JP2008294984A

JP2008294984A - Non-inverted amplifier circuit, light-receiving amplifier circuit, light-receiving amplifier element, optical pickup, and optical disk recording/reproducing apparatus

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Publication number: JP2008294984A
Application number: JP2007141008A
Authority: JP
Inventors: Yasuyuki Shirasaka; 康之白坂
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2007-05-28
Filing date: 2007-05-28
Publication date: 2008-12-04

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce power consumption and improve alternating current characteristics when a large-amplitude signal is inputted by providing a current regulating means having fewer elements and easy in current regulation. <P>SOLUTION: The non-inverted amplifier circuit comprises: an amplifier circuit section which inputs an input voltage Vin and includes a differential couple constituted of transistors 11 and 12; and an output circuit section connected to an output side of the amplifier circuit section. The non-inverted amplifier circuit negatively feeds an output voltage Vout of the output circuit section back to the amplifier circuit section and outputs the output voltage Vout amplified by operating the differential couple with the input voltage Vin and the output voltage Vout. The non-inverted amplifier circuit further comprises a current regulation circuit 50 which regulates a current flowing through either of or both the amplifier circuit section and the output circuit section on the basis of a reference voltage reflected with variation in a signal amplitude of the input voltage Vin. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、非反転増幅回路、受光アンプ回路、受光アンプ素子、光ピックアップ、および光ディスク記録再生装置に関し、特に、交流特性（応答周波数、スルーレートなど）を改善する技術に関するものである。 The present invention relates to a non-inverting amplifier circuit, a light receiving amplifier circuit, a light receiving amplifier element, an optical pickup, and an optical disc recording / reproducing apparatus, and more particularly to a technique for improving AC characteristics (response frequency, slew rate, etc.).

従来、光ディスク記録再生装置は、図７に示すように、再生／記録のためのレーザ光を光ディスク４００に照射したり、光ディスク４００からの反射光を受光したりする光ピックアップ５００を備えている。 Conventionally, as shown in FIG. 7, the optical disc recording / reproducing apparatus includes an optical pickup 500 that irradiates the optical disc 400 with laser light for reproduction / recording and receives reflected light from the optical disc 400.

光ピックアップ５００では、レーザ光源となるレーザ５０１（ＣＤ：７８０ｎｍ、ＤＶＤ：６５０ｎｍ、青色：４０５ｎｍ）から出射されたレーザ光が、回折格子５０２、コリメータレンズ５０３の順に介してビームスプリッタ５０４に照射される。そして、上記ビームスプリッタ５０４に照射されたレーザ光は、ビームスプリッタ５０４にて光ディスク４００の方向に反射され、４分の１波長板５０５、収差補正レンズ５０６、対物レンズ５０７の順に介して光ディスク４００に照射される。 In the optical pickup 500, a laser beam emitted from a laser 501 (CD: 780 nm, DVD: 650 nm, blue: 405 nm) serving as a laser light source is applied to the beam splitter 504 through the diffraction grating 502 and the collimator lens 503 in this order. . The laser beam applied to the beam splitter 504 is reflected by the beam splitter 504 in the direction of the optical disc 400, and is applied to the optical disc 400 through the quarter-wave plate 505, the aberration correction lens 506, and the objective lens 507 in this order. Irradiated.

また、光ディスク４００からの反射光は、対物レンズ５０７、収差補正レンズ５０６、４分の１波長板５０５、ビームスプリッタ５０４、スポットレンズ５０８の順に介して受光アンプ素子５０９に受光される。一方で、レーザ５０１から出射されたレーザ光は、当該レーザ光を受光する受光アンプ素子５１０を備えるフロントモニタによってモニタされる。 Reflected light from the optical disk 400 is received by the light receiving amplifier element 509 through the objective lens 507, the aberration correction lens 506, the quarter wavelength plate 505, the beam splitter 504, and the spot lens 508 in this order. On the other hand, the laser light emitted from the laser 501 is monitored by a front monitor including a light receiving amplifier element 510 that receives the laser light.

次いで、図８を参照しながら、受光アンプ素子５０９および５１０として用いられる従来の受光アンプ素子の構成について詳細に説明する。従来の受光アンプ素子には、光信号を電気信号に変換する受光素子と、変換された電気信号を増幅する受光アンプ回路とが設けられている。 Next, the configuration of a conventional light receiving amplifier element used as the light receiving amplifier elements 509 and 510 will be described in detail with reference to FIG. A conventional light receiving amplifier element is provided with a light receiving element that converts an optical signal into an electric signal and a light receiving amplifier circuit that amplifies the converted electric signal.

図８は、従来の受光アンプ素子の構成を示す回路図である。 FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional light receiving amplifier element.

従来の受光アンプ素子は、図８に示すように、受光素子であるフォトダイオードＰＤと、フォトダイオードＰＤからの電流信号を電圧信号に変換する１段目アンプＡ１および１段目アンプＡ１の出力電圧を増幅する２段目アンプＡ２により構成される受光アンプ回路とを備えている。 As shown in FIG. 8, the conventional light receiving amplifier element includes a photodiode PD as a light receiving element, and output voltages of the first-stage amplifier A1 and the first-stage amplifier A1 that convert a current signal from the photodiode PD into a voltage signal. And a light receiving amplifier circuit configured by a second-stage amplifier A2.

１段目アンプＡ１は、アンプ部ＯＰ１、入力抵抗Ｒｓ、および、フォトダイオードＰＤからの電流信号の電流−電圧変換も行う帰還抵抗（ゲイン抵抗）Ｒｆを備え、差動増幅回路の構成を有している。アンプ部ＯＰ１の非反転入力端子には入力抵抗Ｒｓを介してリファレンス電圧Ｖｒｅｆが入力され、反転入力端子にはフォトダイオードＰＤからの電流信号が入力されるとともに、帰還抵抗Ｒｆを介して該アンプ部ＯＰ１の出力電圧がフィードバックされている。 The first-stage amplifier A1 includes an amplifier unit OP1, an input resistor Rs, and a feedback resistor (gain resistor) Rf that also performs current-voltage conversion of a current signal from the photodiode PD, and has a configuration of a differential amplifier circuit. ing. A reference voltage Vref is input to the non-inverting input terminal of the amplifier unit OP1 through the input resistor Rs. A current signal from the photodiode PD is input to the inverting input terminal, and the amplifier unit is connected to the amplifier unit OP1 through the feedback resistor Rf. The output voltage of OP1 is fed back.

２段目アンプＡ２は、アンプ部ＯＰ２、オフセット電圧補正用の入力抵抗１０１および１０２、並びに、分圧抵抗１０３および１０４を備え、非反転増幅回路の構成を有している。アンプ部ＯＰ２の非反転入力端子には、相互に並列に接続された入力抵抗１０１および１０２を介して１段目アンプＡ１の出力電圧が入力され、反転入力端子には、分圧抵抗１０４を介して基準電圧Ｖｒｅｆが入力されるとともに、分圧抵抗１０３を介して出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされている。 The second stage amplifier A2 includes an amplifier unit OP2, offset voltage correcting input resistors 101 and 102, and voltage dividing resistors 103 and 104, and has a configuration of a non-inverting amplifier circuit. The output voltage of the first-stage amplifier A1 is input to the non-inverting input terminal of the amplifier unit OP2 via the input resistors 101 and 102 connected in parallel with each other, and the voltage dividing resistor 104 is connected to the inverting input terminal. The reference voltage Vref is input and the output voltage Vout is fed back through the voltage dividing resistor 103.

したがって、この２段目アンプＡ２からは、１段目アンプＡ１から出力された光入力に対応した出力電圧と、基準電圧Ｖｒｅｆと２段目アンプＡ２の出力電圧との分圧電圧と、の差分に対応した出力電圧が導出される。それゆえ、フォトダイオードＰＤでの光入力による電圧変化分が、増幅されて出力されることになる。 Therefore, the difference between the output voltage corresponding to the optical input output from the first stage amplifier A1 and the divided voltage between the reference voltage Vref and the output voltage of the second stage amplifier A2 from the second stage amplifier A2. An output voltage corresponding to is derived. Therefore, the voltage change due to the light input at the photodiode PD is amplified and output.

ここで、２段目アンプＡ２の詳細な構成について以下に説明する。 Here, the detailed configuration of the second-stage amplifier A2 will be described below.

図９は、従来の２段目アンプＡ２の構成を示す回路図である。 FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional second-stage amplifier A2.

従来の２段目アンプＡ２は、図９に示すように、入力抵抗１０１および１０２、分圧抵抗１０３および１０４、トランジスタ１０５〜１１９、位相補償用容量１２０、出力電圧Ｖｏｕｔに付加される負荷容量１２１、並びに、電流源１２２〜１２５を備えている。 As shown in FIG. 9, the conventional second-stage amplifier A2 includes input resistors 101 and 102, voltage dividing resistors 103 and 104, transistors 105 to 119, a phase compensation capacitor 120, and a load capacitor 121 added to the output voltage Vout. In addition, current sources 122 to 125 are provided.

トランジスタ１０５のベース端子が、図８に示したアンプ部ＯＰ２の非反転入力端子に対応し、入力抵抗１０１および１０２を介して１段目アンプＡ１の出力電圧が入力電圧Ｖｉｎとして入力される。また、トランジスタ１０６のベース端子が、図８に示したアンプ部ＯＰ２の反転入力端子に対応し、分圧抵抗１０４を介して基準電圧Ｖｒｅｆが与えられるとともに、分圧抵抗１０３を介して出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされている。 The base terminal of the transistor 105 corresponds to the non-inverting input terminal of the amplifier unit OP2 shown in FIG. 8, and the output voltage of the first-stage amplifier A1 is input as the input voltage Vin via the input resistors 101 and 102. Further, the base terminal of the transistor 106 corresponds to the inverting input terminal of the amplifier unit OP2 illustrated in FIG. 8, and the reference voltage Vref is applied through the voltage dividing resistor 104, and the output voltage Vout through the voltage dividing resistor 103. Has been fed back.

ところが、上記構成を備える２段目アンプＡ２において、出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなるにつれて、応答周波数特性やスルーレートといった交流特性が悪化する場合がある。具体的には、位相補償用容量１２０および負荷容量１２１を充放電させるだけの電流供給能力がなければ、交流特性が悪化してしまう場合がある。 However, in the second-stage amplifier A2 having the above configuration, the AC characteristics such as response frequency characteristics and slew rate may deteriorate as the output voltage Vout increases. Specifically, if there is no current supply capability to charge and discharge the phase compensation capacitor 120 and the load capacitor 121, the AC characteristics may be deteriorated.

これを防ぐためには、差動対を構成するトランジスタ１０５および１０６に流す電流源１２２から供給されるバイアス電流Ｉａと、出力トランジスタ１１７および１１９に流す電流を決める電流源１２４から供給される電流Ｉｃおよび電流源１２５から供給される電流Ｉｄとを十分に増やせば良い。しかし、消費電流が増大してしまうという問題点がある。 In order to prevent this, the bias current Ia supplied from the current source 122 supplied to the transistors 105 and 106 constituting the differential pair, the current Ic supplied from the current source 124 determining the current supplied to the output transistors 117 and 119, and The current Id supplied from the current source 125 may be sufficiently increased. However, there is a problem that current consumption increases.

そこで、上記問題を解決する手段として、消費電流を増加させずに高スルーレート化させる様々な技術が、例えば、特許文献１〜特許文献１０に記載されている。 Therefore, as means for solving the above problems, various techniques for increasing the slew rate without increasing the current consumption are described in, for example, Patent Document 1 to Patent Document 10.

特許文献１では、差動増幅回路において、非反転入力電圧と反転入力電圧との間に電位差が生じると変動する出力トランジスタのゲート電圧に基づいて、差動入力部に流す電流を増加する副電流源が設けられている。これにより、高スルーレートが必要なときに差動入力部の電流が増加されるので、通常時の消費電流を削減し、スルーレートを向上している。 In Patent Document 1, in a differential amplifier circuit, a sub-current that increases a current flowing through a differential input section based on a gate voltage of an output transistor that fluctuates when a potential difference occurs between a non-inverting input voltage and an inverting input voltage. A source is provided. As a result, the current in the differential input section is increased when a high slew rate is required, so that the current consumption during normal operation is reduced and the slew rate is improved.

特許文献２では、差動増幅回路において、オペアンプの差動入力信号電圧が閾値よりも大きくなった時のみ、オペアンプの初段差動増幅回路に大電流を供給するスルーレート増大回路が設けられている。これにより、低消費電力化を図るとともに、オペアンプの安定性を一定に保ったままスルーレートを向上している。 In Patent Document 2, in the differential amplifier circuit, a slew rate increasing circuit that supplies a large current to the first-stage differential amplifier circuit of the operational amplifier is provided only when the differential input signal voltage of the operational amplifier becomes larger than the threshold value. . This reduces power consumption and improves the slew rate while keeping the stability of the operational amplifier constant.

特許文献３では、差動増幅回路において、差動入力電圧が印加されたことを検出し、これが検出された場合のみ、入力増幅段のバイアス電流を増加させる様に働く帰還回路が備えられている。これにより、定常的な消費電流の増加を抑制し、高速なセットリングを実現している。 In Patent Document 3, a differential amplifier circuit is provided with a feedback circuit that detects that a differential input voltage has been applied and works to increase the bias current of the input amplifier stage only when this is detected. . As a result, a steady increase in current consumption is suppressed and high-speed settling is realized.

特許文献４では、差動増幅回路において、差動対への入力信号を検出することによって、差動対に大振幅の信号が入力されてスルーレートを大きくする必要がある時にだけ、バイアス電流が大きくなるようにバイアス電流を制御するバイアス電流制御回路が備えられている。これにより、必要時以外はバイアス電流を低く抑えて低消費電力化を実現するとともに、実効的なスルーレートを大きくしている。 In Patent Document 4, in the differential amplifier circuit, the bias current is detected only when a large amplitude signal is input to the differential pair and the slew rate needs to be increased by detecting the input signal to the differential pair. A bias current control circuit for controlling the bias current so as to increase is provided. As a result, when not necessary, the bias current is kept low to achieve low power consumption, and the effective slew rate is increased.

特許文献５では、差動増幅回路において、大振幅・高周波信号の入力時に流れる電流を検出する電流検出手段と、上記電流検出手段の検出結果に応じて位相補償容量用の電流を補助する電流源とが備えられている。これにより、大振幅・高周波信号以外の入力時には電流を供給しないので、低消費電力化を図るとともに、スルーレートを改善している。 In Patent Document 5, in a differential amplifier circuit, a current detection unit that detects a current that flows when a large amplitude / high frequency signal is input, and a current source that assists a current for a phase compensation capacitor according to the detection result of the current detection unit. And are provided. As a result, no current is supplied when a signal other than a large amplitude / high frequency signal is input, so that the power consumption is reduced and the slew rate is improved.

特許文献６では、差動増幅回路において、非反転入力電圧と反転入力電圧との間に電位差が生じたときにのみ、その電位差に応じた電流が差動対へのバイアス電流に付加される。これにより、大幅な消費電力の増加を引き起こすことなくスルーレートを改善している。 In Patent Document 6, in the differential amplifier circuit, only when a potential difference is generated between the non-inverting input voltage and the inverting input voltage, a current corresponding to the potential difference is added to the bias current to the differential pair. This improves the slew rate without causing a significant increase in power consumption.

特許文献７では、差動増幅回路において、入力電圧の差が閾値を超えると、差電圧の一次関数で表される電流を、該差動増幅回路に含まれるキャパシタおよび該差動増幅回路の出力端子に供給するカレントミラー回路が備えられている。これにより、消費電力の大幅な増大を引き起こすことなくスルーレートを改善している。 In Patent Document 7, when a difference between input voltages exceeds a threshold value in a differential amplifier circuit, a current expressed by a linear function of the difference voltage is converted into a capacitor included in the differential amplifier circuit and an output of the differential amplifier circuit. A current mirror circuit for supplying to the terminals is provided. This improves the slew rate without causing a significant increase in power consumption.

特許文献８では、負帰還増幅回路において、増幅段に接続された出力段に、大きな負荷に溜まった電荷を引き抜くときは大電流を流し、定常状態もしくは充電時は上記大電流よりも小さな電流を流すような可変の電流源が設けられている。これにより、定常的な消費電流の増加を抑制し、出力段に大きな負荷が接続されても高速動作を可能にしている。 In Patent Document 8, in a negative feedback amplifier circuit, a large current is supplied to an output stage connected to an amplification stage when a charge accumulated in a large load is drawn, and a current smaller than the above large current is applied in a steady state or during charging. A variable current source is provided to allow flow. This suppresses a steady increase in current consumption and enables high-speed operation even when a large load is connected to the output stage.

特許文献９では、差動増幅回路において、非反転入力電圧と反転入力電圧との間に電位差が生じると、いずれか一方がオンする２つのトランジスタが備えられている。これにより、上記一方のトランジスタがオンされることによって当該トランジスタに流れる電流を出力端子に流し込み、消費電力の増大を引き起こすことなく、スルーレートを改善している。 In Patent Document 9, the differential amplifier circuit includes two transistors that are turned on when a potential difference is generated between the non-inverting input voltage and the inverting input voltage. As a result, when one of the transistors is turned on, a current flowing through the transistor flows into the output terminal, and the slew rate is improved without causing an increase in power consumption.

特許文献１０では、差動増幅回路において、入力変化を検出し、該差動増幅回路の動作電流および出力回路の駆動電流を増大する電流制御回路が設けられている。これにより、低消費電力を実現し、高スルーレート化を可能としている。
特開２００１−１５６５５９号公報（平成１３年６月８日公開）特開平６−１１２７３７号公報（１９９４年４月２２日公開）特開平１１−１３６０４４号公報（１９９９年５月２１日公開）特開平４−３８００３号公報（１９９２年２月７日公開）実開平５−５９９４６号公報（１９９３年８月６日公開）特開平７−２６３９７８号公報（１９９５年１０月１３日公開）特開平９−２７７２１号公報（１９９７年１月２８日公開）特開平９−１０７２４７号公報（１９９７年４月２２日公開）特開平９−１１６３４９号公報（１９９７年５月２日公開）特開２００１−２４４７６１号公報（平成１３年９月７日公開） In Patent Document 10, in a differential amplifier circuit, a current control circuit that detects an input change and increases an operation current of the differential amplifier circuit and a drive current of an output circuit is provided. As a result, low power consumption is realized, and a high slew rate is possible.
JP 2001-156559 A (published on June 8, 2001) JP-A-6-112737 (published on April 22, 1994) Japanese Patent Laid-Open No. 11-136044 (published on May 21, 1999) Japanese Patent Laid-Open No. 4-38003 (published February 7, 1992) Japanese Utility Model Publication No. 5-59946 (published August 6, 1993) JP 7-263978 A (published on October 13, 1995) Japanese Patent Laid-Open No. 9-27721 (published January 28, 1997) Japanese Patent Laid-Open No. 9-107247 (published on April 22, 1997) Japanese Patent Laid-Open No. 9-116349 (published May 2, 1997) JP 2001-244761 A (published September 7, 2001)

しかしながら、上記特許文献１〜１０に記載の技術は、低消費電力で高スルーレートを得られるものの、回路規模が増大しコストアップ引き起こすという問題点を有している。また、微小な電流増加調整が難しいといった問題点をも有している。 However, although the techniques described in Patent Documents 1 to 10 can obtain a high slew rate with low power consumption, they have a problem that the circuit scale increases and the cost is increased. In addition, there is a problem that it is difficult to adjust a minute current increase.

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、素子数が少なく、電流調整が容易な電流調整手段を備え、低消費電力化、かつ、大振幅信号入力時の交流特性の改善を実現することができる非反転増幅回路、受光アンプ回路、受光アンプ素子、光ピックアップ、および光ディスク記録再生装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to provide a current adjusting means with a small number of elements and easy current adjustment, to reduce power consumption and to input a large amplitude signal. It is an object of the present invention to provide a non-inverting amplifier circuit, a light receiving amplifier circuit, a light receiving amplifier element, an optical pickup, and an optical disc recording / reproducing apparatus capable of improving the AC characteristics.

本発明の非反転増幅回路は、上記課題を解決するために、入力電圧を入力し、差動対を有する増幅回路部と、上記増幅回路部の出力側に接続される出力回路部とを備え、上記出力回路部の出力電圧を上記増幅回路部に負帰還させ、上記入力電圧と上記負帰還させた出力電圧とにより上記差動対を作動して増幅した上記出力電圧を出力する非反転増幅回路であって、上記入力電圧の信号振幅の変動を反映する基準電圧に基づいて、上記増幅回路部、上記出力回路部、または、上記増幅回路部および上記出力回路部の両方、に流れる電流を調整する電流調整手段を備えることを特徴としている。 In order to solve the above problems, a non-inverting amplifier circuit according to the present invention includes an amplifier circuit unit that receives an input voltage and has a differential pair, and an output circuit unit that is connected to the output side of the amplifier circuit unit. A non-inverting amplifier that negatively feeds back the output voltage of the output circuit unit to the amplifier circuit unit, and outputs the output voltage amplified by operating the differential pair by the input voltage and the negative feedback output voltage. A current flowing through the amplifier circuit unit, the output circuit unit, or both of the amplifier circuit unit and the output circuit unit based on a reference voltage that reflects a change in signal amplitude of the input voltage. It is characterized by comprising current adjusting means for adjusting.

非反転増幅回路において、大振幅信号が入力されると、出力は入力に正確に応答せず、交流特性（例えば、応答周波数やスルーレートなど）が悪化してしまうという問題がある。 In a non-inverting amplifier circuit, when a large amplitude signal is input, there is a problem that the output does not respond accurately to the input, and AC characteristics (for example, response frequency, slew rate, etc.) deteriorate.

これに対し、上記の構成によれば、上記入力電圧の信号振幅の変動を反映する基準電圧に基づいて、上記増幅回路部、上記出力回路部、または、上記増幅回路部および上記出力回路部の両方、に流れる電流を調整する電流調整手段を備えることにより、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動、例えば増加に比例して、増幅回路部、出力回路部、または、増幅回路部および出力回路部の両方、に流れる電流が増加するように調整することが可能になる。よって、交流特性が悪化しないように電流を十分に供給することにより、大振幅信号入力時の交流特性を改善することが可能となる。また、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動に対応する場合のみ電流調整手段は電流を調整するので、それ以外の場合すなわち通常時には消費電流（アイドリング電流）を増加させることがないので、低消費電力化が可能となる。 On the other hand, according to the above configuration, the amplification circuit unit, the output circuit unit, or the amplification circuit unit and the output circuit unit are based on a reference voltage that reflects a change in signal amplitude of the input voltage. By providing a current adjusting means for adjusting the current flowing through both, the amplification circuit unit, the output circuit unit, or the amplification circuit unit in proportion to the fluctuation of the signal amplitude when the input voltage is input, for example, the increase, and It is possible to adjust so that the current flowing through both of the output circuit sections increases. Therefore, it is possible to improve the AC characteristics when a large amplitude signal is input by supplying sufficient current so that the AC characteristics do not deteriorate. In addition, since the current adjustment means adjusts the current only when it corresponds to the fluctuation of the signal amplitude when the input voltage is input, the current consumption (idling current) is not increased in other cases, that is, normally, Low power consumption is possible.

また、本発明の非反転増幅回路は、上記基準電圧は上記出力電圧であることが好ましい。 In the non-inverting amplifier circuit of the present invention, it is preferable that the reference voltage is the output voltage.

上記の構成によれば、出力回路部の出力電圧は、増幅回路部に入力される入力電圧の変動に応じて変動する。よって、電流調整手段は、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動に比例して電流を調整することが可能となる。 According to the above configuration, the output voltage of the output circuit unit varies according to the variation of the input voltage input to the amplifier circuit unit. Therefore, the current adjusting means can adjust the current in proportion to the fluctuation of the signal amplitude when the input voltage is input.

また、本発明の非反転増幅回路は、上記基準電圧は上記入力電圧であることが好ましい。 In the non-inverting amplifier circuit of the present invention, the reference voltage is preferably the input voltage.

基準電圧として出力回路部の出力電圧を使用すると、出力電圧が増幅回路部や出力回路部に帰還されるため、高周波数領域において不安定になり、回路が発振する可能性がある。これに対し、上記の構成によれば、出力電圧が上記部分に帰還されないので、高周波数領域での安定度を上げることが可能となる。 When the output voltage of the output circuit unit is used as the reference voltage, the output voltage is fed back to the amplifier circuit unit and the output circuit unit, so that it becomes unstable in the high frequency region and the circuit may oscillate. On the other hand, according to the above configuration, since the output voltage is not fed back to the above portion, the stability in the high frequency region can be increased.

また、本発明の非反転増幅回路は、上記電流調整手段は、上記基準電圧と抵抗とにより生成した電流をカレントミラーで折り返すことによって、上記電流を調整するための調整電流を生成することが好ましい。 In the non-inverting amplifier circuit of the present invention, it is preferable that the current adjustment unit generates an adjustment current for adjusting the current by folding back the current generated by the reference voltage and the resistance with a current mirror. .

上記の構成によれば、簡単な構成で、上記電流を調整するための調整電流を生成することが可能となる。また、抵抗の抵抗値を調整するだけで、調整電流の電流値を容易に調整することが可能となる。 According to the above configuration, it is possible to generate an adjustment current for adjusting the current with a simple configuration. In addition, the current value of the adjustment current can be easily adjusted only by adjusting the resistance value of the resistor.

また、本発明の非反転増幅回路は、上記電流調整手段は、電流源と、上記電流源からの電流が供給される第１バイポーラトランジスタと、上記第１バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するように接続される第２バイポーラトランジスタと、上記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子に接続されるＭＯＳトランジスタとを有しており、上記ＭＯＳトランジスタを上記基準電圧によって駆動させることにより、上記基準電圧によって制御される可変線形抵抗として作動させ、上記第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に流れる電流を上記電流を調整するための調整電流として使用することが好ましい。 In the non-inverting amplifier circuit according to the present invention, the current adjusting means may constitute a current source, a first bipolar transistor to which a current from the current source is supplied, and a current mirror with the first bipolar transistor. A second bipolar transistor connected to the second bipolar transistor; and a MOS transistor connected to an emitter terminal of the second bipolar transistor. The MOS transistor is driven by the reference voltage and controlled by the reference voltage. It is preferable to operate as a variable linear resistance and use the current flowing through the collector terminal of the second bipolar transistor as an adjustment current for adjusting the current.

上記の構成によれば、基準電圧の変動によりＭＯＳトランジスタは可変線形抵抗として作動するので、電流源から供給される電流をカレントミラーで折り返す際に、基準電圧の変動とともに、第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に流れる電流が変動する。これにより、第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に流れる電流を、上記電流を調整するための調整電流として使用することによって、基準電圧の変動に好適に応じた調整電流を供給することが可能となる。例えば、基準電圧の増加により可変線形抵抗としての抵抗値が下がるので、電流源から供給される電流をカレントミラー回路で折り返す際に、基準電圧の増加とともに増加する調整電流を供給することが可能となる。 According to the above configuration, since the MOS transistor operates as a variable linear resistance due to the fluctuation of the reference voltage, when the current supplied from the current source is turned back by the current mirror, the collector of the second bipolar transistor is brought together with the fluctuation of the reference voltage. The current flowing through the terminals varies. As a result, by using the current flowing through the collector terminal of the second bipolar transistor as the adjustment current for adjusting the current, it is possible to supply the adjustment current that suitably corresponds to the fluctuation of the reference voltage. For example, since the resistance value as a variable linear resistance decreases as the reference voltage increases, it is possible to supply an adjustment current that increases with an increase in the reference voltage when the current supplied from the current source is turned back by the current mirror circuit. Become.

また、本発明の非反転増幅回路は、上記電流調整手段の前段に、上記基準電圧を入力して当該基準電圧を安定化する基準電圧安定化手段を備えることが好ましい。 Further, the non-inverting amplifier circuit of the present invention preferably includes a reference voltage stabilizing unit that inputs the reference voltage and stabilizes the reference voltage before the current adjusting unit.

上記の構成によれば、例えば、基準電圧の不要な高周波成分をカットしたり、基準電圧に対し正帰還の電流調整を行わないようにすることが可能になり、安定性を増すことが可能となる。 According to the above configuration, for example, it is possible to cut unnecessary high-frequency components of the reference voltage or not to perform positive feedback current adjustment with respect to the reference voltage, and it is possible to increase stability. Become.

また、本発明の非反転増幅回路は、上記電流調整手段が電流を調整する動作をリセットする機能を有することが好ましい。 Further, the non-inverting amplifier circuit of the present invention preferably has a function of resetting the operation of adjusting the current by the current adjusting means.

上記の構成によれば、電流を調整する必要が無い場合には、電流調整手段が電流を調整する動作を瞬時に停止することが可能となる。 According to said structure, when it is not necessary to adjust an electric current, it becomes possible to stop the operation | movement which an electric current adjustment means adjusts an electric current instantly.

また、本発明の受光アンプ回路は、光信号を検出する受光素子から出力された電流信号を電圧信号に変換する１段目アンプ回路と、上記１段目アンプ回路の出力電圧を増幅して後段の回路に出力する２段目アンプ回路とを備え、上記２段目アンプ回路は、上記非反転増幅回路であることを特徴としている。 The light receiving amplifier circuit according to the present invention includes a first-stage amplifier circuit that converts a current signal output from a light-receiving element that detects an optical signal into a voltage signal, and an output voltage of the first-stage amplifier circuit to amplify the latter. The second-stage amplifier circuit is the non-inverting amplifier circuit.

上記の構成によれば、１段目アンプ回路の出力電圧が大振幅信号であっても、上記非反転増幅回路を備えることにより、これに対応して好適に出力電圧を出力することが可能となる。また、消費電力を抑制した受光アンプ回路を提供することが可能となる。 According to the above configuration, even when the output voltage of the first-stage amplifier circuit is a large amplitude signal, the output voltage can be suitably output corresponding to this by providing the non-inverting amplifier circuit. Become. In addition, it is possible to provide a light receiving amplifier circuit with reduced power consumption.

また、本発明の受光アンプ素子は、光信号を検出する受光素子と、上記受光アンプ回路とを含むことを特徴としている。 The light receiving amplifier element of the present invention includes a light receiving element for detecting an optical signal and the light receiving amplifier circuit.

上記の構成によれば、上記受光素子および上記受光アンプ回路、あるいは、その周辺回路も含めて素子（ＩＣ）の形態で簡単に実現することが可能となる。 According to said structure, it becomes possible to implement | achieve easily with the form of an element (IC) including the said light receiving element and the said light receiving amplifier circuit, or its peripheral circuit.

また、本発明の光ピックアップは、再生または記録のためのレーザ光を光ディスクに照射した際の、当該光ディスクからの反射光を受光する上記受光アンプ素子を備えることを特徴としている。 The optical pickup according to the present invention includes the light receiving amplifier element that receives reflected light from the optical disk when the optical disk is irradiated with a laser beam for reproduction or recording.

上記の構成によれば、上記受光アンプ素子は、信号振幅が変動してもそれに対応して好適に出力電圧を出力することが可能であるので、光ピックアップにおいて、波長が異なるレーザ光にも好適に受光増幅動作を行うことが可能となる。また、消費電力を抑制した光ピックアップを提供することが可能となる。 According to the above configuration, the light receiving amplifier element can suitably output an output voltage corresponding to the fluctuation of the signal amplitude. Therefore, the optical pickup is also suitable for laser beams having different wavelengths. It is possible to perform a light receiving amplification operation. In addition, it is possible to provide an optical pickup with reduced power consumption.

また、本発明の光ピックアップは、さらに、上記レーザ光の強度をモニタするフロントモニタを備え、上記基準電圧は上記フロントモニタの出力電圧であることが好ましい。 The optical pickup according to the present invention preferably further includes a front monitor for monitoring the intensity of the laser beam, and the reference voltage is an output voltage of the front monitor.

上記の構成によれば、レーザ光の強度に応じて、電流調整手段が電流を調整することが可能となる。よって、受光アンプ素子に含まれる回路内で帰還させずに電流を調整しているので、さらに広域で安定した光ピックアップを実現することが可能となる。 According to said structure, according to the intensity | strength of a laser beam, it becomes possible for an electric current adjustment means to adjust an electric current. Therefore, since the current is adjusted without feedback in the circuit included in the light receiving amplifier element, it is possible to realize an optical pickup that is more stable in a wider area.

また、本発明の光ディスク記録再生装置は、上記光ピックアップを備えることを特徴としている。 An optical disc recording / reproducing apparatus of the present invention includes the above optical pickup.

上記の構成によれば、低消費電力で高速な再生記録動作を行う光ディスク記録再生装置を提供することが可能となる。 According to the above configuration, it is possible to provide an optical disc recording / reproducing apparatus that performs high-speed reproduction / recording operation with low power consumption.

以上のように、本発明の非反転増幅回路は、入力電圧を入力し、差動対を有する増幅回路部と、上記増幅回路部の出力側に接続される出力回路部とを備え、上記出力回路部の出力電圧を上記増幅回路部に負帰還させ、上記入力電圧と上記負帰還させた出力電圧とにより上記差動対を作動して増幅した上記出力電圧を出力する非反転増幅回路であって、上記入力電圧の信号振幅の変動を反映する基準電圧に基づいて、上記増幅回路部、上記出力回路部、または、上記増幅回路部および上記出力回路部の両方、に流れる電流を調整する電流調整手段を備える構成である。 As described above, the non-inverting amplifier circuit of the present invention includes an amplifier circuit unit that receives an input voltage and has a differential pair, and an output circuit unit that is connected to the output side of the amplifier circuit unit. A non-inverting amplifier circuit that negatively feeds back the output voltage of the circuit unit to the amplifier circuit unit and operates the differential pair by the input voltage and the negative feedback output voltage to output the output voltage. And a current for adjusting a current flowing through the amplifier circuit unit, the output circuit unit, or both of the amplifier circuit unit and the output circuit unit, based on a reference voltage that reflects a change in signal amplitude of the input voltage. It is a structure provided with an adjustment means.

それゆえ、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動、例えば増加に比例して、増幅回路部、出力回路部、または、増幅回路部および出力回路部の両方、に流れる電流が増加するように調整することが可能になる。よって、交流特性が悪化しないように電流を十分に供給することにより、大振幅信号入力時の交流特性を改善することができるという効果を奏する。また、入力電圧が入力されたときの信号振幅の変動に対応する場合のみ電流調整手段は電流を調整するので、それ以外の場合すなわち通常時には消費電流（アイドリング電流）を増加させることがないので、低消費電力化を実現することができるという効果を奏する。 Therefore, the current flowing through the amplifier circuit unit, the output circuit unit, or both the amplifier circuit unit and the output circuit unit is increased in proportion to the fluctuation of the signal amplitude when the input voltage is input, for example, the increase. It becomes possible to adjust to. Therefore, it is possible to improve the AC characteristics when a large amplitude signal is input by supplying sufficient current so that the AC characteristics do not deteriorate. In addition, since the current adjustment means adjusts the current only when it corresponds to the fluctuation of the signal amplitude when the input voltage is input, the current consumption (idling current) is not increased in other cases, that is, normally, There is an effect that low power consumption can be realized.

また、本発明の受光アンプ回路は、光信号を検出する受光素子から出力された電流信号を電圧信号に変換する１段目アンプ回路と、上記１段目アンプ回路の出力電圧を増幅して後段の回路に出力する２段目アンプ回路とを備え、上記２段目アンプ回路は、上記非反転増幅回路である構成である。 The light receiving amplifier circuit according to the present invention includes a first-stage amplifier circuit that converts a current signal output from a light-receiving element that detects an optical signal into a voltage signal, and an output voltage of the first-stage amplifier circuit to amplify the latter. A second-stage amplifier circuit that outputs to the first circuit, and the second-stage amplifier circuit is the non-inverting amplifier circuit.

それゆえ、１段目アンプ回路の出力電圧が大振幅信号であっても、上記非反転増幅回路を備えることにより、これに対応して好適に出力電圧を出力することができるという効果を奏する。また、消費電力を抑制した受光アンプ回路を提供することができるという効果を奏する。 Therefore, even if the output voltage of the first stage amplifier circuit is a large amplitude signal, the output voltage can be suitably output corresponding to this by providing the non-inverting amplifier circuit. In addition, it is possible to provide a light receiving amplifier circuit with reduced power consumption.

また、本発明の受光アンプ素子は、光信号を検出する受光素子と、上記受光アンプ回路とを含む構成である。 The light receiving amplifier element of the present invention includes a light receiving element that detects an optical signal and the light receiving amplifier circuit.

それゆえ、上記受光素子および上記受光アンプ回路、あるいは、その周辺回路も含めて素子（ＩＣ）の形態で簡単に実現することができるという効果を奏する。 Therefore, there is an effect that the light receiving element and the light receiving amplifier circuit or its peripheral circuit can be easily realized in the form of an element (IC).

また、本発明の光ピックアップは、再生または記録のためのレーザ光を光ディスクに照射した際の、当該光ディスクからの反射光を受光する上記受光アンプ素子を備える構成である。 The optical pickup according to the present invention includes the above-described light receiving amplifier element that receives reflected light from the optical disc when the optical disc is irradiated with a laser beam for reproduction or recording.

それゆえ、上記受光アンプ素子は、信号振幅が変動してもそれに対応して好適に出力電圧を出力することが可能であるので、光ピックアップにおいて、波長が異なるレーザ光にも好適に受光増幅動作を行うことができるという効果を奏する。また、消費電力を抑制した光ピックアップを提供することができるという効果を奏する。 Therefore, even if the signal amplitude fluctuates, the light receiving amplifier element can output an output voltage suitably in response to the fluctuation. Therefore, in the optical pickup, the light receiving and amplifying operation is suitably performed even for laser beams having different wavelengths. There is an effect that can be performed. In addition, an optical pickup with reduced power consumption can be provided.

また、本発明の光ディスク記録再生装置は、上記光ピックアップを備える構成である。それゆえ、低消費電力で高速な再生記録動作を行う光ディスク記録再生装置を提供することができるという効果を奏する。 Also, an optical disk recording / reproducing apparatus of the present invention has the above-described optical pickup. Therefore, it is possible to provide an optical disc recording / reproducing apparatus that performs high-speed reproduction / recording operation with low power consumption.

本発明の一実施形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

本発明は、図８および９で示した受光アンプ回路を構成する２段目アンプＡ２すなわち非反転増幅回路に関するものである。以下で述べる本発明の種々の実施形態は、図８で示した１段目アンプＡ１と受光アンプ回路を構成し、さらには当該受光アンプ回路とフォトダイオードＰＤとを含む受光アンプ素子を構成する。また、上記受光アンプ素子は、様々な光ディスクの記録／再生装置に搭載される光ピックアップ、例えば、図７で示した光ディスク記録再生装置に搭載される光ピックアップ５００に備えられる。なお、以下では、説明の便宜上、前記の背景技術の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。 The present invention relates to the second-stage amplifier A2 that constitutes the light receiving amplifier circuit shown in FIGS. 8 and 9, that is, a non-inverting amplifier circuit. Various embodiments of the present invention described below constitute the first-stage amplifier A1 and the light-receiving amplifier circuit shown in FIG. 8, and further constitute a light-receiving amplifier element including the light-receiving amplifier circuit and the photodiode PD. The light receiving amplifier element is provided in an optical pickup mounted on various optical disc recording / reproducing apparatuses, for example, an optical pickup 500 mounted on the optical disc recording / reproducing apparatus shown in FIG. In the following, for convenience of explanation, members having the same functions as those shown in the drawings of the background art will be given the same reference numerals and explanation thereof will be omitted.

図１は、本実施の形態の非反転増幅回路の一構成例を示す回路図である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of the non-inverting amplifier circuit of the present embodiment.

本実施の形態の非反転増幅回路は、図１に示すように、入力抵抗１０１および１０２、分圧抵抗１０３および１０４、トランジスタ１１〜２７、位相補償用容量２９、出力電圧Ｖｏｕｔに付加される負荷容量３０、電流源３１〜３４、出力端子３５、電流調整回路５０（電流調整手段）、入力電圧Ｖｉｎを入力する入力端子、並びに、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子を備えている。 As shown in FIG. 1, the non-inverting amplifier circuit of the present embodiment includes input resistors 101 and 102, voltage dividing resistors 103 and 104, transistors 11 to 27, a phase compensation capacitor 29, and a load added to the output voltage Vout. The capacitor 30, current sources 31 to 34, an output terminal 35, a current adjustment circuit 50 (current adjustment means), an input terminal for inputting the input voltage Vin, and an output terminal for outputting the output voltage Vout are provided.

トランジスタ１１〜２７は、バイポーラトランジスタであるが、これに限らない。トランジスタ１１および１２は、差動対を構成している。トランジスタ１１のベース端子は図８に示したアンプ部ＯＰ２の非反転入力端子に対応しており、相互に並列接続された入力抵抗１０１および１０２を介して、前段の出力された電圧が入力電圧Ｖｉｎ（例えば、１段目アンプＡ１の出力電圧）として入力される。トランジスタ１２のベース端子は図８に示したアンプ部ＯＰ２の反転入力端子に対応しており、分圧抵抗１０４を介して基準電圧Ｖｒｅｆが与えられるとともに、分圧抵抗１０３を介して出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされている。トランジスタ１１および１２のエミッタ端子は結合され、該結合部はバイアス電流Ｉａを供給する電流源３１の一方の端子に接続され、電流源３１の他方の端子はグランド（ｇｎｄ）に接続されている。 The transistors 11 to 27 are bipolar transistors, but are not limited thereto. Transistors 11 and 12 form a differential pair. The base terminal of the transistor 11 corresponds to the non-inverting input terminal of the amplifier unit OP2 shown in FIG. 8, and the output voltage of the previous stage is input to the input voltage Vin via the input resistors 101 and 102 connected in parallel to each other. (For example, output voltage of the first-stage amplifier A1). The base terminal of the transistor 12 corresponds to the inverting input terminal of the amplifier unit OP2 shown in FIG. 8, and the reference voltage Vref is applied through the voltage dividing resistor 104 and the output voltage Vout is supplied through the voltage dividing resistor 103. Feedback has been provided. The emitter terminals of the transistors 11 and 12 are coupled, and the coupled portion is connected to one terminal of the current source 31 that supplies the bias current Ia, and the other terminal of the current source 31 is connected to the ground (gnd).

トランジスタ１１のコレクタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間にトランジスタ１３が挿入され、トランジスタ１２のコレクタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間に、電源電圧Ｖｃｃ側から順にトランジスタ１４および１５が挿入されており、トランジスタ１３および１４はカレントミラー回路を構成している。 A transistor 13 is inserted between the collector terminal of the transistor 11 and the power supply voltage Vcc, and transistors 14 and 15 are inserted between the collector terminal of the transistor 12 and the power supply voltage Vcc in this order from the power supply voltage Vcc side. Reference numerals 13 and 14 form a current mirror circuit.

トランジスタ１５は、トランジスタ１６とカレントミラー回路を構成している。トランジスタ１６のエミッタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間にトランジスタ１７が挿入され、トランジスタ１６のコレクタ端子は、バイアス電流Ｉｂを供給する電流源３２の一方の端子に接続され、電流源３２の他方の端子はグランドに接続されている。 The transistor 15 forms a current mirror circuit with the transistor 16. Transistor 17 is inserted between the emitter terminal of transistor 16 and power supply voltage Vcc. The collector terminal of transistor 16 is connected to one terminal of current source 32 that supplies bias current Ib, and the other terminal of current source 32. Is connected to ground.

トランジスタ１２のコレクタ端子は、トランジスタ２０および２１のベース端子に共通に接続されている。トランジスタ２０のエミッタ端子と電源電圧Ｖｃｃとの間にトランジスタ１９が挿入され、トランジスタ２０のコレクタ端子はグランドに接続されている。 The collector terminal of the transistor 12 is commonly connected to the base terminals of the transistors 20 and 21. The transistor 19 is inserted between the emitter terminal of the transistor 20 and the power supply voltage Vcc, and the collector terminal of the transistor 20 is connected to the ground.

トランジスタ１９は、トランジスタ１８とカレントミラー回路を構成している。トランジスタ１８のエミッタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ１８のコレクタ端子は、バイアス電流Ｉｃを供給する電流源３３の一方の端子に接続され、電流源３３の他方の端子はグランドに接続されている。 The transistor 19 forms a current mirror circuit with the transistor 18. The emitter terminal of the transistor 18 is connected to the power supply voltage Vcc, the collector terminal of the transistor 18 is connected to one terminal of the current source 33 that supplies the bias current Ic, and the other terminal of the current source 33 is connected to the ground. Yes.

トランジスタ２１のコレクタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ２１のエミッタ端子は、バイアス電流Ｉｄを供給する電流源３４の一方の端子に接続され、電流源３４の他方の端子はグランドに接続されている。 The collector terminal of the transistor 21 is connected to the power supply voltage Vcc, the emitter terminal of the transistor 21 is connected to one terminal of the current source 34 that supplies the bias current Id, and the other terminal of the current source 34 is connected to the ground. Yes.

トランジスタ２０のエミッタ端子は、トランジスタ２２，２３および２４のベース端子に共通に接続されている。トランジスタ２２のコレクタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ２２のエミッタ端子は、トランジスタ２５を介してグランドに接続されている。トランジスタ２３のコレクタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ２３のエミッタ端子は、トランジスタ２６を介してグランドに接続されている。トランジスタ２４のコレクタ端子は電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ２４のエミッタ端子は、トランジスタ２７を介してグランドに接続されている。また、トランジスタ２５，２６および２７のベース端子は、トランジスタ２１のエミッタ端子に共通に接続されている。 The emitter terminal of the transistor 20 is commonly connected to the base terminals of the transistors 22, 23 and 24. The collector terminal of the transistor 22 is connected to the power supply voltage Vcc, and the emitter terminal of the transistor 22 is connected to the ground via the transistor 25. The collector terminal of the transistor 23 is connected to the power supply voltage Vcc, and the emitter terminal of the transistor 23 is connected to the ground via the transistor 26. The collector terminal of the transistor 24 is connected to the power supply voltage Vcc, and the emitter terminal of the transistor 24 is connected to the ground via the transistor 27. The base terminals of the transistors 25, 26 and 27 are commonly connected to the emitter terminal of the transistor 21.

出力電圧Ｖｏｕｔは、トランジスタ２３のエミッタ端子とトランジスタ２６のエミッタ端子とを接続する経路上の一点から取り出される。出力端子３５は、トランジスタ２４のエミッタ端子とトランジスタ２７のエミッタ端子とを接続する経路上の一点に接続される。なお、出力端子３５は、後述する電流調整回路５０に出力電圧Ｖｏｕｔを供給するために設けた出力端子であり、出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。 The output voltage Vout is taken out from one point on the path connecting the emitter terminal of the transistor 23 and the emitter terminal of the transistor 26. The output terminal 35 is connected to one point on the path connecting the emitter terminal of the transistor 24 and the emitter terminal of the transistor 27. The output terminal 35 is an output terminal provided to supply an output voltage Vout to a current adjusting circuit 50 described later, and the output voltage Vout is output.

位相補償用容量２９は、一方の端子がトランジスタ１２のコレクタ端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。負荷容量３０は、一方の端子が出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。 The phase compensation capacitor 29 has one terminal connected to the collector terminal of the transistor 12 and the other terminal connected to the ground. The load capacitor 30 has one terminal connected to the output terminal that outputs the output voltage Vout, and the other terminal connected to the ground.

なお、トランジスタ１１〜１７、位相補償用容量２９、並びに、電流源３１および３２は、増幅回路部を構成している。また、トランジスタ１８〜２７、負荷容量３０、並びに、電流源３３および３４は、出力回路部を構成している。 The transistors 11 to 17, the phase compensation capacitor 29, and the current sources 31 and 32 constitute an amplifier circuit unit. Further, the transistors 18 to 27, the load capacitor 30, and the current sources 33 and 34 constitute an output circuit unit.

電流調整回路５０は、受光素子であるフォトダイオードＰＤに光信号が入力される際の出力信号の振幅増加とともに、トランジスタ１１および１２により構成される差動対に流すバイアス電流、および出力回路部に流すバイアス電流の両方の電流を増加する。電流調整回路５０は、第１端子が電流源３１の上流側の端子（点Ａ）に接続され、第２端子が電流源３３の上流側の端子（点Ｂ）に接続され、第３端子が電流源３４の上流側の端子（点Ｃ）に接続されている。なお、上流側とは電源電圧Ｖｃｃの側である。 The current adjustment circuit 50 generates a bias current that flows through the differential pair formed by the transistors 11 and 12 and an output circuit unit as the output signal amplitude increases when an optical signal is input to the photodiode PD that is a light receiving element. Increase both currents in the bias current to flow. The current adjustment circuit 50 has a first terminal connected to the upstream terminal (point A) of the current source 31, a second terminal connected to the upstream terminal (point B) of the current source 33, and a third terminal It is connected to a terminal (point C) on the upstream side of the current source 34. The upstream side is the power supply voltage Vcc side.

ここでまず、図２を参照しながら、電流調整回路５０の構成および動作について詳細に説明する。 First, the configuration and operation of the current adjustment circuit 50 will be described in detail with reference to FIG.

図２は、電流調整回路５０の一構成例を示す回路図である。 FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the current adjustment circuit 50.

電流調整回路５０は、図２に示すように、トランジスタ５１〜５４、抵抗５５〜５９、基準電圧が入力される基準電圧入力端子、第１端子Ａ、第２端子Ｂ、並びに、第３端子Ｃを備えている。 As shown in FIG. 2, the current adjustment circuit 50 includes transistors 51 to 54, resistors 55 to 59, a reference voltage input terminal to which a reference voltage is input, a first terminal A, a second terminal B, and a third terminal C. It has.

トランジスタ５１は、トランジスタ５２〜５４とそれぞれカレントミラーを構成している。トランジスタ５１のコレクタ端子は抵抗５５を介して基準電圧入力端子に接続され、トランジスタ５１のエミッタ端子は抵抗５６を介してグランドに接続されている。 The transistor 51 forms a current mirror with each of the transistors 52 to 54. The collector terminal of the transistor 51 is connected to the reference voltage input terminal via the resistor 55, and the emitter terminal of the transistor 51 is connected to the ground via the resistor 56.

トランジスタ５２のコレクタ端子は第１端子Ａに接続され、トランジスタ５２のエミッタ端子は抵抗５７を介してグランドに接続されている。第１端子Ａは、図１に示す回路経路上の点Ａに対応している。 The collector terminal of the transistor 52 is connected to the first terminal A, and the emitter terminal of the transistor 52 is connected to the ground via the resistor 57. The first terminal A corresponds to the point A on the circuit path shown in FIG.

トランジスタ５３のコレクタ端子は第２端子Ｂに接続され、トランジスタ５３のエミッタ端子は抵抗５８を介してグランドに接続されている。第２端子Ｂは、図１に示す回路経路上の点Ｂに対応している。 The collector terminal of the transistor 53 is connected to the second terminal B, and the emitter terminal of the transistor 53 is connected to the ground via the resistor 58. The second terminal B corresponds to the point B on the circuit path shown in FIG.

トランジスタ５４のコレクタ端子は第３端子Ｃに接続され、トランジスタ５４のエミッタ端子は抵抗５９を介してグランドに接続されている。第３端子Ｃは、図１に示す回路経路上の点Ｃに対応している。 The collector terminal of the transistor 54 is connected to the third terminal C, and the emitter terminal of the transistor 54 is connected to the ground via the resistor 59. The third terminal C corresponds to the point C on the circuit path shown in FIG.

上記の構成において、基準電圧入力端子には、電流調整回路５０において電流を生成して出力するための基準電圧が入力される。基準電圧としては、非反転増幅回路の出力電圧Ｖｏｕｔを用いる。つまりは、基準電圧入力端子は、図１の出力端子３５に接続される。この場合、トランジスタ５１に流れる電流Ｉｐは、トランジスタ５１のコレクタ電流によらずベース−エミッタ間電圧ＶＢＥが一定とすると、
Ｉｐ＝（Ｖｏｕｔ−ＶＢＥ）／（Ｒａ＋Ｒｂ）
（Ｒａ：抵抗５５の抵抗値、Ｒｂ：抵抗５６の抵抗値）
となり、出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電流値が得られる。 In the above configuration, a reference voltage for generating and outputting a current in the current adjustment circuit 50 is input to the reference voltage input terminal. As the reference voltage, the output voltage Vout of the non-inverting amplifier circuit is used. That is, the reference voltage input terminal is connected to the output terminal 35 of FIG. In this case, if the base-emitter voltage VBE is constant regardless of the collector current of the transistor 51, the current Ip flowing through the transistor 51 is
Ip = (Vout−VBE) / (Ra + Rb)
(Ra: resistance value of resistor 55, Rb: resistance value of resistor 56)
Thus, a current value proportional to the output voltage Vout is obtained.

この電流Ｉｐを、必要に応じて電流値を調整しながら、トランジスタ５１〜５４および抵抗５６〜５９で構成されるカレントミラーで折り返すことによって、第１端子Ａ〜第３端子Ｃに流れる電流をそれぞれ生成する。それぞれ生成した電流は、図１に示す回路経路上の点Ａ、ＢおよびＣにそれぞれ加えられることになり、増幅回路部および出力回路部に供給する調整電流として用いられる。なお、カレントミラーで折り返す基準となる電流は、抵抗５５および５６の抵抗値をそれぞれ調整することにより、容易に調整することができる。 The current Ip is turned back by a current mirror composed of transistors 51 to 54 and resistors 56 to 59 while adjusting the current value as necessary, whereby the currents flowing through the first terminal A to the third terminal C are respectively changed. Generate. The generated currents are respectively added to points A, B, and C on the circuit path shown in FIG. 1, and are used as adjustment currents supplied to the amplifier circuit unit and the output circuit unit. It should be noted that the reference current that is turned back by the current mirror can be easily adjusted by adjusting the resistance values of the resistors 55 and 56, respectively.

したがって、電流調整回路５０では、簡単な構成で、増幅回路部および出力回路部に供給する調整電流を生成することが可能となる。また、抵抗５７〜５９の抵抗値を調整するだけで、調整電流を容易に調整することが可能となる。 Therefore, the current adjustment circuit 50 can generate an adjustment current to be supplied to the amplifier circuit unit and the output circuit unit with a simple configuration. Further, the adjustment current can be easily adjusted only by adjusting the resistance values of the resistors 57 to 59.

次に、本実施の形態の非反転増幅回路の動作について説明する。 Next, the operation of the non-inverting amplifier circuit of this embodiment will be described.

本実施の形態の非反転増幅回路では、入力電圧Ｖｉｎに応じて、トランジスタ１１および１２により構成される差動対が働き、出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。 In the non-inverting amplifier circuit of the present embodiment, a differential pair composed of the transistors 11 and 12 works according to the input voltage Vin, and an output voltage Vout is output.

１段目アンプの出力である入力電圧Ｖｉｎは、基準電圧Ｖｒｅｆからの変化分ΔＶｉｎを用いて表すと、Ｖｉｎ＝Ｖｒｅｆ＋ΔＶｉｎとなる。ベース電流を無視すると、トランジスタ１１のベース電位はＶｉｎとなる。また、非反転増幅回路の入力の＋端子と−端子と（トランジスタ１１のベース端子とトランジスタ１２のベース端子と）は同電位（イマジナリーショート）と考えると、トランジスタ１２のベース電位はＶｉｎとなる。 The input voltage Vin, which is the output of the first-stage amplifier, is expressed as Vin = Vref + ΔVin using a change ΔVin from the reference voltage Vref. If the base current is ignored, the base potential of the transistor 11 is Vin. Further, if the + terminal and the − terminal (the base terminal of the transistor 11 and the base terminal of the transistor 12) of the input of the non-inverting amplifier circuit are considered to have the same potential (imaginary short), the base potential of the transistor 12 becomes Vin. .

抵抗１０１の抵抗値＝抵抗１０３の抵抗値＝Ｒｆ、抵抗１０２の抵抗値＝抵抗１０４の抵抗値＝Ｒｓとおくと、トランジスタ１２のベース端子からＶｒｅｆ端子に向かって、
Ｉｏ＝（Ｖｉｎ−Ｖｒｅｆ）／Ｒｓ＝ΔＶｉｎ／Ｒｓ
の電流が流れる。この電流は、トランジスタ２２のエミッタ端子から流れてくるので、トランジスタ２２のエミッタ電位ＶＥ２２は、
ＶＥ２２＝Ｉｏ＊Ｒｆ＋Ｖｉｎ
＝（ΔＶｉｎ／Ｒｓ）＊Ｒｆ＋Ｖｒｅｆ＋ΔＶｉｎ
＝（１＋Ｒｆ／Ｒｓ）＊ΔＶｉｎ＋Ｖｒｅｆ
となる。よって、トランジスタ２２および２３のエミッタ電位は同電位なので、
Ｖｏｕｔ＝ＶＥ２２＝（１＋Ｒｆ／Ｒｓ）＊ΔＶｉｎ＋Ｖｒｅｆ
となる。 When the resistance value of the resistor 101 = the resistance value of the resistor 103 = Rf and the resistance value of the resistor 102 = the resistance value of the resistor 104 = Rs, from the base terminal of the transistor 12 toward the Vref terminal,
Io = (Vin−Vref) / Rs = ΔVin / Rs
Current flows. Since this current flows from the emitter terminal of the transistor 22, the emitter potential VE22 of the transistor 22 is
VE22 = Io * Rf + Vin
= (ΔVin / Rs) * Rf + Vref + ΔVin
= (1 + Rf / Rs) * ΔVin + Vref
It becomes. Therefore, since the emitter potentials of the transistors 22 and 23 are the same potential,
Vout = VE22 = (1 + Rf / Rs) * ΔVin + Vref
It becomes.

このとき、入力電圧Ｖｉｎの電位が上がると、出力電圧Ｖｏｕｔの電位は上がる。このため、電流調整回路５０において出力電圧Ｖｏｕｔを基準に電流調整した調整電流を生成すると、非反転増幅回路において入力電圧Ｖｉｎの変動に応じた電流調整を行うことが可能になる。例えば、図８に示したフォトダイオードＰＤに光信号が入ると、それに応じて１段目アンプＡ１の出力電圧の電位は上がる。よって、非反転増幅回路において、光入力に応じた電流増加を行うことが可能になる。 At this time, when the potential of the input voltage Vin increases, the potential of the output voltage Vout increases. For this reason, when the current adjustment circuit 50 generates an adjustment current that is current-adjusted based on the output voltage Vout, the non-inverting amplifier circuit can perform current adjustment in accordance with fluctuations in the input voltage Vin. For example, when an optical signal enters the photodiode PD shown in FIG. 8, the potential of the output voltage of the first-stage amplifier A1 rises accordingly. Therefore, in the non-inverting amplifier circuit, it is possible to increase the current according to the light input.

したがって、入力電圧の増加に比例して、増幅回路部および出力回路部の両方に流れる電流が増加するように調整することが可能になるので、交流特性が悪化しないように電流を十分に与えることにより、大振幅信号入力時の交流特性を改善することが可能となる。また、入力電圧の変動に対応する場合のみ電流調整手段は電流を調整するので、それ以外の場合すなわち通常時には消費電流（アイドリング電流）を増加させることがないので、低消費電力化を実現することができる。 Therefore, since it is possible to adjust so that the current flowing through both the amplifier circuit section and the output circuit section increases in proportion to the increase in input voltage, sufficient current is provided so that the AC characteristics do not deteriorate. Thus, it is possible to improve the AC characteristics when a large amplitude signal is input. In addition, since the current adjusting means adjusts the current only when it responds to fluctuations in the input voltage, it does not increase the current consumption (idling current) in other cases, that is, at normal times, so that low power consumption can be realized. Can do.

なお、上述したように電流調整回路５０において出力電圧Ｖｏｕｔを基準電圧として電流を作る構成にすると、出力電圧Ｖｏｕｔが増幅回路部および出力回路部に帰還されるため、高周波数帯域で不安定になり、回路が発振する可能性がある。 As described above, if the current adjustment circuit 50 is configured to generate a current using the output voltage Vout as a reference voltage, the output voltage Vout is fed back to the amplifier circuit section and the output circuit section, and therefore becomes unstable in the high frequency band. The circuit may oscillate.

これを改善するために、電流調整回路５０において基準電圧に入力電圧Ｖｉｎを用いてもよい。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが、直接、増幅回路部および出力回路部のバイアス電流に帰還しなくなるので、安定度を上げることができる。 In order to improve this, the input voltage Vin may be used as the reference voltage in the current adjustment circuit 50. As a result, the output voltage Vout is not directly fed back to the bias current of the amplifier circuit unit and the output circuit unit, so that the stability can be improved.

また、さらに広域を安定させるために、図７に示した受光アンプ素子５１０を備えるフロントモニタの出力電圧を、図２の電流調整回路５０の基準電圧に用いてもよい。フロントモニタは、記録ディスクへ照射するレーザビームの一部を検出し、同検出信号モニタしながら、レーザパワーを書込み適正パワーに制御する機能を有するものである。それゆえ、フロントモニタの出力電圧は、光入力信号に比例している。 Further, in order to stabilize a wider area, the output voltage of the front monitor including the light receiving amplifier element 510 shown in FIG. 7 may be used as the reference voltage of the current adjustment circuit 50 of FIG. The front monitor has a function of detecting a part of the laser beam irradiated to the recording disk and controlling the laser power to the appropriate writing power while monitoring the detection signal. Therefore, the output voltage of the front monitor is proportional to the optical input signal.

よって、電流調整回路５０においてフロントモニタの出力電圧を基準電圧として電流を作る構成にすると、光入力の大きさに応じた増幅回路部および出力回路部のバイアス電流を増加させることができる。この構成では、非反転増幅回路内で帰還させずに電流を増加しているので、広域において回路が不安定になることはない。 Therefore, if the current adjustment circuit 50 is configured to generate a current using the output voltage of the front monitor as a reference voltage, the bias current of the amplifier circuit unit and the output circuit unit according to the magnitude of the optical input can be increased. In this configuration, since the current is increased without feedback in the non-inverting amplifier circuit, the circuit does not become unstable in a wide area.

また、電流調整回路５０は、上述した構成に限らず、他の構成であってもよい。 Further, the current adjustment circuit 50 is not limited to the above-described configuration, and may have another configuration.

図３は、電流調整回路６０の一構成例を示す回路図である。 FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the current adjustment circuit 60.

電流調整回路６０は、図３に示すように、トランジスタ５１〜５４、電流Ｉｅを供給する電流源６１、抵抗６２、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ（ＮＭＯＳ）６３〜６５、基準電圧入力端子、第１端子Ａ、第２端子Ｂ，並びに、第３端子Ｃを備えている。 As shown in FIG. 3, the current adjustment circuit 60 includes transistors 51 to 54, a current source 61 that supplies a current Ie, a resistor 62, N-type MOS transistors (NMOS) 63 to 65, a reference voltage input terminal, and a first terminal A. , A second terminal B, and a third terminal C.

トランジスタ５１は、トランジスタ５２〜５４とそれぞれカレントミラーを構成している。トランジスタ５１のコレクタ端子は電流源６１を介して電源電圧Ｖｃｃに接続され、トランジスタ５１のエミッタ端子は抵抗６２を介してグランドに接続されている。 The transistor 51 forms a current mirror with each of the transistors 52 to 54. The collector terminal of the transistor 51 is connected to the power supply voltage Vcc via the current source 61, and the emitter terminal of the transistor 51 is connected to the ground via the resistor 62.

トランジスタ５２のコレクタ端子は第１端子Ａに接続され、トランジスタ５２のエミッタ端子はＮＭＯＳ６３を介してグランドに接続されている。第１端子Ａは、図１に示す回路経路上の点Ａに対応している。 The collector terminal of the transistor 52 is connected to the first terminal A, and the emitter terminal of the transistor 52 is connected to the ground via the NMOS 63. The first terminal A corresponds to the point A on the circuit path shown in FIG.

トランジスタ５３のコレクタ端子は第２端子Ｂに接続され、トランジスタ５３のエミッタ端子はＮＭＯＳ６４を介してグランドに接続されている。第２端子Ｂは、図１に示す回路経路上の点Ｂに対応している。 The collector terminal of the transistor 53 is connected to the second terminal B, and the emitter terminal of the transistor 53 is connected to the ground via the NMOS 64. The second terminal B corresponds to the point B on the circuit path shown in FIG.

トランジスタ５４のコレクタ端子は第３端子Ｃに接続され、トランジスタ５４のエミッタ端子はＮＭＯＳ６５を介してグランドに接続されている。第３端子Ｃは、図１に示す回路経路上の点Ｃに対応している。 The collector terminal of the transistor 54 is connected to the third terminal C, and the emitter terminal of the transistor 54 is connected to the ground via the NMOS 65. The third terminal C corresponds to the point C on the circuit path shown in FIG.

上記の構成において、ＮＭＯＳ６３〜６５のゲート端子は基準電圧入力端子に共通に接続させ、ＭＯＳトランジスタを深い３極管領域で線形動作させる。これにより、ＮＭＯＳ６３〜６５を可変抵抗として使用する。このため、基準電圧の増加によって、各ゲート端子の電圧は増加するので、各抵抗値は下がる。よって、電流Ｉｅをカレントミラーで折り返すと、第１端子Ａ〜第３端子Ｃからは基準電圧の増加とともに増加する電流を得ることが可能となる。 In the above configuration, the gate terminals of the NMOSs 63 to 65 are commonly connected to the reference voltage input terminal, and the MOS transistor is linearly operated in the deep triode region. Thereby, the NMOSs 63 to 65 are used as variable resistors. For this reason, as the reference voltage increases, the voltage at each gate terminal increases, so that each resistance value decreases. Therefore, when the current Ie is turned back by the current mirror, it is possible to obtain a current that increases as the reference voltage increases from the first terminal A to the third terminal C.

また、電流調整回路６０においても、電流調整回路５０と同様に、基準電圧には、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎ、またはレーザ光強度をモニタするフロントモニタの出力電圧を用いることができる。 Also in the current adjustment circuit 60, as in the current adjustment circuit 50, the output voltage Vout, the input voltage Vin, or the output voltage of the front monitor that monitors the laser beam intensity can be used as the reference voltage.

なお、上述した電流調整回路５０および６０は、第１端子Ａ〜第３端子Ｃを備え、図１に示した増幅回路部および出力回路部の両方に調整電流を供給する構成であったが、これに限らず、増幅回路部、または、出力回路部のいずれか一方に調整電流を供給する構成であってもよい。 The current adjustment circuits 50 and 60 described above include the first terminal A to the third terminal C, and are configured to supply the adjustment current to both the amplification circuit unit and the output circuit unit illustrated in FIG. However, the present invention is not limited to this, and a configuration may be employed in which the adjustment current is supplied to either the amplifier circuit unit or the output circuit unit.

また、本実施の形態の非反転増幅回路において、さらに高周波数領域で回路動作を安定させるために、図４に示すように、基準電圧を安定化させる回路を電流調整回路５０の前段に設けてもよい。 Further, in the non-inverting amplifier circuit of the present embodiment, in order to stabilize the circuit operation in a higher frequency region, a circuit for stabilizing the reference voltage is provided in the previous stage of the current adjustment circuit 50 as shown in FIG. Also good.

図４は、電圧安定化回路７０を挿入したときの構成を示すブロック図である。 FIG. 4 is a block diagram showing a configuration when the voltage stabilizing circuit 70 is inserted.

電圧安定化回路７０（基準電圧安定化手段）は、入力端子に基準電圧が入力され、出力端子に電流調整回路５０の基準電圧入力端子が接続される。なお、電流調整回路５０に替えて電流調整回路６０を構成するときも同様に接続される。 In the voltage stabilization circuit 70 (reference voltage stabilization means), the reference voltage is input to the input terminal, and the reference voltage input terminal of the current adjustment circuit 50 is connected to the output terminal. The same connection is made when the current adjustment circuit 60 is configured instead of the current adjustment circuit 50.

これにより、電圧安定化回路７０において基準電圧の不要な高周波数成分をカットしたり、基準電圧に対し正帰還の電流調整を行わないようにすることができるので、安定性を増すことが可能となる。 As a result, it is possible to cut unnecessary high frequency components of the reference voltage in the voltage stabilization circuit 70 and not to perform positive feedback current adjustment with respect to the reference voltage, so that stability can be increased. Become.

また具体的に、電圧安定化回路７０は、図５に示すように構成することができる。 More specifically, the voltage stabilization circuit 70 can be configured as shown in FIG.

図５は、電圧安定化回路７０の一構成例を示すブロック回路図である。 FIG. 5 is a block circuit diagram showing a configuration example of the voltage stabilization circuit 70.

電圧安定化回路７０は、図５に示すように、抵抗７１（抵抗値Ｒ）と容量７２（容量値Ｃ）とにより構成される積分器（ローパスフィルタ）を利用して構成される。抵抗７１の一方の端子に基準電圧が入力され、抵抗７１の他方の端子が、容量７２を介してグランドに接続されると共に、電流調整回路５０の基準電圧入力端子に接続される。 As shown in FIG. 5, the voltage stabilization circuit 70 is configured using an integrator (low-pass filter) including a resistor 71 (resistance value R) and a capacitor 72 (capacitance value C). A reference voltage is input to one terminal of the resistor 71, and the other terminal of the resistor 71 is connected to the ground via the capacitor 72 and also connected to the reference voltage input terminal of the current adjustment circuit 50.

このローパスフィルタの遮断周波数ｆｃは、ｆｃ＝１／（２π×Ｒ×Ｃ）で表されるので、例えば、Ｒ＝５ｋΩ、Ｃ＝０．５ｐＦのときはｆｃ＝１０６ＭＨｚとなる。 Since the cutoff frequency fc of this low-pass filter is expressed by fc = 1 / (2π × R × C), for example, when R = 5 kΩ and C = 0.5 pF, fc = 106 MHz.

よって、電圧安定化回路７０において、積分器により必要のない高周波成分をカットすることができる。したがって、基準電圧は積分器を介して電流調整回路５０に入力されるので、電流調整回路５０では、不必要な高周波成分がカットされた基準電圧により調整電流を生成し出力するので、非反転増幅回路の安定性をさらに増すことが可能となる。 Therefore, in the voltage stabilization circuit 70, unnecessary high frequency components can be cut by the integrator. Therefore, since the reference voltage is input to the current adjustment circuit 50 via the integrator, the current adjustment circuit 50 generates and outputs the adjustment current using the reference voltage from which unnecessary high frequency components are cut. It is possible to further increase the stability of the circuit.

また、電圧安定化回路７０の他の例として、サンプルホールド回路を用いてもよい。 As another example of the voltage stabilization circuit 70, a sample hold circuit may be used.

図６は、電圧安定化回路７０の他の構成例を示すブロック回路図である。 FIG. 6 is a block circuit diagram showing another configuration example of the voltage stabilization circuit 70.

電圧安定化回路７０にサンプルホールド回路を用いる場合、図６に示すように、一方の端子が電圧安定化回路７０と電流調整回路５０とが接続される経路上の一点に接続され、
他方の端子がグランドに接続されるスイッチ７５を設ける。 When a sample hold circuit is used for the voltage stabilization circuit 70, as shown in FIG. 6, one terminal is connected to a point on the path where the voltage stabilization circuit 70 and the current adjustment circuit 50 are connected,
A switch 75 having the other terminal connected to the ground is provided.

上記の構成において、基準電圧の増加があり電流を増やす必要がある場合のみ、スイッチ７５をオフに切り替えて、電流調整回路５０にて常時電流を生成させるようにする。また、光入力がなく電流を増やす必要がない場合には、スイッチ７５をオンに切り替えることにより、瞬時に電流調整回路５０をオフにすることができる。 In the above configuration, only when there is an increase in the reference voltage and it is necessary to increase the current, the switch 75 is turned off so that the current adjustment circuit 50 always generates a current. When there is no light input and there is no need to increase the current, the current adjustment circuit 50 can be turned off instantaneously by switching the switch 75 on.

また、スイッチ７５は、外部電圧により制御してもよいし、基準電圧を基に制御してもよい。例えば、レーザを駆動する信号をもとにスイッチ７５を制御すれば、レーザ（光信号）がオフされると同時に電流増加もキャンセルすることが可能となる。 The switch 75 may be controlled by an external voltage or may be controlled based on a reference voltage. For example, if the switch 75 is controlled based on a signal for driving the laser, the increase in current can be canceled at the same time as the laser (optical signal) is turned off.

以上において、上述したように、非反転増幅回路は、図８に示した２段目アンプＡ２として用いることにより受光アンプ回路を構成する。 As described above, the non-inverting amplifier circuit is used as the second-stage amplifier A2 shown in FIG.

これにより、１段目アンプＡ１との出力電圧が大振幅信号であっても、本実施の形態の非反転増幅回路を備えることにより、これに対応して好適に出力電圧を出力することが可能となる。また、消費電力を抑制した受光アンプ回路を提供することが可能となる。 As a result, even if the output voltage with the first-stage amplifier A1 is a large amplitude signal, the output voltage can be suitably output corresponding to this by providing the non-inverting amplifier circuit of the present embodiment. It becomes. In addition, it is possible to provide a light receiving amplifier circuit with reduced power consumption.

また、上記受光アンプ回路とフォトダイオードＰＤとを含む受光アンプ素子は、様々な光ディスクの記録／再生装置に搭載される光ピックアップ、例えば、図７で示した光ディスク記録再生装置に搭載される光ピックアップ５００に備えられる。 The light receiving amplifier element including the light receiving amplifier circuit and the photodiode PD is an optical pickup mounted on various optical disk recording / reproducing apparatuses, for example, an optical pickup mounted on the optical disk recording / reproducing apparatus shown in FIG. 500.

これにより、上記受光アンプ素子は、信号振幅が変動してもそれに対応して好適に出力電圧を出力することが可能であるので、光ピックアップ５００では、波長が異なるレーザ光にも好適に受光増幅動作を行うことが可能となる。また、消費電力を抑制した光ピックアップ５００を提供することが可能となる。さらに、光ピックアップ５００を備える光ディスク記録再生装置は、低消費電力で高速な再生記録動作を行うことが可能となる。 As a result, the light receiving amplifier element can suitably output an output voltage corresponding to the fluctuation of the signal amplitude. Therefore, in the optical pickup 500, the light receiving and amplifying also suitably for laser light having different wavelengths. The operation can be performed. In addition, it is possible to provide the optical pickup 500 with reduced power consumption. Furthermore, the optical disk recording / reproducing apparatus including the optical pickup 500 can perform a high-speed reproducing / recording operation with low power consumption.

なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。 In addition, this invention is not limited to embodiment mentioned above, A various change is possible in the range shown to the claim. That is, embodiments obtained by combining technical means appropriately changed within the scope of the claims are also included in the technical scope of the present invention.

本発明は、光ディスク記録再生装置の光ピックアップに備えた受光アンプ回路に用いる非反転増幅回路などの、交流特性（応答周波数や、スルーレート等）の仕様が要求される光増幅回路に好適に適用できるが、これに限らず、他の分野にも適用することができる。例えば、高速に駆動する能力が望まれる液晶表示装置などのドライバに使用される非反転増幅回路にも利用することができる。 The present invention is suitably applied to an optical amplifier circuit that requires specifications of AC characteristics (response frequency, slew rate, etc.) such as a non-inverting amplifier circuit used in a light receiving amplifier circuit provided in an optical pickup of an optical disk recording / reproducing apparatus. However, the present invention is not limited to this and can be applied to other fields. For example, the present invention can also be used for a non-inverting amplifier circuit used for a driver such as a liquid crystal display device that is desired to be driven at high speed.

本発明における非反転増幅回路の実施の一形態を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing an embodiment of a non-inverting amplifier circuit according to the present invention. 上記非反転増幅回路における電流調整回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the current adjustment circuit in the said non-inverting amplifier circuit. 上記非反転増幅回路における電流調整回路の他の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other structure of the current adjustment circuit in the said non-inverting amplifier circuit. 安定化電源回路を挿入したときの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows a structure when a stabilized power supply circuit is inserted. 上記安定化電源回路の構成を示すブロック回路図である。It is a block circuit diagram which shows the structure of the said stabilized power supply circuit. 上記安定化電源回路の他の構成を示すブロック回路図である。It is a block circuit diagram which shows the other structure of the said stabilized power supply circuit. 光ディスク記録再生装置に搭載される、受光アンプ素子を備えた光ピックアップの構成を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the structure of the optical pick-up provided with the light reception amplifier element mounted in the optical disk recording / reproducing apparatus. 上記受光アンプ素子の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the said light reception amplifier element. 従来の受光アンプ回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional light reception amplifier circuit.

符号の説明Explanation of symbols

１１〜２７トランジスタ
２９位相補償用容量
３０負荷容量
３１〜３４電流源
３５出力端子
５０，６０電流調整回路（電流調整手段）
５１トランジスタ（第１バイポーラトランジスタ）
５２〜５４トランジスタ（第２バイポーラトランジスタ）
５５〜５９抵抗
６１電流源
６２抵抗
６３〜６５Ｎ型ＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）
７０電圧安定化回路（基準電圧安定化手段）
７１抵抗
７２容量
７５スイッチ
１０１，１０２入力抵抗
１０３，１０４分圧抵抗
４００光ディスク
５００光ピックアップ
５０１レーザ
５０９，５１０受光アンプ素子
Ａ１１段目アンプ（１段目アンプ回路）
Ａ２２段目アンプ（２段目アンプ回路）
ＰＤフォトダイオード（受光素子） 11 to 27 transistor 29 phase compensation capacitance 30 load capacitance 31 to 34 current source 35 output terminal 50, 60 current adjustment circuit (current adjustment means)
51 transistor (first bipolar transistor)
52-54 transistor (second bipolar transistor)
55 to 59 Resistor 61 Current source 62 Resistor 63 to 65 N-type MOS transistor (MOS transistor)
70 Voltage stabilization circuit (reference voltage stabilization means)
71 Resistance 72 Capacity 75 Switch 101, 102 Input resistance 103, 104 Voltage dividing resistance 400 Optical disk 500 Optical pickup 501 Laser 509, 510 Light receiving amplifier element A1 First stage amplifier (first stage amplifier circuit)
A2 2nd stage amplifier (2nd stage amplifier circuit)
PD photodiode (light receiving element)

Claims

入力電圧を入力し、差動対を有する増幅回路部と、
上記増幅回路部の出力側に接続される出力回路部とを備え、
上記出力回路部の出力電圧を上記増幅回路部に負帰還させ、上記入力電圧と上記負帰還させた出力電圧とにより上記差動対を作動して増幅した上記出力電圧を出力する非反転増幅回路であって、
上記入力電圧の信号振幅の変動を反映する基準電圧に基づいて、上記増幅回路部、上記出力回路部、または、上記増幅回路部および上記出力回路部の両方、に流れる電流を調整する電流調整手段を備えることを特徴とする非反転増幅回路。 An amplifier circuit section for inputting an input voltage and having a differential pair;
An output circuit unit connected to the output side of the amplifier circuit unit,
A non-inverting amplifier circuit that negatively feeds back the output voltage of the output circuit unit to the amplifier circuit unit, and outputs the output voltage amplified by operating the differential pair by the input voltage and the negative feedback output voltage. Because
Current adjusting means for adjusting a current flowing through the amplifier circuit unit, the output circuit unit, or both of the amplifier circuit unit and the output circuit unit based on a reference voltage that reflects a change in signal amplitude of the input voltage A non-inverting amplifier circuit comprising:

上記基準電圧は上記出力電圧であることを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。 The non-inverting amplifier circuit according to claim 1, wherein the reference voltage is the output voltage.

上記基準電圧は上記入力電圧であることを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。 The non-inverting amplifier circuit according to claim 1, wherein the reference voltage is the input voltage.

上記電流調整手段は、上記基準電圧と抵抗とにより生成した電流をカレントミラーで折り返すことによって、上記電流を調整するための調整電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。 2. The non-inverting amplification according to claim 1, wherein the current adjustment unit generates an adjustment current for adjusting the current by folding a current generated by the reference voltage and the resistance with a current mirror. 3. circuit.

上記電流調整手段は、
電流源と、上記電流源からの電流が供給される第１バイポーラトランジスタと、上記第１バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するように接続される第２バイポーラトランジスタと、上記第２バイポーラトランジスタのエミッタ端子に接続されるＭＯＳトランジスタとを有しており、
上記ＭＯＳトランジスタを上記基準電圧によって駆動させることにより、上記基準電圧によって制御される可変線形抵抗として作動させ、上記第２バイポーラトランジスタのコレクタ端子に流れる電流を上記電流を調整するための調整電流として使用することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。 The current adjusting means is
A current source; a first bipolar transistor to which current from the current source is supplied; a second bipolar transistor connected to form a current mirror with the first bipolar transistor; and an emitter terminal of the second bipolar transistor And a MOS transistor connected to
The MOS transistor is driven by the reference voltage to operate as a variable linear resistance controlled by the reference voltage, and the current flowing through the collector terminal of the second bipolar transistor is used as an adjustment current for adjusting the current. The non-inverting amplifier circuit according to claim 1.

上記電流調整手段の前段に、上記基準電圧を入力して当該基準電圧を安定化する基準電圧安定化手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。 2. The non-inverting amplifier circuit according to claim 1, further comprising reference voltage stabilizing means for inputting the reference voltage and stabilizing the reference voltage before the current adjusting means.

上記電流調整手段が電流を調整する動作をリセットする機能を有することを特徴とする請求項１に記載の非反転増幅回路。 2. The non-inverting amplifier circuit according to claim 1, wherein the current adjusting means has a function of resetting an operation of adjusting a current.

光信号を検出する受光素子から出力された電流信号を電圧信号に変換する１段目アンプ回路と、
上記１段目アンプ回路の出力電圧を増幅して後段の回路に出力する２段目アンプ回路とを備え、
上記２段目アンプ回路は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の非反転増幅回路であることを特徴とする受光アンプ回路。 A first stage amplifier circuit that converts a current signal output from a light receiving element that detects an optical signal into a voltage signal;
A second-stage amplifier circuit that amplifies the output voltage of the first-stage amplifier circuit and outputs the amplified output voltage to the subsequent-stage circuit;
The light receiving amplifier circuit according to claim 1, wherein the second stage amplifier circuit is the non-inverting amplifier circuit according to claim 1.

光信号を検出する受光素子と、
請求項８に記載の受光アンプ回路とを含むことを特徴とする受光アンプ素子。 A light receiving element for detecting an optical signal;
A light-receiving amplifier element comprising the light-receiving amplifier circuit according to claim 8.

再生または記録のためのレーザ光を光ディスクに照射した際の、当該光ディスクからの反射光を受光する受光アンプ素子を備える光ピックアップであって、
上記受光アンプ素子は、請求項９に記載の受光アンプ素子であることを特徴とする光ピックアップ。 An optical pickup including a light receiving amplifier element that receives reflected light from an optical disk when a laser beam for reproduction or recording is irradiated onto the optical disk,
The optical pickup according to claim 9, wherein the light receiving amplifier element is the light receiving amplifier element according to claim 9.

さらに、上記レーザ光の強度をモニタするフロントモニタを備え、
上記基準電圧は上記フロントモニタの出力電圧であることを特徴とする請求項１０に記載の光ピックアップ。 Furthermore, a front monitor for monitoring the intensity of the laser beam is provided,
The optical pickup according to claim 10, wherein the reference voltage is an output voltage of the front monitor.

請求項１０または１１に記載の光ピックアップを備えることを特徴とする光ディスク記録再生装置。 An optical disk recording / reproducing apparatus comprising the optical pickup according to claim 10.