいは単に「８０２．１１ａ」と呼ぶ）は、８０２．１１の補足であり、ＦＨＳＳまたはＤＳＳＳに代えて直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ；ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を使用し、５ＧＨｚの周波数帯域において最大５４Ｍｂｐｓのデータ転送速度をサポートする。ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ｂ−１９９９（あるいは単に「８０２．１１ｂ」と呼ぶ）は、８０２．１１のもう１つの補足であり、ＤＳＳＳを使用して最大１１Ｍｂｐｓのデータ転送速度をサポートする。ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１ｇ−２００３（あるいは単に「８０２．１１ｇ」と呼ぶ）は、８０２．１１のさらにもう１つの補足であり、ＤＳＳＳおよびＯＦＤＭを使用し、２．４ＧＨｚ帯域において最大５４Ｍｂｐｓのデータ転送速度をサポートする。これらのさまざまな規格は、当技術分野においてよく知られており、一般に提供されている。

８０２．１１、８０２．１１ａ、８０２．１１ｂ、および８０２．１１ｇによってサポートされる最低データ転送速度は、１Ｍｂｐｓである。８０２．１１ｂおよび８０２．１１ｇ（あるいは単に「８０２．１１ｂ／ｇ」と呼ぶ）の場合、１Ｍｂｐｓの最低データ転送速度で送信を行うために固有のＤＳＳＳ方式と固有の変調方式が使用される。１ＭｂｐｓのＤＳＳＳ方式および変調方式には、高い信頼性で受信を行うための特定の最小信号対雑音干渉比（ＳＮＲ）が必要となる。次に、送信の到達範囲は、受信局が必要なＳＮＲまたはそれ以上を達成することができる地理上の区域によって決まる。場合によっては、８０２．１１ｂ／ｇによってサポートされる最低データ転送速度の到達範囲よりも大きい到達範囲で送信を行うことが望ましい。

したがって、当技術分野において、拡張されたサービス提供範囲で動作することができる無線通信ネットワークおよび無線局が必要とされる。

［概要］
本明細書において、劣悪なチャネル条件（たとえば、低ＳＮＲなど）における信号／送信を検出して復調する技法が説明される。１つの態様において、信号検出は、良好な検出パフォーマンスを達成するためにさまざまな種類の信号処理を使用して、多段階にわたって行われる。１つの実施形態において、信号検出は、第１段階では時間領域相関（time-domain correlation）を使用して行われ、第２段階では周波数領域処理（frequency-domain processing）を使用して行われ、第３段階では時間領域処理を使用して行われる。各段階の信号検出はさらに、シンボルのウィンドウに対する受信エネルギーに基づいて導き出される適応しきい値を基にして行われ、検出性能は受信した信号レベルの影響を受けにくくなっている。信号の存在は、３つの全段階の出力に基づいて宣言されうる。

第１段階の態様において、受信局における入力サンプルは、コードシーケンス(code sequence)で逆拡散されて逆拡散シンボル(despread symbol)を生成することができる。次に、逆拡散シンボルの積は、たとえば１−シンボルおよび２−シンボルの遅延など、少なくとも２つの遅延に対して生成される。各遅延の積とその遅延の既知値(known value)との間の相関が行われる。次に、すべての遅延に対する相関結果が、たとえば多数の仮説位相（hypothesized phase）に非コヒーレントに、またはコヒーレントに組み合わされる。信号の存在と信号のタイミングは、組み合わされた相関結果に基づいて決定されうる。

もう１つの態様において、復調は、劣悪なチャネル条件のもとで良好なパフォーマンスを達成するような方法で行われる。１つの実施形態において、入力サンプルのタイミングは（たとえば、多相フィルタ（polyphase filter）により）調整されて、タイミング調整済みサンプルが得られる。周波数オフセット（frequency offset）が推定されて、タイミング調整済みサンプルから除去され、周波数訂正済みサンプルが得られるが、これは検出済みシンボルを得るために（たとえば、レイク受信機を使用して）チャネル推定により処理される。検出済みシンボルの位相は訂正されて、位相訂正済みシンボルが得られる。次に、復調が位相訂正済みシンボルに行われ、復調シンボルが得られるが、これはディインターリーブされて復号化され、復号化データが得られる。

各検出段階および復調の信号処理については、以下で詳細に説明される。本発明のさまざまな態様および実施形態についても、以下で説明される。

本発明の特徴および特性は、類似した特徴が全体を通じて対応して識別される図面を参照し、以下に示される詳細な説明を読めばさらに明らかとなろう。

［詳細な記載］
本明細書において「ｅｘｅｍｐｌａｒｙ（例示的）」という用語は、「例、事例、または実例としての役割を果たす」ことを意味する。本明細書において「例示的」として説明される実施形態または設計は、必ずしも、他の実施形態または設計よりも好ましいかまたは有利であると解釈されるべきではない。

図１は、無線ネットワーク１００における送信局１１０および受信局１５０を示すブロック図である。送信局１１０は、単一のアンテナが装備され、アクセスポイントまたはユーザ端末であってもよい。受信局１５０は、複数の（たとえば、Ｒ＝２）アンテナが装備され、これらもまたアクセスポイントまたはユーザ端末であってもよい。一般に、各局は、データの送受信に使用されうるアンテナを任意の数だけ装備することができる。アクセスポイントは一般に、ユーザ端末と通信する固定局であって、基地局、基地局トランシーバサブシステム（ＢＴＳ；ｂａｓｅ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ）、または他の用語で呼ばれることもある。ユーザ端末は、固定または移動体であってもよく、移動局、無線装置、ユーザ装置（ＵＥ）、または他の用語で呼ばれることもある。

送信局１１０において、送信プロセッサ１３０はデータ送信装置１２０からトラヒックデータを受信して、送信用に選択されたデータ転送速度に従ってトラヒックデータを処理し、出力チップを供給する。送信プロセッサ１３０による処理は、以下に説明される。送信機ユニット（ＴＭＴＲ）１３２は、出力チップを処理し（たとえば、アナログに変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート）、変調された信号を生成するが、これがアンテナ１３４を介して送信される。

受信局１５０において、Ｒ個のアンテナ１５２ａ〜１５２ｒは送信された信号を受信し、各アンテナ１５２は受信信号をそれぞれ受信機ユニット（ＲＣＶＲ）１５４に供給する。アンテナはまた、「ダイバーシティ」と呼ばれることもあり、Ｒ個の受信アンテナはＲのダイバーシティ配列をもたらす。各受信機ユニット１５４は、その受信信号を処理し、入力サンプルの流れを受信プロセッサ１６０に供給する。受信プロセッサ１６０は、送信プロセッサ１３０によって行われた処理に補完的な方法でＲ個のすべての受信機ユニット１５４ａ〜１５４ｒからの入力サンプルを処理し、復号データをデータ受信装置１７０に供給する。復号データは、送信局１１０によって送信されたトラヒックデータの推定である。

プロセッサ１４０および１８０は、それぞれ、送信局１１０および受信局１５０において処理装置の動作を指示する。メモリユニット１４２および１８２は、それぞれプロセッサ１４０および１８０によって使用されるデータおよび／またはプログラムコードを格納する。

局１１０および１５０は、８０２．１１ｂおよび／または８０２．１１ｇをサポートすることができる。８０２．１１ｇは８０２．１１ｂと下位互換性があり、８０２．１１ｂによって定義される動作モードをすべてサポートする。局１１０および１５０はさらに、到達範囲拡張モードをサポートすることができるが、これは８０２．１１ｂ／ｇの最低データ転送速度よりも低い少なくとも１つのデータ転送速度をサポートする。より低いデータ転送速度はサービス提供範囲を拡張するために使用されうるが、これはトランシーバなど、特定の用途にとって有益である。

表１は、８０２．１１ｂおよび８０２．１１ｇによってサポートされる２つの最低データ転送速度と、各データ転送速度の処理を示す。表１はさらに、本発明による、到達範囲拡張モードによってサポートされる３つのデータ転送速度と、各データ転送速度の処理を示す。表１において、ＤＢＰＳＫは差動２相位相偏移変調を表し、ＤＱＰＳＫは差動４相位相偏移変調を表す。

明確にするために、以下の説明で、用語「ビット（ｂｉｔ）」は送信局における変調（またはシンボルマッピング）前の量を示し、用語「シンボル（ｓｙｍｂｏｌ）」はシンボルマッピング後の量を示し、用語「チップ（ｃｈｉｐ）」はスペクトル拡散後の量を示す。用語「サンプル（ｓａｍｐｌｅ）」は、受信局におけるスペクトル逆拡散前の量を示す。

図２は、送信局１１０における送信プロセッサ１３０の実施形態を示す。送信プロセッサ１３０は、パイロットジェネレータ２１０、８０２．１１ｂ／ｇのＤＳＳＳ送信プロセッサ２４０、到達範囲拡張モードのＤＳＳＳ送信プロセッサ２５０、および多重化装置（Ｍｕｘ）２７０を含む。

パイロットジェネレータ２１０は、８０２．１１ｂ／ｇおよび到達範囲拡張モードのパイロット（プリアンブルまたは基準とも呼ばれる）を生成する。パイロットジェネレータ２１０内で、シンボルマッパー２１４はパイロットビットを受信して、それらのビットをＢＰＳＫに基づいて変調シンボルにマップし、パイロットシンボルをスプレッダ２１６に供給する。本明細書において使用されるように、パイロットシンボルはパイロットの変調シンボルであり、データシンボルはトラヒックデータの変調シンボルであり、変調シンボルは変調方式（たとえば、Ｍ−ＰＳＫまたはＭ−ＱＡＭ）の信号群の点に対する複合値であり、シンボルは任意の複合値である。スプレッダ２１６は、パイロットシンボルをスペクトル的に拡散し、出力チップを供給する。スプレッダ２１６内で、擬似乱数（ＰＮ）コードジェネレータ２２２はＰＮコードシーケンスを生成する。一部の実施形態において、これはバーカーシーケンスとも呼ばれることもある。バーカーシーケンスは、長さが１１チップで、１１メガチップ／秒（Ｍｃｐｓ）の速度を備え、｛＋１，−１，＋１，＋１，−１，＋１，＋１，＋１，−１，−１，−１｝という１１チップのシーケンスからなる。乗算器２２４は、１メガシンボル／秒（Ｍｓｐｓ）の速度でパイロットシンボルをシンボルマッパー２１４から受信し、バーカーシーケンスをＰＮコードジェネレータ２２２から受信する。乗算器２２４は、各パイロットシンボルをバーカーシーケンスの１１チップすべてと掛け合わせ、パイロットシンボルごとに１１個の出力チップを生成して、パイロットの出力チップのシーケンスを供給する。出力チップレートは、パイロットシンボルレートの１１倍、つまり１１Ｍｃｐｓである。各出力チップは、１チップ周期Ｔ_ｃに送信される複合値であり、８０２．１１ｂ／ｇの場合約９０．９ナノ秒（ｎｓ）である。

ＤＳＳＳ送信プロセッサ２４０は、８０２．１１ｂ／ｇの差分変調およびスペクトル拡散を行う。プロセッサ２４０内で、差分符号器２４２はトラヒックデータのデータビットを受信し、ＤＢＰＳＫまたはＤＱＰＳＫでデータビットに差分符号化を行い、差分符号化されたビットを供給する。ＤＢＰＳＫの場合、「０」のデータビットは０°の相変化をもたらし、「１」のデータビットは１８０°の相変化をもたらす。ＤＱＰＳＫの場合、「００」のデータビットペアは０°の相変化をもたらし、「０１」のデータビットペアは＋９０°の相変化をもたらし、「１１」のデータビットペアは＋１８０°の相変化をもたらし、「１０」のデータビットペアは＋２７０°の相変化をもたらす。一部の実施形態において、シンボルマッパー２４４は、差分符号化されたビットを、１Ｍｂｐｓデータ転送速度ではＢＰＳＫに基づいて、２Ｍｂｐｓデータ転送速度ではＱＰＳＫに基づいて、変調シンボルにマップする。しかし、速度に対する他の変調方式も使用されうる。シンボルマッパー２４４は、１Ｍｂｐｓデータ転送速度の場合１Ｍｓｐｓの速度でＢＰＳＫ変調シンボルを供給し、２Ｍｂｐｓデータ転送速度の場合１Ｍｓｐｓの速度でＱＰＳＫ変調シンボルを供給する。スプレッダ２４６は、シンボルマッパー２４４からデータシンボルをスペクトル的に拡散し、トラヒックデータの出力チップを供給する。

ＤＳＳＳ送信プロセッサ２５０は、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号化、シンボルマッピング、および到達範囲拡張モードのスペクトル拡散を行う。プロセッサ２５０内で、ＦＥＣ符号器２５２はトラヒックデータのデータビットを受信し、ＦＥＣ符号化方式に従ってデータビットを符号化して、コードビットを供給する。ＦＥＣ符号器２５２は、畳込み符号、ターボ符号、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）符号、ブロック符号、その他のコード、またはこれらの組合せを実施することができる。リピート／パンクチャユニット２５４は、望ましいコードレートを得るために、一部またはすべてのコードビットを繰り返すか、またはパンクチャすることができる。インターリーバ２５６は、インターリーブ方式に基づいてコードビットをインターリーブまたは再配列する。差分符号器２６２は、たとえばＤＢＰＳＫまたはＤＱＰＳＫで、インターリーブされたビットに差分符号化を行い、差分符号化されたビットを供給する。シンボルマッパー２６４は、たとえばＢＰＳＫまたはＱＰＳＫの変調方式に基づいて、差分符号化されたビットを変調シンボルにマップする。スプレッダ２６６は、シンボルマッパー２６４からのデータシンボルをスペクトル的に拡散し、トラヒックデータの出力チップを供給する。スプレッダ２４６および２６６は各々、スプレッダ２１６と同様の方法で実施され、１１チップのベーカーシーケンスにより各データシンボルを拡散して、そのデータシンボルの１１個の出力チップを生成することができる。

多重化装置２７０は、パイロットジェネレータ２１０とＤＳＳＳ送信プロセッサ２４０および２５０から出力チップを受信し、適切な時点でパイロットの出力チップを供給し、８０２．１１ｂ／ｇモードが選択されている場合はプロセッサ２４０から出力チップを供給し、到達範囲拡張モードが選択されている場合はプロセッサ２５０から出力チップを供給する。

ＩＥＥＥ８０２．１１の場合、データは、媒体アクセス制御（ＭＡＣ）層によってＭＡＣプロトコルデータ単位（ＭＰＤＵ）として処理される。各ＭＰＤＵは、物理層コンバージェンスプロトコル（ＰＬＣＰ）によって処理され、ＰＬＣＰプロトコルデータ単位（ＰＰＤＵ）にカプセル化される。各ＰＰＤＵは、（図２に示されるように）物理層によって処理され、無線チャネルを介して送信される。

図３は、８０２．１１ｂ／ｇによって使用されるＰＰＤＵ構造３００を示す。ＰＰＤＵ構造３００の場合、ＰＰＤＵ３１０は、ＰＬＣＰプリアンブル３２０、ＰＬＣＰヘッダー３３０、およびＭＰＤＵ３４０を含む。ＭＰＤＵ３４０は、ＰＰＤＵ３１０のトラヒックデータを搬送し、可変長である。ＰＬＣＰプリアンブル３２０は、ＰＬＣＰ同期（ＳＹＮＣ）フィールド３２２およびフレーム開始デリミタ（ＳＦＤ）フィールド３２４を含む。ＳＹＮＣフィールド３２２は、信号検出、取得、およびその他の目的で受信局によって使用されうる固定１２８ビットシーケンスを搬送する。１２８ビットシーケンス内のビットは、ｄ_０、ｄ_１、．．．、ｄ_１２７と表される。ＳＦＤフィールド３２４は、ＰＬＣＰヘッダーの開始を示す固定１６ビットシーケンスを搬送する。ＰＬＣＰヘッダー３３０は、ＭＰＤＵのデータ転送速度を示すＳＩＧＮＡＬフィールド３３２と、ＩＥＥＥ８０２．１１への準拠を示すために「０」に設定されるＳＥＲＶＩＣＥフィールド３３４と、ＭＰＤＵ３４０を送信するために必要な時間（マイクロ秒単位）を示すＬＥＮＧＴＨフィールド３３６と、ＳＩＧＮＡＬ、ＳＥＲＶＩＣＥ、およびＬＥＮＧＴＨフィールドに基づいて生成されるＣＲＣ値を搬送するＣＲＣフィールド３３８とを含む。ＰＬＣＰプリアンブル３２０およびＰＬＣＰヘッダー３３０は、ＤＢＰＳＫを使用して１Ｍｂｐｓで送信される。ＰＬＣＰプリアンブル３２０は、合計１４４のビットを含むが、これらは処理されて１４４個のＢＰＳＫシンボルを生成する。各ＢＰＳＫシンボルは１１個の出力チップからなるが、出力チップはそのＢＰＳＫシンボルをバーカーシーケンスの１１個のチップで拡散することにより得られる。１４４個のＢＰＳＫシンボルは、各シンボル周期（symbol period）が１マイクロ秒（μｓ）を有する、１４４のシンボル周期で送信される。

ＰＰＤＵ構造３００または別のＰＰＤＵ構造が、到達範囲拡張モードに使用されうる。到達範囲拡張モード用のＰＰＤＵは、ＳＹＮＣフィールドと、チャネル推定に使用される固定（たとえば３２ビット）シーケンスを搬送するＣＨＡＮＥＳＴフィールドと、１つまたは複数のシグナリングフィールドと、ＭＰＤＵを含むことができる。

受信局１５０は、送信局１１０によって送信されたＰＰＤＵを検出するために取得を行う。到達範囲拡張モード用の取得は、以下示すような相違点があるため、８０２．１１ｂ／ｇ用の通常の取得に比べて困難である。

１．低いＳＮＲ／ダイバーシティ。たとえば、８０２．１１ｂ／ｇの場合は約８デシベル（ｄＢ）であるなど、必要なビットあたりエネルギー対合計雑音比（Ｅｂ／Ｎｏ；ｅｎｅｒｇｙ−ｐｅｒ−ｂｉｔ−ｔｏ−ｔｏｔａｌ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）が低いが、到達範囲拡張モードの場合に必要なＥｂ／Ｎｏは約３ｄＢである。必要なダイバーシティ配列あたりのシンボルあたりエネルギー対合計雑音比（Ｅｓ／Ｎｏ／ｄｉｖ；ｅｎｅｒｇｙ−ｐｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ−ｔｏ−ｔｏｔａｌ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ ｐｅｒ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｒｄｅｒ）は、２５０ｋｂｐｓの最低データ転送速度で約−６ｄＢである。分散チャネル条件でこのＥｓ／Ｎｏ／ｄｉｖしきい値において９０％よりも高い検出を達成することが望ましい。

２．周波数取得。８０２．１１ｂ／ｇ受信器は通常、差分復調を実行する。到達範囲拡張モード用の受信器は、パフォーマンスを高めるためにコヒーレントな復調を行うことができる。コヒーレント復調に使用される良好なチャネル推定を取得するため、受信器は、送信局および受信局の発振器の間の周波数誤差を判別することが必要になる場合もある。受信局における±２０百万分率（ｐｐｍ）の周波数誤差は、５．８ＧＨｚで±２３２ＫＨｚの周波数誤差ということになり、これはパフォーマンスを低下させることがある。

３．チャネル推定。チャネル推定での雑音電力は、コヒーレント復調のための良好なパフォーマンスを達成するために、合計雑音電力よりもはるかに低くする必要がある。

図４、図１の受信局１５０における受信プロセッサ１６０の実施形態を示す。受信プロセッサ１６０内で、サンプルバッファ４０２は、各受信ユニット１５４ａ〜１５４ｒから入力サンプルの流れを受信する。取得プロセッサ４０４は、ＰＰＤＵの取得を行う。プロセッサ４０４内で、第１の検出段階およびタイミング取得ユニット４１０は、バッファ４０２から入力サンプルを受信し、ＰＰＤＵを検出し、検出された各ＰＰＤＵのタイミングを判別する。第２の検出段階および周波数取得ユニット４２０はまた、ＰＰＤＵを検出し、さらに入力サンプルの周波数誤差を推定する。第３の検出段階およびチャネル推定ユニット４３０はまた、ＰＰＤＵを検出し、さらに送信局１１０と受信局１５０間の無線チャネルの応答を推定する。ユニット４１０、４２０、および４３０は、以下で説明するように、ＰＰＤＵプリアンブルのＳＹＮＣフィールド内の１２８ビットシーケンスに基づいて処理を実行することができる。

図５は、第１の検出段階およびタイミング取得ユニット４１０の実施形態を示すが、これは時間領域相関を使用して信号検出を行う。ユニット４１０は、チップレートと等しいかまたはそれよりも高いサンプルレートで、複合値入力サンプルに動作する。簡単にするために、以下の説明では、入力サンプルがチップレートで供給されると仮定する。以下の説明において、「ｍ」は受信アンテナの索引、「ｎ」はチップ周期の索引、「ｋ」は周波数ビン（frequency bin）の索引、「ｉ」はＳＹＮＣフィールドで送信された固定シーケンスの１２８ビットの索引である。シンボルレートは、ＳＹＮＣフィールドで送信されたパイロットのビットレートと等しい。コヒーレント合計は、複合値の合計を示し、非コヒーレント合計は実数値（たとえば絶対値）の合計を示す。

ユニット４１０内で、遅延相関器５１０ａ〜５１０ｒはそれぞれ、受信機ユニット１５４ａ〜１５４ｒから入力サンプルを受信する。アンテナ１（またはｍ＝１）の遅延相関器５１０ａ内で、バーカーデスプレッダ５１２ａは１１チップのバーカーシーケンスによる入力サンプルを逆拡散し、チップレートで逆拡散シンボルを供給する。各チップ周期ｎについて、バーカーデスプレッダ５１２ａは、チップ周期ｎ〜ｎ−１０の１１個の入力サンプルをバーカーシーケンスの１１個のチップと掛け合わせ、乗算の結果を累算して、そのチップ周期の逆拡散シンボルｘ_ｍ（ｎ）を供給する。バーカーデスプレッダ５１２ａは、入力サンプルでバーカーシーケンスのスライディング相関を行い、（シンボル周期ごとではなく）チップ周期ごとの逆拡散シンボルを取得して、逆拡散シンボルをシンボルバッファ５１４ａおよび遅延乗算器５２０ａに供給する。

遅延乗算器５２０ａは、逆拡散シンボルの１シンボルおよび２シンボル遅延の積を生成する。遅延乗算器５２０ａ内で、逆拡散シンボルは、２つの直列結合された遅延ユニット５２２ａおよび５２２ｂに供給され、各遅延ユニットは１１チップ周期と等しい１つのシンボル周期Ｔ_ｓの遅延（つまりＴ_ｓ＝１１・Ｔ_ｃ）を供給する。ユニット５２４ａおよび５２４ｂは、それぞれ遅延ユニット５２２ａおよび５２２ｂからの逆拡散シンボルの複素共役を供給する。乗算器５２６ａは、各チップ周期ｎの逆拡散シンボルをユニット５２４ａの出力と掛け合わせ、そのチップ周期の１シンボル遅延の積ｙ_１，ｍ（ｎ）を供給する。同様に、乗算器５２６ｂは、各チップ周期ｎの逆拡散シンボルをユニット５２４ｂの出力と掛け合わせ、そのチップ周期の２シンボル遅延の積ｙ_２，ｍ（ｎ）を供給する。

残りの各アンテナの遅延相関器は、アンテナ１について先に説明された方法で、そのアンテナの入力サンプルを処理する。各遅延相関器は、関連付けられているアンテナｍに対して、１シンボル遅延の積ｙ_１，ｍ（ｎ）および２シンボル遅延の積ｙ_２，ｍ（ｎ）を供給する。各チップ周期ｎについて、加算器５２８ａは、Ｒ個のすべての遅延相関器５１０ａ〜５１０ｒからの、ｍ＝１、．．．、Ｒに対する積ｙ_１，ｍ（ｎ）をコヒーレントに合計し、そのチップ周期の積ｙ_１（ｎ）を供給する。各チップ周期ｎについて、加算器５２８ｂは、すべての遅延相関器５１０ａ〜５１０ｒからの、ｍ＝１、．．．、Ｒに対する積ｙ_２，ｍ（ｎ）を合計し、そのチップ周期の積ｙ_２（ｎ）を供給する。積ｙ_１（ｎ）およびｙ_２（ｎ）は、以下のように表される。

ｙ_１（ｎ）＝Σ_ｍ=1 ^Ｒｘ_ｍ（ｎ）・ｘ_ｍ ^＊（ｎ−Ｔ_s）, 式（１ａ）
そして
ｙ_２（ｎ）＝Σ_ｍ=1 ^Ｒｘ_ｍ（ｎ）・ｘ_ｍ ^＊（ｎ−２Ｔ_s）． 式（１ａ）
１シンボル遅延の積ｙ_１，ｍ（ｎ）は、アンテナｍの１つのシンボル周期によって区切られた２つの逆拡散シンボルｘ_ｍ（ｎ）およびｘ_ｍ（ｎ−Ｔ_ｓ）間の位相差を示す。２シンボル遅延の積ｙ_２，ｍ（ｎ）は、アンテナｍの２つのシンボル周期によって区切られた２つの逆拡散シンボルｘ_ｍ（ｎ）およびｘ_ｍ（ｎ−２Ｔ_ｓ）間の位相差を示す。図５は、信号検出に対する１シンボルおよび２シンボル遅延の積の使用を示す。一般に、任意の数のさまざまな遅延（たとえば、１、２、３シンボル周期など）の積は、信号遅延に使用されうる。より多くの遅延の積を使用することで、ＳＮＲおよび検出のパフォーマンスを向上させることができる。しかし、周波数オフセットは入力サンプルの相回転を発生させるので、最大遅延が周波数オフセットによって制限されることもある。遅延の量はまた、差動相関器５３０ａおよび５３０ｂの複雑さに影響を及ぼす。たとえば、１シンボル周期の遅延に対して１２７の乗算および累算操作があり、２シンボル周期の遅延に対して１２６の乗算および累算操作がある、というように続く。

差動相関器５３０ａおよび５３０ｂは、それぞれ積ｙ_１（ｎ）およびｙ_２（ｎ）を受信する。差動相関器５３０ａ内で、積ｙ_１（ｎ）は、交互に並ぶ一連の遅延要素５３２ａおよび５３４ａに供給される。各遅延要素５３２ａは１つのチップ周期の遅延をもたらし、各遅延要素５３４ａは１０チップ周期の遅延をもたらし、隣接遅延要素（adjacent delay element）５３２ａおよび５３４ａの各ペアは１１チップ周期（１シンボル周期になる）の遅延をもたらし、遅延要素５３２ａおよび５３４ａの全シーケンスは約１２６シンボル周期の遅延をもたらす。１２７の加算器５３６ａのセットは、１２７の遅延要素５３２ａに結合する。各加算器５３６ａは、関連付けられた遅延要素５３２ａの入力と出力を合計し、出力ｙ_１（ｎ−１１・ｉ）・ｙ_１（ｎ−１１・ｉ−１）を供給する。ここでｉ∈｛０，．．．，１２６｝とする。１２７の乗算器５３８ａのセットは、１２７の加算器５３６ａのセットに結合し、さらに１２７の既知値を含む１シンボル差分のシーケンスを受信する。このシーケンスは、ｄ_０〜ｄ_１２６の第１のシーケンスとｄ_１〜ｄ_１２７の第２のシーケンスとのビット単位の積によって形成され、ここでｄ_０〜ｄ_１２７はＳＹＮＣフィールドに使用される固定シーケンス（またはパイロットビット）の１２８ビットである。パイロットビットは実数値であるので、ｉ∈｛０，．．．，１２６｝に対してｄ_ｉｄ_ｉ＋１ ^＊＝ｄ_ｉｄ_ｉ＋１である。各乗算器５３８ａは、関連付けられている加算器５３６ａの出力とｄ_ｉｄ_ｉ＋１を掛け合わせる。各チップ周期ｎについて、加算器５４０ａは、１２７のすべての乗算器５３８ａからの出力を加算し、そのチップ周期の相関結果ｃ_１（ｎ）を供給する。

差動相関器５３０ｂは、差動相関器５３０ａと類似している。積ｙ_２（ｎ）は、約１２５のシンボル周期の遅延をもたらす、交互に並んだ一連の遅延要素５３２ｂおよび５３４ｂに供給される。１２６の加算器５３６ｂセットは、１２６の遅延要素５３２ｂに結合する。各加算器５３６ｂは、関連付けられた遅延要素５３２ｂの入力と出力を合計し、出力ｙ_２（ｎ−１１・ｉ）・ｙ_２（ｎ−１１・ｉ−１）を供給する。ここでｉ∈｛０，．．．，１２５｝とする。１２６の乗算器５３８ｂのセットは、１２６の加算器５３６ｂのセットに結合し、さらに１２６の既知値を含む２シンボル差分のシーケンスを受信する。このシーケンスは、ｄ_０〜ｄ_１２５のシーケンスとｄ_２〜ｄ_１２７のシーケンスとのビット単位の積によって形成される。各乗算器５３８ｂは、関連付けられている加算器５３６ｂの出力とｄ_ｉｄ_ｉ＋２を掛け合わせる。各チップ周期ｎについて、加算器５４０ｂは、１２６のすべての乗算器５３８ｂからの出力を加算し、そのチップ周期の相関結果ｃ_２（ｋ）を供給する。

差動相関器５３０ａは、１シンボル差分シーケンスを備える１シンボル遅延の積ｙ_１（ｎ）の間の相関を行う。差動相関器５３０ｂは、２シンボル差分シーケンスを備える２シンボル遅延の積ｙ_１（ｎ）の間の相関を行う。図５に示される実施形態は、無線チャネルがわずかなチップの遅延拡散（つまり分散またはスミア）を有すると仮定する。加算器５３６ａおよび５３６ｂは、この遅延拡散にわたりエネルギーを収集するために使用される。エネルギーはまた、より大きい遅延拡散についてさらに多くのチップにわたり収集されてもよく、あるいは無線チャネルが（たとえば、強い見通し経路の）ゼロまたは微小の遅延拡散を有する場合に除外されてもよい。

各差動相関器５３０は、各チップ周期の相関結果を供給する。差動相関器５３０ｂからの相関結果ｃ_２（ｎ）の位相は、差動相関器５３０ａからの対応する相関結果ｃ_１（ｎ）の位相と一致しないこともある。乗算器５４２は、差動相関器５３０ｂからの各相関結果ｃ_２（ｎ）とＬ個の異なる仮説位相の複素フェーザｅ^−ｊθpとを掛け合わせて、Ｌ個の位相回転相関結果のセットを供給する。たとえば、仮説位相は、Ｌ＝４に対して｛０，９０°，１８０°，−９０°｝、Ｌ＝３に対して｛０，６０°、−６０°｝というようになりうる。Ｌ個の仮説位相は、相対位相の可能な到達範囲にわたるように選択されうる。たとえば、最大周波数オフセットは、±２０ｐｐｍの周波数誤差に対して２３２ＫＨｚおよび５．８ＧＨｚの搬送周波数であってもよい。１シンボルおよび２シンボルの遅延相関の間の位相の最大差は、±２３２ＫＨｚに１μｓを乗じたものであり、これは約９０°である。したがって、０、６０°、および−６０°の仮説位相が使用される場合、最小の仮説位相は３０°以内である。位相差が（たとえば、より大きい遅延またはより大きい周波数オフセットのために）より大きい場合、仮説位相は、最大完全±１８０°のより大きい到達範囲にわたるべきである。

乗算器５４２は、さまざまな位相だけｃ_２（ｎ）を回転する。各チップ周期ｎについて、加算器５４４は、加算器５４０ａからの相関結果ｃ_１（ｎ）を、乗算器５４２からのＬ個の対応する位相回転された相関結果の各々とコヒーレントに加算して、Ｐ＝１、．．．、Ｌに対するＬ個の組合せ相関結果ｚ_ｐ（ｎ）を供給する。Ｋ個の差動相関器がＫ個の異なる遅延に使用される場合（ここでＫ＞１）、１つの差動相関器は、基準として使用されうる（位相偏移を伴わない）。次に、１つの組合せ相関結果は、Ｋ−１の残りの差動相関器ごとの固有の位相に対応する各仮説について取得される。たとえば、Ｋ＝３である場合、１つの組合せ相関結果は、２つの差動相関器の仮説位相の異なるペアに対応する各仮説について取得される。最大Ｌ^Ｋ−１個の組合せ相関結果が、Ｌ^Ｋ−１個の可能な仮説について取得される。各チップ周期ｎについて、ユニット５４６は、Ｌ個の組合せ相関結果（Ｋ＝２）の絶対値の２乗を計算し、Ｌ個の絶対値２乗値のうちの最大の絶対値２乗値を識別し、この最大絶対値２乗値Ｚ（ｎ）を供給する。各チップ周期ｎについて、信号検出器５４８は、最大絶対値２乗値Ｚ（ｎ）をあらかじめ定められたしきい値Ｚ_ｔｈと比較して、Ｚ（ｎ）がしきい値を超えるか、またはＺ（ｎ）＞Ｚ_ｔｈである場合に、ＰＰＤＵの存在を宣言する(declare)。信号検出器５４８は、ピーク値を検索するために絶対値２乗値を監視し、このピーク値のチップ周期を検出されたＰＰＤＵの初期タイミングｔａｕとして供給する。

代替として、各チップ周期の相関結果ｃ_１（ｎ）およびｃ_２（ｎ）は、非コヒーレントに組み合わせられうる。これは、ｃ_１（ｎ）の絶対値２乗を計算し、ｃ_２（ｎ）の絶対値２乗を計算して、２つの絶対値２乗を合計してＺ（ｎ）を取得することによって達成されうる。しきい値Ｚ_ｔｈは、Ｚ（ｎ）が導き出される方法に応じて、異なる値に設定されてもよい。

第１の検出段階に使用されるしきい値Ｚ_ｔｈは、たとえば受信したエネルギーＥ_ｒｘを伴って変化する、１２８ビットＳＹＮＣフィールドの適応しきい値であってもよい。たとえば、しきい値Ｚ_ｔｈは、倍率Ｓ_１を乗じた受信エネルギーＥ_ｒｘと等しくなるように、つまりＺ_ｔｈ＝Ｅ_ｒｘ・Ｓ_１と設定されてもよい。信号検出への正規化受信エネルギーの使用は、広範な受信信号レベルにわたり同様の検出パフォーマンスをもたらす。コンピュータシミュレーションは、Ｓ_１＝２２を使用する−３ｄＢの合計ＳＮＲにおける２同等パスの無相関レイリーチャネルで、約９０％の検出確率と１％未満の誤認アラーム率が達成されうることを示す。検出確率は、ＰＰＤＵが送信されるときにＰＰＤＵの存在を正しく宣言する尤度を示す。誤認アラーム率は、何も送信されないときにＰＰＤＵの存在を誤って宣言する尤度を示す。検出確率と誤認アラーム率との間のトレードオフは、倍率Ｓ_１に適切な値を選択することにより行われうる。

図６は、第２の検出段階および周波数取得ユニット４２０の実施形態を示すが、これは周波数領域処理を使用して信号検出を行う。この実施形態の場合、ユニット４２０は、Ｒ個の受信アンテナに対するＲ個の周波数オフセット推定器６１０ａ〜６１０ｒを含む。各周波数オフセット推定器は、さまざまな周波数ビンのエネルギーを検出して、関連付けられているアンテナから入力サンプルの周波数オフセットを判別する。

受信アンテナ１（ｍ＝１）について、シンボルバッファ５１６ａは、タイミング取得ユニット４１０によって供給された初期タイミングｔａｕで開始する、１１チップ周期（または１シンボル周期）の間隔で区切られたＮ個の逆分散シンボルを供給する。したがって、最初の逆分散シンボルは、タイミング取得段階からの最善タイミング仮説と時間的に整合する。一般に、Ｎは、２の累乗であって１２８を超えない任意の整数であってもよく、たとえば、Ｎは３２、６３、または１２８であってもよい。周波数オフセット推定器６１０ａ内で、Ｎ個の乗算器６１２のセットは、シンボルバッファ５１４ａからのＮ個の逆分散シンボルと、１２８ビットシーケンスのＮ個の対応するパイロットビットを受信する。各乗算器６１２は、その逆分散シンボルをそのパイロットビットと掛け合わせて、その逆分散シンボルの変調を除去する。Ｎポイント高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット６２０は、Ｎ個の乗算器６１２からＮ個の出力を受信し、これらのＮ個の出力にＮポイントＦＦＴを行って、Ｎ個の周波数ビンのＮ個の周波数領域値を供給する。Ｎ個のユニット６２２のセットは、ＦＦＴユニット６２０からＮ個の周波数領域値を受信する。各ユニット６２２は、その周波数領域値の絶対値の２乗を計算し、それぞれの周波数ビンｋに検出されたエネルギーを供給する。

乗算器６１２で変調を除去した後、これらの乗算器からのＮ個の出力は、周期的成分を有することができる。この周期的成分は、受信局１５０において発振器の周波数オフセットにより生じるが、その結果受信信号はＤＣに正確に周波数逓降しないことになる。ＦＦＴユニット６２０は、乗算器６１２からのＮ個の出力のスペクトル反応を供給する。最大検出エネルギーを備える周波数ビンｋは、アンテナｍからの入力サンプルの周波数オフセットを示す。

残りの各受信アンテナの周波数オフセット推定器は、アンテナ１について先に説明された方法で、そのアンテナの逆分散シンボルを処理する。Ｎ個の加算器６３２のセットは、Ｒ個の受信アンテナのＲ個の周波数オフセット推定器６１０ａ〜６１０ｒからＮ個の検出されたエネルギーのＲ個のセットを受信する。各加算器６３２は、関連付けられている周波数ビンｋのＲ個のすべての周波数オフセット推定器６１０ａ〜６１０ｒから検出されたエネルギーを加算して、その周波数ビンに合計検出エネルギーＥ（ｋ）を供給する。セレクタ６３４は、Ｎ個の周波数ビンのＮ個の合計検出エネルギーのうち最大の合計検出エネルギーＥ_ｍａｘ（ｋ）を選択する。信号検出器６３６は、最大合計検出エネルギーＥ_ｍａｘ（ｋ）をあらかじめ定められたしきい値Ｅ_ｔｈと比較し、Ｅ_ｍａｘ（ｋ）がしきい値Ｅ_ｔｈよりも大きい場合に信号検出を宣言し、最大合計検出エネルギーを推定周波数誤差ｋ_ｏｓとして周波数ビンに供給する。しきい値Ｅ_ｔｈは、たとえば、倍率Ｓ_２を乗じた１２８ビットＳＹＮＣフィールドの受信エネルギーＥ_ｒｘと等しくなるように、つまりＥ_ｔｈ＝Ｅ_ｒｘ・Ｓ_２と設定されてもよい。

図６に示される実施形態は、Ｎ≦１２８として、ＮポイントＦＦＴを使用する。Ｎ＝６４、つまりＦＦＴサイズがＯＦＤＭの８０２．１１ｂおよび８０２．１１ｇに共通に使用される場合、隣接する周波数ビンの間の間隔は、１Ｍｓｐｓシンボルレートで１５．６２５ＫＨｚであり、周波数オフセット推定における不確定性は、ビン間隔の１／２、つまり７．８１２ＫＨｚである。この不確定性は、補間を行うことおよび／またはより大きい１２８ポイントＦＦＴを使用することにより低減されうる。

ＦＦＴによるコヒーレントな累算の処理利得は、Ｎ＝６４に対して約１８ｄＢである。最悪の場合のコヒーレントな統合損失は、ほぼ４ｄＢであるが、これは実際の周波数オフセットが厳密に２つの周波数ビンの間にあるときに発生する。ほぼ１４ｄＢの最小合計統合ＳＮＲは、Ｎ＝６４について達成されうる。コヒーレント統合損失の多くは、最大合計検出エネルギーを選択する前に、（たとえば、図５の加算器５３６ａおよび５３６ｂによって行われる合計と同様に）隣接する周波数ビンのペアの検出エネルギーを合計することによって回復されうる。隣接する周波数ビンのペアの検出エネルギーを合計することで、誤認アラーム率のわずかな増加を代償として、検出確率を向上させる。−７ｄＢのＳＮＲで９０％以上、および−４ｄＢのＳＮＲで９９．９％以上の検出確率は、Ｓ_２＝８のしきい値を使用して達成されうる。誤認アラーム確率は、第２の検出段階では０．５％未満であり、第１および第２の両検出段階で５×１０^−５の平均誤認アラーム率をもたらす。

マルチパスは、検出確率を低下させることがあるが、それは（チップスペーシングではなくシンボルスペーシングにおけるＦＦＴ操作により）エネルギーのすべてが第２の検出段階に使用されるわけではないからである。１つの実施形態において、検出パフォーマンスの向上は、１２８ポイントＦＦＴを行い、ＳＹＮＣフィールドの１２８ビットシーケンス全体にわたり統合することによって第２の検出段階で達成されうる。もう１つの実施形態において、１つの６４ポイントＦＦＴは、前述のように１２８ビットシーケンスの前半に対して行われ、もう１つの６４ポイントＦＦＴは１２８ビットシーケンスの後半に対して行われ、２つのＦＦＴの検出エネルギーは加算器６３２によって非コヒーレントに合計されうる。

周波数オフセット推定のもう１つの実施形態において、入力サンプルは、さまざまな仮説周波数オフセットに対して既知の１２８ビットシーケンスと相関される。仮説周波数オフセットごとに、入力サンプルはその周波数オフセットだけ回転され、回転されたサンプルは１２８ビットシーケンスで相関され、相関結果はしきい値と比較されて、相関結果がしきい値を超える場合は信号検出が宣言される。相関は、時間領域において有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ構造により行われるか、または周波数領域においてＦＦＴ乗算ＩＦＦＴ操作により行われうる。周波数オフセット推定は、しきい値を超える最大の相関結果をもたらす仮説周波数誤差によって判別される。

周波数オフセット推定のもう１つの実施形態において、入力サンプルは、図５に示されるように、最初に逆分散されて、チップレートで逆分散シンボルを取得する。次に、逆分散シンボルは、対応するパイロットビットと掛け合わされて、パイロット変調を除去される。結果として得られたシンボルは、たとえば図５の遅延乗算器５２０ａを使用して１シンボルおよび２シンボル遅延の積を生成するために使用される。各遅延の遅延積は、その遅延の複合値を生成するために処理される。各遅延ｄ（ここでｄ＝｛１，２｝）について、ｄシンボル遅延の積は、（たとえば、図７の遅延要素７２２と同様の）１０個の直列に結合されたチップ間隔の遅延要素のセットに供給され、１１個の異なるチップオフセットでｄシンボル遅延の積が得られる。各チップオフセットのｄシンボル遅延の積は、（たとえば、図７のスイッチ７２４およびアキュムレータ７３０を使用して）ＳＹＮＣフィールドにわたりコヒーレントに累算される。１１個のチップオフセットの１１個の累算結果は、（たとえば、最大比率結合を使用して）組み合わされ、遅延ｄの複合値Ｖ_ｄを生成することができる。１シンボルおよび２シンボル遅延の複合値Ｖ_１とＶ_２との間の位相差は、計算されて、周波数オフセットを導き出すために使用されうる。Ｒ個の受信アンテナは、たとえば、遅延の積が図５に示されるようにアンテナにわたって結合されうるように、さまざまなアンテナの複合値が遅延ｄごとに結合されうるようになど、さまざまな方法で結合されうる。３つ以上の遅延および／または１つのより大きい遅延もまた、周波数推定に使用されうる。１つのより大きい遅延は結果としてさらに大きい位相差を生じるが、それは周波数オフセットのより優れた分解能をもたらす。しかし、より大きい遅延は、たとえば１８０°を超える位相偏移が１８０°未満の負の偏移として解釈されうるなど、結果としてあいまい性を生じることもある。所定の遅延の数および所定の最大周波数オフセットに対して、遅延のセットはあいまい性を伴わずに分解能を最適化するように選択されうる。

周波数推定に使用される技法とはかかわりなく、周波数取得ユニット４２０からの推定された周波数オフセットｋ_ｏｓは通常、見逃し周波数誤差(residual frequency error)を含む。この見逃し周波数誤差を推定するため、第１の１１タップチャネル推定は、（たとえば、以下で説明されるように）ＳＹＮＣフィールドの最初の６４ビットに基づいて導かれ、第２の１１タップチャネル推定は、ＳＹＮＣフィールドの最後の６４ビットに基づいて導かれ、いずれのチャネル推定も周波数オフセットｋ_ｏｓを除去して導かれる。第２のチャネル推定と第１のチャネル推定の複素共役の積は、タップごとに計算されうる。結果として得られた１１の積はコヒーレントに合計されて、２つのチャネル推定の間の位相差が得られる。しきい値分けは、（１）積の計算に先立って各チャネルタップ(channel tap)に、および／または（２）積の合計に先立って各積に行われうる。しきい値分けは、あらかじめ定められたしきい値を下回る低エネルギーを備えるチャネルタップを除去する。見逃し周波数誤差は、２つのチャネル推定の間の位相差に基づいて推定され、フィルタ４５２および／または周波数訂正ユニット４５４に供給されて、入力サンプルのタイミングおよび／または周波数を訂正するために使用されうる（図４には示されず）。この見逃し周波数誤差推定による周波数オフセットｋ_ｏｓの更新は、復調のパフォーマンスを高めることができる。

図７は、第３の検出段階およびチャネル推定ユニット４３０の実施形態を示すが、これは時間領域処理を使用して信号検出を行う。この実施形態の場合、ユニット４３０は、Ｒ個の受信アンテナに対するＲ個のチャネル推定器７１０ａ〜７１０ｒを含む。各チャネル推定器は、サンプルレートで間隔をあけたチャネルタップを含むチャネルインパルス応答推定（channel impulse response estimate）を導くことができる。たとえば、逆分散されたシンボルがチップレートで取得される場合に、１チップごとに間隔をあけた最大１１個のチャネルタップが取得され、逆分散されたシンボルがチップレートの２倍（つまりチップ×２）で取得される場合に、１／２チップごとに間隔をあけた最大２２個のチャネルタップが取得されうる。図７に示される実施形態の場合、各チャネル推定器は、関連付けられているアンテナのチップ間隔で１１タップのチャネルインパルス応答推定を導く。

アンテナ１（ｍ＝１）のチャネル推定器７１０ａ内で、乗算器７１２は、アンテナｍの逆分散シンボルと複素フェーザｅ^-jωos^Tcⁿとを掛け合わせて、周波数取得ユニット４２０によって判別された周波数誤差ｋ_ｏｓを除去する。乗算器７１２は、チップレートで周波数訂正済みシンボルを１０個の直列に結合された遅延要素７２２のセットに供給する。各遅延要素７２２は、１チップ周期の遅延をもたらす。１１個のスイッチ７２４のセットは、乗算器７１２の出力および１０個の遅延要素７２２の出力に結合する。スイッチ７２４は、各シンボル周期で１チップ周期だけ有効にされ、そのシンボル周期に１１個の周波数訂正済みシンボルを供給する。スイッチ７２４の制御信号は、タイミング取得ユニット４１０からの初期タイミングｔａｕによって判別され、第５の遅延要素７２２（１１タップのチャネルインパルス応答推定の中央タップ用）からの周波数訂正済みシンボルが、タイミング取得段階によって供給された最善タイミング仮説に対応するように生成される。

チャネル推定は、チャネル推定に適切なＳＮＲまたは品質を達成するように選択された、あらかじめ定められた時間ウィンドウＷにわたって行われる。時間ウィンドウＷは、Ｍシンボル周期の長さであり、Ｍは、たとえばＭ＞３１であってもよい。１１個の乗算器７２６のセットは、チャネル推定が行われるシンボル周期ごとにパイロットビットｄ_ｉを受信する。各乗算器７２６は、それぞれのスイッチ７２４の出力とパイロットビットｄ_ｉとを掛け合わせ、パイロットビットによって変調を除去して、その出力をそれぞれのアキュムレータ７３０に供給する。１１個のアキュムレータ７３０のセットは、チャネル推定の開始時点でリセットされる。各アキュムレータ７３０は、時間ウィンドウＷにわたり、それぞれの乗算器７２６の出力をコヒーレントに累算する。１１個のスイッチ７３２のセットは、１１個のアキュムレータ７３０のセットに結合する。スイッチ７３２は、時間ウィンドウＷの終わりに有効にされ、アンテナｍのチャネルインパルス応答推定の１１個のチャネルタップｈ_ｍ，０〜ｈ_ｍ，１０を供給する。このチャネル推定は、以下で説明されるように、データ復調に使用されうる。１１個のユニット７３４のセットは、１１個のチャネルタップを受信し、各ユニット７３４は、そのチャネルタップの絶対値の２乗を計算する。加算器７３６は、１１個のすべてのユニット７３４からの出力を合計して、アンテナｍのすべてのチャネルタップの合計エネルギーを供給する。代替として、各ユニット７３４の出力はしきい値と比較され、加算器７３６はしきい値を超える出力のみを合計することができる。しきい値は、１１個のすべてのチャネルタップの合計エネルギーのあらかじめ定められた割合に設定されうる。

残りの各受信アンテナのチャネル推定器は、アンテナ１について先に説明された方法で、そのアンテナの逆分散シンボルを処理する。加算器７３８は、Ｒ個のすべてのチャネル推定器７１０ａ〜７１０ｒからの合計エネルギーを合計して、Ｒ個すべてのアンテナの合計エネルギーＨを供給する。信号検出器７４０は、合計エネルギーＨをあらかじめ定められたしきい値Ｈ_ｔｈと比較し、Ｈがしきい値Ｈ_ｔｈを超える場合は信号検出を宣言する。しきい値Ｈ_ｔｈは、たとえば、倍率Ｓ_３を乗じた１２８ビットＳＹＮＣフィールドの受信エネルギーＥ_ｒｘと等しくなるように、つまりＥ_ｔｈ＝Ｅ_ｒｘ・Ｓ_３と設定されてもよい。

９９％を上回る検出確率、および１０^−５未満の誤認アラーム率は、Ｓ_３＝１４のしきい値を使用して−４ｄＢのＳＮＲで達成されうる。１０^−９未満の総誤認アラーム率は、３つの全検出段階で達成されうる。３つの段階には異なる種類の信号処理が使用されるので、これは３つの検出段階が無相関であると仮定する。

前述の実施形態において、信号検出は、時間領域相関（図５）、周波数領域処理（図６）、および時間領域処理（図７）に基づいて達成されうる。３つの種類の信号処理はすべて、劣悪なチャネル条件（たとえば低ＳＮＲ）に対して良好な検出パフォーマンス（たとえば、高い検出確率および低い誤認アラーム率）をもたらすために使用されうる。信号処理の任意の組合せもまた、信号検出に使用されうる。

図５、図６、および図７は、信号検出、タイミング取得、周波数取得、およびチャネル推定の特定の実施形態を示すが、これらは他の方法で実行されうる。たとえば、信号検出およびタイミング取得は、わずか１ビット遅延の差動相関器５３０ａで実行されてもよい。技法の組合せもまた、使用されうる。たとえば、入力サンプルは、わずかな（たとえば２などの）仮説周波数オフセットを回転されてもよい。見逃し周波数誤差は、仮説周波数オフセットの１つに対してさらに小さいので、バーカー逆拡散（またはコヒーレント累算）は長周期にわたり（たとえば、２２チップなど）実行されうる。より長いコヒーレント累算からの逆分散シンボルは、図５に示される遅延乗算器および差動相関器に供給されうる。コヒーレント累算がより長周期にわたって実行されるので、信号検出は低動作のＳＮＲで達成されうる。

図５、図６、および図７は、それぞれユニット４１０、４２０、および４３０によって処理される例示的な信号処理を示す。処理は、ハードウェア、ソフトウェア、および／またはファームウェアを使用してさまざまな方法で実施されうる。たとえば、ユニット４１０、４２０、および４３０は、専用ハードウェアにより実施されても、またはハードウェアを共有してもよい。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）および／またはその他の種類のプロセッサは、時分割多重方式でユニット４１０、４２０、および４３０の処理を実行してもよい。サンプルバッファ４０２、シンボルバッファ５１４、および／またはその他のバッファは、処理のためにデータをバッファに入れるために使用されうる。

戻って図４を参照し、ＰＰＤＵが検出されると、受信したＰＰＤＵが、たとえばＰＬＣＰプリアンブルおよび／またはＰＬＣＰヘッダーに基づくなど、８０２．１１ｂ／ｇまたは到達範囲拡張モード用であるかどうかについて判別が行われる。それが８０２．１１ｂ／ｇ用である場合、ＤＳＳＳ受信プロセッサ４４０は受信したＰＰＤＵを処理する。それが到達範囲拡張モード用である場合、ＤＳＳＳ受信プロセッサ４５０は受信したＰＰＤＵを処理する。

ＤＳＳＳ受信プロセッサ４４０は、８０２．１１ｂ／ｇのスペクトル逆分散および復調を行う。プロセッサ４４０内で、レイク受信機／等化器４４２は、バーカーシーケンスで入力サンプルを逆拡散し、逆拡散シンボルをチャネル推定に基づいて等化し、Ｒ個の受信アンテナにわたり信号成分を組み合わせ、検出されたシンボルを供給する。復調器（Ｄｅｍｏｄ）４４４は、送信に使用された変調方式（たとえば、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ）に基づいて検出されたシンボルをマップ解除し、差分復号化を行い、出力ビットを供給するが、これは送信局１１０によって送信されたデータビットの推定である。

ＤＳＳＳ受信プロセッサ４５０は、スペクトル逆分散、復調、および到達範囲拡張モードのためのＦＥＣ復号化を行う。プロセッサ４５０内で、フィルタ４５２は各受信アンテナの入力サンプルをフィルタリングして、帯域外ノイズと干渉を除去するフィルタ４５２はまた、（１）サンプリングレートからチップレートへのサンプルレート変換のため、および／または（２）受信したＰＰＤＵにわたるタイミングドリフトを補償するため、各受信アンテナの入力サンプルを再サンプリングすることもできる。８０１．１１ｇの場合、入力サンプルは通常、２０ＭＨｚのＯＦＤＭチップレートの複数倍である。この場合、フィルタ４５２は、２０ＭＨｚの複数倍から、１チップ間隔のレイク受信機の１１ＭＨｚの複数倍まで、または１／２チップ間隔のレイク受信機の２２ＭＨｚの複数倍まで、再サンプリングを行うことができる。周波数逓降に使用される局部発振器（ＬＯ）信号、および入力サンプルを生成するために使用されるサンプリングクロックは通常、同じ基準発振器から発せられている。この場合、サンプリングクロックの周波数誤差は、ＬＯ信号の周波数取得ユニット４２０によって判別された周波数誤差ｋ_ｏｓに基づいて判別されうる。次に、入力サンプルのタイミングドリフトは、周波数オフセットｋ_ｏｓおよび搬送周波数に基づいて判別されうる。フィルタ４５２は、周波数オフセットｋ_ｏｓに基づいて±Ｔａｄｊの定期的調整を行うことができるが、ここでＴ_ａｄｊはサンプル周期の何分の１かとなりうる。

１つの実施形態において、フィルタ４５２は、Ｎ個の基本フィルタのバンクからなる多相フィルタとして実施される（ここでＮ＞１）。各基本フィルタは、特定の時間オフセットに対する係数の特定セットに関連付けられている。例示的な設計において、フィルタ４５２は１１個のＦＩＲフィルタを含み、各々のＦＩＲフィルタには４つのタップが備わっている。異なる基本フィルタを使用して、それぞれの連続出力サンプルを生成することができる。周波数オフセットがゼロである場合、１１個の基本フィルタは、毎回１１番目のサンプルが同じ基本フィルタから生じるように、固定の順序で周期的に繰り返されうる。タイミングドリフトを補償するため、所定の基本フィルタは省かれて、その代わりに次の基本フィルタが使用されうるか、または２つの連続する出力サンプルに同じ基本フィルタが使用されうる。このようにして、タイミング調整は、使用する適切な基本フィルタを選択することにより達成されうる。

周波数訂正ユニット４５４は、受信アンテナごとにタイミング調整済みのサンプルの周波数オフセットを除去する。ユニット４５４は、数値制御発振器（ＮＣＯ）および図７の乗算器７１２と同様の複合乗算器により実施されうる。ＮＣＯは、周波数取得ユニット４２０によって供給されるオフセット周波数ｋ_ｏｓで回転するフェーザを生成する。乗算器は、各受信アンテナのタイミング調整済みサンプルをフェーザと掛け合わせて、そのアンテナの周波数訂正済みサンプルを供給する。

レイク受信機／デスプレッダ４５６は、チャネル推定による周波数訂正済みサンプルのコヒーレントな検出を行い、受信アンテナおよびマルチパスにわたり信号成分を組み合わせる。レイク受信機４５６は、各受信アンテナの周波数訂正済みサンプルを、そのアンテナのチャネル推定ユニット４３０によって供給された１１個のチャネルタップと掛け合わせる。レイク受信機／デスプレッダ４５６はまた、バーカーシーケンスにより逆分散を行い、Ｒ個のすべてのアンテナの逆分散シンボルを累算して、検出されたシンボルを供給する。１つの実施形態において、Ｒ個の受信アンテナのチャネル推定は、ＳＹＮＣフィールドおよび場合によっては受信ＰＰＤＵの他のフィールドに基づいて１回導き出され、これらのチャネル推定は受信ＰＰＤＵ全体に使用される。この実施形態では、レイク受信機４５６は、受信ＰＰＤＵにわたって無線チャネルを追跡することはない。もう１つの実施形態において、チャネル推定は、検出されたシンボルから取得されたハード決定および／またはＦＥＣ復号器４６４の出力を再符号化および再マッピングすることにより取得された決定を使用して更新される。

位相訂正ユニット４５８は、検出されたシンボルの位相誤りを除去する。位相誤りは、受信機１６０が位相固定されていないことから生じる見逃し周波数誤差が原因である。

図８は、位相訂正ユニット４５８の実施形態を示すブロック図である。ユニット４５８内で、乗算器８１２は、位相基準（phase reference）θ_ｒｅｆ（ｔ）だけレイク受信機４５６からの各検出シンボルを回転して、対応する位相訂正済みシンボルを供給する。ユニット８１４は、位相訂正済みシンボルごとにハード決定（たとえば、＋１または−１）を生成する。乗算器８１６は、各検出シンボルを対応するハード決定と掛け合わせて、その検出シンボルの積を供給する。ユニット８１８は、乗算器８１６からの積の移動平均を計算し、平均された積を供給する。各シンボル周期の間、ユニット８２０は、平均積を正規化して共役させ、そのシンボル周期ｔに対する検出シンボルの位相基準θ_ｒｅｆ（ｔ）を供給する。したがって、位相基準は、検出シンボルのウィンドウ全体を平均化することによって導かれうる。平均化は、ＳＹＮＣフィールド内の既知のパイロットシンボルからの位相情報のほうが信頼性は高いが最新ではない可能性もある、一方検出シンボルの位相情報はそれほど信頼性は高くないがより新しいということを考慮するように設計されうる。

戻って図４を参照すると、復調器４６０は、位相訂正済みシンボルのコヒーレントな復調を行う。ＢＰＳＫの場合、復調器４６０は、各位相訂正済みシンボルの実際の成分を復調済みシンボルとして供給することができるが、これは送信局１１０によって送信されたデータシンボルの推定である。その他の変調方式の場合、復調器４６０は、各位相訂正済みシンボルに対して送信された可能性の最も高い変調シンボルを復調済みシンボルとして供給することができる。

デインターリーバ４６２は、図２のインターリーバ(deinterleaver)２５６によって行われたインターリーブに補完的な方法で復調済みシンボルをデインターリーブ(deinterleave)する。ＦＥＣ復号器４６４は、図２のＦＥＣ符号器２５２によって行われた符号化に補完的な方法でデインターリーブ済みシンボルを復号化する。多重化装置４７０は、ＤＳＳＳプロセッサ４４０および４５０から出力データを受信し、受信したＰＰＤＵが８０２．１１ｂ／ｇ用である場合はＤＳＳＳ受信プロセッサ４４０からの出力データを供給し、受信したＰＰＤＵが到達範囲拡張モード用である場合はＤＳＳＳ受信プロセッサ４５０からの出力データを供給する。

図４は、８０２．１１ｂ／ｇおよび到達範囲拡張モード用の受信プロセッサ１６０の特定の実施形態を示す。受信プロセッサ１６０はまた、他の設計によっても実施されうるので、これは本発明の範囲内にある。一般に、ＤＳＳＳ受信プロセッサ４４０による処理は、送信局１１０におけるＤＳＳＳ送信プロセッサ２４０による処理に補完的であり、ＤＳＳＳ受信プロセッサ４５０による処理はＤＳＳＳ送信プロセッサ２５０による処理に補完的である。図４は、ＤＳＳＳ受信プロセッサ４４０および４５０の例示的な設計を示すが、これは図４に示されていない他の処理装置および／または異なる処理装置を含むこともある。

図９は、第１段階の信号検出を行うプロセス９００を示す。入力サンプルは、コードシーケンスで逆拡散され、たとえばチップレートなどの逆拡散シンボルを生成する（ブロック９１２）。逆拡散シンボルの積は、少なくとも２つの異なる遅延に対して生成される（ブロック９１４）。それぞれの積は、逆拡散シンボルと、少なくとも１つの以前のシンボル周期である別の逆拡散シンボルの複素共役に基づいて生成される。たとえば、１シンボル遅延の積および２シンボル遅延の積が図５に示されるように生成されうるが、ここで各１シンボル遅延の積は、１シンボル周期で区切られている２つの逆拡散シンボルにより生成され、各２シンボル遅延の積は、２シンボル周期で区切られている２つの逆拡散シンボルにより生成されている。

次に、各遅延の積とその遅延の既知値との間の相関が行われる（ブロック９１６）。既知値は、図５に示されるように、パイロットビットの積であってもよい。さらにまた図５に示されるように、無線チャネルの遅延拡散を考慮するように、各遅延の隣接積は、相関を行う前に合計されうる。すべての遅延の相関結果は、組み合わされる（ブロック９１８）。２シンボル遅延の相関結果は、複数の仮説位相によって回転され、１シンボル遅延の対応する相関結果と組み合わされ、図５に示されるように、複数仮説位相の中で最大絶対値を持つ組合せ相関結果が選択されうる。代替として、さまざまな遅延の相関結果が非コヒーレントに組み合わせられうる。

次に、信号／送信の存在が、たとえば組合せ相関結果を受信エネルギーの関数である適応しきい値Ｚ_ｔｈと比較することなどによって、組合せ相関結果に基づいて検出される（ブロック９２０）。信号のタイミングもまた、たとえば組合せ相関結果のピークを検出することなどによって、組合せ相関結果に基づいて検出される（ブロック９２２）。

図１０は、さまざまな種類の信号処理を使用して、複数（たとえば３）段階で信号検出を行うプロセス１０００を示す。段階ごとに信号検出に使用される適応しきい値は、シンボルのウィンドウに対して受信されたエネルギーに基づいて導かれる（ブロック１０１２）。第１段階の信号検出は、時間領域相関および第１のしきい値を使用して行われる（ブロック１０１４）。第１段階の場合、シンボルの積は、少なくとも１つの遅延に対して生成され、各遅延の積とその遅延の既知値との間の相関が行われ、少なくとも１つの遅延の相関結果および第１のしきい値に基づいて検出が宣言されうる。第２段階の信号検出は、周波数領域処理および第２のしきい値を使用して行われる（ブロック１０１６）。第２の段階の場合、複数の周波数ビンのエネルギーが判別され、それらの周波数ビンのエネルギーおよび第２のしきい値に基づいて検出が宣言されうる。第３段階の信号検出は、時間領域処理および第３のしきい値を使用して行われる（ブロック１０１８）。チャネルインパルス応答推定の複数のチャネルが導き出され、チャネルタップおよび第３のしきい値に基づいて検出が宣言されうる。信号の存在は、第１、第２、および第３の段階の出力に基づいて宣言されうる（ブロック１０２０）。

図１１は、送信またはＰＰＤＵを受信するプロセス１１００を示す。入力サンプルのタイミングは、タイミング調整済みサンプルを取得するように調整される（ブロック１１１２）。タイミング調整は、多相フィルタにより、および／または周波数取得中に判別された周波数オフセットに基づいて行われうる。タイミング調整済みサンプルの周波数オフセットは、周波数訂正済みサンプルを取得するために除去される（ブロック１１１４）。周波数訂正済みサンプルは、検出済みシンボルを取得するために、（たとえば、レイク受信機を使用して）チャネル推定により処理される（ブロック１１１６）。検出済みシンボルの位相は訂正されて、位相訂正済みシンボルが得られる（ブロック１１１８）。位相訂正の場合、位相基準は検出済みシンボルに基づいて導き出され、検出済みシンボルの位相は位相基準に基づいて訂正されうる。復調は、復調済みシンボルを取得するために、位相訂正済みシンボルに行われる（ブロック１１２０）。復調済みシンボルはデインターリーブされ（ブロック１１２２）、デインターリーブ済みシンボルは復号化されて複合データが取得される（ブロック１１２４）。

図９〜図１１に関して示され、説明されたプロセスは、プロセッサ１６０によって実行される機能として実施されうる。個々のブロックは、プロセッサ１６０によって実行される命令を備えることができる。

本明細書に説明される技法は、さまざまな方法によって実施されうる。たとえば、これらの技法は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、またはその組合せで実施されうる。ハードウェア実施については、信号の検出、取得、および復調を行うために使用される処理装置は、１つまたは複数の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）、プログラム可能論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書に説明される機能を実行するように設計されたその他の電子装置、またはその組合せの中で実施されうる。

ソフトウェア実施については、技法は、本明細書に説明される機能を実行するモジュール（たとえば、手順、関数など）により実施されうる。ソフトウェアコードは、メモリユニット（たとえば、図１のメモリユニット１８２）に格納され、プロセッサ（たとえば、プロセッサ１６０および／またはプロセッサ１８０）によって実行されうる。メモリユニットは、プロセッサ内で実施されても、またはプロセッサの外部で実施されてもよい。

開示される実施形態についての前述の説明は、当業者が本発明を実施または使用することができるようにするために提供される。これらの実施形態に対するさまざまな変更は、当業者には容易に明らかとなろう。また、本明細書に定義される一般的な原理は、本発明の精神または範囲を逸脱することなくその他の実施形態に適用されうる。したがって、本発明は、本明細書に示される実施形態に限定されることを意図されていないが、本明細書に開示される原理および新規な特徴に合致する最も広い範囲を許容されるべきである。

送信局および受信局を示す図である。 送信局における送信プロセッサを示す図である。 ８０２．１１ｂ／ｇによって使用されるＰＰＤＵ構造を示す図である。 受信局における受信プロセッサを示す図である。 第１の検出段階およびタイミング取得ユニットを示す図である。 第２の検出段階および周波数取得ユニットを示す図である。 第３の検出段階およびチャネル推定ユニットを示す図である。 位相訂正ユニットを示す図である。 第１段階の信号検出を行うプロセスを示す図である。 多段階で信号検出を行うプロセスを示す図である。 受信を行うプロセスを示す図である。

Claims (57)

1. 少なくとも２つの遅延に対してシンボルの積を生成し、各遅延の該積と該遅延の既知値との相関を行い、該少なくとも２つの遅延に対する相関結果を組み合わせ、該組合せ相関結果に基づいて信号の存在を検出するように機能するプロセッサと、
   該プロセッサに結合されたメモリと
   を備える装置。
2. 前記プロセッサは、シンボルと、少なくとも１つのシンボル周期だけ先行する別のシンボルの複素共役に基づいて各積を生成するように機能する請求項１に記載の装置。
3. 前記プロセッサは、１シンボル遅延の積および２シンボル遅延の積を生成し、シンボルのペアが１シンボル周期で区切られている各々１シンボル遅延の積を生成し、そしてシンボルのペアが２シンボル周期で区切られている各々２シンボル遅延の積を生成するように機能する請求項１に記載の装置。
4. 前記プロセッサは、遅延ごとに、該遅延の隣接する積を合計し、該合計された積と該遅延の前記既知値との相関を行うように機能する請求項１に記載の装置。
5. 前記少なくとも２つの遅延は第１の遅延および第２の遅延を備え、前記プロセッサは、複数の仮説位相により該第２の遅延の相関結果を回転し、該第２の遅延の回転された相関結果を該第１の遅延の相関結果と組み合わせ、前記複数の仮説位相のうち最大の絶対値を持つ組合せ相関結果を選択するように機能する請求項１に記載の装置。
6. 前記プロセッサは、前記少なくとも２つの遅延の前記相関結果を非コヒーレントに組み合わせるように機能する請求項１に記載の装置。
7. 前記プロセッサは、少なくとも２つのシンボルの受信エネルギーを計算し、該受信エネルギーに基づいてしきい値を導き出し、前記信号の前記存在を検出するために前記組合せ相関結果を該しきい値と比較するように機能する請求項１に記載の装置。
8. 前記プロセッサは、前記組合せ相関結果に基づいて前記信号のタイミングを判別するように機能する請求項１に記載の装置。
9. 前記プロセッサは、コードシーケンスでサンプルを逆拡散して前記シンボルを生成するように機能する請求項１に記載の装置。
10. 少なくとも２つの遅延に対してシンボルの積を生成することと、
    各遅延の該積と該遅延の既知値との相関を行うことと、
    該少なくとも２つの遅延の相関結果を組み合わせることと、そして
    該組合せ相関結果に基づいて信号の存在を検出することとを備える、信号検出を行う方法。
11. 少なくとも２つの遅延に対して前記シンボルの前記積を生成することは、
    シンボルのペアが１シンボル周期で区切られて各々１シンボル遅延の積が生成される、１シンボル遅延の積を生成することと、そして
    シンボルのペアが２シンボル周期で区切られて各々２シンボル遅延の積が生成される、２シンボル遅延の積を生成することとを備える請求項１０に記載の方法。
12. 前記相関を行うことは、
    前記遅延の隣接する積を合計することと、そして
    該合計された積と前記遅延の前記既知値との相関を行うこととを備える請求項１０に記載の方法。
13. 前記少なくとも２つの遅延は第１の遅延および第２の遅延を備え、該少なくとも２つの遅延の前記相関結果を組み合わせることは、
    複数の仮説位相によって該第２の遅延の相関結果を回転することと、
    該第２の遅延の回転された相関結果を該第１の遅延の相関結果と組み合わせることと、そして
    該複数の仮説位相のうち最大絶対値を持つ組合せ相関結果を選択することとを備える請求項１０に記載の方法。
14. 前記信号の前記存在を検出することは、
    少なくとも２つのシンボルの受信エネルギーを計算することと、
    該受信エネルギーに基づいてしきい値を導き出すことと、そして
    前記信号の前記存在を検出するため、前記組合せ相関結果を該しきい値と比較することを備える請求項１０に記載の方法。
15. 少なくとも２つの遅延に対してシンボルの積を生成するための手段と、
    各遅延の該積と該遅延の既知値との相関を行うための手段と、
    該少なくとも２つの遅延の相関結果を組み合わせるための手段と、そして
    該組合せ相関結果に基づいて信号の存在を検出するための手段とを備える装置。
16. 少なくとも２つの遅延に対して前記シンボルの前記積を生成するための手段は、
    シンボルのペアが１シンボル周期で区切られて各々１シンボル遅延の積が生成される、１シンボル遅延の積を生成するための手段と、そして
    シンボルのペアが２シンボル周期で区切られて各々２シンボル遅延の積が生成される、２シンボル遅延の積を生成するための手段とを備える請求項１５に記載の装置。
17. 相関を行うための前記手段は、
    前記遅延の隣接する積を合計するための手段と、そして
    該合計された積と前記遅延の前記既知値との相関を行うための手段とを備える請求項１５に記載の装置。
18. 前記少なくとも２つの遅延は第１の遅延および第２の遅延を備え、該少なくとも２つの遅延の前記相関結果を組み合わせるための手段は、
    複数の仮説位相によって該第２の遅延の相関結果を回転するための手段と、
    該第２の遅延の回転された相関結果を該第１の遅延の相関結果と組み合わせるための手段と、そして
    該複数の仮説位相のうち最大絶対値を持つ組合せ相関結果を選択するための手段とを備える請求項１５に記載の装置。
19. 前記信号の前記存在を検出するための手段は、
    少なくとも２つのシンボルの受信エネルギーを計算するための手段と、
    該受信エネルギーに基づいてしきい値を導き出すための手段と、そして
    前記信号の前記存在を検出するため前記組合せ相関結果を該しきい値と比較する手段とを備える請求項１５に記載の装置。
20. 第１段階で時間領域相関を使用して信号検出を行い、第２段階で周波数領域処理を使用して信号処理を行い、該第１および第２段階の出力に基づいて信号の検出を宣言するように機能するプロセッサと、そして
    該プロセッサに結合されたメモリと
    を備える装置。
21. 前記第１段階で前記プロセッサは、少なくとも１つの遅延に対してシンボルの積を生成し、各遅延の該積と該遅延の既知値との相関を行い、該少なくとも１つの遅延に対する相関結果に基づいて前記第１段階による検出を宣言するように機能する請求項２０に記載の装置。
22. 前記第２段階で前記プロセッサは、複数の周波数ビンのエネルギーを判別し、該複数の周波数ビンの該エネルギーに基づいて前記第２段階による検出を宣言するように機能する請求項２０に記載の装置。
23. 前記プロセッサは、第３段階で時間領域処理を使用して信号検出を行い、前記第１、第２、および第３段階の出力に基づいて該信号の存在を宣言するように機能する請求項２０に記載の装置。
24. 前記第３段階で前記プロセッサは、チャネルインパルス応答推定の複数のチャネルタップを導き出し、該複数のチャネルタップに基づいて前記第３段階による検出を宣言するように機能する請求項２３に記載の装置。
25. 前記プロセッサは、少なくとも２つのシンボルの受信エネルギーを計算し、該受信エネルギーに基づいて前記第１段階の第１のしきい値および前記第２段階の第２のしきい値を導き出し、該第１のしきい値で前記第１段階の信号検出を行い、該第２のしきい値で前記第２段階の信号検出を行うように機能する請求項２０に記載の装置。
26. 第１段階で時間領域相関を使用して信号検出を行うことと、
    第２段階で周波数領域処理を使用して信号検出を行うことと、そして
    該第１および第２段階の出力に基づいて信号の存在を宣言することとを備える、信号検出を行う方法。
27. 第３段階で時間領域処理を使用して信号検出を行うことであって、該信号の存在は前記第１、第２、および第３段階の出力に基づいて宣言されることをさらに備える請求項２６に記載の方法。
28. 少なくとも２つのシンボルの受信エネルギーを計算することと、そして
    前記受信エネルギーに基づいて前記第１段階の第１のしきい値および前記第２段階の第２のしきい値を導き出すことであって、前記第１段階の前記信号検出は該第１のしきい値で行われ、前記第２段階の前記信号検出は該第２のしきい値で行われることとをさらに備える請求項２６に記載の方法。
29. 第１段階で時間領域相関を使用して信号検出を行うための手段と、
    第２段階で周波数領域処理を使用して信号検出を行うための手段と、そして
    該第１および第２段階の出力に基づいて信号の存在を宣言するための手段とを備える装置。
30. 第３段階で時間領域処理を使用して信号検出を行うための手段であって、該信号の存在は前記第１、第２、および第３段階の出力に基づいて宣言される手段をさらに備える請求項２９に記載の装置。
31. 少なくとも２つのシンボルの受信エネルギーを計算するための手段と、そして
    該受信エネルギーに基づいて前記第１段階の第１のしきい値および前記第２段階の第２のしきい値を導き出すための手段とを備え、前記第１段階の前記信号検出は該第１のしきい値で行われ、前記第２段階の前記信号検出は該第２のしきい値で行われる請求項２９に記載の装置。
32. 入力サンプルの周波数オフセットを除去して周波数訂正済みサンプルを取得し、チャネル推定により該周波数訂正済みサンプルを処理して検出済みシンボルを取得し、該検出済みシンボルの位相を訂正して位相訂正済みシンボルを取得し、該位相訂正済みシンボルに復調を行って復調済みシンボルを取得するように機能するプロセッサと、そして
    該プロセッサに結合されたメモリと
    を備える装置。
33. 前記プロセッサは、前記入力サンプルのタイミングを調整してタイミング調整済みサンプルを取得し、該タイミング調整済みサンプルの周波数オフセットを除去して周波数訂正済みサンプルを取得するように機能する請求項３２に記載の装置。
34. 前記プロセッサは、多相フィルタで前記入力サンプルをフィルタリングして前記入力サンプルの前記タイミングを調整するように機能する請求項３３に記載の装置。
35. 前記プロセッサは、前記周波数オフセットに基づいてタイミング調整を判別し、該タイミング調整に基づいて前記入力サンプルのタイミングを調整してタイミング調整済みサンプルを取得し、該タイミング調整済みサンプルの前記周波数オフセットを除去して周波数訂正済みサンプルを取得するように機能する請求項３２に記載の装置。
36. 前記プロセッサは、シンボルの第１のセットに基づいてチャネルタップの第１のセットを導き出し、シンボルの第２のセットに基づいてチャネルタップの第２のセットを導き出し、チャネルタップの該第１および第２のセットの間の位相差を判別し、該位相差に基づいて見逃し周波数誤差を推定し、前記入力サンプルから該見逃し周波数オフセットを除去するように機能する請求項３２に記載の装置。
37. シンボルの前記第１のセットはパイロットを搬送するＳＹＮＣフィールドの第１の部分用であり、シンボルの前記第２のセットは該ＳＹＮＣフィールドの第２の部分用である請求項３６に記載の装置。
38. 前記プロセッサは、前記第１のセットの前記チャネルタップと前記第２のセットの前記チャネルタップの複素共役との積を生成し、該積を合計してチャネルタップの該第１および第２のセットの間の位相差を判別するように機能する請求項３６に記載の装置。
39. 前記プロセッサは、前記第１および第２のセットの前記チャネルタップ、または前記積、または前記チャネルタップおよび前記積の両方でしきい値分けを行うように機能する請求項３８に記載の装置。
40. 前記プロセッサは、位相基準によって各検出済みシンボルを回転して対応する位相訂正済みシンボルを取得するように機能する請求項３２に記載の装置。
41. 前記プロセッサは、前記検出済みシンボルの位相に基づいて前記位相基準を更新するように機能する請求項４０に記載の装置。
42. 前記プロセッサは、前記復調済みシンボルをデインターリーブし、該デインターリーブ済みシンボルを復号化して復号データを取得するように機能する請求項３２に記載の装置。
43. 入力サンプルの周波数オフセットを除去して周波数訂正済みサンプルを取得することと、
    該周波数訂正済みサンプルをチャネル推定により処理して検出済みシンボルを取得することと、
    該検出済みシンボルの位相を訂正して位相訂正済みシンボルを取得することと、そして
    復調済みシンボルを取得するため該位相訂正済みシンボルに復調を行なうこととを備え、伝送を受信する方法。
44. 前記周波数オフセットに基づいてタイミング調整を判別することと、
    該タイミング調整に基づいて前記入力サンプルのタイミングを調整してタイミング調整済みサンプルを取得することであって、前記周波数オフセットは該タイミング調整済みサンプルから除去されて周波数訂正済みサンプルを取得することとをさらに備える請求項４３に記載の方法。
45. シンボルの第１のセットに基づいてチャネルタップの第１のセットを導き出すことと、
    シンボルの第２のセットに基づいてチャネルタップの第２のセットを導き出すことと、
    チャネルタップの該第１および第２のセットの間の位相差を判別することと、
    該位相差に基づいて見逃し周波数誤差を推定することと、そして
    前記入力サンプルから該見逃し周波数オフセットを除去することとをさらに備える請求項４３に記載の方法。
46. 前記検出済みシンボルの前記位相を訂正することは、
    対応する位相訂正済みシンボルを取得するため位相基準により各検出済みシンボルを回転することと、そして該検出済みシンボルの位相に基づいて該位相基準を更新することを備える請求項４３に記載の方法。
47. 入力サンプルの周波数オフセットを除去して周波数訂正済みサンプルを取得するための手段と、
    該周波数訂正済みサンプルをチャネル推定により処理して検出済みシンボルを取得するための手段と、
    該検出済みシンボルの位相を訂正して位相訂正済みシンボルを取得するための手段と、そして
    該位相訂正済みシンボルに復調を行って復調済みシンボルを取得するための手段とを備える装置。
48. 前記周波数オフセットに基づいてタイミング調整を判別するための手段と、そして
    該タイミング調整に基づいて前記入力サンプルのタイミングを調整してタイミング調整済みサンプルを取得するための手段であって、前記周波数オフセットは該タイミング調整済みサンプルから除去されて周波数訂正済みサンプルを取得する手段とをさらに備える請求項４７に記載の装置。
49. シンボルの第１のセットに基づいてチャネルタップの第１のセットを導き出すための手段と、
    シンボルの第２のセットに基づいてチャネルタップの第２のセットを導き出すための手段と、
    チャネルタップの該第１および第２のセットの間の位相差を判別するための手段と、
    該位相差に基づいて見逃し周波数誤差を推定するための手段と、そして
    前記入力サンプルから該見逃し周波数オフセットを除去するための手段とをさらに備える請求項４７に記載の装置。
50. 前記検出済みシンボルの前記位相を修正するための前記手段は、位相基準によって各検出済みシンボルを回転して対応する位相訂正済みシンボルを取得するための手段と、そして
    前記検出済みシンボルの位相に基づいて位相基準を更新するための手段とをさらに備える請求項４７に記載の装置。
51. 少なくとも１つのアンテナと、
    シンボルと少なくとも１シンボル周期だけ遅延される該少なくとも１つのアンテナのシンボルとの積を生成し、該積と該遅延の既知値との相関を行い、該同じアンテナからの該シンボルの相関結果を組み合わせ、該組合せ相関結果に基づいて信号の存在を検出するように機能するプロセッサとを備える装置。
52. 前記プロセッサは、シンボルと、少なくとも１つのシンボル周期だけ先行する別のシンボルの複素共役に基づいて各々積を生成するように機能する請求項５１に記載の装置。
53. 前記プロセッサは、１シンボル遅延の積および２シンボル遅延の積を生成し、シンボルのペアが１シンボル周期で区切られている各々１シンボル遅延の積を生成し、シンボルのペアが２シンボル周期で区切られている各々２シンボル遅延の積を生成するように機能する請求項５１に記載の装置。
54. 前記プロセッサは、遅延ごとに、該遅延の隣接する積を合計し、該合計された積と該遅延の前記既知値との相関を行うように機能する請求項５１に記載の装置。
55. 前記プロセッサは、前記少なくとも２つの遅延の前記相関結果を非コヒーレントに組み合わせるように機能する請求項５１に記載の装置。
56. 前記プロセッサは、少なくとも２つのシンボルの受信エネルギーを計算し、該受信エネルギーに基づいてしきい値を導き出し、前記信号の前記存在を検出するために前記組合せ相関結果を該しきい値と比較するように機能する請求項５１に記載の装置。
57. 前記プロセッサは、前記組合せ相関結果に基づいて前記信号のタイミングを判別するように機能する請求項５１に記載の装置。

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