JP2008197749A - シリーズレギュレータ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電圧に変動がある場合等においても出力電圧の立ち上がりを、より的確に検知することができるシリーズレギュレータ回路を提供する。
【解決手段】シリーズレギュレータ回路10は、定電流源11と、この電流を分配するトランジスタM3,M5と、これに接続されるトランジスタM6とを備えたオペアンプA1を用いる。トランジスタM3,M5のゲート端子には、基準電圧Vref、負帰還電圧がそれぞれ供給される。オペアンプA1の出力はアンプA2によって増幅される。トランジスタM6とカレントミラー回路CM1を構成するトランジスタM9と、このトランジスタM9に流れる電流と電流コンパレータを構成する定電流源21とを設け、接続ノードが入力端子に接続されたインバータ22からの出力をパワーアップ検知信号とする。定電流源21の電流値i2は、定電流源11が流す電流値i1より小さく電流値[i1]/2より大きい値に設定する。
【選択図】図1
【解決手段】シリーズレギュレータ回路10は、定電流源11と、この電流を分配するトランジスタM3,M5と、これに接続されるトランジスタM6とを備えたオペアンプA1を用いる。トランジスタM3,M5のゲート端子には、基準電圧Vref、負帰還電圧がそれぞれ供給される。オペアンプA1の出力はアンプA2によって増幅される。トランジスタM6とカレントミラー回路CM1を構成するトランジスタM9と、このトランジスタM9に流れる電流と電流コンパレータを構成する定電流源21とを設け、接続ノードが入力端子に接続されたインバータ22からの出力をパワーアップ検知信号とする。定電流源21の電流値i2は、定電流源11が流す電流値i1より小さく電流値[i1]/2より大きい値に設定する。
【選択図】図1
Description
本発明は、出力電圧が一定値に立ち上がったことを検知するパワーアップ検知機能を備えたシリーズレギュレータ回路に関する。
電子回路においては、電源の投入時に電圧が安定しないために、回路動作に不具合が生じることがある。この不具合を解消するために、電圧が安定した場合に各回路の動作を初期化するためのリセット信号を出力するパワーオンリセット回路を設ける場合がある(例えば、特許文献1参照。)。特許文献1に記載のパワーオンリセット回路では、基準電圧を発生する基準電圧発生器と、電源電圧に比例する起動電圧を発生する電源電圧検知器と、基準電圧と起動電圧とを比較してリセット信号を発生するリセット信号発生器とを備える。更に、このパワーオンリセット回路は遅延回路を備える。そして、リセット信号発生器は、電源電圧が所定レベルに達するまでは第1のロジック状態を出力し、電源電圧が所定レベルに達した場合には第2のロジック状態を出力する。そして、リセット信号発生回路は、遅延回路からの信号に基づいてリセット回路を非活性化して、出力した第2のロジック状態を維持する。
一方、電源電圧のレベルに応じて信号が切り換わる回路として、電圧降下検知回路も検討されている(例えば、非特許文献1参照。)。この電圧降下検知回路は、何らかの原因(例えば、電源の短絡等)に起因する電圧降下を検知する。これにより、負荷電流の急激な増加による電圧降下等の不具合の回避に有効である。この電圧降下検知回路は、入力電圧が分圧された電圧を検知する検知電圧と、定電圧源から出力される基準電圧とを比較するコンパレータを備えている。このコンパレータの出力端子が、nチャンネルのMOSトランジスタのゲート端子に接続されており、コンパレータは、検知電圧と基準電圧との比較結果をMOSトランジスタに供給する。これにより、MOSトランジスタのゲート端子の電圧に応じて、出力電圧が変化するので、電圧降下を検知できる。
また、従来から知られているシリーズレギュレータ回路及び電圧降下検知の構成を組み合わせて、電圧降下を検知する機能を備えたシリーズシリーズレギュレータ回路が考えられる。このシリーズレギュレータ回路の1つの構成を図8に示す。
図8のシリーズレギュレータ回路80は、オペアンプ81、nチャンネルのMOSトランジスタ82、コンパレータ83及び抵抗値R1,R2,R3の抵抗素子85,86,87から構成されている。オペアンプ81は、基準電圧Vrefと出力電圧Voutとが供給され、これら電圧の比較結果を出力としてMOSトランジスタ82のゲート端子に供給する。MOSトランジスタ82は、電源電圧VCCラインと、抵抗素子87を介して接地電圧GNDラインに接続されている。シリーズレギュレータ回路80の出力端子は、MOSトランジスタ82と抵抗素子87との接続ノードである。シリーズレギュレータ回路80は、出力電圧Voutが低くなった場合には、オペアンプ81がMOSトランジスタのゲート電
圧を変更して、出力電圧Voutを高くする。また、出力電圧Voutが高くなった場合には、そのゲート電圧を変更して出力電圧Voutを低くする。これにより、出力電圧Voutを、ほぼ一定に維持する。更に、コンパレータ83には、抵抗値R1,R2に応じた基準電圧Vrefの分圧と、出力電圧Voutが供給されている。そして、コンパレータ83は、電圧が検知電圧V0より低い場合にハイレベルの検知信号S0を出力する。
特開2000−31807号公報(図2)
National Semiconductor "LMS33460 3V Under Voltage Detector" 、[online]、[平成18年1月26日検索]、インターネット<URL:http://www.national.com/ds/LM/LMS33460.pdf>
圧を変更して、出力電圧Voutを高くする。また、出力電圧Voutが高くなった場合には、そのゲート電圧を変更して出力電圧Voutを低くする。これにより、出力電圧Voutを、ほぼ一定に維持する。更に、コンパレータ83には、抵抗値R1,R2に応じた基準電圧Vrefの分圧と、出力電圧Voutが供給されている。そして、コンパレータ83は、電圧が検知電圧V0より低い場合にハイレベルの検知信号S0を出力する。
ここで、上述した電圧降下検知機能を有するシリーズレギュレータ回路80を用いて、出力電圧の立ち上がりを検知することが考えられる。例えば、図8のシリーズレギュレータ回路80では、図9(a)に示すように出力電圧Voutが検知電圧V0を超えたときに
、検知信号S0はハイレベルからローレベルに出力が変化する。従って、検知電圧V0を基準電圧よりも少し低い電圧に設定し、ローレベルの検知信号S0が出力されたことを用いて、出力電圧Voutの立ち上がりを検知することができる。
、検知信号S0はハイレベルからローレベルに出力が変化する。従って、検知電圧V0を基準電圧よりも少し低い電圧に設定し、ローレベルの検知信号S0が出力されたことを用いて、出力電圧Voutの立ち上がりを検知することができる。
しかし、各回路における負荷やオフセットによっては、図9(b)に示すように、出力電圧Voutがオーバーシュート後に検知電圧V0より低い電圧で一定になってしまうこと
がある。この場合、検知電圧V0は、一旦、ローレベルになった後でハイレベルに戻ってしまう。
がある。この場合、検知電圧V0は、一旦、ローレベルになった後でハイレベルに戻ってしまう。
また、オフセットは、例えば、シリーズレギュレータ回路80に用いられるオペアンプや検知信号S0を出力するための検知回路によって生じる。検知回路にオフセットがある場合、図9(c)に示すように、検知電圧V0が上にシフトすることがある。従って、出力電圧Voutが一定電圧(最終電圧)に達した場合にも、検知電圧V0がローレベルにな
らない。
らない。
このように検知電圧V0より低い電圧で一定になった場合、出力電圧が立ち上がっているにもかかわらず、ハイレベルの検知信号S0が出力されてしまう。このため、出力電圧の立ち上がりを的確に検知することができなかった。
更に、図8に示すように、従来のシリーズレギュレータ回路80では、出力電圧Vout
を生成する回路部と、検知電圧V0を決定する回路部とが別に構成されていた。このような回路構成において、出力電圧Voutが最終電圧に到達したことを判定するには、出力電
圧Vout及び検知電圧V0の精度を、判定誤差が許される範囲で高くする必要があった。
しかし、出力電圧Voutの精度がそれほど求められていない場合には、最終電圧に到達し
たことを判定するために、出力電圧Voutの精度を高くする回路構成は無駄になる。
を生成する回路部と、検知電圧V0を決定する回路部とが別に構成されていた。このような回路構成において、出力電圧Voutが最終電圧に到達したことを判定するには、出力電
圧Vout及び検知電圧V0の精度を、判定誤差が許される範囲で高くする必要があった。
しかし、出力電圧Voutの精度がそれほど求められていない場合には、最終電圧に到達し
たことを判定するために、出力電圧Voutの精度を高くする回路構成は無駄になる。
更に、出力電圧Vout及び検知電圧V0を精度よく出力できる回路で構成した場合であ
っても、負荷やノイズなどにより、出力電圧Voutが変動してしまうことがある。この場
合、検知電圧V0を精度よく出力できたとしても、変動幅が大きいと出力電圧の立ち上がりを的確に検知することができなかった。
っても、負荷やノイズなどにより、出力電圧Voutが変動してしまうことがある。この場
合、検知電圧V0を精度よく出力できたとしても、変動幅が大きいと出力電圧の立ち上がりを的確に検知することができなかった。
本発明は、上述した問題に鑑みてなされ、その目的は、出力電圧に変動がある場合やオフセットが生じる場合においても、出力電圧の立ち上がりを、より的確に検知することができるシリーズレギュレータ回路を提供することにある。
上記問題点を解決するために、本発明は、第1定電流源の電流を分配する第1トランジスタ及び第2トランジスタから構成される差動手段を内蔵したオペアンプを備え、このオペアンプの出力に応じた出力電圧を出力するシリーズレギュレータ回路であって、前記第1トランジスタ又は前記第2トランジスタに流れる電流に比例する電流値の電流を出力する可変電流源と、前記可変電流源と電流コンパレータを構成する第2定電流源とを更に設け、前記第1トランジスタの制御端子には基準電圧を供給し、前記第2トランジスタの制御端子には前記出力電圧に基づく負帰還電圧を入力し、前記第1トランジスタ及び第2ト
ランジスタには、前記負帰還電圧と前記基準電圧との電圧差に応じた電流が流れ、前記第2定電流源は、前記基準電圧が供給された起動状態から、前記負帰還電圧と前記基準電圧とが一致するまでの間に、前記可変電流源が出力する電流範囲にある所定電流値の電流を供給し、前記可変電流源と前記第2定電流源との接続ノードの電圧を用いて、パワーアップ検知信号を出力することを要旨とする。
ランジスタには、前記負帰還電圧と前記基準電圧との電圧差に応じた電流が流れ、前記第2定電流源は、前記基準電圧が供給された起動状態から、前記負帰還電圧と前記基準電圧とが一致するまでの間に、前記可変電流源が出力する電流範囲にある所定電流値の電流を供給し、前記可変電流源と前記第2定電流源との接続ノードの電圧を用いて、パワーアップ検知信号を出力することを要旨とする。
シリーズレギュレータ回路のオペアンプには、第1定電流源の電流を分配する第1トランジスタ及び第2トランジスタが内蔵されている。これらには、負帰還電圧と前記基準電圧との電圧差に応じて変化する電流が流れる。可変電流源は、第1トランジスタ又は第2トランジスタに流れる電流に比例する電流値の電流を出力するので、可変電流源の電流は、負帰還電圧と前記基準電圧との電圧差に応じて変化する。第2定電流源は、前記可変電流源が出力する電流範囲にある所定電流値の電流を供給する。このため、負帰還電圧と基準電圧とが一致するときに、可変電流源の電流は、第2定電流源の所定電流値の電流を通過するため、可変電流源と第2定電流源との接続ノードの電圧が変化する。従って、電圧の立ち上がりに伴うオペアンプの第1トランジスタ又は第2トランジスタに流れる電流変化に基づいて、電圧の立ち上がりを検知するため、出力電圧が負荷やノイズにより所定の電圧を出力しなくなった場合やオフセットが生じる場合であっても、電圧の立ち上がりを検知することができる。更に、オペアンプを構成する第1トランジスタ及び第2トランジスタを用いるので、電圧の立ち上がりを検知するために、オペアンプ以外に必要な要素部品の数を少なくすることができる。なお、ここで、「基準電圧が供給された起動状態」とは、外部電源が投入されて、基準電圧が一定になった状態を意味する。
本発明のシリーズレギュレータ回路において、前記可変電流源は、前記第1トランジスタ又は前記第2トランジスタに接続され前記オペアンプに内蔵されている第3トランジスタと、この第3トランジスタとカレントミラー回路を構成し、前記第2定電流源に接続されている第4トランジスタとから構成されていることを要旨とする。
このため、可変電流源は、簡単な構成で、第1トランジスタ又は第2トランジスタに流れる電流に比例する電流値の電流を出力することができる。また、オペアンプは、第1トランジスタ又は第2トランジスタに接続される第3トランジスタを内蔵するので、オペアンプ以外の要素の数を、いっそう少なくすることができる。
本発明のシリーズレギュレータ回路において、前記可変電流源は、前記起動状態において電流を流さない第1又は第2トランジスタに流れる電流に比例する電流値の電流を流し、前記第2定電流源の所定電流値は、零より大きく前記第1定電流源が流す電流の半分より小さい値であることを要旨とする。この場合、第2定電流源の所定電流値は、第1定電流源が流す電流の半分よりも少ない値になるので、第2定電流源が流す電流を小さくして、消費電力を低減することができる。
本発明のシリーズレギュレータ回路において、前記オペアンプの出力端子は、このオペアンプの出力を増幅する増幅器に供給されており、この増幅器の出力端子の電圧が前記出力電圧であることを要旨とする。
このため、増幅器によって、オペアンプの出力に比べて出力電圧は増幅される一方で、パワーアップ検知信号の電圧は増幅されない。従って、出力電圧が変動した場合、これに応じて第1トランジスタ及び第2トランジスタに流れる電流の変動量を抑えることができるので、可変電流源が流す電流の変動を抑えることができる。よって、電圧の立ち上がり後、出力電圧の変動に応じたパワーアップ検知信号の変動を抑えることができる。
本発明のシリーズレギュレータ回路において、前記第1及び前記第2定電流源が電源電
圧ラインに接続されており、前記可変電流源が駆動電圧ラインに接続されていることを要旨とする。このため、電源電圧ラインから第1及び第2定電流源に電流が流れ、可変電流源から基準電圧ラインに電流が流れる構成を実現できる。
圧ラインに接続されており、前記可変電流源が駆動電圧ラインに接続されていることを要旨とする。このため、電源電圧ラインから第1及び第2定電流源に電流が流れ、可変電流源から基準電圧ラインに電流が流れる構成を実現できる。
本発明のシリーズレギュレータ回路において、前記第1及び前記第2定電流源が駆動電圧ラインに接続されており、前記可変電流源が電源電圧ラインに接続されていることを要旨とする。このため、電源電圧ラインから可変電流源に電流が流れ、第1及び第2定電流源から基準電圧ラインに電流が流れる構成を実現できる。
本発明によれば、出力電圧に変動がある場合やオフセットが生じる場合においても、出力電圧の立ち上がりを、より的確に検知することができる。
(第1実施形態)
以下、本発明を具体化した第1実施形態について図1〜図4を用いて説明する。
図1に示すように、シリーズレギュレータ回路10は、オペアンプA1、増幅器としてのアンプA2、定電流源21、トランジスタM9及びインバータ22から構成されている。
以下、本発明を具体化した第1実施形態について図1〜図4を用いて説明する。
図1に示すように、シリーズレギュレータ回路10は、オペアンプA1、増幅器としてのアンプA2、定電流源21、トランジスタM9及びインバータ22から構成されている。
オペアンプA1は、第1定電流源としての定電流源11と、トランジスタM3,M5,M6とを備えている。これらは、オペアンプA1を構成する要素部材である。定電流源11は、電源電圧VCCラインに接続されており、電流値i1の電流を出力する。トランジスタM3,M5は、定電流源11に接続されており、いわゆる差動ペア(差動手段)を構成し、定電流源11の電流値i1の電流を分け合う。本実施形態では、これらトランジスタM3,M5は、pチャンネルのMOSトランジスタであり、これらトランジスタM3,M5のソース端子が定電流源11に接続されている。従って、電源電圧VCCラインから定電流源11を介して流れた電流は、ゲート・ソース間の電圧差に応じてトランジスタM3,M5に流れる。
更に、トランジスタM3,M5のゲート端子(制御端子)には、それぞれ、オペアンプA1の反転入力端子及び非反転入力端子に入力された信号が直接又は間接的に供給される。具体的には、トランジスタM3,M5が含まれる回路は、オペアンプA1の入力から出力への経路において従属的につながれた一つの又は複数の回路の一つであって、オペアンプA1の入力の変化が、オペアンプA1の入力の符号とトランジスタM3,M5の符号とが一致するように変化する回路を用いることができる。従って、トランジスタM3,M5のゲート端子の電圧は、オペアンプA1の各入力電圧に応じて変化する。更に、オペアンプA1の非反転入力端子には、基準電圧Vrefが供給され、反転入力端子には、後述する
出力電圧Voutの負帰還による電圧が供給される。このため、出力電圧Voutの負帰還による電圧が基準電圧Vrefと同じ電圧になった場合には、トランジスタM3,M5に流れる
電流は同じになって、電流値([i1]/2)になる。なお、反転入力端子に出力電圧Voutがそのまま負帰還された場合には、シリーズレギュレータ回路10の出力電圧Voutが基準電圧Vrefと同じ電圧になると、トランジスタM3,M5に流れる電流は同じになる。
出力電圧Voutの負帰還による電圧が供給される。このため、出力電圧Voutの負帰還による電圧が基準電圧Vrefと同じ電圧になった場合には、トランジスタM3,M5に流れる
電流は同じになって、電流値([i1]/2)になる。なお、反転入力端子に出力電圧Voutがそのまま負帰還された場合には、シリーズレギュレータ回路10の出力電圧Voutが基準電圧Vrefと同じ電圧になると、トランジスタM3,M5に流れる電流は同じになる。
トランジスタM5のドレイン端子は、トランジスタM6を介して、駆動電圧ラインとしての接地電圧GNDラインに接続されている。このトランジスタM6は、本実施形態では、nチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM6のゲート端子は、トランジスタM6のドレイン端子に接続されている。
更に、トランジスタM6のゲート端子は、トランジスタM9のゲート端子に接続されて
いる。トランジスタM9は、トランジスタM6と同じくnチャンネルのMOSトランジスタであり、ソース端子は接地電圧GNDラインに接続されている。このため、トランジスタM6,M9によってカレントミラー回路CM1が構成されている。従って、オペアンプA1を構成するトランジスタM5,M6に流れる電流と同じ値の電流がトランジスタM9に流れる。本実施形態では、このようなトランジスタM6,M9は、第1トランジスタ又は第2トランジスタに流れる電流に比例する電流値の電流を出力する可変電流源として機能する。
いる。トランジスタM9は、トランジスタM6と同じくnチャンネルのMOSトランジスタであり、ソース端子は接地電圧GNDラインに接続されている。このため、トランジスタM6,M9によってカレントミラー回路CM1が構成されている。従って、オペアンプA1を構成するトランジスタM5,M6に流れる電流と同じ値の電流がトランジスタM9に流れる。本実施形態では、このようなトランジスタM6,M9は、第1トランジスタ又は第2トランジスタに流れる電流に比例する電流値の電流を出力する可変電流源として機能する。
更に、トランジスタM9は、第2定電流源としての定電流源21を介して、電源電圧VCCラインに接続されている。このため、定電流源21とカレントミラー回路CM1とは、いわゆる電流コンパレータを構成する。ここで、定電流源21は、電流値i2の電流を出力する。この電流値i2は、本実施形態では、電流値([i1]/2)より大きく電流値i1より小さい一定値に設定される。
更に、定電流源21とトランジスタM9との接続ノードには、インバータ22の入力端子が接続されている。このインバータ22の出力端子から、電圧の立ち上がり完了を検知するパワーアップ検知信号S1を出力する。
一方、オペアンプA1の出力端子は、アンプA2の入力端子に接続される。アンプA2は、オペアンプA1の出力を増幅する。これにより、アンプA2は、入出力の変化が小さく、比較的にバランスしている状態に有効である。具体的には、アンプA2は、オペアンプA1の出力を増幅するため、出力の変化を補正する場合にもオペアンプA1の内部の変化を小さくすることができる。更に、アンプA2の出力端子が、シリーズレギュレータ回路10の出力端子となり、出力電圧Voutを出力する。更に、この出力端子からの出力が
、オペアンプA1の反転入力端子に負帰還される。この負帰還においては、出力端子の出力をそのまま帰還させる場合だけでなく、図1に示すように、負帰還要素F1を介して帰還させることも可能である。
、オペアンプA1の反転入力端子に負帰還される。この負帰還においては、出力端子の出力をそのまま帰還させる場合だけでなく、図1に示すように、負帰還要素F1を介して帰還させることも可能である。
(実施例)
次に、上述した第1実施形態のシリーズレギュレータ回路10を、素子レベルで具体的に示した実施例について、図2を用いて説明する。図2において、図1の構成と対応する部分については、同一の符号を付し、その説明は省略する。
次に、上述した第1実施形態のシリーズレギュレータ回路10を、素子レベルで具体的に示した実施例について、図2を用いて説明する。図2において、図1の構成と対応する部分については、同一の符号を付し、その説明は省略する。
図2に示すように、本実施例のオペアンプA1は、定電流源11及びトランジスタM1〜M6から構成されている。また、アンプA2は、トランジスタM7,M8,M10から構成されている。アンプA2のトランジスタM7,M8のゲート端子には、オペアンプA1を構成するトランジスタM1,M6のゲート端子が接続されており、これらゲート端子に供給される電圧の差に応じた増幅をアンプA2は行なう。また、負帰還要素F1は、出力端子が、オペアンプA1を構成するトランジスタM5のゲート端子に供給されることにより実現されている。
以下、各要素について詳述する。
(オペアンプA1について)
トランジスタM3のゲート端子には、基準電圧Vrefが供給される。更に、このトラン
ジスタM3のドレイン端子は、トランジスタM4を介して接地電圧GNDラインに接続されている。トランジスタM4は、nチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM4のゲート端子は、トランジスタM4のドレイン端子が接続されており、トランジスタM2のゲート端子に接続されている。
(オペアンプA1について)
トランジスタM3のゲート端子には、基準電圧Vrefが供給される。更に、このトラン
ジスタM3のドレイン端子は、トランジスタM4を介して接地電圧GNDラインに接続されている。トランジスタM4は、nチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM4のゲート端子は、トランジスタM4のドレイン端子が接続されており、トランジスタM2のゲート端子に接続されている。
トランジスタM2は、nチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM
2のソース端子は接地電圧GNDラインに接続され、トランジスタM2のドレイン端子はトランジスタM1を介して電源電圧VCCラインに接続されている。トランジスタM1は、pチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM1のゲート端子は、ドレイン端子に接続されている。
2のソース端子は接地電圧GNDラインに接続され、トランジスタM2のドレイン端子はトランジスタM1を介して電源電圧VCCラインに接続されている。トランジスタM1は、pチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM1のゲート端子は、ドレイン端子に接続されている。
(アンプA2について)
オペアンプA1を構成するトランジスタM1のゲート端子は、アンプA2を構成するトランジスタM7のゲート端子に接続されている。このトランジスタM7は、pチャンネルのMOSトランジスタである。トランジスタM7のソース端子は電源電圧VCCラインに接続されている。また、トランジスタM7のドレイン端子は、同じくアンプA2を構成するトランジスタM8を介して接地電圧GNDラインに接続されている。
オペアンプA1を構成するトランジスタM1のゲート端子は、アンプA2を構成するトランジスタM7のゲート端子に接続されている。このトランジスタM7は、pチャンネルのMOSトランジスタである。トランジスタM7のソース端子は電源電圧VCCラインに接続されている。また、トランジスタM7のドレイン端子は、同じくアンプA2を構成するトランジスタM8を介して接地電圧GNDラインに接続されている。
トランジスタM8は、nチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM8のゲート端子は、オペアンプA1のトランジスタM6のゲート端子に接続されている。トランジスタM8は、トランジスタM6のα倍のサイズである。従って、トランジスタM8には、トランジスタM7による電流制限がない場合には、オペアンプA1を構成するトランジスタM5,M6に流れる電流のα倍の電流が流れる。
アンプA2のトランジスタM7,M8の接続ノードは、トランジスタM10のゲート端子に接続されている。トランジスタM10は、pチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM10のソース端子は電源電圧VCCラインに接続されており、トランジスタM10のドレイン端子は、抵抗値Rの抵抗素子25を介して、接地電圧GNDラインに接続されている。これらトランジスタM10と抵抗素子25との接続ノードが出力端子となる。
そして、アンプA2の出力端子は、オペアンプA1のトランジスタM5のゲート端子に接続されている。
そして、アンプA2の出力端子は、オペアンプA1のトランジスタM5のゲート端子に接続されている。
(負帰還要素F1について)
本実施形態の負帰還要素F1は、出力電圧Voutを入力とし、トランジスタM5のゲー
ト端子の負帰還電圧Vf1を出力とする回路である。図2の回路では、100%負帰還となっており、出力電圧Voutはそのまま負帰還電圧Vf1になる。ここで、出力電圧Voutを抵抗分割して負帰還電圧Vf1を生成させることもできる。例えば、本実施形態において出力電流Ioutの1/Nの電流が抵抗素子25を介して、オペアンプA1に帰還される場合に
は、トランジスタM5のゲート端子の負帰還電圧Vf1は、Iout/N×Rになる。
本実施形態の負帰還要素F1は、出力電圧Voutを入力とし、トランジスタM5のゲー
ト端子の負帰還電圧Vf1を出力とする回路である。図2の回路では、100%負帰還となっており、出力電圧Voutはそのまま負帰還電圧Vf1になる。ここで、出力電圧Voutを抵抗分割して負帰還電圧Vf1を生成させることもできる。例えば、本実施形態において出力電流Ioutの1/Nの電流が抵抗素子25を介して、オペアンプA1に帰還される場合に
は、トランジスタM5のゲート端子の負帰還電圧Vf1は、Iout/N×Rになる。
次に、このシリーズレギュレータ回路10の動作について、図3及び図4を用いて説明する。ここでは、トランジスタM3,M5に流れる電流は、オーバーシュートした後、同じ電流値になる場合を想定する。また、図3に示すように、外部電源が投入されると、基準電圧Vrefは速やかに一定値になり、トランジスタM3のゲート端子には、一定値の基
準電圧Vrefが供給されているとする。なお、図3においては、トランジスタM3,M5
,M9に流れる電流を、それぞれiM3,iM5,iM9として示す。同様に、図4のiM3,iM5は、トランジスタM3,M5に流れる電流を示す。
準電圧Vrefが供給されているとする。なお、図3においては、トランジスタM3,M5
,M9に流れる電流を、それぞれiM3,iM5,iM9として示す。同様に、図4のiM3,iM5は、トランジスタM3,M5に流れる電流を示す。
電源投入後から時間t1までは、トランジスタM3のゲート端子に供給される基準電圧Vrefが、トランジスタM5のゲート端子に供給される負帰還電圧Vf1よりも十分に低い
ため、トランジスタM3はオフし、トランジスタM5はオンする。
ため、トランジスタM3はオフし、トランジスタM5はオンする。
この場合、トランジスタM3がオフしているため、トランジスタM4には電流が流れない。従って、トランジスタM4とカレントミラー回路を構成しているトランジスタM2もオフする。そして、トランジスタM2には電流が流れないため、トランジスタM1もオフ
する。更に、トランジスタM1とカレントミラー回路を構成するトランジスタM7もオフする。
する。更に、トランジスタM1とカレントミラー回路を構成するトランジスタM7もオフする。
一方、トランジスタM5はオンするため、定電流源11からの全電流は、トランジスタM5に流れ込み、トランジスタM6に供給される。ここで、トランジスタM6は、アンプA2のトランジスタM8とカレントミラー回路を構成しており、その大きさはトランジスタM8の1/α倍である。従って、トランジスタM8はオンして、トランジスタM6の電流のα倍の電流が流れる。トランジスタM8がオンすることにより、トランジスタM7とトランジスタM8との接続ノードの電圧は、トランジスタM8を介して接地電圧GNDになる。そして、この接地電圧GNDがトランジスタM10のゲート端子に供給されるので、トランジスタM10はオンする。この結果、電源電圧VCCの上昇に伴い、出力電圧Voutも上昇する。そして、トランジスタM10に流れた電流の一部(Iout/N)が抵抗素子25を介して流れるため、負帰還電圧Vf1は、図3に示すように上昇することになる。
一方、トランジスタM6とカレントミラー回路を構成するトランジスタM9には、トランジスタM6に流れる電流と同じ電流値(ここでは電流値i1)の電流が流れる。ここで、トランジスタM9には、電流値i1よりも小さい電流値i2の電流を流す定電流源21が接続されているので、図3に示すように、定電流源21とトランジスタM9との接続ノードの電圧Vs1は引き下げられて、ローレベルの信号電圧になる。そして、インバータ22は、入力信号の反転信号であるハイレベル信号を、パワーアップ検知信号S1として出力する。
時間t1は、図4(a)に示すように、オペアンプA1に供給される負帰還電圧Vf1と基準電圧Vrefとの電圧差Viが電圧「−Vt」になった場合である。この時間t1にお
ける負帰還電圧Vf1は、基準電圧Vrefよりも低い。この時間t1において、トランジス
タM3がオンし始めて、トランジスタM3を介して電流が流れ始める。そして、図3に示すように、この時間t1以降、トランジスタM3に流れる電流iM3が増大する。このトランジスタM3に流れる電流の増大に従って、トランジスタM5に流れる電流iM5は減少する。そして、トランジスタM5に流れる電流iM5の減少に伴って、トランジスタM6とカレントミラー回路を構成するトランジスタM9に流れる電流iM9も減少する。
ける負帰還電圧Vf1は、基準電圧Vrefよりも低い。この時間t1において、トランジス
タM3がオンし始めて、トランジスタM3を介して電流が流れ始める。そして、図3に示すように、この時間t1以降、トランジスタM3に流れる電流iM3が増大する。このトランジスタM3に流れる電流の増大に従って、トランジスタM5に流れる電流iM5は減少する。そして、トランジスタM5に流れる電流iM5の減少に伴って、トランジスタM6とカレントミラー回路を構成するトランジスタM9に流れる電流iM9も減少する。
その後、時間t2において、トランジスタM9に流れる電流が電流値i2になった場合、トランジスタM5に流れる電流も、トランジスタM9と同じ電流値i2になる。
この場合、図4(b)で示すように、定電流源21とトランジスタM9との接続ノードの電圧Vs1は、チャージアップされて、ローレベルからハイレベルに変化する。従って、インバータ22を介して出力されるパワーアップ検知信号S1は、ハイレベルからローレベルに変化する。
この場合、図4(b)で示すように、定電流源21とトランジスタM9との接続ノードの電圧Vs1は、チャージアップされて、ローレベルからハイレベルに変化する。従って、インバータ22を介して出力されるパワーアップ検知信号S1は、ハイレベルからローレベルに変化する。
時間t2以降、トランジスタM9に流れる電流iM9は、定電流源21の電流値i2よりも小さくなる。本実施形態では、トランジスタM3,M5に流れる電流は、オーバーシュートをした後、時間t3において同じ値になる。トランジスタM5に接続されたトランジスタM6とカレントミラー回路CM1を構成するトランジスタM9には、トランジスタM5に流れる電流iM5と同じ値の電流iM9が流れるので、トランジスタM9に流れる電流iM9も、オーバーシュートした後、時間t3において電流値([i1]/2)で一定になる。
次に、トランジスタM3,M5,M9が同じ電流値([i1]/2)で一定になった時間t3以降について説明する。この時間t3以降では、シリーズレギュレータ回路10の入出力があまり変化せず、バランスしている状態になっている。ここで、ノイズや負荷電流の変動等により出力電圧Voutが変動すると想定する。例えば、出力電圧Voutが変動して
低下した場合には、トランジスタM5のゲート端子に供給される負帰還電圧Vf1も低下する。この場合、トランジスタM5のゲート・ソース間の電圧差が大きくなって、電流が流れ易くなり、その電流の電流値は、電流値([i1]/2)より大きくなる。そして、トランジスタM6とカレントミラーを構成するトランジスタM8に流れる電流(オペアンプA1の出力電流)が大きくなり、トランジスタM10のゲート端子の電圧が低下する。このため、トランジスタM10を介して流れる電流が増大し、出力電圧Voutが上昇する。こ
れにより、出力電圧Voutの変動が相殺されて、シリーズレギュレータ回路10の出力電
圧Voutは一定になる。
低下した場合には、トランジスタM5のゲート端子に供給される負帰還電圧Vf1も低下する。この場合、トランジスタM5のゲート・ソース間の電圧差が大きくなって、電流が流れ易くなり、その電流の電流値は、電流値([i1]/2)より大きくなる。そして、トランジスタM6とカレントミラーを構成するトランジスタM8に流れる電流(オペアンプA1の出力電流)が大きくなり、トランジスタM10のゲート端子の電圧が低下する。このため、トランジスタM10を介して流れる電流が増大し、出力電圧Voutが上昇する。こ
れにより、出力電圧Voutの変動が相殺されて、シリーズレギュレータ回路10の出力電
圧Voutは一定になる。
次に、時間t3以降において出力電圧Voutが変化した場合のフィードバック量や電流
量について述べる。
アンプA2はオペアンプA1の出力を増幅しているので、出力電圧Voutの変化を補正
するためのアンプA2の入力は比較的小さく変化させるだけでよい。更に、オペアンプA1の出力電流は、トランジスタM5に流れる電流のα倍となるため、補正のためのトランジスタM3,M5の電流の変化は1/α倍でよい。例えば、α=10であり、アンプA2の増幅率を10倍と想定すると、出力が10%変化した場合、この変化を補正するためにはオペアンプA1の出力補正は1%、トランジスタM3,M5の電流補正は0.1%でよい。従って、バランスしている状態では、電流値i1の変化に比べて、トランジスタM3,M5の電流の変化量はかなり小さくなる。また、トランジスタM9には、トランジスタM5に流れる電流と同じ値の電流が流れるので、電流iM9の変化量も小さくなる。このため、電流値i2が電流値[i1]/2より、ある程度大きい場合(例えば、[i1]×3/4程度の場合)には、電流iM9が変化しても電流値i2を超えることがほとんどなく、パワーアップ検知信号S1の安定化を図ることができる。
量について述べる。
アンプA2はオペアンプA1の出力を増幅しているので、出力電圧Voutの変化を補正
するためのアンプA2の入力は比較的小さく変化させるだけでよい。更に、オペアンプA1の出力電流は、トランジスタM5に流れる電流のα倍となるため、補正のためのトランジスタM3,M5の電流の変化は1/α倍でよい。例えば、α=10であり、アンプA2の増幅率を10倍と想定すると、出力が10%変化した場合、この変化を補正するためにはオペアンプA1の出力補正は1%、トランジスタM3,M5の電流補正は0.1%でよい。従って、バランスしている状態では、電流値i1の変化に比べて、トランジスタM3,M5の電流の変化量はかなり小さくなる。また、トランジスタM9には、トランジスタM5に流れる電流と同じ値の電流が流れるので、電流iM9の変化量も小さくなる。このため、電流値i2が電流値[i1]/2より、ある程度大きい場合(例えば、[i1]×3/4程度の場合)には、電流iM9が変化しても電流値i2を超えることがほとんどなく、パワーアップ検知信号S1の安定化を図ることができる。
本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
(1) 本実施形態では、オペアンプA1は、この定電流源11が流す電流を、基準電圧Vrefと負帰還電圧Vf1との電圧差に応じて分配するトランジスタM3,M5と、トラ
ンジスタM5に接続されたトランジスタM6を内蔵している。トランジスタM6は、オペアンプA1の外にあるトランジスタM9とカレントミラー回路CM1を構成する。このため、トランジスタM5に流れる電流と同じ電流がトランジスタM9に流れる。また、トランジスタM9は、定電流源21を介して電源電圧VCCラインに接続されて、電流コンパレータを構成する。定電流源21の電流値i2は、トランジスタM5が起動時に流す電流値i1より小さく、出力電圧Voutが基準電圧Vrefと同じときに流す電流値([i1]/2)より大きい値に設定されている。
(1) 本実施形態では、オペアンプA1は、この定電流源11が流す電流を、基準電圧Vrefと負帰還電圧Vf1との電圧差に応じて分配するトランジスタM3,M5と、トラ
ンジスタM5に接続されたトランジスタM6を内蔵している。トランジスタM6は、オペアンプA1の外にあるトランジスタM9とカレントミラー回路CM1を構成する。このため、トランジスタM5に流れる電流と同じ電流がトランジスタM9に流れる。また、トランジスタM9は、定電流源21を介して電源電圧VCCラインに接続されて、電流コンパレータを構成する。定電流源21の電流値i2は、トランジスタM5が起動時に流す電流値i1より小さく、出力電圧Voutが基準電圧Vrefと同じときに流す電流値([i1]/2)より大きい値に設定されている。
このため、出力電圧Voutがほぼ立ち上がったときに、トランジスタM5に流れる電流
が、電流値i1から電流値[i1]/2に向かって変化すると、これに応じてトランジスタM5,M9に流れる電流が変化する。そして、トランジスタM5,M9に流れる電流が、定電流源21が流す電流値i2を超えると、トランジスタM9と定電流源21との接続ノードの電圧Vs1が変化し、パワーアップ検知信号S1が変化する。このように、出力電圧Voutが基準電圧Vrefと同じになるときに変化するトランジスタM5の電流を用いて、パワーアップ検知信号S1を出力するので、出力電圧Voutが変動したりオフセットが生じ
たりした場合にも、電圧が立ち上がったことを検知することができる。
が、電流値i1から電流値[i1]/2に向かって変化すると、これに応じてトランジスタM5,M9に流れる電流が変化する。そして、トランジスタM5,M9に流れる電流が、定電流源21が流す電流値i2を超えると、トランジスタM9と定電流源21との接続ノードの電圧Vs1が変化し、パワーアップ検知信号S1が変化する。このように、出力電圧Voutが基準電圧Vrefと同じになるときに変化するトランジスタM5の電流を用いて、パワーアップ検知信号S1を出力するので、出力電圧Voutが変動したりオフセットが生じ
たりした場合にも、電圧が立ち上がったことを検知することができる。
(2) 本実施形態では、シリーズレギュレータ回路10は、基準電圧Vrefと負帰還
電圧Vf1との電圧差Viに応じて、分配される電流量が変化するトランジスタM3,M5を内蔵したオペアンプA1を用いる。このオペアンプA1は、トランジスタM5に接続されたトランジスタM6を内蔵し、このトランジスタM6はトランジスタM9とカレントミラー回路CM1を構成する。従って、パワーアップ検知信号S1は、オペアンプA1に、もともと内蔵されている差動ペアを構成するトランジスタM3,M5に流れる電流の変化
を用いて生成される。このため、オペアンプA1の他に、トランジスタM9と定電流源21とを設けるだけで電圧の立ち上がりを検知できるので、オペアンプA1以外に追加する部材を少なくすることができる。
電圧Vf1との電圧差Viに応じて、分配される電流量が変化するトランジスタM3,M5を内蔵したオペアンプA1を用いる。このオペアンプA1は、トランジスタM5に接続されたトランジスタM6を内蔵し、このトランジスタM6はトランジスタM9とカレントミラー回路CM1を構成する。従って、パワーアップ検知信号S1は、オペアンプA1に、もともと内蔵されている差動ペアを構成するトランジスタM3,M5に流れる電流の変化
を用いて生成される。このため、オペアンプA1の他に、トランジスタM9と定電流源21とを設けるだけで電圧の立ち上がりを検知できるので、オペアンプA1以外に追加する部材を少なくすることができる。
(3) 本実施形態では、シリーズレギュレータ回路10のオペアンプA1の出力端子は、オペアンプA1の出力を増幅するアンプA2に接続される。このアンプA2の出力端子が、シリーズレギュレータ回路10の出力端子となり、出力電圧Voutを出力する。ま
た、オペアンプA1の反転入力端子には、出力電圧Voutの負帰還による電圧が供給され
る。このため、アンプA2によって、オペアンプA1の出力に比べて出力電圧Voutは増
幅される一方で、パワーアップ検知信号S1の電圧は増幅されない。従って、出力電圧Voutが変動した場合、これに応じてオペアンプA1内のトランジスタM3,M5に流れる
電流iM3,iM5の変動量を抑えることができるので、トランジスタM9に流れる電流iM9の変動を抑えることができる。このため、電圧が立ち上がり後、出力電圧の変動に応じたパワーアップ検知信号S1の変動を抑え、パワーアップ検知信号S1の安定化を図ることができる。
た、オペアンプA1の反転入力端子には、出力電圧Voutの負帰還による電圧が供給され
る。このため、アンプA2によって、オペアンプA1の出力に比べて出力電圧Voutは増
幅される一方で、パワーアップ検知信号S1の電圧は増幅されない。従って、出力電圧Voutが変動した場合、これに応じてオペアンプA1内のトランジスタM3,M5に流れる
電流iM3,iM5の変動量を抑えることができるので、トランジスタM9に流れる電流iM9の変動を抑えることができる。このため、電圧が立ち上がり後、出力電圧の変動に応じたパワーアップ検知信号S1の変動を抑え、パワーアップ検知信号S1の安定化を図ることができる。
(4) 本実施例では、オペアンプA1のトランジスタM8は、トランジスタM6のα倍のサイズであるため、本実施形態のオペアンプA1の出力電流は、トランジスタM5に流れる電流のα倍になる。このため、シリーズレギュレータ回路10の出力電圧Voutの
変動を補正する場合には、オペアンプA1の出力に比べて、トランジスタM5に流れる電流の調整量を小さくすることができる。従って、トランジスタM9に流れる電流iM9の変動を更に抑え、パワーアップ検知信号S1の更なる安定化を図ることができる。
変動を補正する場合には、オペアンプA1の出力に比べて、トランジスタM5に流れる電流の調整量を小さくすることができる。従って、トランジスタM9に流れる電流iM9の変動を更に抑え、パワーアップ検知信号S1の更なる安定化を図ることができる。
(第2実施形態)
次に、本発明を具体化した第2実施形態について、図5を用いて説明する。本実施形態において、上記第1実施形態の部材と同一の部材については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。また、本実施形態においては、上記第1実施形態と同様な機能を実現する部材については、第1実施形態の符号に「b」を添えて表す。
次に、本発明を具体化した第2実施形態について、図5を用いて説明する。本実施形態において、上記第1実施形態の部材と同一の部材については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。また、本実施形態においては、上記第1実施形態と同様な機能を実現する部材については、第1実施形態の符号に「b」を添えて表す。
本実施形態のシリーズレギュレータ回路40では、オペアンプA1bのトランジスタM3に流れる電流を用いて、パワーアップ検知信号を生成する。具体的には、トランジスタM3のドレイン端子は、トランジスタM6bを介して接地電圧GNDラインに接続されている。トランジスタM6bは、本実施形態では、nチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM6bのゲート端子は、トランジスタM6bのドレイン端子、トランジスタM9bのゲート端子に接続されている。トランジスタM9bは、トランジスタM6bと同じくnチャンネルのMOSトランジスタであり、ソース端子は接地電圧GNDラインに接続されている。従って、トランジスタM6b,M9bによってカレントミラー回路CM2が構成され、オペアンプA1bを構成するトランジスタM3に流れる電流と同じ値の電流がトランジスタM9bに流れる。
更に、トランジスタM9bは、定電流源21bを介して、電源電圧VCCラインに接続されている。このため、定電流源21bとカレントミラー回路CM2とは、いわゆる電流コンパレータを構成する。本実施形態の定電流源21bの電流値i2は、「0」より大きく、電流値([i1]/2)より小さい一定値に設定される。
更に、本実施形態では、定電流源21bとトランジスタM9bとの接続ノードの電圧を、パワーアップ検知信号S1として用いる。
なお、本実施形態においても、オペアンプA1bはアンプA2の入力端子に接続されており、このアンプA2の出力端子がシリーズレギュレータ回路40の出力端子となる。
なお、本実施形態においても、オペアンプA1bはアンプA2の入力端子に接続されており、このアンプA2の出力端子がシリーズレギュレータ回路40の出力端子となる。
本実施形態においても、上記実施形態と同様に、外部電源が投入されて基準電圧Vref
が速やかに一定値になると、オペアンプA1bのトランジスタM3,M5はそれぞれオフ/オンする。このため、トランジスタM3には電流が流れず、トランジスタM5には電流値i1の電流が流れる。トランジスタM3に電流が流れないため、トランジスタM6bはオフし、このトランジスタM6bとカレントミラー回路CM2を構成しているトランジスタM9bもオフする。このため、定電流源21bから流れた電流は、定電流源21bとトランジスタM9bとの接続ノードの電圧をチャージアップする。これにより、パワーアップ検知信号S1はハイレベル信号を出力する。
が速やかに一定値になると、オペアンプA1bのトランジスタM3,M5はそれぞれオフ/オンする。このため、トランジスタM3には電流が流れず、トランジスタM5には電流値i1の電流が流れる。トランジスタM3に電流が流れないため、トランジスタM6bはオフし、このトランジスタM6bとカレントミラー回路CM2を構成しているトランジスタM9bもオフする。このため、定電流源21bから流れた電流は、定電流源21bとトランジスタM9bとの接続ノードの電圧をチャージアップする。これにより、パワーアップ検知信号S1はハイレベル信号を出力する。
その後、負帰還電圧Vf1が上昇して、オペアンプA1に供給される負帰還電圧Vf1と基準電圧Vrefとの電圧差Viが電圧「−Vt」になった場合、トランジスタM3がオンし
て電流が流れ始める。これにより、トランジスタM6b,M9bもオンし始めて、トランジスタM6b,M9bにも電流が流れ始める。そして、出力電圧Voutが上昇するに伴っ
て、トランジスタM5に流れる電流は減少し、トランジスタM3,M6b,M9bに流れる電流は増大する。
て電流が流れ始める。これにより、トランジスタM6b,M9bもオンし始めて、トランジスタM6b,M9bにも電流が流れ始める。そして、出力電圧Voutが上昇するに伴っ
て、トランジスタM5に流れる電流は減少し、トランジスタM3,M6b,M9bに流れる電流は増大する。
そして、トランジスタM9bに流れる電流が定電流源21bの電流値i2になると、定電流源21bとトランジスタM9bとの接続ノードの電圧は、引き下げられる。従って、出力されるパワーアップ検知信号S1は、ハイレベルからローレベルに変化する。そして、これ以降、パワーアップ検知信号S1はローレベルを出力する。なお、このとき、シリーズレギュレータ回路40の出力電圧Voutは、上記第1実施形態と同様に、基準電圧Vrefと同じ値になる。
本実施形態においては、上記第1実施形態の(3)に記載の効果と同様の効果を得ることができるとともに、以下の効果を得ることができる。
(5) 本実施形態では、オペアンプA1bは、トランジスタM3に接続されたトランジスタM6bを内蔵している。トランジスタM6bは、オペアンプA1bの外にあるトランジスタM9bとカレントミラー回路CM2を構成する。このため、トランジスタM3に流れる電流と同じ電流がトランジスタM9bに流れる。また、トランジスタM9bは、定電流源21bを介して電源電圧VCCラインに接続されて、電流コンパレータを構成する。定電流源21bの電流値i2は、トランジスタM3が起動時に流す電流値「0」より大きく、出力電圧Voutが基準電圧Vrefと同じときに流す電流値([i1]/2)より小さい一定値に設定されている。
(5) 本実施形態では、オペアンプA1bは、トランジスタM3に接続されたトランジスタM6bを内蔵している。トランジスタM6bは、オペアンプA1bの外にあるトランジスタM9bとカレントミラー回路CM2を構成する。このため、トランジスタM3に流れる電流と同じ電流がトランジスタM9bに流れる。また、トランジスタM9bは、定電流源21bを介して電源電圧VCCラインに接続されて、電流コンパレータを構成する。定電流源21bの電流値i2は、トランジスタM3が起動時に流す電流値「0」より大きく、出力電圧Voutが基準電圧Vrefと同じときに流す電流値([i1]/2)より小さい一定値に設定されている。
このため、出力電圧Voutがほぼ立ち上がったときに、トランジスタM3に流れる電流
が、電流値「0」から電流値[i1]/2に向かって変化すると、これに応じてトランジスタM3,M9bに流れる電流が変化する。そして、トランジスタM9bに流れる電流が、定電流源21bが流す電流値i2を超えると、トランジスタM9bと定電流源21bとの接続ノードの電圧のパワーアップ検知信号S1が変化する。このように、出力電圧Vout
が基準電圧Vrefとほぼ同じになったときにトランジスタM3に流れる電流の変化を用い
て、パワーアップ検知信号S1を出力するので、出力電圧Voutが変動したりオフセット
が生じたりした場合にも、電圧が立ち上がったことを検知することができる。
が、電流値「0」から電流値[i1]/2に向かって変化すると、これに応じてトランジスタM3,M9bに流れる電流が変化する。そして、トランジスタM9bに流れる電流が、定電流源21bが流す電流値i2を超えると、トランジスタM9bと定電流源21bとの接続ノードの電圧のパワーアップ検知信号S1が変化する。このように、出力電圧Vout
が基準電圧Vrefとほぼ同じになったときにトランジスタM3に流れる電流の変化を用い
て、パワーアップ検知信号S1を出力するので、出力電圧Voutが変動したりオフセット
が生じたりした場合にも、電圧が立ち上がったことを検知することができる。
(6) 本実施形態では、シリーズレギュレータ回路40は、基準電圧Vrefと負帰還
電圧Vf1との電圧差Viに応じて、定電流源11からの電流がトランジスタM3,M5のそれぞれに分配される電流量が変化するトランジスタM3,M5を内蔵したオペアンプA1bを用いる。更に、このオペアンプA1bは、トランジスタM3に接続されたトランジスタM6bを内蔵している。このトランジスタM6bは、トランジスタM9bとカレントミラー回路CM2を構成する。トランジスタM9bは、定電流源21bと電流コンパレータを構成する。従って、オペアンプA1bに、もともと内蔵されているトランジスタM3
に流れる電流量の変化に応じて、パワーアップ検知信号S1が生成できる。このため、オペアンプA1bの他に、トランジスタM9bと定電流源21bとを設けるだけで電圧の立ち上がりを検知できるので、オペアンプA1b以外に追加する部材を少なくすることができる。
電圧Vf1との電圧差Viに応じて、定電流源11からの電流がトランジスタM3,M5のそれぞれに分配される電流量が変化するトランジスタM3,M5を内蔵したオペアンプA1bを用いる。更に、このオペアンプA1bは、トランジスタM3に接続されたトランジスタM6bを内蔵している。このトランジスタM6bは、トランジスタM9bとカレントミラー回路CM2を構成する。トランジスタM9bは、定電流源21bと電流コンパレータを構成する。従って、オペアンプA1bに、もともと内蔵されているトランジスタM3
に流れる電流量の変化に応じて、パワーアップ検知信号S1が生成できる。このため、オペアンプA1bの他に、トランジスタM9bと定電流源21bとを設けるだけで電圧の立ち上がりを検知できるので、オペアンプA1b以外に追加する部材を少なくすることができる。
(7)本実施形態では、定電流源21bの電流値i2は、電流値([i1]/2)よりも小さい値に設定するので、上記第1実施形態の定電流源21に比べて、定電流源21bが流す電流を小さくすることができる。従って、消費電流を低くすることができる。
(第3実施形態)
次に、本発明を具体化した第3実施形態について、図6を用いて説明する。本実施形態では、上記第1実施形態と同様な機能を実現する部材については、上記第1実施形態の符号に「c」を添えて表す。
次に、本発明を具体化した第3実施形態について、図6を用いて説明する。本実施形態では、上記第1実施形態と同様な機能を実現する部材については、上記第1実施形態の符号に「c」を添えて表す。
本実施形態のシリーズレギュレータ回路50は、上記第1実施形態における電源電圧VCCライン及び接地電圧GNDラインに対する接続を逆にした構成をしている。
具体的には、オペアンプA1cは、トランジスタM3c,M5c,M6c及び定電流源11cを備える。本実施形態では、トランジスタM3c,M5cは、nチャンネルのMOSトランジスタである。トランジスタM3c,M5cのゲート端子には、直接的或いは間接的にオペアンプA1cの各入力電圧の変化と同じように変化をする電圧が供給される。このオペアンプA1cの非反転入力端子には、基準電圧Vrefが供給され、反転入力端子
には、出力電圧Voutの負帰還による電圧が供給される。また、トランジスタM3c,M
5cのソース端子は、定電流源11cを介して接地電圧GNDラインに接続されている。ここで、定電流源11cは、電流値i1の電流を流す。
具体的には、オペアンプA1cは、トランジスタM3c,M5c,M6c及び定電流源11cを備える。本実施形態では、トランジスタM3c,M5cは、nチャンネルのMOSトランジスタである。トランジスタM3c,M5cのゲート端子には、直接的或いは間接的にオペアンプA1cの各入力電圧の変化と同じように変化をする電圧が供給される。このオペアンプA1cの非反転入力端子には、基準電圧Vrefが供給され、反転入力端子
には、出力電圧Voutの負帰還による電圧が供給される。また、トランジスタM3c,M
5cのソース端子は、定電流源11cを介して接地電圧GNDラインに接続されている。ここで、定電流源11cは、電流値i1の電流を流す。
一方、トランジスタM6cは、pチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM6cのソース端子は電源電圧VCCラインに接続されている。
更に、トランジスタM6cのドレイン端子及びソース端子は、トランジスタM9cのゲート端子に接続されている。トランジスタM9cは、pチャンネルのMOSトランジスタであり、ソース端子は電源電圧VCCラインに接続されている。このため、トランジスタM6c,M9cによってカレントミラー回路CM3が構成され、オペアンプA1cを構成するトランジスタM5c,M6cに流れる電流と同じ値の電流がトランジスタM9cに流れる。
更に、トランジスタM6cのドレイン端子及びソース端子は、トランジスタM9cのゲート端子に接続されている。トランジスタM9cは、pチャンネルのMOSトランジスタであり、ソース端子は電源電圧VCCラインに接続されている。このため、トランジスタM6c,M9cによってカレントミラー回路CM3が構成され、オペアンプA1cを構成するトランジスタM5c,M6cに流れる電流と同じ値の電流がトランジスタM9cに流れる。
更に、トランジスタM9cは、定電流源21cを介して接地電圧GNDラインに接続されている。このため、定電流源21cとカレントミラー回路CM3とは、いわゆる電流コンパレータを構成する。ここで、定電流源21cは、電流値i2の電流を出力する。この電流値i2は、本実施形態では、電流値「0」より大きく電流値([i1]/2)より小さい一定値に設定される。
更に、定電流源21cとトランジスタM9cとの接続ノードには、インバータ22cの入力端子が接続されている。このインバータ22cの出力端子から、パワーアップ検知信号S1を出力する。
なお、本実施形態においても、オペアンプA1cはアンプA2の入力端子に接続されており、このアンプA2の出力端子がシリーズレギュレータ回路50の出力端子となる。
本実施形態においては、外部電源が投入されて基準電圧Vrefが速やかに一定値になる
と、オペアンプA1cのトランジスタM3c,M5cはそれぞれオン/オフする。このため、トランジスタM3cには、電流値i1の電流が流れ、トランジスタM5cには電流が流れない。トランジスタM5cに電流が流れないため、トランジスタM6cはオフし、こ
のトランジスタM6cとカレントミラー回路CM3を構成しているトランジスタM9cもオフする。このため、電源電圧VCCラインから、トランジスタM9cを介して電流が流れず、トランジスタM9cと定電流源21cとの接続ノードの電圧Vs1は、引き下げられる。従って、インバータ22cはハイレベルのパワーアップ検知信号S1を出力する。
本実施形態においては、外部電源が投入されて基準電圧Vrefが速やかに一定値になる
と、オペアンプA1cのトランジスタM3c,M5cはそれぞれオン/オフする。このため、トランジスタM3cには、電流値i1の電流が流れ、トランジスタM5cには電流が流れない。トランジスタM5cに電流が流れないため、トランジスタM6cはオフし、こ
のトランジスタM6cとカレントミラー回路CM3を構成しているトランジスタM9cもオフする。このため、電源電圧VCCラインから、トランジスタM9cを介して電流が流れず、トランジスタM9cと定電流源21cとの接続ノードの電圧Vs1は、引き下げられる。従って、インバータ22cはハイレベルのパワーアップ検知信号S1を出力する。
その後、負帰還電圧Vf1が上昇して、出力電圧Voutが基準電圧Vrefに近くになると、トランジスタM5cがオンして電流が流れ始め、これに伴ってトランジスタM6c,M9cにも電流が流れる。これ以降、トランジスタM3cに流れる電流が減少し、トランジスタM5c,M6c,M9cに流れる電流は増大する。そして、トランジスタM9cに流れる電流が定電流源21cの電流値i2になって、この電流値i2を超えると、定電流源21cとトランジスタM9cの接続ノードの電圧Vs1は、チャージアップされて、ローレベル信号の電圧からハイレベル信号の電圧に変化する。従って、これ以降、パワーアップ検知信号S1はローレベルになる。なお、このとき、シリーズレギュレータ回路50の出力電圧Voutは、上記第1実施形態と同様に、基準電圧Vrefと同じ値になっている。
本実施形態においては、上記第1実施形態の(3)、(5)〜(7)に記載の効果と同様の効果を得ることができる。
本実施形態においては、上記第1実施形態の(3)、(5)〜(7)に記載の効果と同様の効果を得ることができる。
(第4実施形態)
次に、本発明を具体化した第4実施形態について、図7を用いて説明する。本実施形態において、上記第1実施形態及び第3実施形態の部材と同一の部材については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。また、本実施形態においては、上記第1実施形態と同様な機能を実現する部材については、第1実施形態の符号に「d」を添えて表す。
次に、本発明を具体化した第4実施形態について、図7を用いて説明する。本実施形態において、上記第1実施形態及び第3実施形態の部材と同一の部材については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。また、本実施形態においては、上記第1実施形態と同様な機能を実現する部材については、第1実施形態の符号に「d」を添えて表す。
本実施形態のシリーズレギュレータ回路60では、トランジスタM3cに流れる電流を用いて、パワーアップ検知信号を生成する。具体的には、トランジスタM3cのドレイン端子は、トランジスタM6dを介して電源電圧VCCラインに接続されている。トランジスタM6dは、本実施形態では、pチャンネルのMOSトランジスタである。このトランジスタM6dのゲート端子は、トランジスタM6dのドレイン端子、トランジスタM9dのゲート端子に接続されている。トランジスタM9dは、トランジスタM6dと同じくpチャンネルのMOSトランジスタであり、ソース端子は電源電圧VCCラインに接続されている。従って、トランジスタM6d,M9dによってカレントミラー回路CM4が構成され、オペアンプA1dを構成するトランジスタM3cに流れる電流と同じ値の電流がトランジスタM9dに流れる。
更に、トランジスタM9dは、定電流源21dを介して、接地電圧GNDラインに接続されている。このため、定電流源21dとカレントミラー回路CM4とは、いわゆる電流コンパレータを構成する。本実施形態の定電流源21dの電流値i2は、電流値([i1]/2)より大きく電流値i1より小さい一定値に設定される。
更に、本実施形態では、定電流源21dとトランジスタM9dとの接続ノードの電圧を、パワーアップ検知信号S1として用いる。
なお、本実施形態においても、オペアンプA1dはアンプA2の入力端子に接続されており、このアンプA2の出力端子がシリーズレギュレータ回路60の出力端子となる。
なお、本実施形態においても、オペアンプA1dはアンプA2の入力端子に接続されており、このアンプA2の出力端子がシリーズレギュレータ回路60の出力端子となる。
本実施形態においても、上記実施形態と同様に、外部電源が投入されて基準電圧Vref
が速やかに一定値になると、オペアンプA1dのトランジスタM3c,M5cはそれぞれオン/オフする。このため、トランジスタM3cには、電流値i1の電流が流れ、トランジスタM5cには電流が流れない。このため、トランジスタM3cに接続されているトランジスタM6dはオンし、これとカレントミラー回路CM4を構成するトランジスタM9dもオンして、トランジスタM3cに流れる電流と同じ電流値i1の電流が流れる。この
ため、トランジスタM9dと定電流源21dとの接続ノードの電圧はチャージアップされて、ハイレベルのパワーアップ検知信号S1が出力される。
が速やかに一定値になると、オペアンプA1dのトランジスタM3c,M5cはそれぞれオン/オフする。このため、トランジスタM3cには、電流値i1の電流が流れ、トランジスタM5cには電流が流れない。このため、トランジスタM3cに接続されているトランジスタM6dはオンし、これとカレントミラー回路CM4を構成するトランジスタM9dもオンして、トランジスタM3cに流れる電流と同じ電流値i1の電流が流れる。この
ため、トランジスタM9dと定電流源21dとの接続ノードの電圧はチャージアップされて、ハイレベルのパワーアップ検知信号S1が出力される。
その後、負帰還電圧Vf1が上昇して、出力電圧Voutが基準電圧Vrefに近くになると、トランジスタM5cがオンとなって電流が流れ始める。これにより、トランジスタM3c,M6d,M9dに流れる電流が減少する。そして、出力電圧Voutが上昇するに伴って
、トランジスタM3c,M6d,M9dに流れる電流は減少し、トランジスタM5cに流れる電流は増大する。
、トランジスタM3c,M6d,M9dに流れる電流は減少し、トランジスタM5cに流れる電流は増大する。
そして、トランジスタM9dに流れる電流が定電流源21dの電流値i2を下回ると、定電流源21dとトランジスタM9dの接続ノードの電圧は引き下げられ、これ以降、パワーアップ検知信号S1はローレベル信号を出力する。なお、このとき、シリーズレギュレータ回路60の出力電圧Voutは、上記第1実施形態と同様に、基準電圧Vrefと同じ値になる。
本実施形態においても、上記第1実施形態の(1)〜(3)に記載の効果と同様の効果を得ることができる。
また、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
また、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
○ 上記第1及び第3実施形態においては、定電流源21,21cとトランジスタM9,M9cとの接続ノードの電圧が供給されるインバータ22,22cを設け、インバータ22,22cの出力をパワーアップ検知信号S1として用いた。また、上記第2及び第4実施形態においては、定電流源21b,21dとトランジスタM9b,M9dとの接続ノードの電圧をパワーアップ検知信号S1として用いた。これに限られず、第1及び第3実施形態において、インバータ22,22cを省略してもよい。また、第2及び第4実施形態において、定電流源21b,21dとトランジスタM9b,M9dとの接続ノードの電圧が供給されるインバータを設け、このインバータの出力をパワーアップ検知信号として用いてもよい。
○ 上記実施形態においては、オペアンプA1,A1b,A1c,A1dのトランジスタM6,M6b,M6c,M6dとカレントミラー回路CM1,CM2,CM3,CM4を構成するトランジスタM9,M9b,M9c,M9dは同じ電流が流れるとして説明した。これに限らず、例えば、トランジスタM9,M9b,M9c,M9dの大きさを、トランジスタM6,M6b,M6c,M6dの大きさの1/nとして、トランジスタM9,M9b,M9c,M9dに流れる電流を少なくしてもよい。この場合、定電流源21,21b,21c,21dは、負帰還電圧Vf1が基準電圧Vrefに近くなったときにトランジ
スタM9,M9b,M9c,M9dが変化する電流の値に設定すればよい。これにより、定電流源21,21b,21c,21dが流す電流を少なくすることができるので、消費電力を少なくすることができる。
スタM9,M9b,M9c,M9dが変化する電流の値に設定すればよい。これにより、定電流源21,21b,21c,21dが流す電流を少なくすることができるので、消費電力を少なくすることができる。
○ 上記実施形態においては、オペアンプA1の出力端子をアンプA2の入力端子に接続し、アンプA2においてオペアンプA1の出力を増幅した。これに限らず、出力電圧Voutの変動がほとんどなく、電圧が立ち上がった後にはトランジスタM9に流れる電流が
電流値i2を容易に越えない構成であれば、オペアンプA1の出力を増幅するアンプA2を省略してもよい。
電流値i2を容易に越えない構成であれば、オペアンプA1の出力を増幅するアンプA2を省略してもよい。
A1,A1b,A1c,A1d…オペアンプ、A2…増幅器としてのアンプ、CM1,CM2,CM3,CM4…カレントミラー回路、F1…負帰還要素、GND…駆動電圧としての接地電圧、i1,i2…電流値、M3,M3c…第1トランジスタとしてのトランジスタ、M5,M5c…第2トランジスタとしてのトランジスタ、M6,M6b,M6c,M6d…可変電流源を構成するオペアンプ内のトランジスタ、M9,M9b,M9c,M9d…可変電流源を構成するトランジスタ、S1…パワーアップ検知信号、VCC…電源電圧、Vf1…負帰還電圧、Vi…電圧差、Vout…出力電圧、Vref…基準電圧、11,11c…第1定電流源としての定電流源、10,40,50,60…シリーズレギュレータ回路、21,21b,21c,21d…第2定電流源としての定電流源。
Claims (6)
- 第1定電流源の電流を分配する第1トランジスタ及び第2トランジスタから構成される差動手段を内蔵したオペアンプを備え、このオペアンプの出力に応じた出力電圧を出力するシリーズレギュレータ回路であって、
前記第1トランジスタ又は前記第2トランジスタに流れる電流に比例する電流値の電流を出力する可変電流源と、
前記可変電流源と電流コンパレータを構成する第2定電流源とを更に設け、
前記第1トランジスタの制御端子には基準電圧を供給し、前記第2トランジスタの制御端子には前記出力電圧に基づく負帰還電圧を入力し、前記第1トランジスタ及び第2トランジスタには、前記負帰還電圧と前記基準電圧との電圧差に応じた電流が流れ、
前記第2定電流源は、前記基準電圧が供給された起動状態から、前記負帰還電圧と前記基準電圧とが一致するまでの間に、前記可変電流源が出力する電流範囲にある所定電流値の電流を供給し、
前記可変電流源と前記第2定電流源との接続ノードの電圧を用いて、パワーアップ検知信号を出力することを特徴とするシリーズレギュレータ回路。 - 前記可変電流源は、
前記第1トランジスタ又は前記第2トランジスタに接続され前記オペアンプに内蔵されている第3トランジスタと、
この第3トランジスタとカレントミラー回路を構成し、前記第2定電流源に接続されている第4トランジスタとから構成されていることを特徴とする請求項1に記載のシリーズレギュレータ回路。 - 前記可変電流源は、前記起動状態において電流を流さない第1又は第2トランジスタに流れる電流に比例する電流値の電流を流し、
前記第2定電流源の所定電流値は、零より大きく前記第1定電流源が流す電流の半分より小さい値であることを特徴とする請求項1又は2に記載のシリーズレギュレータ回路。 - 前記オペアンプの出力端子は、このオペアンプの出力を増幅する増幅器に供給されており、
この増幅器の出力端子の電圧が前記出力電圧であることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1つに記載のシリーズレギュレータ回路。 - 前記第1及び前記第2定電流源が電源電圧ラインに接続されており、前記可変電流源が駆動電圧ラインに接続されていることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のシリーズレギュレータ回路。
- 前記第1及び前記第2定電流源が駆動電圧ラインに接続されており、前記可変電流源が電源電圧ラインに接続されていることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のシリーズレギュレータ回路。
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