JP2008532333A - ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列を変調する方法及び変調器 - Google Patents

Abstract

システムは、同じワイヤレスネットワーク内にＴＨ−ＩＲ送受信器とＴＲ−ＩＲ送受信器とを組み込む。送信器は、ワイヤレス通信ネットワークにおいて、現ビットの各々に対し波形対の基準波形及びデータ波形を生成することにより、ビットの系列を変調する。基準波形の位相は、先に変調されたビットによって決まり、基準波形とデータ波形の対の間の位相の差は、現ビットによって決まる。現ビットのシンボル期間を複数の時間間隔に分割し、現ビットによって決まる時間間隔のうちの選択された１つにおいて、基準波形及びデータ波形を符号化する。

Description

本発明は、包括的には通信システムに関し、特に、ワイヤレス通信システムにおいて用いられる変調フォーマットに関する。

米国では、連邦通信委員会（ＦＣＣ）が、「First Report and Order」（２００２年２月１４日）において超広帯域（ＵＷＢ）信号をワイヤレス通信システムに、制限付きで免許なしで使用することを認めた。ＵＷＢ信号は、周波数範囲３．１〜１０．６ＧＨｚになければならず、かつ最小帯域幅５００ＭＨｚを有さなければならない。また、ＦＣＣの指示により、ＵＷＢ信号の電力スペクトル密度及びピーク放射電力は、たとえば、−４３．１ｄＢｍ／ＭＨｚ未満に制限されている。

ＵＷＢの１つの変調方法は、極めて短い、たとえば、１／１，０００，０００，０００秒以下のタイムパルスを用いて、波長約３００ｍｍに対応する５００ＭＨｚよりも広い帯域幅を有する信号を生成する。短パルスを用いるシステムは、一般に、インパルス無線（ＩＲ）システムと呼ばれる。

図１Ａに示すように、４つの異なる変調技術、すなわち、パルス位置変調（ＰＰＭ）１１、パルス振幅変調（ＰＡＭ）１２、オンオフキーイング（ＯＯＫ）１３、及び二相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）１４をワイヤレス通信システムに使用することができる。

利点として、ＵＷＢシステムは、高速データ速度を実現することができ、マルチパス障害に対して耐性がある。これは、処理利得が多いことによる。さらに、ＩＲをベースとするＵＷＢ技術の使用により、低コスト、低衝撃係数、ヘテロダインのための局部発振器を必要としない低電力送受信器のインプリメンテーションが可能となる。ＵＷＢ無線機器は、主にデジタル回路であるため、半導体チップに容易に集積することができる。ＵＷＢシステムでは、センサネットワークと同様に、複数のユーザが、互いに干渉することなく、同じスペクトルを同時に共用することができ、このシステムは、家庭及びビジネスでの高速ネットワークデバイスに理想的である。

センサネットワークでは、複数の安価な検出デバイス間で直接通信が可能であることが望ましい。ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａ規格は、低電力、低データレートネットワークに対し、１Ｋｂｓ〜１Ｍｂｐｓの拡張可能なデータレートで通信するための物理層を定義している（「IEEE P802.15.4a WPAN Alternate PHY - PAR」、2003を参照）。

一般に、ＩＲシステムは、タイムホッピング（ＴＨ−ＩＲ）型、又は基準送信（transmitted-reference）（ＴＲ−ＩＲ）型のいずれかである。両システムともに、持続時間の短いパルスｐ（ｔ）の系列を使用する。しかしながら、ＴＨ−ＩＲとＴＲ−ＩＲとでは、変調及び復調が大幅に異なり、そのため、ＴＨ−ＩＲとＴＲ−ＩＲとは、同じネットワークで互換性がない。

ＴＨ−ＩＲシステムについては、M. Win及びR. A. Scholtz著「Ultra-Wide Band Width Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Multiple-Access Communications」（IEEE Trans. On Communications, Vol. 48, No. 4 April 2000, pp. 679-691）に述べられている。ＴＨ−ＩＲシステムでは、各ビット又は各シンボルがＮ_ｆ個のパルスで表される。但し、Ｎ_ｆは、正の整数である。ビット送信時間は、Ｔ_ｓである。これはシンボル持続時間と呼ばれる。時間Ｔ_ｓは、さらにフレームＴ_ｆに分割され、そのフレームは、チップＴ_ｃに分割され、これが通常、パルス持続時間に相当する。Ｎ_ｃがフレーム内のチップ数を表し、Ｎ_ｆがシンボル内のフレーム数を表す場合、Ｔ_ｓ、Ｔ_ｆ、及びＴ_ｃは、下式（１）のように関連する。

図１Ｂは、例としての従来技術による「０」ビットのＴＨ−ＩＲ波形１１０並びに「１」ビットの波形１２０のパルス１０４のシンボル時間Ｔ_ｓ１０１、フレーム時間Ｔ_ｆ１０２、及びチップ時間Ｔ_ｃ１０３の間の関係を示す。通常、パルスは、「タイムホッピング」符号に従って、マルチユーザ干渉の影響を最小にするように、フレームの空きチップの中で疑似ランダムに離間される。

上述したように、変調は、二相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）を用いることができる。ＢＰＳＫを用いる場合、各ビットｂは、正又は負の１として表される。すなわち、ｂ∈｛−１，１｝である。送信信号は、下式（２）の形を有する。

但し、ｃ_ｊは、ＴＨ符号のｊ番目の値を表し、範囲は、｛０，１，…，Ｎ_ｃ−１｝であり、ｂは、ｉ番目の変調シンボルである。さらに、ｈ_ｉ，ｊとして示されるオプションの系列を送信信号の各パルスに付加して、送信信号のスペクトルを整形するとともに、スペクトル線を低減することができる。系列ｈ_ｉ，ｊは、極性スクランブル系列（polarity scrambling sequence）と呼ばれ、値＋１又は−１を有する。スペクトルの整形にさらなる自由度を与えるために、異なる振幅が可能である。

図２は、従来のコヒーレントＴＨ−ＩＲ受信器２００を示す。受信器は、受信アンテナ２３０に接続された増幅器２２０に結合された自動利得制御（ＡＧＣ）ユニット２１０を備える。受信器は、また、同期ユニット２４０、タイミング制御ユニット２５０、チャネル推定ユニット２６０、ＭＭＳＥ等化器ユニット２７０及び復号器ユニット２８０も備える。ＲＡＫＥ受信器フィンガ２９０が加算器２９５に入力する。各ＲＡＫＥフィンガは、パルス系列発生器、相関器及び重み結合器を有する。ＲＡＫＥフィンガは、マルチパス干渉を低減する。ＵＷＢ信号のマルチパスの密度が高いため、妥当な性能を得るために必要なＲＡＫＥフィンガの数が多くなる可能性がある。加算器の出力は、等化され復号される。通常のＴＨ−ＩＲ受信器は、著しく複雑である。

ＴＲ−ＩＲシステムは、ＲＡＫＥ受信器の必要性をなくす（R. Hoctor及びH. Tomlinson著「Delay-Hopped Transmitted-Reference RF Communications」（IEEE Conference on Ultra Wide Band Width Systems and Technologies, 2002, pp.265-269））。ＴＲ−ＩＲシステムでは、情報は、系列内の連続したパルスの位相差として符号化される。ＴＲ−ＩＲシステム内の各シンボルは、一連のタイムホッピング「ダブレット」又は２つの連続パルスの対である。通常、対中の最初のパルスは、「基準パルス」と呼ばれ、２番目のパルスは、「データパルス」と呼ばれる。各対の２つのパルスは、一定の単位の時間Ｔ_ｄだけ離間される。１つの情報ビットに複数の対を送信することができる。送信波形は、下式（３）の形を有する。

但し、Ｔ_ｆ、Ｔ_ｃ、ｈ_ｉ，ｊ、及びＮ_ｆは、ＴＨ−ＩＲの場合と同じである。

図３は、例としての「０」ビットのＴＨ−ＩＲ波形３１０並びに「１」ビットの波形３２０のパルス３０４のシンボル時間Ｔ_ｓ３０１、フレーム時間Ｔ_ｆ３０２、及び、チップ時間Ｔ_ｃ３０３の間の関係を示す。

図４は、図２のＴＨ−ＩＲ受信器よりもはるかに単純な従来のＴＲ−ＩＲ受信器４００を示す。受信器は、遅延ユニット４０１、乗算ユニット４０２、積算ユニット４０３、サンプルユニット４０７、及び確定ユニット４０４を備える。受信器は、本質的に、受信信号４０５に、受信信号を遅延させたもの４０６を相関付ける。明らかに、ＴＲ−ＩＲ４００受信器は、ＴＨ−ＩＲ受信器２００よりも複雑ではない。しかし、複雑さの低減により、２倍のパルス数が必要になり、かつ基準パルスに必要なエネルギーが、公称では３ｄＢ以上増すことになる。

ＴＨ−ＩＲ変調又はＴＲ−ＩＲ変調のいずれかを使用するという判断により、互換性のないシステム構造となることは明らかである。したがって、共通のワイヤレスネットワーク内で、コスト、複雑性及び性能のトレードオフが可能であるように、ＴＨ−ＩＲ送受信器及びＴＲ−ＩＲ送受信器の両方で機能するシステム構造を提供することが望まれている。

本発明は、同じワイヤレスネットワーク内にＴＨ−ＩＲ送受信器とＴＲ−ＩＲ送受信器とを組み込むシステム及び方法を提供する。本発明は、また、ＴＨ−ＩＲ受信器とＴＲ−ＩＲ受信器とがともに同じ信号を復調することができるように情報ビットを符号化する変調フォーマットも提供する。さらに、この変調フォーマットでは、ＴＨ−ＩＲ受信器が使用される場合に固有の３ｄＢ損失がない。本発明を、狭帯域無線システム、広帯域無線システム及び超広帯域無線システムに適用することができる。

より詳細には、方法は、ワイヤレス通信ネットワークにおいて、現ビットの各々に対し、波形対の基準波形、たとえば、パルスと、データ波形、たとえば、別のパルスとを生成することにより、ビットの系列を変調する。基準波形の位相は、先に変調されたビットによって決まり、基準波形とデータ波形の対の間の位相の差（極性）は、現ビットによって決まる。

現ビットのシンボル期間を複数の時間間隔に分割し、現ビットによって決まる時間間隔のうちの選択された１つにおいて、基準波形及びデータ波形を符号化する。

本発明による変調フォーマットは、コヒーレント受信器、ＲＡＫＥ ＴＨ−ＩＲ受信器及び差動コヒーレントＴＲ−ＩＲ受信器により復調することができる。本発明によるＴＨ−ＩＲ受信器は、情報を基準波形で符号化することもできるため、従来技術のＴＨ−ＩＲ受信器に比べて性能が向上している。さらに、シンボル間隔をいくつかの間隔に分割するとともに、単一の間隔で波形を送信することにより、単純な非コヒーレント受信器を使用して復号することができる。

本発明は、同じワイヤレスネットワークにおいて、ＴＨ−ＩＲ送受信器とＴＲ−ＩＲ送受信器とがともに存在することを可能にするシステム及び方法を提供する。本発明の概念は、ＴＲ−ＩＲシステムが、情報ビットを基準パルスとデータパルスとの間の位相差として符号化する、という本発明者による観察に基づく。さらに、基準パルスの極性は、ＴＲ−ＩＲシステムの正しい動作に対して重要ではない。

したがって、本発明では、ＴＨ−ＩＲ受信器が性能を向上させて情報を復号することができるように、基準パルスに冗長情報を符号化する一方で、ＴＲ−ＩＲも、また、その情報を復号することができるように必要な位相差又は極性を維持する。本発明では、この変調を「ハイブリッドＩＲ」（Ｈ−ＩＲ）と呼ぶ。

図５は、本発明によるＨ−ＩＲ送信器５００を示す。送信器は、入力ビット５０１に対するプリプロセッサ５１０を備える。プリプロセッサは、遅延器５０２及び加算器５０３を備える。加算器は、各入力ビット５０１を、そのビットの遅延バージョンに加算し、その和は、反転される（５０４）。

前処理により、２つの連続した情報ビットから一対の変調ビットが生成される。各情報ビットに対して、変調ビットの２つ以上の対を使用することができる、ということが留意されるべきである。各シンボル期間中、シンボルは、変調される（５１１、５１２）。系列における基準波形、たとえば、パルス５０５は、入力ビット５０１に従ってＢＰＳＫ変調され（５１１）、データ波形、たとえば、パルス５０６は、反転された和に従ってＢＰＳＫ変調される。ホッピング系列５３０及び遅延Ｔ_ｄ５３１に従って、波形発生器５２１、５２２が適用され、結果が結合される（５４０）。

送信信号ｓ（ｔ）５４１を、下式（４）として表すことができる。

式（４）による変調は、基準パルスとデータパルスとの位相差が従来のＴＲ−ＩＲシステムと同一であることを示す。表Ａは、前ビットと現ビットの４つのあり得る組合せと、基準波形及びデータ波形の対応する値と、それらの位相差又は極性を示す。

現ビットが０である場合、基準パルスとデータパルスとの位相差は、前ビットの値に関わらず、常に１８０°である。現ビットが１である場合、位相差は、０°である。

本発明によりＴＲ−ＩＲ受信器が信号を復調することができることが明らかなはずである。しかしながら、ＴＨ−ＩＲ受信器によっても、性能を向上させて信号を復調することができる。性能の利得は、基準パルスとデータパルスとの両方において情報が符号化されるという事実に基づく。このため、ＴＨ−ＩＲ受信器は、基準パルスのエネルギーを使用して、送信ビットの値に関する判断を行うことができる（表Ａを参照）。各シンボル期間中、Ｎ_ｆ／２個の対の系列が送信される。各フレームの対は、パルスの系列として記述され、それらは、各々、送信される現ビット及び前ビットによって決まるパルスの極性を有する。下式（５）に示すような４つのあり得る対の組合せがある。

式（５）における係数１／√（Ｎ_ｆＥ_ｐ）は、送信シンボルを単位エネルギーに正規化する。ここで、Ｅ_ｐは、パルスのエネルギーであり、Ｎ_ｆは、シンボルにおけるパルスの数である。２つの直交基底関数Ψ_０及びΨ_１を用いて、この４つの信号のセットを記述することができる、ということに留意されたい。ここでは、基底関数として、下式（６）を選択する。

そして、４つのあり得る対を下式（７）として表すことができる。

また、信号を下式（８）のベクトルとして表すことも可能である。

したがって、送信信号を以下のように記述することができる。各シンボル期間中、送信器は、Ｎ_ｆ／２個の対の系列を送信する。４つのあり得る対は、式（７）によって与えられる。これらの対は、任意に、タイムホッピングされ、極性符号とスクランブルされる。

利点として、本発明は、変調フォーマットに「記憶（memory）」を提供する。記憶とは、ここでは、各ビットの符号化が先に符号化されたビットに関する情報を含むことを意味する。記憶を有する変調フォーマットを、トレリス図で表し、それに従ってビタビ（Viterbi）復号器により復号することができる。さらに、送信信号は、この時、一対の信号を表すために２つの基底信号Ψ_０（ｔ）及びΨ_１（ｔ）が使用されるため、２次元信号である。

図６は、トレリスを使用するビタビ復号器の図６００を示す。トレリスは、２つの状態を有し、状態「０」６０１は、前の０ビットの値であり、状態「１」６０２は、前の１ビットの値である。トレリスの枝は、あり得る遷移を示す。枝には、現ビットの値と送信対のベクトル表現とが付されている。たとえば、現状態が０であり、「１」ビットが送信される場合、状態１への遷移が発生し、対ｓ_１＝［−１ −１］が送信される。

ハイブリッドＩＲ変調のこの説明により、信号を復調するためにコヒーレントＴＨ−ＩＲ受信器を使用することができることが分かる。本発明によるＴＨ−ＩＲ受信器は、本発明により、シンボル波形の２次元記述と連続したシンボル間の記憶とに対応するようになっている。

図７は、本発明によるＴＨ−ＩＲ受信器７００を示す。上述したように、ここでは、ＲＡＫＥ構造７９０を使用する。しかしながら、ここで、ＲＡＫＥフィンガは、到来信号を２つの基底パルスΨ_０（ｔ）及びΨ_１（ｔ）の系列と相関させる。各フィンガの出力は、この時、２次元ベクトル７０１である。フィンガの出力が加算される（７１０）ことにより、従来の最尤系列検出器（ＭＬＳＤ）７２０に対する軟入力観測値７０２が生成される。ＭＬＳＤ検出器は、観測値７０２の所与の系列に対し、トレリス６００を通る最もあり得るパスを確定する。ビタビ復号等、ＭＬＳＤ検出器に近い方法を使用することも可能である。

図８は、シンボル、ビット及び変調波形間の関係を示す。変調される系列８０１の６つのシンボルにｂ_０〜ｂ_５を付し、前の符号化シンボルを「０」とする。この系列例におけるシンボルは、
｛０，１，１，０，０，１｝８０２
であり、それは、基準ビット
｛−１，−１，＋１，＋１，−１，−１｝８０３
及びデータビット
｛＋１，−１，＋１，−１，＋１，−１｝８０４
と、基準パルスとデータパルスの対８０６を有する波形８０５と、に対応する。ここで、「ダウン」パルスは「−１」を符号化し、「アップ」パルスは「＋１」を符号化する。

図８から、波形８０５が上述した特性を有することが分かる。特に、各対８０６における基準パルスとデータパルスとの間の位相差は、送信されている現ビットに関する情報を含む。各対に対し、「０」ビットが送信される場合、位相差は、１８０°であり、「１」ビットが送信される場合、位相差は、０°である。

さらに、対の系列は、また、基準パルスの極性における前ビットに関する情報も含む。この場合も、また、これは図８から分かり、図８において、各対における基準パルスは、先に符号化されたビットの値を示す＋／−極性を有する。すなわち、前ビットが「１」であった場合、正の極性であり、前ビットが「０」であった場合、負の極性である。極性をすべて反転させることにより、同じ結果を得ることができる、ということが理解されるべきである。

したがって、この波形により、同じネットワークにおいて、それぞれ図４及び図７に示すようなコヒーレント受信器と差動コヒーレント受信器とをともに使用することができる。受信器の選択は、必要な性能、実装のコスト又は所望の伝送距離等の考慮事項に基づくことができる。シンボルを送信するために複数の対が使用される場合に対する一般化は、簡単である。この場合、各対は、複数回繰り返され、極性スクランブル符号を使用して波形のスペクトル特性を向上させることができる。

他の変調フォーマット
本発明では、上述したＨ−ＩＲ方式を、シンボル内に他の変調フォーマットを含めることによって一般化することができる。たとえば、現ビットのシンボル期間をＮ個の時間間隔に分割する場合、Ｎ個の間隔のうちの選択された１つで先に定義された波形を送信することができる。選択された間隔を、符号化されるビットによって決めることができる。このように、本発明では、ＰＰＭで行われるように波形の位置にビットを符号化する、より高次の変調を含めることができる。これについては、J.G. Proakis著、「Digital Communications」（New York, NY: McGraw-Hill, 4^thEd, 2001）を参照願いたい。

この方式の主な利点は、非コヒーレントエネルギー検出器を使用してＰＰＭ信号を受信することができるということである。シンボル期間を複数の間隔にさらに分割することにより、送信器は、上述したＨ−ＩＲ技法と同様に、ＰＰＭを介してビットを変調することができる。ここで、コヒーレントＲＡＫＥ受信器と同様に、エネルギー収集に基づく受信器又は差動コヒーレントタイプの受信器を使用してもよい。当然ながら、これらの受信器の性能は、より優れた全体的なビット誤り率（ＢＥＲ）性能を達成する、より複雑なアーキテクチャによって異なる。ＰＰＭ変調を追加することにより、変調フォーマットの「記憶」も増大し、差動コヒーレント受信器及びコヒーレント受信器で見られるような信号を記述するトレリスを、後述するように変更する必要がある。

１つの実施形態では、バイナリＰＰＭ（ＢＰＰＭ）を追加する最も単純な場合を考慮する。この場合、シンボル間隔を２つの間隔、前半（Ｆ）及び後半（Ｓ）に分割し、本発明におけるビットストリームの現ビットを使用して、２つのあり得る位置のうちの１つを選択する。すなわち、ビット「１」を第１の間隔で符号化し、ビット「０」を第２の間隔で符号化する。

さらに、送信される波形は、上記Ｈ−ＩＲ方式について説明したように構成されるものと仮定する。この場合、波形の位置を変調するために現ビットが使用されているため、シンボル波形のダブレットを構成する基準パルス及びデータパルスを変調するために、２つの直前のビットを使用する。このため、単純な非コヒーレント受信器が、選択された送信間隔、すなわちパルス位置を簡単に復号することができる。さらに、ここでは、また、差動コヒーレント受信器又はコヒーレントＲＡＫＥ受信器を使用することができ、より高レベルのトレリス符号化／復号によって性能を向上させることができる。

さらなる一般化が可能である。本発明により、ダブレットを、複数のパルス、すなわち、２つ以上のパルスを含む波形に拡張することができる。このように、波形におけるパルスのうちの１つが他のパルスに対する基準として作用する、より高次のＴＲ方式を展開することができる。そして、単一シンボル期間に複数のビットを送信する、より高次の変調を達成することができ、すなわち、このフレームワーク内でＮ−ａｒｙ変調フォーマットを考慮することができる。この場合、送信波形は、単一ビットではなく複数のビットを伝達する。本方法は、連続したシンボルに「記憶」を提供する。したがって、差動コヒーレント受信器又はコヒーレント受信器は、受信シンボルの系列に対してトレリス復調を使用することができる。

なお、基準パルスの極性を変調するために前ビットのさらなるマッピングを採用することができ、データパルスとの適当な位相関係が保存されるということに留意願いたい。さらに、この方式を、マルチパルス波形に対するＰＰＭ変調を追加することによりさらに一般化することができるということに留意願いたい。

次に、拡張されたＨ−ＩＲ変調の受信を可能にするコヒーレント受信器の実施形態について説明する。ここで、また、上述したＢＰＰＭの使用を考慮する。

ＢＰＰＭは、情報ビットを搬送するために波形位置を使用するため、ここでは、差動コヒーレント受信器又はコヒーレントＲＡＫＥ受信器を使用する場合、各フレームにおいて、より長い「記憶」長を取得する。この場合、記憶の長さは、２ビット、すなわち、現ビットｂ_ｉの直前の符号化されたビットである。すなわち、上記Ｈ−ＩＲ方式により基準パルスの極性を変調するために、ビットｂ_ｉ−２及びｂ_ｉ−１を使用し、ビットｂ_ｉ−１は、基準パルスの位相差及び極性を確定し、現ビットｂ_ｉは、シンボル持続時間内の波形位置を確定する。そして、後述するように、トレリス変調を実行することができる。

図１１は、図５のＨ−ＩＲ送信器５００に対する変更を示す。入力ビットに対するプリプロセッサ５１０は、さらなる変調フォーマットの追加を具現化するように変更される。ここで、加算器に対する２つの入力ビット５０１は、２つの遅延ユニット１１１０及び１１１１の追加のため、２つの前ビットである。そして、２つの前ビットの合計が反転される（５０４）。ここで、現ビット５０１は、より高次の変調を達成する別の変調フォーマット１１２０、たとえば、ＢＰＰＭによって符号化される。符号化されるビットの選択及び構成を、多くの異なるオプションに対して一般化することができる。

表Ｂは、現ビット及び２つの前ビットのあり得る８つの組合せと、基準波形及びデータ波形の対応する値と、それらの位相差又は極性を示す。

受信器エネルギーが最大である時間間隔（前半又は後半）を選択する非コヒーレントＢＰＰＭ受信器を使用して、信号を復調することができる。また、信号を、性能を向上させて差動ＴＲ受信器又はコヒーレントＲＡＫＥ受信器によって復調することも可能である。性能の利得は、前ビットの情報、すなわち、記憶が現ビットの基準パルスとデータパルスとの両方で符号化されるという事実に基づく。追加の情報は、ＴＲ受信器又はＲＡＫＥ受信器が送信ビットの値に対する判断を行うのに役立てることができる。これについては、表Ａを参照されたい。

ＴＲ復調に対するこの手法の一例として、波形位置（前半又は後半）が現受信ビットを表し、基準パルスとデータパルスとの位相差が先に受信されたビットを表すということに留意する。

図９は、復号に使用することができる２状態トレリス９００復号器を示す。ここで、状態「０」９１０は、前ビット「０」にマッピングし、状態「１」９２０は、前ビット「１」にマッピングする。トレリスの枝９３０は、あり得る状態遷移を示す。枝には、現ビットの値と送信対のベクトル表現とが付されており、前ビットは、基準パルスとデータパルスとの位相差によって変調され、現ビットは、波形位置によって変調され、Ｆ及びＳは、それぞれ前半と後半とを表す。

図１２は、本発明によるＴＲ受信器１２００を示す。受信信号を、送信波形に整合したマッチドフィルタ（ＭＦ）１２１０で事前フィルタリングした後、受信器は、本質的に、受信信号１２６０を遅延バージョン１２２０に相関させる。しかしながら、従来技術とは異なり、判断を、積分１２３０及びダンプ１２７０の後に行わない。代わりに、ＭＬＳＤ検出器１２４０が、２つのあり得る波形位置における相関器の出力と、入力からのパルス間の相対位相差とを観測し、それらの観測に基づいてトレリス９００を通る最もあり得るパスを確定する。復号器１２５０がこれに続く。ビタビ復号器等のＭＬＳＤ検出器に近い方法を使用することも可能である。

コヒーレントＲＡＫＥ復調の場合、ここでは、各シンボルに３つの情報源、すなわち、基準波形、データ波形及びダブレット位置を有する。したがって、ここでは、現ビットを復調するためにその位置を使用し、上述したように、先の２つのビットを復調するためにパルス極性の組合せを使用することができる。

図１０は、本発明によるコヒーレントＲＡＫＥ受信器に対する４状態トレリスを示す。

ここで、状態「００」１０１０は、前ビット００にマッピングし、状態「０１」１０２０は、前ビット「０１」にマッピングし、状態「１０」１０３０は、前ビット「１０」にマッピングし、状態「１１」１０４０は、前ビット「１１」にマッピングする。トレリスの枝１０５０は、あり得る遷移を示す。枝には、現ビットの波形位置と、送信パルス対のベクトル表現とが付されている。トレリス復調を、図７のＲＡＫＥ受信器７００のＭＬＳＤ検出器７２０に組み込むことができる。ＭＬＳＤ検出器７２０は、観測の所与の系列に対しトレリス１０００を通る最もあり得るパスを確定する。ビタビ復号器等のＭＬＳＤ検出器に似た方法を使用することも可能である。

信号例は、ＵＷＢシステムに対するものであるが、本発明を、狭帯域幅ワイヤレス通信システム、並びにパルス以外の波形、ＣＤＭＡ変調、ＦＳＫ変調及びＰＳＫ変調を使用するＵＷＢシステムに対して使用することも可能であるということが理解されるべきである。

従来技術による変調技法のタイミング図である。 従来技術によるＴＨ−ＩＲ変調のタイミング図である。 従来技術によるＴＨ−ＩＲ受信器のブロック図である。 従来技術によるＴＲ−ＩＲ変調のタイミング図である。 従来技術によるＴＲ−ＩＲ受信器のブロック図である。 本発明によるハイブリッドＩＲ送信器のブロック図である。 本発明によるビタビ復号器のトレリス図である。 本発明によるハイブリッドＩＲ受信器のブロック図である。 本発明によるハイブリッドＩＲ変調の図である。 本発明による差動ＴＲ受信器に対する２状態トレリス図である。 本発明によるコヒーレントＲＡＫＥ受信器に対する４状態トレリス図である。 他の変調フォーマットを使用する、本発明によるハイブリッドＩＲ送信器のブロック図である。 本発明によるハイブリッドＩＲ差動受信器のブロック図である。

Claims (15)

1. ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列を変調する方法であって、
   現ビットの各々に対し、先に符号化されたビットによって決まる位相を有する、波形対の基準波形を生成するステップと、
   前記現ビットに対し、前記波形対の前記基準波形との間の位相の差が前記先に符号化されたビットによって決まる、前記波形対のデータ波形を生成するステップと、
   前記現ビットのシンボル期間を複数の時間間隔に分割するステップと、
   前記現ビットによって決まる前記複数の時間間隔のうちの選択された１つにおいて前記基準波形及び前記データ波形を符号化するステップと
   を含むワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列を変調する方法。
2. 前記選択された時間間隔は、前記基準波形を生成するステップにより使用される変調フォーマットによって決まる請求項１に記載の方法。
3. 前記変調フォーマットは、パルス位置変調である請求項２に記載の方法。
4. ビット「１」は、第１の選択された時間間隔で符号化され、ビット「０」は、第２の選択された時間間隔で符号化される請求項３に記載の方法。
5. 前記基準波形の位相は、前記現ビットｂ_ｉの前の２つの直前の符号化されたビットｂ_ｉ−１及びｂ_ｉ−２によって決まる請求項１に記載の方法。
6. 前記基準波形及び前記データ波形は、非コヒーレントＲＡＫＥ受信器を使用して復号される請求項３に記載の方法。
7. 前記基準波形及び前記データ波形は、コヒーレントＲＡＫＥ受信器を使用して復号される請求項３に記載の方法。
8. 前記基準波形及び前記データ波形は、差動コヒーレントＲＡＫＥ受信器を使用して復号される請求項３に記載の方法。
9. 前記基準波形の後に複数のデータ波形が続く請求項１に記載の方法。
10. 前記基準波形及び前記データ波形を受信するステップと、
    トレリス復号器を使用して前記基準波形及び前記データ波形を復調するステップと
    をさらに含む請求項１に記載の方法。
11. 前記基準波形の位相は、複数の直前の符号化されたビットによって決まる請求項１に記載の方法。
12. ＲＡＫＥ受信器で前記基準波形及び前記データ波形を受信するステップと、
    トレリス復号器を使用して、また前記選択された時間間隔に従って、前記基準波形及び前記データ波形を復調するステップと
    をさらに含む請求項１に記載の方法。
13. 非コヒーレント受信器で前記基準波形及び前記データ波形を受信するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
14. 前記波形の各々は、各フレーム毎に複数のパルスを含む請求項１に記載の方法。
15. ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列を変調する変調器であって、
    現ビットの各々に対し、先に符号化されたビットによって決まる位相を有する、波形対の基準波形を生成する第１の信号生成手段と、
    前記現ビットに対し、前記波形対の前記基準波形との間の位相の差が前記先に符号化されたビットによって決まる、前記波形対のデータ波形を生成する第２の信号生成手段と、
    前記現ビットのシンボル期間を複数の時間間隔に分割する手段と、
    前記現ビットによって決まる前記複数の時間間隔のうちの選択された１つにおいて前記基準波形及び前記データ波形を符号化するように構成される符号化器と
    を備えるワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列を変調する変調器。

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