JP2008512022A - 線伝導妨害信号を抑制するアクティブ電磁妨害フィルタ回路 - Google Patents
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Abstract
本発明は、線伝導妨害LCI信号を抑制するための、電磁妨害EMIフィルタ回路Faに関する。EMIフィルタ回路Faは、供給電圧Vsupと負荷Lとの間の供給電流Isupを伝えるフィルタインダクタンスLoを有する。EMIフィルタ回路Faは、更に、フィルタインダクタンスLoと並列に配置されたアクティブ回路Caを有する。アクティブ回路Caは、LCI信号をセンシングするセンシング回路Mmを有し、更に、LCI信号を抑制する抑制回路Msを有する。アクティブEMIフィルタ回路Faの一実施例では、アクティブ回路Caは、負インダクタンス値を生成する負インダクタンス生成回路を有する。フィルタインダクタンスLoのインダクタンス値よりも大きいインダクタンス値Lcaを生成するように負インダクタンス生成回路を選択することは、フィルタインダクタンスLoのインダクタンス値と比較して高い結果的なインダクタンスLrを生じさせる。一実施例では、負インダクタンス生成回路は、負インピーダンス変換器を有する。
Description
本発明は、線伝導妨害信号を抑制するアクティブ電磁妨害フィルタに関する。
本発明は、更に、コモンモード抑制フィルタ、アクティブ電磁妨害フィルタを有する電力変換器及び装置に関する。
システムにより生成される高周波コモンモード信号は、主電源のような共通の結合点に接続された他の電子装置に影響を及ぼす。高周波コモンモード信号の抑制は、通常システムと主電源との間に配置されたフィルタコイルにより達成される。該システムは、フィルタコイル及び主電源と共に閉ループを形成する。このループの単純化された等価RF図では、主電源は、コモンモード主電源インピーダンスにより表される。このコモンモード主電源インピーダンスは、基準ポテンシャル(通常グラウンド)とフィルタコイルの一端との間に接続される。フィルタコイルの他端は、RFノイズ電圧源とノイズ源出力インピーダンスとの直列構成により表されるシステムに接続される。該RFノイズ源とノイズ源出力インピーダンスとの直列構成は、フィルタコイルの他端と基準ポテンシャルとの間に接続される。したがって、高周波コモンモード信号のようなRF信号に対して、閉ループが存在する。閉ループ全体のインピーダンスは、RFノイズ電圧源により生じる高周波コモンモードノイズ電流のレベルを決定する。実用的な応用では、閉ループ全体のインピーダンスは、フィルタコイルのインピーダンスを大きくすることにより、大きくすることができる。代替として、線伝導電磁妨害(EMI)の抑制は、国際特許出願公開WO03/005578から知られるアクティブフィルタを用いることによって達成され得る。この特許出願では、アクティブコモンモードEMIフィルタは、コモンモードインダクタの磁気コアに設置された補助巻線を通じて、コモンモードインダクタに磁気的に結合される。アクティブEMIフィルタは、コモンモードインダクタを通じて高周波コモンモード電流の流れを検出する。コモンモードインダクタは、コモンモード電流が該インダクタを通って流れるときのみ、インダクタとして働き、コモンモード電流に比例する磁束が、その磁気コアに誘導される。この磁束は、補助巻線における起電力を生じ、この起電力は、アクティブコモンモードEMIフィルタのトランスコンダクタンス増幅器の入力を駆動する。アクティブEMIフィルタの出力である増幅器の出力は、検出されたコモンモード電流に従って出力キャパシタを通じてグラウンドに補償電流を供給する。この補償電流は、高周波コモンモード電流を相殺する。
従来技術文書で開示されたアクティブフィルタは、インダクタンスを通じて電流をセンシングすることによりEMIを検出し、グラウンドに対して、1以上の結合キャパシタを通じて漏れ電流を巡回させることによりEMIを補償する。これは、いくつかのフィルタ入力端及びいくつかのフィルタ出力端を必要とし、従来技術文書に開示されたアクティブフィルタの実施を複雑及び高価にする。
本発明の目的は、容易に実施可能なアクティブEMIフィルタ回路を提供することである。
本発明の第1の態様は、請求項1に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路を提供する。本発明の第2の態様は、請求項8に記載のコモンモード抑制フィルタを提供する。本発明の第3の態様は、請求項9に記載の電力変換器を提供する。本発明の第4の態様は、請求項10に記載の装置を提供する。有利な実施例は、従属請求項で規定される。
本発明の第1の態様に従うアクティブ電磁妨害フィルタ回路は、フィルタ入力端及びフィルタ出力端を有する。フィルタインダクタンスは、供給電圧及び負荷の間の供給電流を伝えるために、フィルタ入力端とフィルタ出力端との間に配置される。アクティブ回路は、回路入力端及び回路出力端を通じてフィルタインダクタンスと並列に配置される。
アクティブ回路は、センシング信号を得るために、回路入力端及び回路出力端の間の線伝導妨害信号をセンシングするセンシング回路を有する。アクティブ回路は、更に、線伝導妨害信号を相殺するために、センシング信号に応答して、回路入力端及び回路出力端の間に相殺電圧を供給するか、又は、回路入力端から回路出力端へ相殺電流を供給する抑制回路を有する。本発明の第1の態様にしたがって、アクティブ電磁妨害(以下EMIと呼ぶ)フィルタ回路は、線伝導妨害(以下LCIと呼ぶ)信号をセンシングすると共に、LCI信号を抑制するために、アクティブ回路の回路入力端及び回路出力端を使用する。アクティブEMIフィルタ回路のフィルタインダクタンスは、通常主電源電圧である供給電圧と負荷との間を流れる供給電流を伝える。供給電流に重畳された高周波信号である線伝導妨害信号は、回路入力端及び回路出力端を通じて、フィルタインダクタンスの間でアクティブEMIフィルタ回路によりセンシングされる。センシングされたLCI信号に応答して、アクティブ回路は、LCI信号を相殺又は補償するために、回路入力端及び/又は回路出力端に対して抑制信号を生成する。本発明によるアクティブEMIフィルタ回路の利点は、アクティブEMIフィルタ回路が1ポートの電子コンポーネントとみなすことができることである。それゆえ、入力及び出力端の数は、従来技術の解決策と比較して減少される。これは、アクティブEMIフィルタ回路が、既存の電子回路に容易に適用されることを可能にする。これらの利点の結果、EMIフィルタ回路が容易に実施可能となる。
本発明によるアクティブEMIフィルタ回路の一実施例では、EMIフィルタ回路は、主電源と負荷との間に配置される主電源フィルタである。多くの応用では、負荷は、電力変換器と少なくとも1つの電力消費回路を有する。電力変換器は、主電源電圧を、電力変換器に接続される電力消費回路によって必要とされる電力変換器電圧に変換する。
本発明の請求項2に記載されたアクティブEMIフィルタ回路の一実施例では、センシング回路は、センシングされた電圧であるセンシング信号を得るための電圧センサを有し、抑制回路は、相殺電流を供給するために、センシングされた電圧により制御される電流源を有する。フィルタインダクタンスLoの間の電圧センサによりセンシングされる電圧は、LCI電圧を有する。電流源は、LCI電圧から生じるLCI電流を相殺する相殺電流を生成する。生成された相殺電流は、電圧センサによりセンシングされたLCI電圧に依存する。
本発明による請求項3に記載された一実施例では、フィルタインダクタンスは、正のインダクタンス値を有し、アクティブ回路は、負のインダクタンス値を生成する負インダクタンス生成回路を有する。正のインダクタンス値を有するインダクタンスは、正インダクタンスとも表されるが、例えばコイル又は変圧器である。この文書の最初の部分に示されたように、簡素な等価RF図における負荷は、RFノイズ電圧源及びノイズ源出力インピーダンスの直列構成により表され、グラウンドに接続され(最初の部分では負荷はシステムである)、グラウンドに接続された主電源インピーダンスとフィルタインダクタンスと共に、LCI信号に対する閉ループを表す。この閉ループのインピーダンス値は、LCI電流のレベルを決定する。LCI信号に対するインピーダンスを増加させることにより、例えばフィルタインダクタンスを加えることにより、LCI電流のレベルは、制限され得る。したがって、フィルタインダクタンスを増加させることは、関心ある周波数範囲でのLCI電流を減少させる。発明者らは、正のフィルタインダクタンスとの負のインダクタンス生成回路の並列構成で、高いフィルタインダクタンス値となり得るということを認識した。安定性の理由で、負のインダクタンス生成回路と正のインダクタンスとの並列構成の結果のインダクタンスは、正でなければならない。負のインダクタンス生成回路は、例えば米国特許出願US4315229及びUS4147997で開示され、フィルタ特性の改善のために低レベル信号線に対する信号フィルタに適用される。従来技術で開示された信号フィルタは、本願発明者らにより提案されたような、負のインダクタンス生成回路と正のインダクタンスとの並列構成を示していない。更に、従来技術では、LCI信号を相殺するための高レベル供給線における負のインダクタンス生成回路の応用を開示していない。
本発明は、負のインダクタンス生成回路と並列なフィルタインダクタンスの構成を通じて、供給線におけるLCI信号を低減させるアクティブEMIフィルタ回路を規定する。供給線応用において負のインダクタンス生成回路を用いることは、より小さなコンポーネントを用いたより高い抑制レベルを可能にし、したがって、供給線EMIフィルタを小型化し得る。
本発明の請求項4,5及び6に記載の実施例では、負のインダクタンス生成回路は、負のインピーダンスコンバータを有する。負のインピーダンスコンバータ(以下NICとする)は、回路におけるインピーダンスの符号を反転させることができるアクティブ回路である。請求項5に記載されたNICの実施例では、NICは、回路入力端及び回路出力端を有し、更に、オペアンプと、回路出力端及びオペアンプの反転入力の間に配置された第1インピーダンスと、オペアンプの出力及びオペアンプの反転入力の間に配置された第2インピーダンスと、オペアンプの出力及びオペアンプの非反転入力の間に配置された第3インピーダンスとを有する。オペアンプの非反転入力は、更に、回路入力端に接続される。請求項6に規定された第1、第2及び第3インピーダンスの3つの組み合わせは、負のインダクタンス値を表すNICとなる。記載されたNICを負のインダクタンス生成回路として使用することの利点は、記載されたNICがわずかな標準コンポーネントしか必要としないので、比較的生成するのが容易であるということである。
本発明の請求項7に記載された実施例では、アクティブ電磁妨害フィルタ回路のフィルタインダクタンスは、磁気的に結合された一次インダクタンス及び二次インダクタンスを有する変圧器を有する。一次インダクタンスは、フィルタ入力端とフィルタ出力端との間に配置される。二次インダクタンスは、回路入力端及び回路出力端を通じてアクティブ回路と並列に配置される。フィルタインダクタンスとして変圧器を用いることの利点は、アクティブ回路とネットワークのリマインダとの間のガルバニック分離(galvanic separation)を可能にすること、及びアクティブEMIフィルタ回路の効率を最適化するために、付加的な設計柔軟性を提供することである。
本発明の第2の態様によるコモンモード抑制フィルタは、供給電圧から負荷への供給電流を伝える第1インダクタンスと、負荷から供給電圧への戻り電流を伝える第2インダクタンスとを有する。第1インダクタンスと第2インダクタンスとは、妨害信号を伝達されたコモンモード線を抑制するために、磁気的に結合される。コモンモード抑制フィルタは、アクティブ電磁妨害フィルタ回路を有し、フィルタインダクタンスが第1インダクタンスを構成する、又はフィルタインダクタンスが第2インダクタンスを構成する。付加的なコンフィギュレーションでは、アクティブ回路は、補助巻線としてコモンモード抑制フィルタの磁気的なコアに設置される二次インダクタンスと並列に配置され得る。
これら及び他の態様は、以下に記載される実施例から明らかであり、該実施例を参照して明確にされるだろう。
異なる図で同じ符号を持つアイテムは、同じ機能を持つ同じ要素を表す。この文書を通じて使用される各インダクタンスは、コイル、変圧器又はインダクタンス値を示すいかなる回路も有し得る。以下の図では、もし存在するならば、供給電圧Vsupは、回路の右側に配置され、負荷Lは左側に配置される。
図1Aは、本発明によるアクティブEMIフィルタ回路Faの概念的な回路図を示す。フィルタ入力端Ti及びフィルタ出力端Toを有するアクティブEMIフィルタFaは、更に、フィルタインダクタンスLo及びアクティブ回路Caを有する。フィルタインダクタンスLoは、フィルタ入力端Ti及びフィルタ出力端Toの間に配置される。アクティブ回路Caは、回路入力端Pi及び回路出力端Poを有し、これらを介してフィルタインダクタンスLoと並列に配置され、したがって、フィルタ入力端Ti及びフィルタ出力端Toの間に位置される。アクティブ回路Caは、回路入力端Pi及び回路出力端Poの間に配置されるセンシング回路Mmを有する。アクティブ回路Caは、更に、回路入力端Piと回路出力端Poとの間に配置される抑制回路Msを有する。フィルタインダクタンスLoは、通常いくつかの回路を有する電子装置である負荷Lにより要求されて、通常主電源である供給電圧源と、負荷L(図6及び7参照)との間を流れる、供給電流Isup(図8参照)を伝える。しばしば高周波LCI信号は、供給電流Isupに重畳され、これは、主電源電圧を介して周りの電子回路を妨害し得る。このようなLCI信号は、前記電子装置の少なくとも1つの回路における高周波信号により起き、例えば寄生キャパシタンスCp(図8参照)を介して該回路から周囲に流れる。本発明によるアクティブEMIフィルタ回路Faは、LCI信号を低減し、したがって周囲の電子回路をLCI信号により妨害されることから守る。負荷Lは、アクティブEMIフィルタ回路Faのフィルタ入力端Tiに接続され、高周波LCI信号をフィルタ入力端Tiに供給すると考えられる。センシング回路Mmは、フィルタインダクタンスLoの間のLCI信号をセンシングし、センシング信号Sを生成する。抑制回路Msは、センシング回路Mmからセンシング信号Sを受信し、応答してLCI信号を抑制する。図1Aに示される1つのコンフィギュレーションでは、センシング回路Mmは電圧センサであり、抑制回路Msは電流源である。LCI信号は、フィルタインダクタンスLoの間に電圧の差ΔUl(ΔUl=Uli−Ulo)を生じる。ただしUliは、フィルタ入力端Tiでのポテンシャルであり、Uloは、フィルタ出力端Toでのポテンシャルである。この電圧の差ΔUlは、電圧センサMmによりセンシングされ、該センサは、電流源Msにセンシング信号Sを生成する。電流源Msは、受信されたセンシング信号に応答して、相殺電流Icを回路入力端Piに供給する。供給された相殺電流Icは、入力端Tiを通じて入るLCI電流Iliを低減する。LCI電圧差ΔUlが回路入力端Pi及び回路出力端Poの間でセンシングされ、相殺電流Icは、回路入力端Piから回路出力端Poに供給されるので、回路入力端Pi及び回路出力端Poは、LCI信号のセンシング及び抑制の両方のために使用される。これは、アクティブEMIフィルタ回路が1ポートの要素としてコンフィギュレーションされることを可能にする。
図1Bは、本発明によるアクティブEMIフィルタ回路Faの一実施例を示し、ここで、フィルタインダクタンスLoは、正のインダクタンスを表し、アクティブ回路Caは、負のインダクタンス−Lcaとして振舞う。フィルタインダクタンスLo及びアクティブ回路Caは、アクティブEMIフィルタ回路Faのフィルタ入力端Tiとフィルタ出力端Toとの間に並列に配置され、これは、図1Aに示されるコンフィギュレーションと同一である。この表示では、アクティブ回路Caは、負のインダクタンス値を持つインダクタンス−Lcaにより表される。実質的に負のインダクタンス値をもつインダクタンスのように振舞うアクティブ回路は、いくつかのコンフィギュレーションに存在する。例えば、このようなアクティブ回路は、VAPAR(可変アクティブパッシブリアクタンス)、BVI(ブートストラップ可変インダクタンス)、DRS(ダイレクトリアクタンス合成)及びNIC(負インダクタンス変換器)のアプローチの1つを使用し得る。負のインダクタンス−Lcaのインダクタンスの絶対値がフィルタインダクタンスLoのインダクタンス値よりも大きくなるように選択して、以下の関係式に従って、インダクタンス値がフィルタインダクタンス値Loよりも大きくなるインダクタンスLrを生成する。
例えば、フィルタインダクタンスLoが10ミリヘンリ(以下mHとする)であり、アクティブ回路Caは、例えば−15mHの負のインダクタンス−Lcaを生成するならば、結果となるインダクタンスLrは、30mHである。したがって、負のインダクタンスを表すアクティブ回路がフィルタインダクタンスLoに並列に配置される場合、全体のインダクタンスは増加され、したがってLCI電流は興味のある周波数範囲内で低減される。この文書の残りでは、負インピーダンス変換器NICは、負インダクタンス−Lcaを生成するアクティブ回路として使用される。開示されたコンフィギュレーションで負のインダクタンスを表す他のアクティブ回路を適用することは、修正された請求項の範囲から逸脱することのなく代替の実施例となるだろう。
図2Aは、負インダクタンス変換器NICの表示を示す。負インピーダンス変換器NICは、回路入力端Pi及び回路出力端Poを有する。この変換器は、更に、オペアンプA及び3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3を有する。第1インピーダンスZ1は、回路出力端Po及びオペアンプAの反転入力−の間に接続される。第2インピーダンスZ2は、オペアンプAの出力と反転入力−との間に接続される。第3インピーダンスZ3は、オペアンプAの非反転入力+と出力との間に接続される。最終的に非反転入力+も回路入力端Piに接続される。文献では、負インピーダンス変換器NICは、しばしば、図2Aの構成に示されるように第1及び第2インピーダンスZ1,Z2と共にオペアンプAのみを有する。第1インピーダンスZ1が第2インピーダンスZ2と等しい場合、負インピーダンス変換器NICは、回路入力端Pi及び回路出力端Poの間に、符号を変換した第3インピーダンスZ3と等しいインピーダンスを示す。この文書では、第3インピーダンスZ3を負インピーダンス変換器NICの一部と考える。図2Aでは、負インピーダンス変換器NICのオペアンプAのための電源は示されない。加えて、オペアンプAは、理想オペアンプとして振舞うとみなされ、入力−、+は、無限インピーダンス値を表し、増幅率は、オペアンプの入力−、+が理想的なポテンシャルレベルに到達することができるのに十分大きい。図2Aに示される負インピーダンス変換器の振る舞いを説明するために、入力電圧Uiは、回路入力端Piにあり、出力電圧Uoは、回路出力端Poにあるとする。オペアンプAは、オペアンプAの出力に以下のような出力電圧Uaを生成する。
この等式から、第3インピーダンスZ3を流れる電流Iiは、次のように導出することができる。
図2Aに示された構成の置換インピーダンスZrは、次の通りである。
3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3に対してインダクタンス要素、抵抗要素及びキャパシタンス要素の異なる組み合わせを実施することにより、特定のインピーダンス特性が達成され得る。
この等式から、第3インピーダンスZ3を流れる電流Iiは、次のように導出することができる。
図2Aに示された構成の置換インピーダンスZrは、次の通りである。
3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3に対してインダクタンス要素、抵抗要素及びキャパシタンス要素の異なる組み合わせを実施することにより、特定のインピーダンス特性が達成され得る。
図2B,2C及び2Dは、負のインダクタンスを表す負インピーダンス変換器のコンフィギュレーションを示す。3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3は、負のインダクタンス−Lcaを表すために、負インピーダンス変換器NICの電子的振る舞いを得る要素により代替される。図2Bでは、3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3は、以下の要素である。第1インピーダンスZ1は抵抗要素R1であり、第2インピーダンスZ2は抵抗要素R2であり、第3インピーダンスZ3は、インダクタンス要素L3である。図2Bに示される構成の置換インピーダンスZrbは、
であり、したがって
である。図2Cでは、3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3は、以下の要素である。第1インピーダンスZ1は、インダクタンス要素L1であり、第2インピーダンスZ2は、抵抗要素R2であり、第3インピーダンスZ3は、抵抗要素R3である。その結果、図2Cに示される構成の置換インピーダンスZrcは、
であり、したがって
である。図2Dでは、3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3は、以下の要素である。第1インピーダンスZ1は、抵抗要素R1であり、第2インピーダンスZ2は、キャパシタンス要素C2であり、第3インピーダンスZ3は、抵抗要素R3である。その結果図2Dに示される構成の置換インピーダンスZrdは、
であり、したがって
Lca=R1・R3・C2
である。
であり、したがって
である。図2Cでは、3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3は、以下の要素である。第1インピーダンスZ1は、インダクタンス要素L1であり、第2インピーダンスZ2は、抵抗要素R2であり、第3インピーダンスZ3は、抵抗要素R3である。その結果、図2Cに示される構成の置換インピーダンスZrcは、
であり、したがって
である。図2Dでは、3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3は、以下の要素である。第1インピーダンスZ1は、抵抗要素R1であり、第2インピーダンスZ2は、キャパシタンス要素C2であり、第3インピーダンスZ3は、抵抗要素R3である。その結果図2Dに示される構成の置換インピーダンスZrdは、
であり、したがって
Lca=R1・R3・C2
である。
図3は、本発明によるアクティブEMIフィルタ回路Faを示し、ここでは負インピーダンス変換器NICが適用される。負インピーダンス変換器NICのコンフィギュレーションは、図2Bに示されたものと同一である。図3でも、オペアンプAのための電源は、示されない。加えて再び、オペアンプAは、理想オペアンプとして振舞うと考えられる。負インピーダンス変換器NICの回路入力端Piは、フィルタ入力端Tiに接続され、回路出力端Poは、フィルタ出力端Toに接続され、したがって、負インピーダンス変換器NICは、フィルタインダクタンスLoと並列に配置される。負インピーダンス変換器NICの示された表示を、負インダクタンスを表す異なる構成、例えば図2C又は図2Dに示される構成と交換すると、修正された請求項の範囲から逸脱しない代替の実施例となる。フィルタインダクタンスLoと比較して、より高いインダクタンス値Lrを達成するために、負インピーダンス変換器NICにより表される負インダクタンスの絶対値Lcaは、(既に議論されたように)フィルタインダクタンスLoのインダクタンス値よりも、大きくなるべきである。したがって
|−Lca|>Lo
である。
|−Lca|>Lo
である。
閉ループの全インピーダンス値が、ループを通って流れるLCI電流のレベルを決定するので、フィルタインダクタンスLoと並列に負インピーダンス変換器NICを実施することにより、フィルタインダクタンスLoをインダクタンスLrに増加させることは、興味のある周波数範囲内でネットワークを通じてLCI電流を低減させる。
図4は、センシング回路Mm及び抑制回路Msを有する負インピーダンス変換器NICを示す。この図では、負インピーダンス変換器NICのコンフィギュレーションは、図3に示されたコンフィギュレーションと同一である。示された回路の振る舞いの説明を簡単にするため、オペアンプAは、差動入力ステージA1及び増幅器出力ステージA2に分割される。センシング回路Mmは、抵抗要素R1及びR2と共にオペアンプAの差動入力ステージA1を有する。抑制回路Msは、インダクタンス要素L3と共にオペアンプAの増幅器出力ステージA2を有する。LCI電圧差ΔUl(ΔUl=Uli−Ulo)は、フィルタ入力端Ti及びフィルタ出力端Toの間に存在するものとする。このLCI電圧差ΔUlは、フィルタインダクタンスLoを通じて流すための、LCIインダクタ電流Ilを生じる。フィルタインダクタンスLoと並列の負インピーダンス変換器がない場合、LCI電流は、フィルタ入力端Tiを介して入り(LCI入力電流Iliで示される)、フィルタ出力端Toを介して出る(LCI出力電流Iloで示される)。供給電圧(示されていない)から負荷(示されていない)に流れる供給電流(示されていない)も、フィルタインダクタンスLoを通って流れる。供給電流は、LCI電流に対して相対的に低い周波数をもつ。フィルタインダクタンスと並列に負インピーダンス変換器を適用することは、抵抗要素R1及びR2の組み合わせで、オペアンプAの差動入力ステージA1を用いることにより、アクティブ回路Caのセンシング回路MmにLCI電圧差ΔUlをセンシングさせる。この結果、オペアンプAの出力電圧Uaは、次のようになる。
負の符号は、生成された抑制電流Icが回路入力端Piからフィルタ入力端Tiに流れることを示す(図4に示されたものとは反対である)。LCI入力電流Iliは、したがって、抑制電流Icにより低減される。
図5は、本発明によるアクティブEMIフィルタ回路Faを示し、フィルタインダクタンスLoは変圧器Tである。変圧器Tの一次インダクタンスLpoは、フィルタ入力端Tiとフィルタ出力端Toとの間に配置される。変圧器Tの二次インダクタンスLsoは、アクティブ回路Caと並列に配置される。二次インダクタンスLsoは、変圧器Tの磁化Mを通じて、一次インダクタンスLpoに磁気的に結合される。再びLCI電圧差ΔUl(ΔUl=Uli−Ulo)は、フィルタ入力端Ti及びフィルタ出力端Toの間に存在するとする。二次インダクタンスLsoが磁気的に一次インダクタンスLpoに結合されているので、アクティブ回路Caの回路入力端Piと回路出力端Poとの間の電圧差ΔUind(ΔUind=Uindi−Uindo)は、誘導される。誘導された電圧差ΔUindは、アクティブ回路Caのセンシング回路Mmによりセンシングされ、抑制回路Msは、誘導されたLCI電流Iindを抑制する。一次インダクタンスLpoと二次インダクタンスLsoとの間の磁気結合のため、二次インダクタンスLsoにおける、誘導されたLCI電流Iindの抑制は、一次インダクタンスLpoを通って流れるLCI電流Iliも低減させ得る。アクティブEMIフィルタ回路FaのフィルタインダクタンスLoとして変圧器Tを使用することは、付加的な設計の柔軟性を提供する。加えて、変圧器Tは、ネットワークのリマインダからのアクティブ回路Caのガルバニック分離を可能にするだろう。
図6は、主電源フィルタとして構成された、本発明によるアクティブEMIフィルタ回路Faを示す。このコンフィギュレーションでは、アクティブEMIフィルタ回路Faは、負荷Lと主電源Mとの間のループに配置され、内部インピーダンスZmにより表される。主電源Mは、アクティブEMIフィルタ回路Faのフィルタ出力端Toと、通常グラウンドである基準ポテンシャルとの間に接続される。負荷Lは、ノイズ源Vnと直列でインピーダンスZlにより表され、フィルタ入力端Tiと、同じ基準ポテンシャルに対する寄生インピーダンスZnとの間に接続される。主電源Mにより供給される供給電圧は、Vsupにより示される。多くの用途で負荷Lは、電力変換器に接続された回路により必要とされる電力変換器電圧に、主電源電圧を変換する電力変換器を有する。フィルタ入力端Tiとフィルタ出力端Toとの間に接続されるアクティブEMIフィルタ回路Faは、アクティブ回路Caと並列にフィルタインダクタンスLoを有する。供給電流Isupは、大きな振幅をもつ低周波信号を構成し、フィルタインダクタンスLoによりほとんど影響されない。ノイズ源VnからとされるLCI電流Iliは、小さい振幅を持つ高周波信号を構成する。LCI電流Iliのレベルは、示されたネットワークの全インピーダンスに依存し、フィルタインダクタンスLoに大いに依存する。フィルタインダクタンスLoと並列にアクティブ回路Caを適用することは、(以前示されたように)結果となるインピーダンスを増加させ、興味のある周波数領域でLCI電流Iliのレベルを低下させる。このコンフィギュレーションは、1ポートの電子コンポーネントであるアクティブEMIフィルタ回路Faを、ネットワークに実施することが相対的に簡素であることを示す。ノイズ信号Vnは、主電源Mにリークする前に、アクティブEMIフィルタ回路Faによりフィルタリングされるだろう。アクティブEMIフィルタ回路Faのフィルタ特性は、選択されたフィルタインダクタンスLoと、該フィルタインダクタンスLoに対して並列のアクティブ回路Caの特性とに依存する。
図7は、本発明によるアクティブコモンモードEMIフィルタ回路Fcmを示す。コモンモードフィルタFcmは、2つの磁気的に結合されたインダクタンスLcm1、Lcm2を有する。第1インダクタンスLcm1は、主電源出力Tmoと負荷入力Tliとの間に配置される。第2インダクタンスLcm2は、負荷出力Tloと主電源入力Tmiとの間に配置される。第1インダクタンスLcm1と第2インダクタンスLcm2とは、高周波コモンモードLCI信号を低減し、主電源Mと負荷Lとの間の低周波信号供給にほとんど影響しない、コモンモード変圧器Tcmを構成する。主電源Mは、主電源入力Tmiと主電源出力Tmoとの間に配置される。主電源Mは、更に、通常グラウンドである基準ポテンシャルに接続される。負荷Lは、負荷入力Tli及び負荷出力Tloの間に配置され、寄生インダクタンスZn及びノイズ源Vnを通じて、同じ基準ポテンシャルに接続される。コモンモードコンフィギュレーションでは、第1キャパシタンスC1は、負荷入力Tli及び負荷出力Tloの間に配置され、第2キャパシタンスC2は、主電源出力Tmo及び主電源入力Tmiの間に配置される。(LCI信号のような)高周波信号に対して、第1キャパシタンスC1及び第2キャパシタンスC2は、主電源出力Tmoを主電源入力Tmiで、及び負荷入力Tliを負荷出力Tloで短絡することを考慮され得る。したがって、LCI信号は、コモンモード信号として、コモンモード変圧器Tcmを通って流れるだろう。
図7に示されるアクティブコモンモードEMIフィルタ回路Fcmは、本発明によるアクティブEMIフィルタ回路Faを有し、ここで第1インダクタンスLcm1は、フィルタインダクタンスLoを構成する。コモンモードLCI信号を抑制するアクティブコモンモードEMIフィルタ回路Fcmの効率は、アクティブEMIフィルタ回路Faのフィルタ特性に大いに依存する。これらのフィルタ特性は、フィルタインダクタンスLoと組み合わせてアクティブ回路Caの特性に依存する。アクティブコモンモードEMIフィルタ回路Fcmの代替の実施例は、アクティブEMIフィルタ回路Faを有し、ここで第2インダクタンスLcm2は、フィルタインダクタンスLoを構成する。
図8は、本発明によるアクティブEMIフィルタ回路Faを有する電力変換器PCを持つ電子装置Syを示す。主電源Mは、主電源インピーダンスZmにより表され、供給電流Isupを電子装置Syに供給する。電子装置Syは、電力変換器PC、駆動回路Dr及びディスプレイDiを有する。主電源Mは、グラウンドと電子装置Syとの間に配置される。電力変換器PCは、電力変換器電流Ipcを駆動回路Drに供給するために、主電源Mと駆動回路Drとの間に配置される。駆動回路Drは、駆動電圧VdrをディスプレイDiに供給する。ディスプレイDiは、グラウンドに対して、寄生キャパシタンスCpを有する。この実施例では例えば寄生キャパシタンスCpを通じる寄生電流IpであるLCI信号は、主電源Mのグラウンド端子を介して逆に流れる。寄生電流Ipのレベルは、2つのグラウンド端子間の全インピーダンスに依存する。例えばアクティブEMIフィルタ回路Faを電力変換器PCに加えることにより、このインピーダンスを増加させることは、寄生電流Ipを抑制する。電子装置Syは、例えば電力変換器PC、駆動回路Dr及びディスプレイ回路Diを有するテレビジョン若しくはコンピュータモニタ、例えば電力変換器PC、信号変換回路及び駆動回路を有するDVDプレーヤ、又は、例えば電力変換器PC、制御回路及びモータ駆動回路を有する冷蔵庫である。
図9は、オペアンプAのための可能な電力源ネットワークとともに負インピーダンス変換器NICの表示を示す。負インピーダンス変換器NICは、回路入力端Piと回路出力端Poとを有する。この変換器は、更に、オペアンプAと3つのインピーダンスZ1,Z2,Z3とを有する。第1インピーダンスZ1は、回路出力端Po及びオペアンプAの反転入力−の間に接続される。第2インピーダンスZ2は、オペアンプAの出力と反転入力−との間に接続される。第3インピーダンスZ3は、オペアンプAの非反転入力+と出力との間に接続される。最終的に、非反転入力+は、回路入力端Piにも接続される。
オペアンプAは、出力ステージM1,M2及びドライバDを有する。出力ステージM1,M2は、2つの制御可能インピーダンスの直列配列を有する。制御可能インピーダンスM1は、オペアンプAの出力Oと電源入力PS1との間にある主電源電流経路、及びドライバDからの制御信号を受信するための制御入力を有する。制御可能出力ステージM2は、オペアンプAの出力Oと電源入力PS2との間にあるメイン電流経路、及びドライバDからの制御信号を受信するための制御入力を有する。ドライバは、オペアンプAの反転入力−、非反転入力+に接続された入力を有する。電源B1は、電源入力PS1に正の供給電圧を供給するために、電源入力PS1とノードN1との間に接続される。電源B2は、負の電源電圧を電源入力PS2に供給するために、電源入力PS2とノードN1との間に接続される。ノードN1は、回路出力端Poに接続される。電源B1及びB2は、バッテリであり得る。ドライバDは、オペアンプAの反転入力−と非反転入力+との間の電圧差がゼロになるように、2つの制御可能なインピーダンスのインピーダンスを制御する。制御可能なインピーダンスM1及びM2は、MOSFETであり得る。ここで制御入力はゲートであり、メイン電流経路は、MOSFETのドレイン‐ソース経路により形成される。
電源B1及びB2が、電流の流れ込む又は流れ出す負インピーダンス変換器NICの外側に接続を必要としないことは、留意されなければならない。考慮されるのは、ノードN1が負インピーダンスNICの回路入力端Piに接続されないということである。その結果として、負インピーダンス変換器NICは、純粋に1ポートである。電源B1及びB2が負インピーダンス変換器NICの外側の変圧器で巻線を電源に接続しないことにより生成されるとしても、依然として、これらの巻線を介して負インピーダンス変換器に対して、流れ込む又は流れ出す正味の電流はない。
アクティブ回路Caは、回路入力端Piで、フィルタ入力端Tiに接続され、回路出力端Poでフィルタ出力端Toに接続されるが、回路入力端Piをフィルタ出力端Toに、及び回路出力端Poをフィルタ入力端Tiに接続することも可能である。
上記の実施例は、本発明を制限するのではなく説明しており、当業者らは、修正された請求項の範囲から逸脱することなく多くの代替の実施例を設計することができるだろうということは留意されるべきである。
請求項では、括弧書きされたいかなる参照符号も、請求項を制限するものとして解釈されるべきではない。「有する」という動詞及びその活用形の使用は、請求項内に述べられた以外の要素又はステップの存在を排除しない。要素に対する単数形の表記は、このような要素の複数形の存在を排除しない。本発明は、いくつかの別個の要素を有するハードウェア、及び適切にプログラムされたコンピュータにより実施され得る。いくつかの手段を列挙する装置の請求項では、これらの手段のいくつかは、ハードウェアの同じ部品により実施され得る。ある手段が相互に異なる従属請求項で繰り返されるという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利に使用され得ないということを示すわけではない。
Claims (10)
- 線伝導妨害信号を抑制するアクティブ電磁妨害フィルタ回路であって、
フィルタ入力端及びフィルタ出力端と、
供給電圧と負荷との間の供給電流を伝えるために、前記フィルタ入力端と前記フィルタ出力端との間に配置されるフィルタインダクタンスと、
自身の回路入力端と回路出力端とを通じて、前記フィルタインダクタンスと並列に配置されたアクティブ回路であって、
(i)センシング信号を得るために、前記回路入力端と前記回路出力端との間の前記線伝導妨害信号をセンシングするセンシング手段と、
(ii)前記線伝導妨害信号を相殺するために、前記センシング信号に応答して、前記回路入力端から前記回路出力端に相殺電流を供給するか、又は前記回路入力端と前記回路出力端との間に相殺電圧を供給する抑制手段と、
を更に有するアクティブ回路と、
を有するアクティブ電磁妨害フィルタ回路。 - 前記センシング手段が、センシングされた電圧である前記センシング信号を得る電圧センシング回路を有し、前記抑制手段が、前記相殺電流を供給するために、前記センシングされた電圧により制御される電流源を有する、請求項1に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
- 前記フィルタインダクタンスが、正のインダクタンス値を有し、前記アクティブ回路が、負インダクタンス値を供給する負インダクタンス生成手段を有する、請求項1に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
- 前記負インダクタンス生成手段が、負インピーダンス変換器を有する、請求項3に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
- 前記負インピーダンス変換器が、
オペアンプと、
該オペアンプの反転入力と、前記回路出力端との間に配置される第1インピーダンスと、
前記オペアンプの前記反転入力と、前記オペアンプの出力との間に配置される第2インピーダンスと、
前記オペアンプの前記出力と前記オペアンプの非反転入力との間に配置される第3インピーダンスであって、前記オペアンプの前記非反転入力が、更に前記回路入力端に結合される第3インピーダンスと、
を有する、請求項4に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。 - 前記第1インピーダンス、前記第2インピーダンス及び前記第3インピーダンスが、
(i)それぞれ抵抗要素、抵抗要素及びインダクタンス要素、
(ii)それぞれインダクタンス要素、抵抗要素及び抵抗要素、又は
(iii)それぞれ抵抗要素、キャパシタンス要素及び抵抗要素、
を表すように選択される、請求項5に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。 - 前記アクティブ電磁妨害フィルタ回路の前記フィルタインダクタンスが、前記フィルタ入力端と前記フィルタ出力端との間に配置された一次インダクタンスと、該一次インダクタンスと磁気的に結合される二次インダクタンスであって、前記回路入力端と前記回路出力端とを通じて、前記アクティブ回路と並列に配置される二次インダクタンスとをもつ変圧器を有する、請求項1に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路。
- 供給電圧から負荷への供給電流を伝える第1インダクタンスと、前記負荷から前記供給電圧への帰還電流を伝える第2インダクタンスとを有するコモンモード抑制フィルタであって、該第1インダクタンス及び該第2インダクタンスは、コモンモード線伝導妨害信号を抑制するために磁気的に結合され、請求項1に記載のアクティブ電磁妨害フィルタ回路を有するコモンモード抑制フィルタであり、前記フィルタインダクタンスは第1インダクタンスを構成する、又は前記フィルタインダクタンスは第2インダクタンスを構成する、コモンモード抑制フィルタ。
- 主電源からの供給電流Isupを受信し、前記負荷に電力変換器電流Ipcを供給する電力変換器であって、該電力変換器が請求項1に記載のアクティブEMIフィルタ回路を有し、該フィルタインダクタンスが、供給電流Isup又は電力変換器電流Ipcを伝えるように配置される、電力変換器。
- 前記負荷が回路の電子装置を有する、請求項9に記載の電力変換器を有する電子装置。
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