JP2008211325A - Receiver, transmitter, radio transmission/reception system and radio receiving method - Google Patents

Receiver, transmitter, radio transmission/reception system and radio receiving method Download PDF

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the influence of different reception timing offset from a plurality of transmission stations while minimizing scale-up of hardware. <P>SOLUTION: As shown in Fig. 6, in a receiver, orthogonal transformers 1113-1 to 1113-NR execute orthogonal transform for N items of time-series data to be extracted from a received radio signal. Multi-user detectors 1114-1 to 1114-N extract a transmission signal from each of transmitters from the time-series data subjected to the orthogonal transform. Inverse orthogonal transformers 1115-1 to 1115-NT execute inverse orthogonal transform for extracted transmission signals, and rectangular filter circuits 1116-1 to 1116-NT eliminate Mh items of time-series data at the top and Mt items of data at the tail from the transmission signals subjected to the inverse orthogonal transform, and extract the Nw-items of time-series data. Deinterleaver circuits 1119-1 to 1119-U deinterleave the time-series data, and decoders 1120-1 to 1120-U decode the interleaved data and output the data. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、広帯域信号を伝送する受信装置、送信装置、無線送受信システム及び無線受信方法に関する。   The present invention relates to a reception device, a transmission device, a wireless transmission / reception system, and a wireless reception method for transmitting a broadband signal.

従来技術の例として、ガードインターバル（ＧＩ）を用いるシングルキャリア伝送におけるマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple-input multiple-output）について説明する。従来技術としては、シングルキャリア伝送におけるシングルユーザＭＩＭＯがある（例えば、非特許文献１、２参照）。なお、該従来技術は、容易にマルチユーザＭＩＭＯシステムに拡張することが可能である。   As an example of the prior art, multi-user MIMO (Multiple-input multiple-output) in single carrier transmission using a guard interval (GI) will be described. As a conventional technique, there is single user MIMO in single carrier transmission (see, for example, Non-Patent Documents 1 and 2). The prior art can be easily extended to a multi-user MIMO system.

図１２は、従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送における第ｕ番目のシングルキャリア送信機の構成例を示すブロック図である。また、図１３は、従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送におけるシングルキャリア受信機の構成例を示すブロック図である。   FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of the u-th single carrier transmitter in multi-user MIMO transmission using GI in the prior art. FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example of a single carrier receiver in multi-user MIMO transmission using GI in the prior art.

ここで、送信局（端末局：ＭＴ）数は、Ｕであり、第ｕ送信局の信号系列（送信アンテナ）数は、ｎｔ（ｕ）である。また、受信局での総送信信号系列数ＮＴは、次式で表される。   Here, the number of transmitting stations (terminal stations: MT) is U, and the number of signal sequences (transmitting antennas) of the u-th transmitting station is nt (u). Further, the total transmission signal sequence number NT at the receiving station is expressed by the following equation.

Figure 2008211325
Figure 2008211325

また、アクセスポイント（ＡＰ）における受信アンテナ数をＮＲ（ＮＲ≧ＮＴ）、離散フーリエ変換のポイント数をＮとする。ＧＩ長をＮｇとする。   Further, it is assumed that the number of reception antennas at the access point (AP) is NR (NR ≧ NT) and the number of discrete Fourier transform points is N. Let GI length be Ng.

図１２に示すような従来のシングルキャリア伝送の第ｕ送信機において、１００−ｕは誤り訂正符号化部、１０１−ｕはインターリーバ、１０２−ｕはデータ変調部、１０３−ｕは直／並列変換部、１０４−ｕ−１〜１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）はＧＩ挿入部、１０５−ｕ−１〜１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）は波形整形部、１０６−ｕ−１〜１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）はＤ／Ａ変換器、１０７−ｕ−１〜１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）は無線部、１０８−ｕ−１〜１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）は送信アンテナである。   In a conventional single-carrier transmission u-th transmitter as shown in FIG. 12, 100-u is an error correction encoding unit, 101-u is an interleaver, 102-u is a data modulation unit, and 103-u is serial / parallel. 104-u-1 to 104-u-nt (u) is a GI insertion unit, 105-u-1 to 105-u-nt (u) is a waveform shaping unit, and 106-u-1 to 106-u. -Nt (u) is a D / A converter, 107-u-1 to 107-u-nt (u) are radio units, and 108-u-1 to 108-u-nt (u) are transmitting antennas.

図１２に示す第ｕ番目の送信局において、送信データ系列がチャネル符号器１００−ｕで符号化された後、インターリーバ１０１−ｕで送信データをインターリーブし、データ変調部１０２−ｕでＰＳＫ（Phase Shift Keying）もしくはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）による変調が行われて送信シンボル系列が生成される。その後、直／並列変換部１０３−ｕによってシンボル系列をアンテナ本数分ｎｔ（ｕ）のストリームに分割し、ＧＩ挿入部１０４−ｕ−１〜１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）でＮシンボル毎に１つのブロックを形成し、その末尾Ｎｇ個のシンボルをコピーし、ＧＩとして図１４に示すように挿入する。   In the u-th transmitting station shown in FIG. 12, after the transmission data sequence is encoded by the channel encoder 100-u, the transmission data is interleaved by the interleaver 101-u, and the data modulation unit 102-u performs PSK ( A transmission symbol sequence is generated by performing modulation by Phase Shift Keying (QAM) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation). Thereafter, the symbol series is divided into nt (u) streams by the number of antennas by the serial / parallel conversion unit 103-u, and 1 every N symbols by the GI insertion units 104-u-1 to 104-u-nt (u). One block is formed, and the last Ng symbols are copied and inserted as GI as shown in FIG.

次に、波形整形部１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）〜１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）で波形整形し（帯域制限を行うディジタルフィルタリング）、Ｄ／Ａ変換器１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）〜１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）でディジタル／アナログ変換が行われた後、無線部１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）〜１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）を経由してｎｔ（ｕ）本の送信アンテナ１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）〜１０８−ｕ−ｎｔ（ｕ）より送信される。   Next, waveform shaping is performed by waveform shaping sections 105-u-nt (u) to 105-u-nt (u) (digital filtering for band limitation), and D / A converter 106-u-nt (u) to After digital / analog conversion is performed at 106-u-nt (u), nt (u) transmission antennas are transmitted via the radio units 107-u-nt (u) to 107-u-nt (u). 108-u-nt (u) to 108-u-nt (u).

また、図１３に示すような従来のシングルキャリア伝送のＡＰの受信機において、１１０−１〜１１０−ＮＲは受信アンテナ、１１１−１〜１１１−ＮＲは無線部、１１２−１〜１１２−ＮＲはＡ／Ｄ変換器、１１３−１〜１１３−ＮＲはＧＩ除去部、１１４−１〜符号１１４−ＮＲは離散フーリエ変換器、１１５−１〜１１５−Ｎはマルチユーザ検出器、１１６−１〜１１６−ＮＴは逆離散フーリエ変換器、１１７−１〜１１７−Ｕは並／直列変換器、１１８−１〜１１８−Ｕはデータ復調器、１１９−１〜１１９−Ｕはデ・インターリーバ回路、１２０−１〜１２０−Ｕは誤り訂正復号部である。   In the conventional single carrier transmission AP receiver as shown in FIG. 13, 110-1 to 110-NR are receiving antennas, 111-1 to 111-NR are radio units, and 112-1 to 112-NR are A / D converters, 113-1 to 113-NR are GI removal units, 114-1 to 114-NR are discrete Fourier transformers, 115-1 to 115-N are multi-user detectors, 116-1 to 116 -NT is an inverse discrete Fourier transformer, 117-1 to 117-U are parallel / serial converters, 118-1 to 118-U are data demodulators, 119-1 to 119-U are de-interleaver circuits, 120 −1 to 120-U are error correction decoding units.

図１３において、シングルキャリア送信信号は、ＮＲ本の受信アンテナ１１０−１〜１１０−ＮＲより受信され、アンテナ毎に無線部１１１−１〜１１１−ＮＲでベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器１１２−１〜１１２−ＮＲでアナログ／ディジタル変換が行われた後、１１３−１〜１１３−ＮＲでＧＩが除去される。その後、離散フーリエ変換器１１４−１〜１１４−ＮＲで受信信号をＮ個の周波数成分に分解し、周波数成分毎にＮＲ個の受信された信号を入力値としてマルチユーザ検出器１１５−１〜１１５−Ｎで信号分離が行われ、総送信信号ストリーム数ＮＴ個が出力値として得られる。   In FIG. 13, single carrier transmission signals are received from NR reception antennas 110-1 to 110-NR, converted into baseband signals by radio units 111-1 to 111-NR for each antenna, and A / D converted. After analog / digital conversion is performed by the units 112-1 to 112-NR, the GI is removed by the units 113-1 to 113-NR. Thereafter, the received signals are decomposed into N frequency components by the discrete Fourier transformers 114-1 to 114 -NR, and the multi-user detectors 115-1 to 115 -115 are input using the NR received signals for each frequency component as input values. Signal separation is performed at −N, and the total number of transmission signal streams NT is obtained as an output value.

次に、マルチユーザ検出器１１５−１〜１１５−Ｎでマルチユーザ検出を行った後、逆離散フーリエ変換器１１６−１〜１１６−ＮＴを用いて時間信号に変換し、並／直列変換器１１７−１〜１１７−Ｕによって送信局毎の時間系列信号に変換する。最後に、データ復調器１１８−１〜１１８−Ｕ、デ・インターリーバ１１９−１〜１１９−Ｕ及び誤り訂正復号器１２０−１〜１２０−Ｕにより、データ復調、デ・インターリーブ及び誤り訂正復号が行われる。
中島昭範、ガーグディープシカ、安達文幸、“シングルキャリアＭＩＭＯ多重の伝送特性”、信学技報、ＲＣＳ２００４−１０７、ｐｐ．１３−１８、２００４年８月 J. Coon, S. Armour, M. Beach, and J. McGeehan, “Adaptive frequency-domain equalization for single-carrier multiple-input multiple-output wireless transmissions,” IEEE Trans. Signal Processing, vol. 53, pp. 3247-3256, Aug. 2005. Next, after performing multi-user detection with the multi-user detectors 115-1 to 115 -N, it is converted into a time signal using the inverse discrete Fourier transformers 116-1 to 116 -NT, and the parallel / serial converter 117. -1 to 117-U are converted into time series signals for each transmission station. Finally, data demodulation, deinterleaving and error correction decoding are performed by the data demodulators 118-1 to 118-U, the deinterleavers 119-1 to 119-U and the error correction decoders 120-1 to 120-U. Done.
Nakajima Akinori, Garg Deep Deer, Adachi Fumiyuki, “Transmission Characteristics of Single Carrier MIMO Multiplexing”, IEICE Technical Report, RCS 2004-107, pp. 13-18, August 2004 J. Coon, S. Armor, M. Beach, and J. McGeehan, “Adaptive frequency-domain equalization for single-carrier multiple-input multiple-output wireless transmissions,” IEEE Trans. Signal Processing, vol. 53, pp. 3247 -3256, Aug. 2005.

ところで、複数の送信局から信号を送信する場合、信号伝送のタイミングは、各送信局で独立に制御される。このような場合には、受信局では、各送信局から送信された信号の到来タイミングが異なる。   By the way, when transmitting signals from a plurality of transmitting stations, the timing of signal transmission is controlled independently at each transmitting station. In such a case, the arrival timing of the signal transmitted from each transmitting station is different at the receiving station.

従来技術によるシングルキャリア伝送を用いたマルチユーザＭＩＭＯでは、送信信号をＮ個の信号からなるブロックにし、そのブロック毎にＮｇ個のガードインターバル（ＧＩ）を図１４に示すように挿入して送信する。このＧＩの挿入時間Ｔｇが、ユーザ（端末局）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕよりも大きい場合（Ｔｇ≧Ｔｕ）には、受信信号の周波数成分は、他の信号との直交性が保たれているので、信号分離が可能である。   In multi-user MIMO using single carrier transmission according to the prior art, a transmission signal is made into a block composed of N signals, and Ng guard intervals (GI) are inserted and transmitted for each block as shown in FIG. . When this GI insertion time Tg is larger than the maximum timing offset Tu at which a transmission signal between users (terminal stations) arrives (Tg ≧ Tu), the frequency component of the received signal is orthogonal to other signals. Therefore, signal separation is possible.

しかしならが、ＧＩの挿入時間Ｔｇが、ユーザ（端末局）間の送信信号の到来する最大のタイミングオフセットＴｕよりも小さい場合（Ｔｇ＜Ｔｕ）には、他の送信信号との直交性が崩れてしまい、信号をうまく分離できないため、特性が大幅に劣化してしまうという問題がある。したがって、従来技術によるシングルキャリア伝送を用いるマルチユーザＭＩＭＯの場合には、複数の送信局からの信号がＧＩ長を超えるような異なる受信タイミングで受信局に到来した場合に、どのようにして複数ユーザの信号を分離するかが問題となる。   However, when the GI insertion time Tg is smaller than the maximum timing offset Tu at which the transmission signal between users (terminal stations) arrives (Tg <Tu), the orthogonality with other transmission signals is lost. As a result, the signals cannot be separated well, and there is a problem that the characteristics are greatly deteriorated. Therefore, in the case of multi-user MIMO using single carrier transmission according to the prior art, when multiple signals arrive at the receiving station at different reception timings such that the signals from the transmitting station exceed the GI length, The problem is whether to separate the signals.

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、ハードウェア規模の増大を最小限にしながら、複数の送信局からの異なる受信タイミングオフセットの影響を軽減することができる受信装置、送信装置、無線送受信システム及び無線受信方法を提供することにある。   The present invention has been made in view of such circumstances, and its purpose is to reduce the influence of different reception timing offsets from a plurality of transmission stations while minimizing an increase in hardware scale. An object of the present invention is to provide a receiving device, a transmitting device, a wireless transmission / reception system, and a wireless receiving method.

上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を複数のアンテナ素子により受信する受信装置であって、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段とを具備することを特徴とする受信装置である。   In order to solve the above-described problem, the present invention provides a receiving apparatus that receives a single or a plurality of radio signals transmitted from a transmitting apparatus including a single or a plurality of antenna elements by a plurality of antenna elements, and each antenna Orthogonal transformation means for performing orthogonal transformation on N (N> 1) time-series data extracted from radio signals received by the elements, and N (N> 1) signals orthogonally transformed by the orthogonal transformation means From the multi-user detection means for extracting the transmission signal from each transmission device, the inverse orthogonal transform means for performing inverse orthogonal transform on the transmission signal extracted by the multi-user detection means, and the inverse orthogonal transform means Time series data of Mh (Mh ≧ 1) at the front end and Mt (Mt ≧ 1) at the end are removed from the transmission signal subjected to inverse orthogonal transformation, and Nw (Nw = N−Mh−M) are removed. A receiving apparatus characterized by comprising a rectangular filter means for extracting time-series data of).

本発明は、上記の発明において、前記直交変換手段は、各アンテナ素子で受信した無線信号のＡ番目からＮ個の時系列データを抽出した後、前記無線信号の（Ａ＋Ｎｗ）番目からＮ個の時系列データを抽出し、前記矩形フィルタ手段から出力される複数のＮｗ個の時系列データを時系列順に繋げて、前記送信信号とすることを特徴とする。   According to the present invention, in the above invention, the orthogonal transform means extracts the A-th to N time-series data of the radio signal received by each antenna element, and then extracts the (A + Nw) -th to N-th radio data. Time-series data is extracted, and a plurality of Nw pieces of time-series data output from the rectangular filter means are connected in time-series order to form the transmission signal.

本発明は、上記の発明において、自装置の前記アンテナ素子ごとの前記送信装置のアンテナ素子からのインパルス応答に基づいて、前記マルチユーザ検出手段にて各送信装置からの送信信号を抽出する際のパラメータとして用いられるマルチユーザ検出重みを算出するマルチユーザ検出重み演算手段を具備することを特徴とする。   According to the present invention, in the above invention, when the transmission signal from each transmission device is extracted by the multiuser detection unit based on an impulse response from the antenna element of the transmission device for each antenna element of the own device. Multi-user detection weight calculation means for calculating a multi-user detection weight used as a parameter is provided.

本発明は、上記の発明において、干渉が最も大きい送信装置からの無線信号に基づいて、前記Ｎ、前記Ｍｈ、前記Ｍｒ、または、前記Ｎｗのうち、少なくも１つ以上の値を調整する調整手段を更に具備することを特徴とする。   According to the present invention, in the above invention, an adjustment for adjusting at least one value of the N, the Mh, the Mr, or the Nw based on a radio signal from a transmitting apparatus having the largest interference. The apparatus further comprises means.

本発明は、上記の発明において、前記Ｎｗと前記Ｎは、Ｎｗ＝（２ｎ・ｎ・ｌｎ２）／（１+ｎ・ｌｎ２）（但し、Ｎ＝２ｎ）の関係にあることを特徴とする。 The present invention is characterized in that, in the above invention, Nw and N are in a relationship of Nw = (2 n · n · ln 2) / (1 + n · ln 2) (where N = 2 n ). To do.

本発明は、上記の発明において、前記矩形フィルタ手段から出力される時系列データに基づいて、各アンテナ素子で受信した無線信号から干渉成分を除去する逐次干渉除去手段を更に具備し、前記逐次干渉除去手段から出力される信号を復調することを特徴とする。   The present invention according to the above invention further comprises a successive interference removing means for removing an interference component from a radio signal received by each antenna element based on the time-series data output from the rectangular filter means, and the successive interference The signal output from the removing means is demodulated.

本発明は、上記の発明において、前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする。   According to the present invention, in the above invention, a symbol block deinterleaver configured with Nw / 2 in the vertical direction and Nx in the horizontal direction (Nx is an arbitrary positive number) is performed on the output from the rectangular filter. Further comprising symbol deinterleaving means.

また、上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する送信装置であって、直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする送信装置である。   In order to solve the above-described problem, the present invention is a transmission apparatus that includes one or a plurality of antenna elements and transmits one or a plurality of radio signals using the antenna elements, and is a signal after serial / parallel conversion. A transmission apparatus, further comprising symbol interleaving means for performing a symbol block interleaver having Nw / 2 in the vertical direction and Nx in the horizontal direction (Nx is an arbitrary positive number) with respect to the sequence. is there.

また、上述した課題を解決するために、本発明は、単単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記複数の送信装置から送信される無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、前記受信装置は、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段とを具備することを特徴とする無線送受信システムである。   In order to solve the above-described problem, the present invention includes a single or a plurality of antenna elements, a plurality of transmission apparatuses that transmit a single or a plurality of radio signals by the antenna elements, and a plurality of antenna elements. , A wireless transmission / reception system comprising a receiving device that receives wireless signals transmitted from the plurality of transmitting devices, wherein the receiving devices extract N (N> 1) from the wireless signals received by each antenna element. Orthogonal transformation means for performing orthogonal transformation on the time-series data, and multi-user detection means for extracting transmission signals from each transmission apparatus from N (N> 1) signals orthogonally transformed by the orthogonal transformation means And an inverse orthogonal transform unit that performs inverse orthogonal transform on the transmission signal extracted by the multiuser detection unit, and an inverse orthogonal transform performed by the inverse orthogonal transform unit. The time series data of Mh (Mh ≧ 1) at the front end and Mt (Mt ≧ 1) at the end are removed from the received signal, and Nw (Nw = N−Mh−Mt) time series data is removed. A radio transmission / reception system comprising a rectangular filter means for extraction.

また、上述した課題を解決するために、本発明は、単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、前記送信装置は、直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を具備し、前記受信装置は、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段とを具備することを特徴とする無線送受信システムである。   In order to solve the above-described problem, the present invention includes a transmission device that includes a single or a plurality of antenna elements, and transmits a single or a plurality of radio signals by the antenna elements, and a plurality of antenna elements, and the transmission A wireless transmission / reception system including a reception device that receives one or a plurality of wireless signals transmitted from a device, wherein the transmission device has a vertical length of Nw / 2 with respect to a signal sequence after serial / parallel conversion, Symbol interleaving means for performing symbol block interleaving with Nx (Nx is an arbitrary positive number) on the side is provided, and the receiving device extracts N (N > 1) the orthogonal transform means for performing the orthogonal transform on the time-series data, and each of the transmission devices from the N (N> 1) signals orthogonally transformed by the orthogonal transform means. Multi-user detection means for extracting a transmission signal from the signal, inverse orthogonal transform means for performing inverse orthogonal transform on the transmission signal extracted by the multi-user detection means, and inverse orthogonal transform by the inverse orthogonal transform means Time series data of Mh (Mh ≧ 1) at the front end and Mt (Mt ≧ 1) at the end are removed from the transmission signal, and Nw (Nw = N−Mh−Mt) time series data is removed. A rectangular filter means for extracting, a symbol for performing a symbol block deinterleaver composed of Nw / 2 in the vertical direction and Nx in the horizontal direction (Nx is an arbitrary positive number) with respect to the output from the rectangular filter A wireless transmission / reception system comprising de-interleaving means.

また、上述した課題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた受信装置により、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を受信する無線受信方法であって、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換ステップと、前記直交変換ステップにて直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出ステップと、前記マルチユーザ検出ステップにて抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換ステップと、前記逆直交変換ステップにて抽出された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタリングステップとを含むことを特徴とする無線受信方法である。   Further, in order to solve the above-described problem, the present invention receives a single or a plurality of radio signals transmitted from a transmitting device having a single or a plurality of antenna elements by a receiving device having a plurality of antenna elements. A wireless reception method, wherein an orthogonal transformation step for performing orthogonal transformation on N (N> 1) time series data extracted from radio signals received by each antenna element, and orthogonal transformation is performed in the orthogonal transformation step. A multi-user detection step of extracting transmission signals from the respective transmission apparatuses from N (N> 1) signals, and an inverse of performing inverse orthogonal transformation on the transmission signals extracted in the multi-user detection step From the orthogonal transformation step and the transmission signal extracted in the inverse orthogonal transformation step, time series data of Mh pieces (Mh ≧ 1) at the front end portion and Mt pieces (Mt ≧ 1) at the end portion are obtained. Removed by to a radio receiving method which comprises a rectangular filtering step of extracting time-series data of the Nw number (Nw = N-Mh-Mt).

この発明によれば、各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行い、該直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出し、該抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行い、該逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する。したがって、ハードウェア規模の増大を最小限にしながら、複数の送信局からの異なる受信タイミングオフセットの影響を軽減することができるという利点が得られる。   According to the present invention, orthogonal transformation is performed on N (N> 1) time-series data extracted from radio signals received by each antenna element, and the orthogonally transformed N (N> 1) signals. The transmission signal from each transmission device is extracted from the extracted transmission signal, inverse orthogonal transform is performed on the extracted transmission signal, and Mh (Mh ≧ 1) at the front end is obtained from the inverse orthogonal transform transmission signal. Mt pieces (Mt ≧ 1) of time series data at the end part are removed, and Nw pieces (Nw = N−Mh−Mt) of time series data are extracted. Therefore, there is an advantage that the influence of different reception timing offsets from a plurality of transmission stations can be reduced while minimizing an increase in hardware scale.

また、本発明によれば、直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行った後、単数もしくは複数のアンテナ素子から単数もしくは複数の無線信号を送信する。上記インターリーバ及びデ・インターリーバを用いることで、干渉の影響によるバースト誤りをランダム誤りにすることができ、上記システムを用いたときに誤り訂正能力を最大に生かすことができるという利点が得られる。   In addition, according to the present invention, a symbol block interleaver configured with Nw / 2 in the vertical direction and Nx in the horizontal direction (Nx is an arbitrary positive number) is performed on the signal sequence after serial / parallel conversion. Thereafter, one or more radio signals are transmitted from one or more antenna elements. By using the interleaver and de-interleaver, burst errors due to interference can be changed to random errors, and the advantage that the error correction capability can be maximized when using the system is obtained. .

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。   Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

＜本発明の基本原理＞
本発明の基本原理について説明する。
図１は、本発明の実施形態としての無線通信システムの構成を示すブロック図である。図１に示すように、無線通信システムは、複数の送信局（第１送信局、…、第Ｕ送信局）と受信局とを相互に接続するネットワークである。各送信局及び受信局は、単数もしくは複数のアンテナを具備している。 <Basic principle of the present invention>
The basic principle of the present invention will be described.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication system as an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the wireless communication system is a network that connects a plurality of transmitting stations (first transmitting station,..., Uth transmitting station) and receiving stations to each other. Each transmitting station and receiving station is equipped with one or more antennas.

図２は、本発明の基本原理を説明するための受信信号系列の一例を示す概念図である。また、図３は、重複切り出し法用いるマルチユーザ検出の一例を示す概念図である。なお、図２には、ユーザ数を２、各ユーザの送信アンテナ数を１、ユーザ１及び２のパス数（伝搬路数）をそれぞれＬ（１）、Ｌ（２）としたときの受信信号系列を示している。受信側では、図２に示すように、異なる遅延の複数のパスから構成される伝搬路を通って来た全ユーザの信号の重ね合わせの形で受信される。   FIG. 2 is a conceptual diagram showing an example of a received signal sequence for explaining the basic principle of the present invention. FIG. 3 is a conceptual diagram showing an example of multi-user detection using the overlapping cutout method. FIG. 2 shows received signals when the number of users is 2, the number of transmission antennas of each user is 1, and the number of paths (number of propagation paths) of users 1 and 2 is L (1) and L (2), respectively. A series is shown. On the receiving side, as shown in FIG. 2, the signals are received in the form of a superposition of all users' signals that have passed through a propagation path composed of a plurality of paths with different delays.

上記受信信号に対し、図２に示すような範囲でＮ個の信号を入力値として直交変換を行うと、ユーザ１についてはａの部分、ユーザ２についてはｘの部分の信号の周期性は保たれている。一方、ｂ、ｃ、ｙ、ｚは、周期性が保たれていないので、ブロック間干渉（ＩＢＩ）となる。したがって、マルチユーザ検出によって信号分離を行った後のＩＢＩ成分は、Ｎ個の信号からなるブロック区間全体には広がらず、主にブロックの両端近辺の信号にのみ影響を与えている。そこで、図３に示す下部に示すように、ＩＢＩの影響が少ないブロックＡの中央部分のＮｗ信号のみを取り出して復調することで、ＩＢＩの影響を回避している。   When orthogonal transformation is performed on the received signal with N signals as input values within the range shown in FIG. 2, the periodicity of the signal a in user 1 and the signal x in user 2 is maintained. I'm leaning. On the other hand, b, c, y, and z are inter-block interference (IBI) because the periodicity is not maintained. Therefore, the IBI component after signal separation by multiuser detection does not spread over the entire block section composed of N signals, and mainly affects only signals near both ends of the block. Therefore, as shown in the lower part of FIG. 3, the influence of IBI is avoided by taking out and demodulating only the Nw signal at the center of block A where the influence of IBI is small.

上述した操作を図３に示すように直交変換器の入力を重複させながら行うことにより全送信信号系列を復調する。また、上記マルチユーザ検出のための重みは、従来の重みをそのまま用いようとすると、残留ＩＢＩの影響を考慮していないので、干渉をうまく抑圧できなくなるため、特性が大幅に劣化してしまう。そこで、本発明では、以下で説明するように導出されたマルチユーザ重みを用いることによって、優れた特性を得ることを可能としている。   The entire transmission signal sequence is demodulated by performing the above operation while overlapping the inputs of the orthogonal transformer as shown in FIG. In addition, if the conventional weight is used as it is as the weight for the multi-user detection, the influence of the residual IBI is not taken into consideration, so that interference cannot be suppressed well, and the characteristics are greatly deteriorated. Therefore, in the present invention, it is possible to obtain excellent characteristics by using multi-user weights derived as described below.

次に、本発明の基本原理について数式を用いて説明する。なお、以下の説明において、上添え字Tは転置、上添え字Hは複素共役転置、上添え字＊は複素共役、α×βはα行β列の行列、Ｅ［．］はアンサンブル平均を意味する。また、α行α列の単位行列は、次式（２）で表され、α行β列の零行列は、次式（３）で表され、行列（もしくはベクトル）Ａのｐ行ｑ列目の要素は、次式（４）で表される。   Next, the basic principle of the present invention will be described using mathematical expressions. In the following description, the superscript T is a transpose, the superscript H is a complex conjugate transpose, the superscript * is a complex conjugate, α × β is an α × β matrix, E [. ] Means ensemble average. The unit matrix of α rows and α columns is expressed by the following equation (2), the zero matrix of α rows and β columns is expressed by the following equation (3), and the pth and qth columns of the matrix (or vector) A: The element of is represented by the following formula (4).

Figure 2008211325
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Figure 2008211325
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Figure 2008211325
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＜重みの導出＞
まず、受信信号について説明する。
nr番目の受信アンテナで受信された受信信号(時系列)で、m番目の直交変換器へのN×1の入力信号ベクトルｒｎｒ＝［ｒｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋１），．．．，ｒｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋Ｎ）］Ｔは、次式（５）のように表せる。 <Derivation of weight>
First, the received signal will be described.
An N × 1 input signal vector r nr = [r nr ((m−1) Nw + 1),... received signal (time series) received by the nr th receiving antenna. . . , R nr ((m−1) Nw + N)] T can be expressed as the following equation (5).

Figure 2008211325
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ここで、チルダ（〜）Ｈｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）は、ｕ番目の送信局のｉ番目の送信アンテナとｎｒ番目の受信アンテナの間のチャネル応答行列であり、最初の列がｈｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）＝（ｈ０，ｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ），．．．，ｈＬ（ｕ）−１，ｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ），０１×（Ｎ−Ｌ（ｕ）））ＴのN×Nの巡回行列である。チルダ（〜）Ｈｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）は、次式（６）で与えられる。 Here, tilde (˜) H nr, u, i (m) is a channel response matrix between the i th transmitting antenna and the nr th receiving antenna of the u th transmitting station, and the first column is h nr. , U, i (m) = (h 0, nr, u, i (m),..., H L (u) -1, nr, u, i (m), 0 1 × (N−L ( u))) ) An N × N circulant matrix of T. The tilde (˜) H nr, u, i (m) is given by the following equation (6).

Figure 2008211325
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なお、Ｌ（ｕ）は、ｕ番目のＭＴとＡＰ間のチャンネルインパルス応答数である。   Note that L (u) is the number of channel impulse responses between the u-th MT and the AP.

また、ベクトルＳｕ，ｉ（ｍ）は、ｕ番目のＭＴのｉ番目の送信アンテナから送信されたＮ×１の所望送信信号の時系列ベクトル、ベクトルｎｎｒ（ｍ）は、ｎｒ番目の受信アンテナにおけるＮ×１の雑音の時系列ベクトルであり、それぞれ次式（７）、（８）で与えられる。 The vector S u, i (m) is a time-series vector of an N × 1 desired transmission signal transmitted from the i-th transmission antenna of the u-th MT, and the vector n nr (m) is the nr-th reception. This is a time series vector of N × 1 noise in the antenna, and is given by the following equations (7) and (8), respectively.

Figure 2008211325
Figure 2008211325

Figure 2008211325
Figure 2008211325

但し、次式（９）、（１０）の通りである。   However, it is as following Formula (9) and (10).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

Figure 2008211325
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なお、Ｎｄ（ｕ）（＝Ｎ−Ｌ（ｕ）＋１）は、第ｕ送信局の第ｉアンテナにおけるブロック内で周期性が崩れていない信号数、２σ２ ｎｒは、第ｎｒ番目の受信アンテナにおける雑音の分散を表す。また、τ（ｕ）は、ｕ番目のＭＴとＡＰの間の遅延時間である。 Nd (u) (= N−L (u) +1) is the number of signals whose periodicity is not broken in the block of the i-th antenna of the u-th transmitting station, and 2σ 2 nr is the nr-th receiving antenna. Represents the variance of the noise at. Also, τ (u) is a delay time between the u-th MT and the AP.

また、Ｘｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）及びｕｕ，ｉ（ｍ）は、それぞれ直前の信号からのＩＢＩのＮ×（Ｌ（ｕ）−１）のチャネル行列及び（Ｌ（ｕ）−１）×１の信号成分ベクトルである。また、Ｙｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）及びｖｕ，ｉ（ｍ）は、それぞれ直後の信号からのＩＢＩのＮ×（Ｌ（ｕ）−１）のチャネル行列及び（Ｌ（ｕ）−１）×１の信号成分ベクトルであり、それぞれ次式（１１）、(１２)、(１３)、(１４)で与えられる。 Also, X nr, u, i (m) and u u, i (m) are respectively NBI (N × (L (u) −1) channel matrix and (L (u) −1) from the previous signal. ) × 1 signal component vector. Also, Y nr, u, i (m) and v u, i (m) are the IBI N × (L (u) −1) channel matrix and (L (u) −1) respectively from the immediately following signal. ) × 1 signal component vectors, which are given by the following equations (11), (12), (13), and (14), respectively.

Figure 2008211325
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Figure 2008211325
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Figure 2008211325
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Figure 2008211325
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受信機では、始めにＮポイントの直交変換を適用し、受信信号をＮ個の成分に分解する。ＮＲ×１の受信信号の第ｋ直交成分ベクトルｒ（ｍ，ｋ）は、次式（１５）のように与えられる。   In the receiver, N-point orthogonal transform is first applied to decompose the received signal into N components. The k-th orthogonal component vector r (m, k) of the received signal of NR × 1 is given by the following equation (15).

Figure 2008211325
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ここで、Ｈ（ｍ，ｋ）、ｓ（ｍ，ｋ）、ｃ（ｍ，ｋ）及びｎ（ｍ，ｋ）は、それぞれ、第ｋ周波数点におけるＮＲ×ＮＴのチャネル伝達関数行列、ＮＴ×１の送信信号ベクトル、ＮＲ×１のＩＢＩ成分ベクトル、及びＮＲ×１の雑音ベクトルである。それぞれの行列もしくはベクトルの成分は、次式（１６）で与えられる．   Here, H (m, k), s (m, k), c (m, k), and n (m, k) are respectively an NR × NT channel transfer function matrix at the k-th frequency point, NT × 1 transmission signal vector, NR × 1 IBI component vector, and NR × 1 noise vector. Each matrix or vector component is given by the following equation (16).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

但し、ｉ’は、次式（１７）で表され、ｕ番目のＭＴのｉ番目のアンテナのインデックスを表す。例えば、ＭＴ数が３、１番目のＭＴのアンテナ数が２、２番目のＭＴのアンテナ数が１、３番目のＭＴのアンテナ数が３の場合の例を図４に示す。   However, i 'is expressed by the following equation (17) and represents the index of the i-th antenna of the u-th MT. For example, FIG. 4 shows an example in which the number of MTs is 3, the number of first MT antennas is 2, the number of second MT antennas is 1, and the number of third MT antennas is 3.

Figure 2008211325
Figure 2008211325

また、ベクトルｆ（ｋ）は、１×Ｎの直交変換ベクトルであり、次式（１８）で与えられる。   The vector f (k) is a 1 × N orthogonal transformation vector and is given by the following equation (18).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

受信信号の直交成分に対して、各直交成分でマルチユーザ検出を次式（１９）で示すように行う。   Multi-user detection is performed on each orthogonal component of the received signal as indicated by the following equation (19).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

本発明では、一例として、チャネルインパルス応答が与えられたとき、マルチユーザ検出後の受信信号の直交成分ベクトルｂ（ｍ、ｋ）と送信信号の直交成分ベクトルｓ（ｍ，ｋ）との誤差を最小とする、つまり、最小二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範に基づく重みを用いている。Ｗ（ｍ，ｋ）は、第ｋ直交成分における、ＭＭＳＥ規範に基づく重みであり、次式（２０）で与えられる。   In the present invention, as an example, when a channel impulse response is given, an error between the orthogonal component vector b (m, k) of the received signal after multiuser detection and the orthogonal component vector s (m, k) of the transmission signal is calculated. The weight based on the minimum mean square error (MMSE) criterion is used. W (m, k) is a weight based on the MMSE criterion in the k-th orthogonal component, and is given by the following equation (20).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

ここで、‖Ａ‖２は、行列Ａのノルムの２乗を表す。
次に、ベクトルＷ（ｍ，ｋ）は、Ｗｉｅｎｅｒ解（参考文献：菊間、アレーアンテナによる適応信号処理、１９９８．）として、次式（２１）のように求めることができる。 Here, ‖A‖ 2 represents the square of the norm of the matrix A.
Next, the vector W (m, k) can be obtained as the following equation (21) as a Wiener solution (reference document: adaptive signal processing by array antenna, 1998.).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

ここで、Ｒ（ｍ，ｋ）は、受信信号ベクトルｒ（ｍ，ｋ）の自己相関行列であり、Ｑ（ｍ，ｋ）は、受信信号ベクトルｒ（ｍ，ｋ）と所望信号ベクトルｓ（ｍ，ｋ）との相互相関行列を表し、次式（２２）で表される。   Here, R (m, k) is the autocorrelation matrix of the received signal vector r (m, k), and Q (m, k) is the received signal vector r (m, k) and the desired signal vector s ( m, k), and is expressed by the following equation (22).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

また、自己相関行列Ｒ（ｍ，ｋ）は、次式（２３）のようになる。   The autocorrelation matrix R (m, k) is as shown in the following equation (23).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

ここで、行列Ｐは、次式（２４）で与えられる。   Here, the matrix P is given by the following equation (24).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

また、第２項のチルダ（〜）Ｃ（ｍ，ｋ）の（ｐ，ｑ）要素［チルダ（〜）Ｃ（ｍ，ｋ）］ｐ，ｑは、次式（２５）のようになる。 The (p, q) element [tilde (˜) C (m, k)] p, q of the second term tilde (˜) C (m, k) is expressed by the following equation (25).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

相互相関行列Ｑ（ｍ，ｋ）は、次式（２６）のようになる．   The cross-correlation matrix Q (m, k) is as shown in the following equation (26).

Figure 2008211325
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ゆえに，チャネル行列Ｈ（ｍ，ｋ）が与えられたとき、求めるマルチユーザ検出のＭＭＳＥ重みＷ（ｍ，ｋ）は、次式（２７）のようになる。   Therefore, when a channel matrix H (m, k) is given, the MMSE weight W (m, k) for multi-user detection to be obtained is given by the following equation (27).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

また、受信局で、雑音電力の推定が不要な重みは、次式（２８）のようになる．   The weight that does not require estimation of noise power at the receiving station is expressed by the following equation (28).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

＜実施形態の構成＞
次に、本発明の実施形態について説明する。
図５は、本実施形態による、第ｕ送信局における送信系の構成を示すブロック図である。図５において、１１００−ｕは第ｕ送信局における誤り訂正符号化器、１１０１−ｕは第ｕ送信局におけるインターリーバ回路、１１０２−ｕは第ｕ送信局における変調器、１１０３−ｕは第ｕ送信局における直／並列変換器、１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局における波形整形回路、１１０５−ｕ−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局におけるＤ／Ａ変換器、１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局における無線部、１１０７−ｕ−１〜１１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）は第ｕ送信局における送信アンテナである。 <Configuration of Embodiment>
Next, an embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a transmission system in the u-th transmission station according to the present embodiment. In FIG. 5, 1100-u is an error correction encoder at the u-th transmission station, 1101-u is an interleaver circuit at the u-th transmission station, 1102-u is a modulator at the u-th transmission station, and 1103-u is the u-th. A serial / parallel converter in the transmitting station, 1104-u-1 to 1104-u-nt (u) are waveform shaping circuits in the u-th transmitting station, and 1105-u-1 to 1105-u-nt (u) are u-th. D / A converter in transmitting station, 1106-u-1 to 1106-u-nt (u) are radio units in u-th transmitting station, 1107-u-1 to 1107-u-nt (u) are u-th transmitting A transmitting antenna in a station.

また、図６は、本実施形態による、受信系の構成を示すブロック図である。図６において、１１０９−１〜１１０９−ＮＲは受信アンテナ、１１１０−１〜１１１０−ＮＲは無線部、１１１１−１〜１１１１−ＮＲはＡ／Ｄ変換器、１１１２−１〜１１１２−ＮＲはメモリ、１１１３−１〜１１１３−ＮＲは直交変換器、１１１４−１〜１１１４−Ｎはマルチユーザ検出器、１１１５−１〜１１１５−ＮＴは逆直交変換器、１１１６−１〜１１１６−ＮＴは矩形フィルタ回路、１１１７−１〜１１１７−Ｕは並／直列変換器、１１１８−１〜１１１８−Ｕは復調器、１１１９−１〜１１１９−Ｕはデ・インターリーバ回路、１１２０−１〜１１２０−Ｕは復号器である。そして、１１２１はマルチユーザ検出重み演算器である。なお、受信側での信号に対する帯域制限フィルタリングは、無線部１１１０−１〜１１１０−ＮＲからマルチユーザ検出器１１１４−１〜１１１４−Ｎの間のいずれかで施すことが可能である。   FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the receiving system according to this embodiment. In FIG. 6, 1109-1 to 1109 -NR are receiving antennas, 1110-1 to 1110 -NR are radio units, 1111-1 to 1111 -NR are A / D converters, 1112-1 to 1112 -NR are memories, 1113-1 to 1113-NR are orthogonal transformers, 1114-1 to 1114-N are multi-user detectors, 1115-1 to 1115-NT are inverse orthogonal transformers, 1116-1 to 1116-NT are rectangular filter circuits, 1117-1 to 1117 -U are parallel / serial converters, 1118-1 to 1118 -U are demodulators, 1119-1 to 1119 -U are deinterleaver circuits, and 1120-1 to 1120 -U are decoders. is there. Reference numeral 1121 denotes a multiuser detection weight calculator. Band limiting filtering on the signal on the receiving side can be performed anywhere between the radio units 1110-1 to 1110 -NR and the multiuser detectors 1114-1 to 1114 -N.

また、以下の説明では、オーバーサンプリングを仮定していないが、従来技術のように、Ａ／Ｄ変換器１１１１−１〜１１１１−ＮＲでオーバーサンプリングを行うことも可能である。この場合、Ａ／Ｄ変換器１１１１−１〜１１１１−ＮＲから矩形フィルタ回路１１１６−１〜１１１６−ＮＴの間のいずれかでダウンサンプリングを行う。ダウンサンプリングをメモリ１１１２−１〜１１１２−ＮＲから直交変換器１１１３−１〜１１１３−ＮＲまでの間のいずれかで行った場合には、受信側の信号処理の演算規模を小さくすることが可能である。また、ダウンサンプリングをマルチユーザ検出器１１１４−１〜１１１４−Ｎから矩形フィルタ回路１１１６−１〜１１１６−ＮＴまでのいずれかで行った場合には、希望信号電力を大きくすることもできる。   In the following description, oversampling is not assumed, but it is also possible to perform oversampling with the A / D converters 1111-1 to 1111-NR as in the prior art. In this case, downsampling is performed in any one of the A / D converters 1111-1 to 1111-NR and the rectangular filter circuits 1116-1 to 1116-NT. When downsampling is performed anywhere between the memories 1112-1 to 1112-NR and the orthogonal transformers 113-1 to 1113-NR, it is possible to reduce the computation scale of signal processing on the reception side. is there. In addition, when downsampling is performed by any of the multi-user detectors 1114-1 to 1114 -N to the rectangular filter circuits 1116-1 to 1116 -NT, the desired signal power can be increased.

また、受信局では、通常用いられている方法により、各送信局の到来タイミングを推定する。例えば、各送信局の送信信号内に予め定められたタイミング検出用トレーニング信号を挿入し、受信局では、受信信号とトレーニング信号との相関をとることによって、各送信局の到来タイミングを推定することができる。   In addition, the receiving station estimates the arrival timing of each transmitting station by a commonly used method. For example, a predetermined timing detection training signal is inserted into the transmission signal of each transmitting station, and the receiving station estimates the arrival timing of each transmitting station by correlating the received signal and the training signal. Can do.

また、各送信局には、予め異なるタイミング検出用トレーニング信号を割り当てることも可能である。その他、各送信局において、予め定められた複数のタイミング検出用トレーニング信号のうち、ランダムに１つを選択して送信することも可能である。   It is also possible to assign different timing detection training signals to each transmitting station in advance. In addition, at each transmitting station, it is possible to select and transmit one of a plurality of predetermined timing detection training signals at random.

また、受信局では、受信信号レベルの最も高いアンテナで受信した信号に対してのみ、タイミング検出用トレーニング信号との相関をとる方法、各アンテナで受信された信号毎にタイミング検出用トレーニング信号との相関をとり、それらを合成する方法などがある。このようにすることで、送信タイミングを検出することが可能である。この送信タイミング検出は、フレーム毎に行う方法、通信開始前に行う方法、前フレームで推定したタイミングを用いる方法などがある。以下では、信号送信を行う通信フレームの前に、各送信局からの受信タイミングを推定できているものとし、通信フレームでの動作について詳述する。   In addition, in the receiving station, only the signal received by the antenna having the highest received signal level is correlated with the timing detection training signal, and the timing detection training signal is received for each signal received by each antenna. There is a method of correlating and synthesizing them. By doing so, it is possible to detect the transmission timing. This transmission timing detection includes a method that is performed for each frame, a method that is performed before the start of communication, and a method that uses the timing estimated in the previous frame. In the following, it is assumed that the reception timing from each transmitting station has been estimated before the communication frame for signal transmission, and the operation in the communication frame will be described in detail.

まず、送信側の説明をする。ここでは、第ｕ送信局の信号処理について説明する。第ｕ送信局で送信されるバイナリデータ系列を入力信号として、誤り訂正符号化器１１００−ｕに供給される。誤り訂正符号化器１１００−ｕでは、符号化されたバイナリデータ系列を出力する。インターリーバ回路１１０１−ｕでは、該誤り訂正符号化器１１００−ｕの出力を入力し、インターリーブされたデータ系列を出力する。その後、変調器１１０２−ｕは、インターリーブされたデータ系列を変調し、該変調されたシンボル系列を、直／並列変換器１１０３−ｕに供給する。直／並列変換器１１０３−ｕでは、ｎｔ（ｕ）個の系列に変換して出力する。   First, the transmission side will be described. Here, the signal processing of the u-th transmitting station will be described. The binary data series transmitted from the u-th transmitting station is supplied as an input signal to the error correction encoder 1100-u. The error correction encoder 1100-u outputs an encoded binary data sequence. The interleaver circuit 1101-u receives the output of the error correction encoder 1100-u and outputs an interleaved data sequence. Thereafter, the modulator 1102-u modulates the interleaved data sequence, and supplies the modulated symbol sequence to the serial / parallel converter 1103-u. The serial / parallel converter 1103-u converts to nt (u) sequences and outputs.

上記ｎｔ（ｕ）個の系列からなる出力信号は、波形整形回路１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）に供給される。該波形整形回路１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）では、系列毎に帯域制限された信号系列を出力する。該波形整形回路１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ）の出力信号は、Ｄ／Ａ変換器１１０５−ｕ−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）に入力される。Ｄ／Ａ変換器１１０５−ｕ−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ）では、ディジタル／アナログ変換が行われ、アナログ信号として、無線部１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）に供給される。無線部１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ）では、ＲＦ信号として出力され、送信アンテナ１１０７−ｕ−１〜１１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ）から送信される。以上の信号処理は、全送信局で同様に行われる。   The nt (u) series of output signals are supplied to the waveform shaping circuits 1104-u-1 to 1104-u-nt (u). The waveform shaping circuits 1104-u-1 to 1104-u-nt (u) output a band-limited signal sequence for each sequence. The output signals of the waveform shaping circuits 1104-u-1 to 1104-u-nt (u) are input to D / A converters 1105-u-1 to 1105-u-nt (u). In the D / A converters 1105-u-1 to 1105-u-nt (u), digital / analog conversion is performed, and the radio units 1106-u-1 to 1106-u-nt (u) are converted into analog signals. Supplied. Radio sections 1106-u-1 to 1106-u-nt (u) are output as RF signals and transmitted from transmission antennas 1107-u-1 to 1107-u-nt (u). The above signal processing is performed in the same manner at all transmitting stations.

続いて、受信側の信号処理について説明する。受信アンテナ１１０９−１〜１１０９−ＮＲで受信された信号は、その信号系列を入力信号とし、受信アンテナ毎に無線部１１１０−１〜１１１０−ＮＲに供給される。無線部１１１０−１〜１１１０−ＮＲでは、周波数変換が行われ、ベースバンド信号が出力される。該ベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１１１１−１〜１１１１−ＮＲに入力される。Ａ／Ｄ変換器１１１１−１〜１１１１−ＮＲでは、アナログ／ディジタル変換が行われ、得られたディジタル信号は、メモリ１１１２−１〜１１１２−ＮＲに記憶される。   Next, signal processing on the receiving side will be described. The signals received by the receiving antennas 1109-1 to 1109-NR are supplied to the radio units 1110-1 to 1110-NR for each receiving antenna using the signal series as an input signal. The radio units 1110-1 to 1110 -NR perform frequency conversion and output baseband signals. The baseband signal is input to A / D converters 1111-1 to 1111-NR. The A / D converters 1111-1 to 1111-NR perform analog / digital conversion, and the obtained digital signals are stored in the memories 1112-1 to 1112-NR.

その後、メモリ１１１２−１〜１１１２−ＮＲに記憶された信号系列は、図３に示すように、Ｎｗ個ずつ先頭位置をシフトさせながら、Ｎ個ずつ読み出され、直交変換器１１１３−１〜１１１３−ＮＲに供給される。第ｎｒ番目（ｎｒ＝１〜ＮＲ）の直交変換器１１１３−ｎｒにおいて、第ｍ番目（ｍは、ブロック番号）の直交変換器１１１３−ｍへの入力信号（時系列）をｒｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋１）〜ｒｎｒ（（ｍ−１）Ｎｗ＋Ｎ）としたとき、出力値（直交成分）は、予め設定されたＮ個の長さＮの直交信号ｅ（ｋ，ｎ）を用いて、次式（２９）のように表される．   Thereafter, as shown in FIG. 3, the signal series stored in the memories 1112-1 to 1112-NR are read out N by Nw while shifting the head position by Nw, and the orthogonal transformers 1113-1 through 1113 are read out. -Supplied to NR. In the nr-th (nr = 1 to NR) orthogonal transformer 1113-nr, an input signal (time series) to the m-th (m is a block number) orthogonal transformer 1113-m is converted to rnr ((m− 1) When Nw + 1) to rnr ((m−1) Nw + N), the output value (orthogonal component) is the following using N orthogonal signals e (k, n) of length N set in advance. It is expressed as equation (29).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

このようにして得られたＮ個の信号の直交成分は、それぞれ、成分毎にＮＲ個の信号を入力信号として、マルチユーザ検出重み演算器１１２１の出力値であるマルチユーザ検出重みとともに、マルチユーザ検出器１１１４−１〜１１１４−Ｎに入力される。マルチユーザ検出器１１１４−１〜１１１４−Ｎでは、次式（３０）で表すように、それぞれＮＴ個ずつの出力信号ｂ（ｍ，ｋ）を出力する。   The orthogonal components of the N signals obtained in this way are NR signals for each component as input signals and multiuser detection weights that are output values of the multiuser detection weight calculator 1121 together with multiuser detection weights. Input to detectors 1114-1 to 1114 -N. The multi-user detectors 1114-1 to 1114 -N output NT output signals b (m, k), respectively, as represented by the following equation (30).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

ここで、ｒ（ｍ，ｋ）は受信信号ベクトル、Ｗ（ｍ，ｋ）はマルチユーザ検出重みであり、それぞれ次式（３１）、（３２）で表される．   Here, r (m, k) is a received signal vector, and W (m, k) is a multiuser detection weight, which are represented by the following equations (31) and (32), respectively.

Figure 2008211325
Figure 2008211325

Figure 2008211325
Figure 2008211325

ここで、ハット（＾）Ｈ（ｍ，ｋ）は、ＮＲ×ＮＴの推定したチャネル行列を表し、ハット（＾）Ｃ（ｍ，ｋ）は、ＮＲ×ＮＲの推定した干渉成分の寄与を表す行列である。また、２σ２ ｎｒは、第ｎｒ番目の受信アンテナにおける雑音の分散の推定値を表す。また、重み１は、平均二乗誤差最小（ＭＭＳＥ）基準で導出された解であり、重み２は、重み１で雑音の分散（電力）推定を不要とした重みである。また、Ｗ（ｍ，ｋ）は、チャネルの時変動がほとんどないとき、Ｗ（ｎ，ｋ）、（ｍ≠ｎ）としてｎ番目のブロックのマルチユーザ検出に用いることもできる。なお、マルチユーザ検出重み演算器１１２１の詳細については後述する。 Here, hat (^) H (m, k) represents the channel matrix estimated by NR × NT, and hat (^) C (m, k) represents the contribution of the estimated interference component of NR × NR. It is a matrix. 2σ 2 nr represents an estimated value of noise variance in the nr-th receiving antenna. The weight 1 is a solution derived on the basis of the mean square error minimum (MMSE) standard, and the weight 2 is a weight 1 that does not require noise variance (power) estimation. W (m, k) can also be used for multi-user detection of the nth block as W (n, k), (m ≠ n) when there is almost no channel time variation. Details of the multiuser detection weight calculator 1121 will be described later.

次に、直交成分毎にＮＴ個の出力信号が得られた後、ＮＴ個の逆直交変換器１１１５−１〜１１１５−ＮＴは、入力される送信系列毎に直交成分Ｎ個を逆直交変換し、ＮＴ個の時間信号系列を出力信号として出力する。矩形フィルタ回路１１１６−１〜１１１６−ＮＴは、上記ＮＴ個の信号系列を入力し、図５のように、Ｎ個の信号から、ブロック間干渉の影響が大きい前半部Ｍｈ個と後半部Ｍｔ個との信号を除去し、干渉の影響が小さい中心の残りである、Ｎｗ（＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号のみを抽出し、出力信号として出力する。並／直列変換器１１１７−１〜１１１７−Ｕは、その出力信号を並／直列変換し、送信局毎（Ｕ個）の信号系列を出力信号として出力する。   Next, after NT output signals are obtained for each orthogonal component, NT inverse orthogonal transformers 1115-1 to 1115-NT inversely orthogonally transform N orthogonal components for each input transmission sequence. , NT time signal sequences are output as output signals. The rectangular filter circuits 1116-1 to 1116 -NT receive the NT signal series, and, as shown in FIG. 5, from the N signals, the first half Mh and the second half Mt having a large influence of inter-block interference. Are extracted, and only Nw (= N−Mh−Mt) signals, which are the remainder of the center where the influence of interference is small, are extracted and output as output signals. The parallel / serial converters 1117-1 to 1117 -U perform parallel / serial conversion on the output signals, and output a signal sequence for each transmitting station (U) as an output signal.

最後に、復調器１１１８−１〜１１１８−Ｕは、上記Ｕ個の系列に変換された信号系列を復調し、復調された信号系列を出力する。デ・インターリーバ回路１１１９−１〜１１１９−Ｕは、上記復調された信号系列をデ・インターリーブし、その結果を復号器１１２０−１〜１１２０−Ｕに供給する。復号器１１１９−１〜１１１９−Ｕは、上記デ・インターリーブされた結果を復号し、復号結果として出力する。   Finally, the demodulators 1118-1 to 1118 -U demodulate the signal sequence converted into the U sequences, and output the demodulated signal sequence. The de-interleaver circuits 1119-1 to 1119 -U de-interleave the demodulated signal sequence and supply the results to the decoders 1120-1 to 1120 -U. Decoders 1119-1 to 1119 -U decode the deinterleaved result and output it as a decoded result.

このような構成を適用することで、広帯域信号を伝送する場合においても、指向性制御を直交信号成分毎に行うことによって、任意の送信局間のタイミングオフセットで信号を送信局毎に分離することが可能となる。なお、上記処理は、ガードインターバル（ＧＩ）がある場合にも適用可能である。また、シングルユーザＭＩＭＯ（Ｕ＝１）の場合にも適用可能である。   By applying such a configuration, even when transmitting a wideband signal, by performing directivity control for each orthogonal signal component, the signal can be separated for each transmission station with a timing offset between arbitrary transmission stations. Is possible. The above processing can also be applied when there is a guard interval (GI). The present invention is also applicable to single user MIMO (U = 1).

次に、図７は、マルチユーザ検出重み演算器１１２１の構成例を示すブロック図である。図７において、１４０１−１−１−１〜１４０１−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）はチャネルインパルス応答推定部、１４０２−１−１−１〜１４０２−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）はチャネル伝達関数推定部、１４０３−１−１−１〜１４０３−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）はＩＢＩ寄与行列推定部、１４０４−１〜１４０４−ＮＲは雑音電力推定部、１４０５はマルチユーザ検出重み計算部である。   Next, FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the multiuser detection weight calculator 1121. In FIG. 7, reference numerals 1401-1-1-1 to 1401-NR-U-nt (U) denote channel impulse response estimation units, and 1402-1-1-1 to 1402-NR-U-nt (U) denote channel transmission. Function estimation unit, 1403-1-1-1 to 1403-NR-U-nt (U) is an IBI contribution matrix estimation unit, 1404-1 to 1404-NR are noise power estimation units, and 1405 is a multiuser detection weight calculation unit It is.

チャネルインパルス応答推定部１４０１−１−１−１〜１４０１−ＮＲ−Ｕ−ｎ（Ｕ）中の１４０１−ｎｒ−ｕ−ｉでは、パイロット受信信号を入力信号として、次式（３３）のような、第ｕ送信局の第ｉアンテナから送信され、受信局の第ｎｒ番目の受信アンテナで受信されたときの伝搬路のインパルス応答の推定値を出力値として出力する。   In 1401-nr-ui in channel impulse response estimators 1401-1-1-1 to 1401-NR-U-n (U), a pilot reception signal is used as an input signal as shown in the following equation (33): The estimated value of the impulse response of the propagation path when it is transmitted from the i-th antenna of the u-th transmitting station and received by the nr-th receiving antenna of the receiving station is output as an output value.

Figure 2008211325
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伝達関数の推定は、受信信号とパイロット信号とのスライディング相関を演算することによって推定することができる。また、受信信号とパイロット信号とから最尤推定によって伝達関数を推定することも可能である。   The transfer function can be estimated by calculating a sliding correlation between the received signal and the pilot signal. It is also possible to estimate the transfer function from the received signal and the pilot signal by maximum likelihood estimation.

また、チャネルのインパルス応答と波形整形フィルタとの畳み込みの結果を推定することで、受信側での帯域制限フィルタの乗算をマルチユーザ検出と同時に行うことも可能である。   In addition, by estimating the result of convolution of the channel impulse response and the waveform shaping filter, it is possible to simultaneously perform multiplication of the band limiting filter on the reception side at the same time as multiuser detection.

その後、チャネルインパルス応答推定部１４０１−１−１−１〜１４０１−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）でそれぞれ推定したチャネルインパルス応答値を入力値として、チャネル伝達関数推定部１４０２−１−１−１〜１４０２−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）では、チャネル伝達関数（もしくは直交変換後の各成分）の推定値を計算し、ＩＢＩ寄与行列推定部１４０３−１−１−１〜１４０３−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）では、ＩＢＩ成分におけるチャネルの推定値の直交変換後の各成分を計算し、それぞれを出力する。チャネル伝達関数の推定値の第ｋ成分ハット（＾）Ｈｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ，ｋ）及びＩＢＩ成分におけるチャネルの推定値の直交変換後の第ｋ成分ハット（＾）Ｃｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ，ｋ）は、それぞれ、次式（３４）、次式（３５）のように表される。 Thereafter, channel impulse response estimation units 1402-1-1-1 to 1401-NR-U-nt (U) are used as channel impulse response values estimated by channel impulse response estimation units 1402-1-1-1. ˜1402-NR-U-nt (U) calculates an estimated value of the channel transfer function (or each component after orthogonal transformation), and obtains an IBI contribution matrix estimation unit 1403-1-1-1 to 1403-NR-U. In −nt (U), each component after orthogonal transformation of the estimated value of the channel in the IBI component is calculated and output. K-th component hat (^) H nr, u, i (m, k) of the channel transfer function estimate and k-th component hat (^) C nr, u, after orthogonal transformation of the channel estimate in the IBI component i (m, k) is expressed by the following equations (34) and (35), respectively.

Figure 2008211325
Figure 2008211325

Figure 2008211325
Figure 2008211325

ここで、ハット（＾）Ｘｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）は、次式（３６）で表され、ハット（＾）Ｙｎｒ，ｕ，ｉ（ｍ）は、次式（３７）で表される。 Here, the hat (^) X nr, u, i (m) is represented by the following expression (36), and the hat (^) Y nr, u, i (m) is represented by the following expression (37). The

Figure 2008211325
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Figure 2008211325
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一方、雑音電力推定部１４０４−１〜１４０４−ＮＲでは、パイロット受信信号を入力信号とし、各受信アンテナにおける雑音電力を推定し、その推定値を出力する。雑音電力の推定は、例えば、受信信号電力と、推定した伝達関数の電力の和との差から求めることもできる。この場合、伝達関数を推定することができなかった遅延成分の電力は、雑音電力に加算されることになる。また、その他、各受信アンテナで信号が受信されていない時間区間を検出し、その区間において測定した受信電力から雑音電力を測定することも可能である。   On the other hand, noise power estimation sections 1404-1 to 1404-NR use the pilot reception signal as an input signal, estimate the noise power at each reception antenna, and output the estimated value. The noise power can be estimated from, for example, the difference between the received signal power and the sum of the estimated transfer function powers. In this case, the power of the delay component for which the transfer function could not be estimated is added to the noise power. In addition, it is possible to detect a time interval in which no signal is received by each receiving antenna and measure noise power from the received power measured in that interval.

マルチユーザ検出重み計算部１４０５は、上述した、チャネル伝達関数推定部１４０２−１−１−１〜１４０２−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）から出力されたチャネル伝達関数（もしくは直交変換後の各成分）の推定値、及びＩＢＩ寄与行列推定部１４０３−１−１−１〜１４０３−ＮＲ−Ｕ−ｎｔ（Ｕ）から出力されたＩＢＩの各直交成分の推定値ハット（＾）Ｃ（ｍ，ｋ）、雑音電力推定部１４０４−１〜１４０４−ＮＲから出力された雑音電力の推定値２ハット（＾）σ２ ｎｒ（ｎｒ＝１〜ＮＲ）を入力値として、マルチユーザ検出重みを計算し、その計算結果を出力する。 The multiuser detection weight calculator 1405 outputs the channel transfer function (or each component after orthogonal transformation) output from the above-described channel transfer function estimators 1402-1-1-1 to 1402-NR-U-nt (U). ) And the estimated value hat (^) C (m, k) of each orthogonal component of IBI output from the IBI contribution matrix estimation units 1403-1-1-1 to 1403-NR-U-nt (U) ), The estimated noise power 2 hat (^) σ 2 nr (nr = 1 to NR) output from the noise power estimation units 1404-1 to 1404-NR is calculated as an input value, and multi-user detection weights are calculated. The calculation result is output.

ここで、上記マルチユーザ検出重み計算部１４０５では、送信側でパイロット信号を送信し、それを基に推定する方式であるが、データ部の受信信号を入力信号として、判定帰還した信号を送信パイロット信号と同様にみなし、マルチユーザ検出重みを推定することも可能である。また、上記のチャネルインパルス応答の推定は、時間信号を入力信号として推定しているが、直交変換後の受信信号を入力信号として推定することも可能である。上記システムは、雑音電力推定部１４０４−１〜１４０４−ＮＲで雑音電力を推定しているが、重み２を用いる場合には、この部分は不要となる。   Here, the multi-user detection weight calculation unit 1405 transmits a pilot signal on the transmission side and estimates based on the pilot signal. It is also possible to estimate the multi-user detection weight by considering it like a signal. In the above-described channel impulse response estimation, a time signal is estimated as an input signal, but a reception signal after orthogonal transform can be estimated as an input signal. In the above system, the noise power is estimated by the noise power estimation units 1404-1 to 1404-NR. However, when the weight 2 is used, this part is unnecessary.

＜変形例＞
＜矩形窓サイズを可変＞
端末局毎に伝搬路（チャネルインパルス応答）が異なるため、端末局毎にＩＢＩの影響を大きく受けているブロックの端の信号数も異なる。そこで、受信局側では、チャネル推定した結果を基に、ＩＢＩの影響を受けている信号が最も多いユーザに合わせて、除去する前半部の信号数Ｍｈおよび後半部の信号数Ｍｔ、切り出す信号数（矩形窓フィルタの大きさ）Ｎｗを適応的に変えることで、伝送品質を改善させることを可能とする。 <Modification>
<Variable rectangular window size>
Since the propagation path (channel impulse response) is different for each terminal station, the number of signals at the end of the block that is greatly affected by IBI is also different for each terminal station. Therefore, on the receiving station side, based on the result of channel estimation, the number of first-half signals to be removed Mh, the number of second-half signals Mt, and the number of signals to be cut out in accordance with the user having the largest number of signals affected by IBI (Size of rectangular window filter) It is possible to improve the transmission quality by adaptively changing Nw.

具体的には、推定したチャネルインパルス応答から遅延スプレッドもしくはチャネルの最大遅延時間を求め、その値を基に、予め受信側にあるテーブルもしくは関数より最適なＮｗを推定する。   Specifically, the delay spread or the maximum delay time of the channel is obtained from the estimated channel impulse response, and based on the value, the optimum Nw is estimated from a table or function on the receiving side in advance.

＜ＦＦＴサイズを可変＞
ブロックの端のＩＢＩの影響を大きく受けている信号数は、直交変換器１１１３−１〜１１３−ＮＲのサイズＮによらず一定である。そこで、直交変換器１１１３−１〜１１３−ＮＲが高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の場合には、入・出力信号数をＮ＝２ｎ、切り出す信号数がＮｗであるとき、１つの信号当りのＦＦＴ演算量が最も少なく済むｎの値は、次式（３８）で与えられる。 <Variable FFT size>
The number of signals that are greatly affected by IBI at the end of the block is constant regardless of the size N of the orthogonal transformers 1113-1 to 113-NR. Therefore, when the orthogonal transformers 1113-1 to 113 -NR are fast Fourier transform (FFT), when the number of input / output signals is N = 2 n and the number of signals to be cut out is Nw, FFT per signal is performed. The value of n that requires the least amount of computation is given by the following equation (38).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

但し、ＦＦＴの演算量は、Ｎｌｏｇ２Ｎ＝ｎ２ｎである。
上記数式（３８）の計算結果より、切り出す信号数Ｎｗが決定されたとき、最適なＦＦＴブロックの大きさｎを上式に従って決定することによって、受信局側において、全信号を復調するための演算量を最も少なくすることが可能となる。 However, the amount of computation of FFT is Nlog 2 N = n2 n .
When the number Nw of signals to be cut out is determined from the calculation result of the above equation (38), the optimal FFT block size n is determined according to the above equation, so that the receiving station side performs an operation for demodulating all signals. The amount can be minimized.

＜符号化インターリーバ＞
図８は、ブロック・インターリーバを説明するための概念図である。
本発明を用いる場合、ＩＢＩが端の信号ほど大きく影響を与えるため、矩形フィルタ１１１６−１〜１１１６−ＮＴの各出力信号は、中心の信号ほど信頼性が高く（誤り率が小さく）、端に行くほど信頼性が低い（誤り率が大きい）。そのため、送信局（図５）においては、直／並列変換回路１１０３−ｕの直／並列変換後のｎｔ（ｕ）系列に対して、それぞれ、図８に示すようなＮｗ／２×Ｎｘのブロック・インターリーバを用いて、入力値を縦に読み込み、横に書き出していった結果を出力するシンボル・インターリーバ回路を設ける。 <Encoding interleaver>
FIG. 8 is a conceptual diagram for explaining the block interleaver.
When the present invention is used, since the IBI has a greater influence on the end signal, the output signals of the rectangular filters 1116-1 to 1116-NT are more reliable (lower error rate) on the center signal, and are closer to the end. The further it goes, the lower the reliability (the higher the error rate). Therefore, in the transmitting station (FIG. 5), Nw / 2 × Nx blocks as shown in FIG. 8 are respectively obtained for the nt (u) sequence after the serial / parallel conversion of the serial / parallel conversion circuit 1103-u. A symbol interleaver circuit is provided that reads the input value vertically using an interleaver and outputs the result written horizontally.

受信局（図６）においては、矩形フィルタ回路１１１６−１〜１１１６−ＮＴの矩形フィルタ出力後の各信号系列に対して、Ｎｗ／２×Ｎｘのブロック・デ・インターリーバを用いて、入力値に対して、横に読み込み、縦に書き出していった結果を出力するシンボル・デ・インターリーバ回路を設ける。但し、Ｎｘは任意の正数である。   In the receiving station (FIG. 6), an input value is obtained by using an Nw / 2 × Nx block deinterleaver for each signal sequence after the rectangular filter output of the rectangular filter circuits 1116-1 to 1116 -NT. On the other hand, a symbol de-interleaver circuit is provided for outputting the result of reading horizontally and writing vertically. However, Nx is an arbitrary positive number.

信号系列に対し、図８に示すような縦の長さＮｗ／２のブロック・インターリーバ及びブロック・デ・インターリーバを用いて、信頼性の高い信号と信頼性の低い信号とが交互に並ぶようになる。これによって、誤りがバーストからランダムになるため、誤り訂正符号の効果を高めることが可能となる。   For the signal sequence, a highly reliable signal and a low reliability signal are alternately arranged by using a block interleaver and a block deinterleaver having a vertical length Nw / 2 as shown in FIG. It becomes like this. As a result, the error becomes random from the burst, and the effect of the error correction code can be enhanced.

また、シンボル・インターリーバとして、ブロック・インターリーバの代わりに、ランダム・インターリーバを用いてもよい。   Further, a random interleaver may be used as the symbol interleaver instead of the block interleaver.

＜逐次干渉除去装置＞
受信局において、マルチユーザ検出の代わりに、逐次干渉除去装置を用いて信号を分離することも可能である。
図９は、逐次干渉除去装置を用いるときの受信機の構成を示すブロック図である。図９において、１５１０−１〜１５１０−ＮＲは受信アンテナ、１５１１−１〜１５１１−ＮＲは無線部、１５１２−１〜１５１２−ＮＲはＡ／Ｄ変換器、１５１３−１〜１５１３−ＮＲはメモリ、１５１４は逐次干渉除去装置、１５１５−１〜１１１５−Ｕは並／直列変換器、１５１６−１〜１５１６−Ｕはデ・インターリーバ回路、１５１７−１〜１５１７−Ｕは復号器である。また、１５１８は逐次干渉除去装置用重み演算器である。 <Sequential interference canceller>
In the receiving station, instead of multi-user detection, it is also possible to separate signals using a successive interference canceller.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver when the successive interference cancel device is used. In FIG. 9, 1510-1 to 1510 -NR are receiving antennas, 1511-1 to 1511 -NR are radio units, 1512-1 to 1512 -NR are A / D converters, and 1513-1 to 1513 -NR are memories, 1514 is a successive interference canceling device, 1515-1 to 1115 -U are parallel / serial converters, 1516-1 to 1516 -U are de-interleaver circuits, and 1517-1 to 1517 -U are decoders. Reference numeral 1518 denotes a weight calculator for the successive interference cancel device.

受信アンテナ１５１０−１〜１５１０−ＮＲで受信された信号は、受信アンテナ毎に無線部１５１１−１〜１５１１−ＮＲに供給される。無線部１５１１−１〜１５１１−ＮＲは、それぞれ、受信アンテナ毎に周波数変換を行い、ベースバンド信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１５１２−１〜１５１２−ＮＲは、ベースバンド信号を入力信号として、アナログ信号をディジタル信号へ変換する。該ディジタル信号に変換された信号系列は、メモリ１５１３−１〜１５１３−ＮＲに記憶される。   Signals received by the receiving antennas 1510-1 to 1510-NR are supplied to the radio units 1511-1 to 1511-NR for each receiving antenna. Each of the radio units 1511-1 to 1511-NR performs frequency conversion for each reception antenna and outputs a baseband signal. The A / D converters 1512-1 to 1512 -NR convert an analog signal into a digital signal using the baseband signal as an input signal. The signal series converted into the digital signal is stored in the memories 1513-1 to 1513 -NR.

その後、メモリに保存された信号系列を、Ｎｗ個ずつシフトさせながら、Ｎ個ずつ読み出し、逐次干渉除去装置用重み演算器１５１８の出力値である等化重みとともに、逐次干渉除去装置１５１４に入力される。逐次干渉除去装置１５１４の詳細については後述する。逐次干渉除去装置１５１４から出力されたＮＴ個の信号系列は、並／直列変換器１５１５−１〜１５１５−Ｕに供給される。並／直列変換器１５１５−１〜１５１５−Ｕでは、送信局毎（Ｕ個）の信号系列を出力する。最後に、デ・インターリーバ回路１５１６−１〜１５１６−Ｕは、Ｕ個の系列に変換された信号系列を入力信号として、デ・インターリーブされた信号系列を出力する。復号器１５１７−１〜１５１７−Ｕでは、その信号系列を復号し、該復号結果を出力する。   After that, the signal sequence stored in the memory is read N by Nw while being shifted by Nw, and is input to the sequential interference canceller 1514 together with the equalization weight that is the output value of the weight calculator 1518 for the successive interference canceller. The Details of the successive interference cancel device 1514 will be described later. NT signal sequences output from the successive interference cancel device 1514 are supplied to parallel / serial converters 1515-1 to 1515 -U. The parallel / serial converters 1515-1 to 1515-U output a signal sequence for each transmitting station (U). Finally, the de-interleaver circuits 1516-1 to 1516-U output a de-interleaved signal sequence using the signal sequence converted into U sequences as an input signal. Decoders 1517-1 to 1517 -U decode the signal sequence and output the decoding result.

次に、図１０は、逐次干渉除去装置１５１４の構成を示すブロック図である。図１０において、１６０１−１〜１６０１−ＮＲは第１干渉減算器、１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲは直交変換器、１６０３−１〜１６０３−ＮＲは信号検出器、１６０４−１〜１６０４−ＮＴは逆直交変換器、１６０５−１〜１６０５−ＮＴは矩形フィルタ回路、１６０６−１〜１６０６−ＮＴは信号判定部、１６０７−１〜１６０７−ＮＴは遅延回路、１６０８はレプリカ生成回路、１６０９−１−１〜１６０９−（ＮＴ−１）−ＮＲは第２干渉減算器、１６１０−１〜１６１０−（ＮＴ−１）はレプリカ生成回路である。   Next, FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of the successive interference cancel device 1514. In FIG. 10, 1601-1 to 1601-NR are first interference subtractors, 1602-1-1 to 1602-NT-NR are orthogonal transformers, 1603-1 to 1603-NR are signal detectors, and 1604-1 to 1604-1. 1604 -NT is an inverse orthogonal transformer, 1605-1 to 1605 -NT are rectangular filter circuits, 1606-1 to 1606 -NT are signal determination units, 1607-1 to 1607 -NT are delay circuits, and 1608 is a replica generation circuit, Reference numerals 1609-1-1 to 1609- (NT-1) -NR denote second interference subtractors, and 1610-1 to 1610- (NT-1) denote replica generation circuits.

逐次干渉除去装置１５１４を動作させる際には、順序付けが重要になる。ここで、順序付けには、各アンテナのチャネルの推定値を用い、瞬時受信電力（信号電力対雑音電力比ＳＮＲ）であったり、各送信信号系列に対する平均の伝送品質（信号電力対干渉・雑音電力比ＳＩＮＲや、ビット誤り率特性など）であったり、優先度の高い送信信号系列順であったり、通常の逐次干渉除去装置で用いられている順序付けが全て適用可能である。   Ordering is important when operating the successive interference canceller 1514. Here, the estimated values of the channels of each antenna are used for ordering, and the instantaneous received power (signal power to noise power ratio SNR) or the average transmission quality (signal power versus interference / noise power) for each transmission signal sequence. All of the ordering used in the normal sequential interference canceller, such as the ratio SINR and the bit error rate characteristic), the order of transmission signal sequences with high priority, and the like.

以下の説明では、第ｍブロックの受信信号において、１番目の送信局の１番目のストリームから順に復調を行い、ｕ番目の送信局のｉ番目のストリーム復調時には、ｕ番目の送信局のｉ−１番目（ｉ＝１の場合には、ｕ−１番目の送信局のｎｔ（ｕ−１）番目）の復調結果を用いることを考える。   In the following description, the m-th block received signal is demodulated in order from the first stream of the first transmission station, and the i-th of the u-th transmission station is demodulated when demodulating the i-th stream of the u-th transmission station. Consider using the first demodulation result (the nt (u−1) th of the u−1th transmission station when i = 1).

レプリカ生成回路１６０８では、第ｍ−１ブロック以前における判定後のＮＴの系列からなる受信信号系列（時系列）を入力信号として、推定したチャネルインパルス応答を用いて、直前のブロックからの受信アンテナｎｒにおける、次式（３９）に示す、干渉成分のレプリカを生成し、その結果（時系列信号）を出力する。   The replica generation circuit 1608 uses, as an input signal, a received signal sequence (time series) composed of NT sequences after the determination before the (m-1) th block as an input signal, and uses the estimated channel impulse response to receive antenna nr from the immediately preceding block. A replica of the interference component shown in the following equation (39) is generated, and the result (time-series signal) is output.

Figure 2008211325
Figure 2008211325

第１干渉減算器１６０１−１〜１６０１−ＮＲでは、受信信号（時系列）ベクトルｒｎｒ（ｍ）、及びレプリカ生成回路１６０８で生成された直前のブロックからの、上記数式（３９）で示す干渉成分のレプリカを入力として、受信信号から干渉成分を減算し、次式（４０）で示す結果を出力する。 In the first interference subtracters 1601-1 to 1601-NR, the interference indicated by the above equation (39) from the received signal (time series) vector r nr (m) and the immediately preceding block generated by the replica generation circuit 1608. Using the component replica as an input, the interference component is subtracted from the received signal, and the result represented by the following equation (40) is output.

Figure 2008211325
Figure 2008211325

直交変換器１６０２−１−１〜符号１６０２−ＮＴ−ＮＲは、１つのブロックがＮ個の時系列信号からなる干渉成分除去後の受信信号を入力として、直交変換を行い、Ｎ個の直交成分を出力する。ここで、直交変換器１６０２−ｉ’−１〜１６０２−ｉ’−ＮＲ（但し、ｉ’は、上記数式（１７）で表される）から出力された信号の第ｋ直交成分ハット（＾）ｒｉ’−１（ｍ，ｋ）は、ｉ’−１番目のストリームまでの干渉信号を減算した受信信号に対して直交変換を行った後の第ｋ直交成分であり、次式（４１）、（４２）で表される。 Orthogonal transformers 1602-1-1 to 1602-NT-NR perform orthogonal transformation with the received signal after interference component removal, in which one block is composed of N time-series signals, as input, and N orthogonal components Is output. Here, the kth orthogonal component hat (^) of the signal output from the orthogonal transformers 1602-i′-1 to 1602-i′-NR (where i ′ is expressed by the above equation (17)). r i′-1 (m, k) is the k-th orthogonal component after orthogonal transformation is performed on the received signal obtained by subtracting the interference signal up to the i′−1-th stream. , (42).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

Figure 2008211325
Figure 2008211325

ここで、ハット（＾）Ｈｎｒ，ｕ，ｐ（ｍ）は、チルダ（〜）Ｈｎｒ，ｕ，ｐ（ｍ）の推定値であり、ハット（＾）ｓｕ，ｐ（ｍ）は、ベクトルｓｕ，ｐ（ｍ）のレプリカである． Here, the hat (^) H nr, u, p (m) is an estimated value of the tilde (˜) H nr, u, p (m), and the hat (^) su, p (m) is This is a replica of the vector su, p (m).

信号検出器１６０３−１〜１６０３−ＮＲは、直交変換器１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲの出力信号、及び逐次干渉除去装置用重み演算器１５１８で計算された残留ブロック間干渉を考慮した重みを入力値として信号検出を行い、Ｎ個からなるその結果を出力する。   The signal detectors 1603-1 to 1603-NR consider the output signals of the orthogonal transformers 1602-1-1 to 1602-NT-NR and the residual inter-block interference calculated by the weight calculator 1518 for the successive interference canceller. The detected weight is used as an input value to detect the signal, and N results are output.

ここで、信号検出器１６０３−１−ｉ’における出力の第ｋ（＝１〜Ｎ）直交成分は、次式（４３）で表される．   Here, the k-th (= 1 to N) orthogonal component of the output from the signal detector 1603-1-i ′ is expressed by the following equation (43).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

ここで，ベクトルｗｉ’（ｍ，ｋ）は、逐次干渉除去装置用重み演算器１５１８で生成される逐次干渉除去装置のためのマルチユーザ検出重みであり、干渉を除去した後の受信信号と送信信号との誤差を最小とするような値をとり、次式（４４）で与えられる。 Here, the vector w i ′ (m, k) is a multiuser detection weight for the successive interference cancel device generated by the successive interference cancel device weight calculator 1518, and the received signal after the interference is removed and It takes a value that minimizes the error with the transmission signal and is given by the following equation (44).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

上記数式（４４）の重みは、上記マルチユーザ検出のＭＭＳＥ重みの導出と同様に式展開できる。また、Ｗｉ’（ｍ，ｋ）は、チャネルの時変動がほとんどないとき、Ｗｉ’（ｎ，ｋ）、（ｍ≠ｎ）としてｎ番目のブロックに用いることもできる。 The weight of the equation (44) can be expanded similarly to the derivation of the MMSE weight of the multiuser detection. Also, W i ′ (m, k) can be used for the n th block as W i ′ (n, k), (m ≠ n) when there is almost no channel time variation.

逆直交変換器１６０４−１〜１６０４−ＮＴは、信号検出後のＮ個からなる信号に対して逆直交変換を行い、Ｎ個の時系列信号を出力する。矩形フィルタ回路１６０５−１〜１６０５−ＮＴでは、逆直交変換後のＮ個からなる時系列信号に対して、ブロック間干渉の影響が大きい前半部Ｍｈ個と後半部Ｍｔ個の信号を除去し、干渉の影響が小さい中心の残りＮｗ（＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）個の信号のみを抽出して出力する。信号判定部１６０６−１〜符号１６０６−ＮＴでは、それぞれＮｗ個の時系列信号に対して、軟判定もしくは硬判定し、Ｎｗ個の判定結果を出力する。遅延回路１６０７−１〜１６０７−ＮＴでは、軟判定もしくは硬判定されたＮｗ個の信号に対して、１ブロック分の遅延を与えてレプリカ生成回路１６０８に出力する。   The inverse orthogonal transformers 1604-1 to 1604-NT perform inverse orthogonal transformation on the N signals after signal detection, and output N time-series signals. The rectangular filter circuits 1605-1 to 1605-NT remove the first half Mh and second half Mt signals, which are greatly affected by inter-block interference, from the N time-series signals after inverse orthogonal transformation. Only the remaining Nw (= N−Mh−Mt) signals at the center where the influence of interference is small are extracted and output. Each of the signal determination units 1606-1 to 1606 -NT makes a soft decision or a hard decision for each of the Nw time series signals and outputs Nw decision results. The delay circuits 1607-1 to 1607 -NT give a delay of one block to the Nw signals subjected to the soft decision or the hard decision, and output the delayed signals to the replica generation circuit 1608.

次に、第２干渉減算器１６０９−１−１〜１６０９−（ＮＴ−１）−ＮＲは、ＮＲの系列からなる干渉を除去した受信信号（時系列）ｚ（ｍ）、及びレプリカ生成回路１６１０−１〜１６１０−（ＮＴ−１）で生成された直前のブロックからの干渉成分のレプリカを入力として、干渉を除去した受信信号から、新たに生成された干渉成分を減算した結果を出力する。   Next, the second interference subtracters 1609-1-1 to 1609- (NT-1) -NR are received signals (time series) z (m) from which interference consisting of NR sequences is removed, and a replica generation circuit 1610. Using a replica of the interference component from the immediately preceding block generated at −1 to 1610- (NT−1) as an input, the result of subtracting the newly generated interference component from the received signal from which the interference has been removed is output.

ここで、干渉減算器１６０９−（ｉ’−１）−ｎｒの出力信号は、次式（４５）で表される。   Here, the output signal of the interference subtracter 1609- (i'-1) -nr is expressed by the following equation (45).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

レプリカ生成回路１６１０−１〜１６１０−（ＮＴ−１）では、信号判定部１６０６−１〜１６０６−ＮＴで判定されたＮｗ個の信号に対して、推定したチャネルインパルス応答を用いて、第ｍブロックにおけるユーザ間干渉成分のレプリカ（ＮＲからなる時系列）を出力する。ここで、レプリカ生成回路１６１０−（ｉ’−１）から出力されるユーザ間干渉のレプリカは、次式（４６）で表される。   The replica generation circuits 1610-1 to 1610-(NT- 1) use the estimated channel impulse response for the Nw signals determined by the signal determination units 1606-1 to 1606 -NT and use the estimated channel impulse response. The replica of the inter-user interference component in (time series consisting of NR) is output. Here, the replica of inter-user interference output from the replica generation circuit 1610- (i′-1) is expressed by the following equation (46).

Figure 2008211325
Figure 2008211325

直交変換器１６０２−１−１〜符号１６０２−ＮＴ−ＮＲは、第１干渉減算器１６０１−１〜１６０１−ＮＲの前段で行うことも可能である。この場合、ＮＲ×ＮＴ個必要であった直交変換器は、ＮＲ個で十分となる。また、この場合、レプリカ生成回路１６０８及びレプリカ生成回路１６１０−１〜１６１０−（ＮＴ−１）から出力される干渉レプリカは、直交成分に変換する必要があり、第１干渉減算器１６０１−１〜１６０１−ＮＲ及び第２干渉減算器１６０９−１−１〜１６０９−（ＮＴ−１）−ＮＲは、直交成分毎に干渉を除去することとなる。   The orthogonal transformers 1602-1-1 to 1602-NT-NR can also be performed before the first interference subtracters 1601-1 to 1601-NR. In this case, the number of orthogonal transformers required for NR × NT is NR. In this case, the interference replicas output from the replica generation circuit 1608 and the replica generation circuits 1610-1 to 1610- (NT-1) need to be converted into orthogonal components, and the first interference subtracters 1601-1 to 1601-1 The 1601-NR and the second interference subtractors 1609-1-1 to 1609- (NT-1) -NR remove interference for each orthogonal component.

信号判定部１６０６−１〜符号１６０６−ＮＴでは、硬判定値もしくは軟判定値のいずれかの信号を出力する。また、一度、誤り訂正復号器へ入力し、その出力結果を硬判定もしくは軟判定することも可能である。受信側での信号に対する帯域制限フィルタリングは、無線部１５１１−１〜１５１１−ＮＲから逐次干渉除去装置１５１４の間のいずれか、もしくは信号検出器１６０３−１〜ＮＴで施すことが可能である。   The signal determination units 1606-1 to 1606 -NT output either a hard decision value or a soft decision value. It is also possible to input the error correction decoder once and to make a hard decision or a soft decision on the output result. Band limiting filtering on the signal on the reception side can be performed by any one of the radio units 1511-1 to 1511 -NR to the successive interference cancel device 1514 or by the signal detectors 1603-1 to NT.

上記逐次干渉除去装置１５１４は、１ブロックで閉じた形で動作しているが、複数ブロックに渡って逐次干渉除去を行うことも可能である。例として、４ユーザで各ユーザの送信アンテナがそれぞれ１本で、ユーザ１→ユーザ２→ユーザ３→ユーザ４の順で復調する場合について以下に詳細に説明する。   The successive interference cancel device 1514 operates in a closed form with one block, but it is also possible to perform successive interference cancellation over a plurality of blocks. As an example, a case where four users each have one transmission antenna and demodulates in the order of user 1 → user 2 → user 3 → user 4 will be described in detail below.

ここで、図１１は、逐次干渉除去装置１５１４の復調順の一例を示す概念図である。図１１に示すような順番で各ブロックを復調していくことにより、例えば、ユーザ３の第（ｍ＋１）ブロックを復調する際、ユーザ１については第（ｍ＋３）ブロックまでを、ユーザ２については第（ｍ＋２）ブロックまで復調しているので、第（ｍ＋１）ブロックにおけるユーザ１及びユーザ２の全信号成分のレプリカの生成が可能となる。したがって、復調誤りが生じていない場合には、ユーザ１及びユーザ２からの干渉信号を完全に除去してユーザ３の信号を復調することができるので、特性が改善される。   Here, FIG. 11 is a conceptual diagram illustrating an example of a demodulation order of the successive interference cancel device 1514. By demodulating each block in the order as shown in FIG. 11, for example, when demodulating the (m + 1) -th block of user 3, up to the (m + 3) -th block for user 1 and the second for user 2 Since (m + 2) blocks are demodulated, it is possible to generate replicas of all signal components of user 1 and user 2 in the (m + 1) th block. Therefore, when there is no demodulation error, the interference signal from the user 1 and the user 2 can be completely removed and the signal of the user 3 can be demodulated, so that the characteristics are improved.

これを一般的に書くと、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の第ｍブロックの復調を考えた場合、第ｕユーザの第ｉ−１アンテナから送信された送信信号に関しては、少なくとも第（ｍ＋１）ブロックまでを復調するように動作させる。これによって、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の第ｍブロックにおける復調は、第ｕユーザの第ｉ−１アンテナまでの干渉を除去した、次式（４７）に示す受信信号から行うことになる。これは、第ｕユーザの第ｉ−１アンテナまでの、第（ｍ＋１）ブロックからの次式（４８）で示されるＩＢＩ成分も除去されていることになる。   In general, when considering the demodulation of the m-th block of the signal transmitted from the i-th antenna of the u-th user, at least the transmission signal transmitted from the i-th antenna of the u-th user is at least. Operation is performed to demodulate up to the (m + 1) th block. As a result, the demodulation of the signal transmitted from the i-th antenna of the u-th user in the m-th block is performed from the received signal represented by the following formula (47) from which the interference up to the i-th antenna of the u-th user is removed. It will be. This means that the IBI component represented by the following equation (48) from the (m + 1) -th block up to the (i−1) -th antenna of the u-th user is also removed.

Figure 2008211325
Figure 2008211325

Figure 2008211325
Figure 2008211325

このため、上記逐次干渉除去装置１５１４では、第（ｍ＋１）ブロックからの干渉を除去できなかったが、このように複数ブロックに渡って動作させることで、干渉をより低減し、第ｕユーザの第ｉアンテナから送信された信号の復号特性を改善させることが可能となる。   For this reason, the successive interference cancellation apparatus 1514 could not cancel the interference from the (m + 1) th block. However, by operating over a plurality of blocks in this way, the interference is further reduced and the u th user's It becomes possible to improve the decoding characteristic of the signal transmitted from the i antenna.

上述した動作は、逐次干渉除去装置１５１４の説明であったが、これを従来技術と同様に、並列干渉除去装置として適用することも可能である。また、上記逐次干渉除去装置１５１４にも、各種オプションを用いることが可能である．   The above-described operation is the description of the successive interference cancel device 1514. However, it is also possible to apply this as a parallel interference cancel device as in the prior art. Various options can also be used for the successive interference cancel device 1514.

上述した実施形態によれば、従来のＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯと比較した場合、複数の送信局からの信号の受信タイミングがそれぞれＧＩ長を超えてしまった場合でも、タイミングオフセットによる伝送品質の劣化を軽減することが可能となる。したがって、送信局のタイミングコントロールが不要、もしくは簡易なものでよくなるため、送信側のシステムの簡易化を図ることができる。   According to the above-described embodiment, when compared with conventional multi-user MIMO using GI, even when the reception timing of signals from a plurality of transmission stations exceeds the GI length, transmission quality is deteriorated due to the timing offset. Can be reduced. Therefore, the timing control of the transmitting station is unnecessary or simple, and the system on the transmitting side can be simplified.

また、従来技術で必要であったＧＩが不要となるため、伝送効率を向上させることができる。   In addition, since the GI that was necessary in the prior art is not required, the transmission efficiency can be improved.

さらに、複数の送信局が同時に通信することが可能となるため、周波数利用効率を改善することが可能となる。   Further, since a plurality of transmitting stations can communicate simultaneously, it is possible to improve frequency utilization efficiency.

また、従来技術と比べて、マルチユーザ検出器の重み及び逆直交変換後の受信信号に対して矩形窓を乗算する演算器を追加しただけであるので，大幅なハードウェアの変更を必要としない。   Compared with the prior art, only a computing unit for multiplying the weight of the multi-user detector and the received signal after inverse orthogonal transformation by a rectangular window is added, so no significant hardware change is required. .

また、マルチユーザＭＩＭＯを考慮したシステム構成となっているため、ＧＩが無い送信信号でも、ユーザ間・アンテナ間の信号分離が可能となる。   In addition, since the system configuration takes into account multi-user MIMO, signal separation between users and between antennas is possible even for transmission signals without GI.

本発明に係る無線通信システムを示すシステム構成図である。1 is a system configuration diagram showing a wireless communication system according to the present invention. 本発明の基本原理を説明するための受信信号系列の一例を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows an example of the received signal series for demonstrating the basic principle of this invention. 重複切り出し法用いるマルチユーザ検出の一例を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows an example of the multiuser detection using an overlap cut-out method. ＭＴ数が３、１番目のＭＴのアンテナ数が２、２番目のＭＴのアンテナ数が１、３番目のＭＴのアンテナ数が３の場合の例を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating an example in which the number of MTs is 3, the number of first MT antennas is 2, the number of second MT antennas is 1, and the number of third MT antennas is 3. 本実施形態による、第ｕ送信局における送信系の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmission system in a u-th transmission station by this embodiment. 本実施形態による受信系の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiving system by this embodiment. 本実施形態によるマルチユーザ検出重み演算器１１２１の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the multiuser detection weight calculator 1121 by this embodiment. 本実施形態によるブロック・インターリーバを説明するための概念図である。It is a conceptual diagram for demonstrating the block interleaver by this embodiment. 本実施形態において逐次干渉除去装置を用いるときの受信機の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of a receiver when using a successive interference removal apparatus in this embodiment. 本実施形態による逐次干渉除去装置１５１４の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the successive interference removal apparatus 1514 by this embodiment. 本実施形態による逐次干渉除去装置１５１４の復調順の一例を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows an example of the demodulation order of the successive interference removal apparatus 1514 by this embodiment. 従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送における第ｕ番目のシングルキャリア送信機の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the u-th single carrier transmitter in the multiuser MIMO transmission using GI in a prior art. 従来技術におけるＧＩを用いるマルチユーザＭＩＭＯ伝送におけるシングルキャリア受信機の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the single carrier receiver in the multiuser MIMO transmission using GI in a prior art. マルチユーザＭＩＭＯ伝送における送信ブロックの構成を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows the structure of the transmission block in multiuser MIMO transmission.

符号の説明Explanation of symbols

１１００−ｕ 誤り訂正符号化器
１１０１−ｕ インターリーバ回路（シンボル・インターリーブ手段）
１１０２−ｕ 変調器
１１０３−ｕ 直／並列変換器
１１０４−ｕ−１〜１１０４−ｕ−ｎｔ（ｕ） 波形整形回路
１１０５−ｕ−１〜１１０５−ｕ−ｎｔ（ｕ） Ｄ／Ａ変換器
１１０６−ｕ−１〜１１０６−ｕ−ｎｔ（ｕ） 無線部
１１０７−ｕ−１〜１１０７−ｕ−ｎｔ（ｕ） 送信アンテナ
１１０９−１〜１１０９−ＮＲ 受信アンテナ
１１１０−１〜１１１０−ＮＲ 無線部
１１１１−１〜１１１１−ＮＲ Ａ／Ｄ変換器
１１１２−１〜１１１２−ＮＲ メモリ
１１１３−１〜１１１３−ＮＲ 直交変換器（直交変換手段）
１１１４−１〜１１１４−Ｎ マルチユーザ検出器（マルチユーザ検出手段）
１１１５−１〜１１１５−ＮＲ 逆直交変換器（逆直交変換手段）
１１１６−１〜１１１６−ＮＲ 矩形フィルタ回路（矩形フィルタ手段）
１１１７−１〜１１１７−Ｕ 並／直列変換器
１１１８−１〜１１１８−Ｕ 復調器
１１１９−１〜１１１９−Ｕ デ・インターリーバ回路（シンボル・デ・インターリーブ手段）
１１２０−１〜１１２０−Ｕ 復号器
１１２１ マルチユーザ検出重み演算器（マルチユーザ検出重み演算手段）
１４０１−１−１−１ チャネルインパルス応答推定部
１４０２−１−１−１ チャネル伝達関数推定部
１４０３−１−１−１ ＩＢＩ成分推定部
１４０４−１−１−１〜１４０４−ＮＲ 雑音電力推定部
１４０５ マルチユーザ検出重み計算部
１５１０−１〜１５１０−ＮＲ 受信アンテナ
１５１１−１〜１５１１−ＮＲ 無線部
１５１２−１〜１５１２−ＮＲ Ａ／Ｄ変換器
１５１３−１〜１５１３−ＮＲ メモリ
１５１４ 逐次干渉除去装置（逐次干渉除去手段）
１５１５−１〜１５１５−Ｕ 並／直列変換器
１５１６−１〜１５１６−Ｕ デ・インターリーバ回路
１５１７−１〜１５１７−Ｕ 復号器
１５１８ 逐次干渉除去装置用重み演算器
１６０１−１〜１６０１−ＮＲ 干渉減算器
１６０２−１−１〜１６０２−ＮＴ−ＮＲ 直交変換器（直交変換手段）
１６０３−１〜１６０３−ＮＴ 信号検出器
１６０４−１〜１６０４−ＮＴ 逆直交変換器（逆直交変換手段）
１６０５−１〜１６０５−ＮＴ 矩形フィルタ回路（矩形フィルタ手段）
１６０６−１〜１６０６−ＮＴ 復調器
１６０７−１〜１６０７−ＮＴ 遅延回路
１６０８ レプリカ生成回路
１６０９−１−１〜１６０１−ＮＴ−ＮＲ 干渉減算器
１６１０−１〜１６１０−２ レプリカ生成回路 1100-u error correction encoder 1101-u interleaver circuit (symbol interleave means)
1102-u modulator 1103-u serial / parallel converter 1104-u-1 to 1104-u-nt (u) waveform shaping circuit 1105-u-1 to 1105-u-nt (u) D / A converter 1106 -U-1 to 1106-u-nt (u) Radio unit 1107-u-1 to 1107-u-nt (u) Transmit antenna 1109-1 to 1109-NR Receive antenna 1110-1 to 1110-NR Radio unit 1111 -1 to 1111-NR A / D converter 1112-1 to 1112-NR memory 1113-1 to 1113-NR orthogonal transformer (orthogonal transformation means)
1114-1 to 1114-N multi-user detector (multi-user detection means)
1115-1 to 1115-NR inverse orthogonal transformer (inverse orthogonal transform means)
1116-1 to 1116-NR rectangular filter circuit (rectangular filter means)
1117-1 to 1117 -U parallel / serial converter 1118-1 to 1118 -U demodulator 1119-1 to 1119 -U de-interleaver circuit (symbol de-interleave means)
1120-1 to 1120-U decoder 1121 multiuser detection weight calculator (multiuser detection weight calculator)
1401-1-1-1 channel impulse response estimator 1402-1-1-1 channel transfer function estimator 1403-1-1-1 IBI component estimator 1404-1-1-1 to 1404-NR noise power estimator 1405 Multi-user detection weight calculation unit 1510-1 to 1510-NR Receiving antenna 1511-1 to 1511-NR Radio unit 1512-1 to 1512-NR A / D converter 1513-1 to 1513-NR Memory 1514 Sequential interference canceller (Sequential interference canceling means)
1515-1 to 1515-U parallel / serial converters 1516-1 to 1516-U de-interleaver circuits 1517-1 to 1517-U decoders 1518 weight arithmetic units for successive interference cancellers 1601-1 to 1601-NR interference Subtractor 1602-1-1 to 1602-NT-NR Orthogonal transformer (orthogonal transformation means)
1603-1 to 1603-NT Signal detectors 1604-1 to 1604-NT Inverse orthogonal transformer (inverse orthogonal transform means)
1605-1 to 1605-NT Rectangular filter circuit (rectangular filter means)
1606-1 to 1606 -NT demodulator 1607-1 to 1607 -NT delay circuit 1608 replica generation circuit 1609-1-1 to 1601 -NT-NR interference subtractor 1610-1 to 1610-2 replica generation circuit

Claims (11)

単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を複数のアンテナ素子により受信する受信装置であって、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、
前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、
前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と
を具備することを特徴とする受信装置。 A receiver that receives a single or a plurality of radio signals transmitted from a transmitter including a single or a plurality of antenna elements, using a plurality of antenna elements,
Orthogonal transform means for performing orthogonal transform on N (N> 1) time-series data extracted from radio signals received by each antenna element;
Multi-user detection means for extracting transmission signals from each transmission apparatus from N (N> 1) signals orthogonally transformed by the orthogonal transformation means;
An inverse orthogonal transform unit that performs an inverse orthogonal transform on the transmission signal extracted by the multi-user detection unit;
Time series data of Mh (Mh ≧ 1) at the front end and Mt (Mt ≧ 1) at the end are removed from the transmission signal inversely orthogonal transformed by the inverse orthogonal transform means, and Nw (Nw = N-Mh-Mt) rectangular filter means for extracting time-series data. 前記直交変換手段は、各アンテナ素子で受信した無線信号のＡ番目からＮ個の時系列データを抽出した後、前記無線信号の（Ａ＋Ｎｗ）番目からＮ個の時系列データを抽出し、
前記矩形フィルタ手段から出力される複数のＮｗ個の時系列データを時系列順に繋げて、前記送信信号とすることを特徴とする請求項１記載の受信装置。 The orthogonal transform means extracts N time-series data from the Ath to Nth time series data of the radio signal received by each antenna element, and then extracts N time-series data from the (A + Nw) th of the radio signal,
The receiving apparatus according to claim 1, wherein a plurality of Nw time-series data output from the rectangular filter means are connected in time-series order to form the transmission signal. 自装置の前記アンテナ素子ごとの前記送信装置のアンテナ素子からのインパルス応答に基づいて、前記マルチユーザ検出手段にて各送信装置からの送信信号を抽出する際のパラメータとして用いられるマルチユーザ検出重みを算出するマルチユーザ検出重み演算手段
を具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。 Based on the impulse response from the antenna element of the transmitting apparatus for each antenna element of the own apparatus, the multiuser detection weight used as a parameter when the transmission signal from each transmitting apparatus is extracted by the multiuser detecting means The receiving apparatus according to claim 1, further comprising: a multiuser detection weight calculating unit that calculates. 干渉が最も大きい送信装置からの無線信号に基づいて、前記Ｎ、前記Ｍｈ、前記Ｍｒ、または、前記Ｎｗのうち、少なくも１つ以上の値を調整する調整手段を更に具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。   And adjusting means for adjusting at least one of the N, the Mh, the Mr, and the Nw based on a radio signal from a transmitter with the largest interference. The receiving device according to claim 1 or 2. 前記Ｎｗと前記Ｎは、Ｎｗ＝（２ｎ・ｎ・ｌｎ２）／（１+ｎ・ｌｎ２）（但し、Ｎ＝２ｎ）の関係にあることを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。 3. The reception according to claim 1, wherein the Nw and the N have a relationship of Nw = (2 n · n · ln 2) / (1 + n · ln 2) (where N = 2 n ). apparatus. 前記矩形フィルタ手段から出力される時系列データに基づいて、各アンテナ素子で受信した無線信号から干渉成分を除去する逐次干渉除去手段を更に具備し、
前記逐次干渉除去手段から出力される信号を復調する
ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。 Based on the time-series data output from the rectangular filter means, further comprising a successive interference removal means for removing interference components from the radio signal received by each antenna element,
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the signal output from the successive interference canceling means is demodulated. 前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。   Symbol de-interleave means for performing a symbol block de-interleaver composed of Nw / 2 in the vertical direction and Nx in the horizontal direction (Nx is an arbitrary positive number) with respect to the output from the rectangular filter The receiving apparatus according to claim 1, wherein: 単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する送信装置であって、
直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を更に具備することを特徴とする送信装置。 A transmission device including a single or a plurality of antenna elements, and transmitting a single or a plurality of radio signals by the antenna elements,
Further provided is a symbol interleave means for performing a symbol block interleaver composed of Nw / 2 in the vertical direction and Nx in the horizontal direction (Nx is an arbitrary positive number) with respect to the signal sequence after the serial / parallel conversion. A transmitter characterized by the above. 単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する複数の送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記複数の送信装置から送信される無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、
前記受信装置は、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、
前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、
前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と
を具備することを特徴とする無線送受信システム。 A plurality of transmitting devices that include one or a plurality of antenna elements, and that transmit a single or a plurality of radio signals by the antenna elements, and a receiver that includes a plurality of antenna elements and receives radio signals transmitted from the plurality of transmitting devices. A wireless transmission / reception system comprising a device,
The receiving device is:
Orthogonal transform means for performing orthogonal transform on N (N> 1) time-series data extracted from radio signals received by each antenna element;
Multi-user detection means for extracting transmission signals from each transmission apparatus from N (N> 1) signals orthogonally transformed by the orthogonal transformation means;
An inverse orthogonal transform unit that performs an inverse orthogonal transform on the transmission signal extracted by the multi-user detection unit;
Time series data of Mh (Mh ≧ 1) at the front end and Mt (Mt ≧ 1) at the end are removed from the transmission signal inversely orthogonal transformed by the inverse orthogonal transform means, and Nw (Nw = (N-Mh-Mt) rectangular filter means for extracting time-series data. 単数もしくは複数のアンテナ素子を備え、該アンテナ素子により単数もしくは複数の無線信号を送信する送信装置と、複数のアンテナ素子を備え、前記送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を受信する受信装置とからなる無線送受信システムであって、
前記送信装置は、
直／並列変換後の信号系列に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・インターリーバを行うシンボル・インターリーブ手段を具備し、
前記受信装置は、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換手段と、
前記直交変換手段によって直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出手段と、
前記マルチユーザ検出手段によって抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換手段と、
前記逆直交変換手段によって逆直交変換された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタ手段と、
前記矩形フィルタからの出力に対して、縦がＮｗ／２で、横がＮｘ（Ｎｘは任意の正数）で構成されるシンボルブロック・デ・インターリーバを行うシンボル・デ・インターリーブ手段と
を具備することを特徴とする無線送受信システム。 A transmission device including one or a plurality of antenna elements, and transmitting a single or a plurality of radio signals by the antenna element, and a reception device including a plurality of antenna elements and receiving a single or a plurality of radio signals transmitted from the transmission device A wireless transmission / reception system comprising a device,
The transmitter is
Symbol interleaving means for performing a symbol block interleaver composed of Nw / 2 in the vertical direction and Nx in the horizontal direction (Nx is an arbitrary positive number) with respect to the signal sequence after serial / parallel conversion,
The receiving device is:
Orthogonal transform means for performing orthogonal transform on N (N> 1) time-series data extracted from radio signals received by each antenna element;
Multi-user detection means for extracting transmission signals from each transmission apparatus from N (N> 1) signals orthogonally transformed by the orthogonal transformation means;
An inverse orthogonal transform unit that performs an inverse orthogonal transform on the transmission signal extracted by the multi-user detection unit;
Time series data of Mh (Mh ≧ 1) at the front end and Mt (Mt ≧ 1) at the end are removed from the transmission signal inversely orthogonal transformed by the inverse orthogonal transform means, and Nw (Nw = N-Mh-Mt) rectangular filter means for extracting time series data;
Symbol de-interleave means for performing a symbol block de-interleaver composed of Nw / 2 in the vertical direction and Nx in the horizontal direction (Nx is an arbitrary positive number) with respect to the output from the rectangular filter A wireless transmission / reception system. 複数のアンテナ素子を備えた受信装置により、単数もしくは複数のアンテナ素子を備えた送信装置から送信される単数もしくは複数の無線信号を受信する無線受信方法であって、
各アンテナ素子で受信した無線信号から抽出するＮ個（Ｎ＞１）の時系列データに対して直交変換を行う直交変換ステップと、
前記直交変換ステップにて直交変換されたＮ個（Ｎ＞１）の信号から、各送信装置からの送信信号を抽出するマルチユーザ検出ステップと、
前記マルチユーザ検出ステップにて抽出された送信信号に対して、逆直交変換を行う逆直交変換ステップと、
前記逆直交変換ステップにて抽出された送信信号から、先端部のＭｈ個（Ｍｈ≧１）と終端部のＭｔ個（Ｍｔ≧１）との時系列データを除去し、Ｎｗ個（Ｎｗ＝Ｎ−Ｍｈ−Ｍｔ）の時系列データを抽出する矩形フィルタリングステップと
を含むことを特徴とする無線受信方法。 A wireless reception method for receiving a single or a plurality of radio signals transmitted from a transmission device having a single or a plurality of antenna elements by a receiving device having a plurality of antenna elements,
An orthogonal transform step for performing orthogonal transform on N (N> 1) time-series data extracted from radio signals received by each antenna element;
A multiuser detection step of extracting a transmission signal from each transmission device from N (N> 1) signals orthogonally transformed in the orthogonal transformation step;
An inverse orthogonal transform step for performing an inverse orthogonal transform on the transmission signal extracted in the multiuser detection step;
Time series data of Mh (Mh ≧ 1) at the front end and Mt (Mt ≧ 1) at the end are removed from the transmission signal extracted in the inverse orthogonal transform step, and Nw (Nw = N) A rectangular filtering step of extracting time-series data of (Mh-Mt).
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