JP2008224292A - 静電容量変化検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】静電容量型センサの容量変化を検出するオペアンプの反転入力端子のＤＣバイアス電圧を設定する帰還抵抗で発生する熱雑音により、出力音声信号のＳＮ比が劣化する。
【解決手段】オペアンプ２４の帰還キャパシタＣ_Ｆに並列にＤＣバイアス設定回路２６を設ける。ＤＣバイアス設定回路２６は、スイッチトキャパシタ回路２８を含み、そのＭＯＳトランジスタＱ_１，Ｑ_２をオン／オフ制御して等価的な抵抗ｒ_ＳＣとして機能させる。Ｑ_１，Ｑ_２のオン抵抗は小さいため、発生する熱雑音が小さい。また、オフ抵抗は極めて大きく、ｒ_ＳＣとＣ_ＦとからなるＬＰＦのカットオフ周波数ｆ_０Ｓが音声帯域の上限より低下する。その結果、ＬＰＦを通過して端子ＯＵＴへ出力される熱雑音のうち音声帯域の成分が低下する。
【選択図】図１

Description

本発明は、静電容量型センサの静電容量の変化を検出する静電容量変化検出回路に関し、特に、ＳＮ比の向上に関する。

コンデンサマイクロホンの一種として、近年、ＭＥＭＳマイクが注目されている。このＭＥＭＳマイクの基本的な構造は、ダイアフラムとバックプレートという２枚の近接して対向配置される電極板からなるキャパシタであり、当該構造がＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術を用いてシリコン基板に形成される。

ＭＥＭＳマイクを構成するキャパシタには、バイアス電圧を印加することにより、一定の電荷Ｑが充電される。この状態で音圧によってダイアフラムが振動すると、当該キャパシタの静電容量Ｃが変化して、端子間電圧Ｖの変化を生じる。この電圧Ｖの変化が音声信号として出力される。

図７は、従来のＭＥＭＳマイクを用いたコンデンサマイクロホン装置の回路図である。当該装置は、ＭＥＭＳマイクであるキャパシタＣ_Ｍ、バイアス電源部２及び出力部４からなる。

バイアス電源部２は、端子ＶＢに接続されるキャパシタＣ_Ｍにバイアス電圧を供給する。

出力部４は、オペアンプ６、キャパシタＣ_Ｆ及び抵抗Ｒ_Ｆで構成される。出力部４は、入力端子ＩＮにキャパシタＣ_Ｍを接続され、キャパシタＣ_Ｍが音声に応じて発生する電位変化を入力端子ＩＮから取り込み、増幅して出力端子ＯＵＴから出力する。

オペアンプ６は、反転入力端子にＣ_Ｍ、帰還経路にＣ_Ｆをそれぞれ接続され、反転増幅回路を構成する。Ｃ_Ｍ／Ｃ_Ｆに応じて定まる反転増幅回路のゲインを１以上とするためには、Ｃ_ＦはＣ_Ｍより小さな値に設定される。ここで、Ｃ_Ｍは例えば数ｐＦ程度の微小な値となり得、それに応じて、Ｃ_Ｆも極めて小さな値に設定される。反転入力端子は、Ｃ_Ｍ及びＣ_Ｆのみが接続された状態ではフローティングとなり、またそれら容量は微小であり平滑化の効果を期待できないため、反転入力端子の電位は不安定となる。そこで、キャパシタＣ_Ｆが接続された帰還経路に並列に抵抗Ｒ_Ｆを接続し、反転入力端子のＤＣバイアスを出力端子からの帰還バイアスによって設定することにより、反転入力端子の電位安定が図られる。一方、Ｒ_Ｆには、音声に応じて反転入力端子に生じる電位変動を当該Ｒ_Ｆ経由で出力端子へ通過させないことや、キャパシタＣ_Ｍに対する高出力インピーダンスを維持することが要求される。そのため、Ｒ_Ｆは、十分に大きな値に設定され、反転入力端子と出力端子との間を単に直流的に接続する。

なお、並列に接続されたＲ_ＦとＣ_Ｆとは、次式で表されるカットオフ周波数ｆ_０を有するＬＰＦを構成する。
ｆ_０＝１／（２πＲ_ＦＣ_Ｆ） ………（１）

そのため、Ｒ_Ｆ，Ｃ_Ｆは、ｆ_０が音声信号の帯域の上限（約２０ｋＨｚ）より高い周波数となるように設定される。
特開２００１−１１６７８３号公報

電子回路を構成する素子でのキャリアのランダムな運動は熱雑音を生じる。周波数ｆ〜ｆ＋Δｆの熱雑音成分に起因して、抵抗素子に生じる熱雑音電圧Ｅ_Ｎは、抵抗値をＲ、絶対温度をＴとして、
Ｅ_Ｎ＝（４ｋＴＲΔｆ）^１／２ ………（２）
で表される。なお、ｋはボルツマン定数である。

帰還抵抗Ｒ_Ｆは大きな抵抗値に設定されるため、Ｒ_Ｆから発生する熱雑音は大きい。そのため、端子ＯＵＴからの出力信号のＳＮ比が劣化するという問題があった。

本発明はこの問題を解決するためになされたものであり、静電容量型センサの静電容量の変化を検出する静電容量変化検出回路においてＳＮ比に向上を図ることを目的とする。

本発明に係る静電容量変化検出回路は、静電容量型センサを構成するキャパシタ部に接続され、当該キャパシタ部の静電容量の変化を電気信号として検出する回路であって、入力端子に前記キャパシタ部を接続された演算増幅器及び当該演算増幅器の帰還経路に直列に接続された帰還キャパシタを含む増幅回路と、前記帰還キャパシタを含む前記帰還経路に並列に設けられ、前記演算増幅器の出力端子と前記入力端子との間を断続し、前記入力端子を前記出力端子の電位に応じた電位に設定するスイッチ回路と、を有するものである。

本発明によれば、演算増幅器の反転入力端子と出力端子とは、スイッチトキャパシタ回路等のスイッチ回路で断続可能に構成される。反転入力端子のＤＣバイアスは、このスイッチ回路を用いて、出力端子の電位を反転入力端子に帰還させることにより設定することができる。この構成では、反転入力端子と出力端子との間を接続する高抵抗の抵抗素子を廃することができるので、当該抵抗素子が発生する熱雑音の影響を回避して、ＳＮ比の向上が図られる。

以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。

図１は、実施形態に係るコンデンサマイクロホン装置の概略の回路図である。本装置はコンデンサマイクロホンとして静電容量型センサであるＭＥＭＳマイクを用い、音声に応じたＭＥＭＳマイクの静電容量の変化を電気信号として検出するための静電容量変化検出回路を含んで構成される。図１において、キャパシタＣ_ＭがＭＥＭＳマイクに構成されたキャパシタ部であり、その一方端子は、静電容量変化検出回路のバイアス電源部２０の出力端子ＶＢに接続され、他方端子は静電容量変化検出回路の出力部２２の入力端子ＩＮに接続される。

静電容量変化検出回路は、例えば、シリコン半導体基板上に集積回路（ＩＣ）として形成することができる。ＩＣとして構成する場合、静電容量変化検出回路はＭＥＭＳマイクが形成される半導体チップに一体に集積することもできるし、ＭＥＭＳマイクとは別の半導体チップ上に形成することもできる。

バイアス電源部２０は、チャージポンプ回路を含んで構成され、基準電圧の比較的低い電圧を昇圧してＭＥＭＳマイクの駆動に必要な高電圧のバイアス電圧を生成する。バイアス電源部２０は、チャージポンプ回路内にて生じ得るスイッチングノイズ、クロックノイズや熱雑音等を平滑化し除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）を有し、当該ＬＰＦで平滑化されたバイアス電圧が、端子ＶＢに接続されるキャパシタＣ_Ｍに供給される。

出力部２２は、オペアンプ２４、キャパシタＣ_Ｆ、及びＤＣバイアス設定回路２６を含んで構成される。出力部２２は、入力端子ＩＮにキャパシタＣ_Ｍを接続され、キャパシタＣ_Ｍが音声に応じて発生する電位変化を入力端子ＩＮから取り込み、増幅して出力端子ＯＵＴから出力する。

オペアンプ２４は、入力端子ＩＮに反転入力端子を接続された反転増幅回路を構成し、その出力端子が出力部２２の出力端子ＯＵＴに接続される。オペアンプ２４は、反転入力端子の電位変動を増幅して出力する。また、オペアンプ２４は、キャパシタＣ_Ｍに対し高入力インピーダンスを保つ一方、出力端子ＯＵＴを低出力インピーダンスとするインピーダンス変換を行う。

キャパシタＣ_Ｆは、上記反転増幅回路のゲインを調整する。当該ゲインは、基本的にはＣ_Ｍ／Ｃ_Ｆで与えられ、１以上のゲインを得るためには、Ｃ_ＦはＣ_Ｍより小さな値に設定される。ここで、Ｃ_Ｍは例えば数ｐＦ程度の微小な値となり得、それに応じて、Ｃ_Ｆも極めて小さな値に設定される。

ＤＣバイアス設定回路２６は、キャパシタＣ_Ｆが接続された帰還経路に並列に配置され、オペアンプ２４の出力端子と反転入力端子とを接続する。このＤＣバイアス設定回路２６は、Ｃ_Ｍ及びＣ_Ｆのみが接続された状態ではフローティングとなる反転入力端子にＤＣバイアス電圧を設定し、当該反転入力端子の電位を安定させるために設けられている。このＤＣバイアス設定回路２６は、音声に応じて反転入力端子に生じる電位変動を当該回路経由で出力端子へ通過させないという要求や、キャパシタＣ_Ｍに対する高出力インピーダンスを維持するという要求を満たすように構成される。

具体的には本装置のＤＣバイアス設定回路２６は、スイッチトキャパシタ回路２８を用いて構成される。また、ＤＣバイアス設定回路２６は、スイッチトキャパシタ回路２８の動作を制御する制御回路３０を有する。

スイッチトキャパシタ回路２８は、それぞれソース−ドレイン間の電流の導通を制御するスイッチ素子として機能するＭＯＳトランジスタＱ_１，Ｑ_２と、キャパシタＣ_ＳＣとを含んで構成される。トランジスタＱ_１，Ｑ_２がそれぞれ構成するスイッチは、オペアンプ２４の出力端子と反転入力端子との間に互いに直列に接続される。キャパシタＣ_ＳＣの一方端はＱ_１とＱ_２との接続点に接続され、他方端は接地電位ＧＮＤに接続される。

制御回路３０は、Ｑ_１，Ｑ_２のゲート電圧を制御して、Ｑ_１，Ｑ_２それぞれのオン／オフを周波数ｆ_ＳＣで交互に切り換え、Ｃ_ＳＣの充放電を制御する。これによってオペアンプ２４の出力端子と反転入力端子との間にパルス状の電流が流れ、スイッチング周波数ｆ_ＳＣが十分に高ければ、平均電流は抵抗を通過する電流と等価になる。すなわち、スイッチトキャパシタ回路２８は、出力端子と反転入力端子とを接続する等価的な抵抗素子として機能し、その抵抗値ｒ_ＳＣは、次式で表される。
ｒ_ＳＣ＝１／（Ｃ_ＳＣｆ_ＳＣ） ………（３）

このｒ_ＳＣが上述のＤＣバイアス設定回路２６について要求される条件を満たす高抵抗値となるように、Ｃ_ＳＣ及びｆ_ＳＣは設定される。なお、スイッチトキャパシタ回路２８のスイッチング動作により、Ｃ_Ｍから出力端子ＯＵＴへ伝達する信号はサンプリングされ、連続時間信号から離散時間信号に変換される。それに伴うエイリアシングを避けるためには、スイッチング周波数ｆ_ＳＣを、伝達する信号である音声信号の帯域（２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）より十分に高い周波数に設定することが好適である。また、並列に接続されるｒ_ＳＣとＣ_Ｆとは、次式で表されるカットオフ周波数ｆ_０Ｐを有するＬＰＦを構成する。そのため、ｒ_ＳＣ，Ｃ_Ｆは、ｆ_０Ｐが音声信号の帯域の上限（約２０ｋＨｚ）より高い周波数となるように設定される。
ｆ_０Ｐ＝１／（２πｒ_ＳＣＣ_Ｆ） ………（４）

本装置においては、このスイッチトキャパシタ回路２８を用いたＤＣバイアス設定回路２６が、出力端子のＤＣバイアス電圧を反転入力端子へ帰還させることにより、反転入力端子の電位安定が図られる。

図２は、出力部２２の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続され、オペアンプ２４の帰還経路を構成する回路の等価回路図である。この図では、トランジスタＱ_１，Ｑ_２それぞれをＲ_１，Ｒ_２で置き換えている。Ｒ_１，Ｒ_２は、各トランジスタのソース−ドレイン間のチャネル抵抗であり、トランジスタがオン状態ではオン抵抗値ｒ_ＯＮ、オフ状態ではオフ抵抗値ｒ_ＯＦＦとなる。ちなみに、ｒ_ＯＦＦ≫ｒ_ＯＮであり、例えば、ｒ_ＯＮは１Ω未満の小さな値、ｒ_ＯＦＦは数ＭΩといった大きな値を取り得る。

Ｑ_１，Ｑ_２のスイッチング周期１／ｆ_ＳＣに比べて十分に長い時間で見たときには、スイッチトキャパシタ回路２８は上述のように等価抵抗ｒ_ＳＣとして機能するが、任意の時刻においては、トランジスタＱ_１，Ｑ_２はいずれか一方がオン状態、他方がオフ状態であり、スイッチトキャパシタ回路２８の両端間の抵抗はｒ_ＯＦＦに応じた大きな値となる。抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の直列接続体と帰還キャパシタＣ_Ｆとの並列接続で構成されるＬＰＦに着目すると、そのカットオフ周波数ｆ_０Ｓは、抵抗Ｒ_１，Ｒ_２の両端間の抵抗をｒ_ＯＦＦとする近似の下で、おおよそ、１／（２πｒ_ＯＦＦＣ_Ｆ）となる。このカットオフ周波数ｆ_０Ｓは、後述の観点から低く設定され、少なくとも、音声信号の帯域の上限より低い周波数に設定される。

抵抗Ｒ_１，Ｒ_２はその抵抗値に応じて（２）式で表される熱雑音を生じる。すなわち、Ｒ_１，Ｒ_２のうちｒ_ＯＮであるものは、以下に示す熱雑音成分Ｅ_Ｎ−ＯＮを生じ、ｒ_ＯＦＦであるものは、以下に示す熱雑音成分Ｅ_{Ｎ−ＯＦＦ}を生じる。
Ｅ_Ｎ−ＯＮ＝（４ｋＴｒ_ＯＮ／Δｆ）^１／２ ………（５）
Ｅ_{Ｎ−ＯＦＦ}＝（４ｋＴｒ_ＯＦＦ／Δｆ）^１／２ ………（６）

ここで、ｒ_ＯＮが小さいため、Ｅ_Ｎ−ＯＮは小さな値となる。例えば、従来回路のＲ_Ｆと比べるとｒ_ＯＮ≪Ｒ_Ｆであるので、Ｅ_Ｎ−ＯＮは従来のＲ_Ｆで生じる熱雑音電圧より小さくなる。これに対して、Ｅ_{Ｎ−ＯＦＦ}はｒ_ＯＦＦに応じて大きくなり得る。しかし、本装置では、上述のように、Ｒ_１，Ｒ_２とＣ_Ｆとで構成されるＬＰＦのカットオフ周波数ｆ_０Ｓを音声帯域の上限より低く抑えることにより、音声帯域におけるΔｆがその帯域幅のせいぜい一部に抑えられる。これにより当該ＬＰＦを通過して出力端子ＯＵＴに伝達される熱雑音Ｅ_Ｎ−ＯＮ，Ｅ_{Ｎ−ＯＦＦ}に含まれる音声帯域成分を低減することができる。すなわち、大きな抵抗値ｒ_ＯＦＦを有するＲ_１又はＲ_２で生じる熱雑音のうち出力端子ＯＵＴへ伝達される音声帯域成分が低減される。このように本装置では、ＤＣバイアス設定回路２６をスイッチトキャパシタ回路２８を用いて構成することにより、熱雑音によるＳＮ比の劣化を防止し、出力端子ＯＵＴから得られる音声信号の音質の確保を図っている。

なお、ＤＣバイアス設定回路２６は、オペアンプ２４の出力端子と反転入力端子との間を断続する他の構成のスイッチ回路とすることもできる。図３は、出力部２２の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続され、オペアンプ２４の帰還経路を構成する回路の最も簡単な構成例の１つを示す概略の回路図であり、図４は当該回路の等価回路図である。この構成では、ＤＣバイアス設定回路２６は単一のＭＯＳトランジスタＱ_Ｆで両端子間をオン／オフする。制御回路３２は、Ｑ_Ｆのゲートにオン電圧とオフ電圧とを交互に印加する。これにより、Ｑ_Ｆと、これに並列に接続された帰還キャパシタＣ_Ｆとは、ＬＰＦを構成すると共に、一種のスイッチトキャパシタ回路を構成する。

例えば、Ｑ_Ｆが時間ｔ_ＯＮのオン状態と時間ｔ_ＯＦＦのオフ状態とを交互に繰り返す場合、Ｑ_Ｆに対応する抵抗Ｒ_Ｆの等価的な抵抗値ｒ_ＳＣは、次式で表される。なお、ｆ_ＳＣは１／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ）である。
ｒ_ＳＣ＝ｒ_ＯＮｒ_ＯＦＦ／｛ｆ_ＳＣ・（ｔ_ＯＮｒ_ＯＦＦ＋ｔ_ＯＦＦｒ_ＯＮ）｝ ………（７）

この単純な回路例は、図４に示す等価回路が図７に示す従来のＲ_Ｆ及びＣ_Ｆからなる帰還回路と同じ構成であることから、それとの対比において本発明の原理を理解するのに好適である。図５は、図４に示すＲ_Ｆ及びＣ_ＦからなるＬＰＦのＲ_Ｆにて発生し、当該ＬＰＦを通過する熱雑音のうち音声帯域に含まれる成分Ｅ_Ｎの大きさが、Ｒ_Ｆに応じてどのように変化するかを示す模式的なグラフである。当該グラフの縦軸がＥ_Ｎ、横軸がＲ_Ｆである。また、図６は、当該ＬＰＦを通過する熱雑音成分Ｅ_Ｎのスペクトルを示す模式図であり、縦軸がをＥ_Ｎ、横軸が周波数ｆである。図６は、Ｒ_Ｆがｒ_ＯＮに対応する場合のスペクトル３４、ｒ_ＯＦＦに対応するスペクトル３６、及び音声帯域に合わせたカットオフ周波数ｆ_０が設定された図７に示す従来のＬＰＦにおけるＲ_Ｆに対応するスペクトル３８を示している。

Ｒ_Ｆが０から増加するとき、単位周波数当たりの熱雑音は（２）式に示すように増加する。図６において、スペクトル３４，３８，３６の順にＥ_Ｎが上昇することは、これに対応している。一方、ＬＰＦのカットオフ周波数ｆ_０は、（１）式に示したようにＲ_Ｆの増加と共に低下する。図６において、スペクトル３４，３８，３６の順にカットオフ周波数が低下することは、これに対応している。

ｆ_０が音声帯域の上限ｆ_ＡＵより高い間、すなわち、
ｒ_Ｐ≡１／（２πｆ_ＡＵＣ_Ｆ） ………（８）
として、
Ｒ_Ｆ＜ｒ_Ｐ ………（９）
である間は、（２）式に示すΔｆは一定の音声帯域幅Ｗ_ＡであるのでＥ_Ｎは、Ｒ_Ｆと共に増加する。これは図５において左側の部分に対応する。また図６では、スペクトル３４，３８がこの場合に相当する。

しかし、Ｒ_Ｆがｒ_Ｐより大きい領域では、ｆ_０＜ｆ_ＡＵとなり、Δｆは音声帯域の下限ｆ_ＡＤからｆ_０までの幅となる。Ｒ_Ｆの増加と共にｆ_０が低下する結果、Δｆも減少し、ｆ_０がｆ_ＡＤを下回るとΔｆは０となる。この間、単位周波数当たりの熱雑音はＲ_Ｆと共に増加するが、Δｆの減少が優勢となるとそれ以降、Ｅ_Ｎは減少に転ずる。これは図５において右側の部分に対応する。また図６では、スペクトル３６がこの場合に相当する。

つまり、Ｅ_ＮはＲ_Ｆの変化に対して図５に示すようにピークを形成し、そのピークは、ｆ_０がｆ_ＡＵに一致するｒ_Ｐの近傍に位置する。Ｒ_Ｆ及びＣ_Ｆからなる従来のＬＰＦは、スペクトル３８に示すように音声帯域を基本的に通過させると共に、上述したようにキャパシタＣ_Ｍに対する高出力インピーダンスを維持する等の観点からＲ_Ｆを大きく設定するため、そのＲ_Ｆは図５においてＥ_Ｎが高まる領域４０に設定されることとなり、出力端子ＯＵＴに得られる音声信号は熱雑音の影響を大きく受け、ＳＮ比が低下し得る。

一方、本発明の他の実施形態として図３に示す回路は、Ｑ_Ｆのオン状態では、Ｒ_Ｆは極めて小さい値ｒ_ＯＮとなり、図５において、ピークから左に外れた領域４２内に属する状態となる。すなわち、ｒ_ＯＮが小さいことにより、このときのＥ_Ｎは小さくなる。また、Ｑ_Ｆのオフ状態ではＲ_Ｆは極めて大きい値ｒ_ＯＦＦとなり、図５において、ピークから右に外れた領域４４内に属する状態となる。すなわち、ｆ_０の低下によるΔｆの減少が優勢な状態となり、Ｅ_Ｎは抑制される。つまり、図３に示す回路がＱ_Ｆのスイッチング動作を行う場合に、Ｑ_Ｆのチャネル抵抗Ｒ_Ｆは基本的に、Ｅ_Ｎが小さいｒ_ＯＮ及びｒ_ＯＦＦのいずれかの状態であり、Ｅ_Ｎが大きくなるそれらの中間の領域の抵抗値の状態とはならない。よって、当該回路は熱雑音の影響を受けにくい。

このことは上述したスイッチトキャパシタ回路２８を用いたＤＣバイアス設定回路２６においても同様である。すなわち、スイッチトキャパシタ回路２８においても、Ｑ_１，Ｑ_２のチャネル抵抗はｒ_ＯＮ又はｒ_ＯＦＦだけに設定され、それらの中間の領域の抵抗値には設定されない。これにより、図３の回路について説明したと同様に、熱雑音の影響が抑制される。

なお、ここではＭＥＭＳマイクを用いたコンデンサマイクロホン装置を例に示したが、本発明は、他の静電容量型センサの容量変化を検出する回路に適用することもできる。その場合、図７に示すＲ_Ｆ及びＣ_Ｆの並列接続からなるＬＰＦにおいて、トランジスタ等のスイッチ素子を用いたスイッチ回路で抵抗素子Ｒ_Ｆが置き換えられる。このとき、当該静電容量型センサの出力信号うちの検出対象とする帯域の上限周波数をｆ_ＡＵとし、またＲ_Ｆ及びＣ_Ｆの並列接続からなる従来のＬＰＦにおいて、カットオフ周波数ｆ_０がｆ_ＡＵとなるときの抵抗値をｒ_ＡＵとすると、本発明のスイッチ回路は、オフ抵抗ｒ_ＯＦＦがｒ_ＡＵより十分大きいスイッチ素子を用いて構成され、これにより熱雑音の低減が図れる。

本発明の実施形態であるコンデンサマイクロホン装置の概略の回路図である。 図１に示す回路におけるオペアンプの帰還経路部分の等価回路図である。 本発明の他の実施形態であるコンデンサマイクロホン装置におけるオペアンプの帰還経路部分の概略の回路図である。 図３に示す回路の等価回路図である。 オペアンプの帰還経路を構成するＬＰＦにて発生する熱雑音のうち音声帯域に含まれる成分Ｅ_Ｎの大きさと帰還抵抗Ｒ_Ｆとの関係を示す模式的なグラフである。 オペアンプの帰還経路を構成するＬＰＦを通過する熱雑音成分Ｅ_Ｎのスペクトルを示す模式図である。 従来のＭＥＭＳマイクを用いたコンデンサマイクロホン装置の回路図である。

符号の説明

２０ バイアス電源部、２２ 出力部、２４ オペアンプ、２６ ＤＣバイアス設定回路、２８ スイッチトキャパシタ回路、３０，３２ 制御回路、Ｃ_Ｍ ＭＥＭＳマイクキャパシタ部、Ｃ_Ｆ 帰還キャパシタ、Ｃ_ＳＣ キャパシタ、Ｒ_１，Ｒ_２ 抵抗、Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_Ｆ ＭＯＳトランジスタ。

Claims (5)

1. 静電容量型センサを構成するキャパシタ部に接続され、当該キャパシタ部の静電容量の変化を電気信号として検出する静電容量変化検出回路であって、
   入力端子に前記キャパシタ部を接続された演算増幅器及び当該演算増幅器の帰還経路に直列に接続された帰還キャパシタを含む増幅回路と、
   前記帰還キャパシタを含む前記帰還経路に並列に設けられ、前記演算増幅器の出力端子と前記入力端子との間を断続し、前記入力端子を前記出力端子の電位に応じた電位に設定するスイッチ回路と、
   を有することを特徴とする静電容量変化検出回路。
2. 請求項１に記載の静電容量変化検出回路において、
   前記スイッチ回路は、前記演算増幅器の出力端子と前記入力端子との間の等価的な抵抗素子として機能するスイッチトキャパシタ回路であること、を特徴とする静電容量変化検出回路。
3. 請求項２に記載の静電容量変化検出回路において、
   前記スイッチトキャパシタ回路は、
   前記出力端子と前記入力端子との間に直列に接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との接続点に接続され、前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子のオン・オフ動作に応じて充放電されるバッファキャパシタと、
   を有することを特徴とする静電容量変化検出回路。
4. 請求項３に記載の静電容量変化検出回路において、
   当該静電容量変化検出回路は前記電気信号として音声信号に応じた信号を検出し、
   前記スイッチトキャパシタ回路と容量Ｃ_Ｆを有する前記帰還キャパシタとは低域通過フィルタを構成し、
   前記両スイッチ素子の少なくとも一方がオフとなることにより前記スイッチトキャパシタ回路が前記出力端子と前記入力端子との間に当該スイッチ素子のオフ抵抗に応じた抵抗ｒ_ＯＦＦを構成する前記オン・オフ動作の各状態にて、前記低域通過フィルタは、１／（２πｒ_ＯＦＦＣ_Ｆ）に応じた値を有するカットオフ周波数が、前記音声信号の帯域の上限より低くなるように構成されること、
   を特徴とする静電容量変化検出回路。
5. 請求項４に記載の静電容量変化検出回路において、
   前記スイッチトキャパシタ回路がスイッチング周波数ｆ_ＳＣの前記オン・オフ動作により等価抵抗ｒ_ＳＣとみなされる状態にて、前記低域通過フィルタは、１／（２πｒ_ＳＣＣ_Ｆ）に応じた値を有するカットオフ周波数が、前記音声信号の帯域の上限より高くなるように構成され、
   前記スイッチング周波数ｆ_ＳＣは、前記音声信号に対し前記スイッチトキャパシタ回路によるエイリアシングを抑制する値に設定されること、
   を特徴とする静電容量変化検出回路。

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