JP2008533792A - 部分等価周波数の基本周波数の局部発振器信号生成用電子装置 - Google Patents
部分等価周波数の基本周波数の局部発振器信号生成用電子装置 Download PDFInfo
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Abstract
電子装置(ED)は、電圧制御発振器(VCO)により出力された主信号から選択された周波数FLOを有すると共に基本周波数FVCOをおよびその高調波を有する局部発振器信号を生成するために意図された。この電子装置(ED)は、選択された因数Nにより信号の周波数を分割するため設けられた分周手段(D1,D2)と、信号における選択されたM次の高調波を選択するため設けられたフィルタ手段(F1,F2)とを備えると共に、前記分周手段(D1,D2;D)とフィルタ手段(F1,F2)は、M×FVCO/Nと等しい選択された周波数FLOをもつ前記局部発振器信号を出力することと共通して前記主信号を処理するため設けられている。
Description
本発明は通信設備の分野に係り、より詳細には、通信設備の送信器またはトランシーバ用の意図局部発振器信号の発生に関する。
当該技術分野の熟練者により既知のように、多数の送信器およびトランシーバは、電子装置により生成された選択周波数FLOを有する局部発振器信号により駆動される。この電子装置は、通常、局部発振器信号を生成する基本周波数FVCOを有する(主)信号を出力する電圧制御発振器(VCO―Voltage-Controlled Oscillator―)を備える。
基本周波数FVCOは、通常、FLOの整数倍に等しく、その場合、送信器またはトランシーバの出力増幅器により出力される変調された信号の周波数、または、その選択された高調波となる。このような構成により、出力増幅器はVCOを掃引し、それゆえ、(多くの高調波を介して)出力スペクトルを妨害する。
この状況を改善するために、FLOの1.5倍に等しい基本周波数FVCOをもつVCOを備える電子装置を使用することが提案されている。このような解決策は、文献「ブルートゥース用2.4GHz・CMOSトランシーバ」、H・ダラビ外(H. Darabi et al)による、固体回路のIEEEジャーナル、2001年12月、36巻12号2016〜2024頁、に顕著に開示されている。選択周波数FLOを生成するために、開示された電子装置は、多数の高調波および高調波の再結合を導く複数のミキサを備える。これらの高調波や高調波再結合を抑制するため、高価な内部または外部フィルタを使用しなくてはならない。さらに、これらのミキサは多量の電力を消費し、この解決策の適用を制限する。
そこで、この発明の目的は、上記の状況を改善することである。
この目的のために本発明は、電圧制御発振器により出力された主信号から選択された周波数FLOを有すると共に基本周波数FVCOをおよびその高調波を有する局部発振器信号を生成する電子装置であって、選択された因数Nにより信号の周波数を分割するため設けられた分周手段と、信号における選択されたM次の高調波を選択するため設けられたフィルタ手段と、を備えると共に、前記分周手段およびフィルタ手段は、M×FVCO/Nと等しい選択された周波数FLOをもつ前記局部発振器信号を出力することと共通して前記主信号を処理するため設けられていることを特徴とする電子装置を提供する。
本発明による電子装置は、個別におよび顕著に考慮されまたは結合された以下の付加的な特徴を有しても良い。
その分周手段は、前記基本周波数FVCOをN=N1×N2である因数N1により分割するため、および、FVCO/N1と等しい第1の基本周波数およびその高調波を有する第1の中間信号を出力するため、設けられた第1の分周器を備えても良い。
上記構成で、そのフィルタ手段は、第2の中間信号を出力するために、前記第1の中間信号のM次の高調波のより低い周波数以下に広がる帯域に存在する前記第1の中間信号の周波数を除去[suppress]するために設けられる帯域除去[cut]フィルタを備えても良い。
上記構成で、そのフィルタ手段は、第3の中間信号を出力するために、前記第1の中間信号のM次の高調波の中間の周波数に等しい、第2の中間周波数を中心とした帯域内に存在する前記第2の中間信号の周波数を通過させるために設けられる帯域通過フィルタを備えても良い。
上記構成で、その分周手段は、前記選択された周波数FLOをもつ前記局部発振器信号を出力するために、前記第3の中間信号の周波数をN=N1×N2である因数N2により分割するために設けられた第2の分周器を備えても良い。
異なる構成として、そのフィルタ手段は、第1の中間信号を出力するために、そのM次の高調波のより低い周波数以下に広がる帯域に存在する前記主信号の周波数を除去[suppress]するために設けられる帯域除去[cut]フィルタを備えても良い。
上記構成で、そのフィルタ手段は、第2の中間信号を出力するために、前記主信号のM次の高調波の中間の周波数に等しい、第1の中間周波数を中心とした帯域内に存在する前記第1の中間信号の周波数を通過させるために設けられる帯域通過フィルタを備えても良い。
上記構成で、その分周手段は、前記選択された周波数FLOをもつ前記局部発振器信号を出力するために、前記第2の中間信号の周波数を因数Nにより分割するために設けられていても良い。
上記全構成で、帯域除去フィルタと前記帯域通過フィルタとの間に挿入されると共に、前記第1または前記第2の中間信号を増幅するために設けられる増幅手段をさらに備えていても良い。
上記全構成で、その電圧制御発振器は、方形波形を有する主信号を生成するために設けられていても良い。
上記全構成で、Mは、整数3,5および7を含むグループの中で選択されても良い。
上記構成で、Mは、3に等しくても良い。
上記全構成で、Nは、整数2,4,および8を含むグループの中で選択されても良い。
上記構成で、Nは、4に等しくても良い。
上記全構成で、集積回路(IC)の少なくとも一部を構成しても良い。
本発明はまた、送信回路および受信回路を備える通信設備用のトランシーバであって、上記前項性の何れかに記載された電子装置を備え、前記送信回路および前記受信回路を駆動するために意図されたトランシーバを提供する。
本発明の他の特徴および長所は、以下の詳細な説明および添付の図面を審査する際に明らかにされるであろう。
添付図面は本発明を全て備えるために役立つばかりでなく、必要ならば、本発明の定義づけを分散させるものである。
まず、図1を参照しながら、本発明が適用されることになるトランシーバTRの具体例を説明する。
以下の説明において、このトランシーバTRは、例えば、GSM/GPRSまたはUMTS携帯電話などの携帯電話のような通信装備のために意図されている。しかし、本発明がこのタイプの通信装備に限定されないことに注目することは重要である。
事実、本発明は何れの通信装備またはモジュール、移動電話(それ以外)へ適用されても良く、顕著には、パーソナル・ディジタル・アシスタント(PDA―Personal Digital Assistant―)または無線通信を確立するために適合される通信モジュールを備えるラップトップコンピュータへ適用されても良い。
本発明は、トランシーバへ適用されるのみではない。本発明はまた、何れのタイプの通信装備または通信モジュールへも備え付ける送信器回路へも適用する。
図1に示されるように、トランシーバTRは、電子装置EDにより出力される局部発振器信号によりともに駆動される送信器TXおよび受信器(回路)RXを備える。
例えば、送信器TXは、
−(図示されない)ベースバンドプロセッサより供給され、I変調信号を出力するための第1の出力とQ変調信号を出力するための第2の出力とを備えるI/Q変調器MRと、
−I変調信号およびQ変調信号が供給されると共にそれぞれがIフィルタ化変調信号およびQフィルタ化変調信号を発する第1のローパスフィルタLPF1および第2のローパスフィルタLPF2と、
−前記Iフィルタ化変調信号を、電子装置EDにより出力されると共に周波数FLOを有する正(または負の)I局部発振器信号と混合する第1のミキサM1と、
−前記Qフィルタ化変調信号を、電子装置EDにより出力されると共に周波数FLOを有する正(または負の)Q局部発振器信号と混合する第2のミキサM2と、
−第1のミキサM1および第2のミキサM2により出力されるI信号とQ信号とを加算する加算器ADと、
−加算器ADにより出力されると共に(図示されない)アンテナへ供給する信号を増幅する電力増幅器PAと、
を備えている。
−(図示されない)ベースバンドプロセッサより供給され、I変調信号を出力するための第1の出力とQ変調信号を出力するための第2の出力とを備えるI/Q変調器MRと、
−I変調信号およびQ変調信号が供給されると共にそれぞれがIフィルタ化変調信号およびQフィルタ化変調信号を発する第1のローパスフィルタLPF1および第2のローパスフィルタLPF2と、
−前記Iフィルタ化変調信号を、電子装置EDにより出力されると共に周波数FLOを有する正(または負の)I局部発振器信号と混合する第1のミキサM1と、
−前記Qフィルタ化変調信号を、電子装置EDにより出力されると共に周波数FLOを有する正(または負の)Q局部発振器信号と混合する第2のミキサM2と、
−第1のミキサM1および第2のミキサM2により出力されるI信号とQ信号とを加算する加算器ADと、
−加算器ADにより出力されると共に(図示されない)アンテナへ供給する信号を増幅する電力増幅器PAと、
を備えている。
第1のミキサM1および第2のミキサM2は、何れのタイプのものであっても良く、例えばギルバート[Gilbert]型ミキサでも良い。
例えば、受信器RXは、
−前記アンテナからの信号を受信すると共にI変調増幅信号およびQ変調増幅信号を出力する低雑音増幅器LNA[Low Noise Amplifier]と、
−前記I変調信号を、電子装置EDにより出力されると共に周波数FLOを有する正(または負の)I局部発振器信号と混合する第1のミキサM3と、
−前記Q変調信号を、電子装置EDにより出力されると共に周波数FLOを有する正(または負の)Q局部発振器信号と混合する第2のミキサM4と、
−第1のミキサM3および第2のミキサM4により混合された前記I変調信号およびQ変調信号が供給されると共に、Iフィルタ化変調信号およびQフィルタ化変調信号を発するバンドパスフィルタBPFと、
−前記Iフィルタ化変調信号および前記Qフィルタ化変調信号がそれぞれ供給されると共に、I増幅フィルタ化変調信号およびQ増幅フィルタ化変調信号をそれぞれ発する第1の増幅器A1および第2の増幅器A2と、
−第1の増幅器A1および第2の増幅器A2から供給されると共に前記ベースバンドプロセッサに復調信号を供給するI/Q復調器DRと、
を備えている。
−前記アンテナからの信号を受信すると共にI変調増幅信号およびQ変調増幅信号を出力する低雑音増幅器LNA[Low Noise Amplifier]と、
−前記I変調信号を、電子装置EDにより出力されると共に周波数FLOを有する正(または負の)I局部発振器信号と混合する第1のミキサM3と、
−前記Q変調信号を、電子装置EDにより出力されると共に周波数FLOを有する正(または負の)Q局部発振器信号と混合する第2のミキサM4と、
−第1のミキサM3および第2のミキサM4により混合された前記I変調信号およびQ変調信号が供給されると共に、Iフィルタ化変調信号およびQフィルタ化変調信号を発するバンドパスフィルタBPFと、
−前記Iフィルタ化変調信号および前記Qフィルタ化変調信号がそれぞれ供給されると共に、I増幅フィルタ化変調信号およびQ増幅フィルタ化変調信号をそれぞれ発する第1の増幅器A1および第2の増幅器A2と、
−第1の増幅器A1および第2の増幅器A2から供給されると共に前記ベースバンドプロセッサに復調信号を供給するI/Q復調器DRと、
を備えている。
このようなトランシーバTRは、例えば、ISMバンド(2.4GHzを中心とする)におけるブルートゥース通信に専用されても良い。しかし、本発明がこのタイプのトランシーバに限定されないことに注意することは重要である。本発明は、何れのタイプのトランシーバにも適用され、顕著にはセルラへの適用、DECT、BT,または米国の標準を意図されるタイプへも適用される。
本発明による電子装置EDは、少なくとも電圧制御発振器(VCO)と、分周手段と、フィルタ手段とを備える。
電圧制御発振器(VCO)は、基本周波数FVCOを有する主信号を生成するために意図されている。分周手段は、選択された因数Nにより信号の周波数を分割するために意図されている。フィルタ手段は、信号の選択されたM次の高調波を選択するために意図されている。
分周手段およびフィルタ手段は、M×FVCO/Nに等しい選択された周波数FLOをもつ局部発振器信号を出力するために主信号を共用して処理するために設けられる。
例えば、主信号は、方形波形状を有する。このような形状は、非常に低い偶数調波と奇数高調波を提供するので、長所を有する(例えば、第3調波(M=3)は、第1調波のおよそ−10db下であり、第5調波(M=5)は、第1調波およそ−14db下である)。
この場合、M次の選択された調波は、3または5またはそれ以外では7に等しくても良く、および/または、分割因数Nの値は、4または8に等しくても良い。
ここで、本発明による電子装置EDの実施形態の第1の例をより詳細に説明するために図2を参照する。
図2に示された第1の例において、分周手段は第1の分周器D1と第2の分周器D2を備え、これに対して、フィルタ手段は帯域除去フィルタF1と帯域通過フィルタF2とを備える。
第1の分周器D1および第2の分周器D2は、N1またはN2に等しい因数によりそれらが受信する信号の周波数を分割するために設けられているので、それらの組み合わせは因数N=N1×N2による分周を提供する。例えば、N1=N2=2nであり、ここで、nは0より大きい整数(n>0)である。
この第1の例において、第1の分周器D1にはVCOにより主(I/Q)信号が供給される。そこで、この分周器はFVCO/N1に等しい第1の中間周波数を有する第1の中間信号およびその高調波を出力するために基本周波数FVCOをN1により分割する。
例えば、N1は2に等しい。この場合、第1の分周器D1は、2分割器であり、これはそれぞれの入力信号から位相がそれぞれ90度シフトされた差分出力信号IおよびQを生成させる。
帯域除去フィルタF1は、1つ(または4つの)第1中間信号を供給される。このフィルタは、第1の中間信号のM次高調波におけるより低い周波数までに広がる帯域内に存在している、この(これら4つの)第1の中間信号の周波数を除去するために設けられる。換言すれば、帯域除去フィルタF1は、選択されたM(主信号が方形波であるとき、本質的な高調波の次数は3,5,7)と等しいかそれよりも大きい次数を有する高調波をもつ(2つの)第2中間信号を出力するために、その次数がMの選択された値よりも低い第1の中間信号のそれぞれの高調波を除去するために設けられている。
例えば、除去された帯域の幅は、100MHz(FVCO/N1±50MHz)に等しくなる。
さらに、帯域除去フィルタF1は、例えばノッチフィルタであっても良い。
図示されたように、信号増幅器として動作するバッファBは、帯域除去フィルタF1と帯域通過フィルタF2との間に介挿されても良い。したがって、この(2つの)第2の中間信号は、帯域通過フィルタF2によりフィルタリングされる前に増幅されても良い。このバッファBは、低雑音増幅器(LNA―Low-Noise Amplifier ―)であっても良い。
帯域通過フィルタF2は、バッファBにより既に増幅されてしまっていても良いと共に第1の中間信号のM次の高調波の中間(または中心化された)周波数に等しい第2の中間周波数上に中心化された帯域に存在する(2つの)第2中間信号の周波数を通過させるために設けられている。この第2の中間周波数は、(次数M>1で)選択されなければならない単一の高調波の周波数である。それゆえに、第2の中間周波数は、M×FVCO/N1に等しくなる。
例えば帯域通過フィルタF2は、3×FVCO/N1(N1=2のとき3×FVCO/2)に等しい第2の中間周波数を有する(2つの)第3の中間信号を出力するために、(2つの)第2の中間信号から第3の高調波(M=3)を選択する。
例えば選択された帯域の幅は、600MHz(FVCO/N2±300MHz)に等しくなる。
最後に、この第1の実施例においては、(2つの)第3の中間信号が第2の分周器D2を供給する。
そこで、第2の分周器D2は、M×FVCO/N(N=N1×N2のとき)に等しい選択された周波数FLOを有する(4つの)局部発振器信号を出力するために、第3の中間信号のそれぞれの周波数M×FVCO/N1をN2により分周する。
N2が2に等しいとき、第2の分周器D2はまた、それぞれの入力信号から、互いに位相が90度シフトした差分出力信号IおよびQを生成させる、2分割分周器である。
例えば、Mが3に等しくNが4(N1=N2=2)に等しいとき、局部発振器信号の選択された周波数FLOは、3×FVCO/4に等しくなる。換言すれば、電子装置EDは、4FLO/3に等しい基本周波数FVCOを有する主信号を生成する電圧制御発振器(VCO)を用いている。トランシーバTRが(FLO=2.4GHz上に中心をもつ)ISM帯域内でブルートゥース通信に専用のものである場合、基本周波数FVCOは3.2GHzに等しくなければならない。この場合、第1および第2の中間周波数は1.6GHzに等しくなり、第3中間周波数は4.8GHzに等しくなる。
ここで、図3を参照しながら、本発明に係る電子装置EDの第2実施形態の例を詳細に説明する。この第2実施例は第1実施例の変形であり、第1実施例の構成要素と機能的に全く同じ幾つかの構成要素を備えている。
図3に示されるこの第2実施例において、フィルタ手段は依然として帯域除去フィルタF1と帯域通過フィルタF2を備えているが、分周手段は1つの分周器D(または、並列に設けられた2つの分周器)を備えるのみである。
帯域除去フィルタF1には、(2つの)主I/Q信号がVCOにより供給される。このフィルタは、(2つの)主I/Q信号のそれぞれの周波数を抑制するために設けられ、これらの周波数は、そのM次の高調波のより低い周波数にまで広がる帯域内に存在している。換言すれば、帯域除去フィルタF1は、選択されたM次(本質的には、主I/Q信号が方形波のとき、高調波の次数は3,5,7)と等しいかそれ以上の次数を有する高調波をもつ(2つの)第1の中間信号を出力するために、それらの次数がMの選択された値よりも低い(2つの)主I/Q信号のそれぞれの高調波を抑制するために設けられている。
例えば、除去される帯域の幅は、100MHz(FVCO±50MHz)に等しい。
第1実施例におけるのと同様に、帯域除去フィルタF1はノッチ[notch]フィルタであっても良い。
さらに、第1実施例におけるのと同様に、信号増幅器として動作する、バッファBは、帯域除去フィルタF1と帯域通過フィルタF2との間に介挿されても良い。したがって、(2つの)第1の中間信号は、帯域通過フィルタF2によりフィルタリングされる前に、増幅されても良い。このバッファBは、低雑音増幅器(LNA)であっても良い。
帯域通過フィルタF2は、バッファBにより既に増幅されてしまっていても良く、主(I/Q)信号のM次の高調波の中間の(または中心化された)周波数に等しい第2の中間周波の上に中心化された帯域内に存在している、(2つの)第1の中間信号の周波数を通過させるために設けられている。この第2の中間周波数は、(次数M>1で)選択されるべき単一の高調波の周波数である。それゆえ、第2の中間周波数は、M×FVCOに等しくなる。
例えば、帯域通過フィルタF2は3×FVCOに等しい第2の中間周波数を有する(2つの)第2の中間信号を出力するために、(2つの)第1の中間信号から第3の高調波(M=3)を選択する。
例えば、選択された帯域の幅は、600MHz(M×FVCO±300MHz)に等しくなる。
最後に、この第2実施例では、(2つの)第2の中間信号は分周器Dに供給される。
このようにして、分周器Dは、M×FVCO/Nに等しい選択された周波数FLOを有する(4つの)局部発振器信号を出力するために、各第3の中間信号の周波数M×FVCOをNにより分割する。
Nが4に等しいとき、分周器Dは、各入力信号から、90度位相がシフトした差分出力信号IおよびQを生成させる、4分周器である。
例えば、Mが3に等しくてNが4に等しいときに、局部発振器信号の選択された周波数FLOは、3×FVCO/4に等しくなる。換言すれば、電子装置EDは、4FLO/3に等しい基本周波数FVCOを有する主信号を生成する電圧制御発振器(VCO)を用いている。
トランシーバTRが(FLO=2.4GHz上に中心をもつ)ISM帯域内でブルートゥース通信に専用のものである場合、基本周波数FVCOは3.2GHzに等しくなければならない。この場合、第2の中間周波数は、(帯域通過フィルタF2の出力で)9.6GHzに等しくなる。
好ましくは、本発明に係る電子装置EDは、例えば、BICMOS技術またはバイポーラ技術のような、CMOS技術、または、チップ製造で用いられる何れかの技術で実現されても良い、集積回路(IC)の少なくとも一部分を含んでいる。
本発明は、例示しただけである、上述の電子装置、トランシーバおよび通信装備に限定されず、当業者により上述した特許請求の範囲内に含まれるものとして考慮され得る代替的な全ての実施形態を包含する。
したがって、上述した説明では、出力された局部発振器信号の選択された周波数FLOが3×FVCO/4に等しくなる電子装置の実施形態の2つの実施例が開示されていた。しかしながら、本発明は、FLOおよびFVCO(VCOの基本周波数)の間のこの分数の関係に限定されない。事実、本発明は、Mが選択される高調波の次数でNが分割因数である場合にM×FVCO/Nを変化させるFLOおよびFVCOの間の何れかの分数の関係に適用しても良い。例えば、FLOは、(N1=2でN2=4のときに)3×FVCO/2、または、3×FVCO/4、またはさらに他の3×FVCO/8、または、5×FVCO/2、または、5×FVCO/4、または、5×FVCO/8に等しくても良い。
Claims (16)
- 電圧制御発振器により出力された主信号から選択された周波数FLOを有すると共に基本周波数FVCOおよびその高調波を含む局部発振器信号を生成する電子装置であって、選択された因数Nにより信号の周波数を分割するため設けられた分周手段と、信号における選択されたM次の高調波を選択するため設けられたフィルタ手段と、を備えると共に、前記分周手段およびフィルタ手段は、M×FVCO/Nと等しい選択された周波数FLOをもつ前記局部発振器信号を出力することと共通して前記主信号を処理するため設けられていることを特徴とする電子装置。
- 前記分周手段は、前記基本周波数FVCOをN=N1×N2である因数N1により分割するため、および、FVCO/N1と等しい第1の基本周波数およびその高調波を有する第1の中間信号を出力するため、設けられた第1の分周器を備えることを特徴とする請求項1に記載の電子装置。
- 前記フィルタ手段は、第2の中間信号を出力するために、前記第1の中間信号のM次の高調波のより低い周波数以下に広がる帯域に存在する前記第1の中間信号の周波数を除去[suppress]するために設けられる帯域除去[cut]フィルタを備えることを特徴とする請求項2に記載の電子装置。
- 前記フィルタ手段は、第3の中間信号を出力するために、前記第1の中間信号のM次の高調波の中間の周波数に等しい、第2の中間周波数を中心とした帯域内に存在する前記第2の中間信号の周波数を通過させるために設けられる帯域通過フィルタを備えることを特徴とする請求項3に記載の電子装置。
- 前記分周手段は、前記選択された周波数FLOをもつ前記局部発振器信号を出力するために、前記第3の中間信号の周波数をN=N1×N2である因数N2により分割するために設けられた第2の分周器を備えることを特徴とする請求項4に記載の電子装置。
- 前記フィルタ手段は、第1の中間信号を出力するために、そのM次の高調波のより低い周波数以下に広がる帯域に存在する前記主信号の周波数を除去[suppress]するために設けられる帯域除去[cut]フィルタを備えることを特徴とする項1に記載の電子装置。
- 前記フィルタ手段は、第2の中間信号を出力するために、前記主信号のM次の高調波の中間の周波数に等しい、第1の中間周波数を中心とした帯域内に存在する前記第1の中間信号の周波数を通過させるために設けられる帯域通過フィルタを備えることを特徴とする請求項6に記載の電子装置。
- 前記分周手段は、前記選択された周波数FLOをもつ前記局部発振器信号を出力するために、前記第2の中間信号の周波数を因数Nにより分割するために設けられていることを特徴とする請求項7に記載の電子装置。
- 前記帯域除去フィルタと前記帯域通過フィルタとの間に挿入されると共に、前記第1または前記第2の中間信号を増幅するために設けられる増幅手段をさらに備えることを特徴とする請求項3ないし8の何れかに記載の電子装置。
- 前記電圧制御発振器(VCO)は、方形波形を有する主信号を生成するために設けられていることを特徴とする請求項1ないし9の何れかに記載の電子装置。
- Mは、整数3,5および7を含むグループの中で選択されることを特徴とする請求項1ないし10の何れかに記載の電子装置。
- Mは、3に等しいことを特徴とする請求項11に記載の電子装置。
- Nは、整数2,4,および8を含むグループの中で選択されることを特徴とする請求項1ないし12の何れかに記載の電子装置。
- Nは、4に等しいことを特徴とする請求項13に記載の電子装置。
- 集積回路(IC)の少なくとも一部を構成することを特徴とする請求項1ないし15の何れかに記載の電子装置。
- 送信回路および受信回路を備える通信設備用のトランシーバであって、請求項1ないし15の何れかに記載された電子装置を備え、前記送信回路および前記受信回路を駆動するために意図されたことを特徴とするトランシーバ。
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