JP2008271637A

JP2008271637A - Power converter circuit, conductor structure thereof and switching element for power

Info

Publication number: JP2008271637A
Application number: JP2007107851A
Authority: JP
Inventors: Takeo Koyama; 建夫小山; Hiroshi Mochikawa; 宏餅川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2007-04-17
Filing date: 2007-04-17
Publication date: 2008-11-06
Anticipated expiration: 2027-04-17
Also published as: JP5016965B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a small power converter having large power and high efficiency by connecting a large number of MOSFETs each having low ON resistance in parallel. SOLUTION: The power converter circuit 1A is provided with a main circuit switching device 16 configured by parallel connecting at least one or more main circuit switching element units 15 configured by parallel connecting two MOSFETs 14 each having a feedback diode built in a DC voltage source 11; a terminal 18 for supplying power to a load from between main circuit switching devices 16 connected in series; reverse voltage applying circuits 21 for individually applying a low voltage DC power supply 24 of a DC voltage lower than the voltage of the DC voltage source 11 to a feedback diode 17 when the feedback diode of the main circuit switching element unit 15 is interrupted; and an auxiliary diode 27 for applying a reverse voltage to the main circuit switching element unit 15 from the reverse voltage applying circuit 21. The reverse voltage applying circuits 21 each carry share to give a reverse voltage to each of the large number of MOSFETs 14 connected in parallel. COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、電力変換装置および電力用スイッチング素子に係り、特に、低オン抵抗のＭＯＳＦＥＴを多並列接続することで大電力化、高効率化および小型化を図った電力変換回路、当該導体構造および電力用スイッチング素子に関する。 The present invention relates to a power conversion device and a power switching element, and in particular, a power conversion circuit that achieves high power, high efficiency, and small size by connecting multiple low-on-resistance MOSFETs in parallel, the conductor structure, and the like The present invention relates to a power switching element.

従来、主回路のスイッチング素子に還流ダイオードが逆並列接続された構成の電力変換回路においては、還流ダイオードの逆回復電流が流れることで生じる損失の低減化を図った電力変換回路が提案されている。このような電力変換回路および当該回路で使用される電力用スイッチング素子は、例えば、特開平１０−３２７５８５号公報（特許文献１）が提案されている。
特開平１０−３２７５８５号公報 Conventionally, in a power conversion circuit having a configuration in which a freewheeling diode is connected in reverse parallel to the switching element of the main circuit, a power conversion circuit has been proposed in which loss caused by the reverse recovery current of the freewheeling diode is reduced. . As such a power conversion circuit and a power switching element used in the circuit, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 10-327585 (Patent Document 1) has been proposed.
Japanese Patent Laid-Open No. 10-327585

ところが、従来の電力変換装置に適用される電力変換回路において主素子であるＭＯＳＦＥＴを多並列接続して大電力化した電力変換装置を構成すると、配線のインピーダンスの不均一によって、各素子の還流ダイオードの逆回復電流に差異が生じるため、逆回復が完了するまでの時間に大きなばらつきが生じる。このため、逆回復動作を行うための時間が不揃いとなり、最も長い逆回復時間を要する素子に合わせて相補となる主素子のターンオンタイミングを遅らせる必要が生じる。結果として、アーム短絡防止用のデッドタイムを長く設定しなければならず、インバータの制御性能を低下させていた。 However, in a power conversion circuit applied to a conventional power conversion device, when a power conversion device in which a large number of MOSFETs, which are main elements, are connected in parallel to increase power consumption is configured, a free-wheeling diode of each element is caused by nonuniform wiring impedance. Therefore, there is a large variation in the time until reverse recovery is completed. For this reason, the time for performing the reverse recovery operation becomes uneven, and it becomes necessary to delay the turn-on timing of the complementary main element in accordance with the element that requires the longest reverse recovery time. As a result, the dead time for preventing arm short-circuiting has to be set long, and the control performance of the inverter is lowered.

本発明は、上記課題を考慮してなされたものであり、特に、低オン抵抗のＭＯＳＦＥＴを多並列接続し大電力で高効率な小型の電力変換装置並びに当該電力変換装置を実現するための電力変換回路、当該導体構造および電力用スイッチング素子を提供することを目的とする。 The present invention has been made in consideration of the above-mentioned problems, and in particular, a small-sized power conversion device with high power and high efficiency by connecting a plurality of low on-resistance MOSFETs in parallel, and power for realizing the power conversion device An object is to provide a conversion circuit, the conductor structure, and a power switching element.

本発明に係る電力変換回路は、上述した課題を解決するために、直流電圧源に主回路スイッチング素子を２つ並列接続して構成される主回路スイッチング素子ユニットを少なくとも１ユニット以上並列接続して構成される主回路スイッチングデバイスと、前記主回路スイッチングデバイスを直列接続して各主回路スイッチングデバイスの間から負荷に電力を供給する負荷端子と、前記主回路スイッチング素子ユニットの還流ダイオードの遮断時に前記直流電圧源の電圧より低い直流電圧を前記還流ダイオードに印加する個別の低電圧直流電圧源で構成された逆電圧印加回路と、前記逆電圧印加回路から前記主回路スイッチング素子ユニットに逆電圧を印加する補助ダイオードを備え、前記逆電圧印加回路が多並列接続された前記主回路スイッチング素子に分担して逆電圧を与えるように構成される。 In order to solve the above-described problem, the power conversion circuit according to the present invention includes at least one main circuit switching element unit configured in parallel by connecting two main circuit switching elements to a DC voltage source in parallel. A main circuit switching device configured; a load terminal for connecting the main circuit switching devices in series to supply power to the load from between the main circuit switching devices; and when the free-wheeling diode of the main circuit switching element unit is shut off A reverse voltage application circuit configured by an individual low voltage DC voltage source for applying a DC voltage lower than the voltage of the DC voltage source to the free wheel diode, and applying a reverse voltage from the reverse voltage application circuit to the main circuit switching element unit The main circuit switch, wherein the reverse voltage application circuit is connected in parallel. Configured to provide reverse voltage by sharing the ring element.

本発明に係る電力変換回路の導体構造は、上述した課題を解決するために、各主回路スイッチング素子との配線インダクタンスが均等になる位置に各々の主回路スイッチング素子を配置した構成部分と、逆電圧印加回路を前記主回路スイッチング素子の近傍に配置した構成部分と、前記逆電圧発生回路を構成するコンデンサ、逆電圧印加スイッチング素子、ダイオードおよび前記主回路スイッチング素子の正極端子の共通接続点に至る前記直流電圧源からの正側配線経路と、前記主回路スイッチング素子の負極端子の共通接続点から前記逆電圧発生回路のコンデンサに至る負側配線経路とが極力短くなる位置に前記逆電圧発生回路のコンデンサ、逆電圧印加スイッチング素子、ダイオードおよび前記主回路スイッチング素子を配置した構成部分とを有し、前記主回路スイッチング素子に直接接続した正負の主回路直流電極の絶縁を確保しつつ密着させて構成したことを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, the conductor structure of the power conversion circuit according to the present invention is opposite to the configuration part in which each main circuit switching element is arranged at a position where the wiring inductance with each main circuit switching element becomes equal. A component in which a voltage application circuit is arranged in the vicinity of the main circuit switching element, and a common connection point of a capacitor, a reverse voltage application switching element, a diode, and a positive terminal of the main circuit switching element constituting the reverse voltage generation circuit The reverse voltage generation circuit is located at a position where the positive wiring path from the DC voltage source and the negative wiring path from the common connection point of the negative terminal of the main circuit switching element to the capacitor of the reverse voltage generation circuit are as short as possible. Component in which a capacitor, a reverse voltage application switching element, a diode, and the main circuit switching element are arranged Has the door, characterized by being configured the main circuit switching element is brought into close contact while ensuring the insulation directly connected the positive and negative main circuit DC electrode.

本発明に係る電力用スイッチング素子は、上述した課題を解決するために、電力変換回路に適用され主回路のスイッチングを行う電力用スイッチング素子において、前記電力用スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴの何れかの正極端子に、前記正極端子へ向かう方向を順方向として補助ダイオードを接続して構成されることを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, a power switching element according to the present invention is a power switching element that is applied to a power conversion circuit and performs switching of a main circuit. The power switching element is any one of a MOSFET and an IGBT. An auxiliary diode is connected to the positive electrode terminal with the direction toward the positive electrode terminal as the forward direction.

本発明に係る電力変換回路によれば、逆電圧印加回路のコンデンサからの電荷放電が均等になるとともに、速やかに還流ダイオードの逆回復が完了できるので、効果的に還流ダイオードで生じる損失を低減することができる。また、ＭＯＳＦＥＴは、ターンオン時において純粋な抵抗体となるので、ＭＯＳＦＥＴを多並列接続することで、導通損を低減することができ、従来よりも大電力、高効率および小型化した電力変換回路および電力変換装置を提供することができる。 According to the power conversion circuit of the present invention, the charge discharge from the capacitor of the reverse voltage application circuit is equalized and the reverse recovery of the free wheel diode can be completed quickly, effectively reducing the loss caused by the free wheel diode. be able to. In addition, since the MOSFET becomes a pure resistor at the time of turn-on, the conduction loss can be reduced by connecting the MOSFETs in parallel, and the power conversion circuit having higher power, higher efficiency, and smaller size than before, and A power converter can be provided.

本発明に係る電力変換回路の導体構造によれば、見かけ上、低インダクタンス化することができるので、主回路のサージ過電圧が抑制されて直流スナバが殆どなくすことができる。その結果、従来よりも逆電圧印加時のスイッチング損失の低減効果を大幅に改善した電力変換回路および電力変換装置を提供することができる。 According to the conductor structure of the power conversion circuit according to the present invention, the inductance can be reduced apparently, so that the surge overvoltage of the main circuit is suppressed and the DC snubber can be almost eliminated. As a result, it is possible to provide a power conversion circuit and a power conversion device in which the effect of reducing switching loss when a reverse voltage is applied is greatly improved as compared with the conventional case.

本発明に係る電力用スイッチング素子によれば、主回路構造が簡略化され、アシスト電圧印加端子Ａを低圧側とすることができるため、絶縁に対する考慮が不要となり、主回路構成を簡易化できると共に装置の小型化を実現することができる。 According to the power switching element of the present invention, the main circuit structure is simplified and the assist voltage application terminal A can be on the low-voltage side, so that no consideration is given to insulation, and the main circuit configuration can be simplified. Miniaturization of the apparatus can be realized.

以下、本発明に係る電力変換回路および半導体スイッチについて図面を参照して説明する。 Hereinafter, a power conversion circuit and a semiconductor switch according to the present invention will be described with reference to the drawings.

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換回路の一実施例である電力変換回路１Ａについての回路図である。尚、図１において示されるＰは正側電位を示す電極（以下、Ｐ電極とする）、Ｎは負側電位を示す電極（以下、Ｎ電極とする）であり、図２以降も同様である。 [First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion circuit 1A that is an example of the power conversion circuit according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, P is an electrode indicating a positive potential (hereinafter referred to as a P electrode), N is an electrode indicating a negative potential (hereinafter referred to as an N electrode), and the same applies to FIG. .

図１に示される電力変換回路１Ａおいて、直流電圧源１１は、例えば、三相交流電源を整流し、コンデンサで平滑することで得られる直流電圧源である。直流電圧源１１からは、正極側直流母線１２ａおよび負極側直流母線１２ｂが形成され、正極側直流母線１２ａと負極側直流母線１２ｂとの間には、主回路スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ１４を２個並列接続して構成した主回路スイッチング素子ユニット１５を、少なくとも１個以上（例えば図１では２個）並列接続して構成した主回路スイッチングデバイス１６が２個直列に接続される。すなわち、電力変換回路１Ａでは、本発明特有の主回路スイッチング素子として主回路スイッチングデバイス１６を適用した点が特徴である。 In the power conversion circuit 1A shown in FIG. 1, the DC voltage source 11 is a DC voltage source obtained by, for example, rectifying a three-phase AC power supply and smoothing it with a capacitor. From the DC voltage source 11, a positive side DC bus 12a and a negative side DC bus 12b are formed, and two MOSFETs 14 as main circuit switching elements are arranged in parallel between the positive side DC bus 12a and the negative side DC bus 12b. Two main circuit switching devices 16 constituted by connecting at least one main circuit switching element unit 15 connected in parallel (for example, two in FIG. 1) in parallel are connected in series. That is, the power conversion circuit 1A is characterized in that the main circuit switching device 16 is applied as a main circuit switching element unique to the present invention.

ここで、符号１３は、平滑用コンデンサである。また、正極側直流母線１２ａ側に接続される主回路スイッチングデバイス１６を正側主回路スイッチングデバイス１６ｕと称し、負極側直流母線１２ｂ側に接続される主回路スイッチングデバイス１６を負側主回路スイッチングデバイス１６ｘと称する。 Here, reference numeral 13 denotes a smoothing capacitor. The main circuit switching device 16 connected to the positive side DC bus 12a side is referred to as a positive side main circuit switching device 16u, and the main circuit switching device 16 connected to the negative side DC bus 12b side is referred to as a negative side main circuit switching device. It is called 16x.

主回路スイッチングデバイス１６ｕ，１６ｘの主回路スイッング素子１４ｕ，１４ｘの双方には、各々還流ダイオード１７ｕ、１７ｘが内在されている。電力変換回路１Ａおいて、負荷（図１において省略）との接続を担う負荷端子１８は、正側主回路スイッチング素子１４ｕと負側主回路スイッチング素子１４ｘの間に設けられる。 Both the main circuit switching elements 14u and 14x of the main circuit switching devices 16u and 16x have freewheeling diodes 17u and 17x, respectively. In the power conversion circuit 1A, a load terminal 18 that is connected to a load (not shown in FIG. 1) is provided between the positive main circuit switching element 14u and the negative main circuit switching element 14x.

主回路スイッチング素子１４（１４ｕ，１４ｘ）のドレイン端子、すなわち還流ダイオード１７（１７ｕ，１７ｘ）のカソード端子と、主回路スイッチング素子１４（１４ｕ，１４ｘ）のソース端子、すなわち還流ダイオード１７（１７ｕ，１７ｘ）のアノード端子との間に還流ダイオード１７の逆電圧印加回路２１が接続される。逆電圧印加回路２１の逆電圧は、主回路スイッチング素子ユニット１５の正側、すなわち、主回路スイッチング素子ユニット１５における主回路スイッチング素子１４の各々のドレイン端子を電気的に接続する電源ライン（接続導体）２２に印加する構成とする。 The drain terminal of the main circuit switching element 14 (14u, 14x), that is, the cathode terminal of the reflux diode 17 (17u, 17x), and the source terminal of the main circuit switching element 14 (14u, 14x), that is, the reflux diode 17 (17u, 17x). The reverse voltage application circuit 21 of the free-wheeling diode 17 is connected between the anode terminal and the anode terminal. The reverse voltage of the reverse voltage application circuit 21 is a power line (connecting conductor) that electrically connects the positive side of the main circuit switching element unit 15, that is, each drain terminal of the main circuit switching element 14 in the main circuit switching element unit 15. ) 22 is applied.

逆電圧印加回路２１は、図１に示されるように、直流電圧源１１よりも低電圧の直流電圧源（低電圧直流電圧源）２４と、コンデンサ２５と、例えば、ＭＯＳＦＥＴ等の逆電圧印加スイッチング素子２６と、主回路スイッチング素子ユニット１５へ逆電圧を印加する補助ダイオード２７とを備える。補助ダイオード２７の個数は、逆電圧印加の対象となる主回路スイッチング素子ユニット１５の個数（図１に示される例では２個）と同数である。 As shown in FIG. 1, the reverse voltage application circuit 21 includes a DC voltage source (low voltage DC voltage source) 24 having a lower voltage than the DC voltage source 11, a capacitor 25, and reverse voltage application switching such as a MOSFET. An element 26 and an auxiliary diode 27 for applying a reverse voltage to the main circuit switching element unit 15 are provided. The number of auxiliary diodes 27 is the same as the number of main circuit switching element units 15 (two in the example shown in FIG. 1) to which reverse voltage is applied.

このように構成された電力変換回路１Ａでは、逆電圧印加回路２１のコンデンサ２３からの電荷放電が均等になり、なおかつ速やかに還流ダイオード１７の逆回復が完了できるので、効果的に還流ダイオード１７で生じる損失を低減することができる。また、主回路スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ１４は、ターンオン時において純粋な抵抗体となるので、ＭＯＳＦＥＴ１４が多並列接続された場合、そのオン抵抗は「１／素子並列数」となる。すなわち、オン抵抗が減少するので、導通損を低減することができる。 In the power conversion circuit 1A configured as described above, the charge discharge from the capacitor 23 of the reverse voltage application circuit 21 becomes uniform, and the reverse recovery of the free wheel diode 17 can be completed quickly. The resulting loss can be reduced. Further, since the MOSFET 14 as the main circuit switching element is a pure resistor at the time of turn-on, when the MOSFETs 14 are connected in parallel, the on-resistance becomes “1 / number of elements in parallel”. That is, since the on-resistance is reduced, the conduction loss can be reduced.

本発明の実施の形態によれば、従来の電力変換回路よりも発生損失が少なく高効率を実現した電力変換回路１Ａを提供することができる。 According to the embodiment of the present invention, it is possible to provide a power conversion circuit 1A that realizes high efficiency with less generation loss than a conventional power conversion circuit.

［第２の実施の形態］
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換回路の一実施例である電力変換回路１Ｂについての回路図である。 [Second Embodiment]
FIG. 2 is a circuit diagram of a power conversion circuit 1B that is an example of the power conversion circuit according to the second embodiment of the present invention.

電力変換回路１Ｂは、電力変換回路１Ａにおいて主回路スイッチング素子として適用したＭＯＳＦＥＴ１４の代わりにＩＧＢＴ３４を適用した点で相違するが、その他の点は実質的に相違しない。そこで、実質的に相違しない構成要素については、同じ符号を付して説明を省略する。 The power conversion circuit 1B is different in that the IGBT 34 is applied instead of the MOSFET 14 applied as the main circuit switching element in the power conversion circuit 1A, but the other points are not substantially different. Therefore, constituent elements that are not substantially different are assigned the same reference numerals and description thereof is omitted.

図２に示される電力変換回路１Ｂおいて、正極側直流母線１２ａと負極側直流母線１２ｂとの間には、主回路スイッチング素子に相当するＩＧＢＴ３４を２個並列接続して構成される主回路スイッチング素子ユニット３５を、少なくとも１個以上（例えば図２では１個）並列接続して構成される主回路スイッチングデバイス３６が２個直列に接続される。尚、ＩＧＢＴ３４では、還流ダイオード１７を内在しない構成のため、図２に示されるように、ＩＧＢＴ３４の負極端子から正極端子に向かって還流ダイオード１７を接続して実質的にＭＯＳＦＥＴ１４と等価にして適用する。すなわち、還流ダイオード１７を逆並列接続して適用する。 In the power conversion circuit 1B shown in FIG. 2, main circuit switching configured by connecting two IGBTs 34 corresponding to main circuit switching elements in parallel between the positive side DC bus 12a and the negative side DC bus 12b. Two main circuit switching devices 36 configured by connecting at least one element unit 35 in parallel (for example, one in FIG. 2) are connected in series. In the IGBT 34, since the free wheel diode 17 is not included, as shown in FIG. 2, the free wheel diode 17 is connected from the negative terminal to the positive terminal of the IGBT 34 so as to be substantially equivalent to the MOSFET 14. . That is, the freewheeling diode 17 is applied in antiparallel connection.

ここで、正極側直流母線１２ａ側に接続される主回路スイッチングデバイス３６を正側主回路スイッチングデバイス３６ｕと称し、負極側直流母線１２ｂ側に接続される主回路スイッチングデバイス３６を負側主回路スイッチングデバイス３６ｘと称する。また、図２においては、正側主回路スイッチングデバイス３６ｕおよび負側主回路スイッチングデバイス３６ｘのＩＧＢＴ３４をおよび主回路スイッチング素子ユニット３５については、それぞれ３４ｕ，３５ｕおよび３４ｘ，３５ｘと符号を付す。さらに、符号３７は、逆電圧印加回路であり、図１に示される逆電圧印加回路２１との相違は、備える補助ダイオード２５の個数が１個であるか２個であるかの点であり、本質的な相違はない。 Here, the main circuit switching device 36 connected to the positive side DC bus 12a side is referred to as a positive side main circuit switching device 36u, and the main circuit switching device 36 connected to the negative side DC bus 12b side is referred to as a negative side main circuit switching. This is referred to as device 36x. In FIG. 2, the IGBTs 34 of the positive main circuit switching device 36u and the negative main circuit switching device 36x and the main circuit switching element unit 35 are denoted by reference numerals 34u, 35u and 34x, 35x, respectively. Further, reference numeral 37 denotes a reverse voltage application circuit. The difference from the reverse voltage application circuit 21 shown in FIG. 1 is whether the number of auxiliary diodes 25 provided is one or two. There is no essential difference.

このように構成された電力変換回路１Ｂでは、主回路スイッチング素子としてＩＧＢＴ３４を適用している。ＩＧＢＴ３４は、トレンチ技術の進化から特性は飛躍的に改善されたものの、ＰＮ結合部に電圧降下が生じることから原理的にオン電圧の低下が望めず損失（導通損）の低下に限界がある。それでも、電力変換回路１Ｂでは、還流ダイオード１７の逆回復時で生じる損失を低減できる。 In the power conversion circuit 1B configured as described above, the IGBT 34 is applied as a main circuit switching element. Although the characteristics of the IGBT 34 are drastically improved due to the advancement of trench technology, a voltage drop occurs in the PN coupling portion, so that a decrease in on-voltage cannot be expected in principle, and there is a limit to a decrease in loss (conduction loss). Nevertheless, in the power conversion circuit 1B, it is possible to reduce the loss that occurs during reverse recovery of the freewheeling diode 17.

本発明の実施の形態によれば、主回路スイッチング素子としてＩＧＢＴを適用した従来の電力変換回路よりも発生損失が少なく高効率を実現した電力変換回路１Ｂを提供することができる。 According to the embodiment of the present invention, it is possible to provide a power conversion circuit 1B that realizes high efficiency with less generation loss than a conventional power conversion circuit to which an IGBT is applied as a main circuit switching element.

［第３の実施の形態］
図３は、本発明の第３の実施の形態に係る電力変換回路の一実施例である電力変換回路１Ｃについての回路図である。尚、上述の電力変換回路１Ａ，１Ｂと実質的に異ならない構成要素については同じ符号を付して説明を省略する。 [Third Embodiment]
FIG. 3 is a circuit diagram of a power conversion circuit 1C which is an example of the power conversion circuit according to the third embodiment of the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected about the component which is not substantially different from the above-mentioned power converter circuit 1A, 1B, and description is abbreviate | omitted.

電力変換回路１Ｃは、電力変換回路１Ａにおける各逆電圧印加回路２１の各直流電圧源２２の基準電位を、主回路のＮで示す低電位（対地側）を基準とした電位から供給するように構成される。すなわち、共通する直流電圧源４１を、ダイオード４２を介して正極側直流母線１２ａ側に接続される逆電圧印加回路４３および負極側直流母線１２ｂ側に接続される逆電圧印加回路４４へ供給して逆電圧印加回路４３，４４のコンデンサ２５を充電する。尚、符号４５は、逆電圧印加回路４３，４４への電源供給を行う電源供給回路である。 The power conversion circuit 1C supplies the reference potential of each DC voltage source 22 of each reverse voltage application circuit 21 in the power conversion circuit 1A from a potential based on the low potential (ground side) indicated by N of the main circuit. Composed. That is, the common DC voltage source 41 is supplied to the reverse voltage application circuit 43 connected to the positive DC bus 12a side and the reverse voltage application circuit 44 connected to the negative DC bus 12b side via the diode 42. The capacitor 25 of the reverse voltage application circuits 43 and 44 is charged. Reference numeral 45 denotes a power supply circuit that supplies power to the reverse voltage application circuits 43 and 44.

また、正極側直流母線１２ａ側に接続される逆電圧印加回路４３では、還流ダイオード１７ｕの逆回復の確実化を図るべく小容量（小型）の低電圧の直流電圧源（低電圧直流電圧源）４８から抵抗４７を介してコンデンサ２５を充電して、電力変換回路１Ｃを備える電力変換器の起動時のゲート駆動電源を確保した構成とする。尚、その他の点は実質的に電力変換回路１Ａと異ならないので、同じ構成要素には同じ符号を付して説明を省略する。 Further, in the reverse voltage application circuit 43 connected to the positive side DC bus 12a side, a small-capacity (small) low voltage DC voltage source (low voltage DC voltage source) to ensure reverse recovery of the freewheeling diode 17u. The capacitor 25 is charged from 48 through a resistor 47 to secure a gate drive power supply for starting up the power converter including the power conversion circuit 1C. Since the other points are not substantially different from the power conversion circuit 1A, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

このように構成された電力変換回路１Ｃによれば、個別絶縁電源の容量を小さくし、共通の比較的大容量の電源を１個用意することで、電力変換回路１Ｃおよび当該回路１Ｃを適用した電力変換装置を小型化および低コスト化できる。 According to the power conversion circuit 1 C configured as described above, the power conversion circuit 1 C and the circuit 1 C are applied by reducing the capacity of the individual insulated power supply and preparing one common relatively large capacity power supply. The power conversion device can be reduced in size and cost.

［第４の実施の形態］
本発明の第４の実施の形態に係る電力変換回路の一例である電力変換回路１Ｄは、その導体構造に特徴を有し、回路図としては、図１ないし図３の何れかに示されるものと実質的には同一である。以下、図４および図５を引用して電力変換回路１Ｄの導体構造について説明する。 [Fourth Embodiment]
A power conversion circuit 1D, which is an example of a power conversion circuit according to a fourth embodiment of the present invention, is characterized by its conductor structure, and a circuit diagram is shown in any of FIGS. Is substantially the same. Hereinafter, the conductor structure of the power conversion circuit 1 D will be described with reference to FIGS. 4 and 5.

図４および図５は、本発明の第４の実施の形態に係る電力変換回路の一例である電力変換回路１Ｄの導体構造を示した説明図である。より具体的には、図４（ａ）は、本発明の実施の形態に係る電力変換回路の一例である電力変換回路１Ｃ（図３）の部分回路図と当該回路図に対応するプリントパターンを示した説明図（多層プリント基板または多層プリント導体の上面図）であり、図４（ｂ）は、図４（ａ）に示されるＩ−Ｉ線に沿う方向の断面図である。尚、符号ＡＦは、電力変換回路１Ｄを構成する各部品の装着面（Attaching Face）である。 4 and 5 are explanatory diagrams showing a conductor structure of a power conversion circuit 1D which is an example of a power conversion circuit according to the fourth embodiment of the present invention. More specifically, FIG. 4A shows a partial circuit diagram of a power conversion circuit 1C (FIG. 3), which is an example of the power conversion circuit according to the embodiment of the present invention, and a print pattern corresponding to the circuit diagram. FIG. 4B is an explanatory diagram (a top view of a multilayer printed board or a multilayer printed conductor), and FIG. 4B is a cross-sectional view in the direction along the line I-I shown in FIG. Reference sign AF is an attachment face of each component constituting the power conversion circuit 1D.

また、図５は、図４（ｂ）に示される多層プリントパターンにおいて、主回路スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ１４ｕ側（上から）から２番目の層（Ｐ電極に相当する電極層）のプリントパターンを示した説明図である。尚、符号４９は、絶縁体領域（絶縁部分）であり、図中のその他の領域は導体である。 FIG. 5 shows a print pattern of the second layer (electrode layer corresponding to the P electrode) from the MOSFET 14u side (from the top) as the main circuit switching element in the multilayer print pattern shown in FIG. 4B. FIG. Reference numeral 49 denotes an insulator region (insulating portion), and the other regions in the figure are conductors.

主回路スイッチング素子の多並列回路を含む電力変換回路では、主回路スイッチング素子に流れる電流分担と逆電圧印加回路を主回路スイッチング素子の近傍に配置設置して、逆電圧印加回路ループ、すなわち、逆電圧発生回路のコンデンサ２５、逆電圧印加スイッチング素子２６、ダイオード２７、主回路スイッチング素子１４のＤ（ドレイン端子）、同素子１４のＳ（ソース端子）およびコンデンサ２５に至るループを適値にすることは、サージ抑制のためにも重要である。 In a power conversion circuit including a multi-parallel circuit of main circuit switching elements, a current sharing and reverse voltage application circuit that flows through the main circuit switching elements are arranged and installed in the vicinity of the main circuit switching element, and a reverse voltage application circuit loop, i.e., reverse The voltage generation circuit capacitor 25, reverse voltage application switching element 26, diode 27, D (drain terminal) of the main circuit switching element 14, S (source terminal) of the element 14, and the loop to the capacitor 25 are set to appropriate values. Is also important for surge suppression.

そこで、電力変換回路１Ｄでは逆電圧の印加は、並列接続した各主回路スイッチング素子１４のドレイン端子（Ｄで示す）の中央から与えることで、各主回路スイッチング素子１４ｕ，１４ｘと逆電圧印加回路４３，４４の回路ループが均一になる工夫が成されている。また、電力変換回路１Ｄでは主回路スイッチング素子１４に接続する導体を積層構造とする。 Therefore, in the power conversion circuit 1D, the reverse voltage is applied from the center of the drain terminals (indicated by D) of the main circuit switching elements 14 connected in parallel, so that the main circuit switching elements 14u and 14x and the reverse voltage application circuit are applied. A device is made to make the circuit loops 43 and 44 uniform. In the power conversion circuit 1D, the conductor connected to the main circuit switching element 14 has a laminated structure.

具体的には、図４（ｂ）に示されるように、上から順に、１番目の層は、主回路スイッチング素子１４に隣接した層、すなわち、逆電圧発生回路等の回路部品装着面、次の層は負側主回路素子１４ｘのソース端子Ｓ（Ｎ電極に相当する電極層であり、以下、Ｎ電極層とする）、次の層は正側主回路素子１４ｕのソース端子Ｓと負側主回路素子１４ｘのドレイン端子Ｄを接続した負荷出力端子１８、最下層は正側主回路素子１４ｕのドレイン端子Ｄ（Ｐ電極に相当する電極層であり、以下、Ｐ電極層とする）となるように、導体の積層構造を構成する。尚、図５に示されるように、Ｐ電極層とＮ電極層は、接触不可部分には絶縁部分４９を確保し、全体をドレインと同電位にする。 Specifically, as shown in FIG. 4B, in order from the top, the first layer is a layer adjacent to the main circuit switching element 14, that is, a circuit component mounting surface such as a reverse voltage generation circuit, and the like. Is the source terminal S of the negative main circuit element 14x (which is an electrode layer corresponding to the N electrode, hereinafter referred to as the N electrode layer), and the next layer is the source terminal S of the positive main circuit element 14u and the negative side. The load output terminal 18 connected to the drain terminal D of the main circuit element 14x, and the lowermost layer is the drain terminal D of the positive side main circuit element 14u (which is an electrode layer corresponding to the P electrode, hereinafter referred to as a P electrode layer). Thus, a laminated structure of conductors is configured. As shown in FIG. 5, the P electrode layer and the N electrode layer secure an insulating portion 49 in a non-contactable portion and have the same potential as the drain.

すなわち、電力変換回路１Ｄは、主回路スイッチング素子１４への接続配線のインダクタンス（配線インダクタンス）を均一とする観点から、各主回路スイッチング素子１４への配線が均等になる位置に各々の主回路スイッチング素子１４を配置した構成部分と、逆電圧印加回路４３，４４内のインダクタンスをできるだけ小さくする観点から逆電圧印加回路４３，４４を主回路スイッチング素子１４の近傍に配置した構成部分と、逆電圧発生回路４３，４４のコンデンサ２５、逆電圧印加スイッチング素子２６、ダイオード２７および主回路スイッチング素子１４のＤ（ドレイン端子：正極端子）の共通接続点に至る正側配線経路１２ａと、主回路スイッチング素子１４のＳ（ソース端子：負極端子）の共通接続点からコンデンサに至る負側配線経路１２ｂとができるだけ短くなるように配置した構成部分とを有し、図３に示される主回路の直流電圧源１１（図４において省略）を供給する導体１２ａ，１２ｂを低インダクタンス化する観点から主回路スイッチング素子１４に直接接続した正負の主回路直流電極Ｐ，Ｎの絶縁を確保しつつできるだけ密着させて構成した導体構造を備えて構成される。 That is, the power conversion circuit 1D switches each main circuit switching to a position where the wirings to the main circuit switching elements 14 are uniform from the viewpoint of making the inductance (wiring inductance) of the connection wiring to the main circuit switching element 14 uniform. The component part in which the element 14 is arranged, the component part in which the reverse voltage application circuits 43 and 44 are arranged in the vicinity of the main circuit switching element 14 from the viewpoint of minimizing the inductance in the reverse voltage application circuits 43 and 44, and reverse voltage generation The positive wiring path 12a to the common connection point of the capacitor 25 of the circuits 43 and 44, the reverse voltage application switching element 26, the diode 27, and D (drain terminal: positive terminal) of the main circuit switching element 14, and the main circuit switching element 14 Negative from the common connection point of S (source terminal: negative terminal) to the capacitor The wiring path 12b is configured to be as short as possible, and the conductors 12a and 12b for supplying the DC voltage source 11 (not shown in FIG. 4) of the main circuit shown in FIG. To the main circuit switching element 14 and is provided with a conductor structure configured to be in close contact with each other while ensuring insulation of the positive and negative main circuit DC electrodes P and N.

このように電力変換回路１Ｄおよび当該回路１Ｄの導体構造によれば、Ｐ電極層とＮ電極層が近接設置された構造を備える。すなわち、近接する層の導体部分を流れる電流の関係は、同じ大きさで、かつ、逆方向となるので、それぞれ発生する磁束を打ち消し合う結果、見かけ上、直流電圧源１１の供給導体１２ａ，１２ｂの低インタンス化を図ることができる。この結果、電力変換回路１Ｄにおいては、サージ過電圧が抑制されて直流スナバが小容量または皆無となり、逆電圧印加時のスイッチング損失の低減効果が大幅に改善される。 As described above, the power conversion circuit 1D and the conductor structure of the circuit 1D have a structure in which the P electrode layer and the N electrode layer are disposed close to each other. That is, the relationship between the currents flowing through the conductor portions of the adjacent layers is the same magnitude and in the opposite direction, so that the generated magnetic fluxes cancel each other, and as a result, apparently the supply conductors 12a and 12b of the DC voltage source 11 Can be reduced. As a result, in the power conversion circuit 1D, the surge overvoltage is suppressed and the DC snubber has a small capacity or no capacity, and the effect of reducing the switching loss when the reverse voltage is applied is greatly improved.

尚、図４では、図３に示される電力変換回路１Ｃを例にしているが、上述したように、電力変換回路１Ａ，１Ｂについても適用できる。 In FIG. 4, the power conversion circuit 1 C shown in FIG. 3 is taken as an example, but as described above, it can also be applied to the power conversion circuits 1 A and 1 B.

［第５の実施の形態］
図６および図７を引用して、本発明の第５の実施形態に係る電力変換回路について説明する。尚、上述の電力変換回路１Ａ〜１Ｄと実質的に異ならない構成要素については同じ符号を付して説明を省略する。 [Fifth Embodiment]
A power conversion circuit according to the fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In addition, about the component which is not substantially different from the above-mentioned power converter circuit 1A-1D, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.

図６は、本発明の第５の実施形態に係る電力変換回路の一実施例である電力変換回路１Ｅの回路図である。 FIG. 6 is a circuit diagram of a power conversion circuit 1E which is an example of the power conversion circuit according to the fifth embodiment of the present invention.

初めに正側スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ１４ｕのゲート駆動信号ＧＰがゲート駆動回路５０から出力されていると仮定する。このゲート駆動信号ＧＰがオン信号からオフ信号に変化する場合、例えば、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５１等の逆電圧を発生するスイッチ素子のゲートＧは、抵抗５２およびコンデンサ５３で構成される微分回路によってゲート電位は後述する図７に示されるように動作する。 First, it is assumed that the gate drive signal GP of the MOSFET 14 u which is the positive side switching element is output from the gate drive circuit 50. When the gate drive signal GP changes from an on signal to an off signal, for example, the gate G of a switching element that generates a reverse voltage, such as the P-channel MOSFET 51, is gated by a differentiation circuit composed of a resistor 52 and a capacitor 53. Operates as shown in FIG.

閾値に至る傾斜と逆電圧発生時間は、図６に示されるＰ−ＭＯＳＦＥＴ５１のＧ−Ｓ間入力容量と抵抗５２，５４の抵抗値で調整することができる。また、ダイオード５８およびコンデンサ５９でＰ−ＭＯＳＦＥＴ５１をサージ過電圧から保護する保護回路を構成する。 The inclination to reach the threshold and the reverse voltage generation time can be adjusted by the input capacitance between GS of the P-MOSFET 51 and the resistance values of the resistors 52 and 54 shown in FIG. The diode 58 and the capacitor 59 constitute a protection circuit that protects the P-MOSFET 51 from surge overvoltage.

尚、図６において、符号６０は逆電圧印加回路、６１は低電圧直流電圧源、６２〜６４は抵抗、６５〜６８はダイオード、６９はコンデンサである。 In FIG. 6, reference numeral 60 is a reverse voltage application circuit, 61 is a low voltage DC voltage source, 62 to 64 are resistors, 65 to 68 are diodes, and 69 is a capacitor.

図７は、電力変換回路１Ｅの動作を説明する説明図であり、図７（ａ）はＭＯＳＦＥＴ１４ｘのゲート信号の推移を示す図、図７（ｂ）はＭＯＳＦＥＴ１４ｕのゲート信号の推移を示す図、図７（ｃ）はＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５１のゲート電位の推移を示す図、図７（ｄ）はＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５１の動作状態を示す図である。尚、図７（ａ）〜図７（ｄ）は、共通の時間を基準として示されている。 7A and 7B are explanatory diagrams for explaining the operation of the power conversion circuit 1E. FIG. 7A is a diagram showing the transition of the gate signal of the MOSFET 14x, and FIG. 7B is a diagram showing the transition of the gate signal of the MOSFET 14u. FIG. 7C is a diagram showing the transition of the gate potential of the P-channel MOSFET 51, and FIG. 7D is a diagram showing the operating state of the P-channel MOSFET 51. 7A to 7D are shown based on a common time.

図７（ａ）および図７（ｂ）によれば、ＭＯＳＦＥＴ１４ｘおよびＭＯＳＦＥＴ１４ｕのゲート信号は、一方がＯＦＦとなってからＴＤの時間遅れをもって他方がＯＮとなるようにして与えられる。この場合において、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５１は、図７（ｄ）に示されるように、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５１のゲート電位が、所定の電位（例えば＋１２Ｖ）から下がっていき、閾値を超えた時にＯＮとなる。そして、図７（ａ）に示されるＦＥＴゲート信号がＯＮとなる時点から図７（ｃ）に示されるＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５１のゲート電位が上昇し閾値を超えた時までの期間が、逆電圧印加期間となる。 According to FIGS. 7A and 7B, the gate signals of the MOSFET 14x and the MOSFET 14u are given so that the other is turned on with a time delay of TD after one is turned off. In this case, as shown in FIG. 7D, the P-channel MOSFET 51 is turned on when the gate potential of the P-channel MOSFET 51 decreases from a predetermined potential (for example, +12 V) and exceeds a threshold value. . The period from when the FET gate signal shown in FIG. 7A is turned on until the gate potential of the P-channel MOSFET 51 shown in FIG. It becomes a period.

このように構成された電力変換回路１Ｅによれば、逆電圧発生回路６０のスイッチ素子（Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ５１）と、主回路のスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ１４ｕ）の駆動回路５０が共通化できるので、駆動回路５０の簡素化（省スペース化）を図ることができ電力変換回路１Ｅの小型化に寄与することができる。 According to the power conversion circuit 1E configured as described above, since the switch element (P-channel MOSFET 51) of the reverse voltage generation circuit 60 and the drive circuit 50 of the switch element (MOSFET 14u) of the main circuit can be shared, the drive circuit 50 can be simplified (space saving), and the power conversion circuit 1E can be reduced in size.

［第６の実施の形態］
本発明に係る電力用スイッチング素子の実施の形態について以下の図７および８を引用して説明する。 [Sixth Embodiment]
An embodiment of a power switching element according to the present invention will be described with reference to FIGS. 7 and 8 below.

図８および図９は、本発明に係る電力用スイッチング素子７０Ａ，７０Ｂの構成を概略的に示した構成図であり、図８は、主素子がＭＯＳＦＥＴ１４の場合、図９は、主素子がＩＧＢＴ３４の場合を示している。尚、図８および図９において、Ａはアシスト端子、Ｇはゲート端子、Ｄはドレイン端子、Ｓはソース端子、Ｂはベース端子、Ｃはコレクタ端子、Ｅはエミッタ端子である。 8 and 9 are configuration diagrams schematically showing the configuration of the power switching elements 70A and 70B according to the present invention. FIG. 8 shows the case where the main element is the MOSFET 14, and FIG. 9 shows the case where the main element is the IGBT 34. Shows the case. 8 and 9, A is an assist terminal, G is a gate terminal, D is a drain terminal, S is a source terminal, B is a base terminal, C is a collector terminal, and E is an emitter terminal.

図８に示される電力用スイッチング素子６０Ａは、図１に示される電力変換回路１Ａにおいて、ＭＯＳＦＥＴ１４、還流ダイオード１７および補助ダイオード２７を抜き出して１つの素子として構成したものである。すなわち、電力用スイッチング素子６０Ａは、還流ダイオード１７を内在するＭＯＳＦＥＴ１４の正極端子（図８におけるＤ）に、正極端子（図８におけるＤ）へ向かう方向が順方向となるように補助ダイオード２７を電気的に接続して構成されるＡ、Ｇ、ＤおよびＳの４端子を有する素子である。 The power switching element 60A shown in FIG. 8 is configured by extracting the MOSFET 14, the freewheeling diode 17 and the auxiliary diode 27 from the power conversion circuit 1A shown in FIG. 1 as one element. That is, the power switching element 60A electrically connects the auxiliary diode 27 to the positive terminal (D in FIG. 8) of the MOSFET 14 including the freewheeling diode 17 so that the direction toward the positive terminal (D in FIG. 8) is the forward direction. It is an element having four terminals of A, G, D, and S that are configured to be connected to each other.

図９に示される電力用スイッチング素子６０Ｂも実質的には、電力用スイッチング素子６０Ａと同様であり、図２に示される電力変換回路１Ｂにおいて、ＩＧＢＴ３４、還流ダイオード１７および補助ダイオード２７を抜き出して１つの素子として構成したものである。すなわち、電力用スイッチング素子６０Ｂは、還流ダイオード１７を逆並列接続したＩＧＢＴ３４の正極端子（図９におけるＣ）に、正極端子（図９におけるＣ）へ向かう方向が順方向となるように補助ダイオード２７を電気的に接続して構成した素子である。 The power switching element 60B shown in FIG. 9 is substantially the same as the power switching element 60A. In the power conversion circuit 1B shown in FIG. 2, the IGBT 34, the freewheeling diode 17 and the auxiliary diode 27 are extracted to 1 It is configured as one element. That is, the power switching element 60B is arranged such that the direction toward the positive terminal (C in FIG. 9) is the forward direction with respect to the positive terminal (C in FIG. 9) of the IGBT 34 to which the freewheeling diode 17 is connected in reverse parallel. It is the element comprised by electrically connecting.

このように構成された本実施の形態において、主回路構造は簡略化され、アシスト電圧印加端子Ａが低圧側となるため、絶縁に対する考慮が不要であり、この結果、主回路構成が容易となると共に装置の小型化が可能になる。尚、図８および図９においては、ＭＯＳＦＥＴ１４およびＩＧＢＴ３４はｎ型の場合を示しているが、ｐ型であっても同様に適用できる（但しｐ型では正極端子がｎ型の場合と逆転する点に留意する必要がある）。 In the present embodiment configured as described above, the main circuit structure is simplified and the assist voltage application terminal A is on the low voltage side, so there is no need to consider insulation. As a result, the main circuit configuration is facilitated. At the same time, the apparatus can be miniaturized. 8 and 9, the MOSFET 14 and the IGBT 34 are n-type. However, the present invention can be similarly applied to the p-type (however, the p-type reverses the case where the positive terminal is n-type). Should be noted).

以上、本発明に係る電力変換回路によれば、ＭＯＳＦＥＴ１４を多並列接続した場合、ＭＯＳＦＥＴ１４は、ターンオン時において純粋な抵抗体となるので、そのオン抵抗は「１／素子並列数」となり、導通損を低減することができる。従って、従来の電力変換回路よりも発生損失が少なく高効率を実現することができる。 As described above, according to the power conversion circuit of the present invention, when the MOSFETs 14 are connected in parallel, the MOSFET 14 becomes a pure resistor at the time of turn-on, so that the on-resistance becomes “1 / number of elements in parallel” and the conduction loss. Can be reduced. Therefore, it is possible to realize high efficiency with less generation loss than the conventional power conversion circuit.

また、ＩＧＢＴ３４を多並列接続して適用した場合にも、ＭＯＳＦＥＴ１４を多並列接続した場合には及ばないものの従来の電力変換回路よりは、発生損失を少なくし効率を向上させることができる。 Even when the IGBTs 34 are applied in a multi-parallel connection, the generation loss can be reduced and the efficiency can be improved as compared with the conventional power conversion circuit, which is not possible when the MOSFET 14 is connected in a multi-parallel connection.

さらに、個別絶縁電源の容量を小さくし、共通の比較的大容量の電源（図３に示される直流電圧源４１）を１個用意し、各逆電圧印加回路の各直流電圧源の基準電位を、Ｎで示す低電位（対地側）を基準とした電位から供給するように構成すれば、電力変換回路および電力変換装置を小型化および低コスト化できる。 Furthermore, the capacity of the individual insulated power supply is reduced, and one common relatively large capacity power supply (DC voltage source 41 shown in FIG. 3) is prepared, and the reference potential of each DC voltage source of each reverse voltage application circuit is set. The power conversion circuit and the power conversion device can be reduced in size and cost when configured to be supplied from a potential based on the low potential (ground side) indicated by N.

また、本発明に係る電力変換回路の導体構造によれば、Ｐ電極とＮ電極が隣接設置された構造から、見かけ上、低インダクタンス化することができる。従って、主回路のサージ過電圧が抑制されて直流スナバが小容量又皆無となり、逆電圧印加時のスイッチング損失の低減効果が大幅に改善することができる。 Moreover, according to the conductor structure of the power conversion circuit according to the present invention, it is possible to reduce the apparent inductance from the structure in which the P electrode and the N electrode are adjacently installed. Therefore, the surge overvoltage of the main circuit is suppressed, and the DC snubber has a small capacity or no capacity, and the effect of reducing the switching loss when the reverse voltage is applied can be greatly improved.

本発明に係る電力用スイッチング素子によれば、主回路構造が簡略化され、アシスト電圧印加端子Ａを低圧側とすることができるため、絶縁に対する考慮が不要となり、主回路構成が簡易化できると共に装置の小型化を実現することができる。 According to the power switching element of the present invention, the main circuit structure is simplified and the assist voltage application terminal A can be on the low-voltage side, so that no consideration is given to insulation, and the main circuit configuration can be simplified. Miniaturization of the apparatus can be realized.

尚、本発明は上記の各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化しても良い。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and may be embodied by modifying constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.

本発明の第１の実施の形態に係る電力変換回路の回路図。1 is a circuit diagram of a power conversion circuit according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施の形態に係る電力変換回路の回路図。The circuit diagram of the power converter circuit which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態に係る電力変換回路の回路図。The circuit diagram of the power converter circuit which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施の形態に係る電力変換回路の導体構造を説明する説明図であり、（ａ）は、電力変換回路の部分回路図と当該部分回路図に対応するプリントパターンを示した説明図であり、（ｂ）は図４（ａ）に示されるＩ−Ｉ線に沿う方向の断面図。It is explanatory drawing explaining the conductor structure of the power converter circuit which concerns on the 4th Embodiment of this invention, (a) showed the printed pattern corresponding to the partial circuit diagram of the power converter circuit, and the said partial circuit diagram It is explanatory drawing, (b) is sectional drawing of the direction in alignment with the II line | wire shown by Fig.4 (a). 本発明の第４の実施の形態に係る電力変換回路の導体構造におけるプリントパターン例を説明する説明図。Explanatory drawing explaining the example of a print pattern in the conductor structure of the power converter circuit which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施の形態に係る電力変換回路の回路図。The circuit diagram of the power converter circuit which concerns on the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施の形態に係る電力変換回路の動作を説明する説明図。Explanatory drawing explaining operation | movement of the power converter circuit which concerns on the 5th Embodiment of this invention. 本発明に係る電力用スイッチング素子の構成を概略的に示した構成図（主素子がＭＯＳＦＥＴの場合）。The block diagram which showed schematically the structure of the switching element for electric power which concerns on this invention (when a main element is MOSFET). 本発明に係る電力用スイッチング素子の構成を概略的に示した構成図（主素子がＩＧＢＴの場合）。The block diagram which showed schematically the structure of the switching element for electric power which concerns on this invention (when a main element is IGBT).

符号の説明Explanation of symbols

１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ電力変換回路
１１直流電圧源
１２ａ正極側直流母線
１２ｂ負極側直流母線
１３平滑用コンデンサ
１４（１４ｕ，１４ｘ）ＭＯＳＦＥＴ
１５（１５ｕ，１５ｘ）主回路スイッチング素子ユニット
１６（１６ｕ，１６ｘ）主回路スイッチングデバイス
１７（１７ｕ，１７ｘ）還流ダイオード
１８負荷端子
２１逆電圧印加回路
２２電源ライン
２４直流電圧源（低電圧直流電圧源）
２５コンデンサ
２６逆電圧印加スイッチング素子
２７補助ダイオード
３４（３４ｕ，３４ｘ）ＩＧＢＴ
３５（３５ｕ，３５ｘ）主回路スイッチング素子ユニット
３６（３６ｕ，３６ｘ）主回路スイッチングデバイス
３７逆電圧印加回路
４１直流電圧源
４２ダイオード
４３逆電圧印加回路
４４逆電圧印加回路
４５電源供給回路
４７抵抗
４８直流電圧源（低電圧直流電圧源）
４９絶縁体領域（絶縁部分）
５０駆動回路
５１Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ
５２抵抗
５３コンデンサ
５４抵抗
５８ダイオード
５９コンデンサ
６０逆電圧印加回路
６１低電圧直流電圧源
６２，６３，６４抵抗
６５，６６，６７，６８ダイオード
６９コンデンサ
７０Ａ，７０Ｂ電力用スイッチング素子
Ｐ正側電極
Ｎ負側電極
Ａアシスト端子
Ｇゲート端子
Ｄドレイン端子
Ｓソース端子
Ｂベース端子
Ｃコレクタ端子
Ｅエミッタ端子 1A, 1B, 1C, 1D, 1E Power conversion circuit 11 DC voltage source 12a Positive side DC bus 12b Negative side DC bus 13 Smoothing capacitor 14 (14u, 14x) MOSFET
15 (15u, 15x) Main circuit switching element unit 16 (16u, 16x) Main circuit switching device 17 (17u, 17x) Freewheeling diode 18 Load terminal 21 Reverse voltage application circuit 22 Power supply line 24 DC voltage source (low voltage DC voltage source) )
25 Capacitor 26 Reverse voltage application switching element 27 Auxiliary diode 34 (34u, 34x) IGBT
35 (35u, 35x) Main circuit switching element unit 36 (36u, 36x) Main circuit switching device 37 Reverse voltage application circuit 41 DC voltage source 42 Diode 43 Reverse voltage application circuit 44 Reverse voltage application circuit 45 Power supply circuit 47 Resistance 48 DC Voltage source (low voltage DC voltage source)
49 Insulator region (insulating part)
50 Drive circuit 51 P-channel MOSFET
52 Resistor 53 Capacitor 54 Resistor 58 Diode 59 Capacitor Reverse Voltage Application Circuit 61 Low Voltage DC Voltage Source 62, 63, 64 Resistor 65, 66, 67, 68 Diode 69 Capacitor 70A, 70B Power Switching Element P Positive Electrode N Negative Side electrode A Assist terminal G Gate terminal D Drain terminal S Source terminal B Base terminal C Collector terminal E Emitter terminal

Claims

直流電圧源に主回路スイッチング素子を２つ並列接続して構成される主回路スイッチング素子ユニットを少なくとも１ユニット以上並列接続して構成される主回路スイッチングデバイスと、
前記主回路スイッチングデバイスを直列接続して各主回路スイッチングデバイスの間から負荷に電力を供給する負荷端子と、
前記主回路スイッチング素子ユニットの還流ダイオードの遮断時に前記直流電圧源の電圧より低い直流電圧を前記還流ダイオードに印加する個別の低電圧直流電圧源で構成された逆電圧印加回路と、
前記逆電圧印加回路から前記主回路スイッチング素子ユニットに逆電圧を印加する補助ダイオードを備え、
前記逆電圧印加回路は、多並列接続された前記主回路スイッチング素子に分担して逆電圧を与えるように構成されたことを特徴とする電力変換回路。 A main circuit switching device constituted by connecting in parallel at least one main circuit switching element unit constituted by connecting two main circuit switching elements in parallel to a DC voltage source;
A load terminal for connecting the main circuit switching devices in series and supplying power to the load from between the main circuit switching devices;
A reverse voltage application circuit composed of an individual low voltage DC voltage source that applies a DC voltage lower than the voltage of the DC voltage source to the reflux diode when the reflux diode of the main circuit switching element unit is shut off;
An auxiliary diode for applying a reverse voltage from the reverse voltage application circuit to the main circuit switching element unit;
The power conversion circuit according to claim 1, wherein the reverse voltage application circuit is configured to apply a reverse voltage to the main circuit switching elements connected in parallel.

前記主回路スイッチング素子は、前記還流ダイオードを内蔵したＭＯＳＦＥＴおよび前記還流ダイオードをＩＧＢＴの負極端子から正極端子へ向かう方向を順方向として接続して構成される素子の何れかであることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。 The main circuit switching element is any of an element configured by connecting a MOSFET including the freewheeling diode and the freewheeling diode in a forward direction from the negative electrode terminal of the IGBT to the positive electrode terminal. The power conversion circuit according to claim 1.

前記逆電圧印加回路の各低電圧直流電圧源を、主回路の負電位側（対地電位）を基準とした一の共通電圧源から供給することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。 2. The power conversion circuit according to claim 1, wherein each low-voltage DC voltage source of the reverse voltage application circuit is supplied from one common voltage source based on the negative potential side (ground potential) of the main circuit.

前記各主回路スイッチング素子との配線インダクタンスが均等になる位置に各々の主回路スイッチング素子を配置した構成部分と、
前記逆電圧印加回路を前記主回路スイッチング素子の近傍に配置した構成部分と、
前記逆電圧発生回路を構成するコンデンサ、逆電圧印加スイッチング素子、ダイオードおよび前記主回路スイッチング素子の正極端子の共通接続点に至る前記直流電圧源からの正側配線経路と、前記主回路スイッチング素子の負極端子の共通接続点から前記逆電圧発生回路のコンデンサに至る負側配線経路とが極力短くなる位置に前記逆電圧発生回路のコンデンサ、逆電圧印加スイッチング素子、ダイオードおよび前記主回路スイッチング素子を配置した構成部分とを有し、前記主回路スイッチング素子に直接接続した正負の主回路直流電極の絶縁を確保しつつ密着させて構成した導体構造を備えることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電力変換回路。 A component part in which each main circuit switching element is arranged at a position where the wiring inductance with each main circuit switching element becomes equal;
A component in which the reverse voltage application circuit is disposed in the vicinity of the main circuit switching element;
A positive-side wiring path from the DC voltage source to a common connection point of a capacitor, a reverse voltage application switching element, a diode, and a positive terminal of the main circuit switching element constituting the reverse voltage generating circuit, and the main circuit switching element The capacitor of the reverse voltage generation circuit, the reverse voltage application switching element, the diode, and the main circuit switching element are disposed at a position where the negative side wiring path from the common connection point of the negative electrode terminal to the capacitor of the reverse voltage generation circuit is as short as possible. 4. A conductor structure configured to be in close contact with each other while ensuring insulation of positive and negative main circuit DC electrodes directly connected to the main circuit switching element. The power conversion circuit of crab.

前記逆電圧印加回路は、前記スイッチング素子と逆電圧印加回路駆動素子の駆動信号を、主回路スイッチング素子のゲート駆動信号から生成してゲート駆動回路を簡素化して構成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。 The reverse voltage application circuit is configured by generating a drive signal for the switching element and a reverse voltage application circuit drive element from a gate drive signal for a main circuit switching element to simplify the gate drive circuit. Item 4. The power conversion circuit according to Item 1.

各主回路スイッチング素子との配線インダクタンスが均等になる位置に各々の主回路スイッチング素子を配置した構成部分と、
逆電圧印加回路を前記主回路スイッチング素子の近傍に配置した構成部分と、
前記逆電圧発生回路を構成するコンデンサ、逆電圧印加スイッチング素子、ダイオードおよび前記主回路スイッチング素子の正極端子の共通接続点に至る前記直流電圧源からの正側配線経路と、前記主回路スイッチング素子の負極端子の共通接続点から前記逆電圧発生回路のコンデンサに至る負側配線経路とが極力短くなる位置に前記逆電圧発生回路のコンデンサ、逆電圧印加スイッチング素子、ダイオードおよび前記主回路スイッチング素子を配置した構成部分とを有し、前記主回路スイッチング素子に直接接続した正負の主回路直流電極の絶縁を確保しつつ密着させて構成したことを特徴とする電力変換回路の導体構造。 A component in which each main circuit switching element is arranged at a position where the wiring inductance with each main circuit switching element becomes equal;
A component in which a reverse voltage application circuit is disposed in the vicinity of the main circuit switching element;
A positive-side wiring path from the DC voltage source to a common connection point of a capacitor, a reverse voltage application switching element, a diode, and a positive terminal of the main circuit switching element constituting the reverse voltage generating circuit, and the main circuit switching element The capacitor of the reverse voltage generation circuit, the reverse voltage application switching element, the diode, and the main circuit switching element are disposed at a position where the negative side wiring path from the common connection point of the negative electrode terminal to the capacitor of the reverse voltage generation circuit is as short as possible. A conductor structure of a power conversion circuit, wherein the positive and negative main circuit direct current electrodes directly connected to the main circuit switching element are in close contact with each other while ensuring insulation.

電力変換回路に適用され主回路のスイッチングを行う電力用スイッチング素子において、
前記電力用スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴの何れかの正極端子に、前記正極端子へ向かう方向を順方向として補助ダイオードを接続して構成されることを特徴とする電力用スイッング素子。 In a power switching element that is applied to a power conversion circuit and performs switching of a main circuit,
The power switching element is configured by connecting an auxiliary diode to a positive terminal of any one of a MOSFET and an IGBT with a direction toward the positive terminal as a forward direction.