JP2008206386A

JP2008206386A - Inverter apparatus

Info

Publication number: JP2008206386A
Application number: JP2008001924A
Authority: JP
Inventors: Yasufumi Kurahashi; 康文倉橋; Naomi Goto; 尚美後藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-01-24
Filing date: 2008-01-09
Publication date: 2008-09-04
Anticipated expiration: 2028-01-09
Also published as: JP4561838B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce noise (vibration) during positioning, in an inverter apparatus for detecting a phase current using a current sensor arranged between the inverter apparatus and a DC power supply. <P>SOLUTION: There are provided an inverter circuit having an upper arm switching element to be connected to the plus side of the DC power supply and a lower arm switching element to be connected to the minus side; the current sensor for detecting the current between the DC power supply and an inverter circuit; and a control circuit for making the inverter circuit output a drive current to a sensorless DC brushless motor by energization of PWM modulation, correcting the energization and detecting a phase current with the current censor. The control circuit controls so as to set a period of time in which energization is not corrected, in the positioning of a magnet rotor before the motor is operated, and detect a phase current by energization correction in a period of time in which the detection of the phase current can be reflected in the PWM modulation during operation. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、直流電源との間に設けられた電流センサにより、相電流を検出するインバータ装置に関する。特に、運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、低騒音化を図るものである。 The present invention relates to an inverter device that detects a phase current by a current sensor provided between a DC power source. In particular, it is intended to reduce noise in positioning of the magnet rotor before operation.

従来より、直流電源との間に設けた電流センサにより相電流を検出するインバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。これについて、モータの運転時について以下説明する。モータが駆動され回転子が回転している状態を運転と定義する。図１１にインバータ装置とその周辺の電気回路を示す。インバータ装置２１の制御回路１２は、シャント抵抗６からの電圧により２相分の相電流を検出する。当該２個の電流値から残り１相分の相電流を演算する（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。 Conventionally, an inverter device that detects a phase current with a current sensor provided between a DC power supply and the like has been proposed (for example, see Patent Document 1). This will be described below when the motor is in operation. The state where the motor is driven and the rotor is rotating is defined as operation. FIG. 11 shows an inverter device and its peripheral electric circuit. The control circuit 12 of the inverter device 21 detects the phase current for two phases based on the voltage from the shunt resistor 6. The phase current for the remaining one phase is calculated from the two current values (Kirchhoff's current law is applied at the neutral point of the stator winding 4).

これらの電流値に基づき、センサレスＤＣブラシレスモータ１１（以降モータと称す）を構成する磁石回転子５による誘起電圧を演算し、その位置検出を行う。そして、この位置検出、通信による回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２（ＩＧＢＴ、ＦＥＴ，トランジスタ等が用いられる）を、接続線１８を介して制御する。これにより、バッテリー１からの直流電圧がＰＷＭ変調でスイッチングされ、正弦波状の交流電流がモータ１１を構成する固定子巻線４へ出力される。インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、３Ｘ、３Ｙ、３Ｚと定義する。 Based on these current values, an induced voltage by the magnet rotor 5 constituting the sensorless DC brushless motor 11 (hereinafter referred to as a motor) is calculated, and its position is detected. Then, based on the position detection and communication speed command signal (not shown), the switching element 2 (IGBT, FET, transistor, etc.) constituting the inverter circuit 10 is controlled via the connection line 18. To do. As a result, the DC voltage from the battery 1 is switched by PWM modulation, and a sinusoidal AC current is output to the stator winding 4 constituting the motor 11. The diode 3 constituting the inverter circuit 10 serves as a circulation route for the current flowing through the stator winding 4. For the switching element 2, upper arm switching elements are defined as U, V, W, and lower arm switching elements are defined as X, Y, Z, and diodes corresponding to the switching elements U, V, W, X, Y, Z Is defined as 3U, 3V, 3W, 3X, 3Y, 3Z.

図１２に、３相変調の５０％変調における波形の特性図を示す。Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３及び中性点電圧２９を示している。３相変調においては、変調が上がるにつれＤｕｔｙ５０％を中心に０％と１００％の両方向に伸びる。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は、各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。 FIG. 12 shows a waveform characteristic chart in 50% modulation of three-phase modulation. A U-phase terminal voltage 41, a V-phase terminal voltage 42, a W-phase terminal voltage 43, and a neutral point voltage 29 are shown. In the three-phase modulation, the modulation increases in both directions of 0% and 100% centering on Duty 50% as the modulation increases. These terminal voltages are realized by duty (%) indicated on the vertical axis by PWM modulation. The neutral point voltage 29 is a value obtained by calculating the sum of the terminal voltages of each phase and dividing by 3. The phase voltage is a value obtained by subtracting the neutral point voltage from the terminal voltage, and is a sine wave.

図１３に、図１２に破線で示した位相２７０度〜３３０度における１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を中央から左右対称に表示している。Ｕ相の上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＶのＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相の上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間を太実線で表わしている。これは、一般的に、マイコンのタイマ機能により具現化される。同一相の上アームスイッチング素子がＯＮならば下アームスイッチング素子はＯＦＦ、上アームスイッチング素子がＯＦＦならば下アームスイッチング素子はＯＮの関係にある。但し、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止のためデッドタイム期間が設けられる。 In FIG. 13, the ON periods (Duty) of the upper arm switching elements U, V, and W within one carrier (carrier cycle) in the phase 270 to 330 degrees indicated by the broken line in FIG. 12 are displayed symmetrically from the center. ing. The ON period of the U-phase upper arm switching element U is represented by a thin solid line, the ON period of the V-phase upper arm switching element V is represented by a solid solid line, and the ON period of the W-phase upper arm switching element W is represented by a thick solid line. ing. This is generally realized by the timer function of the microcomputer. If the upper arm switching element of the same phase is ON, the lower arm switching element is OFF, and if the upper arm switching element is OFF, the lower arm switching element is ON. However, a dead time period is provided to prevent a short circuit between the upper arm switching element and the lower arm switching element.

シャント抵抗６による相電流検出の詳細は割愛するが、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電源ライン（シャント抵抗６）に流れる相電流を知ることができる。上アームスイッチング素子のＯＮする相が無い時は流れず（非通電、下循環）、１相のみＯＮ時はその相の電流が流れ（通電）、２相ＯＮ時は残りの相の電流が流れ（通電）、３相全てＯＮ時は流れない（非通電、上循環）。従って、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。但し、シャント抵抗６による電流検出において、上記ＯＮ時間が、電流検出するために必要な最低限の所定時間以上あることが条件になる（この所定時間をδと定義する）。 Although details of phase current detection by the shunt resistor 6 are omitted, it is possible to know the phase current flowing through the power supply line (shunt resistor 6) when the upper arm switching elements U, V, W are turned on and off. It does not flow when the upper arm switching element does not have an ON phase (de-energized, lower circulation). When only one phase is ON, the current of that phase flows (energized). When the two-phase is ON, the current of the remaining phase flows. (Energized) Does not flow when all three phases are ON (non-energized, upper circulation). Therefore, the detectable phase current can be known by confirming that the upper arm switching elements U, V, and W are ON. However, in the current detection by the shunt resistor 6, the ON time is required to be longer than the minimum predetermined time necessary for current detection (this predetermined time is defined as δ).

ここで、通電とは、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給される状態のことであり、非通電とは、バッテリー１からインバータ回路１０（モータ１１）へ電力供給されない状態のことと定義する。また、非通電における、下循環とは下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＮとなり、下アームとモータ１１間で電流が循環している状態のことであり、上循環とは上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＮとなり、上アームとモータ１１間で電流が循環している状態のことと定義する。 Here, energization refers to a state in which power is supplied from the battery 1 to the inverter circuit 10 (motor 11), and non-energization refers to a state in which power is not supplied from the battery 1 to the inverter circuit 10 (motor 11). It is defined as In the non-energized state, the lower circulation is a state in which all of the lower arm switching elements X, Y, and Z are turned on and current is circulated between the lower arm and the motor 11, and the upper circulation is the upper arm switching. It is defined as a state in which all of the elements U, V, W are turned on and current is circulating between the upper arm and the motor 11.

図１３において、シャント抵抗６による電流検出が可能となる期間を検出期間として、実線矢印で表示し、実線矢印近傍に検出される電流がどの相の電流かを示す。この場合、Ｕ相の相電流の検出期間をＵ、Ｗ相の相電流の検出期間をＷと表示している。 In FIG. 13, a period in which current detection by the shunt resistor 6 is possible is set as a detection period, and is indicated by a solid line arrow, and indicates the phase of the current detected in the vicinity of the solid line arrow. In this case, the detection period of the U-phase current is indicated as U, and the detection period of the W-phase current is indicated as W.

位相２７０度においては、Ｕ相の相電流しか検出できない。また、位相３３０度においては、Ｗ相の相電流しか検出できない。この１相分の相電流しか検出できないことへの対応の一例を図１４に示す。図１４（Ａ）は、図１３における位相３３０度の場合をそのまま示している。図１４（Ｂ）は、図１４（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）に所定値δを追加し、Ｖ相の相電流も検出できるようにしたものである。また、図１４（Ｃ）は、図１４（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を所定値δだけ削減し、Ｕ相の相電流も検出できるようにしたものである。このように、ＰＷＭ本来のＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）に追加もしくは削減を行い、相電流を検出できるようにすることを通電補正と定義する。また、この追加もしくは削減される値を通電補正量と定義する。これらにより、２相分の相電流が検出できるようになる。図１４（Ｂ）と図１４（Ｃ）の双方を実行することで、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）の所定値δの追加または削減がキャンセルされる。即ち、図１４（Ｂ）と図１４（Ｃ）の双方を実行することで、図１４（Ａ）の２回実行と同等になる。 At the phase of 270 degrees, only the U-phase current can be detected. Further, at the phase of 330 degrees, only the W-phase phase current can be detected. An example of correspondence to the fact that only the phase current for one phase can be detected is shown in FIG. FIG. 14A shows the case of the phase of 330 degrees in FIG. 13 as it is. In FIG. 14B, a predetermined value δ is added to the ON period (Duty) of the upper arm switching element U in FIG. 14A so that the phase current of the V phase can also be detected. FIG. 14C also shows that the ON period (Duty) of the upper arm switching element U in FIG. 14A is reduced by a predetermined value δ so that the U-phase phase current can also be detected. In this way, the addition or reduction to the original PWM ON period (Duty) so that the phase current can be detected is defined as energization correction. Further, the value to be added or reduced is defined as an energization correction amount. As a result, phase currents for two phases can be detected. By executing both FIG. 14B and FIG. 14C, the addition or reduction of the predetermined value δ of the ON period (Duty) of the upper arm switching element U is cancelled. That is, executing both FIG. 14B and FIG. 14C is equivalent to executing twice in FIG. 14A.

次に、モータの運転前における磁石回転子の位置決めについて以下説明する。磁石回転子５の回転を始動させるためには、通電前に磁石回転子５の位置決めをしておく必要がある（例えば、特許文献２参照）。これについて、一例を以下説明する。図１５（Ａ）は、４極の場合において、固定子巻線４のＵ相とＶ相をＳ極に、Ｗ相をＮ極にして、磁石回転子５を位置決めする場合を示している。固定子巻線４のＳ極には磁石回転子５のＮ極が、固定子巻線４のＮ極には磁石回転子５のＳ極が、それぞれ対向して停止することにより、位置決めされる。このとき、図１５（Ｂ）に示す如く、固定子巻線４のＷ相からＵ相及びＶ相へ電流が流される。 Next, the positioning of the magnet rotor before the operation of the motor will be described below. In order to start the rotation of the magnet rotor 5, it is necessary to position the magnet rotor 5 before energization (see, for example, Patent Document 2). An example will be described below. FIG. 15A shows a case where the magnet rotor 5 is positioned with the U and V phases of the stator winding 4 as the S pole and the W phase as the N pole in the case of four poles. The N pole of the magnet rotor 5 is positioned on the S pole of the stator winding 4 and the S pole of the magnet rotor 5 is positioned on the N pole of the stator winding 4 so as to be opposed to each other. . At this time, as shown in FIG. 15B, current flows from the W phase to the U phase and the V phase of the stator winding 4.

図１６（（Ｂ）及び（Ｃ））、図１７（（Ｂ）及び（Ｃ））に、上記、位置決めにおける１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を、図１３、図１４と同様に表示している。そして、位置決めから運転に渡るＷ相の相電流を図１８に示す。 16 ((B) and (C)) and FIG. 17 ((B) and (C)), the ON period of the upper arm switching elements U, V, and W within one carrier (carrier cycle) in the above-described positioning. (Duty) is displayed in the same manner as in FIGS. FIG. 18 shows the W-phase current from positioning to operation.

図１６（Ａ）は、図１８に示す位置決め初期において、電流を徐々に増加させるため、通電期間を小さく設定した場合である。位置決めスタートから電流が立ち上がりきるまでの期間を位置決め初期と定義する。位置決め初期において、この通電期間は徐々に大きくされる。この状態では、シャント抵抗６による電流検出はできない。そのための対応例が、図１６（Ｂ）、図１６（Ｃ）である。 FIG. 16A shows a case where the energization period is set small in order to gradually increase the current at the initial stage of positioning shown in FIG. The period from the start of positioning until the current rises is defined as the initial positioning. In the initial stage of positioning, this energization period is gradually increased. In this state, current detection by the shunt resistor 6 cannot be performed. The correspondence example for that is FIG. 16 (B) and FIG. 16 (C).

図１６（Ｂ）は、図１６（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）のキャリア周期後半（右側）に、所定値δ以上を追加しＵ相の相電流を検出できるように、また、図１６（Ａ）における上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）のキャリア周期前半（左側）に、所定値δ以上を追加しＷ相の相電流を検出できるようにしたものである。これにより、２相分の相電流が検出できるようになる。 FIG. 16B shows that the U-phase current can be detected by adding a predetermined value δ or more to the second half (right side) of the carrier period in the ON period (Duty) of the upper arm switching element U in FIG. In addition, a predetermined value δ or more is added to the first half (left side) of the carrier period in the ON period (Duty) of the upper arm switching element W in FIG. 16A so that the phase current of the W phase can be detected. . Thereby, the phase current for two phases can be detected.

図１６（Ｃ）は、図１６（Ａ）における上アームスイッチング素子Ｕ、上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を所定値δ以上削減し、Ｕ相の相電流及びＷ相の相電流を検出できるようにしたものである。これにより、２相分の相電流が検出できるようになる。上記ＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）の所定値δ以上削減は、図１６（Ｂ）におけるＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）の所定値δ以上追加を、キャンセルするようになされる。即ち、図１６（Ｂ）と図１６（Ｃ）の双方を実行することで、ＰＷＭ変調結果は、図１６（Ａ）の２回実行と同等になる。 In FIG. 16C, the ON period (Duty) of the upper arm switching element U and the upper arm switching element W in FIG. 16A is reduced by a predetermined value δ or more, and the U-phase phase current and the W-phase phase current are reduced. It can be detected. Thereby, the phase current for two phases can be detected. The reduction of the ON period (Duty) by a predetermined value δ or more is canceled by adding the ON period (Duty) by a predetermined value δ or more in FIG. That is, by executing both FIG. 16B and FIG. 16C, the PWM modulation result becomes equivalent to the two executions of FIG.

図１６（Ｂ）、図１６（Ｃ）を実行することで、２相分の相電流を検出しつつ、位置決め初期の電流を増加させることができる。図１６（Ａ）に示す通電期間は徐々に大きくされる。そして、位置決め初期は、おおよそ５０ｍＳ実行される。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、キャリア周期５００回分となる。 By executing FIG. 16B and FIG. 16C, it is possible to increase the current in the initial positioning while detecting the phase currents for two phases. The energization period shown in FIG. Then, at the initial stage of positioning, approximately 50 mS is executed. When the carrier frequency is 10 kHz and the carrier cycle is 100 μS, the carrier cycle is 500 times.

図１７（Ａ）は、図１８に示す位置決め定常期において、所定の一定電流が流れるように、通電期間を設定した場合である。置決め初期の電流立ち上り後において、一定電流となる期間を位置決め定常期と定義する。図１４（Ａ）と比べ、通電期間が短いが、これは磁石回転子５が停止しており固定子巻線４には誘起電圧が発生せず、同じ電流を流すためには通電期間が短くてよいからである。この状態では、シャント抵抗６による電流検出は、Ｗ相の相電流しか検出できない。そのための対応例が、図１７（Ｂ）、図１７（Ｃ）である。その方法は、基本的に運転時における図１４と同じである。 FIG. 17A shows a case where the energization period is set so that a predetermined constant current flows in the stationary positioning period shown in FIG. A period in which the current is constant after the current rising at the initial stage of the placement is defined as a stationary positioning period. Compared to FIG. 14A, the energization period is short, but this is because the magnet rotor 5 is stopped and no induced voltage is generated in the stator winding 4, and the energization period is short to allow the same current to flow. Because it is good. In this state, the current detection by the shunt resistor 6 can detect only the W-phase current. The correspondence example for that is FIG. 17 (B) and FIG. 17 (C). The method is basically the same as FIG. 14 during operation.

図１７（Ｂ）は、図１７（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）に所定値δ追加し、Ｖ相の相電流も検出できるようにしたものである。また、図１７（Ｃ）は、図１７（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を所定値δ削減し、Ｕ相の相電流も検出できるようにしたものである。これにより、２相分の相電流が検出できるようになる。図１７（Ｂ）と図１７（Ｃ）の双方を実行することで、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）への所定値δ追加または削減がキャンセルされる。 FIG. 17B adds a predetermined value δ to the ON period (Duty) of the upper arm switching element U in FIG. 17A so that the phase current of the V phase can also be detected. FIG. 17C shows a case where the ON period (Duty) of the upper arm switching element U in FIG. 17A is reduced by a predetermined value δ so that the U-phase phase current can also be detected. Thereby, the phase current for two phases can be detected. By executing both FIG. 17B and FIG. 17C, the addition or reduction of the predetermined value δ to the ON period (Duty) of the upper arm switching element U is cancelled.

図１７（Ｂ）、図１７（Ｃ）を実行することで、２相分の相電流を検出しつつ、位置決め定常期の一定電流を流すことができる。そして、おおよそ１００ｍＳ実行される。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、キャリア周期１０００回分となる。 By executing FIG. 17B and FIG. 17C, it is possible to flow a constant current in the stationary stationary phase while detecting phase currents for two phases. Then, approximately 100 ms is executed. When the carrier frequency is 10 kHz and the carrier cycle is 100 μS, the carrier cycle is 1000 times.

図１８に、位置決めから運転に渡るＷ相の相電流を示す。位置決めには、電流が徐々に増加する初期と、電流が一定となる定常期がある。この定常期の電流に連続して、運転時の正弦波交流電流が流れる。図１２の波形を正弦波交流電流に置き換えてみると（４１をＵ相の電流、４２をＶ相の電流、４３をＷ相の電流）、位相３３０度が位置決め定常期の電流即ち運転スタートの電流に相当する。位置決め定常期の電流に連続させるのは、安定して起動させるためである。位置決め電流を一旦ＯＦＦにすると、位置決めされた磁石回転子５の位置が動きかねないからでもある。磁石回転子５が回転を始めると、磁石回転子５により固定子巻線４に誘起電圧が発生するため、また、誘起電圧の位相に対する電流の位相が適切に制御されるため、正弦波交流電流の電流値は小さくなってゆく。
特開２００３−１８９６７０号公報（第１４頁、第１図、第１６頁、第１４図）特開平１１−３５６０８８号公報（第７頁、第６図） FIG. 18 shows a W-phase phase current from positioning to operation. Positioning includes an initial stage in which the current gradually increases and a stationary period in which the current is constant. A sine wave alternating current during operation flows following the steady-state current. When the waveform of FIG. 12 is replaced with a sinusoidal alternating current (41 is a U-phase current, 42 is a V-phase current, and 43 is a W-phase current), the phase 330 degrees is a steady-state positioning current, that is, an operation start. Corresponds to current. The reason why the current in the stationary stationary phase is continued is to start up stably. This is because once the positioning current is turned off, the position of the positioned magnet rotor 5 may move. When the magnet rotor 5 starts rotating, an induced voltage is generated in the stator winding 4 by the magnet rotor 5 and the phase of the current with respect to the phase of the induced voltage is appropriately controlled. The current value of becomes smaller.
JP 2003-189670 (page 14, FIG. 1, page 16, FIG. 14) Japanese Patent Laid-Open No. 11-356088 (page 7, FIG. 6)

上記のように、電流センサが一つのみの相電流検出方法においては、電流センサを２個乃至３個用い相電流を直接検出する他の方式に比べ、構成部品が少ないため、小型化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができるなどの利点がある。 As described above, the phase current detection method with only one current sensor can be downsized because there are fewer components compared to other methods in which two or three current sensors are used to directly detect the phase current. In addition, there is an advantage that reliability such as vibration resistance can be improved.

然しながら、２相分の相電流を検出できない場合には、一部の相において上アームスイッチング素子のＯＮ期間を増加もしくは減少させる通電補正）必要がある。この通電補正により、ＰＷＭ変調本来の電流に比較し、リップル電流が発生することとなる。このリップル電流は電磁力となり、モータの固定子巻線、メカ、ハウジングなどに作用し、騒音（振動）を発生させることとなる。ＯＮ期間の追加削減はキャンセルされＰＷＭ変調結果は変わらないが、キャリア周期内においてリップル電流が発生する。 However, when the phase current for two phases cannot be detected, it is necessary to correct the energization to increase or decrease the ON period of the upper arm switching element in some phases. By this energization correction, a ripple current is generated as compared with the original PWM modulation current. This ripple current becomes an electromagnetic force, which acts on the stator winding, the mechanism, the housing, etc. of the motor, and generates noise (vibration). The additional reduction in the ON period is canceled and the PWM modulation result does not change, but a ripple current is generated within the carrier period.

特に、運転前の位置決め時においては、通電補正による影響が大きい。一つには、磁石回転子は回転していないため作動音が無く、リップル電流に起因する騒音が目立ちやすいためである。二つには、通電期間が短く（磁石回転子が停止しており固定子巻線には誘起電圧が発生せず、同じ電流を流すために通電期間が短くてよいため）、通電補正量が相対的に大きくなる（ＰＷＭ変調本来の通電期間に対し、追加もしくは削減される電流検出するために必要な最低限の所定時間δが相対的に大きくなる）ためである。位置決め初期は、定常期に比べ、更に通電期間が短く影響が大きい。三つには、通電補正しない場合、Ｗ相のみが直流電源のプラス側に接続されるのに対し、通電補正する場合、Ｕ相、Ｖ相も直流電源のプラス側に接続される瞬間があり、３相間の電流比率が瞬間変化する。これにより、磁石回転子の位置が瞬間変動し騒音（振動）を発生させるためである。 In particular, at the time of positioning before the operation, the influence by the energization correction is large. For one thing, the magnet rotor does not rotate, so there is no operating noise, and noise caused by ripple current is easily noticeable. Secondly, the energization period is short (because the magnet rotor is stopped and no induced voltage is generated in the stator winding, and the energization period may be short to allow the same current to flow), and the energization correction amount is This is because it becomes relatively large (the minimum predetermined time δ necessary for detecting the current to be added or reduced relative to the original energization period of PWM modulation becomes relatively large). In the initial stage of positioning, the energization period is shorter and the influence is larger than in the stationary period. Third, when current correction is not performed, only the W phase is connected to the positive side of the DC power supply, whereas when current correction is performed, the U phase and V phase are also connected to the positive side of the DC power supply. The current ratio between the three phases changes instantaneously. This is because the position of the magnet rotor fluctuates instantaneously to generate noise (vibration).

空調装置に用いられる電動圧縮機をインバータ装置で駆動する場合、車両用においては、搭載スペース、重量などの制約により防音箱などの装置を用いる事は困難である。本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、直流電源との間に配置される電流センサにより相電流を検出するインバータ装置において、位置決め時の騒音（振動）を低減することを目的とする。 When an electric compressor used for an air conditioner is driven by an inverter device, it is difficult to use a device such as a soundproof box for a vehicle due to restrictions such as mounting space and weight. The present invention solves such a conventional problem, and an object of the present invention is to reduce noise (vibration) at the time of positioning in an inverter device that detects a phase current by a current sensor arranged between a DC power source. And

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により駆動電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させるとともに、通電に補正をして電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備え、制御回路は、モータの運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、通電補正を行わない期間を設けるとともに、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる期間では、通電補正により相電流を検出する制御を行うものである。この構成により、通電補正の影響が大きい位置決め時の騒音を抑制することができるとともに、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる位置決めの特定期間では相電流を検出するので、電流と位相が位置決めから連続し、安定した起動を行うことができる。 In order to solve the above problems, an inverter device according to the present invention includes an inverter circuit including an upper arm switching element connected to the plus side of a DC power supply and a lower arm switching element connected to the minus side, a DC power supply, A current sensor that detects current between inverter circuits, and a control circuit that causes the inverter circuit to output drive current to the sensorless DC brushless motor by energization of PWM modulation, and to correct the energization and detect phase current by the current sensor. The control circuit provides a period during which the energization correction is not performed in the positioning of the magnet rotor before the operation of the motor, and in the period during which the detection of the phase current can be reflected in the PWM modulation during the operation, the phase current is calculated by the energization correction. It performs control to detect. With this configuration, it is possible to suppress noise at the time of positioning, which is greatly affected by the current-carrying correction, and the phase current is detected during a specific period of positioning where the detection of the phase current can be reflected in the PWM modulation during operation. Can continue from the positioning and perform a stable start-up.

本発明のインバータ装置は、通電補正による位置決め時の騒音を抑制しつつ、単一の電流センサによる相電流の検出が可能であり、安定した起動を行うことができる。 The inverter device of the present invention can detect a phase current by a single current sensor while suppressing noise during positioning by energization correction, and can perform stable start-up.

第１の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により駆動電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させるとともに、通電に補正をして電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備え、制御回路は、モータの運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、通電補正を行わない期間を設けるとともに、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる期間では、通電補正により相電流を検出する制御を行うものである。この構成により、通電補正の影響が大きい位置決め時の騒音を抑制することができるとともに、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる位置決めの特定期間では相電流を検出するので、電流と位相が位置決めから連続し、安定した起動を行うことができる。 According to a first aspect of the present invention, there is provided an inverter circuit including an upper arm switching element connected to a positive side of a DC power source and a lower arm switching element connected to a negative side, and a current for detecting a current between the DC power source and the inverter circuit The control circuit includes a sensor and a control circuit that outputs a drive current to the sensorless DC brushless motor by energizing the PWM circuit to the inverter circuit and corrects the energization and detects a phase current by the current sensor. In the previous positioning of the magnet rotor, a period during which current correction is not performed is provided, and in a period during which detection of phase current can be reflected in PWM modulation during operation, control for detecting phase current by current correction is performed. With this configuration, it is possible to suppress noise at the time of positioning, which is greatly affected by the current-carrying correction, and the phase current is detected during a specific period of positioning where the detection of the phase current can be reflected in the PWM modulation during operation. Can continue from the positioning and perform a stable start-up.

第２の発明は、第１の発明のインバータ装置において、通電補正を行わない期間は、位置決め初期の電流立ち上り期間とするものである。位置決め時においては、通電補正量がＰＷＭ変調本来の通電期間に比較し相対的に大きいこと等により、通電補正の騒音への影響が大きい。中でも、位置決め初期の電流立ち上り期間は、電流を徐々に増加させるために定常期よりも通電期間が小さく設定されているため、また、１相だけでなく２相において通電補正が必要になるため、尚一層通電補正の騒音への影響が大きい。そのため、この位置決め初期の電流立ち上り期間を、通電補正を行わない期間とすることで位置決め時の騒音を大きく抑制することができる。 According to a second aspect of the present invention, in the inverter device of the first aspect, the period during which the energization correction is not performed is a current rising period at the initial stage of positioning. At the time of positioning, the energization correction amount has a large influence on noise due to the relatively large energization correction amount compared to the original energization period of PWM modulation. Among them, since the current rising period in the initial stage of positioning is set to be shorter than the stationary period in order to gradually increase the current, and it is necessary to correct energization not only in one phase but also in two phases. In addition, the effect of current correction on noise is large. Therefore, noise during positioning can be greatly suppressed by setting the current rising period at the initial stage of the positioning to a period in which the energization correction is not performed.

第３の発明は、第１の発明のインバータ装置において、通電補正を行わない期間は、位置決め初期の電流立ち上り後の一定電流となる位置決め定常期のうち、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる期間を除いた期間とするものである。位置決め定常期は時間が長いため、当該期間を、通電補正を行わない期間とすることで位置決め時の騒音を大きく抑制することができる。また、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる期間を除くことで、電流と位相が位置決めから連続し、安定した起動を行うことができる。 According to a third aspect of the present invention, in the inverter device according to the first aspect of the present invention, during the period in which the energization correction is not performed, the phase current is detected by the PWM modulation during operation during the stationary positioning period in which the current is constant after the initial rising of the positioning. The period excluding the period that can be reflected in Since the stationary stationary period is long, noise during positioning can be greatly suppressed by setting the period to a period in which the energization correction is not performed. Further, by removing the period during which the detection of the phase current can be reflected in the PWM modulation during operation, the current and the phase are continuous from the positioning, and stable starting can be performed.

第４の発明は、第１乃至第３の発明のインバータ装置において、通電補正を行わない期間においては、当該ＰＷＭ変調をモータの温度に基づいて補正するものである。これにより、電流検出に基づく電流調節のできない通電補正を行わない期間においても、モータに流れる電流をモータの温度に係わらず所定の値にすることができる。そのため、確実な位置決めを行うことができる。 According to a fourth invention, in the inverter device of the first to third inventions, the PWM modulation is corrected based on the temperature of the motor during a period in which the energization correction is not performed. As a result, even during a period in which the current correction based on the current detection cannot be performed, the current flowing through the motor can be set to a predetermined value regardless of the motor temperature. Therefore, reliable positioning can be performed.

第５の発明は、第１乃至第４の発明のインバータ装置において、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる期間は、位置決め定常期終端の２キャリア周期とするものである。これにより、通電補正を行う期間は必要最小限となる。そのため、騒音は最小になるとともに、電流と位相が位置決めから連続して安定した起動を行うことができる。 According to a fifth invention, in the inverter devices of the first to fourth inventions, the period during which the detection of the phase current can be reflected in the PWM modulation during operation is a two-carrier cycle at the end of the stationary stationary phase. As a result, the period during which energization correction is performed is minimized. As a result, noise can be minimized, and the current and phase can be continuously activated from the positioning.

第６の発明は、第１乃至第５の発明のインバータ装置において、ＰＷＭ変調を３相変調とするものである。２相変調に比較し、３相変調においては、電流波形が滑らかで低騒音であるため、リップル電流に起因する騒音が目立ち易く、本発明の効果が大きい。 According to a sixth aspect of the present invention, in the inverter device according to the first to fifth aspects of the invention, the PWM modulation is three-phase modulation. Compared to the two-phase modulation, the three-phase modulation has a smooth current waveform and low noise, so that noise caused by the ripple current is easily noticeable, and the effect of the present invention is great.

第７の発明は、第１乃至第６の発明のインバータ装置において、電動圧縮機のモータを駆動するものである。電動圧縮機はルームエアコン、カーエアコンなどに使用されるため、その騒音が認識されやすい。そのため、低騒音化できる本発明の効果が大きい。また、電動圧縮機においては、モータ、冷凍サイクル保護のために、温度センサをモータ近傍、冷媒吐出口近傍に備える場合が多い。モータ温度と冷媒吐出温度とは近い値であり、モータ温度に代わり冷媒吐出温度を用いることができる。そのため、通電補正を行わない期間におけるモータ温度に基づくＰＷＭ変調補正において、モータ温度センサなどを新たに設ける必要がない。 The seventh invention drives the motor of the electric compressor in the inverter device of the first to sixth inventions. Since electric compressors are used in room air conditioners, car air conditioners, etc., their noise is easily recognized. Therefore, the effect of the present invention that can reduce noise is great. Moreover, in an electric compressor, in order to protect a motor and a refrigerating cycle, a temperature sensor is often provided near the motor and near the refrigerant discharge port. The motor temperature and the refrigerant discharge temperature are close to each other, and the refrigerant discharge temperature can be used instead of the motor temperature. Therefore, it is not necessary to newly provide a motor temperature sensor or the like in the PWM modulation correction based on the motor temperature during a period in which the energization correction is not performed.

第８の発明は、第７の発明のインバータ装置において、電動圧縮機を高圧型とするものである。高圧型の電動圧縮機においては、圧縮された高温高圧の冷媒により、モータが冷却される。そのため、モータの温度は高温になる。従って、通電補正を行わない期間におけるモータの温度に基づくＰＷＭ変調補正の効果が大きい。 The eighth invention is the inverter device of the seventh invention, wherein the electric compressor is a high pressure type. In the high-pressure electric compressor, the motor is cooled by the compressed high-temperature and high-pressure refrigerant. Therefore, the temperature of the motor becomes high. Therefore, the effect of the PWM modulation correction based on the motor temperature during the period in which the energization correction is not performed is great.

第９の発明は、第７または第８の発明のインバータ装置において、モータの温度は、電動圧縮機に搭載されるインバータ装置の温度で代用されるものである。インバータ装置一体型電動圧縮機では、起動時温度が平衡しておれば、モータの温度とインバータ装置の温度は近い値となっている。インバータ装置においては、スイッチング素子などの保護のために、温度センサを備える場合が多い。そのため、通電補正を行わない期間におけるモータ温度に基づくＰＷＭ変調補正において、新たにモータ温度センサなどを設ける必要がない。 According to a ninth invention, in the inverter device according to the seventh or eighth invention, the temperature of the motor is substituted by the temperature of the inverter device mounted on the electric compressor. In the inverter-integrated electric compressor, the temperature of the motor and the temperature of the inverter device are close to each other if the startup temperature is balanced. In many cases, an inverter device is provided with a temperature sensor for protection of a switching element or the like. Therefore, it is not necessary to newly provide a motor temperature sensor or the like in the PWM modulation correction based on the motor temperature during the period in which the energization correction is not performed.

第１０の発明は、第１乃至第９の発明のインバータ装置において、車両に搭載されるものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、走行による振動に対する耐振性も必要なため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出する本インバータ装置は有用である。また、その騒音が認識されやすいため、低騒音化できる本発明の効果が大きい。 A tenth aspect of the invention is the inverter device according to the first to ninth aspects of the invention, which is mounted on a vehicle. In the case of a vehicle, since the mounting space is limited and downsizing is required and vibration resistance against vibration due to traveling is also required, the present inverter device that detects current with one current sensor such as a shunt resistor is useful. Further, since the noise is easily recognized, the effect of the present invention that can reduce the noise is great.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The present invention is not limited to the embodiment.

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置２２とその周辺の電気回路である。インバータ装置２２の制御回路７は、シャント抵抗６からの電圧により、相電流を検出する。２相分の相電流を検出すれば、残りの相の相電流は、当該２個の電流値から演算できる（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。 (Embodiment 1)
FIG. 1 shows an inverter device 22 according to Embodiment 1 of the present invention and an electric circuit around it. The control circuit 7 of the inverter device 22 detects the phase current based on the voltage from the shunt resistor 6. If the phase currents for two phases are detected, the phase currents for the remaining phases can be calculated from the two current values (Kirchhoff's current law is applied at the neutral point of the stator winding 4).

運転時においては、制御回路７が、これら３相分の電流値に基づき、モータ１１を構成する磁石回転子５による固定子巻線４の誘起電圧を演算し、磁石回転子５の位置検出を行う。そして、この位置検出、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ１１の固定子巻線４へ出力する。 During operation, the control circuit 7 calculates the induced voltage of the stator winding 4 by the magnet rotor 5 constituting the motor 11 based on the current values for these three phases, and detects the position of the magnet rotor 5. Do. Then, based on this position detection, rotation speed command signal (not shown), etc., the switching element 2 constituting the inverter circuit 10 is controlled, and the DC voltage from the battery 1 is switched by PWM modulation. An alternating current is output to the stator winding 4 of the motor 11.

インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、３Ｘ、３Ｙ、３Ｚと定義する。 The diode 3 constituting the inverter circuit 10 serves as a circulation route for the current flowing through the stator winding 4. For the switching element 2, upper arm switching elements are defined as U, V, W, and lower arm switching elements are defined as X, Y, Z, and diodes corresponding to the switching elements U, V, W, X, Y, Z Is defined as 3U, 3V, 3W, 3X, 3Y, 3Z.

電流センサとしては、シャント抵抗６に限らず、ホール素子を用いた電流センサなど瞬時ピーク電流が検出できるものであれば良い。また、電源ラインのプラス側に設けても良い。シャント抵抗ならば、小型化耐振性向上が実現し易い。制御回路７は、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚと、ドライブ回路などを介して接続線１８により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スイッチング素子２がＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はゲート電圧を、パワートランジスタの場合はベース電流を制御する。 The current sensor is not limited to the shunt resistor 6 and may be any sensor that can detect an instantaneous peak current, such as a current sensor using a Hall element. Further, it may be provided on the positive side of the power supply line. If it is a shunt resistor, it is easy to realize miniaturization and improvement of vibration resistance. The control circuit 7 is connected to the upper arm switching elements U, V, W and the lower arm switching elements X, Y, Z by a connection line 18 via a drive circuit or the like, and controls each switching element. When the switching element 2 is an IGBT or a power MOSFET, the gate voltage is controlled. When the switching element 2 is a power transistor, the base current is controlled.

モータ１１の運転前における磁石回転子５の位置決め時における通電について以下説明する。モータ１１の磁石回転子５が回転している運転時の通電については、背景技術と同様である。 The energization at the time of positioning of the magnet rotor 5 before the operation of the motor 11 will be described below. The energization during operation in which the magnet rotor 5 of the motor 11 is rotating is similar to the background art.

図２（Ａ）は、４極の場合において、固定子巻線４のＵ相とＶ相をＳ極に、Ｗ相をＮ極にして、磁石回転子５を位置決めする場合を示している。固定子巻線４のＳ極には磁石回転子５のＮ極が、固定子巻線４のＮ極には磁石回転子５のＳ極が、それぞれ対向して停止することにより、位置決めされる。このとき、制御回路７は、図２（Ｂ）に示す如く、固定子巻線４のＷ相からＵ相及びＶ相へ電流が流れるように、スイッチング素子２を制御する。但し、通電補正をして相電流検出を行う期間は一部の期間に制限する。 FIG. 2A shows a case where the magnet rotor 5 is positioned with the U phase and V phase of the stator winding 4 set to the S pole and the W phase set to the N pole in the case of four poles. The N pole of the magnet rotor 5 is positioned on the S pole of the stator winding 4 and the S pole of the magnet rotor 5 is positioned on the N pole of the stator winding 4 so as to be opposed to each other. . At this time, as shown in FIG. 2B, the control circuit 7 controls the switching element 2 so that current flows from the W phase to the U phase and the V phase of the stator winding 4. However, the period during which the current correction is performed and the phase current is detected is limited to a part of the period.

図３（Ａ）は、位置決め初期において、電流を徐々に増加させるため、通電期間を小さく設定した場合である。位置決め初期において、この通電期間は、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）に示すように、徐々に大きくされる。即ち、位置決め初期は図３（Ａ）、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）により構成される。ここでは、電流が立ち上がりきるまでの時間（位置決め初期）は、５０ｍＳであるが、定常期の電流値に到達するまでの時間である。この期間では、定常期よりも通電期間が小さく設定されているため、尚一層通電補正の騒音への影響が大きい。そのため、この位置決め初期の電流立ち上り期間を、通電補正を行わない期間とすることにより、位置決め時の騒音を大きく抑制することができる。 FIG. 3A shows a case where the energization period is set small in order to gradually increase the current in the initial stage of positioning. In the initial stage of positioning, the energization period is gradually increased as shown in FIGS. 3 (B) and 3 (C). That is, the initial stage of positioning is constituted by FIG. 3 (A), FIG. 3 (B), and FIG. 3 (C). Here, the time until the current rises up (initial positioning) is 50 mS, but is the time until the current value in the stationary phase is reached. In this period, since the energization period is set to be shorter than that in the stationary period, the effect of the energization correction on the noise is still greater. Therefore, noise during positioning can be greatly suppressed by setting the current rising period at the initial stage of the positioning to a period in which the energization correction is not performed.

例として、バッテリー１の直流電圧をＤＣ３００Ｖ、固定子巻線４の各相の抵抗値を１Ω、キャリア周波数１０ｋＨｚ（キャリア周期１００μＳ）とする。ここで、位置決め定常期におけるＷ相の相電流値を２０Ａとするためには、固定子巻線４の等価抵抗値が１．５Ωとなるので（図２Ｂ参照）、ＤＣ３０Ｖ相当を印加する必要がある。ＤＣ３０Ｖは、ＤＣ３００Ｖの１０％である。従って、通電期間のＤｕｔｙを１０％（１０μＳ）にすればよい。 As an example, the DC voltage of the battery 1 is set to DC 300 V, the resistance value of each phase of the stator winding 4 is set to 1Ω, and the carrier frequency is set to 10 kHz (carrier cycle 100 μS). Here, in order to set the phase current value of the W-phase in the stationary positioning period to 20 A, the equivalent resistance value of the stator winding 4 is 1.5Ω (see FIG. 2B), so it is necessary to apply a DC equivalent to 30 V. is there. DC30V is 10% of DC300V. Therefore, the duty of the energization period may be 10% (10 μS).

そのため、位置決め初期においては、通電期間のＤｕｔｙを１０％より小さい値から徐々に１０％近くまで増加させる。図３（Ａ）においては、２．５％（２．５μＳ）、図３（Ｂ）においては、５％（５μＳ）、図３（Ｃ）においては、７．５％（７．５μＳ）としている。通電期間は、キャリア周期の前半（左側）と後半（右側）に２分されている（３相変調であるため）ので、各通電期間は、図３（Ａ）においては、１．２５μＳ、図３（Ｂ）においては、２．５μＳ、図３（Ｃ）においては、３．７５μＳとなる。 Therefore, at the initial stage of positioning, the duty of the energization period is gradually increased from a value smaller than 10% to nearly 10%. 3A is 2.5% (2.5 μS), FIG. 3B is 5% (5 μS), and FIG. 3C is 7.5% (7.5 μS). Yes. Since the energization period is divided into the first half (left side) and the second half (right side) of the carrier cycle (because of three-phase modulation), each energization period is 1.25 μS in FIG. In 3 (B), it becomes 2.5 μS, and in FIG. 3 (C), it becomes 3.75 μS.

ここで、電流検出するために必要な最低限の所定時間δを５μＳとすると、シャント抵抗６による電流検出はできない。そこで、通電補正すると仮定すると（通電補正量を５μＳとして）、通電補正量のＰＷＭ変調本来の通電期間に対する比率は、図３（Ａ）においては、４倍（５μＳ／１．２５μＳ、図３（Ｂ）においては、２倍（５μＳ／２．５μＳ）、図３（Ｃ）においては、１．３倍（５μＳ／３．７５μＳ）となる。従って、本来のＰＷＭ変調による電流に大きなリップル電流が加わり、また、３相間の電流比率が変化し、大きな騒音が発生する。本発明の実施の形態においては、この位置決め初期の電流立ち上り期間を、通電補正を行わない期間とする。これにより、位置決め時の騒音を大きく抑制することができる。 Here, if the minimum predetermined time δ necessary for current detection is 5 μS, current detection by the shunt resistor 6 cannot be performed. Therefore, assuming that energization correction is performed (assuming that the energization correction amount is 5 μS), the ratio of the energization correction amount to the original energization period of PWM modulation is four times (5 μS / 1.25 μS, FIG. B) is doubled (5 μS / 2.5 μS), and in FIG.3C is 1.3 times (5 μS / 3.75 μS) Therefore, a large ripple current is present in the current due to the PWM modulation. In addition, in the embodiment of the present invention, the current rising period at the initial stage of the positioning is set as a period during which no energization correction is performed. The noise at the time can be greatly suppressed.

図４（Ａ）は、位置決め定常期において、所定の一定電流が流れるように、通電期間を設定した場合である。この状態では、シャント抵抗６による電流検出は、Ｗ相の相電流しか検出できない。そのための対応例が、図４（Ｂ）、図４（Ｃ）である。即ち、位置決め定常期は図４（Ｂ）、図４（Ｃ）により構成される。 FIG. 4A shows a case where the energization period is set so that a predetermined constant current flows in the stationary positioning period. In this state, the current detection by the shunt resistor 6 can detect only the W-phase current. The correspondence example for that is FIG. 4 (B) and FIG. 4 (C). That is, the positioning stationary period is constituted by FIG. 4 (B) and FIG. 4 (C).

図４（Ｂ）は、図４（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）に所定値δ追加し、Ｖ相の相電流も検出できるようにしたものである。また、図４（Ｃ）は、図４（Ａ）における上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を所定値δ削減し、Ｕ相の相電流も検出できるようにしたものである。これにより、２相分の相電流が検出できるようになる。図４（Ｂ）と図４（Ｃ）の双方を実行することで、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）への所定値δ追加または削減がキャンセルされる。そして、図４（Ｂ）と図４（Ｃ）の双方を繰り返し実行することで、２相分の相電流を検出しつつ、位置決め定常期の一定電流を流すことができる。 In FIG. 4B, a predetermined value δ is added to the ON period (Duty) of the upper arm switching element U in FIG. 4A so that the phase current of the V phase can also be detected. FIG. 4C shows a case where the ON period (Duty) of the upper arm switching element U in FIG. 4A is reduced by a predetermined value δ so that the U-phase phase current can also be detected. Thereby, the phase current for two phases can be detected. By executing both FIG. 4B and FIG. 4C, the addition or reduction of the predetermined value δ to the ON period (Duty) of the upper arm switching element U is cancelled. Then, by repeatedly executing both FIG. 4B and FIG. 4C, it is possible to flow a constant current in the stationary stationary phase while detecting phase currents for two phases.

図４（Ｂ）、図４（Ｃ）は、おおよそ１００ｍＳ実行される。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、キャリア周期１０００回分となる。そのため、位置決め定常期に検出される相電流から、運転時のＰＷＭ変調を演算するのに充分な時間を確保できる。即ち、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる。 4B and 4C are executed for approximately 100 mS. When the carrier frequency is 10 kHz and the carrier cycle is 100 μS, the carrier cycle is 1000 times. Therefore, it is possible to secure a sufficient time to calculate the PWM modulation during operation from the phase current detected in the stationary positioning period. That is, the detection of the phase current can be reflected in the PWM modulation during operation.

図５に、位置決めから運転に渡るＷ相の相電流を示す。位置決め初期の電流立ち上り期間では、通電補正を行わない期間即ち相電流検出を行わない期間としている。図１２の波形を正弦波交流電流に置き換えてみると（４１をＵ相の電流、４２をＶ相の電流、４３をＷ相の電流）、位相３３０度が位置決め定常期終端の電流即ち運転スタートの電流に相当する。定常期には通電補正により相電流を検出し、更に上記位相を加味し、運転時のＰＷＭ変調を演算する（反映する）。これにより、位置決め定常期の電流に連続して（位相３３０度から位相が増加する方向に）、運転時の正弦波交流電流が流れる。従って、電流と位相が位置決めから連続し、安定した起動を行うことができる。 FIG. 5 shows a W-phase current from positioning to operation. In the current rising period at the initial stage of positioning, a period during which no energization correction is performed, that is, a phase current detection is not performed. When the waveform of FIG. 12 is replaced with a sinusoidal alternating current (41 is a U-phase current, 42 is a V-phase current, and 43 is a W-phase current), the phase 330 degrees is the current at the end of the stationary phase, that is, the operation start. Is equivalent to In the steady period, the phase current is detected by energization correction, and the PWM modulation during operation is calculated (reflected) in addition to the above phase. Thereby, the sine wave alternating current at the time of operation flows continuously from the current in the stationary positioning period (in the direction in which the phase increases from 330 degrees). Therefore, the current and phase are continuous from the positioning, and stable start-up can be performed.

尚、上記実施の形態において、固定子巻線４のＵ相とＶ相をＳ極に、Ｗ相をＮ極にして、４極の磁石回転子５を位置決めする場合を示したが、これに限るものではなく、固定子巻線４のＳ極Ｎ極の相は任意であり、２極、６極等にも、また、固定子巻線４の２相のみに電流を流す場合にも適用できる（２相をＷ相、Ｕ相とすれば例えば位相３００度に相当する）。相電流を検出するための通電補正は上記に限らず、常に３相分検出、キャリア周期の前半のみで検出など任意である。図３、図４におけるＰＷＭ変調本来の通電期間は、バッテリー１の直流電圧を検出し、基準電圧（上記例ではＤＣ３００Ｖ）に対する比率により、調整（比率の逆数を掛ける）し電流精度をＵＰしても良い。 In the above embodiment, the case where the U-phase and V-phase of the stator winding 4 are set to the S-pole and the W-phase is set to the N-pole is shown, and the 4-pole magnet rotor 5 is positioned. The phase of the S pole and the N pole of the stator winding 4 is arbitrary, and is applicable to two poles, six poles, etc., and also when a current is passed through only two phases of the stator winding 4. (If the two phases are the W phase and the U phase, for example, it corresponds to a phase of 300 degrees). The energization correction for detecting the phase current is not limited to the above, but may be any detection such as detection for three phases, detection only in the first half of the carrier cycle. 3 and FIG. 4, during the original energization period of PWM modulation, the DC voltage of the battery 1 is detected and adjusted (by multiplying the reciprocal of the ratio) by the ratio to the reference voltage (DC300V in the above example) to increase the current accuracy. Also good.

（実施の形態２）
実施の形態２においての位置決め初期は、実施の形態１における図３と同じである。位置決め定常期について説明する。図６（Ａ）は、図４（Ａ）と同じであり、位置決め定常期において、所定の一定電流が流れるように、通電期間を設定した場合である。実施の形態１とは異なり、位置決め定常期１００ｍＳのうち９９ｍＳこれを実施する。この期間は、通電補正を行わない期間であるため、実施の形態１に比べ、位置決め時の騒音を更に抑制することができる。 (Embodiment 2)
The initial positioning in the second embodiment is the same as that in FIG. 3 in the first embodiment. The stationary stationary period will be described. FIG. 6A is the same as FIG. 4A and shows a case where the energization period is set so that a predetermined constant current flows in the stationary positioning period. Unlike the first embodiment, 99 mS of the stationary stationary phase of 100 mS is performed. Since this period is a period in which energization correction is not performed, noise during positioning can be further suppressed as compared with the first embodiment.

図６（Ｂ）、図６（Ｃ）は、図４（Ｂ）、図４（Ｃ）と同じであるが、実施時間は１ｍＳである。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、キャリア周期１０回分となる。そのため、位置決め定常期に検出される相電流から、運転時のＰＷＭ変調を演算するのに充分な時間を確保できる。即ち、相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる。以上により、位置決め定常期は図６（Ａ）、図６（Ｂ）、図６（Ｃ）により構成される。通電補正を行わない期間は、位置決め１５０ｍＳ（初期５０ｍＳ、定常期１００ｍＳ）のうち１４９ｍＳ（初期５０ｍＳ、定常期９９ｍＳ）となり、騒音は殆ど抑制される。 6B and 6C are the same as FIGS. 4B and 4C, but the implementation time is 1 mS. When the carrier frequency is 10 kHz and the carrier cycle is 100 μS, the carrier cycle is 10 times. Therefore, it is possible to secure a sufficient time to calculate the PWM modulation during operation from the phase current detected in the stationary positioning period. That is, the detection of the phase current can be reflected in the PWM modulation during operation. As described above, the stationary positioning period is configured by FIGS. 6A, 6B, and 6C. The period during which the energization correction is not performed is 149 mS (initial 50 mS, stationary period 99 mS) of the positioning 150 mS (initial 50 mS, stationary period 100 mS), and noise is almost suppressed.

図７に、位置決めから運転に渡るＷ相の相電流を示す。図５に比較し、電流検出が位置決め定常期の終端から始まっている。位置決めのうち位置決め定常期の終端以外では、通電補正を行わない期間即ち相電流検出を行わない期間としている。図１２の波形を正弦波交流電流に置き換えてみると（４１をＵ相の電流、４２をＶ相の電流、４３をＷ相の電流）、位相３３０度が位置決め定常期の電流即ち運転スタートの電流に相当する。位置決め定常期の終端では通電補正により相電流を検出し、更に上記位相を加味し、運転時のＰＷＭ変調を演算する（反映する）。これにより、位置決め定常期の電流に連続して、運転時の正弦波交流電流が流れる。従って、電流と位相が位置決めから連続し、安定した起動を行うことができる。 FIG. 7 shows the W-phase current from positioning to operation. Compared with FIG. 5, the current detection starts from the end of the stationary stationary phase. A period other than the end of the stationary stationary period of the positioning is a period in which the energization correction is not performed, that is, the period in which the phase current is not detected. When the waveform of FIG. 12 is replaced with a sinusoidal alternating current (41 is a U-phase current, 42 is a V-phase current, and 43 is a W-phase current), the phase 330 degrees is a steady-state positioning current, that is, an operation start. Corresponds to current. At the end of the stationary stationary phase, the phase current is detected by energization correction, and the PWM modulation during operation is calculated (reflected) in addition to the above phase. Thereby, the sine wave alternating current at the time of operation flows following the current in the stationary stationary phase. Therefore, the current and phase are continuous from the positioning, and stable start-up can be performed.

（実施の形態３）
実施の形態３においての位置決め初期は、実施の形態１における図３と同じである。位置決め定常期について説明する。位置決め定常期については、実施の形態２における、通電補正を行う期間の時間を短縮したものとなる。即ち、図６（Ａ）の９９ｍＳを９９．８ｍＳ、図６（Ｂ）及び図６（Ｃ）の１ｍＳを０．２ｍＳにしたものである。即ち、位置決め定常期の終端の通電補正は０．２ｍＳのみである。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、２キャリア周期のみである。図６（Ｂ）が１キャリア周期及び図６（Ｃ）が１キャリア周期となる。 (Embodiment 3)
The initial positioning in the third embodiment is the same as that in FIG. 3 in the first embodiment. The stationary stationary period will be described. About the stationary positioning period, the time of the period for performing energization correction in the second embodiment is shortened. That is, 99 mS in FIG. 6A is 99.8 mS, and 1 mS in FIGS. 6B and 6C is 0.2 mS. In other words, the energization correction at the end of the stationary positioning period is only 0.2 mS. In the case of a carrier frequency of 10 kHz and a carrier cycle of 100 μS, there are only two carrier cycles. FIG. 6B shows one carrier cycle, and FIG. 6C shows one carrier cycle.

これについて、図８により説明する。位置決め定常期終端の２キャリア周期を、ｐ１４９９、ｐ１５００とし、運転スタート当初のキャリア周期を、ｍ１として、横軸は時間であり連続させて示す。キャリア周波数１０ｋＨｚ、キャリア周期１００μＳの場合、位置決め１５０ｍＳは、１５００キャリア周期に相当するため、位置決め（定常期の）最終端のキャリア周期をｐ１５００としている。 This will be described with reference to FIG. The two carrier cycles at the end of the stationary stationary phase are p1499 and p1500, the carrier cycle at the beginning of operation is m1, and the horizontal axis is time and is shown continuously. In the case of a carrier frequency of 10 kHz and a carrier cycle of 100 μS, positioning 150 mS corresponds to 1500 carrier cycles, so the carrier cycle at the final end of the positioning (stationary phase) is p1500.

図の上から、ＰＷＭ出力のタイミング、ＰＷＭ演算のタイミング、電流検出のタイミングを示す。キャリア周期ｐ１４９９において検出された相電流（この場合、キャリア周期前半と後半で２相分）は、位相情報（この場合、３３０度）とともに、キャリア周期ｍ１におけるＰＷＭ出力の演算のために、キャリア周期ｐ１５００において使用される。即ち、位置決めにおけるキャリア周期ｐ１４９９において検出される相電流は、運転時のキャリア周期ｍ１に反映される。また、位置決めにおけるキャリア周期ｐ１５００において検出される相電流は、運転時のキャリア周期ｍ１に続くキャリア周期ｍ２に反映される。 From the top of the figure, PWM output timing, PWM calculation timing, and current detection timing are shown. The phase current detected in the carrier cycle p1499 (in this case, two phases for the first half and the second half of the carrier cycle) is calculated with the carrier cycle for calculating the PWM output in the carrier cycle m1 together with the phase information (330 degrees in this case). Used in p1500. That is, the phase current detected in the carrier cycle p1499 in positioning is reflected in the carrier cycle m1 during operation. Further, the phase current detected in the carrier cycle p1500 in positioning is reflected in the carrier cycle m2 following the carrier cycle m1 during operation.

通電補正を行わない期間は、位置決め１５０ｍＳ（初期５０ｍＳ、定常期１００ｍＳ）のうち１４９．８ｍＳ（初期５０ｍＳ、定常期９９．８ｍＳ）となり、騒音は皆無に近い。 The period during which the power supply correction is not performed is 149.8 mS (initial 50 mS, stationary period 99.8 mS) out of the positioning 150 mS (initial 50 mS, stationary period 100 mS), and noise is almost none.

図７に適用すると、電流検出は位置決め定常期終端の２キャリア周期から始まることになる。位置決め定常期の終端２キャリア周期においては通電補正により相電流を検出し、更に前述の位相を加味し、運転時のＰＷＭ変調を演算する（反映する）。これにより、位置決め定常期の電流に連続して、運転時の正弦波交流電流が流れる。従って、電流と位相が位置決めから連続し、安定した起動を行うことができる。 When applied to FIG. 7, the current detection starts from the two carrier period at the end of the stationary stationary phase. In the last two carrier cycles in the stationary stationary period, the phase current is detected by energization correction, and the above-described phase is added to calculate (reflect) the PWM modulation during operation. Thereby, the sine wave alternating current at the time of operation flows following the current in the stationary stationary phase. Therefore, the current and phase are continuous from the positioning, and stable start-up can be performed.

尚、上記実施の形態において、キャリア周期ｐ１４９９において検出される相電流が、運転時のキャリア周期ｍ１に反映される場合を示したが、制御回路（マイコン等）などの性能により、演算速度が速くキャリア周期ｐ１５００で反映できる場合もあり、また、演算速度が遅くキャリア周期ｐ１４９８・・でなければ反映できない場合もある。キャリア周期前半と後半で２相分の相電流を検出する場合を示したが、前半のみ、後半のみなどでも可能であり、特に限定するものではない。 In the above embodiment, the case where the phase current detected in the carrier cycle p1499 is reflected in the carrier cycle m1 during operation has been described. However, the calculation speed is high due to the performance of the control circuit (such as a microcomputer). In some cases, it can be reflected by the carrier cycle p1500, and in some cases, the calculation speed can be reflected only when the carrier cycle is p1498. Although the case where the phase currents for two phases are detected in the first half and the second half of the carrier cycle is shown, it is possible to use only the first half and only the second half, and is not particularly limited.

（実施の形態４）
図９に、電動圧縮機４０の右側にインバータ装置２２を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ１１等が設置されている。冷媒は、吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ１１で駆動されることにより、圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ１１を通過する際にモータ１１を冷却し、吐出口３４より吐出される。 (Embodiment 4)
FIG. 9 shows a view in which the inverter device 22 is attached in close contact with the right side of the electric compressor 40. The compression mechanism 28, the motor 11, and the like are installed in the metal casing 32. The refrigerant is sucked from the suction port 33 and compressed by the compression mechanism 28 (scroll in this example) being driven by the motor 11. The compressed refrigerant cools the motor 11 when passing through the motor 11 and is discharged from the discharge port 34.

インバータ装置２２は電動圧縮機４０に取り付けられるように、ケース３０を使用している。発熱源となるインバータ回路部１０は、低圧配管３８を介して低圧冷媒で冷却される。電動圧縮機４０の内部でモータ１１の固定子巻線４に接続されているターミナル３９は、インバータ回路部１０の出力部に接続される。保持部３５でインバータ装置２２に固定される接続線３６には、バッテリー１への電源線と回転数信号を送信するエアコンコントローラ（図示せず）との信号線がある。 The inverter device 22 uses a case 30 so as to be attached to the electric compressor 40. The inverter circuit unit 10 serving as a heat source is cooled by the low-pressure refrigerant through the low-pressure pipe 38. A terminal 39 connected to the stator winding 4 of the motor 11 inside the electric compressor 40 is connected to the output section of the inverter circuit section 10. The connection line 36 fixed to the inverter device 22 by the holding unit 35 includes a power line to the battery 1 and a signal line to an air conditioner controller (not shown) that transmits a rotation speed signal.

電動圧縮機はルームエアコン、カーエアコンなどに使用されるため、ユーザにその騒音が認識されやすい。そのため、低騒音化できる本発明の効果が大きい。また、上記のようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置２２が小さいこと、振動に強いことが必要になる。そのため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出し、低騒音を実現する本発明の実施の形態として好適である。 Since the electric compressor is used for a room air conditioner, a car air conditioner, etc., the noise is easily recognized by the user. Therefore, the effect of the present invention that can reduce noise is great. Moreover, in the inverter apparatus integrated electric compressor as described above, the inverter apparatus 22 needs to be small and resistant to vibration. Therefore, it is suitable as an embodiment of the present invention in which current is detected by a single current sensor such as a shunt resistor to realize low noise.

尚、上記実施の形態において、電動圧縮機の圧縮機構部をスクロールとしたが、これに限るものではない。また、圧縮された冷媒がモータを冷却する高圧型について示したが、低圧型でもよい。 In the above embodiment, the compression mechanism of the electric compressor is a scroll. However, the present invention is not limited to this. Moreover, although the compressed refrigerant showed about the high voltage | pressure type which cools a motor, a low voltage | pressure type may be sufficient.

（実施の形態５）
図９のインバータ装置一体型電動圧縮機には、モータの温度を検出するモータ温度センサ８が固定子巻線４近傍に取り付けられている。また、インバータの温度を検出するインバータ温度センサ９がインバータ回路１０近傍に取り付けられている。起動時、温度が平衡している状態では、モータ温度センサ８が検出するモータの温度とインバータ温度センサ９が検出するインバータ装置の温度とは、ほぼ等しい値となる。そのため、モータ温度センサ８が無い場合、インバータ温度センサ９で代用できる。 (Embodiment 5)
In the inverter-unit-integrated electric compressor of FIG. 9, a motor temperature sensor 8 for detecting the temperature of the motor is attached in the vicinity of the stator winding 4. An inverter temperature sensor 9 for detecting the temperature of the inverter is attached in the vicinity of the inverter circuit 10. When the temperature is balanced at the time of startup, the temperature of the motor detected by the motor temperature sensor 8 and the temperature of the inverter device detected by the inverter temperature sensor 9 are substantially equal. Therefore, when there is no motor temperature sensor 8, the inverter temperature sensor 9 can be substituted.

実施の形態１において例として前述の通電期間Ｄｕｔｙ１０％（１０μＳ）は、モータ温度が２０℃の場合とし、固定子巻線の抵抗の温度係数が０．４％／℃とする。モータ温度センサ８もしくはインバータ温度センサ９により検出される温度が７０℃ならば、２０℃から５０℃の上昇となる。固定子巻線の抵抗値は、５０℃＊０．４％／℃＝２０％大きくなる。そのため、電流値２０Ａを維持するためには、通電期間Ｄｕｔｙを２０％大きくする必要がある。即ち、通電期間Ｄｕｔｙ１２％（１２μＳ）とすれば良い。 As an example in the first embodiment, the energization period Duty of 10% (10 μS) is assumed to be when the motor temperature is 20 ° C. and the temperature coefficient of the resistance of the stator winding is 0.4% / ° C. If the temperature detected by the motor temperature sensor 8 or the inverter temperature sensor 9 is 70 ° C., the temperature rises from 20 ° C. to 50 ° C. The resistance value of the stator winding increases by 50 ° C. * 0.4% / ° C. = 20%. Therefore, in order to maintain the current value 20A, it is necessary to increase the energization period Duty by 20%. That is, the energization period may be set to Duty 12% (12 μS).

尚、上記実施の形態において温度センサを、モータ温度センサ、インバータ温度センサとしたが、これに限るものではなく、冷媒吐出口近傍に備えられる吐出温度センサなどでもよい。 In the above embodiment, the temperature sensor is a motor temperature sensor or an inverter temperature sensor. However, the temperature sensor is not limited to this and may be a discharge temperature sensor provided near the refrigerant discharge port.

（実施の形態６）
図１０は、本発明のインバータ装置を圧縮機に一体に構成し（実施の形態４）、空調装置に適用して車両６０に搭載した一例を示す。インバータ装置一体型電動圧縮機６１及び室外熱交換器６３、室外ファン６２が、車両６０の前方のエンジンルーム（乃至モータルーム）に搭載される。一方、車両室内には室内送風ファン６５、室内熱交換器６７、エアコンコントローラ６４が配置されている。空気導入口６６から車外空気を吸込み、室内熱交換器６７で熱交換した空気を車室内に吹き出す。 (Embodiment 6)
FIG. 10 shows an example in which the inverter device of the present invention is configured integrally with a compressor (Embodiment 4) and applied to an air conditioner and mounted on a vehicle 60. The inverter device-integrated electric compressor 61, the outdoor heat exchanger 63, and the outdoor fan 62 are mounted in an engine room (or motor room) in front of the vehicle 60. On the other hand, an indoor fan 65, an indoor heat exchanger 67, and an air conditioner controller 64 are disposed in the vehicle compartment. Air outside the vehicle is sucked from the air inlet 66 and the air heat-exchanged by the indoor heat exchanger 67 is blown out into the vehicle interior.

車両、特に電気自動車やハイブリッドカーにおいては、走行性能確保、搭載性の面から、車両用空調装置にも小型軽量が求められ、その中でも重量があり、しかも狭いモータルーム（乃至エンジンルーム）内やその他のスペースに取り付けられる電動圧縮機の小型軽量化は重要課題である。また、モータによる走行においては静粛性が高く、電動圧縮機に低騒音が求められる。走行時などの振動に対する耐振性も必要である。 Vehicles, particularly electric vehicles and hybrid cars, are required to have a small and lightweight vehicle air conditioner from the viewpoint of ensuring running performance and mounting properties. Among them, there is a heavy weight, and in a narrow motor room (or engine room) Reduction in size and weight of the electric compressor mounted in other spaces is an important issue. In addition, when running with a motor, silence is high, and low noise is required for the electric compressor. It is also necessary to have vibration resistance against vibration during traveling.

本発明のインバータ装置は、上記各実施の形態に示すシャント抵抗６など電流センサ１個の構成により、小型化と耐振性が実現でき、低騒音も達成できる。従って、本発明のインバータ装置は、これら車両用として大変好適である。 The inverter device of the present invention can achieve downsizing and vibration resistance and low noise by the configuration of one current sensor such as the shunt resistor 6 shown in the above embodiments. Therefore, the inverter device of the present invention is very suitable for these vehicles.

尚、上記各実施の形態において、直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源などでもよい。モータをセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、リラクタンスモータ等位置決め必要なモータに適用できる。正弦波駆動に限らず位置決め時に相電流の検出が必要となる駆動方式に適用できる。また、ＰＷＭ２相変調においても適用できる。 In each of the above embodiments, the DC power source is a battery. However, the present invention is not limited to this, and a DC power source rectified from a commercial AC power source may be used. Although the motor is a sensorless DC brushless motor, it can be applied to a motor that requires positioning, such as a reluctance motor. The present invention is not limited to sinusoidal driving, and can be applied to a driving method that requires detection of a phase current during positioning. It can also be applied to PWM two-phase modulation.

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、通電補正による位置決め時の騒音を抑制しつつ、単一の電流センサによる相電流の検出が可能であり、安定した起動を行うことができる。また、小型で耐振などの信頼性を向上できるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。 As described above, the inverter device according to the present invention can detect a phase current by a single current sensor while suppressing noise during positioning by energization correction, and can perform stable start-up. In addition, since it is small and can improve reliability such as vibration resistance, it can be applied to various consumer products and various industrial equipment.

本発明の実施の形態１に係るインバータ装置とその周辺の電気回路図The inverter apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention, and its surrounding electric circuit diagram （Ａ）本発明の実施の形態１に係る位置決め時における固定子巻線と磁石回転子の位置関係図、（Ｂ）同位置決め時における固定子巻線の電流説明図(A) Positional relationship diagram of stator winding and magnet rotor during positioning according to Embodiment 1 of the present invention, (B) Current explanatory diagram of stator winding during positioning （Ａ）本発明の実施の形態１に係る位置決め初期における通電を示す第１の説明図、Ｂ）同第２の説明図、（Ｃ）同第３の説明図(A) 1st explanatory drawing which shows the electricity supply in the positioning initial stage which concerns on Embodiment 1 of this invention, B) 2nd explanatory drawing, (C) 3rd explanatory drawing （Ａ）位置決め定常期における通電例を示す説明図、（Ｂ）本発明の実施の形態１に係る通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図(A) An explanatory diagram showing an example of energization in a stationary positioning period, (B) an explanatory diagram showing an energization correction according to Embodiment 1 of the present invention, and (C) an explanatory diagram showing another energization correction. 本発明の実施の形態１に係る位置決めから運転に渡るＷ相の相電流説明図W-phase current explanatory diagram from positioning to operation according to Embodiment 1 of the present invention （Ａ）本発明の実施の形態２に係る位置決め定常期における通電例を示す説明図、（Ｂ）同通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図(A) Explanatory drawing which shows the example of electricity supply in the positioning regular period which concerns on Embodiment 2 of this invention, (B) Explanatory drawing which shows the same electricity supply correction | amendment, (C) Explanatory drawing which shows another electricity supply correction | amendment 本発明の実施の形態２に係る位置決めから運転に渡るＷ相の相電流説明図W-phase current explanatory diagram from positioning to operation according to Embodiment 2 of the present invention 本発明の実施の形態３に係る位置決め時における電流検出を運転時のＰＷＭ変調に反映するタイミングの説明図Explanatory drawing of the timing which reflects the current detection at the time of positioning which concerns on Embodiment 3 of this invention on the PWM modulation at the time of a driving | operation 本発明の実施の形態４に係るインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図Sectional drawing of the inverter apparatus integrated electric compressor which concerns on Embodiment 4 of this invention. 本発明の実施の形態５に係るインバータ装置を搭載した車両の模式図Schematic diagram of a vehicle equipped with an inverter device according to Embodiment 5 of the present invention 直流電源との間の電流センサで相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図Inverter device that detects phase current with a current sensor between the DC power supply and its surrounding electrical circuit diagram 最大変調５０％３相変調における各相の変調を示す波形図Waveform diagram showing modulation of each phase in maximum modulation 50% 3-phase modulation 最大変調５０％３相変調の位相２７０度〜３３０度における上アームのＯＮ期間、検出期間を示す特性図Characteristic chart showing upper arm ON period and detection period at phase 270 to 330 degrees with maximum modulation of 50% and 3-phase modulation （Ａ）運転時における通電補正前の一例を示す説明図、（Ｂ）同通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図(A) Explanatory diagram showing an example before energization correction during operation, (B) explanatory diagram showing the same energization correction, (C) explanatory diagram showing another energization correction （Ａ）位置決め時における固定子巻線と磁石回転子の位置関係図、（Ｂ）位置決め時における固定子巻線の電流説明図(A) Positional relationship diagram of stator winding and magnet rotor during positioning, (B) Current explanation diagram of stator winding during positioning （Ａ）位置決め初期における通電補正前の一例を示す説明図、（Ｂ）同通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図(A) Explanatory diagram showing an example before energization correction at the initial stage of positioning, (B) Explanatory diagram showing the same energization correction, (C) Explanatory diagram showing another energization correction （Ａ）位置決め定常期における通電補正前の一例を示す説明図、（Ｂ）同通電補正を示す説明図、（Ｃ）同別の通電補正を示す説明図(A) An explanatory view showing an example before energization correction in a stationary positioning period, (B) an explanatory view showing the same energization correction, and (C) an explanatory diagram showing another energization correction. 位置決めから運転に渡るＷ相の相電流説明図Illustration of phase current of W phase from positioning to operation

符号の説明Explanation of symbols

１バッテリー
２スイッチング素子
３ダイオード
４固定子巻線
５磁石回転子
６シャント抵抗（電流センサ）
７制御回路
８モータ温度センサ
９インバータ温度センサ
１０インバータ回路
１１センサレスＤＣブラシレスモータ
２２インバータ装置
４０電動圧縮機
６０車両 1 Battery 2 Switching Element 3 Diode 4 Stator Winding 5 Magnet Rotor 6 Shunt Resistance (Current Sensor)
7 Control Circuit 8 Motor Temperature Sensor 9 Inverter Temperature Sensor 10 Inverter Circuit 11 Sensorless DC Brushless Motor 22 Inverter Device 40 Electric Compressor 60 Vehicle

Claims

直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子とを備えたインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサと、前記インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により駆動電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力させるとともに、前記通電に補正をして前記電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記モータの運転前における磁石回転子の位置決めにおいて、前記通電補正を行わない期間を設けるとともに、前記相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる期間では、前記通電補正により相電流を検出する制御を行うことを特徴とするインバータ装置。 An inverter circuit comprising an upper arm switching element connected to the positive side of a DC power source and a lower arm switching element connected to the negative side; a current sensor for detecting a current between the DC power source and the inverter circuit; A drive circuit that outputs drive current to the sensorless DC brushless motor by energization of the PWM modulation in the inverter circuit, and a control circuit that corrects the energization and detects a phase current by the current sensor, the control circuit comprising: In the positioning of the magnet rotor before the operation, a period during which the energization correction is not performed is provided, and in a period during which the detection of the phase current can be reflected in the PWM modulation during the operation, a control for detecting the phase current by the energization correction is performed. An inverter device characterized by that.

前記通電補正を行わない期間は、位置決め初期の電流立ち上り期間である請求項１に記載のインバータ装置。 The inverter device according to claim 1, wherein the period during which the energization correction is not performed is a current rising period at an initial stage of positioning.

前記通電補正を行わない期間は、位置決め初期の電流立ち上り後一定電流となる位置決め定常期のうち、前記相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる期間を除いた期間である請求項１に記載のインバータ装置。 2. The period in which the energization correction is not performed is a period excluding a period during which the detection of the phase current can be reflected in PWM modulation during operation, in a stationary positioning period in which the current is constant after the initial rise of positioning. The described inverter device.

前記通電補正を行わない期間においては、当該ＰＷＭ変調を前記モータの温度に基づいて補正する請求項１から請求項３のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。 The inverter device according to any one of claims 1 to 3, wherein the PWM modulation is corrected based on a temperature of the motor during a period in which the energization correction is not performed.

前記相電流の検出を運転時のＰＷＭ変調に反映できる期間は、位置決め定常期終端の２キャリア周期である請求項１から請求項４のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。 The inverter device according to any one of claims 1 to 4, wherein a period during which the detection of the phase current can be reflected in PWM modulation during operation is a two-carrier cycle at the end of the stationary stationary phase.

前記ＰＷＭ変調は３相変調である請求項１から請求項５のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。 The inverter device according to any one of claims 1 to 5, wherein the PWM modulation is three-phase modulation.

電動圧縮機のモータを駆動する請求項１から請求項６のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。 The inverter apparatus as described in any one of Claims 1-6 which drives the motor of an electric compressor.

前記電動圧縮機は高圧型である請求項７に記載のインバータ装置。 The inverter device according to claim 7, wherein the electric compressor is a high-pressure type.

前記モータの温度は、前記電動圧縮機に搭載されるインバータ装置の温度で代用される請求項７または請求項８に記載のインバータ装置。 The inverter device according to claim 7 or 8, wherein the temperature of the motor is substituted by a temperature of an inverter device mounted on the electric compressor.

車両に搭載される請求項１から請求項９のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。 The inverter apparatus as described in any one of Claims 1-9 mounted in a vehicle.