JP2008512022A - 線伝導妨害信号を抑制するアクティブ電磁妨害フィルタ回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、線伝導妨害ＬＣＩ信号を抑制するための、電磁妨害ＥＭＩフィルタ回路Ｆａに関する。ＥＭＩフィルタ回路Ｆａは、供給電圧Ｖｓｕｐと負荷Ｌとの間の供給電流Ｉｓｕｐを伝えるフィルタインダクタンスＬｏを有する。ＥＭＩフィルタ回路Ｆａは、更に、フィルタインダクタンスＬｏと並列に配置されたアクティブ回路Ｃａを有する。アクティブ回路Ｃａは、ＬＣＩ信号をセンシングするセンシング回路Ｍｍを有し、更に、ＬＣＩ信号を抑制する抑制回路Ｍｓを有する。アクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａの一実施例では、アクティブ回路Ｃａは、負インダクタンス値を生成する負インダクタンス生成回路を有する。フィルタインダクタンスＬｏのインダクタンス値よりも大きいインダクタンス値Ｌｃａを生成するように負インダクタンス生成回路を選択することは、フィルタインダクタンスＬｏのインダクタンス値と比較して高い結果的なインダクタンスＬｒを生じさせる。一実施例では、負インダクタンス生成回路は、負インピーダンス変換器を有する。

Description

本発明は、線伝導妨害信号を抑制するアクティブ電磁妨害フィルタに関する。

本発明は、更に、コモンモード抑制フィルタ、アクティブ電磁妨害フィルタを有する電力変換器及び装置に関する。

システムにより生成される高周波コモンモード信号は、主電源のような共通の結合点に接続された他の電子装置に影響を及ぼす。高周波コモンモード信号の抑制は、通常システムと主電源との間に配置されたフィルタコイルにより達成される。該システムは、フィルタコイル及び主電源と共に閉ループを形成する。このループの単純化された等価ＲＦ図では、主電源は、コモンモード主電源インピーダンスにより表される。このコモンモード主電源インピーダンスは、基準ポテンシャル（通常グラウンド）とフィルタコイルの一端との間に接続される。フィルタコイルの他端は、ＲＦノイズ電圧源とノイズ源出力インピーダンスとの直列構成により表されるシステムに接続される。該ＲＦノイズ源とノイズ源出力インピーダンスとの直列構成は、フィルタコイルの他端と基準ポテンシャルとの間に接続される。したがって、高周波コモンモード信号のようなＲＦ信号に対して、閉ループが存在する。閉ループ全体のインピーダンスは、ＲＦノイズ電圧源により生じる高周波コモンモードノイズ電流のレベルを決定する。実用的な応用では、閉ループ全体のインピーダンスは、フィルタコイルのインピーダンスを大きくすることにより、大きくすることができる。代替として、線伝導電磁妨害（ＥＭＩ）の抑制は、国際特許出願公開ＷＯ０３／００５５７８から知られるアクティブフィルタを用いることによって達成され得る。この特許出願では、アクティブコモンモードＥＭＩフィルタは、コモンモードインダクタの磁気コアに設置された補助巻線を通じて、コモンモードインダクタに磁気的に結合される。アクティブＥＭＩフィルタは、コモンモードインダクタを通じて高周波コモンモード電流の流れを検出する。コモンモードインダクタは、コモンモード電流が該インダクタを通って流れるときのみ、インダクタとして働き、コモンモード電流に比例する磁束が、その磁気コアに誘導される。この磁束は、補助巻線における起電力を生じ、この起電力は、アクティブコモンモードＥＭＩフィルタのトランスコンダクタンス増幅器の入力を駆動する。アクティブＥＭＩフィルタの出力である増幅器の出力は、検出されたコモンモード電流に従って出力キャパシタを通じてグラウンドに補償電流を供給する。この補償電流は、高周波コモンモード電流を相殺する。

従来技術文書で開示されたアクティブフィルタは、インダクタンスを通じて電流をセンシングすることによりＥＭＩを検出し、グラウンドに対して、１以上の結合キャパシタを通じて漏れ電流を巡回させることによりＥＭＩを補償する。これは、いくつかのフィルタ入力端及びいくつかのフィルタ出力端を必要とし、従来技術文書に開示されたアクティブフィルタの実施を複雑及び高価にする。

本発明の目的は、容易に実施可能なアクティブＥＭＩフィルタ回路を提供することである。

本発明の第１の態様は、請求項１に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路を提供する。本発明の第２の態様は、請求項８に記載のコモンモード抑制フィルタを提供する。本発明の第３の態様は、請求項９に記載の電力変換器を提供する。本発明の第４の態様は、請求項１０に記載の装置を提供する。有利な実施例は、従属請求項で規定される。

本発明の第１の態様に従うアクティブ電磁妨害フィルタ回路は、フィルタ入力端及びフィルタ出力端を有する。フィルタインダクタンスは、供給電圧及び負荷の間の供給電流を伝えるために、フィルタ入力端とフィルタ出力端との間に配置される。アクティブ回路は、回路入力端及び回路出力端を通じてフィルタインダクタンスと並列に配置される。

アクティブ回路は、センシング信号を得るために、回路入力端及び回路出力端の間の線伝導妨害信号をセンシングするセンシング回路を有する。アクティブ回路は、更に、線伝導妨害信号を相殺するために、センシング信号に応答して、回路入力端及び回路出力端の間に相殺電圧を供給するか、又は、回路入力端から回路出力端へ相殺電流を供給する抑制回路を有する。本発明の第１の態様にしたがって、アクティブ電磁妨害（以下ＥＭＩと呼ぶ）フィルタ回路は、線伝導妨害（以下ＬＣＩと呼ぶ）信号をセンシングすると共に、ＬＣＩ信号を抑制するために、アクティブ回路の回路入力端及び回路出力端を使用する。アクティブＥＭＩフィルタ回路のフィルタインダクタンスは、通常主電源電圧である供給電圧と負荷との間を流れる供給電流を伝える。供給電流に重畳された高周波信号である線伝導妨害信号は、回路入力端及び回路出力端を通じて、フィルタインダクタンスの間でアクティブＥＭＩフィルタ回路によりセンシングされる。センシングされたＬＣＩ信号に応答して、アクティブ回路は、ＬＣＩ信号を相殺又は補償するために、回路入力端及び／又は回路出力端に対して抑制信号を生成する。本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路の利点は、アクティブＥＭＩフィルタ回路が１ポートの電子コンポーネントとみなすことができることである。それゆえ、入力及び出力端の数は、従来技術の解決策と比較して減少される。これは、アクティブＥＭＩフィルタ回路が、既存の電子回路に容易に適用されることを可能にする。これらの利点の結果、ＥＭＩフィルタ回路が容易に実施可能となる。

本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路の一実施例では、ＥＭＩフィルタ回路は、主電源と負荷との間に配置される主電源フィルタである。多くの応用では、負荷は、電力変換器と少なくとも１つの電力消費回路を有する。電力変換器は、主電源電圧を、電力変換器に接続される電力消費回路によって必要とされる電力変換器電圧に変換する。

本発明の請求項２に記載されたアクティブＥＭＩフィルタ回路の一実施例では、センシング回路は、センシングされた電圧であるセンシング信号を得るための電圧センサを有し、抑制回路は、相殺電流を供給するために、センシングされた電圧により制御される電流源を有する。フィルタインダクタンスＬｏの間の電圧センサによりセンシングされる電圧は、ＬＣＩ電圧を有する。電流源は、ＬＣＩ電圧から生じるＬＣＩ電流を相殺する相殺電流を生成する。生成された相殺電流は、電圧センサによりセンシングされたＬＣＩ電圧に依存する。

本発明による請求項３に記載された一実施例では、フィルタインダクタンスは、正のインダクタンス値を有し、アクティブ回路は、負のインダクタンス値を生成する負インダクタンス生成回路を有する。正のインダクタンス値を有するインダクタンスは、正インダクタンスとも表されるが、例えばコイル又は変圧器である。この文書の最初の部分に示されたように、簡素な等価ＲＦ図における負荷は、ＲＦノイズ電圧源及びノイズ源出力インピーダンスの直列構成により表され、グラウンドに接続され（最初の部分では負荷はシステムである）、グラウンドに接続された主電源インピーダンスとフィルタインダクタンスと共に、ＬＣＩ信号に対する閉ループを表す。この閉ループのインピーダンス値は、ＬＣＩ電流のレベルを決定する。ＬＣＩ信号に対するインピーダンスを増加させることにより、例えばフィルタインダクタンスを加えることにより、ＬＣＩ電流のレベルは、制限され得る。したがって、フィルタインダクタンスを増加させることは、関心ある周波数範囲でのＬＣＩ電流を減少させる。発明者らは、正のフィルタインダクタンスとの負のインダクタンス生成回路の並列構成で、高いフィルタインダクタンス値となり得るということを認識した。安定性の理由で、負のインダクタンス生成回路と正のインダクタンスとの並列構成の結果のインダクタンスは、正でなければならない。負のインダクタンス生成回路は、例えば米国特許出願ＵＳ４３１５２２９及びＵＳ４１４７９９７で開示され、フィルタ特性の改善のために低レベル信号線に対する信号フィルタに適用される。従来技術で開示された信号フィルタは、本願発明者らにより提案されたような、負のインダクタンス生成回路と正のインダクタンスとの並列構成を示していない。更に、従来技術では、ＬＣＩ信号を相殺するための高レベル供給線における負のインダクタンス生成回路の応用を開示していない。

本発明は、負のインダクタンス生成回路と並列なフィルタインダクタンスの構成を通じて、供給線におけるＬＣＩ信号を低減させるアクティブＥＭＩフィルタ回路を規定する。供給線応用において負のインダクタンス生成回路を用いることは、より小さなコンポーネントを用いたより高い抑制レベルを可能にし、したがって、供給線ＥＭＩフィルタを小型化し得る。

本発明の請求項４，５及び６に記載の実施例では、負のインダクタンス生成回路は、負のインピーダンスコンバータを有する。負のインピーダンスコンバータ（以下ＮＩＣとする）は、回路におけるインピーダンスの符号を反転させることができるアクティブ回路である。請求項５に記載されたＮＩＣの実施例では、ＮＩＣは、回路入力端及び回路出力端を有し、更に、オペアンプと、回路出力端及びオペアンプの反転入力の間に配置された第１インピーダンスと、オペアンプの出力及びオペアンプの反転入力の間に配置された第２インピーダンスと、オペアンプの出力及びオペアンプの非反転入力の間に配置された第３インピーダンスとを有する。オペアンプの非反転入力は、更に、回路入力端に接続される。請求項６に規定された第１、第２及び第３インピーダンスの３つの組み合わせは、負のインダクタンス値を表すＮＩＣとなる。記載されたＮＩＣを負のインダクタンス生成回路として使用することの利点は、記載されたＮＩＣがわずかな標準コンポーネントしか必要としないので、比較的生成するのが容易であるということである。

本発明の請求項７に記載された実施例では、アクティブ電磁妨害フィルタ回路のフィルタインダクタンスは、磁気的に結合された一次インダクタンス及び二次インダクタンスを有する変圧器を有する。一次インダクタンスは、フィルタ入力端とフィルタ出力端との間に配置される。二次インダクタンスは、回路入力端及び回路出力端を通じてアクティブ回路と並列に配置される。フィルタインダクタンスとして変圧器を用いることの利点は、アクティブ回路とネットワークのリマインダとの間のガルバニック分離（galvanic separation）を可能にすること、及びアクティブＥＭＩフィルタ回路の効率を最適化するために、付加的な設計柔軟性を提供することである。

本発明の第２の態様によるコモンモード抑制フィルタは、供給電圧から負荷への供給電流を伝える第１インダクタンスと、負荷から供給電圧への戻り電流を伝える第２インダクタンスとを有する。第１インダクタンスと第２インダクタンスとは、妨害信号を伝達されたコモンモード線を抑制するために、磁気的に結合される。コモンモード抑制フィルタは、アクティブ電磁妨害フィルタ回路を有し、フィルタインダクタンスが第１インダクタンスを構成する、又はフィルタインダクタンスが第２インダクタンスを構成する。付加的なコンフィギュレーションでは、アクティブ回路は、補助巻線としてコモンモード抑制フィルタの磁気的なコアに設置される二次インダクタンスと並列に配置され得る。

これら及び他の態様は、以下に記載される実施例から明らかであり、該実施例を参照して明確にされるだろう。

異なる図で同じ符号を持つアイテムは、同じ機能を持つ同じ要素を表す。この文書を通じて使用される各インダクタンスは、コイル、変圧器又はインダクタンス値を示すいかなる回路も有し得る。以下の図では、もし存在するならば、供給電圧Ｖｓｕｐは、回路の右側に配置され、負荷Ｌは左側に配置される。

図１Ａは、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａの概念的な回路図を示す。フィルタ入力端Ｔｉ及びフィルタ出力端Ｔｏを有するアクティブＥＭＩフィルタＦａは、更に、フィルタインダクタンスＬｏ及びアクティブ回路Ｃａを有する。フィルタインダクタンスＬｏは、フィルタ入力端Ｔｉ及びフィルタ出力端Ｔｏの間に配置される。アクティブ回路Ｃａは、回路入力端Ｐｉ及び回路出力端Ｐｏを有し、これらを介してフィルタインダクタンスＬｏと並列に配置され、したがって、フィルタ入力端Ｔｉ及びフィルタ出力端Ｔｏの間に位置される。アクティブ回路Ｃａは、回路入力端Ｐｉ及び回路出力端Ｐｏの間に配置されるセンシング回路Ｍｍを有する。アクティブ回路Ｃａは、更に、回路入力端Ｐｉと回路出力端Ｐｏとの間に配置される抑制回路Ｍｓを有する。フィルタインダクタンスＬｏは、通常いくつかの回路を有する電子装置である負荷Ｌにより要求されて、通常主電源である供給電圧源と、負荷Ｌ（図６及び７参照）との間を流れる、供給電流Ｉｓｕｐ（図８参照）を伝える。しばしば高周波ＬＣＩ信号は、供給電流Ｉｓｕｐに重畳され、これは、主電源電圧を介して周りの電子回路を妨害し得る。このようなＬＣＩ信号は、前記電子装置の少なくとも１つの回路における高周波信号により起き、例えば寄生キャパシタンスＣｐ（図８参照）を介して該回路から周囲に流れる。本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａは、ＬＣＩ信号を低減し、したがって周囲の電子回路をＬＣＩ信号により妨害されることから守る。負荷Ｌは、アクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａのフィルタ入力端Ｔｉに接続され、高周波ＬＣＩ信号をフィルタ入力端Ｔｉに供給すると考えられる。センシング回路Ｍｍは、フィルタインダクタンスＬｏの間のＬＣＩ信号をセンシングし、センシング信号Ｓを生成する。抑制回路Ｍｓは、センシング回路Ｍｍからセンシング信号Ｓを受信し、応答してＬＣＩ信号を抑制する。図１Ａに示される１つのコンフィギュレーションでは、センシング回路Ｍｍは電圧センサであり、抑制回路Ｍｓは電流源である。ＬＣＩ信号は、フィルタインダクタンスＬｏの間に電圧の差ΔＵｌ（ΔＵｌ＝Ｕｌｉ−Ｕｌｏ）を生じる。ただしＵｌｉは、フィルタ入力端Ｔｉでのポテンシャルであり、Ｕｌｏは、フィルタ出力端Ｔｏでのポテンシャルである。この電圧の差ΔＵｌは、電圧センサＭｍによりセンシングされ、該センサは、電流源Ｍｓにセンシング信号Ｓを生成する。電流源Ｍｓは、受信されたセンシング信号に応答して、相殺電流Ｉｃを回路入力端Ｐｉに供給する。供給された相殺電流Ｉｃは、入力端Ｔｉを通じて入るＬＣＩ電流Ｉｌｉを低減する。ＬＣＩ電圧差ΔＵｌが回路入力端Ｐｉ及び回路出力端Ｐｏの間でセンシングされ、相殺電流Ｉｃは、回路入力端Ｐｉから回路出力端Ｐｏに供給されるので、回路入力端Ｐｉ及び回路出力端Ｐｏは、ＬＣＩ信号のセンシング及び抑制の両方のために使用される。これは、アクティブＥＭＩフィルタ回路が１ポートの要素としてコンフィギュレーションされることを可能にする。

図１Ｂは、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａの一実施例を示し、ここで、フィルタインダクタンスＬｏは、正のインダクタンスを表し、アクティブ回路Ｃａは、負のインダクタンス−Ｌｃａとして振舞う。フィルタインダクタンスＬｏ及びアクティブ回路Ｃａは、アクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａのフィルタ入力端Ｔｉとフィルタ出力端Ｔｏとの間に並列に配置され、これは、図１Ａに示されるコンフィギュレーションと同一である。この表示では、アクティブ回路Ｃａは、負のインダクタンス値を持つインダクタンス−Ｌｃａにより表される。実質的に負のインダクタンス値をもつインダクタンスのように振舞うアクティブ回路は、いくつかのコンフィギュレーションに存在する。例えば、このようなアクティブ回路は、ＶＡＰＡＲ（可変アクティブパッシブリアクタンス）、ＢＶＩ（ブートストラップ可変インダクタンス）、ＤＲＳ（ダイレクトリアクタンス合成）及びＮＩＣ（負インダクタンス変換器）のアプローチの１つを使用し得る。負のインダクタンス−Ｌｃａのインダクタンスの絶対値がフィルタインダクタンスＬｏのインダクタンス値よりも大きくなるように選択して、以下の関係式に従って、インダクタンス値がフィルタインダクタンス値Ｌｏよりも大きくなるインダクタンスＬｒを生成する。

例えば、フィルタインダクタンスＬｏが１０ミリヘンリ（以下ｍＨとする）であり、アクティブ回路Ｃａは、例えば−１５ｍＨの負のインダクタンス−Ｌｃａを生成するならば、結果となるインダクタンスＬｒは、３０ｍＨである。したがって、負のインダクタンスを表すアクティブ回路がフィルタインダクタンスＬｏに並列に配置される場合、全体のインダクタンスは増加され、したがってＬＣＩ電流は興味のある周波数範囲内で低減される。この文書の残りでは、負インピーダンス変換器ＮＩＣは、負インダクタンス−Ｌｃａを生成するアクティブ回路として使用される。開示されたコンフィギュレーションで負のインダクタンスを表す他のアクティブ回路を適用することは、修正された請求項の範囲から逸脱することのなく代替の実施例となるだろう。

図２Ａは、負インダクタンス変換器ＮＩＣの表示を示す。負インピーダンス変換器ＮＩＣは、回路入力端Ｐｉ及び回路出力端Ｐｏを有する。この変換器は、更に、オペアンプＡ及び３つのインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３を有する。第１インピーダンスＺ１は、回路出力端Ｐｏ及びオペアンプＡの反転入力−の間に接続される。第２インピーダンスＺ２は、オペアンプＡの出力と反転入力−との間に接続される。第３インピーダンスＺ３は、オペアンプＡの非反転入力＋と出力との間に接続される。最終的に非反転入力＋も回路入力端Ｐｉに接続される。文献では、負インピーダンス変換器ＮＩＣは、しばしば、図２Ａの構成に示されるように第１及び第２インピーダンスＺ１，Ｚ２と共にオペアンプＡのみを有する。第１インピーダンスＺ１が第２インピーダンスＺ２と等しい場合、負インピーダンス変換器ＮＩＣは、回路入力端Ｐｉ及び回路出力端Ｐｏの間に、符号を変換した第３インピーダンスＺ３と等しいインピーダンスを示す。この文書では、第３インピーダンスＺ３を負インピーダンス変換器ＮＩＣの一部と考える。図２Ａでは、負インピーダンス変換器ＮＩＣのオペアンプＡのための電源は示されない。加えて、オペアンプＡは、理想オペアンプとして振舞うとみなされ、入力−、＋は、無限インピーダンス値を表し、増幅率は、オペアンプの入力−、＋が理想的なポテンシャルレベルに到達することができるのに十分大きい。図２Ａに示される負インピーダンス変換器の振る舞いを説明するために、入力電圧Ｕｉは、回路入力端Ｐｉにあり、出力電圧Ｕｏは、回路出力端Ｐｏにあるとする。オペアンプＡは、オペアンプＡの出力に以下のような出力電圧Ｕａを生成する。

この等式から、第３インピーダンスＺ３を流れる電流Ｉｉは、次のように導出することができる。

図２Ａに示された構成の置換インピーダンスＺｒは、次の通りである。

３つのインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３に対してインダクタンス要素、抵抗要素及びキャパシタンス要素の異なる組み合わせを実施することにより、特定のインピーダンス特性が達成され得る。

図２Ｂ，２Ｃ及び２Ｄは、負のインダクタンスを表す負インピーダンス変換器のコンフィギュレーションを示す。３つのインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３は、負のインダクタンス−Ｌｃａを表すために、負インピーダンス変換器ＮＩＣの電子的振る舞いを得る要素により代替される。図２Ｂでは、３つのインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３は、以下の要素である。第１インピーダンスＺ１は抵抗要素Ｒ１であり、第２インピーダンスＺ２は抵抗要素Ｒ２であり、第３インピーダンスＺ３は、インダクタンス要素Ｌ３である。図２Ｂに示される構成の置換インピーダンスＺｒｂは、

であり、したがって

である。図２Ｃでは、３つのインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３は、以下の要素である。第１インピーダンスＺ１は、インダクタンス要素Ｌ１であり、第２インピーダンスＺ２は、抵抗要素Ｒ２であり、第３インピーダンスＺ３は、抵抗要素Ｒ３である。その結果、図２Ｃに示される構成の置換インピーダンスＺｒｃは、

であり、したがって

である。図２Ｄでは、３つのインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３は、以下の要素である。第１インピーダンスＺ１は、抵抗要素Ｒ１であり、第２インピーダンスＺ２は、キャパシタンス要素Ｃ２であり、第３インピーダンスＺ３は、抵抗要素Ｒ３である。その結果図２Ｄに示される構成の置換インピーダンスＺｒｄは、

であり、したがって
Ｌｃａ＝Ｒ１・Ｒ３・Ｃ２
である。

図３は、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａを示し、ここでは負インピーダンス変換器ＮＩＣが適用される。負インピーダンス変換器ＮＩＣのコンフィギュレーションは、図２Ｂに示されたものと同一である。図３でも、オペアンプＡのための電源は、示されない。加えて再び、オペアンプＡは、理想オペアンプとして振舞うと考えられる。負インピーダンス変換器ＮＩＣの回路入力端Ｐｉは、フィルタ入力端Ｔｉに接続され、回路出力端Ｐｏは、フィルタ出力端Ｔｏに接続され、したがって、負インピーダンス変換器ＮＩＣは、フィルタインダクタンスＬｏと並列に配置される。負インピーダンス変換器ＮＩＣの示された表示を、負インダクタンスを表す異なる構成、例えば図２Ｃ又は図２Ｄに示される構成と交換すると、修正された請求項の範囲から逸脱しない代替の実施例となる。フィルタインダクタンスＬｏと比較して、より高いインダクタンス値Ｌｒを達成するために、負インピーダンス変換器ＮＩＣにより表される負インダクタンスの絶対値Ｌｃａは、（既に議論されたように）フィルタインダクタンスＬｏのインダクタンス値よりも、大きくなるべきである。したがって
｜−Ｌｃａ｜>Ｌｏ
である。

閉ループの全インピーダンス値が、ループを通って流れるＬＣＩ電流のレベルを決定するので、フィルタインダクタンスＬｏと並列に負インピーダンス変換器ＮＩＣを実施することにより、フィルタインダクタンスＬｏをインダクタンスＬｒに増加させることは、興味のある周波数範囲内でネットワークを通じてＬＣＩ電流を低減させる。

図４は、センシング回路Ｍｍ及び抑制回路Ｍｓを有する負インピーダンス変換器ＮＩＣを示す。この図では、負インピーダンス変換器ＮＩＣのコンフィギュレーションは、図３に示されたコンフィギュレーションと同一である。示された回路の振る舞いの説明を簡単にするため、オペアンプＡは、差動入力ステージＡ１及び増幅器出力ステージＡ２に分割される。センシング回路Ｍｍは、抵抗要素Ｒ１及びＲ２と共にオペアンプＡの差動入力ステージＡ１を有する。抑制回路Ｍｓは、インダクタンス要素Ｌ３と共にオペアンプＡの増幅器出力ステージＡ２を有する。ＬＣＩ電圧差ΔＵｌ（ΔＵｌ＝Ｕｌｉ−Ｕｌｏ）は、フィルタ入力端Ｔｉ及びフィルタ出力端Ｔｏの間に存在するものとする。このＬＣＩ電圧差ΔＵｌは、フィルタインダクタンスＬｏを通じて流すための、ＬＣＩインダクタ電流Ｉｌを生じる。フィルタインダクタンスＬｏと並列の負インピーダンス変換器がない場合、ＬＣＩ電流は、フィルタ入力端Ｔｉを介して入り（ＬＣＩ入力電流Ｉｌｉで示される）、フィルタ出力端Ｔｏを介して出る（ＬＣＩ出力電流Ｉｌｏで示される）。供給電圧（示されていない）から負荷（示されていない）に流れる供給電流（示されていない）も、フィルタインダクタンスＬｏを通って流れる。供給電流は、ＬＣＩ電流に対して相対的に低い周波数をもつ。フィルタインダクタンスと並列に負インピーダンス変換器を適用することは、抵抗要素Ｒ１及びＲ２の組み合わせで、オペアンプＡの差動入力ステージＡ１を用いることにより、アクティブ回路Ｃａのセンシング回路ＭｍにＬＣＩ電圧差ΔＵｌをセンシングさせる。この結果、オペアンプＡの出力電圧Ｕａは、次のようになる。

インダクタンス要素Ｌ３と共に、増幅器出力ステージＡ２は、抑制電流Ｉｃを生成することによって生成された出力電圧Ｕａに応答し、Ｉｃは、次式で表される。

負の符号は、生成された抑制電流Ｉｃが回路入力端Ｐｉからフィルタ入力端Ｔｉに流れることを示す（図４に示されたものとは反対である）。ＬＣＩ入力電流Ｉｌｉは、したがって、抑制電流Ｉｃにより低減される。

図５は、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａを示し、フィルタインダクタンスＬｏは変圧器Ｔである。変圧器Ｔの一次インダクタンスＬｐｏは、フィルタ入力端Ｔｉとフィルタ出力端Ｔｏとの間に配置される。変圧器Ｔの二次インダクタンスＬｓｏは、アクティブ回路Ｃａと並列に配置される。二次インダクタンスＬｓｏは、変圧器Ｔの磁化Ｍを通じて、一次インダクタンスＬｐｏに磁気的に結合される。再びＬＣＩ電圧差ΔＵｌ（ΔＵｌ＝Ｕｌｉ−Ｕｌｏ）は、フィルタ入力端Ｔｉ及びフィルタ出力端Ｔｏの間に存在するとする。二次インダクタンスＬｓｏが磁気的に一次インダクタンスＬｐｏに結合されているので、アクティブ回路Ｃａの回路入力端Ｐｉと回路出力端Ｐｏとの間の電圧差ΔＵｉｎｄ（ΔＵｉｎｄ＝Ｕｉｎｄｉ−Ｕｉｎｄｏ）は、誘導される。誘導された電圧差ΔＵｉｎｄは、アクティブ回路Ｃａのセンシング回路Ｍｍによりセンシングされ、抑制回路Ｍｓは、誘導されたＬＣＩ電流Ｉｉｎｄを抑制する。一次インダクタンスＬｐｏと二次インダクタンスＬｓｏとの間の磁気結合のため、二次インダクタンスＬｓｏにおける、誘導されたＬＣＩ電流Ｉｉｎｄの抑制は、一次インダクタンスＬｐｏを通って流れるＬＣＩ電流Ｉｌｉも低減させ得る。アクティブＥＭＩフィルタ回路ＦａのフィルタインダクタンスＬｏとして変圧器Ｔを使用することは、付加的な設計の柔軟性を提供する。加えて、変圧器Ｔは、ネットワークのリマインダからのアクティブ回路Ｃａのガルバニック分離を可能にするだろう。

図６は、主電源フィルタとして構成された、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａを示す。このコンフィギュレーションでは、アクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａは、負荷Ｌと主電源Ｍとの間のループに配置され、内部インピーダンスＺｍにより表される。主電源Ｍは、アクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａのフィルタ出力端Ｔｏと、通常グラウンドである基準ポテンシャルとの間に接続される。負荷Ｌは、ノイズ源Ｖｎと直列でインピーダンスＺｌにより表され、フィルタ入力端Ｔｉと、同じ基準ポテンシャルに対する寄生インピーダンスＺｎとの間に接続される。主電源Ｍにより供給される供給電圧は、Ｖｓｕｐにより示される。多くの用途で負荷Ｌは、電力変換器に接続された回路により必要とされる電力変換器電圧に、主電源電圧を変換する電力変換器を有する。フィルタ入力端Ｔｉとフィルタ出力端Ｔｏとの間に接続されるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａは、アクティブ回路Ｃａと並列にフィルタインダクタンスＬｏを有する。供給電流Ｉｓｕｐは、大きな振幅をもつ低周波信号を構成し、フィルタインダクタンスＬｏによりほとんど影響されない。ノイズ源ＶｎからとされるＬＣＩ電流Ｉｌｉは、小さい振幅を持つ高周波信号を構成する。ＬＣＩ電流Ｉｌｉのレベルは、示されたネットワークの全インピーダンスに依存し、フィルタインダクタンスＬｏに大いに依存する。フィルタインダクタンスＬｏと並列にアクティブ回路Ｃａを適用することは、（以前示されたように）結果となるインピーダンスを増加させ、興味のある周波数領域でＬＣＩ電流Ｉｌｉのレベルを低下させる。このコンフィギュレーションは、１ポートの電子コンポーネントであるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａを、ネットワークに実施することが相対的に簡素であることを示す。ノイズ信号Ｖｎは、主電源Ｍにリークする前に、アクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａによりフィルタリングされるだろう。アクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａのフィルタ特性は、選択されたフィルタインダクタンスＬｏと、該フィルタインダクタンスＬｏに対して並列のアクティブ回路Ｃａの特性とに依存する。

図７は、本発明によるアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路Ｆｃｍを示す。コモンモードフィルタＦｃｍは、２つの磁気的に結合されたインダクタンスＬｃｍ１、Ｌｃｍ２を有する。第１インダクタンスＬｃｍ１は、主電源出力Ｔｍｏと負荷入力Ｔｌｉとの間に配置される。第２インダクタンスＬｃｍ２は、負荷出力Ｔｌｏと主電源入力Ｔｍｉとの間に配置される。第１インダクタンスＬｃｍ１と第２インダクタンスＬｃｍ２とは、高周波コモンモードＬＣＩ信号を低減し、主電源Ｍと負荷Ｌとの間の低周波信号供給にほとんど影響しない、コモンモード変圧器Ｔｃｍを構成する。主電源Ｍは、主電源入力Ｔｍｉと主電源出力Ｔｍｏとの間に配置される。主電源Ｍは、更に、通常グラウンドである基準ポテンシャルに接続される。負荷Ｌは、負荷入力Ｔｌｉ及び負荷出力Ｔｌｏの間に配置され、寄生インダクタンスＺｎ及びノイズ源Ｖｎを通じて、同じ基準ポテンシャルに接続される。コモンモードコンフィギュレーションでは、第１キャパシタンスＣ１は、負荷入力Ｔｌｉ及び負荷出力Ｔｌｏの間に配置され、第２キャパシタンスＣ２は、主電源出力Ｔｍｏ及び主電源入力Ｔｍｉの間に配置される。（ＬＣＩ信号のような）高周波信号に対して、第１キャパシタンスＣ１及び第２キャパシタンスＣ２は、主電源出力Ｔｍｏを主電源入力Ｔｍｉで、及び負荷入力Ｔｌｉを負荷出力Ｔｌｏで短絡することを考慮され得る。したがって、ＬＣＩ信号は、コモンモード信号として、コモンモード変圧器Ｔｃｍを通って流れるだろう。

図７に示されるアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路Ｆｃｍは、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａを有し、ここで第１インダクタンスＬｃｍ１は、フィルタインダクタンスＬｏを構成する。コモンモードＬＣＩ信号を抑制するアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路Ｆｃｍの効率は、アクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａのフィルタ特性に大いに依存する。これらのフィルタ特性は、フィルタインダクタンスＬｏと組み合わせてアクティブ回路Ｃａの特性に依存する。アクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路Ｆｃｍの代替の実施例は、アクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａを有し、ここで第２インダクタンスＬｃｍ２は、フィルタインダクタンスＬｏを構成する。

図８は、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａを有する電力変換器ＰＣを持つ電子装置Ｓｙを示す。主電源Ｍは、主電源インピーダンスＺｍにより表され、供給電流Ｉｓｕｐを電子装置Ｓｙに供給する。電子装置Ｓｙは、電力変換器ＰＣ、駆動回路Ｄｒ及びディスプレイＤｉを有する。主電源Ｍは、グラウンドと電子装置Ｓｙとの間に配置される。電力変換器ＰＣは、電力変換器電流Ｉｐｃを駆動回路Ｄｒに供給するために、主電源Ｍと駆動回路Ｄｒとの間に配置される。駆動回路Ｄｒは、駆動電圧ＶｄｒをディスプレイＤｉに供給する。ディスプレイＤｉは、グラウンドに対して、寄生キャパシタンスＣｐを有する。この実施例では例えば寄生キャパシタンスＣｐを通じる寄生電流ＩｐであるＬＣＩ信号は、主電源Ｍのグラウンド端子を介して逆に流れる。寄生電流Ｉｐのレベルは、２つのグラウンド端子間の全インピーダンスに依存する。例えばアクティブＥＭＩフィルタ回路Ｆａを電力変換器ＰＣに加えることにより、このインピーダンスを増加させることは、寄生電流Ｉｐを抑制する。電子装置Ｓｙは、例えば電力変換器ＰＣ、駆動回路Ｄｒ及びディスプレイ回路Ｄｉを有するテレビジョン若しくはコンピュータモニタ、例えば電力変換器ＰＣ、信号変換回路及び駆動回路を有するＤＶＤプレーヤ、又は、例えば電力変換器ＰＣ、制御回路及びモータ駆動回路を有する冷蔵庫である。

図９は、オペアンプＡのための可能な電力源ネットワークとともに負インピーダンス変換器ＮＩＣの表示を示す。負インピーダンス変換器ＮＩＣは、回路入力端Ｐｉと回路出力端Ｐｏとを有する。この変換器は、更に、オペアンプＡと３つのインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３とを有する。第１インピーダンスＺ１は、回路出力端Ｐｏ及びオペアンプＡの反転入力−の間に接続される。第２インピーダンスＺ２は、オペアンプＡの出力と反転入力−との間に接続される。第３インピーダンスＺ３は、オペアンプＡの非反転入力＋と出力との間に接続される。最終的に、非反転入力＋は、回路入力端Ｐｉにも接続される。

オペアンプＡは、出力ステージＭ１，Ｍ２及びドライバＤを有する。出力ステージＭ１，Ｍ２は、２つの制御可能インピーダンスの直列配列を有する。制御可能インピーダンスＭ１は、オペアンプＡの出力Ｏと電源入力ＰＳ１との間にある主電源電流経路、及びドライバＤからの制御信号を受信するための制御入力を有する。制御可能出力ステージＭ２は、オペアンプＡの出力Ｏと電源入力ＰＳ２との間にあるメイン電流経路、及びドライバＤからの制御信号を受信するための制御入力を有する。ドライバは、オペアンプＡの反転入力−、非反転入力＋に接続された入力を有する。電源Ｂ１は、電源入力ＰＳ１に正の供給電圧を供給するために、電源入力ＰＳ１とノードＮ１との間に接続される。電源Ｂ２は、負の電源電圧を電源入力ＰＳ２に供給するために、電源入力ＰＳ２とノードＮ１との間に接続される。ノードＮ１は、回路出力端Ｐｏに接続される。電源Ｂ１及びＢ２は、バッテリであり得る。ドライバＤは、オペアンプＡの反転入力−と非反転入力＋との間の電圧差がゼロになるように、２つの制御可能なインピーダンスのインピーダンスを制御する。制御可能なインピーダンスＭ１及びＭ２は、ＭＯＳＦＥＴであり得る。ここで制御入力はゲートであり、メイン電流経路は、ＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース経路により形成される。

電源Ｂ１及びＢ２が、電流の流れ込む又は流れ出す負インピーダンス変換器ＮＩＣの外側に接続を必要としないことは、留意されなければならない。考慮されるのは、ノードＮ１が負インピーダンスＮＩＣの回路入力端Ｐｉに接続されないということである。その結果として、負インピーダンス変換器ＮＩＣは、純粋に１ポートである。電源Ｂ１及びＢ２が負インピーダンス変換器ＮＩＣの外側の変圧器で巻線を電源に接続しないことにより生成されるとしても、依然として、これらの巻線を介して負インピーダンス変換器に対して、流れ込む又は流れ出す正味の電流はない。

アクティブ回路Ｃａは、回路入力端Ｐｉで、フィルタ入力端Ｔｉに接続され、回路出力端Ｐｏでフィルタ出力端Ｔｏに接続されるが、回路入力端Ｐｉをフィルタ出力端Ｔｏに、及び回路出力端Ｐｏをフィルタ入力端Ｔｉに接続することも可能である。

上記の実施例は、本発明を制限するのではなく説明しており、当業者らは、修正された請求項の範囲から逸脱することなく多くの代替の実施例を設計することができるだろうということは留意されるべきである。

請求項では、括弧書きされたいかなる参照符号も、請求項を制限するものとして解釈されるべきではない。「有する」という動詞及びその活用形の使用は、請求項内に述べられた以外の要素又はステップの存在を排除しない。要素に対する単数形の表記は、このような要素の複数形の存在を排除しない。本発明は、いくつかの別個の要素を有するハードウェア、及び適切にプログラムされたコンピュータにより実施され得る。いくつかの手段を列挙する装置の請求項では、これらの手段のいくつかは、ハードウェアの同じ部品により実施され得る。ある手段が相互に異なる従属請求項で繰り返されるという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利に使用され得ないということを示すわけではない。

図１Ａは、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路の概念的な回路図を示す。 図１Ｂは、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路の実施例を示し、ここで該フィルタインダクタンスは、正のインダクタンスを表し、該アクティブ回路は、負のインダクタンスとして振舞う。 図２Ａは、負のインピーダンス変換器の表示を示す。 図２Ｂは、負のインピーダンス変換器で実施されるアクティブな負のインダクタンスのコンフィギュレーションを示す。 図２Ｃは、負のインピーダンス変換器で実施されるアクティブな負のインダクタンスのコンフィギュレーションを示す。 図２Ｄは、負のインピーダンス変換器で実施されるアクティブな負のインダクタンスのコンフィギュレーションを示す。 図３は、負のインピーダンス変換器が適用される、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路の実施例を示す。 図４は、センシング回路及び抑制回路を有する負のインピーダンス変換器を示す。 図５は、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路を示し、ここで該フィルタインダクタンスは、変圧器である。 図６は、主電源フィルタとして構成された本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路である。 図７は、本発明によるアクティブコモンモードＥＭＩフィルタ回路を示す。 図８は、本発明によるアクティブＥＭＩフィルタ回路を有する電力変換器をもつ電子装置を示す。 図９は、オペアンプのための可能な電力供給ネットワークと共に負のインピーダンス変換器の表示を示す。

Claims (10)

1. 線伝導妨害信号を抑制するアクティブ電磁妨害フィルタ回路であって、
   フィルタ入力端及びフィルタ出力端と、
   供給電圧と負荷との間の供給電流を伝えるために、前記フィルタ入力端と前記フィルタ出力端との間に配置されるフィルタインダクタンスと、
   自身の回路入力端と回路出力端とを通じて、前記フィルタインダクタンスと並列に配置されたアクティブ回路であって、
   （ｉ）センシング信号を得るために、前記回路入力端と前記回路出力端との間の前記線伝導妨害信号をセンシングするセンシング手段と、
   （ｉｉ）前記線伝導妨害信号を相殺するために、前記センシング信号に応答して、前記回路入力端から前記回路出力端に相殺電流を供給するか、又は前記回路入力端と前記回路出力端との間に相殺電圧を供給する抑制手段と、
   を更に有するアクティブ回路と、
   を有するアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
2. 前記センシング手段が、センシングされた電圧である前記センシング信号を得る電圧センシング回路を有し、前記抑制手段が、前記相殺電流を供給するために、前記センシングされた電圧により制御される電流源を有する、請求項１に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
3. 前記フィルタインダクタンスが、正のインダクタンス値を有し、前記アクティブ回路が、負インダクタンス値を供給する負インダクタンス生成手段を有する、請求項１に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
4. 前記負インダクタンス生成手段が、負インピーダンス変換器を有する、請求項３に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
5. 前記負インピーダンス変換器が、
   オペアンプと、
   該オペアンプの反転入力と、前記回路出力端との間に配置される第１インピーダンスと、
   前記オペアンプの前記反転入力と、前記オペアンプの出力との間に配置される第２インピーダンスと、
   前記オペアンプの前記出力と前記オペアンプの非反転入力との間に配置される第３インピーダンスであって、前記オペアンプの前記非反転入力が、更に前記回路入力端に結合される第３インピーダンスと、
   を有する、請求項４に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
6. 前記第１インピーダンス、前記第２インピーダンス及び前記第３インピーダンスが、
   （ｉ）それぞれ抵抗要素、抵抗要素及びインダクタンス要素、
   （ｉｉ）それぞれインダクタンス要素、抵抗要素及び抵抗要素、又は
   （ｉｉｉ）それぞれ抵抗要素、キャパシタンス要素及び抵抗要素、
   を表すように選択される、請求項５に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
7. 前記アクティブ電磁妨害フィルタ回路の前記フィルタインダクタンスが、前記フィルタ入力端と前記フィルタ出力端との間に配置された一次インダクタンスと、該一次インダクタンスと磁気的に結合される二次インダクタンスであって、前記回路入力端と前記回路出力端とを通じて、前記アクティブ回路と並列に配置される二次インダクタンスとをもつ変圧器を有する、請求項１に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
8. 供給電圧から負荷への供給電流を伝える第１インダクタンスと、前記負荷から前記供給電圧への帰還電流を伝える第２インダクタンスとを有するコモンモード抑制フィルタであって、該第１インダクタンス及び該第２インダクタンスは、コモンモード線伝導妨害信号を抑制するために磁気的に結合され、請求項１に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路を有するコモンモード抑制フィルタであり、前記フィルタインダクタンスは第１インダクタンスを構成する、又は前記フィルタインダクタンスは第２インダクタンスを構成する、コモンモード抑制フィルタ。
9. 主電源からの供給電流Ｉｓｕｐを受信し、前記負荷に電力変換器電流Ｉｐｃを供給する電力変換器であって、該電力変換器が請求項１に記載のアクティブＥＭＩフィルタ回路を有し、該フィルタインダクタンスが、供給電流Ｉｓｕｐ又は電力変換器電流Ｉｐｃを伝えるように配置される、電力変換器。
10. 前記負荷が回路の電子装置を有する、請求項９に記載の電力変換器を有する電子装置。

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