JP2008306523A - Oscillator - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、アレイ型の発振器に関する。特に、ミリ波帯からテラヘルツ帯までの、30GHzから30THzの周波数領域内の周波数帯の電磁波を出力するアレイ型の発振器に関する。 The present invention relates to an array type oscillator. In particular, the present invention relates to an array type oscillator that outputs electromagnetic waves in a frequency band in a frequency range from 30 GHz to 30 THz from a millimeter wave band to a terahertz band.
ミリ波帯からテラヘルツ帯までの、30GHzから30THzの周波数領域内の周波数帯における発振器は単体では出力パワーが比較的小さいことが知られている。これは、発振器の発振周波数の高周波化に伴って、典型的な場合、発振器におけるアクティブ素子の小型化が必要とされるためと考えられている。そのため、典型的な出力パワーは、例えば100GHz付近では数mW以下、1THz付近では数μW以下となる。 It is known that the output power of a single oscillator in the frequency band from 30 GHz to 30 THz from the millimeter wave band to the terahertz band is relatively small. This is considered to be because, as the oscillation frequency of the oscillator increases, typically, the active element in the oscillator needs to be downsized. Therefore, a typical output power is, for example, several mW or less near 100 GHz and several μW or less near 1 THz.
したがって、ミリ波帯より高周波側の周波数帯において、電磁波応用のための十分な出力を得るためには多数の発振器の出力パワーを合成する手法がこれまでに考えられている。 Therefore, in order to obtain a sufficient output for electromagnetic wave application in a frequency band higher than the millimeter wave band, a technique for synthesizing the output power of a large number of oscillators has been considered so far.
特許文献1は、オーバーモード導波管の内部に負性抵抗素子と導波管共振器からなる発振素子を多数備えて出力パワーを合成するアレイ型の発振器を開示するものである。図8は特許文献1を説明する鳥瞰図である。同図において、801は導波管共振器812に負性抵抗素子811を配した個別の発振素子を表す。802はオーバーモード導波管を表し、その内側にアレイ状に配された発振素子801を備えている。さらに、オーバーモード導波管802は803のバックショート（反射板）を備えており、反射された高次導波モードがそれぞれの発振素子801に注入同期（Injection-Rocking）を働きかけるように構成されている。 Patent Document 1 discloses an array type oscillator that synthesizes output power by providing a large number of oscillation elements including negative resistance elements and waveguide resonators inside an overmode waveguide. FIG. 8 is a bird's eye view for explaining Patent Document 1. FIG. In the figure, reference numeral 801 denotes an individual oscillation element in which a negative resistance element 811 is disposed in a waveguide resonator 812. Reference numeral 802 denotes an overmode waveguide, which includes oscillation elements 801 arranged in an array inside. Further, the overmode waveguide 802 is provided with a back-short (reflecting plate) of 803, and the reflected higher-order waveguide mode is configured to act on injection-rocking to each oscillation element 801. ing.
ここで、注入同期とは、個別の発振素子801を同期させて出力パワーを合成するために用いる物理現象である。これを利用した特許文献1に開示されるアレイ型の発振器の例として、9個の発振素子801の発振出力を合成し、61.3GHzにおいて1.5Wもの比較的大きな出力を得たとの記載がある。
しかしながら、特許文献1において、オーバーモード導波管の内側に導波管共振器（発振素子の一部分）を備える構成が必要であることから、オーバーモード導波管の内部に備える発振素子の個数が多くなるほど、作製上難易度が高くなる。 However, in Patent Document 1, since a configuration including a waveguide resonator (a part of the oscillation element) inside the overmode waveguide is necessary, the number of oscillation elements provided in the overmode waveguide is small. The greater the number, the higher the manufacturing difficulty.
また、n×n個の発振素子を導波管の内部に備えるような構成とする場合、オーバーモード導波管の断面の一辺は波長のn倍程度が必要となり、発振素子を高密度には配置することはできない。ゆえに、特許文献1で開示される手法は、多数の発振素子を高密度に備えるアレイ型の発振器とするにはあまり適しておらず、高出力化には限界があると考えられる。 In addition, when the n × n oscillation elements are provided inside the waveguide, one side of the cross-section of the overmode waveguide needs to be about n times the wavelength. Cannot be placed. Therefore, the method disclosed in Patent Document 1 is not very suitable for an array type oscillator having a large number of oscillation elements at high density, and it is considered that there is a limit to increasing the output.
そこで、本発明はアレイ状に高密度で配置されている複数の発振素子を用いて、高い出力を得ることができる新規な発振器を提供することを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a novel oscillator capable of obtaining a high output by using a plurality of oscillation elements arranged at high density in an array.
第1の本発明に係る発振器は、
負性抵抗素子と平面アンテナで構成される発振素子が、同一基板に複数個集積されている発振器であって、
前記基板の主面上に前記発振素子がアレイ状に配されており、
複数の前記発振素子同士で同期して発振される波長に対して、前記アレイ状に配された発振素子の、いずれかの発振素子のアンテナ中心から、反射面を経由して、隣接した発振素子のアンテナ中心へ至る電気的な長さの和θが、
θ＝π（2ｍ−1）（但し、πは円周率、ｍは自然数である）
を満たす位置に反射面を備えることを特徴とする。
The oscillator according to the first invention is
An oscillator in which a plurality of oscillation elements composed of a negative resistance element and a planar antenna are integrated on the same substrate,
The oscillation elements are arranged in an array on the main surface of the substrate,
Oscillation elements adjacent to each other from the center of the antenna of any of the oscillation elements arranged in an array with respect to wavelengths that are oscillated synchronously among the plurality of oscillation elements via a reflective surface The sum of electrical length θ to the antenna center of
θ = π (2m−1) (where π is the pi and m is a natural number)
A reflection surface is provided at a position satisfying the above condition.
第2の本発明に係る発振器は、
負性抵抗素子を含み構成され、30GHzから30THzの周波数帯の電磁波を出力する発振素子を基板上に備えている発振器であって、
前記基板の第1の面側には、3つ以上の前記発振素子を有し、
前記第1の面に対向する第2の面側には、
前記発振素子間で、一方の前記発振素子から前記第2の面側に向かって出力される電磁波を反射して、他方の前記発振素子に入力して、相互に注入同期するための反射手段を有することを特徴とする。
The oscillator according to the second invention is
An oscillator including a negative resistance element and including an oscillation element that outputs an electromagnetic wave in a frequency band of 30 GHz to 30 THz on a substrate,
The first surface side of the substrate has three or more of the oscillation elements,
On the second surface side facing the first surface,
Reflecting means for reflecting electromagnetic waves output from one of the oscillating elements toward the second surface side between the oscillating elements and input to the other oscillating element for mutual injection locking. It is characterized by having.
上記した本発明によれば、アレイ状に高密度で配置されている複数の発振素子を用いて、高い出力を得ることができる新規な発振器が提供される。 According to the above-described present invention, a novel oscillator capable of obtaining a high output using a plurality of oscillation elements arranged in a high density in an array is provided.
（第1の実施形態：請求項1に係る発振器）
本実施形態に係る発明は、負性抵抗素子と平面アンテナで構成される発振素子が、同一基板に複数個集積されている発振器である。そして、前記基板の主面上に前記発振素子がアレイ状に配される。
(First embodiment: oscillator according to claim 1)
The invention according to the present embodiment is an oscillator in which a plurality of oscillation elements including negative resistance elements and planar antennas are integrated on the same substrate. The oscillation elements are arranged in an array on the main surface of the substrate.
複数の前記発振素子同士で同期して発振される波長に対して、前記アレイ状に配された発振素子の、いずれかの発振素子のアンテナ中心から反射面を経由して、隣接した発振素子のアンテナ中心へ至る電気的な長さの和θが、以下の条件を満たすように設計される。
θ＝π（2ｍ−1）（但し、πは円周率、ｍは自然数である）
With respect to wavelengths that are oscillated synchronously among a plurality of the oscillation elements, the oscillation elements arranged in an array form the adjacent oscillation elements from the center of the antenna of any of the oscillation elements via the reflection surface. The sum of electrical lengths θ to the center of the antenna is designed so as to satisfy the following conditions.
θ = π (2m−1) (where π is the pi and m is a natural number)
前記反射面は前記基板の裏面に備えることができる。さらに、前記反射面は、導電膜で構成したり、多層膜で構成したりすることができる。更に、前記反射面は、その一部に周期的な配列の開口部を有するように構成することもできる。 The reflective surface may be provided on the back surface of the substrate. Furthermore, the reflective surface can be composed of a conductive film or a multilayer film. Furthermore, the reflection surface may be configured to have a periodic array of openings in a part thereof.
以下、本実施形態について図面を参照して説明する。図1は、本実施形態に係る発明として発振器の構成を示すもので、図1（ａ）は基板の構造断面の一部分、図1（ｂ）は基板の主面上の一部分を表す。本実施形態に係る発振器は、負性抵抗素子111と平面アンテナ112より構成される発振素子101を基板102の主面に複数個備える。 Hereinafter, the present embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows the configuration of an oscillator as an invention according to this embodiment. FIG. 1 (a) shows a part of the structural cross section of the substrate, and FIG. 1 (b) shows a part of the main surface of the substrate. The oscillator according to the present embodiment includes a plurality of oscillation elements 101 including negative resistance elements 111 and planar antennas 112 on the main surface of the substrate 102.
ここでは、平面アンテナ112は例としてスロットアンテナを利用し、112はスロットアンテナの電極パターンを表す。このとき、負性抵抗素子111の二端子は電磁波出力ポートとして考えればよく、スロットアンテナ112の給電点と一致するように構成する。 Here, the planar antenna 112 uses a slot antenna as an example, and 112 represents an electrode pattern of the slot antenna. At this time, the two terminals of the negative resistance element 111 may be considered as an electromagnetic wave output port, and are configured to coincide with the feeding point of the slot antenna 112.
平面アンテナ112はこれに限定されるものではなく、対数周期アンテナやダイポールアンテナ、又はこれに準ずる平面アンテナ（例えば、スパイラルアンテナやボウタイアンテナなど）でもよい。いずれの場合も負性抵抗素子111の二端子は平面アンテナ112の給電点と一致するように構成すればよく、図6のようにして対数周期アンテナ612を、図7のようにしてダイポールアンテナ712を利用した構成も考えられる。 The planar antenna 112 is not limited to this, and may be a log periodic antenna, a dipole antenna, or a planar antenna equivalent thereto (for example, a spiral antenna, a bow tie antenna, etc.). In either case, the two terminals of the negative resistance element 111 may be configured to coincide with the feeding point of the planar antenna 112. The log periodic antenna 612 is configured as shown in FIG. 6, and the dipole antenna 712 is configured as shown in FIG. A configuration using the can also be considered.
さらに、本実施形態では、隣接した発振素子101の間で結合が大きくなるように、基板102の裏面側に反射面103を備えることで、理論上主面上の全ての発振素子101が同位相で同期して発振出力を放射するように構成する。これは、出力パワーを合成する際に、n個の発振素子101が同位相で発振出力を放射することができれば、比較的高い出力合成効率を達成できるからである。したがって、反射面103は、隣接した発振素子101の間の結合を大きくして互いに同位相となる位置に備えるのが望ましい。 Furthermore, in this embodiment, by providing the reflecting surface 103 on the back surface side of the substrate 102 so that the coupling between the adjacent oscillating elements 101 is increased, theoretically all the oscillating elements 101 on the main surface have the same phase. The oscillation output is radiated in synchronization with This is because, when synthesizing output power, if n oscillation elements 101 can radiate oscillation output in the same phase, relatively high output synthesis efficiency can be achieved. Therefore, it is desirable that the reflecting surface 103 be provided at a position where the coupling between the adjacent oscillation elements 101 is increased to be in phase with each other.
このような現象は、ファンデルポール（van der pol）非線形方程式を解析することによって理解される。式は
x”(τ)-λ(1-x2(t))x’(τ)+x(τ)=λin・κ・xin’(τ)
となる。ここでxは発振素子101における電圧に比例する量であり、LC周波数ω0=1√LCで規格化した時間τ=ω0t依存性を理解するためx(τ)と表してある。また、x”(τ)、x’(τ)はそれぞれ、x(τ)の二階微分、一階微分を表す。xin(τ)は外部より発振素子101へ入力された発振素子101における電圧に比例する量で、κは結合定数である。
Such a phenomenon is understood by analyzing a van der pol nonlinear equation. ceremony
x ”(τ) -λ (1-x 2 (t)) x '(τ) + x (τ) = λ in・ κ ・ x in ' (τ)
It becomes. Here, x is an amount proportional to the voltage in the oscillation element 101, and is expressed as x (τ) in order to understand the time τ = ω 0 t dependence normalized by the LC frequency ω 0 = 1√LC. X ″ (τ) and x ′ (τ) represent the second and first derivatives of x (τ), respectively. X in (τ) is the voltage at the oscillation element 101 input to the oscillation element 101 from the outside. Κ is a binding constant.
パラメータλは、1/Qのディメンションを持ち、λは負性抵抗素子111の負性コンダクタンスの線形成分g1<0と平面アンテナ112の負荷Gを伴って、λ=-(G+g1)√(L/C)である。λinは平面アンテナ112の1/Qと等しく、λin=G√(L/C)である。尚、式の右辺が0の場合は、外部より発振素子101への電磁波入力がない場合を指す。 The parameter λ has a dimension of 1 / Q, where λ = − (G + g 1 ) with the linear component g 1 <0 of the negative conductance of the negative resistance element 111 and the load G of the planar antenna 112. √ (L / C). λ in is equal to 1 / Q of the planar antenna 112, and λ in = G√ (L / C). When the right side of the equation is 0, it indicates a case where there is no electromagnetic wave input to the oscillation element 101 from the outside.
ファンデルポール非線形方程式は、典型的な場合、リミットサイクルと呼ばれる閉軌道上で解が周回する。そして、周回する周波数（発振周波数のこと）がω0の2%以内となるときの パラメータλは0<λ≦0.57とされている。当該事項は、文献（IEEE
Trans. Microwave Theory and Techniques, vol. XX, 412(1963)）に開示されている。
The van der Pol nonlinear equation typically circulates in a closed orbit called a limit cycle. The parameter λ when the circulating frequency (oscillation frequency) is within 2% of ω 0 is 0 <λ ≦ 0.57. This matter can be found in the literature (IEEE
Trans. Microwave Theory and Techniques, vol. XX, 412 (1963)).
これより大きなλのとき、解は強く歪むようになり、発振周波数はω0よりはるかに低下する。以降では、このような場合は除外し、λ=0.57とおく。また、本実施形態において、平面アンテナ112のQ値を10と仮定し（典型的な場合、平面アンテナのQは10のオーダである）、以降ではλin=0.10とおく。 When λ is larger than this, the solution becomes strongly distorted, and the oscillation frequency is much lower than ω 0 . In the following, this case is excluded and λ = 0.57. In this embodiment, the Q value of the planar antenna 112 is assumed to be 10 (typically, the Q of the planar antenna is on the order of 10), and λ in = 0.10 is assumed hereinafter.
さて、同じ構成の隣接した2つの発振素子101の間で相互に注入同期が行える場合を考えると、式は
x”(τ)-λ(1-x2(t))x’(τ)+x(τ)=λin・κxy・y’(τ)
y”(τ)-λ(1-y2(t))y’(τ)+y(τ)=λin・κyx・x’(τ)
となる。ただし、結合定数は相反性よりκxy=κyx=ε・exp(iφ)とおく。φは隣接した発振素子101の間の空間的な位相差を表す。図2は、εとφとをパラメータとしてx、yの実数成分（縦軸）をτが10周期分（横軸）となるまで時間発展させる数値計算した結果である。
Now, considering the case where injection locking can be performed between two adjacent oscillation elements 101 of the same configuration, the equation is
x ”(τ) -λ (1-x 2 (t)) x '(τ) + x (τ) = λ in・ κ xy・ y' (τ)
y ”(τ) -λ (1-y 2 (t)) y '(τ) + y (τ) = λ in・ κ yx・ x' (τ)
It becomes. However, the coupling constant is set to κ xy = κ yx = ε · exp (iφ) due to reciprocity. φ represents a spatial phase difference between adjacent oscillation elements 101. FIG. 2 shows the result of a numerical calculation in which ε and φ are parameters and x and y real components (vertical axis) are time-developed until τ reaches 10 cycles (horizontal axis).
図2-1（ａ）、図2-1（ｂ）、図2-2（ｃ）ではφ=0のときのε依存性を表すもので、図2-1（ａ）、図2-1（ｂ）、図2-2（ｃ）の順にε=0.0、ε=0.1、ε=0.4と設定したときの結果を表す。結果では、結合が大きくなるにしたがって隣接した発振素子101は同位相で同期するようになる。 FIGS. 2-1 (a), 2-1 (b), and 2-2 (c) show the ε dependence when φ = 0. FIGS. 2-1 (a) and 2-1 (B) and FIG. 2-2 (c) show the results when ε = 0.0, ε = 0.1, and ε = 0.4. As a result, as the coupling increases, the adjacent oscillation elements 101 are synchronized in the same phase.
本実施形態において、反射面103としては導電膜又は多層膜が考えられるが、いずれも電磁波の反射率が比較的高いため、結合も比較的大きい。ただし、このような反射面103を経由するとき空間的な位相差にπシフトが追加されることに注意する。 In the present embodiment, the reflective surface 103 may be a conductive film or a multilayer film, but since both have a relatively high electromagnetic wave reflectance, the coupling is also relatively large. However, it should be noted that a π shift is added to the spatial phase difference when passing through such a reflective surface 103.
図2-2（ｄ）、図2-3（ｅ）は、ε=0.4のときのφ依存性を表すもので、πシフトを加えてθ=φ+πとして、図2-2（ｄ）、図2-3（ｅ）の順にθ=0、θ=πと設定したときの結果を表す。結果では、空間的な位相差がπ×（2m-1）のとき（mは自然数）、つまり、θ＝π×2mのとき逆位相で同期する（図2-2（ｄ））。そして、空間的な位相差がπ×2mのとき、つまりθ＝π×（2m-1）のときに同位相で同期する（図2-3（ｅ））。 Fig. 2-2 (d) and Fig. 2-3 (e) show the φ dependence when ε = 0.4. Fig. 2-2 (d) shows that θ = φ + π by adding a π shift. FIG. 2-3 shows the results when θ = 0 and θ = π are set in the order shown in FIG. As a result, when the spatial phase difference is π × (2m−1) (m is a natural number), that is, when θ = π × 2m, the phase is synchronized in the opposite phase (FIG. 2-2 (d)). When the spatial phase difference is π × 2 m, that is, θ = π × (2m−1), synchronization is performed in the same phase (FIG. 2-3 (e)).
これは、隣接した発振素子101の空間的な配置が後者のような空間的な位相差をもって決められるべきであることを示している。さらに、同じ構成の隣接した3つの発振素子101の間で相互に注入同期が行える場合を考えると、連立方程式を拡張して
x”(τ)-λ(1-x2(t))x’(τ)+x(τ)=λin・ε・exp(iφ)・y’(τ)
y”(τ)-λ(1-y2(t))y’(τ)+y(τ)=λin・ε・exp(iφ)・(x’(τ)+z’(τ))
z”(τ)-λ(1-z2(t))z’(τ)+z(τ)=λin・ε・exp(iφ)・y’(τ)
となる。
This indicates that the spatial arrangement of the adjacent oscillation elements 101 should be determined with a spatial phase difference like the latter. Furthermore, considering the case where injection locking can be performed between three adjacent oscillation elements 101 of the same configuration, the simultaneous equations are expanded.
x ”(τ) -λ (1-x 2 (t)) x '(τ) + x (τ) = λ in・ ε ・ exp (iφ) ・ y' (τ)
y ”(τ) -λ (1-y 2 (t)) y '(τ) + y (τ) = λ in・ ε ・ exp (iφ) ・ (x' (τ) + z '(τ))
z ”(τ) -λ (1-z 2 (t)) z '(τ) + z (τ) = λ in・ ε ・ exp (iφ) ・ y' (τ)
It becomes.
図2-3（ｆ）は、同位相で同期するとき（ε=0.4、θ=π）のパラメータによる結果であるが、やはり3つの発振素子101に拡張した場合でも同位相で同期する。これは、同じパラメータを利用すれば、一般に、同じ構成の隣接した複数個の発振素子101を考えたときでも、全ての発振素子が同位相で同期することの理解を助ける。 FIG. 2-3 (f) shows the result of the parameters when synchronized in the same phase (ε = 0.4, θ = π), but also when synchronized with the three oscillation elements 101, they are synchronized in the same phase. This helps to understand that all the oscillating elements are generally synchronized in the same phase even if a plurality of adjacent oscillating elements 101 having the same configuration are considered if the same parameters are used.
以上の数値計算結果より、発振素子101の平面アンテナ112のアンテナ中心から反射面103を経由して隣接した発振素子101の平面アンテナ112のアンテナ中心へ至る結合パス104の電気的な長さθが、以下の条件式を満たすようにするのがよい。即ち、
θ＝π×（2m-1）
を満たすような位置に反射面103を備えるのが望ましい。ここで、アンテナ中心とは、平面アンテナ112から放射される放射電磁界を球面波と近似したときの球面波の原点とする。
From the above numerical calculation results, the electrical length θ of the coupling path 104 from the antenna center of the planar antenna 112 of the oscillation element 101 to the antenna center of the planar antenna 112 of the adjacent oscillation element 101 via the reflecting surface 103 is The following conditional expression should be satisfied. That is,
θ = π × (2m-1)
It is desirable to provide the reflecting surface 103 at a position that satisfies the above. Here, the center of the antenna is the origin of the spherical wave when the radiated electromagnetic field radiated from the planar antenna 112 is approximated to a spherical wave.
電気的長さθは、結合パス104を伝播する電磁波が感じる実効誘電率をεeff、結合パス104の物理的長さをL、発振周波数をω0としたとき、θ=ω0√εeffL/C0 で表す（C0は真空中の光速）。 The electrical length θ is θ = ω 0 √ε eff , where ε eff is the effective dielectric constant felt by the electromagnetic wave propagating through the coupling path 104, L is the physical length of the coupling path 104, and ω 0 is the oscillation frequency. Expressed as L / C 0 (C 0 is the speed of light in vacuum).
ここでは、基板102の裏面側に反射面103を備える構成であるから、√εeffは基板102の屈折率に等しいと考えてよい。ミリ波帯からテラヘルツ帯まで（30GHzから30THz）の周波数領域を考えると、基板102の屈折率3を仮定すれば、電気長πとなる結合パス104の物理的長さLは0.1THz（ω0=2π×0.1THz）において500μmである。1THz（ω0=2π×1THz）において50μmである。これは、0.1THz付近から1THz付近までは、一般的な基板または研磨した基板を利用して基板裏面に反射面103を備えられるオーダであるから、モノリシック化のために好ましい。0.1THzより低周波側においては、反射面103は基板102の裏面に低損失な誘電体を貼り合わせた上に構成してもよい。 Here, since the reflection surface 103 is provided on the back surface side of the substrate 102, √ε eff may be considered to be equal to the refractive index of the substrate 102. Considering the frequency region from the millimeter wave band to the terahertz band (30 GHz to 30 THz), assuming a refractive index of 3 for the substrate 102, the physical length L of the coupling path 104, which is the electrical length π, is 0.1 THz (ω 0 = 2π × 0.1 THz) at 500 μm. It is 50 μm at 1 THz (ω 0 = 2π × 1 THz). This is preferable for monolithic operation from the vicinity of 0.1 THz to the vicinity of 1 THz because the reflective surface 103 is provided on the back surface of the substrate using a general substrate or a polished substrate. On the lower frequency side than 0.1 THz, the reflecting surface 103 may be configured by bonding a low-loss dielectric on the back surface of the substrate 102.
反射面103は、1THzより高周波側においては、反射面103は基板102の主面上に厚さ数ミクロンオーダの誘電体を塗布した上に構成してもよい。また、実際には、電気的長さθはπ×（2m-1）近傍であればほぼ同位相で同期するため、基板102の厚さはさほど厳密に制御しなくてもよい。計算上では、同期するとき（ε=0.4、θ=π）のパラメータにおいてθ=πを前後に10%程度変化させてもほぼ同様の結果が得られる。 The reflection surface 103 may be configured by applying a dielectric having a thickness of several microns on the main surface of the substrate 102 on the high frequency side from 1 THz. In practice, if the electrical length θ is in the vicinity of π × (2m−1), since it synchronizes in substantially the same phase, the thickness of the substrate 102 does not need to be controlled so strictly. In calculation, almost the same result can be obtained even when θ = π is changed by about 10% before and after in the parameters for synchronization (ε = 0.4, θ = π).
さらに、本発明を適用できる発振器では、隣接した発振素子101の間で結合が大きくなるばかりでなく、基板102主面上における隣接した発振素子101の間隔は波長以下とすることができる効果もある。これは、電気的長さθが最低πであることからもそのようにいえる。このとき、n×n個の発振素子101を考えても、基板102の主面上の一辺は波長のn倍以下とすることができるので、多数の発振素子101を高密度に備えることによる出力パワーを高密度に合成した高出力化のために好ましい。 Furthermore, in the oscillator to which the present invention can be applied, not only the coupling between the adjacent oscillation elements 101 becomes large, but also the effect that the interval between the adjacent oscillation elements 101 on the main surface of the substrate 102 can be made equal to or less than the wavelength. . This is also true because the electrical length θ is at least π. At this time, even if n × n oscillating elements 101 are considered, one side on the main surface of the substrate 102 can be n times or less of the wavelength, so that the output by providing a large number of oscillating elements 101 at a high density It is preferable for high output that combines power with high density.
なお、図1において、負性抵抗素子111は簡単のため素子記号で抽象化している（Nは負性抵抗Negative-Differential-Resistanceの頭文字）。しかし、実際には基板102上へ半導体結晶成長などを行い、メサの形成、電極付けなどの半導体プロセスを経て集積するのが好ましい。というのも、負性抵抗素子111を平面アンテナ112へ実装する場合、実装に伴う寄生リアクタンス成分が発振素子101の発振特性を劣化させる恐れがあるからである。このような負性抵抗素子111の例としては、共鳴トンネルダイオードやガンダイオードなどの負性抵抗特性を示す素子が考えられ、いずれも基板102へ容易に集積することができる。なお、負性抵抗素子111へのバイアス供給（不図示）は、平面アンテナ112における電極パターンなどを介して行えばよい。このとき、必要があれば、バイアスＴやローパスフィルターなどを利用してもよい。本実施形態に係る発明において、前記反射面は、前記基板の裏面に設けることが好ましい。反射面は導電膜や、角度選択性を持たせた多層膜が好適に用いられる。そして、この反射面は、その一部に周期的な配列の開口部を有するように構成されるのがよい。また、反射面は平面に限ることはなく、非平面でもよい。例えば、隣接した発振素子の組毎に発振素子のアンテナ中心を焦点とした回転楕円体を定義することができるが、これらの集合体における表面からなる非平面でもよい。 In FIG. 1, the negative resistance element 111 is abstracted by an element symbol for simplicity (N is an acronym for negative resistance Negative-Differential-Resistance). However, in practice, it is preferable to perform semiconductor crystal growth or the like on the substrate 102 and integrate it through semiconductor processes such as mesa formation and electrode attachment. This is because, when the negative resistance element 111 is mounted on the planar antenna 112, a parasitic reactance component accompanying the mounting may deteriorate the oscillation characteristics of the oscillation element 101. As an example of such a negative resistance element 111, an element exhibiting negative resistance characteristics such as a resonant tunneling diode or a Gunn diode can be considered, and any of them can be easily integrated on the substrate 102. The bias supply (not shown) to the negative resistance element 111 may be performed via an electrode pattern or the like in the planar antenna 112. At this time, if necessary, a bias T or a low-pass filter may be used. In the invention according to this embodiment, the reflection surface is preferably provided on the back surface of the substrate. The reflective surface is preferably a conductive film or a multilayer film having angle selectivity. And this reflective surface is good to be comprised so that it may have the opening part of a periodic array in the part. Further, the reflecting surface is not limited to a flat surface and may be a non-planar surface. For example, a spheroid with the center of the antenna of the oscillating element as a focal point can be defined for each set of adjacent oscillating elements, but it may be a non-planar surface composed of the surfaces of these aggregates.
さらに具体的な構成については、以下の実施例を参照して説明する。なお、本実施形態に係る発明のように、多数の発振素子の出力パワーを合成する手法は有効である。そして、個別の発振素子として基板上にそれらを集積する概念は、非特許文献1（Jpn. J. Appl. Phys.,Vol.44,7809(2005)）に開示されており、本発明においても同文献に開示されている技術を適用することができる。同文献は、スロットアンテナ（平面アンテナ）と負性抵抗素子からなる発振素子を開示するものである。これは、典型的な半導体プロセスによって作製が可能な構成であるため、同一基板上に多数の発振素子を集積することが可能となる。 More specific configurations will be described with reference to the following examples. Note that, as in the invention according to the present embodiment, a method of combining the output powers of a large number of oscillation elements is effective. The concept of integrating them on a substrate as individual oscillation elements is disclosed in Non-Patent Document 1 (Jpn. J. Appl. Phys., Vol. 44, 7809 (2005)), and also in the present invention. The technique disclosed in the document can be applied. This document discloses an oscillation element including a slot antenna (planar antenna) and a negative resistance element. Since this is a structure that can be manufactured by a typical semiconductor process, a large number of oscillation elements can be integrated on the same substrate.
また、非特許文献2（Jpn.
J. Appl. Phys.,Vol.44,L1439(2005)）には、スロットアンテナと負性抵抗素子からなる発振素子同士の注入同期に関して開示されている。具体的には、シリコン半球レンズを介した2個の発振素子の間で相互に注入同期（Mutual-Injection-Rocking）が働くことが開示されている。しかしながら、アレイ状に配列されている複数の発振素子に関して、例えば3つ以上の発振素子間で、具体的に注入同期するための手法の開示はない。
Non-Patent Document 2 (Jpn.
J. Appl. Phys., Vol. 44, L1439 (2005)) discloses the injection locking of oscillation elements including slot antennas and negative resistance elements. Specifically, it is disclosed that mutual-injection-rocking works between two oscillation elements via a silicon hemispherical lens. However, regarding a plurality of oscillation elements arranged in an array, for example, there is no disclosure of a technique for specifically performing injection locking between three or more oscillation elements.
本実施形態に係る発明のように、基板主面上の隣接した発振素子の間で結合が大きくなるような位置に反射面を備えることで、理論上全ての発振素子を比較的高い電力合成効率をもって同期させることが可能となる。さらに、従来のアレイ型の発振器より多数の発振素子を高密度に備える構成が可能となるので、従来のアレイ型の発振器より高出力化が行える。また、反射面は基板裏面などに備えられていてもよく、作製上アレイ型の発振器のモノリシック化も可能である。なお、本実施形態に係る発明には、後述する第2の実施形態において説明する技術事項を適用することもできる。 As in the invention according to this embodiment, by providing a reflective surface at a position where coupling between adjacent oscillation elements on the main surface of the substrate is increased, theoretically all oscillation elements have a relatively high power combining efficiency. Can be synchronized. Furthermore, since it is possible to provide a configuration having a larger number of oscillating elements than the conventional array type oscillator, the output can be increased as compared with the conventional array type oscillator. Further, the reflective surface may be provided on the back surface of the substrate or the like, and it is possible to make the array type oscillator monolithic in terms of fabrication. The technical matters described in the second embodiment to be described later can also be applied to the invention according to the present embodiment.
（第2の実施形態：請求項6に係る発振器）
第2の実施形態に係る発振器に関する発明は以下の特徴を有する。第1の実施形態において使用した図1を利用して説明する。図1における111が負性抵抗素子であり、102が基板、103は反射手段である。基板102の負性抵抗素子が配置されている面側が第1の面、それに対向して位置する面側が第2の面となる。
(Second Embodiment: Oscillator according to Claim 6)
The invention relating to the oscillator according to the second embodiment has the following features. This will be described with reference to FIG. 1 used in the first embodiment. In FIG. 1, 111 is a negative resistance element, 102 is a substrate, and 103 is a reflecting means. The surface side of the substrate 102 where the negative resistance element is disposed is the first surface, and the surface side facing the first surface is the second surface.
発振素子は、負性抵抗素子を含み構成され、30GHzから30THzの周波数帯の電磁波を出力するものである。勿論、当該周波数帯の中の一部の周波数で出力できればよい。この発振素子が基板上に設けられている。斯かる意味で、特許文献1に示したような導波管の内部に発振素子を含む構成と異なる。そして、前記基板の第1の面側（「主面」という場合もある。）には、3つ以上の前記発振素子を有する。 The oscillation element includes a negative resistance element and outputs an electromagnetic wave in a frequency band of 30 GHz to 30 THz. Of course, it is only necessary to be able to output at a part of the frequency band. This oscillation element is provided on the substrate. In this sense, it is different from the configuration including an oscillation element inside the waveguide as shown in Patent Document 1. The first surface side of the substrate (sometimes referred to as “main surface”) includes three or more oscillation elements.
なお、3つ以上の発振素子は、前記第1の面側に配置されていれば特に限定されるものではないが、例えば、該第1の面側に、アレイ状に等間隔で配置することも好ましい形態である。アレイ状とは、一次元のアレイ状でも、二次元のアレイ状でもよい。等間隔とは、第1の面の面内方向の発振素子間の距離を規定する場合に当該面内方向において等間隔という意味である。また、複数の発振素子同士で、注入同期させる場合には、例えば、隣接する素子同士で注入同期させることが可能である。ここで隣接する発振素子間とは、第1の面内方向に関して、相隣り合う素子間という意味であり、実際に接している必要は勿論ない。 The three or more oscillating elements are not particularly limited as long as they are arranged on the first surface side. For example, they are arranged on the first surface side in an array at equal intervals. Is also a preferred form. The array shape may be a one-dimensional array shape or a two-dimensional array shape. The equal interval means equal intervals in the in-plane direction when the distance between the oscillation elements in the in-plane direction of the first surface is defined. In addition, when injection locking is performed between a plurality of oscillation elements, for example, injection locking can be performed between adjacent elements. Here, between adjacent oscillation elements means between adjacent elements in the first in-plane direction, and need not be in actual contact.
更に、前記第1の面に対向する第2の面側には、隣接する前記発振素子間で、一方の前記発振素子から前記第2の面側に向かって出力される電磁波を反射して、他方の前記発振素子に入力して、相互に注入同期するための反射手段を有する。ここでいう、前記反射手段は、隣接する複数の前記発振素子間で、同位相で注入し得るように構成されているのがよい。前記反射手段は、前記第1の面に平行な反射面を有するように構成することができる。この反射手段や注入同期に関しては、その詳細を上記の第1の実施形態において説明しており、当該概念が、本実施形態にもそのまま適用することができる。 Furthermore, on the second surface side facing the first surface, between the adjacent oscillation elements, the electromagnetic wave output from the one oscillation element toward the second surface side is reflected, Reflecting means for inputting to the other oscillation element and injection-locking each other is provided. Here, the reflection means may be configured to be able to inject in the same phase between a plurality of adjacent oscillation elements. The reflecting means can be configured to have a reflecting surface parallel to the first surface. The details of the reflection means and injection locking are described in the first embodiment, and the concept can be applied to this embodiment as it is.
前記基板102上には、前記負性抵抗素子と平面アンテナを含み構成されている前記発振素子を複数個集積しておくこともできる。平面アンテナ自体は、必要に応じて適用すればよく、本実施形態における発明においては必須ではない。勿論、複数の発振素子に共通する一つ（あるいは発振素子の数より少ない数）のアンテナを共用することもできる。互いに隣接する発振素子間で、注入同期を行うためには、以下のように設計するのがよい。即ち、発振素子の発振波長に対して、一方の該発振素子のアンテナ中心から、前記反射手段を経由して、隣接する他方の該発振素子のアンテナ中心へ至るまでの電気的な長さの和θが以下の条件を満たすようにする。
θ＝π（2ｍ−1）（但し、πは円周率、ｍは自然数である）
そして、上記θの条件を満たすように、前記反射手段を前記第2の面側に設けるのがよい。また、本実施形態に係る発明により、隣接する複数の発振素子同士で相互に注入同期が効果的に行うことができる。勿論、本実施形態に係る発明においてはアレイ状に配列されている発振素子間で注入同期を行うことができれば、必ずしも隣接する素子同士で注入同期される必要は無い。例えば、ライン上に並んでいる3つの発振素子を考えた場合に、両端の発振素子間で注入同期するように反射手段を設計することもできる。
A plurality of the oscillation elements including the negative resistance element and the planar antenna can be integrated on the substrate 102. The planar antenna itself may be applied as necessary, and is not essential in the invention of this embodiment. Of course, one antenna (or a number smaller than the number of oscillation elements) common to a plurality of oscillation elements can be shared. In order to perform injection locking between adjacent oscillation elements, it is preferable to design as follows. That is, the sum of electrical lengths from the center of one oscillation element to the center of the other oscillation element via the reflecting means with respect to the oscillation wavelength of the oscillation element θ should satisfy the following condition.
θ = π (2m−1) (where π is the pi and m is a natural number)
The reflecting means may be provided on the second surface side so as to satisfy the condition of θ. Further, according to the invention according to the present embodiment, injection locking can be effectively performed between a plurality of adjacent oscillation elements. Of course, in the invention according to the present embodiment, it is not always necessary to perform injection locking between adjacent elements as long as injection locking can be performed between the oscillating elements arranged in an array. For example, when three oscillating elements arranged on a line are considered, the reflecting means can be designed so as to perform injection locking between the oscillating elements at both ends.
なお、前記反射手段の詳細は、第2の実施形態や後述の実施例において詳述しているが、該反射手段は、例えば、導電膜で構成したり、角度選択性を備えた多層膜から構成したりすることができる。角度選択性とは、入射方向によって、反射効率が変わるという意味である。更に、前記反射手段は、前記第2の面側の該第2の面に平行な方向に、周期的な間隔で設けておくことも可能である。本実施形態に係る基板としては、前記発振素子が設けられている位置における、前記第1の面と前記第2の面との間隔が等しい平板状の基板であるものが好適に用いられる。本実施形態に係る発明において説明したように、本発明によれば、基板上に設けられた複数の発振素子を隣接素子間で個々注入同期させ、最終的には、複数のアレイ状の素子間全体を同位相で出力することが可能となる。また、基板上への発振素子の作製は、いわゆる半導体プロセスを用いて形成することができるので、従来に比して、密度高くアレイ状に配置された発振素子を用いて、高い出力を得ることができる発振器が提供されることになる。なお、第2の実施形態に係る発明には、前述した第1の実施形態や実施例において説明する技術事項が矛盾しない限り適用される。 The details of the reflection means are described in detail in the second embodiment and the examples described later. The reflection means is formed of, for example, a conductive film or a multilayer film having angle selectivity. Can be configured. The angle selectivity means that the reflection efficiency varies depending on the incident direction. Furthermore, the reflecting means may be provided at periodic intervals in a direction parallel to the second surface on the second surface side. As the substrate according to the present embodiment, a substrate that is a flat substrate in which the distance between the first surface and the second surface is the same at the position where the oscillation element is provided is preferably used. As described in the invention according to the present embodiment, according to the present invention, a plurality of oscillation elements provided on a substrate are individually injection-locked between adjacent elements, and finally, between a plurality of array-shaped elements. It is possible to output the whole in the same phase. In addition, since the oscillation element can be formed on the substrate by using a so-called semiconductor process, a high output can be obtained by using the oscillation elements arranged in an array with a higher density than in the past. An oscillator capable of performing the above will be provided. The invention according to the second embodiment is applied as long as the technical matters described in the first embodiment and the examples described above do not contradict each other.
（実施例1）
図3は、本発明を適用できる発振器を構成する一実施例を示すものである。本実施例において、負性抵抗素子311としては、半絶縁性InP基板302上に集積される共鳴トンネルダイオード（RTD）を用いる。平面アンテナ312としては、Ti/Pd/Auで構成されるスロットアンテナの電極パターンを用いる。反射面303は一部を開口とした導電膜とし、Cr/Auで構成する。本実施例は、上記の実施形態をモノリシック化した場合の本発明を適用できる発振器として好ましい一例を示すものである。
(Example 1)
FIG. 3 shows an embodiment constituting an oscillator to which the present invention can be applied. In this embodiment, as the negative resistance element 311, a resonant tunnel diode (RTD) integrated on a semi-insulating InP substrate 302 is used. As the planar antenna 312, a slot antenna electrode pattern made of Ti / Pd / Au is used. The reflecting surface 303 is a conductive film having a part of the opening, and is made of Cr / Au. This example shows a preferable example of an oscillator to which the present invention can be applied when the above embodiment is monolithically made.
図3-1（ａ）は半絶縁性InP基板302の断面構造の一部分を表す。ここで、負性抵抗素子311は二重障壁RTDであり、例えば、スペーサ層／障壁層／量子井戸層／障壁層／スペーサ層のような構成になっている。 FIG. 3A shows a part of the cross-sectional structure of the semi-insulating InP substrate 302. Here, the negative resistance element 311 is a double barrier RTD, and has a configuration such as a spacer layer / barrier layer / quantum well layer / barrier layer / spacer layer, for example.
非特許文献1を参照すれば、これらはInP基板302上へ結晶成長可能なInGaAsを量子井戸層、AlAsやInAlAsを障壁層として用いる。より具体的には、エミッタ側からコレクタ側へ順に、InGaAs(5.0nm)/AlAs(1.5nm)/InGaAs(4.5nm)/AlAs(1.5nm)/InGaAs(5.0nm)の半導体多層膜構造から構成される。キャリアの選択はエミッタ層、コレクタ層のドーパントによって決定されるが、例えばSiをドーパントとして用いて電子濃度1×1018cm‐3のn-InGaAs(50nm)で構成する。 Referring to Non-Patent Document 1, these use InGaAs capable of crystal growth on an InP substrate 302 as a quantum well layer and AlAs or InAlAs as a barrier layer. More specifically, it is composed of a semiconductor multilayer structure of InGaAs (5.0 nm) / AlAs (1.5 nm) / InGaAs (4.5 nm) / AlAs (1.5 nm) / InGaAs (5.0 nm) in order from the emitter side to the collector side. Is done. The selection of carriers is determined by the dopants in the emitter layer and the collector layer. For example, Si is used as a dopant, and n-InGaAs (50 nm) with an electron concentration of 1 × 10 18 cm −3 is used.
こうしたRTD311は0.4V付近で約400kA/cm2のピーク電流密度を示し、0.4Vから0.6Vの間で負性抵抗特性を有する。更に、RTD311は上側と下側を半導体導電層323、324に挟まれるが、それぞれを、電子濃度1×1019cm‐3のn-InGaAs(30nm,400nm)で構成する。これは、Ti/Pd/Au電極321、322がRTD311とオーミックに接するためのものである。 Such an RTD 311 exhibits a peak current density of about 400 kA / cm 2 near 0.4 V, and has a negative resistance characteristic between 0.4 V and 0.6 V. Further, the upper and lower sides of the RTD 311 are sandwiched between the semiconductor conductive layers 323 and 324, and each is made of n-InGaAs (30 nm, 400 nm) having an electron concentration of 1 × 10 19 cm −3 . This is because the Ti / Pd / Au electrodes 321 and 322 are in ohmic contact with the RTD 311.
以上はInP基板上の構成の一例を示したもので、これに限るものではない。例えば、InAs基板上のInAs/AlAsSbやInAs/AlSb、GaAs基板上のGaAs/AlAs、Si基板上のSi/SiGeといった半導体多層膜構成も考えられる。 The above is an example of the configuration on the InP substrate, and the present invention is not limited to this. For example, a semiconductor multilayer structure such as InAs / AlAsSb or InAs / AlSb on an InAs substrate, GaAs / AlAs on a GaAs substrate, or Si / SiGe on a Si substrate can be considered.
また、スペーサ層／障壁層／量子井戸層／障壁層／量子井戸層／障壁層／スペーサ層のような構成としてもよく、いずれの場合も良好な負性抵抗特性が得られる。 Further, a structure such as a spacer layer / barrier layer / quantum well layer / barrier layer / quantum well layer / barrier layer / spacer layer may be used, and in any case, a favorable negative resistance characteristic can be obtained.
こうしてTi/Pd/Au電極パターン321、322をそれぞれRTD311上側と下側で半導体導電層323、324に接するように構成すれば、RTD311の二端子はスロットアンテナ312の給電点に一致するようになる。 Thus, if the Ti / Pd / Au electrode patterns 321 and 322 are configured to contact the semiconductor conductive layers 323 and 324 on the upper and lower sides of the RTD 311 respectively, the two terminals of the RTD 311 will coincide with the feeding point of the slot antenna 312. .
図3-1（ｂ）は半絶縁性InP基板302の主面上の一部分を表す。発振素子301におけるスロットアンテナ312はバイアス供給のために分割した電極パターン321、322にスロット313を設けた構成になっている。 FIG. 3B shows a part on the main surface of the semi-insulating InP substrate 302. The slot antenna 312 in the oscillation element 301 has a configuration in which a slot 313 is provided in the electrode patterns 321 and 322 divided for supplying a bias.
非特許文献1を参照すれば、RTD311のメサ断面形状を1.5μm角とし、スロット313の形状を長さ20μm、幅4μmとすると、個別の発振素子301において約0.6THzの発振出力30μW程度が得られる。 Referring to Non-Patent Document 1, if the RTD311 mesa cross-sectional shape is 1.5 μm square and the slot 313 is 20 μm long and 4 μm wide, an oscillation output of about 0.6 THz can be obtained for each oscillation element 301 of about 30 μW. It is done.
さらに、本実施例では出力パワーを合成するために、発振素子301を等間隔にn×n個の二次元アレイ化する。発振素子301の間隔は、ここでは、出力パワー合成後のサイドローブを低減するため半波長以下とする。例えば200μmを主面上の間隔とする。このようにすると、発振素子301が同期して同位相で動作したとき、基板302主面と垂直な方向に鋭いメインローブが形成されるブロードサイドアレイとなる。発振素子301を同位相で動作させるためには、半絶縁性InP基板302の基板厚さをあらかじめ調整し、基板裏面に反射面303を設ける。 Further, in this embodiment, in order to synthesize the output power, the oscillating elements 301 are made into n × n two-dimensional arrays at equal intervals. Here, the interval between the oscillation elements 301 is set to a half wavelength or less in order to reduce the side lobe after the output power synthesis. For example, the interval on the main surface is 200 μm. In this way, when the oscillation element 301 operates in synchronism with the same phase, a broad side array is formed in which a sharp main lobe is formed in a direction perpendicular to the main surface of the substrate 302. In order to operate the oscillation element 301 in the same phase, the substrate thickness of the semi-insulating InP substrate 302 is adjusted in advance, and the reflection surface 303 is provided on the back surface of the substrate.
例えば、結合パス304の電気的長さθがπ×5となるように調整する場合、半絶縁性InP基板302の√εInP=√12=3.5、主面上の間隔200μmより単純計算する。すると、基板厚さd=148μmが0.6THzの出力パワー合成のために望ましいことがわかる。 For example, when adjusting the electrical length θ of the coupling path 304 to be π × 5, simple calculation is performed from √ε InP = √12 = 3.5 of the semi-insulating InP substrate 302 and an interval of 200 μm on the main surface. Then, it can be seen that the substrate thickness d = 148 μm is desirable for the output power synthesis of 0.6 THz.
なお、305はバイアス供給線を表し、定電圧発生装置などの電源（不図示）より、それぞれの発振素子301へ、0.4Vから0.6Vの間の負性抵抗特性を有するようなバイアスを供給するためのものである。ここでは、二次元アレイにおけるn行目の発振素子301へ並列にバイアスを供給する配線構造としているが、もちろん、全ての発振素子301に並列にバイアス供給する配線構造としてもよい。 Reference numeral 305 denotes a bias supply line, and a bias having a negative resistance characteristic between 0.4 V and 0.6 V is supplied to each oscillation element 301 from a power source (not shown) such as a constant voltage generator. Is for. Here, a wiring structure for supplying a bias in parallel to the oscillation elements 301 in the n-th row in the two-dimensional array is used. However, a wiring structure for supplying a bias in parallel to all the oscillation elements 301 may be used.
図3-2（ｃ）は半絶縁性InP基板302の裏面上の一部分を表す。反射面303はCr/Auなどの導電膜によって構成する。また、裏面上の導電膜303は発振素子301の直下の部分を開口306として周期的な配置すなわちグレーティング状にパターン化してもよい。これは、発振素子301の発振出力が基板裏面側（誘電率が大きい側）に大きいので、隣接する発振素子301へ比較的大きな反射を与え、さらに出力パワー合成後の電磁波出力を基板裏面側へも放射させるためのものである。 FIG. 3-2 (c) shows a part on the back surface of the semi-insulating InP substrate 302. FIG. The reflective surface 303 is made of a conductive film such as Cr / Au. Further, the conductive film 303 on the back surface may be patterned in a periodic arrangement, that is, in a grating shape, with the portion immediately below the oscillation element 301 as an opening 306. This is because the oscillation output of the oscillation element 301 is large on the back side of the substrate (the side having a large dielectric constant), so that a relatively large reflection is given to the adjacent oscillation element 301, and the electromagnetic wave output after output power synthesis is directed to the back side of the substrate. Is also for radiating.
図3-2（ｄ）は本実施例の発振器を約1.2mm角に6×6個の二次元アレイ化して、mW級を可能とする半絶縁性InP基板302の主面全貌を表している。合成された出力パワーは、理論上全ての発振素子301が同位相で同期したとき、個別の発振素子301の発振出力にアレイの個数の二乗を掛けて算出される。 FIG. 3-2 (d) shows the entire main surface of the semi-insulating InP substrate 302 that enables mW class by making the oscillator of this embodiment into a 6 × 6 two-dimensional array of about 1.2 mm square. . The combined output power is calculated by multiplying the oscillation output of each individual oscillation element 301 by the square of the number of arrays when all the oscillation elements 301 are theoretically synchronized in the same phase.
以上のような構造は、通常の半導体プロセスを用いることによって作製が可能である。これは、はじめにも述べたように、同じ構成の多数の発振素子を歩留まりよく集積できるため好ましい。非特許文献1を参照すれば、次のように形成することができる。 The structure as described above can be manufactured by using a normal semiconductor process. As described above, this is preferable because a large number of oscillation elements having the same configuration can be integrated with a high yield. With reference to Non-Patent Document 1, it can be formed as follows.
半絶縁性InP基板302上には、分子ビームエピタキシー（MBE）法などによって、半導体導電層324、半導体多層膜311、半導体導電層323をエピタキシャル成長する。次に、エピタキシャル層をフォトリソグラフィによるパターニングを行ったのち、メサ状にn-InGaAs層324の途中までSiCl4およびArガスを用いたICPプラズマエッチングを行う。エッチング後の表面にはTi/Pd/Au322を蒸着してリフトオフ法により所望の形状とする。その後、プラズマCVD法によりSiO2またはSiNxなどを成膜し、スロットアンテナ312を形成しつつ電気的絶縁を確保するようにTi/Pd/Au321を蒸着してリフトオフを行う。さらに、半絶縁性InP基板302の表面には、Cr/Au配線構造305を蒸着してリフトオフ法により形成する。最後に基板裏面を所望の厚さになるように研磨を行い、リフトオフ法によりCr/Au反射層303を形成して本実施例のアレイ型の発振器が作製される。 On the semi-insulating InP substrate 302, the semiconductor conductive layer 324, the semiconductor multilayer film 311, and the semiconductor conductive layer 323 are epitaxially grown by molecular beam epitaxy (MBE) or the like. Next, after patterning the epitaxial layer by photolithography, ICP plasma etching using SiCl 4 and Ar gas is performed to the middle of the n-InGaAs layer 324 in a mesa shape. Ti / Pd / Au322 is vapor-deposited on the surface after the etching to obtain a desired shape by a lift-off method. Thereafter, SiO 2 or SiN x or the like is formed by plasma CVD, and Ti / Pd / Au 321 is deposited and lift-off is performed so as to ensure electrical insulation while forming the slot antenna 312. Further, a Cr / Au wiring structure 305 is deposited on the surface of the semi-insulating InP substrate 302 and formed by a lift-off method. Finally, the back surface of the substrate is polished so as to have a desired thickness, and the Cr / Au reflective layer 303 is formed by a lift-off method to manufacture the array type oscillator of this embodiment.
（実施例2）
図4は、本発明を適用できる発振器を構成する一実施例を示すものである。本実施例において、負性抵抗素子411としては、半絶縁性InP基板402上に集積される共鳴トンネルダイオード（RTD）を用いる。平面アンテナ412としては、実施例1と同様に、Ti/Pd/Auで構成されるスロットアンテナの電極パターンを用いる。反射面403はチタニアとアルミナとで構成した反射率に角度選択性のある多層膜とする。本実施例は、開口を設けずに、隣接する発振素子401へ比較的大きな反射を与え、且つ、出力パワー合成後の電磁波出力を基板裏面側へ放射させるための例を示すものである。
(Example 2)
FIG. 4 shows an embodiment constituting an oscillator to which the present invention can be applied. In this embodiment, as the negative resistance element 411, a resonant tunnel diode (RTD) integrated on a semi-insulating InP substrate 402 is used. As the planar antenna 412, as in the first embodiment, an electrode pattern of a slot antenna made of Ti / Pd / Au is used. The reflecting surface 403 is a multilayer film made of titania and alumina that has angle selectivity in reflectivity. This embodiment shows an example for providing a relatively large reflection to the adjacent oscillation element 401 without providing an opening and for radiating the electromagnetic wave output after the output power synthesis to the back side of the substrate.
図4（ａ）は半絶縁性InP基板402の断面構造の一部分を表す。ここで、負性抵抗素子411は三重障壁RTDであり、例えば、スペーサ層／障壁層／量子井戸層／障壁層／量子井戸層／障壁層／スペーサ層のような構成になっている。 4A shows a part of the cross-sectional structure of the semi-insulating InP substrate 402. FIG. Here, the negative resistance element 411 is a triple barrier RTD, and has a configuration such as a spacer layer / barrier layer / quantum well layer / barrier layer / quantum well layer / barrier layer / spacer layer.
即ち、エミッタ側からコレクタ側へ順に、InGaAs(5.0nm)/AlAs(1.3nm)/InGaAs(7.6nm)/InAlAs(2.6nm)/InGaAs(5.6nm)/AlAs(1.3nm)/InGaAs(5.0nm)の半導体多層膜構造からなる。このようなRTD411は、フォトンアシストトンネルと呼ばれる現象に基づいてミリ波帯からテラヘルツ帯までの周波数領域で利得を有することで知られ、負性抵抗特性は利得と比例関係にあることが示されている。キャリアの選択はエミッタ層、コレクタ層のドーパントによって決定されるが、例えばSiをドーパントとして用いて電子濃度2×1018cm‐3のn-InGaAs(50nm)で構成する。こうしたRTD411は0.3V付近で約90kA/cm2のピーク電流密度を示し、0.3Vから0.6Vの間で負性抵抗特性を有する。更に、RTD311は上側と下側を半導体導電層423、424に挟まれるが、それぞれを、電子濃度1×1019cm‐3のn-InGaAs(30nm,400nm)で構成する。こうして実施例1と同様に、Ti/Pd/Au電極パターン421、422をそれぞれRTD411上側と下側で半導体導電層423、424に接するように構成すれば、RTD411の二端子はスロットアンテナ412の給電点に一致するようになる。 That is, in order from the emitter side to the collector side, InGaAs (5.0 nm) / AlAs (1.3 nm) / InGaAs (7.6 nm) / InAlAs (2.6 nm) / InGaAs (5.6 nm) / AlAs (1.3 nm) / InGaAs (5.0 nm) ) Semiconductor multilayer film structure. Such RTD411 is known to have gain in the frequency range from millimeter wave band to terahertz band based on a phenomenon called photon assist tunnel, and the negative resistance characteristic is shown to be proportional to the gain. Yes. The selection of carriers is determined by the dopant of the emitter layer and the collector layer. For example, Si is used as a dopant, and it is composed of n-InGaAs (50 nm) having an electron concentration of 2 × 10 18 cm −3 . Such RTD411 exhibits a peak current density of about 90 kA / cm 2 near 0.3 V, and has a negative resistance characteristic between 0.3 V and 0.6 V. Further, the upper and lower sides of the RTD 311 are sandwiched between the semiconductor conductive layers 423 and 424, and each is composed of n-InGaAs (30 nm, 400 nm) having an electron concentration of 1 × 10 19 cm −3 . Thus, similarly to Example 1, if the Ti / Pd / Au electrode patterns 421 and 422 are configured to contact the semiconductor conductive layers 423 and 424 on the upper and lower sides of the RTD 411, respectively, the two terminals of the RTD 411 are fed to the slot antenna 412. Match the points.
図4（ｂ）は半絶縁性InP基板402の主面上の一部分を表す。RTD411のメサ断面形状を3.5μm角とし、発振素子401におけるスロットアンテナ412は簡単のため、実施例1とほぼ同様とする。一部スロット413の形状のみ異なり、長さ50μm、幅6μmとして、個別の発振素子401において約0.3THzの発振出力60μW程度が得られることが計算される（計算手法については非特許文献1を参考にした）。 FIG. 4B shows a part on the main surface of the semi-insulating InP substrate 402. The mesa cross-sectional shape of the RTD 411 is 3.5 μm square, and the slot antenna 412 in the oscillation element 401 is substantially the same as that of the first embodiment for simplicity. Only the shape of some slots 413 is different, and it is calculated that an oscillation output of about 0.3 THz and about 60 μW of about 0.3 THz can be obtained with an individual oscillation element 401 with a length of 50 μm and a width of 6 μm (see Non-Patent Document 1 for calculation method) )
さらに、本実施例でも出力パワーを合成するため、発振素子401を等間隔にn×n個の二次元アレイ化する。発振素子401の間隔は、例えば400μmを主面上の間隔とする。このようにすると、発振素子401が同期して同位相で動作したとき、基板402と垂直な方向に鋭いメインローブが形成されるブロードサイドアレイとなる。発振素子401を同位相で動作させるためには、半絶縁性InP基板402の基板厚さをあらかじめ調整し、基板裏面に反射面403を設ける。 Further, in this embodiment, in order to synthesize the output power, the oscillating elements 401 are formed into n × n two-dimensional arrays at equal intervals. The interval between the oscillation elements 401 is, for example, 400 μm on the main surface. In this way, when the oscillation element 401 operates synchronously and in the same phase, a broad side array is formed in which a sharp main lobe is formed in a direction perpendicular to the substrate 402. In order to operate the oscillation element 401 in the same phase, the substrate thickness of the semi-insulating InP substrate 402 is adjusted in advance, and the reflective surface 403 is provided on the back surface of the substrate.
例えば、電気的長さθがπ×5となるように調整する場合、半絶縁性InP基板402の√eInP=√12=3.5、主面上の間隔400μmより単純計算する。すると、基板厚さd=296μmが0.3THzの出力パワー合成のために望ましいことがわかる。 For example, when the electrical length θ is adjusted to be π × 5, simple calculation is performed based on √e InP = √12 = 3.5 of the semi-insulating InP substrate 402 and the interval of 400 μm on the main surface. Then, it can be seen that the substrate thickness d = 296 μm is desirable for the output power synthesis of 0.3 THz.
なお、405はそれぞれの発振素子401へ0.3Vから0.6Vの間の負性抵抗特性を有するようなバイアスを供給するためのバイアス供給線を表し、実施例1と同様である。 Reference numeral 405 denotes a bias supply line for supplying a bias having a negative resistance characteristic between 0.3 V and 0.6 V to each oscillation element 401, and is the same as that of the first embodiment.
実施例1と異なるのは、反射面403が多層膜（DBR型）となっていることである。多層膜403は、431のチタニア層√εTiO2=√109 、432のアルミナ層√εAl2O3=√12を交互に周期的に配置する。隣接する発振素子401へ比較的大きな反射を与えるためには、フレネルの反射式などを用いて各層の厚さを設定する。例えば、多層膜403は二周期として、入射角30度以上（0度を多層膜403への垂直入射とする）の反射率が大きくなるように計算すると、チタニア431が29μm、アルミナ432が135μmのとき図5のような反射率特性が得られる。 The difference from the first embodiment is that the reflecting surface 403 is a multilayer film (DBR type). Multilayer film 403, titania layer √ε TiO2 = √109 431 are periodically arranged alternately alumina layer √ε Al2O3 = √12 432. In order to give a relatively large reflection to the adjacent oscillation element 401, the thickness of each layer is set using a Fresnel reflection method or the like. For example, when the multilayer film 403 has two periods and is calculated so that the reflectance at an incident angle of 30 degrees or more (0 degree is perpendicular incidence to the multilayer film 403) is large, titania 431 is 29 μm and alumina 432 is 135 μm. Sometimes the reflectance characteristics as shown in FIG. 5 are obtained.
こうした多層膜403は波長や角度を選択して隣接する発振素子401へ比較的大きな反射を与え、且つ、出力パワー合成後の電磁波出力を基板裏面側へ放射させることできる。このとき、さらに、指向性を向上させるために多層膜403の最終層に応じてチタニアまたはアルミナによる半球レンズ等を取り付けてもよいし、一般的なSiレンズ等を用いてもよい。また、多層膜403は上記のようにDBR型に限ることはなく、角度依存性が急峻で波長依存性の緩やかなファブリペロー型としてもよい。 Such a multilayer film 403 can select a wavelength and an angle to give a relatively large reflection to the adjacent oscillation element 401, and can radiate an electromagnetic wave output after output power synthesis to the back side of the substrate. At this time, in order to further improve directivity, a hemispherical lens or the like made of titania or alumina may be attached according to the final layer of the multilayer film 403, or a general Si lens or the like may be used. In addition, the multilayer film 403 is not limited to the DBR type as described above, and may be a Fabry-Perot type having a sharp angle dependency and a gentle wavelength dependency.
以上のような構造は、実施例1と同様に通常の半導体プロセスを用いることによって作製が可能であるが、多層膜403はプレス、焼成などを経るセラミックシート工法によって別途作製される。これらは406の固定部材などで貼り合わせて固定化され、本実施例の発振器が形成される。 The structure as described above can be manufactured by using a normal semiconductor process in the same manner as in Example 1. However, the multilayer film 403 is separately manufactured by a ceramic sheet method through press, firing, and the like. These are bonded and fixed by a fixing member 406 or the like to form the oscillator of this embodiment.
以上の実施例1、2において、負性抵抗素子としては共鳴トンネルダイオードを例にとって説明してきたが、ガンダイオード、エサキダイオードやその他の負性抵抗素子などに置き換えることも可能である。ガンダイオードやエサキダイオードはミリ波帯までの周波数領域で利得を有しており、同様の半導体プロセスによって作製することができる。 In the first and second embodiments described above, the resonant tunnel diode has been described as an example of the negative resistance element. However, it can be replaced with a Gunn diode, an Esaki diode, or another negative resistance element. Gunn diodes and Esaki diodes have gain in the frequency region up to the millimeter wave band, and can be manufactured by a similar semiconductor process.
基板主面上の発振素子の配置方法としては、ブロードサイドアレイを例にとって説明してきたが、他の方法の適用も可能である。例えば、基板主面と水平な方向に鋭いメインローブが形成されるエンドファイヤアレイとする配置方法に置き換えることも可能である。このためには、マイクロ波技術でよく知られるように、得たいメインローブの方角に沿って一波長の間隔をもって発振素子を配置する。エンドファイヤアレイとした場合、基板内で基板モードとして横に伝搬するモードを利用してもよい。このとき、発振出力は基板の端部から横方向に放射される。横方向の放射を制御するためにはさらに端面に反射層を設けてもよいし、端面を粗面として散乱させてもよい。 As an arrangement method of the oscillation elements on the main surface of the substrate, the broad side array has been described as an example, but other methods can be applied. For example, it can be replaced with an arrangement method of an endfire array in which a sharp main lobe is formed in a direction horizontal to the substrate main surface. For this purpose, as well known in the microwave technology, the oscillation elements are arranged at intervals of one wavelength along the direction of the main lobe to be obtained. In the case of an endfire array, a mode that propagates laterally as a substrate mode within the substrate may be used. At this time, the oscillation output is radiated laterally from the edge of the substrate. In order to control the radiation in the lateral direction, a reflection layer may be further provided on the end surface, or the end surface may be scattered as a rough surface.
また、負性抵抗素子の位置にショットキーバリアダイオードやマイクロボロメータなどの検出素子を置き換えた検出器としたフェイズアレイとしてもよい。 Moreover, it is good also as a phase array used as the detector which replaced the detection element, such as a Schottky barrier diode and a microbolometer, in the position of the negative resistance element.
101、301、401、801 発振素子
102、302、402 基板
103、303、403 反射面（導電膜）
104、304、404 結合パス
111、311、411、811 負性抵抗素子
112、312、412 平面アンテナ（スロットアンテナ）
305、405 バイアス供給線
306 開口
313、413 スロット
321、322、421、422 電極パターン
323、324、423、424 電気的接点
403 反射面（多層膜）
406 固定部材
612 平面アンテナ（対数周期アンテナ）
712 平面アンテナ（ダイポールアンテナ）
802 オーバーモード導波管
803 バックショート（反射板）
812 導波管共振器
101, 301, 401, 801 Oscillator
102, 302, 402 substrate
103, 303, 403 Reflective surface (conductive film)
104, 304, 404 combined path
111, 311, 411, 811 Negative resistance element
112, 312, 412 Planar antenna (slot antenna)
305, 405 Bias supply line
306 opening
313, 413 slots
321, 322, 421, 422 electrode pattern
323, 324, 423, 424 Electrical contacts
403 reflective surface (multilayer film)
406 Fixing member
612 planar antenna (logarithmic periodic antenna)
712 Planar antenna (dipole antenna)
802 Overmode waveguide
803 Back short (reflector)
812 Waveguide resonator
Claims (13)
前記基板の主面上に前記発振素子がアレイ状に配されており、
複数の前記発振素子同士で同期して発振される波長に対して、前記アレイ状に配された発振素子の、いずれかの発振素子のアンテナ中心から、反射面を経由して、隣接した発振素子のアンテナ中心へ至る電気的な長さの和θが、
θ＝π（2ｍ−1）（但し、πは円周率、ｍは自然数である）
を満たす位置に前記反射面を備えることを特徴とする発振器。 An oscillator in which a plurality of oscillation elements composed of a negative resistance element and a planar antenna are integrated on the same substrate,
The oscillation elements are arranged in an array on the main surface of the substrate,
Oscillation elements adjacent to each other from the center of the antenna of any of the oscillation elements arranged in an array with respect to wavelengths that are oscillated synchronously among the plurality of oscillation elements via a reflective surface The sum of electrical length θ to the antenna center of
θ = π (2m−1) (where π is the pi and m is a natural number)
An oscillator comprising the reflective surface at a position satisfying
前記基板の第1の面側には、3つ以上の前記発振素子を有し、
前記第1の面に対向する第2の面側には、
前記発振素子間で、一方の前記発振素子から前記第2の面側に向かって出力される電磁波を反射して、他方の前記発振素子に入力して、相互に注入同期するための反射手段を有することを特徴とする発振器。 An oscillator including a negative resistance element and including an oscillation element that outputs an electromagnetic wave in a frequency band of 30 GHz to 30 THz on a substrate,
The first surface side of the substrate has three or more of the oscillation elements,
On the second surface side facing the first surface,
Reflecting means for reflecting electromagnetic waves output from one of the oscillating elements toward the second surface side between the oscillating elements and input to the other oscillating element for mutual injection locking. An oscillator comprising:
前記発振素子の発振波長に対して、一方の該発振素子のアンテナ中心から、前記反射手段を経由して、隣接する他方の該発振素子のアンテナ中心へ至るまでの電気的な長さの和θが、
θ＝π（2ｍ−1）（但し、πは円周率、ｍは自然数である）
となるように前記反射手段が前記第2の面側に設けられていることを特徴とする請求項6から8のいずれか1項に記載の発振器。 A plurality of the oscillation elements configured to include the negative resistance element and a planar antenna are integrated on the substrate,
Sum of electrical lengths θ from the center of one of the oscillation elements to the center of the other of the oscillation elements adjacent to the other oscillation element with respect to the oscillation wavelength of the oscillation element But,
θ = π (2m−1) (where π is the pi and m is a natural number)
9. The oscillator according to claim 6, wherein the reflecting means is provided on the second surface side so that
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