JP2008197438A - 信号処理装置、信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタル構成によるノイズキャンセリングシステムの実用化を図る。
【解決手段】マイクロフォンにより外部音を収音して得た信号を、ΔΣ変調器とデシメーションフィルタから成るＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換してＤＳＰ内のノイズキャンセル用フィルタに入力させ、ここでノイズキャンセル用信号を生成して、インターポレーションフィルタを備えるＤ／Ａコンバータによりアナログ信号に変換してドライバから出力させる、というノイズキャンセリングシステムの系において、上記デシメーションフィルタ、インターポレーションフィルタとについて最小位相推移型ＦＩＲにより構成する。
【選択図】図５

Description

本発明は、音声信号を対象として所定目的に応じた信号処理を実行するようにされた、信号処理装置と、その方法に関するものである。

ヘッドフォン装置により楽曲などのコンテンツの音声を再生しているときに聴こえてくる外部のノイズをアクティブにキャンセルするようにされた、ヘッドフォン装置対応のいわゆるノイズキャンセリングシステムが知られ、また、実用化されるようになってきている。そして、このようなノイズキャンセリングシステムとしては、大別してフィードバック方式とフィードフォワード方式との２つの方式が知られている。

例えば、特許文献１には、ユーザの耳に装着される音響管内においてイヤホンユニットの近傍に設けたマイクロフォンユニットにより収音した音響管内部の騒音（ノイズ）を位相反転させた音声信号を生成し、これをイヤホンユニット３から音として出力させることにより、外部ノイズを低減させるようにした構成、つまり、フィードバック方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。
また、特許文献２には、その基本構成として、ヘッドフォン装置外筐に取り付けたマイクロフォンにより収音して得た音声信号について所要の伝達関数による特性を与えてヘッドフォン装置から出力させるようにした構成、つまりフィードフォワード方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。

特開平３−２１４８９２号公報 特開平３−９６１９９号公報

ところで、上記したフィードバック方式とフィードフォワード方式との何れについてもいえることであるが、現在、民生機器におけるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムとして実用化されているものは、アナログ回路により構成されたものとなっている。
ノイズキャンセリングシステムのノイズキャンセル効果が有効に得られるようにするためには、例えばマイクロフォンにより収音された外部の不要音と、この不要音のキャンセルのためにドライバから出力される音との位相差を一定以内に納めることが必要である。換言すれば、ノイズキャンセリングシステムにおいて、外部の不要音を入力してから、これに応じたキャンセル音が出力されるまでの速度（応答速度）が一定以内であることが要求される。
しかしながら、ノイズキャンセリングシステムをデジタル回路により構成しようとすると、その入力と出力にＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータを備えることになる。現状で広く用いられるＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータの処理時間では、ノイズキャンセリングシステムとしての採用を考えた場合には遅延が相当に大きく、有効なノイズキャンセル効果を得ることが難しい。例えば、軍事用、産業用などの分野では、サンプリング周波数が相当に高いうえで遅延の少ないＡ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータが存在するが、これらは著しく高価であり、民生機器で採用することは現実的ではない。現状にあってノイズキャンセリングシステムをデジタル回路により構成せずに、アナログ回路により構成しているのは、このような理由による。

とはいえ、アナログ回路をデジタル回路に置き換えることによっては、例えば物理的な部品素子の定数の変更、交換などを行うことなく、特性や動作モードの変更、切り換えを行うことが容易化され、また、ノイズキャンセリングシステムのようなオーディオに関連したシステムであれば、さらなる音質の向上も期待できるなど、利点は多い。
そこで、本願発明としては、例えば民生におけるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムなどとして、デジタル回路により形成したものでありながら、実用上、充分なノイズキャンセル効果が得られるようにすることを目的とする。

そこで本発明は上記した課題を考慮して、信号処理装置として次のように構成する。
つまり、入力したアナログ信号についてデルタシグマ変調処理を実行して所定のサンプリング周波数による２ビット以上の所定の量子化ビットによる第１の形式のデジタル信号に変換したうえで、この第１の形式のデジタル信号からパルスコード変調信号としての第２の形式のデジタル信号に変換して出力するデシメーションフィルタとを有するアナログ−デジタル変換手段と、
上記アナログ−デジタル変換手段から出力された後のデジタル信号を入力して、所定のキャンセル対象音をキャンセルするための所定の信号特性を与えて出力するようにされたキャンセル信号処理手段と、このキャンセル信号処理手段から出力された第２の形式によるデジタル信号を入力して、デルタシグマ変調処理によりアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換処理を実行するもので、このデジタル−アナログ変換処理のために、入力された第２の形式によるデジタル信号について、第２の形式よりも高い所定のサンプリング周波数と、第２の形式よりも小さな量子化ビット数による第３の形式のデジタル信号に変換する処理を実行するインターポレーションフィルタを含むようにされたデジタル−アナログ変換手段とを備え、デシメーションフィルタとインターポレーションフィルタの少なくとも何れか一方について、直線位相型の有限インパルス応答システムよりも信号遅延が少ないとされる所定形式のデジタルフィルタにより形成することとした。

上記構成によっては、所定のキャンセル対象音をキャンセル（低減、減衰）するシステムの信号処理系について、キャンセル対象音の成分を含むアナログ信号をデルタシグマ変調によりデジタル信号に変換したうえで、これを、デシメーションフィルタによりパルスコード変調（ＰＣＭ：Pulse Code Modulation）信号に変換して出力するようにされたアナログ−デジタル変換手段と、このアナログ−デジタル変換手段からのデジタル信号を入力して、ＰＣＭ信号形式に対応するデジタル信号処理によってキャンセル対象音をキャンセルするための信号特性を与えるようにされたキャンセル信号処理手段と、このキャンセル信号処理手段から出力された信号を、ΔΣ変調を使用してアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換手段とにより形成するものとされる。
そのうえで、上記のデシメーションフィルタと、デジタル−アナログ変換手段が備えるものとされるインターポレーションフィルタについては、直線位相型の有限インパルス応答（ＦＩＲ：Finite Impulse Response）システムよりも、入出力間の信号遅延が少ないとされる形式のデジタルフィルタにより形成する。
この構成により、アナログ−デジタル変換手段とデジタル−アナログ変換手段における信号処理遅延を短縮することが可能になる。

そして、上記のようにしてアナログ−デジタル変換の部位と、デジタル−アナログ変換の部位とでの信号処理遅延が短縮されることにより、デジタル方式の下で、キャンセル対象音をキャンセルするシステム（ノイズキャンセリングシステム）の信号処理系として要求される応答速度を満たすことが可能になる。つまり、デジタル回路方式によるノイズキャンセリングシステムを容易に実現することが可能となる。そして、デジタルによるノイズキャンセリングシステムが実現されることで、アナログ回路によるものでは困難であった機能の実装であるとか、高音質化などが図られることになるものであり、ユーザにとっての利用価値は高まる。

本願発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）としては、ノイズキャンセリングシステムが搭載されたヘッドフォン装置を例に挙げることとする。
そこで、本実施の形態としての構成を説明するのに先立ち、ヘッドフォン装置に対応するノイズキャンセリングシステムの基本概念について説明を行っておくこととする。

このようなヘッドフォン装置対応のノイズキャンセリングシステムの基本的な方式としては、フィードバック方式によりサーボ制御を行うようにされたものとフィードフォワード方式がそれぞれ知られている。先ず、図１により、フィードバック方式について説明する。

図１（ａ）には、ヘッドフォン装着者（ユーザ）の右耳（Ｌ（左），Ｒ（右）による２チャンネルステレオにおけるＲチャンネル）側における、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムのモデル例を模式的に示している。
ここでのヘッドフォン装置のＲチャンネル側の構造としては、先ず、右耳に対応するハウジング部２０１内において、ヘッドフォン装置を装着したユーザ５００の右耳に対応する位置にドライバ２０２を設けるようにされる。ドライバ２０２は、いわゆるスピーカと同義のものであり、音声信号の増幅出力により駆動（ドライブ）されることで音声を空間に放出するようにして出力するものである。

そのうえで、フィードバック方式としては、ハウジング部２０１内においてユーザ５００の右耳に近いとされる位置に対してマイクロフォン２０３を設けるようにされる。このようにして設けられるマイクロフォン２０３によっては、ドライバ２０２から出力される音声と、外部のノイズ音源３０１からハウジング部２０１内に侵入して右耳に到達しようとする音声、つまり右耳にて聴き取られる外部音声であるハウジング内ノイズ３０２とが収音されることになる。なお、ハウジング内ノイズ３０２が発生する原因としては、ノイズ音源３０１が例えばハウジング部のイヤーパッドなどの隙間から音圧として漏れてきたり、ヘッドフォン装置の筐体がノイズ音源３０１の音圧を受けて振動し、これがハウジング部内に伝達されてくることなどを挙げることができる。
そして、マイクロフォン２０３によって収音して得られた音声信号から、例えば外部音声の音声信号成分に対して逆特性となる信号など、ハウジング内ノイズ３０２がキャンセル（減衰、低減）されるようにするための信号（キャンセル用音声信号）を生成し、この信号について、ドライバ２０２を駆動する必要音の音声信号（オーディオ音源）に合成させるようにして帰還させる。これによりハウジング部２０１内における右耳に対応するとされる位置に設定されたノイズキャンセル点４００においては、ドライバ２０１からの出力音声と外部音声の成分とが合成されることによって外部音声がキャンセルされた音が得られ、ユーザの右耳では、この音を聴き取ることになる。そして、このような構成を、Ｌチャンネル（左耳）側においても与えることで、通常のＬ，Ｒ２チャンネルステレオに対応するヘッドフォン装置としてのノイズキャンセリングシステムが得られることになる。

図１（ｂ）のブロック図は、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムの基本的なモデル構成例を示している。なお、この図１（ｂ）にあっては、図１（ａ）と同様にして、Ｒチャンネル（右耳）側のみに対応した構成が示されているものであり、また、Ｌチャネル（左耳）側に対応しても同様のシステム構成が備えられるものである。また、この図において示されるブロックは、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムの系における特定の回路部位、回路系などに対応する１つの特定の伝達関数を示すもので、ここでは伝達関数ブロックということにする。各伝達関数ブロックにおいて示されている文字が、その伝達関数ブロックの伝達関数を表しているものであり、音声信号(若しくは音声)は、伝達関数ブロックを経由するごとに、そこに示される伝達関数が与えられることになるものである。
先ず、ハウジング部２０１内に設けられるマイクロフォン２０３により収音される音声は、このマイクロフォン２０３と、マイクロフォン２０３にて得られた電気信号を増幅して音声信号を出力するマイクロフォンアンプに対応する伝達関数ブロック１０１（伝達関数Ｍ）を介した音声信号として得られることになる。この伝達関数ブロック１０１を経由した音声信号は、ＦＢ(FeedBack)フィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２(伝達関数−β)を介して合成器１０３に入力される。ＦＢフィルタ回路は、マイクロフォン２０３により収音して得られた音声信号から、上記したキャンセル用音声信号を生成するための特性が設定されたフィルタ回路であり、その伝達関数が−βとして表されているものである。

また、楽曲などのコンテンツとされるオーディオ音源の音声信号Ｓは、ここでは、イコライザによるイコライジングが施されるものとしており、このイコライザに対応する伝達関数ブロック１０７（伝達関数Ｅ）を介して合成器１３に入力することとしている。

ここでの合成器１０３では、上記の２つの信号を加算により合成するようにされる。このようにして合成された音声信号は、パワーアンプにより増幅され、ドライバ２０２に駆動信号として出力されることで、ドライバ２０２から音声として出力されることになる。つまり、合成器１０３からの音声信号は、パワーアンプに対応する伝達関数ブロック１０４（伝達関数Ａ）を経由し、さらにドライバ２０２に対応する伝達関数ブロック１０５（伝達関数Ｄ）を経由して音声として空間内に放出される。なお、ドライバ２０２の伝達関数Ｄは、例えばドライバ２０２の構造などにより決まる。

そして、ドライバ２０２にて出力された音声は、ドライバ２０２からノイズキャンセル点４００までの空間経路(空間伝達関数)に対応する伝達関数ブロック１０６（伝達関数Ｈ）を経由するようにしてノイズキャンセル点４００に到達し、ここの空間にてハウジング内ノイズ３０２と合成されることになる。そして、ノイズキャンセル点４００から例えば右耳に到達するものとされる出力音の音圧Ｐとしては、ハウジング部２０１の外部から侵入してくるノイズ音源３０１の音がキャンセルされるものとなる。

上記図１（ｂ）に示されるノイズキャンセリングシステムのモデルの系にあって、上記出力音の音圧Ｐは、ハウジング内ノイズ３０２をＮ、オーディオ音源の音声信号をＳとしたうえで、各伝達関数ブロックにおいて示される伝達関数、Ｍ、−β、Ｅ、Ａ、Ｄ、Ｈを利用して、

のようにして表されるものとなる。この（数１）の式において、ハウジング内ノイズ３０２であるＮに着目すると、Ｎは、１ ／（１ ＋ＡＤＨＭβ）で表される係数により減衰されることがわかる。ただし、（数１）に示される式の系が、ノイズ低減対象の周波数帯域にて発振することなく、安定して動作するためには、

が成立していることが必要となる。

一般的なこととして、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムにおける各伝達関数の積の絶対値が、
１＜＜｜ＡＤＨＭβ｜
で表されることとと、古典制御理論におけるNyquistの安定性判別と合わせると、（数２）については下記のように解釈できる。
ここでは、図１（ｂ）に示されるノイズキャンセリングシステムの系において、ハウジング内ノイズ３０２であるＮに関わるループ部分を一箇所切断して得られる、（−ＡＤＨＭβ）で表される系を考える。この系を、ここでは「オープンループ」ということにする。一例として、マイクロフォン及びマイクロフォンアンプに対応する伝達関数ブロック１０１と、ＦＢフィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２との間を切断すべき箇所とすれば、上記のオープンループを形成できる。

上記のオープンループは、例えば図２のボード線図により示される特性を持つものとされる。このボード線部においては、横軸に周波数が示され、縦軸においては、下半分にゲインが示され、上半分に位相が示される。
このオープンループを対象とした場合、Nyquistの安定性判別に基づき、（数２）を満足するためには、下記の２つの条件を満たす必要がある。
条件１：位相０ｄｅｇ．（０ 度）の点を通過するとき、ゲインは０ｄＢより小さくなくてはならない。
条件２：ゲインが０ｄＢ以上であるとき、位相０ｄｅｇ．の点を含んではいけない。

上記２つの条件１、２を満たさない場合、ループには正帰還がかかることとなって、発振（ハウリング）を生じさせることになる。図２においては、上記の条件１に対応する位相余裕Ｐａ、Ｐｂと、条件２に対応するゲイン余裕Ｇａ、Ｇｂが示されている。これらの余裕が小さいと、ノイズキャンセリングシステムを適用したヘッドフォン装置を使用するユーザの各種の個人差やヘッドフォン装置を装着したときの状態のばらつきなどにより、発振の可能性が増加することになる。
例えば図２にあっては、位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインとしては０ｄｂより小さくなっており、これに応じてゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが得られている。しかしながら、例えば仮に位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインが０ｄＢ以上となってゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが無くなる、あるいは位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインが０ｄＢ未満であるものの、０ｄＢに近く、ゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが小さくなるような状態となると、発振を生じる、あるいは発振の可能性が増加することになる。
同様にして、図２にあっては、ゲインが０ｄＢ以上であるときには位相０ｄｅｇ．の点を通過しないようにされており、位相余裕Ｐａ、Ｐｂが得られている。しかしながら、例えばゲインが０ｄＢ以上であるときに位相０ｄｅｇ．の点を通過してしまっている。あるいは、位相０ｄｅｇ．に近くなり位相余裕Ｐａ、Ｐｂが小さくなるような状態となると、発振を生じる、あるいは発振の可能性が増加することになる。

次に、図１（ｂ）に示したフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムの構成において、上述の外部音声（ノイズ）のキャンセル（低減）機能に加えて、必要な音（必要音）をヘッドフォン装置により再生出力する場合について説明する。
ここでは、必要音として、例えば楽曲などのコンテンツとしてのオーディオ音源の音声信号Ｓが示されている。
なお、この音声信号Ｓとしては、このような音楽的、又はこれに準ずる内容のもののほかにも考えられる。例えば、ノイズキャンセリングシステムを補聴器などに適用することとした場合には、周囲の必要音を収音するために筐体外部に設けられるマイクロフォン（ノイズキャンセルの系に備えられるマイクロフォン２０３とは異なる）により収音して得られた音声信号となる。また、いわゆるヘッドセットといわれるものに適用する場合には、電話通信などの通信により受信した相手方の話し声などの音声信号となる。つまり、音声信号Ｓとは、ヘッドフォン装置の用途などに応じて再生出力すべきことが必要となる音声一般に対応したものである。

先ず、（数１）において、オーディオ音源の音声信号Ｓに着目する。そして、イコライザに対応する伝達関数Ｅとして、

により表される式による特性を有するものとして設定したこととする。なお、この伝達特性Ｅは、周波数軸でみた場合に、上記オープンループに対してほぼ逆特性（１＋オープンループ特性）となっている。そして、この（数３）により示される伝達関数Ｅの式を、数１に代入すると、図１（ｂ）に示されるノイズキャンセリングシステムのモデルにおける出力音の音圧Ｐについては、

のようにして表すことができる。
（数４）におけるＡＤＨＳの項において示される伝達関数Ａ、Ｄ、Ｈのうち、先ず伝達関数Ａはパワーアンプに対応し、伝達関数Ｄはドライバ２０２に対応し、伝達関数Ｈはドライバ２０２からノイズキャンセル点４００までの経路の空間伝達関数に対応するので、ハウジング部２０１内のマイクロフォン２０３の位置が耳に対して近接した位置にあるとすれば、音声信号Ｓについては、ノイズキャンセル機能を有さないようにした通常のヘッドフォンと同等の特性が得られることがわかる。

次に、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムについて説明する。
図３（ａ）は、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムのモデル例として、図１（ａ）と同様に、Ｒチャンネルに対応する側の構成を示している。
フィードフォワード方式では、ハウジング部２０１の外側に対して、ノイズ音源３０１から到達してくるとされる音声が収音できるようにしてマイクロフォン２０３を設けるようにされる。そして、このマイクロフォン２０３により収音した外部音声、つまりノイズ音源３０１から到達してきたとされる音声を収音して音声信号を得て、この音声信号について適切なフィルタリング処理を施して、キャンセル用音声信号を生成するようにされる。そして、このキャンセル用音声信号を、必要音の音声信号と合成する。つまり、マイクロフォン２０３の位置からドライバ２０２の位置までの音響特性を電気的に模擬したキャンセル用音声信号を必要音の音声信号に対して合成するものである。
そして、このようにしてキャンセル用音声信号と必要音の音声信号とが合成された音声信号をドライバ２０２から出力させることで、ノイズキャンセル点４００において得られる音としては、ノイズ音源３０１からハウジング部２０１のなかに侵入してきた音がキャンセルされたものが聴こえるようにされる。

図３（ｂ）は、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムの基本的なモデル構成例として、一方のチャンネル（Ｒチャンネル）に対応した側の構成を示している。
先ず、ハウジング部２０１の外側に設けられるマイクロフォン２０３により収音される音は、マイクロフォン２０３及びマイクロフォンアンプに対応する伝達関数Ｍを有する伝達関数ブロック１０１を介した音声信号として得られる。
次に、上記伝達関数ブロック１０１を経由した音声信号は、ＦＦ(FeedForward)フィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２(伝達関数−α)を介して合成器１０３に入力される。ＦＦフィルタ回路１０２は、マイクロフォン２０３により収音して得られた音声信号から、上記したキャンセル用音声信号を生成するための特性が設定されたフィルタ回路であり、その伝達関数が−αとして表されているものである。

また、ここでのオーディオ音源の音声信号Ｓは、直接、合成器１０３に入力するものとしている。
合成器１０３により合成された音声信号は、パワーアンプにより増幅され、ドライバ２０２に駆動信号として出力されることで、ドライバ２０２から音声として出力されることになる。つまり、この場合にも、合成器１０３からの音声信号は、パワーアンプに対応する伝達関数ブロック１０４（伝達関数Ａ）を経由し、さらにドライバ２０２に対応する伝達関数ブロック１０５（伝達関数Ｄ）を経由して音声として空間内に放出される。
そして、ドライバ２０２にて出力された音声は、ドライバ２０２からノイズキャンセル点４００までの空間経路(空間伝達関数)に対応する伝達関数ブロック１０６（伝達関数Ｈ）を経由するようにしてノイズキャンセル点４００に到達し、ここでハウジング内ノイズ３０２と空間で合成されることになる。

また、ノイズ音源３０１から発せられた音がハウジング部２０１内に侵入してノイズキャンセル点４００に到達するまでには、伝達関数ブロック１１０として示すように、ノイズ音源３０１からノイズキャンセル点４００までの経路に対応する伝達関数（空間伝達関数Ｆ）が与えられる。その一方で、マイクロフォン２０３では、外部音声であるノイズ音源３０１から到達してくるとされる音声を収音することになるが、このとき、ノイズ音源３０１から発せられた音（ノイズ）がマイクロフォン２０３に到達するまでには、伝達関数ブロック１１１として示すように、ノイズ音源３０１からマイクロフォン２０３までの経路に対応する伝達関数（空間伝達関数Ｇ）が与えられることになる。伝達関数ブロック１０２に対応するＦＦフィルタ回路としては、上記の空間伝達関数Ｆ，Ｇも考慮した上での伝達関数−αが設定されるものである。
これにより、ノイズキャンセル点４００から例えば右耳に到達するものとされる出力音の音圧Ｐとしては、ハウジング部２０１の外部から侵入してくるノイズ音源３０１の音がキャンセルされるものとなる。

上記図３（ｂ）に示されるフィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムのモデルの系にあって、上記出力音の音圧Ｐは、ノイズ音源３０１において発せられるノイズをＮ、オーディオ音源の音声信号をＳとしたうえで、各伝達関数ブロックにおいて示される伝達関数、Ｍ、−α、Ｅ、Ａ、Ｄ、Ｈを利用して、

のようにして表されるものとなる。また、理想的には、ノイズ音源３０１からキャンセルポイント４００までの経路の伝達関数Ｆは、

のようにして表すことができる。
次に、（数６）に示される式を、（数５）に代入すると、右辺の第１項と第２項とが相殺されることとなる。この結果から、出力音の音圧Ｐは、

のようにして表すことができる。このようにして、ノイズ音源３０１から到達してくるとされる音はキャンセルされ、オーディオ音源の音声信号だけが音声として得られることが示される。つまり、理論上、ユーザの右耳においては、ノイズがキャンセルされた音声が聴こえることになる。ただし、現実には、（数６）が完全に成立するような伝達関数を与えることのできる、完全なＦＦフィルタ回路の構成は困難である。また、人による耳の形状であるとか、ヘッドフォン装置の装着の仕方についての個人差が比較的大きく、ノイズの発生位置とマイク位置との関係の変化などは、特に中高域の周波数帯域についてのノイズ低減効果に影響を与えることが知られている。このために、中高域に関しては、アクティブなノイズ低減処理を控え、主として、ヘッドフォン装置の筐体の構造などに依存したパッシブな遮音をすることがしばしば行われる。
また、確認のために述べておくと、（数６）は、ノイズ音源３０１から耳までの経路の伝達関数を、伝達関数−αを含めた電気回路にて模倣することを意味している。

また、図３（ａ）に示したフィードフォワード方式のノイズキャンセリングシステムでは、マイクロフォン２０３をハウジングの外側に設けることから、キャンセルポイント４００については、図１（ａ）のフィードバック方式のノイズキャンセリングシステムと異なり、聴取者の耳位置に対応させるようにしてハウジング部２０１内にて任意に設定できる。しかし通常にあって、伝達関数−αは固定的であり、設計段階においては、なんらかのターゲット特性を対象とした決めうちになる。その一方で、聴取者によって耳の形状などは異なる。このために、十分なノイズキャンセル効果が得られなかったり、ノイズ成分を非逆相で加算してしまって異音を生じさせたりするなどの現象が発生する可能性もある。
このようなことから、一般的に、フィードフォワード方式は、発振する可能性が低く安定度は高いが、十分なノイズ減衰量（キャンセル量）を得るのは困難であるとされている。一方、フィードバック方式は大きなノイズ減衰量が期待できる代わりに、系の安定性に注意が必要であるとされている。このように、フィードバック方式とフィードフォワード方式とでは、それぞれに特徴を有するものである。

ところで、現況として、実際に民生にあって実用化されているヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムは、アナログ回路を採用したアナログ方式である。しかしながら、ノイズキャンセリングシステムについて、その信号処理系をデジタル信号処理とするデジタル方式とすれば、ノイズキャンセリングシステムの特性や動作モードの可変、切り換えなどを始めとする各種機能を与えることが容易に可能となり、また、高音質化も図ることができる。このようにして、ノイズキャンセリングシステムをデジタル方式化することのメリットは大きい。

そこで図４に、現状において知られているデジタルデバイスを用いてヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムを構築したとする場合において、順当に考えられる１つの構成例を示す。
なお、この図に示されるノイズキャンセリングシステムは、図３に示したフィードフォワード方式に基づいて構成したものとなっている。
また、ここに示されるヘッドフォン装置（以下、単にヘッドフォンという）１は、Ｌ（左），Ｒ（右）による２チャンネルステレオに対応したものであることとするが、この図のシステム構成は、Ｌチャネル又はＲチャンネルの何れか一方に対応したものである。
また、この図においては、説明を簡単で分かりやすいものとするために、本来聴取すべきオーディオ音源の信号系については省略し、外部音(ノイズ音源)をキャンセルするための系のみを示している。

図４において、先ずマイクロフォン２は、キャンセル対象となるヘッドフォン１の周囲の外部音（外部ノイズ）を含む外部音を収音するためのものである。フィードフォワード方式の場合、このマイクロフォン２は、実際には、ヘッドフォン１のＬ、Ｒの片側チャンネルごとに対応する筐体外部に対して設けるようにされるのが一般的である。なお、この図では、Ｌ、Ｒの何れか一方のチャンネルに対応して設けられるマイクロフォン２が示されている。
マイクロフォン２により外部音を収音して得られた信号はアンプ３により増幅され、アナログのオーディオ信号としてＡ／Ｄコンバータ部４に対して入力される。

この場合のＡ／Ｄコンバータ部４は、例えば１つの部品、デバイスとされるもので、入力されるアナログ信号を、所定のサンプリング周波数、及び量子化ビット数ａ（ａは自然数）によるＰＣＭ（Pulse Code Modulation）信号形式のデジタル信号に変換して出力する。このために、例えば図示するようにして、ΔΣ変調器４１とデシメーションフィルタ４２を備えるようにされる。
ΔΣ（デルタシグマ）変調器４１は、入力されたアナログのオーディオ信号を、所定のサンプリング周波数による１ビットのデジタル信号に変換する。このデジタル信号は、デシメーションフィルタ４２により所定のサンプリング周波数にまで引き下げられるとともに、量子化ビット数については、１より大きい所定のビット数ａとされる形式のＰＣＭ信号に変換され、Ａ／Ｄコンバータ部４の出力とされる。
また、このようなＡ／Ｄコンバータ部４としてのデバイスでは、一般的に上記のデシメーションフィルタ４２については、直線位相特性を有する直線位相型のＦＩＲ(Finite Impulse Response)システム（直線位相型ＦＩＲ）により形成している。
このノイズキャンセリングシステムにおいて処理対象となるデジタル信号はオーディオ信号であり、従って、忠実な音響再生を前提とすれば、波形の歪みが生じないことが理想として求められることになるが、直線位相型ＦＩＲにより直線位相特性を与えれば、上記の波形歪みは生じない。また、ＦＩＲシステムであれば、周知のようにして、正確な直線位相特性を容易に得ることが可能とされる。このようなことを理由に、デシメーションフィルタ４２としてのデジタルフィルタについては、直線位相型ＦＩＲにより構成しているものである。
なお、ＦＩＲシステムのデジタルフィルタを直線位相型とするのには、周知のようにして、例えばタップ係数について、タップ数（次数）の中心に係数のピーク値を設定して対称となるようにして設定することで実現できる。

上記Ａ／Ｄコンバータ部４から出力されたデジタル信号は、ＤＳＰ５に対して入力される。
この場合のＤＳＰ５は、少なくともヘッドフォン１のドライバ１ａから出力させるべき音のオーディオ信号を生成するための所要の信号処理をデジタル信号処理により実行する部位とされる。以降の説明から理解されるように、ヘッドフォン１のドライバ１ａから出力させるべきオーディオ信号は、デジタルオーディオソースの音声信号と、マイクロフォン２により収音した外部音がキャンセルされるようにして聴こえるための音声信号（キャンセル用音声信号）とが合成されたものとなる。
また、このＤＳＰ５は、例えば１つのチップ、デバイスとして提供されるもので、所定のＰＣＭ信号形式に対応してデジタル信号処理を実行するものとして形成されている。

この図では、ＤＳＰ５において実装される信号処理機能ブロックとして、ノイズキャンセル用フィルタ５１が示されている。なお、ノイズキャンセル用フィルタ５１も、デジタルフィルタとして形成される。
このノイズキャンセル用フィルタ５１は、図３のＦＦフィルタ回路に相当するもので、Ａ／Ｄコンバータ部４から出力されるデジタル信号、即ち、マイクロフォン１１により収音した外部音声に対応するデジタルのオーディオ信号を入力する。そして、この入力した信号を利用して、ドライバ１ａから出すべき音として、ドライバ１ａに対応するヘッドフォン装着者の耳に到達して聴こえる外部音声をキャンセルする作用を持つ音のオーディオ信号（キャンセル用音声信号）を生成する。このようなキャンセル用音声信号として最も簡単なものとしては、例えば、ノイズキャンセル用フィルタ５１に入力されたオーディオ信号、即ち、外部音を収音して得たオーディオ信号に対して逆特性、逆位相となる信号である。そのうえで、実際にあっては、ノイズキャンセリングシステムの系中における回路、空間などの伝達特性を考慮した特性（図３の伝達特性−αに相当する）が与えられるようにされる。

なお、例えば実際において、オーディオ音源としてのデジタル信号を入力させることとした場合には、図３に従って、例えばＤＳＰ内に合成器などを設けて、ノイズキャンセル用フィルタ５１の出力信号とオーディオ音源の信号とを合成すればよい。従って、実際にあっては、ノイズキャンセル用フィルタ５１に入出力させる信号のサンプリング周波数と量子化ビット数ａは、オーディオ音源のデジタル信号のサンプリング周波数と量子化ビット数に一致させるようにして決まるものとされる。

この場合のＤＳＰ５の出力とされるノイズキャンセル用フィルタ５１からのデジタル信号は、ＤＡＣ(Ｄ／Ａコンバータ)・アンプ部６に対して入力される。
このＤＡＣ／アンプ部６も例えば１つのチップ部品とされるもので、先に説明したＡ／Ｄコンバータ部４により変換されたＰＣＭ形式のデジタル信号を入力して、これをアナログ信号に変換するものとされ、例えば図示するようにして、インターポレーションフィルタ６１、ノイズシェイパ６２、ＰＷＭ回路６３、パワードライブ部６４を備えて構成される。

ＤＡＣ・アンプ部６に入力されたＤＳＰ５（ノイズキャンセル用フィルタ５１）からのデジタル信号は、先ず、インターポレーションフィルタ６１に入力される。インターポレーション(オーバーサンプリング)フィルタ６１では、入力デジタル信号について、そのサンプリング周波数を２のべき乗で表される係数により所定倍（２，４，８，１６・・・）して得られるサンプリング周波数にまで引き上げるようにして変換して出力する。また、出力信号の量子化ビット数については、この場合、ａよりも小さい所定値によるビット数ｂとなるようにして変換が行われる。
また、このインターポレーションフィルタ６１についても、先のデシメーションフィルタ４２と同じ理由により、直線位相型のＦＩＲシステムにより形成されている。

インターポレーションフィルタ６１から出力されたデジタル信号は、ノイズシェイパ６２によりノイズシェイピングの処理を施される。このノイズシェイピング後の信号は、例えば入力時のサンプリング周波数を２のべき乗で表される係数により所定倍（２，４，８，１６・・・）して得られるサンプリング周波数と、量子化ビット数については入力時のａビットよりも小さく、１ビットに近いとされる量子化ビット数ｃによる形式に変換される。なお、周知のようにして、ノイズシェイピングはΔΣ変調処理の結果として得られるもので、従って、ノイズシェイパ６２は、ΔΣ変調器により実現できる。即ち、この図に示されるデジタルのノイズキャンセリングシステムは、Ａ／Ｄ変換及びＤ／Ａ変換について、ΔΣ変調を応用した構成を採っているものである。

ノイズシェイパ６２の出力は、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)回路６３にてPWM変調がかけられて１ビット列の信号に変換されたうえで、後段のパワードライブ部６４に入力される。パワードライブ部６４は、例えば１ビット列の信号を高圧でスイッチングして増幅するスイッチングドライブ回路と、この増幅出力を音声信号波形とするためのローパスフィルタ（ＬＣローパスフィルタ）により形成されるもので、アナログオーディオ信号としての増幅出力を得るようにされる。ここでは、このパワードライブ部６４の出力がＤＡＣ／アンプ部６の出力とされる。
このＤＡＣ／アンプ部６からの増幅出力は、フィルタ７にて所定の不要帯域成分が除去されたうえで、直流絶縁用のコンデンサC１を介して、ドライバ１ａに対して駆動信号として供給される。

このようにして駆動されるドライバ１ａから出力される音としては、デジタルオーディオソースの音成分と、ノイズキャンセル用オーディオ信号の音成分とが合成されたものとなるが、ノイズキャンセル用オーディオ信号の音成分によっては、外部からドライバ１ａに対応する耳に到達してくる外部音を打ち消す(キャンセルする)効果を生じることになる。この結果、ヘッドフォン装着者がドライバ１ａに対応する耳で聴く音としては、理想的には、外部音がキャンセルされて、相対的にデジタルオーディオソースの音が強調されたものとなる。

上記図４に示した構成は、例えば民生用として入手が容易なＡ／Ｄコンバータ、ＤＳＰ、Ｄ／Ａコンバータなどを利用したものであり、現状において実際にデジタル方式によるノイズキャンセリングシステムとして、例えばCDなどのオーディオソースに対応するものを作ろうとした場合には、先ず順当に考えられる構成である。

しかしながら、上記の構成では、現実には充分なノイズキャンセル効果を得ることが困難であることが分かっている。これは、Ａ／Ｄコンバータ部４、及びＤＡＣ・アンプ部６としての実際のデバイスが持つ信号処理時間（伝搬時間）、即ち入出力間での信号の遅延（信号遅延）が、相当に大きいことがその理由である。本来、これらのデバイスは、通常の楽曲などのオーディオ音源としてのオーディオ信号を単一的に処理することを想定しており、従って、信号処理により遅延を生じるとしても、これが問題になることはなかったものである。しかしながら、このようなデバイスをそのまま、ノイズキャンセルリングシステムに流用しようとした場合には、その遅延が無視できない程度に大きいものとなってしまうのである。
つまり、これらのデバイスを使用して構成したノイズキャンセリングシステムの系全体としても、外部音声がマイクロフォン２により収音されてからドライバにより音として出力されるまでの時間（応答速度）に大きな遅延が生じることになる。この遅延により、例えば、ドライバから出力されるノイズキャンセルのための音成分により外部音声を打ち消すことが難しくなる。例えばＡ／Ｄコンバータ部４だけをとってみても、サンプリング周波数が44.1KHzのもとでの遅延が４０サンプル分であるとすれば、約５５０Ｈｚ以上の信号の位相回転は１８０°以上になる。この程度にまで遅延が大きくなってしまうと、ノイズキャンセル効果を得にくいばかりか、かえって外部音を強調してしまうような現象も生じるときがある。
このように、図１に例示したようなデジタル方式によるノイズキャンセリングシステムの構成では、許容できるノイズキャンセル効果は、５５０Ｈｚ程度よりも低い周波数帯域の範囲に限定されてしまうものであり、例えば可聴帯域として標準的な２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚを設定した場合と比較してみたとしても、非常に狭い周波数帯域の範囲でしかノイズキャンセル効果を得ることができない。つまり、実用に足るまでのノイズキャンセル効果を得ることが難しい。このことが、現状において実用化されているヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムのほとんどが、アナログ方式であることの理由である。

しかしながら、先にも述べたように、ノイズキャンセリングシステムをデジタル方式化することにより得られる利点は大きい。そこで、本実施の形態としては、以降説明していくようにして、ヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムについて、デジタル方式でありながら上記の信号遅延の問題を解消して実用化を図るための構成を提案する。

図５は、本願発明における第１の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示したブロック図である。なお、この図において、図４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図５に示される第１の実施の形態のノイズキャンセリングシステムについての全体構成としては、図４に示したノイズキャンセリングシステムと同様であることとしている。そのうえで、本実施の形態では、先ず、Ａ／Ｄコンバータ部４において、図４の直線位相型ＦＩＲのデシメーションフィルタ４２に代えて、ＦＩＲシステムによる最小位相推移型のデジタルフィルタ（最小位相推移型ＦＩＲ）として形成した、デシメーションフィルタ４２Ａを設けるようにされる。
また、同様にして、ＤＡＣ・アンプ部６において、図４の直線位相型ＦＩＲのインターポレーションフィルタ６１に代えて、最小位相推移型ＦＩＲのインターポレーションフィルタ６１Ａを設けるようにされる。
なお、最小位相推移型ＦＩＲのデジタルフィルタの基本としては、ＦＩＲシステムとして最小位相が得られるようにして、タップ係数について、先頭側（入力に近い側）にピークの値を設定することで形成できる。

図１７（ｂ）（ｃ）により、直線位相型ＦＩＲのデジタルフィルタと、最小位相推移型ＦＩＲの各特性を比較して示す。図１７（ｂ）には、直線位相型ＦＩＲについてのインパルス応答波形と位相の周波数応答特性を示し、図１７（ｃ）には、最小位相推移型ＦＩＲについてのインパルス応答波形と位相の周波数応答特性を示す。また、これらの図１７（ｂ）（ｃ）に示される特性は、図１７（ａ）に示すゲインの周波数応答特性を持つ信号を入力したときの出力として得られたものである。
先ず、図１７（ｂ）に示される直線位相型ＦＩＲについての位相の周波数応答特性は、位相回転が周波数に比例していることを表している。つまり、直線位相型としての周波数応答特性であることを示している。また、インパルス応答波形をみると、入力タイミングに対して或る一定時間遅延したタイミングで、そのピークが得られていることからも分かるように、入力に応答した出力は、タップ数（次数）に応じた一定時間による遅延（群遅延）を持っていることを示している。
一方、図１７（ｂ）の最小位相推移型ＦＩＲについての位相の周波数応答特性は、周波数に対する位相回転がノンリニアであることを示している。また、インパルス応答波形としては、入力タイミングに対して、例えば数タップ分程度に相当する速いタイミングでピークが得られている。
これら図１７（ｂ）（ｃ）の特性から理解されるように、同じＦＩＲデジタルフィルタとして、最小位相推移型ＦＩＲは、直線位相型ＦＩＲよりも、信号の入力に応答した出力の遅延（、信号遅延、入出力遅延）の時間が非常に短いということがいえる。

先に図４により述べたようにして、これまでにおいて知られているＡ／Ｄコンバータ部４、及びＤＡＣ・アンプ部６としてのデバイスを実際に採用してノイズキャンセリングシステムを構成しても、これらのデバイスの遅延時間が大きすぎるために実用化することは困難である。そして、その内部をより詳細にみれば、これらデバイスの遅延要因として、先ずＡ／Ｄコンバータ部４ではデシメーションフィルタ４２による遅延が支配的で、ＤＡＣ・アンプ部６ではインターポレーションフィルタ６１による遅延が支配的となっているものである。このようなデシメーションフィルタ４２及びインターポレーションフィルタ６１における大きな遅延は、上記図１７（ｂ）からも理解されるように、直線位相型ＦＩＲが有する一定の群遅延に起因する。
デシメーションフィルタ４２及びインターポレーションフィルタ６１について、直線位相型ＦＩＲとして構成しているのは、処理対象がオーディオ信号とされていることで、周波数に応じた位相歪みなどを生じさせないことが本来的に好ましいということに由来する。
直線位相型ＦＩＲとされることで、入出力間には群遅延が生じるが、これまでのデバイスは、ユーザが積極的に聴こうとするオーディオ音源の再生（記録）に使用することを前提としていたために、特に問題になることはなかったものである。例えばオーディオ音源を再生する場合であれば、そのオーディオ音源の信号が信号処理デバイスに入力されてから音として再生するまでに、信号処理による相応の遅延が生じたとしても、ユーザが聴く音としては、正常に連続して再生出力されているものに他ならないわけであり、従って、ユーザがオーディオ音源を再生して聴くのに、信号処理の遅延が問題視されることはないからである。
これに対して、オーディオ音源の再生ではなく、ノイズキャンセリングシステムにこれまでのデバイスを流用しようとすると、そのデバイスが持つ群遅延により、外部音を打ち消すことのできる位相を得ることができない、あるいは困難になって、問題点として浮上してしまうわけである。

そこで、本実施の形態としては、Ａ／Ｄコンバータ部４において備えるべきデシメーションフィルタ４２Ａと、ＤＡＣ・アンプ部６において備えるべきインターポレーションフィルタ６１Ａについて、それぞれ最小位相推移型ＦＩＲとしているものである。これにより、デシメーションフィルタ４２Ａと、インターポレーションフィルタ６１Ａにおける信号遅延は大幅に短縮される。
このようにして、ノイズキャンセリングシステムにおける、Ｄ／Ａ変換部位及びＡ／Ｄ変換部位の支配的な遅延要因が排除されることで、図に示されているノイズ音処理のための信号系（ノイズ音処理系）の遅延は非常に短いものとなる。これに応じて、ノイズキャンセルが有効にはたらくとされる音声の周波数帯域も大幅に拡大することになるものであり、この結果、実用上充分とされるノイズキャンセル効果が得られることになる。つまり、デジタル方式でありながら、実用化が実現可能なヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムが得られるものである。

なお、図１７（ｃ）に示される位相の周波数応答特性からも理解されるように、最小位相推移型ＦＩＲの場合には、周波数に応じた位相歪みが生じる。従って、オーディオ信号の場合、この位相歪みによる音質劣化を生じる可能性は避けられないことになる。このことが、これまでにおいて、オーディオ信号対応のＡ／ＤコンバータやＤ／Ａコンバータに実装するデジタルフィルタについて直線位相型としていたことの理由である。
しかしながら、この場合の信号処理対象は、オーディオ信号とされても、例えばノイズキャンセル対象となる外部音であり、例えばオーディオソースなどと比較すれば、要求される再生忠実度は相当に低い。そのうえでさらに、実際にあってキャンセルして効果の大きいとされる音成分は、いわゆる低域といわれる低い周波数帯域であり、デバイスの特性などとの兼ね合いもあり数ｋHz程度までのノイズキャンセルが有効にはたらけば、実使用上は充分であるとされている。このような見地からすると、例えばＡ／ＤコンバータやＤ／Ａコンバータなどのフィルタを最小位相推移型ＦＩＲにより形成したとしても、ノイズキャンセルという目的からみて音質的な不具合などはほとんど生じない、ということがいえる。
つまり、本実施の形態としては、ノイズキャンセリングシステムとしての用途を前提とした場合における、Ａ／Ｄ変換部位のデシメーションフィルタとＤ／Ａ変換部位のインターポレーションフィルタに関して、直線位相型ＦＩＲよりも最小位相推移型ＦＩＲの方が好適、かつ実用的であるとの見地に立ち、最小位相推移型ＦＩＲにより形成することとしたものである。

続いて、図６を参照して第２の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムについて説明する。なお、図６において、上記第１の実施の形態に対応する図５と同一とされる部分については、同一符号を付して説明を省略、或いは簡単な説明にとどめる。
また、この第２の実施の形態の説明に続けては、第１２の実施の形態まで順を追って説明していくのであるが、これらの実施の形態の各々についての構成を示す図についても、同様に、それより先の実施の形態の構成を示す図と同一とされる部分については、同一符号を付して、説明の省略或いは簡易な説明に代えることとする。

先に図５に示した第１の実施の形態では、Ａ／Ｄコンバータ部４、ＤＳＰ５、及びＤＡＣ／アンプ部６は、それぞれ、部品としては個別のものとされている。
これに対して、図６に示す第２の実施の形態では、先の図５に示したＡ／Ｄコンバータ部４、ＤＳＰ５、及びＤＡＣ／アンプ部６のそれぞれにおいて備えられる機能部位を、ＬＳＩ(Large Scale Integration)チップ１００としての１つのチップ、或いは集積回路部品とされる物理構成単位に納めるようにして構成したものである。つまり図示するようにして、ＬＳＩチップ１００としての集積回路部品のなかに、ΔΣ変調器４１、最小位相推移型ＦＩＲのデシメーションフィルタ４２Ａ、図５のＤＳＰ５に対応し、少なくともノイズキャンセル用フィルタ５１としての機能ブロックを含んで形成されるＤＳＰブロック５Ａと、最小位相推移型ＦＩＲのインターポレーションフィルタ６１Ａ、ノイズシェイパ６２、ＰＷＭ回路６３、及びパワードライブ回路６４としての回路部位を、図５と同様の信号入出力の関係により設けるものである。この場合には、例えば図５のＡ／Ｄコンバータ部４に相当する部位であるΔΣ変調器４１、デシメーションフィルタ４２Ａや、図６のＤ／Ａコンバータ部６に相当する部位であるインターポレーションフィルタ６１Ａ、ノイズシェイパ６２、ＰＷＭ回路６３、及びパワードライブ回路６４などは、ハードウェアにより構成して組み込むことができる。また、ＤＳＰブロック５Ａについては、例えば信号処理のためのプログラムを実行するＣＰＵを備えて構成できる。

このようにして、Ａ／Ｄ変換部位、ＤＳＰ相当部位、及びＤ／Ａ変換部位を１つのチップにまとめて構成すれば、例えばＡ／Ｄコンバータ部４、ＤＳＰ５、及びＤＡＣ／アンプ部６がそれぞれ独立したチップとされたものを使用してノイズキャンセリングシステムを構成する場合よりも、製造の工程が単純化されて効率が高まることになる。

図７は、第３の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。
この図に示される構成としては、例えば第１の実施の形態に対応する図５において示されていた直線位相型ＦＩＲのデシメーションフィルタ４２Ａ、及び直線位相型ＦＩＲのインターポレーションフィルタ６１Ａに代えて、それぞれ、ＩＩＲ(Infinite Impulse Response)システムとしてのデジタルフィルタ（ＩＩＲフィルタ）によるデシメーションフィルタ４２Ｂ、インターポレーションフィルタ６１Ｂを設けることとしている。

図１７（ｄ）には、ＩＩＲフィルタについてのインパルス応答波形と、位相の周波数応答特性が示されている。この図１７（ｄ）に示される特性も、図１７（ａ）に示される特性の信号を入力したときの出力についてのものである。また、この場合のＩＩＲフィルタは２次で形成しているものとする。
そして、図１７（ｄ）と、例えば先に説明した、直線位相型ＦＩＲの特性を示す図１７（ｂ）と最小位相推移型ＦＩＲの特性を示す図１７（ｃ）と比較して分かるように、そのインパルス応答波形としては、入力タイミングに対して、例えば数タップ分程度に相当する速いタイミングでピークが得られている。つまり、最小位相推移型ＦＩＲと同様に非常に小さい入出力遅延となっている。
そこで、第３の実施の形態では、デシメーションフィルタ４２Ｂ、インターポレーションフィルタ６１Ｂとして、ＩＩＲフィルタにより構成することで、先の実施の形態と同様の効果を得ようとするものである。

図８は、第４の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。
この図に示すノイズキャンセリングシステムは、上記図７に示したＡ／Ｄコンバータ部４、ＤＳＰ５、及びＤＡＣ／アンプ部６のそれぞれにおいて備えられる機能部位を、１つのＬＳＩチップ１００としての１つのチップに納めるようにして構成している。
つまり図示するようにして、ＬＳＩチップ１００内に対して、ΔΣ変調器４１、ＩＩＲのデシメーションフィルタ４２Ｂ、ＤＳＰブロック５Ａ、ＩＩＲのインターポレーションフィルタ６１Ｂ、ノイズシェイパ６２、ＰＷＭ回路６３、及びパワードライブ回路６４を、図６と同様の信号入出力の関係により設けるものである。

図９は、第５の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。
この図に示すノイズキャンセリングシステムは、例えば図５の構成を基としたうえで、デシメーションフィルタ４２Ａ、ノイズキャンセル用フィルタ５１、及びインターポレーションフィルタ６１Ａのそれぞれのフィルタ特性の設定を適応的に変更できるように構成される。
このために、例えばＤＳＰ５内に対しては解析・制御処理部５２を設け、さらに、Ａ／Ｄコンバータ部４及びＤＡＣ・アンプ部６のそれぞれにおいて、上記解析・制御処理部５２からの指示を受けて動作するフィルタ設定制御部４３、フィルタ設定制御部６５を設ける。また、デシメーションフィルタ４２Ａに対応させては、このデシメーションフィルタ４２Ａについてのタップ係数などを始めとした所定のパラメータ項目のセットであるフィルタパラメータとして、フィルタパラメータＡ1〜Ａnを格納したフィルタパラメータテーブルＴＢ１を用意する。同様にして、ノイズキャンセル用フィルタ５１に対応させて、フィルタパラメータＢ1〜Ｂnを格納したフィルタパラメータテーブルＴＢ２を用意し、インターポレーションフィルタ６１Ａに対応させて、フィルタパラメータＣ1〜Ｃnを格納したフィルタパラメータテーブルＴＢ３を用意する。なお、ＤＳＰ５内のノイズキャンセル用フィルタ５１に対応するフィルタパラメータテーブルＴＢ２については、ＤＳＰ５が使用するＲＡＭ８に保持させておくこととしている。このフィルタパラメータテーブルＴＢ２のＲＡＭ８への書き込みは、例えばＤＳＰ５の起動時おいて行うようにされればよい。

この場合の解析・制御処理部５２は、Ａ／Ｄコンバータ部４からＤＳＰ５に対して入力されてくる外部音のデジタルオーディオ信号を分岐して入力して、所定項目についての解析を実行する。ここで解析する項目としては、例えば、オーディオ信号のレベル（即ち外部音の音量）であるとか、その周波数帯域分布特性などを挙げることができる。そして、解析処理の結果に基づき、解析・制御処理部５２は、先ず、フィルタパラメータテーブルＴＢ１における１つのフィルタパラメータを指定する信号をフィルタ設定制御部４３に対して出力する。これに応じて、フィルタ設定制御部４３は、フィルタパラメータテーブルＴＢ１に格納されるフィルタパラメータＡ1〜Ａnのうちから指定されたフィルタパラメータを、デシメーションフィルタ４２Ａに設定する。
また、これとともに、解析・制御処理部５２は、ＲＡＭ８に保持しているフィルタパラメータテーブルＴＢ２に格納されるフィルタパラメータＢ1〜Ｂnのうちから、解析処理結果に基づいて特定したフィルタパラメータを読み出して、ノイズキャンセル用フィルタ５１に対して設定する。さらに、これとともに、解析・制御処理部５２は、解析処理結果に基づき、フィルタパラメータテーブルＴＢ３における１つのフィルタパラメータを指定する信号をフィルタ設定制御部６５に対して出力する。フィルタ設定制御部６３は、この信号入力に応じて、フィルタパラメータテーブルＴＢ３に格納されるフィルタパラメータＣ1〜Ｃnのうちから指定されたフィルタパラメータを、インターポレーションフィルタ６１Ａにセットする。

上記の動作が実行されることで、そのときにマイクロフォン２により収音して得られているとされる音声の状況に応じて、上記の各デジタルフィルタのフィルタ特性が可変されていくことになる。即ち、図９に示すノイズキャンセリングシステムの系は、例えば解析・制御処理部５２により解析された外部音の音量や周波数帯域分布などに適応して、最も有効なノイズキャンセル効果が得られるようにして動作するようにされる。
これは、ノイズキャンセリングシステムとして、周囲音の変化に関わらず、常に安定して良好なノイズキャンセル効果が得られることを意味している。そして、上記したようなフィルタ特性の可変設定は、上記の各フィルタがデジタルフィルタとされていることで容易に実現できるものとなる。
また、実際のＤＳＰ５内の解析・制御処理部５２は、例えばＤＳＰ５において備えられるＣＰＵがプログラムを実行して得られる機能として実装することができる。

図１０は、第６の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。
この図に示すノイズキャンセリングシステムは、上記図９に示したＡ／Ｄコンバータ部４、ＤＳＰ５、及びＤＡＣ／アンプ部６のそれぞれにおいて備えられる機能部位、及びＲＡＭ８を、１つのＬＳＩチップ１００としての部品内に納めて構成したものである。なお、この図１０においてＬＳＩチップ１０内に設けられる、図９のＲＡＭ８としての部位は、ＲＡＭブロック８Ａとして示している。
このようにして、図９に示した上記の各部位をＬＳＩチップ１００としての同じデバイス内に納める構成としたことで、ＤＳＰブロック５Ａ内の解析・制御処理部５２は、デシメーションフィルタ４２Ａとインターポレーションフィルタ６１Ａに対するフィルタパラメータの可変設定を、フィルタ設定制御部４３、６５を経由させることなく直接実行することができる。

図１１は、第７の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。
この図に示すノイズキャンセリングシステムは、図１０の構成を基として発展させたもので、フィルタパラメータテーブルＴＢ２だけではなく、デシメーションフィルタ４２Ａ、インターポレーションフィルタ６１Ａのそれぞれに対応するフィルタパラメータテーブルＴＢ１、ＴＢ３についても、ＲＡＭブロック８Ａ内に保持させようとするものである。
上記のようにして、ＬＳＩチップ１００に対してＡ／Ｄコンバータ部、ＤＳＰ、ＲＡＭ、Ｄ／Ａコンバータ部に相当する部位を１つに統合することで、これら複数のフィルタパラメータテーブルを全てＬＳＩチップ内のＲＡＭ領域、即ちＲＡＭブロック８Ａに保持させるという構成を容易に実現できる。
この場合、解析・制御処理部５２は、解析処理結果に基づいてデシメーションフィルタ４２Ａ、ノイズキャンセル用フィルタ５１、及びインターポレーションフィルタ６１Ａに対して設定すべきフィルタパラメータを選択決定する。次にＲＡＭブロック８Ａに保持させているフィルタパラメータテーブルＴＢ１、ＴＢ２、ＴＢ３のそれぞれから、選択決定したフィルタパラメータを読み出したうえで、これらの読み出したフィルタパラメータが持つパラメータ値のそれぞれを、適宜、上記各フィルタに設定するようにされる。
例えば図１０の場合、フィルタパラメータテーブルＴＢ１、ＴＢ３については、ＲＡＭ８ではなく、デシメーションフィルタ４２Ａとインターポレーションフィルタ６１Ａ側にて保持させることとしている。このためには、例えば実際には不揮発性の記憶素子などを設けて、ここにフィルタパラメータテーブルＴＢ１、ＴＢ３のデータを記憶させておく必要がある。これに対して、図１１の構成であれば、フィルタパラメータテーブルＴＢ１、ＴＢ３を記憶させておくためのこれらのハードウェア的な素子は不要になるので、ＬＳＩチップ１００としての回路規模を縮小させることができ、その分のＬＳＩチップの小型化、低コスト化、さらには歩留まりの向上などを期待できる。また、このようにして、全てのフィルタパラメータテーブルをＲＡＭ８に保持させるようにしたことで、ノイズキャンセルのための信号処理実行時において、必要に応じてＤＳＰ５内部にて演算を実行し、フィルタパラメータテーブルに格納すべきフィルタパラメータを生成して保持させるようにすることも可能となるものであり、それだけフィルタ特性の設定に関して自由度、適応性が高まる。

次に第８の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムについて説明する。
この第８の実施の形態は、図１２により後述するようにして、ノイズキャンセリングシステムとして、これまでの実施の形態として挙げてきたもので、図３に示したモデルに基づくフィードフォワード方式の系だけではなく、図１に示したモデルに基づくフィードバック方式の系も併用することとした構成を採る。

先に若干述べたが、フィードバック方式とフィードフォワード方式とでは、相互にトレードオフとなるような関係の特徴を持っている。
例えば、これまでに実施の形態として挙げてきたフィードフォワード方式では、ノイズを有効にキャンセル（減衰）できる周波数帯域は広く、系の安定性も高いが、充分なノイズキャンセル量が得られにくいとされている。このために、例えばノイズ音源との位置関係などの状況によっては、系の伝達関数と合致しなくなり、例えば特定の周波数帯域にてノイズがキャンセルされない、あるいは増加してしまうような可能性のあることが指摘されている。この場合、実際には広い周波数帯域にわたってノイズキャンセルが有効にはたらいているのにも関わらず、或る特定の周波数帯域においてのみノイズが目立ってしまうような現象が生じるということになり、聴感上は、ノイズキャンセル効果を感じにくくなる。
これに対して、フィードバック方式は、ノイズをキャンセルできる周波数帯域は狭いものの、充分なノイズキャンセル量が得られるという特徴を持っている。
このことからすると、フィードフォワード方式に対してフィードバック方式を組み合わせてノイズキャンセリングシステムを構築すれば、フィードフォワード方式のみに基づく場合よりも良好なノイズキャンセル効果を期待できることになる。つまり、先ずはフィードフォワード方式によりノイズキャンセルを行ったうえで、これによってもキャンセルできなかった特定周波数帯域のノイズ音成分を、フィードバック方式により有効にキャンセルする、という構成を採ろうというものである。これにより、広い周波数帯域全体にわたってノイズ音を有効にキャンセルすることが容易に可能となる。

図１２に示される第８の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例について説明する。
この図においては、先ず、フィードフォワード方式の系に対応するマイクロフォンユニットとして、これまでの実施の形態のマイクロフォン２に代えて、デジタルマイク２Ａを設けることとしている。
このデジタルマイク２Ａは、１つのマイクロフォンユニットとしての部品、装置として、収音した音声を基とする音声信号（オーディオ信号）を所定のデジタル信号形式により出力できるように構成されたものであり、例えば図示するようにして、マイクロフォン２１と、このマイクロフォンにより収音して得られた信号について、所定のサンプリング周波数による１ビット列のデジタル信号に変換して出力するΔΣ変調器２２とを備えて形成するようにされる。このデジタルマイク２Ａから出力される信号は、ＬＳＩチップ１００内における、最小位相推移型ＦＩＲのデシメーションフィルタ４２Ａに対して入力されるようになっている。
デシメーションフィルタ４２Ａの出力は、ＤＳＰブロック５Ａ内のＩＩＲフィルタ５１−１に対して入力されるとともに、分岐して解析・制御処理部５２に対しても入力されるようになっている。
ＩＩＲフィルタ５１−１の出力は、合成器５４にて、後述する他のオーディオ信号と合成される。この合成器５４の出力がＤＳＰブロック５Ａの出力とされて、インターポレーションフィルタ６１Ａに対して入力される。
インターポレーションフィルタ６１Ａから後段の構成としてはフィルタ７が省略されている以外は、図１１と同様となっている。
上記構成の系は、例えばＩＩＲフィルタ５１−１を、これまでの実施の形態におけるノイズキャンセル用フィルタ５１としてみれば、これまでの実施の形態において示されてきたフィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムとしての系を成しているものであることがわかる。

ただし、この実施の形態にあっては、ノイズキャンセル用フィルタ５１（図３のＦＦフィルタ回路に相当する）としての機能は、デシメーションフィルタ４２Ａ−１、ＩＩＲフィルタ５１−１、及びインターポレーションフィルタ６１Ａから成るフィルタ回路系により実現するものとしている。
つまり、中高域とされる帯域についての処理は、Ａ／Ｄ変換側のＦＩＲフィルタであるデシメーションフィルタ４２Ａと、Ｄ／Ａ変換側のＦＩＲフィルタであるインターポレーションフィルタ６１Ａとが行えるようにしてこれらのフィルタ特性を設定し、残る低域とされる帯域についての処理は、ＤＳＰブロック５Ａ内のＩＩＲフィルタ５１−１により行えるようにして、これらのフィルタ特性を設定するものである。

一般に、Ａ／Ｄ変換処理及びＤ／Ａ変換処理に用いられるデジタルフィルタについては、演算精度であるとか、安定性などの観点から、ＩＩＲよりもＦＩＲのほうが採用される傾向がある。しかし、音声レベルでのノイズキャンセルを行うこととした場合、ＦＩＲフィルタにより低域についても充分なノイズキャンセル効果が得られるようにするためには、オーバーサンプリング領域に対応して膨大とされるタップ数を必要としてしまう。このような理由に基づき、本実施の形態としても、それぞれ、Ａ／Ｄ変換処理とＤ／Ａ変換処理に含まれるＦＩＲフィルタであるデシメーションフィルタ４２Ａとインターポレーションフィルタ６１Ａとして、低域を除く中高域の範囲での信号処理を行うようにして形成しているのものである。
その一方で、例えば仮にＤＳＰ（ＤＳＰブロック５Ａ）の内部にて高精度の演算器を使用可能であると仮定した場合には、このＤＳＰ内にて、低域の信号処理を行うようにしてＩＩＲフィルタを構成することにより、演算リソースを削減することができる。
つまり、この第８の実施の形態において、先ず、フィードフォワード方式による系においては、Ａ／Ｄ変換処理側及びＤ／Ａ変換処理側のＦＩＲフィルタ（デシメーションフィルタ４２Ａ−１、インターポレーションフィルタ６１Ａ）と、ＤＳＰ内のＩＩＲフィルタ５１−１とを、ノイズキャンセルのために協調して動作させているものであり、これにより、演算量（演算リソース）の削減を図りながら入出力遅延の短縮を実現しているものである。

そのうえで、この第８の実施の形態にあっては、上記のフィードフォワード方式の系としては、下記のフィードバック方式の系が付加される。
先ず、フィードバック方式の系に対応するマイクロフォンユニットとして、デジタルマイク２Ｂを設けることとしている。このデジタルマイク２Ｂも、デジタルマイク２Ａと同様にして、マイクロフォン２１とΔΣ変調器２２を備えることで、収音により得た音を１ビット列によるデジタルオーディオ信号として出力する。
フィードフォワード方式に対応するデジタルマイク２Ａが、例えばヘッドフォン筐体の外部にて外部音（外部ノイズ）を収音できるようにして取り付けられるのに対して、フィードフォワード方式に対応するデジタルマイク２Ｂは、ドライバ１ａから出力されてヘッドフォン装着者の耳に到達しようとする音を収音できる位置に対して取り付けるようにされる。従ってデジタルマイク２Ｂによっては、ドライバ１ａから出力された音と、ドライバ１ａが取り付けられたヘッドフォン筐体から侵入してヘッドフォン装着者の耳に到達しようとする音とが合成された音を収音し、そのオーディオ信号を出力するようにされる。

上記デジタルマイク２Ｂから出力されたオーディオ信号は、ＬＳＩチップ１００内のデシメーションフィルタ４２Ａ−１に対して入力される。なお、このデシメーションフィルタ４２Ａ−１は、フィードフォワード方式の系に対応して設けられるデシメーションフィルタ４２Ａと同様に、最小位相推移型ＦＩＲとされる。このデシメーションフィルタ４２Ａ−１から出力された信号は、ＤＳＰブロック５Ａ内のＩＩＲフィルタ５１−２に対して入力され、ここで所定の特性が与えられたうえで、合成器５４に対して入力される。合成器５４（ＤＳＰブロック５Ａ）の出力が入力されるインターポレーションフィルタ６１Ａ以降からドライバ１ａまでの系は、フィードフォワード方式に対応する系と共用されることになる。
そして、このフィードバック方式の系にあっても、ノイズキャンセルのための信号特性を与えるためのフィルタ（図１のＦＢフィルタ回路に相当する）としては、上記フィードフォワード方式の系と同様に、Ａ／Ｄ変換側の最小位相推移型ＦＩＲであるデシメーションフィルタ４２Ａ−１、Ｄ／Ａ変換側の最小位相推移型ＦＩＲであるインターポレーションフィルタ６１Ａ、及びＤＳＰブロック５Ａ内のＩＩＲフィルタ５１−２により実現されるように構成することとしているものである。つまり、インターポレーションフィルタ６１Ａについてはフィードフォワード方式の系と共用したうえで、デシメーションフィルタ４２Ａ−１については、中高域に対応する信号処理を実行するようにして構成し、ＤＳＰブロック５内のＩＩＲフィルタ５１−２については、低域に対応する信号処理を実行するようにして構成するものである。

さらに、この場合においては、本来ヘッドフォン装置により聴取すべき音である、デジタルオーディオソースとしての所定形式のデジタルオーディオ信号を入力させた構成が示されている。このデジタルオーディオソースの信号は、ＤＳＰブロック５Ａ内において形成したイコライザ５３に入力されて、ここで音質調整などの目的に応じたイコライジング等の処理が施された後、合成器５４に対して出力されることになる。合成器５４から出力されたデジタルオーディオソースの信号成分も、インターポレーションフィルタ６１Ａからドライバ１ａまでの系を経由することで、ドライバ１ａから音声として出力される。

この構成は、上記のフィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムと、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムとによりノイズキャンセルを行って、デジタルオーディオソースの再生音のみが明瞭に聴こえるようにしたものである。
そして、先の説明から理解されるように、この実施の形態では、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムと、フィードバック方式によるノイズキャンセリングシステムとが同時的に動作するようにされる。これにより、先にも述べたようにして、フィードフォワード方式により、先ずは広い周波数帯域にわたって安定的にノイズキャンセルを行うようにしたうえで、フィードフォワード方式によっては充分に減衰させることができなかった特定周波数のノイズ音の成分について、フィードバック方式により有効にキャンセル、減衰させるという複合的なノイズキャンセル動作を得ることができる。これにより、例えばフィードフォワード方式もしくはフィードバック方式の何れか一方のみの方式に基づいたシステムによりノイズキャンセルを行うこととした場合よりも高いノイズキャンセル効果が期待されることになる。

そのうえで、この場合にあっても、ＤＳＰブロック５Ａ内に対して、解析・制御処理部５２を備えると共に、ＲＡＭブロック８Ａに、フィルタパラメータテーブルＴＢ１１、ＴＢ１２、ＴＢ１３、ＴＢ３を保持させることで、ノイズキャンセルに関連するデジタルフィルタについて、外部音の状況変化に適応したフィルタ特性を与えていくことが可能とされる。
この場合、フィルタパラメータテーブルＴＢ１１は、ともに最小位相推移型ＦＩＲとされるデシメーションフィルタ４２Ａ、４２Ａ−１についてのフィルタ特性を設定するためのフィルタパラメータが格納されて形成される。
また、フィルタパラメータテーブルＴＢ１２は、ＩＩＲフィルタ５１−１についてのフィルタ特性を設定するためのフィルタパラメータを格納して形成され、フィルタパラメータテーブルＴＢ１３は、ＩＩＲフィルタ５１−２についてのフィルタ特性を設定するためのフィルタパラメータを格納して形成される。
また、フィルタパラメータテーブルＴＢ３は、例えば図１１の場合と同様にして、インターポレーションフィルタ６１Ａについてのフィルタ特性を設定するためのフィルタパラメータを格納して形成される。

図１３は第９の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。
この図に示されるノイズキャンセリングシステムは、上記第８の実施の形態の構成を基としたうえで、ＤＳＰブロック５Ａ内におけるノイズキャンセル用フィルタに相当する部位として、適応信号処理部５５を備えるようにされる。この適応信号処理部５５は、デシメーションフィルタ４２Ａ、４２Ａ−１から入力されてくる、ヘッドフォンユニット１ｈ(ヘッドフォン筐体)の外側のマイクロフォン２Ａと、内側のマイクロフォン２Ｂによりそれぞれ得たノイズ音（キャンセル対象音）としてのオーディオ信号を取り込み、これらのオーディオ信号を利用して適応信号処理を実行することでノイズキャンセル用オーディオ信号を生成し、合成器５４に出力するようにされる。このようにして、適応信号処理を適用することで、生成されるノイズキャンセル用オーディオ信号としては、そのときの外部音の状態（音色の特徴であるとか、レベル）の変化に適合して、常に、最良なノイズキャンセル効果が得られるものとされた信号特性が与えられるようにされる。
このような構成とすれば、例えば、ＤＳＰ内のノイズキャンセル用のデジタルフィルタの特性の変更設定に関しては、フィルタパラメータテーブルを用意する必要性がなくなる。これにより、例えばＲＡＭ８、ＲＡＭブロック８Ａなどにおけるフィルタパラメータテーブルの保持に必要な領域サイズは縮小され、その分、ＲＡＭ８、ＲＡＭブロック８Ａについてその記憶容量を節約して使用でき、また、ＲＡＭ８、ＲＡＭブロック８Ａとしての記憶可能容量を小さく設定できることにもなる。
また、デシメーションフィルタ４２Ａ、４２Ａ−１と、インターポレーションフィルタ６１Ａについては、例えば図１２に示した第８の実施の形態と同様にして、解析・制御処理部５２の解析処理結果に応じて、ＲＡＭブロック８Ａに保持されるフィルタパラメータテーブルＴＢ１１、ＴＢ３から選択して読み出したフィルタパラメータを設定することで、より効率の良いフィルタ特性の適応化が図られるようにされている。

なお、この第９の実施の形態にあって、適応信号処理部５５として、どのような手法、方式に基づいた構成を採るのかについては、特に限定されるものではない。ちなみに、適応信号処理の手法としては、ＬＭＳ(Least Mean Square)アルゴリズムによるものであるとか、学習同定法などが知られている。
また、図１２に示した第８の実施の形態では、マイクロフォンユニットとして、デジタルマイク２Ａ，２Ｂが使用されているが、この図１３に示す第９の実施の形態では、通常のマイクロフォン２Ａ，２Ｂを使用することとして、収音により得た信号の１ビット量子化は、それぞれ、ΔΣ変調器４１、４１−１により行うものとしている。マイクロフォン２Ａ、２Ｂは、図１２のデジタルマイク２Ａ、２Ｂと同様に、それぞれ、フィードフォワード方式とフィードバック方式に対応し、先ず、マイクロフォン２Ａについては、ヘッドフォンユニット（ヘッドフォン筐体）１ｈの外部にて外部音（外部ノイズ）を収音できるようにして取り付けられ、マイクロフォン２Ｂは、ドライバ１ａから出力されてヘッドフォン装着者の耳に到達しようとする音を収音できる位置に対して取り付けるようにされる。確認のために述べておくと、図１２の第８の実施の形態においても、デジタルマイク２Ａ、２Ｂにおけるマイクロフォン２１、２１としての部位は、上記と同様にしてヘッドフォンユニットに対して設けられるものである。

上記図１２に示される適応信号処理部５５の具体的な一構成例について、第１０の実施の形態として図１４に示しておく。
この図に示される適応信号処理部５５としては、先ず、ＦＩＲによるフィルタ５６ａと、適応フィルタ５６ｂと、とを備えて成るものとされる。フィルタ５６ａは、ヘッドフォンユニット１ｈの外側のマイクロフォン２Ａに対応するデシメーションフィルタ４２Ａから入力される信号について、γ２により表されるフィルタ特性に応じた信号特性を与えて合成器５４に対して出力する。このフィルタ５６ａの出力が、ノイズキャンセル用オーディオ信号となる。

また、この場合の適応フィルタ５６ｂはＬＭＳの方式に基づいて形成されるもので、特性可変フィルタ５７ａ及び合成器５７ｂとを有する。特性可変フィルタ５７ａは、例えばＦＩＲフィルタとされて適応線形結合器などともいわれるものである。

図示するようにして、特性可変フィルタ５７ａは、ヘッドフォンユニット１ｈの外側のマイクロフォン２Ａに対応するデシメーションフィルタ４２Ａから出力されるデジタル信号を入力信号として、フィルタ特性γ１に応じた信号特性を与えて出力するようにされ、合成器５７ｂは、ヘッドフォンユニット１ｈの内側のマイクロフォン２Ｂに対応するデシメーションフィルタ４２Ａ−１からの信号に対する、上記フィルタ５７ａから出力された信号の差分を得るようにされる。そして特性可変フィルタ５７ａは、予め与えられた所定のアルゴリズムに従い、上記の差分に基づいて自身のフィルタ特性γ１を可変するようにされる。このようにして、ノイズキャンセルに最適とされるフィルタ特性γ１が得られる。そして、この適応信号処理部５５にあっては、フィルタ５６ａについて、上記のようにして特性可変フィルタ５７ａに設定されるフィルタ特性γ１と同じフィルタ特性となるように制御する。例えば、フィルタ特性γ１として実際に得られた所定のパラメータを、所定のタイミングにより、フィルタ５６ａに対しても設定するようにされる。これにより、フィルタ５６ａから出力されるノイズキャンセル用オーディオ信号としては、外部音の状況などに適応して、常に最適とされるノイズキャンセル効果が生じるような特性が与えられることになる。

図１５は、第１１の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示している。
この図に示されるノイズキャンセリングシステムは、例えば図１１に示した第７の実施の形態を基としている。そのうえで、ＬＳＩチップ１００内において備えるＤＳＰブロック５Ａについて、ノイズキャンセル用フィルタ５１及び解析・制御処理部５２に加えて、デシメーションフィルタ４２Ａ、インターポレーションフィルタ６１Ａ、ノイズシェイパ６２、及びＰＷＭ回路６３も含めるようにして形成したものである。つまり、デシメーションフィルタ４２Ａ、インターポレーションフィルタ６１Ａ、ノイズシェイパ６２、及びＰＷＭ回路６３などについて、ＬＳＩチップ１００内にてハードウェア的に回路を形成するのではなく、ＤＳＰにおいて実現される、よりソフトウェア的な機能により実現しようとするものである。

図１６に、第１２の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示す。
この図に示されるノイズキャンセリングシステムとしては、例えば上記図１５においてＬＳＩチップ１００の外部にあるものとして示される、アンプ３、フィルタ７などとしての部位についても、ＬＳＩチップ１００内に形成される回路として含めることとし、さらに、マイクロフォン２及びドライバ１ａなどの収音、放音部位についても、ＬＳＩチップ１００と一体化させようとするものである。
このような構成とする場合、マイクロフォン２については、ＭＥＭＳ(Micro Electro Mechanical Systems)の技術を利用してＬＳＩチップ１００に形成することが考えられる。また、ドライバ１ａについては、図示するようにしてコンデンサドライバなどを採用することが考えられる。このコンデンサドライバも、ＭＥＭＳの技術を応用して形成することができる。

なお、これまでの実施の形態としての説明にあっては、フィードフォワード方式に基づいたノイズキャンセリングシステム、あるいはフィードフォワード方式に対してフィードバック方式を組み合わせたノイズキャンセリングシステムを例に挙げてきた。しかしながら、フィードバック方式のみに基づいて構成されるノイズキャンセリングシステムについても、順当な構成を考えた場合には、Ａ／Ｄ変換部位及びＤ／Ａ変換部位として、例えば図４と同様のＡ／Ｄコンバータ部４及びＤＡＣ・アンプ部６の構成を採用することになる。このことによれば、フィードバック方式のみに基づいて構成されるノイズキャンセリングシステムについても、本願発明に基づいた構成を適用できるものであり、十分な効果を期待できる。

また、これまでの実施の形態にあってＬＳＩチップ１００を備える構成に関しては、Ａ／Ｄコンバータ部４、ＤＳＰ５（ＤＳＰブロック５）及びＤＡＣ・アンプ部６としての部位は全て含めたうえで、所要の部位をＬＳＩチップ１００内に統合している。しかしながら、場合に応じては、例えばＬＳＩチップ１００に対して、ＤＳＰ５は独立したチップやパッケージ部品などとするような構成とすることも考えられる。
また、本願発明の下では、ＬＳＩチップ１００を、１つのベアチップとして捉えるだけではなく、１つのチップ部品、つまり、パッケージといわれる１部品としても扱ってもよいものする。この場合、ＬＳＩチップ１００としてのパッケージの中に、Ａ／Ｄコンバータ部４、ＤＳＰ５（ＤＳＰブロック５）及びＤＡＣ・アンプ部６などとしての機能部位に対応した複数のチップ(ベアチップ)を実装するようにして構成とすることになる。また、この場合においては、例えば、Ａ／Ｄコンバータ部４、ＤＳＰ５（ＤＳＰブロック５）、ＤＡＣ・アンプ部６のそれぞれに対応する３つのチップを実装する形態とされてもよいし、これらのうちの何れかが統合されて１つのチップとされてもよい。さらには、Ａ／Ｄコンバータ部４、ＤＳＰ５（ＤＳＰブロック５）、ＤＡＣ・アンプ部６のうちの少なくとも何れか１つの部位が、２以上のチップから成るような形態とされたうえでパッケージ化されるようにすることも考えられる。例えば、ＤＡＣ・アンプ部６などは、実際には後段の増幅処理の系と、これより前段のデジタル信号処理系とで、２つのチップに分けて製造することの方が効率的な場合があると考えられる。

また、上記各実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換部位におけるデシメーションフィルタと、Ｄ／Ａ変換部位におけるインターポレーションフィルタについて、ともに最小位相推移型ＦＩＲとする構成、若しくは、ともにＩＩＲフィルタとする構成を示しているが、両者のフィルタのうちの何れか一方を最小位相推移型ＦＩＲと、他方をＩＩＲフィルタとする構成を採ることもできる。
これまでの説明から理解されるように最小位相推移型はＦＩＲフィルタの１種とされる。従って、最小位相推移型のデジタルフィルタは、周波数に対する振幅特性については設計自由度が高く、安定性も高い。ただし、フィルタ次数（タップ数）が長くなる場合には、乗算、加算のための演算リソースを多く必要とする。
一方、ＩＩＲフィルタは、演算リソースについては大幅に削減することが可能であるが、演算器の精度がもともと低いような場合には誤差が累積していくなど、高い安定性を得ることが難しい場合がある。また、振幅特性の設計などにも制限がある。
このようにして、ＦＩＲフィルタとＩＩＲフィルタとでは、相互にトレードオフとなるような関係で、それぞれに異なる特徴を持つ。
そこで、例えば上記のような特徴と、実際にノイズキャンセリングシステムを構築する場合の条件などを考慮し、上記のデシメーションフィルタとインターポレーションフィルタとについて、最小位相推移型ＦＩＲとＩＩＲフィルタの何れを採用するのかを決定することも、本実施の形態のノイズキャンセリングシステムとして高性能なものを得るようにするためには、有効であると考えられる。さらに、例えばデシメーションフィルタとインターポレーションフィルタとのそれぞれ（あるいは何れか一方でもよい）について、最小位相推移型ＦＩＲによるものとＩＩＲフィルタによるものとの２系統を用意し、そのときの使用環境、条件であるとか、外部音の解析内容などに応じて、適応的に何れか一方の系を選択できるような構成とすることも考えられる。若しくは、このようなフィルタの選択を、ユーザ操作に応じて行えるようにすることも考えられる。

さらには、本願発明としては、最小位相推移型ＦＩＲ又はＩＩＲフィルタを、Ａ／Ｄ変換部位のデシメーションフィルタと、Ｄ／Ａ変換部位のるインターポレーションフィルタとについての少なくとも何れか一方のみに採用した構成とされてもよいものである。このような構成であっても、例えば上記のデシメーションフィルタとインターポレーションフィルタとについて、ともに直線位相型を採用した場合と比較すれば、ノイズキャンセルのための信号処理系の遅延は短縮されることになり、従って本願発明に応じた効果を生ずるものである。

また、Ａ／Ｄ変換部位のデシメーションフィルタと、Ｄ／Ａ変換部位のインターポレーションフィルタに用いられるデジタルフィルタとしては、要求されるノイズキャンセル効果を満たす程度に遅延時間が小さく、例えば音質、安定性などの他の条件として一定以上の水準を満たすものでありさえすれば、最小位相推移型ＦＩＲやＩＩＲフィルタ以外の構成も考えられるものである。

また、これまでの実施の形態にあってノイズキャンセリングシステムを実現する各部品を、どのようにして現実に装置に実装するのかであるが、この点については、実際に、本願発明に基づいたノイズキャンセリングシステムが適用される装置、システムの構成であるとか、用途などに応じて適宜任意に決定されてよい。
例えば、単体でノイズキャンセル機能を有するヘッドフォン装置を構成しようとするのであれば、ノイズキャンセリングシステムを形成するものとされるほぼ全ての部品を、ヘッドフォン装置の筐体内に納めるようにして実装することが考えられる。あるいは、ヘッドフォン装置と外部のアダプタなどのような装置のセットによりノイズキャンセリングシステムを構成しようとするのであれば、マイクロフォン、ドライバ以外の部品の少なくとも１つを、アダプタ側に実装させるようにすることが考えられる。また、ヘッドフォン装置などではなく、オーディオコンテンツを再生してヘッドフォン端子に出力するように構成されたオーディオ再生装置であるとか、携帯電話機器、ネットワーク音声通信機器などに、本願発明に基づくノイズキャンセリングシステムを実装することとした場合には、マイクロフォン、ドライバ以外の部品の少なくとも１つを、これらの機器側に実装することが考えられる。

フィードバック方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムについてのモデル例を示す図である。 図１に示したノイズキャンセリングシステムについての特性を示すボード線図である。 フィードフォワード方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムについてのモデル例を示す図である。 デジタル方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムの基本的な構成例を示すブロック図である。 本願発明における第１の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第２の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第３の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第４の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第５の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第６の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第７の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第８の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第９の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第１０の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第１１の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 第１２の実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成例を示すブロック図である。 デジタルフィルタの特性として、直線位相型ＦＩＲ、最小位相推移型ＦＩＲ、及びＩＩＲの各特性を示す図である。

符号の説明

１ ヘッドフォン、１ａ・１ｂ ドライバ（コンデンサドライバ）、２・２１ マイクロフォン、２Ａ，２Ｂ デジタルマイク、２２ ΔΣ変調器、３ アンプ、４ Ａ／Ｄコンバータ、４１・４１−１ ΔΣ変調器、４２Ａ・４２Ａ−１ デシメーションフィルタ（最小位相推移型ＦＩＲ）、５ ＤＳＰ、５Ａ（ＤＳＰブロック）、６ ＤＡＣ・アンプ部、７ フィルタ、８ ＲＡＭ、８Ａ ＲＡＭブロック、Ｃ１ コンデンサ、４３・６５ フィルタ設定制御部、５１ ノイズキャンセル用フィルタ、５１−１・５１−２ ＩＩＲフィルタ、５２ 解析・制御処理部、５３ イコライザ、６１Ａ インターポレーションフィルタ（最小位相推移型ＦＩＲ）、６２ ノイズシェイパ、６３ ＰＷＭ回路、６４ パワードライブ部、１００ ＬＳＩ

Claims (10)

1. 入力したアナログ信号についてデルタシグマ変調処理を実行して所定のサンプリング周波数による２ビット以上の所定の量子化ビットによる第１の形式のデジタル信号に変換したうえで、この第１の形式のデジタル信号からパルスコード変調信号としての第２の形式のデジタル信号に変換して出力するデシメーションフィルタとを有するアナログ−デジタル変換手段と、
   上記アナログ−デジタル変換手段から出力された後のデジタル信号を入力して、所定のキャンセル対象音をキャンセルするための所定の信号特性を与えて出力するようにされたキャンセル信号処理手段と、
   上記キャンセル信号処理手段から出力された上記第２の形式によるデジタル信号を入力して、デルタシグマ変調処理によりアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換処理を実行するもので、このデジタル−アナログ変換処理のために、入力された上記第２の形式によるデジタル信号について、上記第２の形式よりも高い所定のサンプリング周波数と、上記第２の形式よりも小さな量子化ビット数による第３の形式のデジタル信号に変換する処理を実行するインターポレーションフィルタを含むようにされたデジタル−アナログ変換手段とを備え、
   上記デシメーションフィルタと上記インターポレーションフィルタの少なくとも何れか一方について、直線位相型の有限インパルス応答システムよりも信号遅延が少ないとされる所定形式のデジタルフィルタにより形成する、
   ことを特徴とする信号処理装置。
2. 上記直線位相型の有限インパルス応答システムよりも信号遅延が少ないとされるデジタルフィルタの形式は、最小位相推移型の有限インパルス応答システムである、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
3. 上記直線位相型の有限インパルス応答システムよりも信号遅延が少ないとされるデジタルフィルタの形式は、無限インパルス応答システムである、
   ことを特徴とすることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
4. 上記キャンセル信号処理手段が入力すべきデジタル信号を分岐して入力して、所定の解析処理を実行する解析処理手段と、
   上記解析処理手段による解析結果に応じて、上記キャンセル信号処理手段を形成するとされるデジタルフィルタ、上記デシメーションフィルタ、及び上記インターポレーションフィルタの少なくとも何れか１つについてのフィルタ特性を変更設定するフィルタ特性可変手段とをさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
5. 上記キャンセル信号処理手段は、低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにしてフィルタ特性を設定するとともに、
   上記デシメーションフィルタと上記インターポレーションフィルタの少なくとも何れか一方は、上記低域よりも高いとされる周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
6. 上記キャンセル信号処理手段には、無限インパルス応答システムのデジタルフィルタを用い、
   上記デシメーションフィルタと上記インターポレーションフィルタの少なくとも何れか一方には、最小位相推移型の有限インパルス応答システムのデジタルフィルタを用いる、
   ことを特徴とする請求項５に記載の信号処理装置。
7. 上記アナログ−デジタル変換手段として、フィードフォワード方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号をデジタル信号に変換する第１のアナログ−デジタル変換手段と、フィードバック方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号をデジタル信号に変換する第２のアナログ−デジタル変換手段とを備え、
   上記キャンセル信号処理手段は、上記第１のアナログ−デジタル変換手段から出力されるデジタル信号について、フィードフォワード方式に対応して上記キャンセル対象音をキャンセルすることのできる所定の信号特性を与えるとともに、上記第２のアナログ−デジタル変換手段から出力されるデジタル信号について、フィードバック方式に対応して上記キャンセル対象音をキャンセルすることのできる所定の信号特性を与えるようにして構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
8. 上記アナログ−デジタル変換手段として、フィードフォワード方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号をデジタル信号に変換する第１のアナログ−デジタル変換手段と、フィードバック方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号をデジタル信号に変換する第２のアナログ−デジタル変換手段とを備え、
   上記キャンセル信号処理手段は、上記第２のアナログ−デジタル変換手段から出力されるデジタル信号に適応させて、上記第１のアナログ−デジタル変換手段から出力されるデジタル信号について与えるべき、キャンセル対象音をキャンセルするための信号特性が可変されるようにして、上記第１のアナログ−デジタル変換手段から出力されるデジタル信号を通過させるデジタルフィルタのフィルタ特性を可変するように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
9. 上記アナログ−デジタル変換手段と、上記キャンセル信号処理手段を少なくとも含むとされる信号処理部と、上記デジタル−アナログ変換手段としての構成を、１つのチップにおいて備えるようにした、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
10. 入力したアナログ信号についてデルタシグマ変調処理を実行して所定のサンプリング周波数による２ビット以上の所定の量子化ビットによる第１の形式のデジタル信号に変換したうえで、デシメーションフィルタにより、上記第１の形式のデジタル信号をパルスコード変調信号としての第２の形式のデジタル信号に変換して出力するアナログ−デジタル変換手順と、
    上記アナログ−デジタル変換手順により出力された後のデジタル信号を入力して、所定のキャンセル対象音をキャンセルするための所定の信号特性を与えて出力するようにされたキャンセル信号処理手順と、
    上記キャンセル信号処理手順により出力された上記第２の形式によるデジタル信号を入力して、デルタシグマ変調処理によりアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換処理を実行するもので、このデジタル−アナログ変換処理の行程にあって、インターポレーションフィルタにより、上記第２の形式によるデジタル信号について、より高い所定のサンプリング周波数と、より小さな量子化ビット数による第３の形式のデジタル信号に変換する処理を実行するようにされたデジタル−アナログ変換手順とを実行するものとされ、
    上記デシメーションフィルタと上記インターポレーションフィルタの少なくとも何れか一方について、直線位相型の有限インパルス応答システムよりも信号遅延が少ないとされる所定形式のデジタルフィルタとしての動作を実行させる、
    ことを特徴とする信号処理方法。

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