JP2008283434A - Noise elimination device, method therefor, noise elimination program, and recording medium thereof - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ノイズ除去装置、ノイズ除去方法、ノイズ除去プログラム及びその記録媒体に関する。 The present invention relates to a noise removal device, a noise removal method, a noise removal program, and a recording medium thereof.
従来から、ラジオ受信機を代表とする信号処理装置の一種である受信装置が広く普及している。こうした受信装置のうち特に自動車等の車両に搭載されるものでは、イグニッションノイズ等の高周波成分を有するノイズの影響を受けやすい。このため、高周波成分を有するノイズを除去して、音声品質等を維持すべく、ノイズキャンセラを配設することが一般的に行われている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a receiving apparatus that is a kind of signal processing apparatus typified by a radio receiver has been widely used. Among such receivers, those mounted on vehicles such as automobiles are particularly susceptible to noise having high frequency components such as ignition noise. For this reason, a noise canceller is generally provided in order to remove noise having high frequency components and maintain sound quality and the like.
かかるノイズキャンセラでは、処理対象の信号である入力信号に含まれるノイズ成分の大きさが許容範囲を超えたことを検出すると、ノイズキャンセル処理を行う期間(以下、「キャンセル処理期間」又は「ゲート期間」とも呼ぶ)を開始する。この期間に行われるノイズキャンセル処理としては、期間開始時点における入力信号値を期間中にわたってホールド出力するゲートホールド処理を行う技術が多用されていた。かかるゲートホールド処理を行う場合には、キャンセル処理期間(ゲート期間)が終了した時点で、出力信号をゲートホールド信号から入力信号そのものへ切り換えるが、その時点において出力信号の波形に不連続性が生じてしまう。この結果、再生音が利用者にとって違和感のあるものとなってしまう。このため、キャンセル処理期間の始点と終点との間を補間する処理技術が提案されている。 In such a noise canceller, when it is detected that the magnitude of the noise component included in the input signal that is the signal to be processed exceeds the allowable range, a period for performing noise cancellation processing (hereinafter referred to as “cancellation processing period” or “gate period”). Also called). As the noise cancellation process performed during this period, a technique of performing a gate hold process in which an input signal value at the start of the period is held and output throughout the period is often used. When such a gate hold process is performed, the output signal is switched from the gate hold signal to the input signal itself at the end of the cancel process period (gate period), but at that time, the output signal waveform is discontinuous. End up. As a result, the reproduced sound is uncomfortable for the user. For this reason, a processing technique for interpolating between the start point and end point of the cancel processing period has been proposed.
かかる補間処理技術としては、キャンセル期間開始時点における入力信号値と期間終了時点における入力信号値とに基づいて直線補間を行う直線補間処理(特許文献1参照:以下、「従来例1」という)がある。また、近年におけるデジタル技術の進展に伴い、キャンセル処理期間中における入力信号のサンプル値を利用して、曲線補間処理を行う技術が提案されている。かかる曲線補間の技術としては、ラグランジュ(Lagrange)補間処理を行う技術(特許文献2参照:以下、「従来例2」という)、ベジェ(Bezier)曲線を用いた補間処理(以下、「ベジェ補間処理」という)を行う技術(特許文献3参照:以下、「従来例3」という)等がある。 As such an interpolation processing technique, there is linear interpolation processing that performs linear interpolation based on the input signal value at the start of the cancellation period and the input signal value at the end of the period (see Patent Document 1: hereinafter referred to as “Conventional Example 1”). is there. Further, with the recent progress of digital technology, a technology for performing curve interpolation processing using a sample value of an input signal during a cancellation processing period has been proposed. As a technique for such curve interpolation, a technique for performing Lagrange interpolation processing (refer to Patent Document 2: hereinafter referred to as “conventional example 2”), interpolation processing using a Bezier curve (hereinafter referred to as “Bezier interpolation processing”). (Referred to as Patent Document 3: hereinafter referred to as “Conventional Example 3”).
従来例1の直線補間処理を行う場合には、ゲートホールド処理を行う場合のようにキャンセル処理期間の終了時点で不連続性が発生することはないが、出力信号の波形に歪が発生する。このため、ゲートホールド処理を行う場合ほどではないものの、再生音が利用者にとって違和感のあるものとなってしまう。 When performing the linear interpolation process of Conventional Example 1, discontinuity does not occur at the end of the cancellation process period as in the case of performing the gate hold process, but distortion occurs in the waveform of the output signal. For this reason, although not as much as when performing the gate hold process, the reproduced sound is uncomfortable for the user.
従来例2のラグランジュ補間処理を行う場合には、一般に補間式の次数が高くなるので、計算量が増加してしまう。また、補間に利用したサンプル点を必ず通ることになるので、補間に利用したサンプル点に、ノイズが重畳している場合には、補間結果に当該ノイズがそのまま反映されることになってしまう。 When the Lagrangian interpolation process of Conventional Example 2 is performed, since the order of the interpolation formula generally increases, the amount of calculation increases. In addition, since the sample points used for the interpolation always pass, if noise is superimposed on the sample points used for the interpolation, the noise is reflected as it is in the interpolation result.
従来例3のベジェ補間処理を行う場合には、連立方程式を解く必要があり、計算量が増加する。また、一波長を超える補間を行うと、ノイズ期間のレベルを大きくしてしまう補間をし、補間期間であるキャンセル処理期間の音が目立つことになってしまう。 When performing the Bezier interpolation processing of Conventional Example 3, it is necessary to solve simultaneous equations, and the amount of calculation increases. Further, when interpolation exceeding one wavelength is performed, the interpolation that increases the level of the noise period is performed, and the sound of the cancellation process period that is the interpolation period becomes conspicuous.
なお、曲線補間に際して、一様Bスプライン補間処理を行うことも考えられる。この場合には、ベジェ補間処理とは異なり、連立方程式を解く必要はなく、計算量は少なくてすむ。しかし、一様Bスプライン補間は補間値計算のために等間隔でサンプリングを行わなければならないので、ノイズ区間が長くなるとノイズ値もサンプリングすることになり、ノイズに沿った補間となってしまう。また、サンプリング値におけるノイズ成分の影響度に関わりなく、どのサンプリング値も同等に取り扱うので、ノイズ期間においてはノイズ成分を比較的忠実に反映した補間を行ってしまうことになる。 It is also conceivable to perform uniform B-spline interpolation processing during curve interpolation. In this case, unlike the Bezier interpolation process, it is not necessary to solve simultaneous equations, and the amount of calculation can be reduced. However, since uniform B-spline interpolation has to be sampled at equal intervals in order to calculate an interpolation value, if the noise interval becomes longer, the noise value will also be sampled, resulting in interpolation along the noise. In addition, since any sampling value is handled equally regardless of the influence level of the noise component in the sampling value, interpolation that reflects the noise component relatively faithfully is performed in the noise period.
このため、入力信号におけるノイズ成分の影響度を考慮しつつ、ノイズ除去処理を行うことができる技術が待望されている。かかる要望に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。 For this reason, there is a need for a technique that can perform noise removal processing while taking into consideration the influence of noise components in the input signal. Meeting this demand is one of the problems to be solved by the present invention.
本発明は、上記を鑑みてなされたものであり、入力信号におけるノイズ成分の影響度を合理的に考慮しつつ、ノイズ除去処理を行うことができるノイズ除去装置及びノイズ除去方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and provides a noise removal apparatus and a noise removal method capable of performing noise removal processing while rationally considering the degree of influence of noise components in an input signal. Objective.
請求項1に記載の発明は、入力信号に含まれるノイズを除去するノイズ除去装置であって、前記入力信号に含まれるノイズ成分を抽出するノイズ抽出手段と;前記入力信号及び前記ノイズ成分に基づいて、前記入力信号に対する補間の要否に用いる閾値を生成する閾値生成手段と;前記ノイズ成分の大きさが前記閾値を超えたときに、前記補間を行う期間である補間期間を設定する補間期間設定手段と;前記補間期間中における前記入力信号のサンプリング時点ごとの前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差に基づいて、前記補間に用いる前記サンプリング時点における前記入力信号に関する重み係数を生成する重み生成手段と;前記補間期間中において、前記重み係数を利用して前記入力信号の補間処理を行う補間手段と;前記補間期間には前記補間手段による処理結果を選択して出力し、前記補間期間以外の期間には前記入力信号を選択して出力する信号選択手段と;を備えることを特徴とするノイズ除去装置である。 The invention according to claim 1 is a noise removing device for removing noise contained in an input signal, wherein the noise extracting means extracts a noise component contained in the input signal; based on the input signal and the noise component Threshold generating means for generating a threshold used for necessity of interpolation for the input signal; an interpolation period for setting an interpolation period which is a period for performing the interpolation when the magnitude of the noise component exceeds the threshold A weight for generating a weighting factor for the input signal at the sampling time used for the interpolation based on a difference between the magnitude of the noise component at each sampling time of the input signal and the threshold during the interpolation period; Generating means; interpolating means for interpolating the input signal using the weighting factor during the interpolation period; and the interpolation period Selects and outputs the processing result by the interpolation means, the period other than the interpolation period and the signal selecting means for selecting and outputting said input signal; a noise removal device, characterized in that it comprises a.
請求項8に記載の発明は、入力信号に含まれるノイズを除去するノイズ除去方法であって、前記入力信号に含まれるノイズ成分を抽出するノイズ抽出工程と;前記入力信号及び前記ノイズ成分に基づいて、前記入力信号に対する補間の要否に用いる閾値を生成する閾値生成工程と;前記ノイズ成分の大きさが前記閾値を超えたときに、前記補間を行う期間である補間期間を設定する補間期間設定工程と;前記補間期間中における前記入力信号のサンプリング時点ごとの前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差に基づいて、前記補間に用いる前記サンプリング時点における前記入力信号に関する重み係数を生成する重み生成工程と;前記補間期間中において、前記重み係数を利用して前記入力信号の補間処理を行う補間工程と;前記補間期間中には、前記補間工程における処理結果を選択して出力する信号を選択して出力する信号選択工程と;を備えることを特徴とするノイズ除去方法である。 The invention according to claim 8 is a noise removal method for removing noise included in an input signal, wherein a noise extraction step of extracting a noise component included in the input signal; and based on the input signal and the noise component A threshold generation step of generating a threshold used for necessity of interpolation for the input signal; an interpolation period for setting an interpolation period which is a period for performing the interpolation when the magnitude of the noise component exceeds the threshold A weight for generating a weighting coefficient for the input signal at the sampling time used for the interpolation based on a difference between the magnitude of the noise component at each sampling time of the input signal and the threshold during the interpolation period; A generating step; an interpolation step for interpolating the input signal using the weighting factor during the interpolation period; and the interpolation period The, the signal selection step of selecting and outputting a signal for selecting and outputting the processing results in said interpolation step; a noise removing method characterized in that it comprises a.
請求項9に記載の発明は、請求項8に記載のノイズ除去方法を演算手段に実行させる、ことを特徴するノイズ除去プログラムである。 According to a ninth aspect of the present invention, there is provided a noise removal program that causes a calculation means to execute the noise removal method according to the eighth aspect.
請求項10に記載の発明は、請求項9に記載のノイズ除去プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。 A tenth aspect of the present invention is a recording medium in which the noise removal program according to the ninth aspect is recorded so as to be readable by an arithmetic means.
以下、本発明の一実施形態を、図1〜図9を参照して説明する。なお、以下の説明及び図面においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In the following description and drawings, the same or equivalent elements will be denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted.
[構成]
図1には、本実施形態に係るノイズ除去装置としてのノイズ除去処理部130を備える受信装置100の概略的な構成がブロック図にて示されている。
[Constitution]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a
図1に示されるように、受信装置100は、アンテナ110と、受信処理部120と、ノイズ除去処理部130とを備えている。また、受信装置100は、オーディオ処理部140と、スピーカ150とを備えている。
As illustrated in FIG. 1, the
アンテナ110は、放送波を受信する。アンテナ110による受信結果は、受信信号RFSとして、受信処理部120へ向けて出力される。
The
受信処理部120は、図2に示されるように、高周波増幅器(RF−AMP:Radio Frequency-Amplifier)121と、混合器(ミキサ)122と、局部発振回路123とを備えている。また、受信処理部120は、中間周波フィルタ(IFフィルタ)124と、AD(Analogue to Digital)変換器125と、バンドパスフィルタ(BPF)126と、検波回路127とを備えている。
As illustrated in FIG. 2, the
高周波増幅器121は、検波回路127から出力された自動利得制御(AGC:Auto Gain Control)信号に従った増幅率で、受信信号RFSを増幅する。この結果、アンテナ110からの受信信号RFS中における希望局の周波数範囲のレベルが低い場合であっても、高周波増幅器121は、適切なレベルの増幅信号を出力することができるようになっている。
The
混合器122は、高周波増幅器121から出力された増幅信号と、局部発振回路123から供給された後述する局部発振信号OSSとを混合する。この混合された信号は、中間周波フィルタ124へ向けて送られる。
The
局部発振回路123は、不図示のDA(Digital to Analogue)変換器、電圧制御発振器等を備えて構成されている。この局部発振回路123は、不図示の制御回路から供給されたデジタル形式の選局信号に従って、選局すべき希望局に対応する周波数の局部発振信号OSSを生成し、混合器122へ供給する。
The
中間周波フィルタ124は、混合器122から出力された信号のうち、予め定められた中間周波数範囲の信号を選択して通過させる。この中間周波フィルタ124を通過した信号は、中間周波信号IFSとして、AD変換器125へ向けて送られる。
The
AD変換器125は、中間周波フィルタ124から送られてきたアナログ信号である中間周波信号IFSを、デジタル信号IFDに変換する。このデジタル信号IFDは、バンドパスフィルタ126へ向けて送られる。
The
バンドパスフィルタ126は、デジタル信号IFDのうち、予め定められた特定の周波数成分を選択して通過させる。これにより、上記の選局信号により指定された局からの放送波に対応した周波数帯の信号が抽出される。このバンドパスフィルタ126を通過した信号SFDは、検波回路127へ向けて送られる。
The
検波回路127は、バンドパスフィルタ126からの信号SFDに対して所定の検波処理を施し、検波信号AFSを生成する。この検波信号AFSは、ノイズ除去処理部130へ向けて送られる。
The
また、検波回路127は、検波結果に基づいて、前述したAGC信号を生成する。こうして生成されたAGC信号は、不図示のDA変換器を介して、高周波増幅器121へ向けて送られる。
The
図1に戻り、ノイズ除去処理部130は、ノイズ除去装置として、キャンセル処理期間における検波信号AFSのノイズキャンセル処理を行う。
Returning to FIG. 1, the noise
このノイズ除去処理部130は、図3に示されるように、ノイズ抽出手段としての高周波ノイズ検出部131と、閾値生成手段としての閾値生成部132とを備えている。また、ノイズ除去処理部130は、補間期間設定手段と重み生成手段としてのコンパレート部133と、補間値生成部134とを備えている。さらに、ノイズ除去処理部130は、遅延器135と、信号選択手段としての信号選択部136とを備えている。
As shown in FIG. 3, the noise
高周波ノイズ検出部131は、ハイパスフィルタ(HPF)等を備えて構成されている。この高周波ノイズ検出部131は、検波回路127から送られてきた検波信号AFSをフィルタリングして、高周波ノイズ成分の信号NISのみを通過させる。こうして高周波ノイズ検出部131で抽出した高周波ノイズ信号NISは、閾値生成部132へ向けて送られるとともに、コンパレート部133へ向けて送られる。
The high
閾値生成部132は、検波回路127から送られてきた検波信号AFSと、高周波ノイズ検出部131から送られてきた高周波ノイズ信号NISとに基づいて、閾値THSを生成する。そして、閾値生成部132で生成された閾値THSは、コンパレート部133へ向けて送られる。
The
この閾値生成部132は、図4に示されるように、第1乗算手段としての乗算器211と、加算手段としての加算器212とを備えている。また、閾値生成部132は、積分手段としての平滑回路213と、第2乗算手段としての乗算器214とを備えている。
As shown in FIG. 4, the
乗算器211は、検波回路127から送られてきた検波信号AFSをm倍にする。この乗算器211による乗算結果は、乗算信号AFS’として、加算器212へ向けて送られる。ここで、乗算器211の倍率mは、実験やシミュレーションなどにより予め定められる。
The
加算器212は、乗算器211から送られてきた乗算信号AFS’と、高周波ノイズ検出部131から送られてきた高周波ノイズ信号NISとを加算する。この加算器212による加算結果は、加算信号ADSとして、平滑回路213へ向けて送られる。
The
平滑回路213は、ローパスフィルタ(LPF)等を備えて構成されている。この平滑回路213は、積分器として動作し、加算器212から送られてきた加算信号ADSを平滑化する。平滑した結果は、平滑信号SMSとして、乗算器214へ向けて送られる。
The smoothing
乗算器214は、平滑回路213から送られてきた平滑信号SMSをn倍にする。そして、この乗算器214による乗算結果は、閾値THSとして、コンパレート部133へ向けて送られる。ここで、乗算器214の倍率nは、実験やシミュレーションなどにより予め定められる。
The
図3に戻り、コンパレート部133は、高周波ノイズ検出部131から送られてきた高周波ノイズ信号NISの値と、閾値生成部132から送られてきた閾値THSとを比較する。そして、この比較の結果に基づいて、ゲート信号GTSを生成するとともに、補間値生成部134での補間計算に用いる重み係数WGTを決定する。ここで、重み係数WGTとは、閾値THSから高周波ノイズ信号NISの値を差し引いた値を反映したものであり、差の値が正であり、かつ、絶対値が大きいほど、重み係数WGTが大きくなるようになっている。なお、差の値が0以下の場合には、重み係数WGTは“0”となるようになっている。
Returning to FIG. 3, the
このコンパレート部133は、図5に示されるように、11個のコンパレータ2210〜22110と、減算器2221〜22210とを備えている。また、コンパレート部133は、ゲート信号生成部223と、重み係数決定部224とを備えている。
As shown in FIG. 5, the
コンパレータ2210は、高周波ノイズ信号NISの値と閾値THSとを比較する。この比較の結果は、ゲート信号生成部223へ向けて送られる。
The
ゲート信号生成部223は、コンパレータ2210から送られてきた高周波ノイズ信号NISの値と閾値THSとの比較の結果に基づいて、ゲート信号GTSを生成する。このゲート信号GTSの出力レベルには、“H”レベルと“L”レベルの2種類がある。両信号の比較の結果、高周波ノイズ信号NISの値が許容範囲内にないと判断される場合、すなわち、高周波ノイズ信号NISの値が閾値THSより大きくなったときに、ゲート信号GTSを“H”レベルとする。また、高周波ノイズ信号NISの値が許容範囲内にあると判断される場合、すなわち、ゲート開始から所定時間TGが経過したときに、ゲート信号GTSを“L”レベルとする。このようにして生成したゲート信号GTSは、補間値生成部134へ向けて送られる。なお、所定時間TGが経過する前に、再度、高周波ノイズ信号NISの値が閾値THSより大きくなったときは、その時点から所定時間TGが経過するまでの間は、ゲート信号GTSは、“H”レベルのままである。ここで、所定時間TGは、実験やシミュレーション等により予め定められる。
The
以上のようにして高周波ノイズ信号NISの値と閾値THSとを比較することで、単に高周波ノイズ信号NISの値によるのではなく、高周波ノイズ信号NISの値と検波信号AFSの値との双方を考慮して、ノイズキャンセル処理を行う期間を指定するゲート信号GTSを生成することができる。この結果、検波信号AFSの値が大きな場合には、高周波ノイズ信号NISの値がある程度大きくなったときにゲート信号GTSが“H”に立ち上がる。一方、検波信号AFSの値が小さな場合には、高周波ノイズ信号NISの値がある程度小さくともゲート信号GTSが“H”に立ち上がるようになっている。 By comparing the value of the high-frequency noise signal NIS and the threshold value THS as described above, both the value of the high-frequency noise signal NIS and the value of the detection signal AFS are considered, not simply based on the value of the high-frequency noise signal NIS. Thus, it is possible to generate the gate signal GTS that specifies the period during which the noise cancellation process is performed. As a result, when the value of the detection signal AFS is large, the gate signal GTS rises to “H” when the value of the high-frequency noise signal NIS increases to some extent. On the other hand, when the value of the detection signal AFS is small, the gate signal GTS rises to “H” even if the value of the high frequency noise signal NIS is somewhat small.
コンパレータ2211〜22110は、高周波ノイズ信号NISの値と、減算器2221〜22210からの出力値とを比較する。ここで、減算器2221〜22210は、閾値THSから、所定値AC1〜AC10(AC1<AC2<…<AC10<THS)を減算し、減算結果をコンパレータ2211〜22110へ送るようになっている。コンパレータ2211〜22110による、両信号の比較の結果は、重み係数決定部224へ向けて送られる。なお、所定値AC1〜AC10は、実験やシミュレーション等により予め定められる。
重み係数決定部224は、各コンパレータ2211〜22110から送られてきた、高周波ノイズ信号NISの値と、閾値THSから所定の定数AC1〜AC10を減算した値との比較の結果に基づいて、11段階で重み係数WGTを決定する。この重み係数決定部224には、コンパレータ2211からは高周波ノイズ信号NISの値と閾値THS1(=THS−AC1)との比較の結果、コンパレータ2212からは高周波ノイズ信号NISの値と閾値THS2(=THS−AC2)との比較の結果、コンパレータ2213からは高周波ノイズ信号NISの値と閾値THS3(=THS−AC3)との比較の結果、というように、各コンパレータ2211〜22110から、高周波ノイズ信号NISの値と閾値THS1〜THS10(閾値THSから定数AC1〜AC10を減算した値)との比較結果が送られてくる。
Based on the result of comparison between the value of the high-frequency noise signal NIS sent from each of the
そして、重み係数決定部224は、各コンパレータ2211〜22110から送られてくる比較の結果を順次調べ、閾値THS1〜THS10のいずれで、高周波ノイズ信号NISの値より小さくなったかを調べて、重み係数WGTを決定する。ここで、閾値THS1が高周波ノイズ信号NISの値よりも小さいとき(THS1<NIS<THS)にはノイズ成分は非常に大きいと判断し、補間結果が非常に大きなノイズ成分の影響を受けないように、重み係数WGTを例えば“0”とする。また、閾値THS1が高周波ノイズ信号NISの値以上で、閾値THS2が高周波ノイズ信号NISの値より小さいとき(THS2<NIS≦THS1)には、重み係数WGTを例えば“1”とする。また、閾値THS10が高周波ノイズ信号NISの値以上のとき(0≦NIS≦THS10)にはノイズ成分は非常に小さいと判断し、重み係数WGTを例えば“10”とする。なお、閾値THSから高周波ノイズ信号NISの値を差し引いた値が0以下のとき(THS≦NIS)にはノイズ成分は非常に大きいと判断し、上述したように、重み係数WGTを“0”としている。このようにして、重み係数WGTを例えば“0”〜“10”の11段階に分けて決定する。このようにして決定した重み係数WGTは、補間値生成部134へ向けて送られる。
Then, the weighting
図3に戻り、補間値生成部134は、検波回路127から送られてきた検波信号AFSと、コンパレート部133から送られてきたゲート信号GTS及び重み係数WGTとに基づいて、キャンセル処理期間における検波信号AFSの補間計算を行う。この補間値生成部134は、図6に示されるように、補間手段としての補間波形生成部231を備えている。また、補間値生成部134は、遅延器232と、遅延器233と、遅延器234とを備えている。
Returning to FIG. 3, the interpolation
補間波形生成部231は、検波回路127から送られてきた検波信号AFSと、遅延器233で遅延させた遅延検波信号DAFと、コンパレート部133から送られてきた重み係数WGTと、遅延器234で遅延させた遅延重み係数DWTと、コンパレート部133から送られてきたゲート信号GTSとに基づいて、キャンセル処理期間におけるノイズキャンセル処理を、非一様有理Bスプライン(以下、「NURBS:Non-Uniform Rational B Spline」とも記す)のアルゴリズムを用いて行う。このNURBSのアルゴリズムを用いた曲線の式C(u)は、次の(1)式で表される。
The interpolation
wi :重み係数
Ni,k(u) :Bスプライン基底関数
k :階数(次数+1)
u :時間
w i : Weight coefficient
N i, k (u): B-spline basis function
k: rank (degree + 1)
u: time
なお、重み係数wiの違いによる(1)式を用いた補間曲線の変化は、図7に示される通りであり、重み係数wiが大きいほど制御点Piに近づき(図7(A)参照)、重み係数wiが小さいほど制御点Piから遠ざかることになる(図7(B)参照)。また、重み係数wiが“0”のときは、制御点として不適当であることから、その制御点Piは補間曲線の計算に使用しない。 The change in the interpolation curve using the equation (1) due to the difference in the weighting factor w i is as shown in FIG. 7, and the control point P i gets closer as the weighting factor w i increases (FIG. 7A) As shown in FIG. 7B, the weight coefficient w i is smaller from the control point P i . When the weight coefficient w i is “0”, the control point P i is not used for calculation of the interpolation curve because it is inappropriate as a control point.
補間波形生成部231は、不図示の記憶部を備えており、コンパレート部133からのゲート信号GTSが“H”レベルとなると、遅延器233によってBスプライン関数Ni,k(u)の階数k分だけ遅延させた遅延検波信号DAFと、遅延器234によって同じくBスプライン関数Ni,k(u)の階数k分だけ遅延させた遅延重み係数DWTを取得して記憶する。また、補間波形生成部231は、コンパレート部133からのゲート信号が“L”レベルとなった後は、検波回路127から送られてきた検波信号AFSと、コンパレート部133から送られてきた重み係数WGTを取得して、必要数だけ記憶部に記憶する。こうして記憶されたデータを使用して、補間波形生成部231は、補間計算を行う。
The interpolation
これにより、(1)式における制御点Piと、その制御点Piとに対する重み係数wiとを同期して取得し、(1)式に従って、C(u)を計算する。そして、(1)式による計算結果は、補間遅延信号PODとして、信号選択部136のA端子へ向けて送られる。
Thereby, the control point P i in the equation (1) and the weighting coefficient w i for the control point P i are acquired in synchronization, and C (u) is calculated according to the equation (1). Then, the calculation result by the expression (1) is sent to the A terminal of the
遅延器232は、コンパレート部133から送られてきたゲート信号GTSを、所定の遅延時間DLGだけ遅延させる。このようにして遅延させたゲート信号GTSは、ゲート遅延信号GTDとして、信号選択部136へ向けて送られ、後述するスイッチ素子のスイッチ切換動作のトリガーとなる。ここで、遅延時間DLGは、想定されるゲート信号GTSの“H”レベルの最長値に、後述する遅延時間DLP及び計算時間を加えた時間よりも長い時間となっている。かかる遅延時間DLGは、実験やシミュレーション等により予め定められる(例えば、数ミリ秒)。
The
遅延器233は、検波回路127から送られてきた検波信号AFSを、遅延時間DLPだけ遅延させる。そして、このようにして遅延させた検波信号AFSは、遅延検波信号DAFとして、補間波形生成部231へ向けて送られる。ここで、遅延時間DLPは、前述した補間計算におけるBスプライン基底関数Ni,k(u)の階数k分だけの遅延量である。
The
遅延器234は、コンパレート部133から送られてきた重み係数WGTを、遅延時間DLWだけ遅延させる。このようにして遅延させた重み係数WGTは、補間波形生成部231へ向けて送られる。なお、遅延時間DLWは、遅延時間DLPと同じ遅延量である。これにより、補間波形生成部231に向けて送られる遅延検波信号DAFと、その遅延検波信号DAFに対応する重み係数WGTとの同期を図っている。
図3に戻り、遅延器135は、検波回路127から送られてきた検波信号AFSを、所定の遅延時間DLAだけ遅延させる。このようにして遅延させた検波信号AFSは、検波遅延信号AFDとして、信号選択部136の後述するB端子へ向けて送られる。ここで、遅延時間DLAは遅延時間DLGと同じ遅延量である。
Returning to FIG. 3, the
信号選択部136は、スイッチ素子を備えている。このスイッチ素子は、3個の端子A,B,Cを有している。端子Aは補間波形生成部231に接続された端子であり、この端子Aには補間波形生成部231から出力された補間遅延信号PODが供給される(図6参照)。端子Bは遅延器135に接続された端子であり、検波回路127から出力された検波信号AFSを遅延器135で所定の遅延時間DLAだけ遅延させた検波遅延信号AFDが供給される。また、端子Cはオーディオ処理部140に接続された端子である。端子Cからは、信号選択部136で選択された信号が、ノイズ処理信号TRSとして、オーディオ処理部140へ向けて送られる。
The
信号選択部136のスイッチ素子の動作は、遅延器232から送られてくるゲート遅延信号GTDの種類に従って行われる(図6参照)。つまり、ゲート遅延信号GTDが“H”レベルのときは端子Aと端子Cが導通し、ゲート遅延信号GTDが“L”レベルのときは端子Bと端子Cが導通する。
The operation of the switch element of the
図1に戻り、オーディオ処理部140は、不図示のDA変換器、音量調整部等を備えて構成されている。このオーディオ処理部140は、ノイズ除去処理部130から送られてきたデジタル信号であるノイズ処理信号TRSをDA変換器でアナログ信号に変換し、音量調整等を行う。そして、音量調整等を行った信号は、音声調整信号ADSとして、スピーカ150へ向けて送られる。
Returning to FIG. 1, the
スピーカ150は、オーディオ処理部140から送られてきた音声調整信号ADSの再生出力を行う。
The
[動作]
次に、上記のように構成された受信装置100の動作について、主に、ノイズ除去処理部130におけるノイズキャンセル処理の動作に着目して説明する。
[Operation]
Next, the operation of the receiving
利用者により選局指令がなされると、受信処理部120の制御回路が、この選局指令を選局信号として、局部発振回路123へ向けて出力する。選局信号を受けた局部発振回路123は、選局信号により指定された希望局に対応する周波数の局部発振信号OSSを発生し、この局部発振信号OSSを混合器122に供給する。この状態で、アンテナ110が受信した受信信号RFSは、混合器122、中間周波フィルタ124を経由した後、希望局信号の中間周波信号IFSに変換される。中間周波信号IFSは、AD変換器125でデジタル信号IFDに変換され、バンドパスフィルタ126で、これまでに取り除けなかった隣接信号が取り除かれる。バンドパスフィルタ126を通過した信号SFDは、検波回路へ向けて送られ、検波回路127で、検波信号AFSが生成される(図2参照)。
When the channel selection command is issued by the user, the control circuit of the
このようにして、受信処理部120で処理された受信信号RFSは、検波信号AFSとして、ノイズ除去処理部130へ向けて送られる。
Thus, the reception signal RFS processed by the
検波回路127からの検波信号AFS(図8の検波信号AFS参照)は、高周波ノイズ検出部131、閾値生成部132、補間値生成部134、遅延器135へ向けて送られる(図3参照)。
The detection signal AFS (see detection signal AFS in FIG. 8) from the
高周波ノイズ検出部131は、検波回路127から送られてきた検波信号AFSを、HPFでフィルタリングして、高周波ノイズ信号NISを抽出する。こうして高周波ノイズ検出部131で抽出した高周波ノイズ信号NISは、閾値生成部132へ送られるとともに、コンパレート部133へ向けて送られる。
The high frequency
閾値生成部132は、検波回路127から送られてきた検波信号AFS(図9の検波信号AFS参照)と、高周波ノイズ検出部131から送られてきた高周波ノイズ信号NIS(図9の高周波ノイズ信号NIS参照)とに基づいて、ゲート信号GTSの生成及び重み係数WGTの決定のための、閾値THSを生成する。
The
閾値生成部132では、まず、検波回路127から送られてきた検波信号AFSを、乗算器211でm倍にする(図4参照)。そして、乗算器211で乗算された乗算信号AFS’(図9の乗算信号AFS’参照)は、加算器212へ向けて送られる。
In the
加算器212は、乗算器211から送られてきた乗算信号AFS’と、高周波ノイズ検出部131から送られてきた高周波ノイズ信号NISを加算する。そして、加算器211で加算された加算信号ADS(図9の加算信号ADS参照)は、平滑回路213へ向けて送られる。
The
平滑回路213は、加算器212から送られてきた加算信号ADSを平滑化し、平滑信号SMSを生成する。そして、この平滑信号SMSは、乗算器214へ向けて送られる。乗算器214は、平滑回路213から送られてきた平滑信号SMSをn倍にする。乗算器214で乗算された閾値THS(図9の閾値THS参照)は、ゲート信号GTSを生成するとともに重み係数WGTを決定するために、コンパレート部133へ向けて送られる。
The smoothing
コンパレート部133は、上述した閾値生成部132から送られてきた閾値THSの値と、高周波ノイズ検出部131から送られてきた高周波ノイズ信号NISの値とを比較し、その比較の結果に基づいて、ゲート信号GTSを生成する。両信号の比較は、コンパレータ2210で行われ、その比較の結果は、ゲート信号生成部233へ向けて送られる(図5参照)。ゲート信号生成部233は、高周波ノイズ信号NISの値が閾値THSより大きくなったときに、ゲート信号GTSを“H”レベルとする。(図9のゲート信号GTS参照)。そして、ゲート開始から所定時間TGが経過したときに、ゲート信号GTSを“L”レベルとする。このゲート信号GTSは、補間値生成部134へ向けて送られる(図3参照)。
The
また、コンパレート部133は、閾値THSに定数を減算した値と高周波ノイズ信号NISの値とを比較し、その比較の結果に基づいて、補間値生成部134での補間計算に用いる重み係数WGTを決定する。両信号の値の比較は、10個のコンパレータ2211〜22110で行われる。ただし、各コンパレータ2211〜22110に供給される閾値THSには、定数AC1〜AC10が減算されている。各コンパレータ2211〜22110による両信号の比較結果は、重み係数決定部224へ向けて送られる。重み係数決定部224は、各コンパレータ2211〜22110から送られてくる比較結果を、順次調べ、0〜10までの重み係数WGTを決定する。この重み係数WGTも、補間値生成部134へ向けて送られる(図3参照)。
The
ゲート信号GTSのレベルが“H”になると、その旨が、コンパレート部133から補間値生成部134へ向けて送られ、補間値生成部134において、キャンセル処理期間における検波信号AFSの補間処理が開始される。この補間値生成部134には、ゲート信号GTSの他に、コンパレート部133から重み係数WGTが、検波回路127から検波信号AFSが送られてくる。
When the level of the gate signal GTS becomes “H”, a message to that effect is sent from the
キャンセル処理期間における検波信号AFSの補間計算(図8の検波信号AFS参照)は、補間値生成部134の補間波形生成部231において、(1)式で表されるNURBSのアルゴリズムを用いて行われる。この補間波形生成部231には、ゲート信号GTSとともに、ゲート信号GTSが“H”レベルのときには、遅延器233から遅延検波信号DAF(図8の遅延検波信号DAF参照)が、遅延器234から当該遅延検波信号DAFに対応する遅延重み係数DWTが送られてくる。これらの遅延器233,234から送られてくる両信号は、Bスプライン関数Ni,k(u)の階数k分だけ遅延させている。
Interpolation calculation (see detection signal AFS in FIG. 8) of the detection signal AFS in the cancel processing period is performed by the interpolation
補間波形生成部231は、ゲート開始時から、上述した遅延検波信号DAFと重み係数WGTの取得を開始し、記憶部に記憶する。また、補間波形生成部231は、ゲート信号GTSが“L”レベルとなった後は、検波回路127から送られてくる検波信号AFSと、コンパレート部133から送られてくる重み係数WGTを取得して、必要数分だけ記憶部に記憶する。補間波形生成部231は、これらのデータを取得した後に、(1)式に従って補間値を計算する。そして、計算結果は、補間遅延信号POD(図8の補間遅延信号POD参照)として、信号選択部136へ向けて送られる。
The interpolation
そして、信号選択部136は、ゲート信号GTSを遅延量DLGだけ遅延させたゲート遅延信号GTDのレベルが“H”の期間(図8のゲート遅延信号GTD参照)においては、補間遅延信号PODを、ノイズ処理信号TRSとして、オーディオ処理部140へ向けて出力する。
Then, the
また、ゲート遅延信号GTDのレベルが“L”の期間においては、信号選択部136は、検波信号AFSを時間DLAだけ遅延させた検波遅延信号AFD(図8の検波遅延信号AFD参照)を、ノイズ処理信号TRSとして、オーディオ処理部140へ向けて出力する。これにより、許容範囲を超えるノイズ成分を含まないノイズ処理信号TRSが出力されることになる(図8のノイズ処理信号TRS参照)。
Further, during the period when the level of the gate delay signal GTD is “L”, the
オーディオ処理部140では、信号選択部136から送られてきたノイズ処理信号TRSをアナログ信号に変換した後、音量調整等を行う。そして、その調整結果に基づく再生音声がスピーカ150から、音場空間へ向けて出力される。
The
以上説明したように、本実施形態では、キャンセル処理期間におけるノイズキャンセル処理を、非一様有理Bスプライン(NURBS)のアルゴリズムを用いて行った。NURBSのアルゴリズムは、補間計算に用いるデータとして、制御点Piとその制御点Piに対する重み係数wiを利用する。この重み係数は、検波信号AFSに対する高周波ノイズ信号NISのレベルに応じて決定した。このため、キャンセル処理期間において、ノイズ成分の小さい検波信号AFSについてはその影響度(重み係数WGT)を大きくし、ノイズ成分の大きい検波信号AFSについてはその影響度(重み係数WGT)を小さくすることができる。したがって、本実施形態によれば、検波信号AFSにおけるノイズ成分の影響度を合理的に考慮したノイズ除去処理を行うことができる。 As described above, in the present embodiment, noise cancellation processing during the cancellation processing period is performed using a non-uniform rational B-spline (NURBS) algorithm. NURBS algorithm, as data used for the interpolation calculation, using the weight coefficient w i control points P i and for the control point P i. This weighting factor was determined according to the level of the high-frequency noise signal NIS with respect to the detection signal AFS. For this reason, in the cancellation processing period, the influence level (weighting coefficient WGT) is increased for the detection signal AFS having a small noise component, and the influence degree (weighting coefficient WGT) is reduced for the detection signal AFS having a large noise component. Can do. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to perform noise removal processing that rationally considers the influence degree of the noise component in the detection signal AFS.
[実施形態の変形]
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。
[Modification of Embodiment]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications are possible.
例えば、上記の実施形態では、ラジオ受信機に本発明を適用したが、テレビジョン受信機に本発明を適用することができる。 For example, in the above embodiment, the present invention is applied to a radio receiver, but the present invention can be applied to a television receiver.
また、上記の実施形態では、キャンセル処理期間におけるノイズキャンセル処理に、非一様有理Bスプラインのアルゴリズムを用いたが、重み係数を考慮した滑らかな補間方法であれば、いかなる補間方法であってもよい。 In the above embodiment, the non-uniform rational B-spline algorithm is used for the noise cancellation processing in the cancellation processing period. However, any interpolation method can be used as long as it is a smooth interpolation method considering a weighting factor. Good.
また、上記の実施形態では、重み係数WGTの決定に際しては、10個のコンパレータ2211〜22110を使用した。これに対して、コンパレータの個数は任意でよいし、また、コンパレータを1個にして、閾値THSに減算する定数を段階的に可変させるようにしてもよい。
In the above embodiment, ten
また、上記の実施形態では、コンパレート部133は減算器2221〜22210を備え、高周波ノイズ信号NISの値と、閾値THSから所定の定数AC1〜AC10を減算したものとを比較して、重み係数WGTを決定した。これに対して、コンパレート部133は減算器2221〜22210に代えて除算器を備える構成とし、高周波ノイズ信号NISの値と、閾値THSを所定の定数(例えば、DC1〜DC10;1<DC1<…<DC10)で除算したものとを比較して、重み係数WGTを決定させるようにしてもよい。
In the above embodiment, the
また、上記の実施形態では、補間波形生成部231に記憶部に備えて、補間期間における遅延検波信号DAFとそれに対応する重み係数WGTを記憶させることとした。これに対して、遅延器135を、遅延検波信号DAFとそれに対応する遅延重み係数DWTを格納可能なラッチ回路を必要段数だけ直列に接続して構成するとともに、当該遅延器135からBスプライン関数Ni,k(u)の階数kを考慮して必要な分だけの遅延検波信号DAF及び遅延重み係数DWTを補間波形生成部231内部の記憶部に記憶させるようにしてもよい。
In the above-described embodiment, the interpolation
また、上記の実施形態では、補間波形生成部231の記憶部に聴取可能な周波数に対応する情報を記憶させることとした。これに対して、再現する周波数を耳につかない周波数(例えば、1kHz以下)に限定し、記憶部に記憶させるようにしてもよい。
In the above embodiment, information corresponding to the audible frequency is stored in the storage unit of the interpolation
なお、上記の実施形態におけるノイズ除去処理部130を中央処理装置(CPU:Central Processing Unit)、DSP(Digital Signal Processor)、読出専用メモリ(ROM:Read Only Memory)、ランダムアクセスメモリ(RAM:Random Access Memory)等を備えた演算手段としてのコンピュータとして構成し、予め用意されたプログラムを当該コンピュータで実行することにより、上記の実施形態における処理を行うようにしてもよい。このプログラムはハードディスク、CD−ROM、DVD等のコンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録され、当該コンピュータによって記録媒体から読み出されて実行される。また、このプログラムは、CD−ROM、DVD等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配送の形態で取得されるようにしてもよい。
In addition, the noise
100 … 受信装置
130 … ノイズ除去処理部(ノイズ除去装置)
131 … 高周波ノイズ検出部(ノイズ抽出手段)
132 … 閾値生成部(閾値生成手段)
133 … コンパレート部(補間期間設定手段、重み生成手段)
136 … 信号選択部(信号選択手段)
211 … 乗算器(第1乗算手段)
212 … 加算器(加算手段)
213 … 平滑回路(積分手段)
214 … 乗算器(第2乗算手段)
231 … 補間波形生成部(補間手段)
DESCRIPTION OF
131 ... High frequency noise detection unit (noise extraction means)
132... Threshold generation unit (threshold generation means)
133... Comparator (interpolation period setting means, weight generation means)
136... Signal selection unit (signal selection means)
211 ... Multiplier (first multiplication means)
212 ... Adder (addition means)
213... Smoothing circuit (integrating means)
214... Multiplier (second multiplication means)
231 ... Interpolation waveform generation unit (interpolation means)
Claims (10)
前記入力信号に含まれるノイズ成分を抽出するノイズ抽出手段と;
前記入力信号及び前記ノイズ成分に基づいて、前記入力信号に対する補間の要否に用いる閾値を生成する閾値生成手段と;
前記ノイズ成分の大きさが前記閾値を超えたときに、前記補間を行う期間である補間期間を設定する補間期間設定手段と;
前記補間期間中における前記入力信号のサンプリング時点ごとの前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差に基づいて、前記補間に用いる前記サンプリング時点における前記入力信号に関する重み係数を生成する重み生成手段と;
前記補間期間中において、前記重み係数を利用して前記入力信号の補間処理を行う補間手段と;
前記補間期間には前記補間手段による処理結果を選択して出力し、前記補間期間以外の期間には前記入力信号を選択して出力する信号選択手段と;
を備えることを特徴とするノイズ除去装置。 A noise removal device for removing noise contained in an input signal,
Noise extraction means for extracting a noise component contained in the input signal;
Threshold generation means for generating a threshold used for necessity of interpolation for the input signal based on the input signal and the noise component;
Interpolation period setting means for setting an interpolation period that is a period for performing the interpolation when the magnitude of the noise component exceeds the threshold;
Weight generating means for generating a weighting factor for the input signal at the sampling time used for the interpolation based on the difference between the magnitude of the noise component at each sampling time of the input signal and the threshold during the interpolation period;
Interpolating means for interpolating the input signal using the weighting factor during the interpolation period;
A signal selection unit that selects and outputs a processing result by the interpolation unit during the interpolation period, and selects and outputs the input signal during a period other than the interpolation period;
A noise removing device comprising:
前記ノイズ抽出手段は、ハイパスフィルタを備える、
ことを特徴とする請求項1に記載のノイズ除去装置。 The noise component is a high frequency component,
The noise extraction means includes a high pass filter.
The noise removing apparatus according to claim 1, wherein
前記入力信号に第1係数を乗じる第1乗算手段と;
前記第1乗算手段による乗算結果に前記ノイズ成分を加算する加算手段と;
前記加算手段による加算結果における低周波成分を抽出する積分手段と;
前記積分手段による積分結果に第2係数を乗じて、前記閾値を算出する第2乗算手段と;
を備えることを特徴とする請求項1又は2に記載のノイズ除去装置。 The threshold generation means includes
First multiplication means for multiplying the input signal by a first coefficient;
Adding means for adding the noise component to the multiplication result of the first multiplication means;
Integrating means for extracting a low frequency component in the addition result by the adding means;
Second multiplying means for calculating the threshold value by multiplying an integration result by the integrating means by a second coefficient;
The noise removing device according to claim 1, wherein the noise removing device is provided.
前記入力信号に含まれるノイズ成分を抽出するノイズ抽出工程と;
前記入力信号及び前記ノイズ成分に基づいて、前記入力信号に対する補間の要否に用いる閾値を生成する閾値生成工程と;
前記ノイズ成分の大きさが前記閾値を超えたときに、前記補間を行う期間である補間期間を設定する補間期間設定工程と;
前記補間期間中における前記入力信号のサンプリング時点ごとの前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差に基づいて、前記補間に用いる前記サンプリング時点における前記入力信号に関する重み係数を生成する重み生成工程と;
前記補間期間中において、前記重み係数を利用して前記入力信号の補間処理を行う補間工程と;
前記補間期間中には、前記補間工程における処理結果を選択して出力する信号を選択して出力する信号選択工程と;
を備えることを特徴とするノイズ除去方法。 A noise removal method for removing noise contained in an input signal,
A noise extraction step of extracting a noise component contained in the input signal;
A threshold generation step of generating a threshold used for necessity of interpolation for the input signal based on the input signal and the noise component;
An interpolation period setting step of setting an interpolation period that is a period for performing the interpolation when the magnitude of the noise component exceeds the threshold;
A weight generation step of generating a weighting coefficient for the input signal at the sampling time used for the interpolation based on the difference between the magnitude of the noise component at each sampling time of the input signal and the threshold during the interpolation period;
An interpolation step of interpolating the input signal using the weighting factor during the interpolation period;
A signal selection step of selecting and outputting a signal to be selected and output during the interpolation period;
A noise removal method comprising:
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