JP2008193224A - Reception method and apparatus - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To accurately receive desired signals even when undesired signals are present. <P>SOLUTION: To a signal processing part 18, signals received in each of a plurality of antennas are input. In this case, while inputting the undesired signals, the signal processing part 18 inputs the desired signals as well over a prescribed period. A first array processing part 152 outputs the signals for a number smaller than the number of the plurality of antennas by applying array processing to the input signals. The first array processing part 152 derives a weight vector approaching a vector orthogonal to the undesired signals and also uses the derived weight vector for the array processing. A second array processing part 154 performs the array processing on the signals output from the first array processing part 152. The second array processing part 154 derives a weight vector for a period during which the desired signals are input and also uses the derived weight vector for the array processing. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、受信技術に関し、特に複数のアンテナを介して信号を受信する受信方法および装置に関する。   The present invention relates to reception technology, and more particularly, to a reception method and apparatus for receiving signals via a plurality of antennas.

高速なデータ伝送を可能にしつつ、マルチパス環境下に強い通信方式として、マルチキャリア方式のひとつであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式がある。このＯＦＤＭ変調方式は、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）の標準化規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ｇやＨＩＰＥＲＬＡＮ／２に適用されている。このような無線ＬＡＮにおけるパケット信号は、一般的に時間と共に変動する伝送路環境を介して伝送され、かつ周波数選択性フェージングの影響を受けるので、受信装置は一般的に伝送路推定を動的に実行する。   An OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation scheme, which is one of the multicarrier schemes, is a communication scheme that enables high-speed data transmission and is strong in a multipath environment. This OFDM modulation scheme is applied to IEEE802.11a, g and HIPERLAN / 2, which are standardization standards for wireless LAN (Local Area Network). A packet signal in such a wireless LAN is generally transmitted via a transmission path environment that fluctuates with time, and is affected by frequency selective fading. Therefore, a receiver generally performs transmission path estimation dynamically. Execute.

受信装置が伝送路推定を実行するために、パケット信号内に、２種類の既知信号が設けられている。ひとつは、パケット信号の先頭部分において、すべてのキャリアに対して設けられた既知信号であり、いわゆるプリアンブルやトレーニング信号といわれるものである。もうひとつは、パケット信号のデータ区間中に一部のキャリアに対して設けられた既知信号であり、いわゆるパイロット信号といわれるものである（例えば、非特許文献１参照。）。
Ｓｉｎｅｍ Ｃｏｌｅｒｉ，Ｍｕｓｔａｆａ Ｅｒｇｅｎ，Ａｎｕｊ Ｐｕｒｉ， ａｎｄ Ａｈｍａｄ Ｂａｈａｉ，"Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ ｉｎ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，ｖｏｌ．４８，Ｎｏ．３，ｐｐ．２２３−２２９，Ｓｅｐｔ．２００２． In order for the receiving apparatus to perform transmission path estimation, two types of known signals are provided in the packet signal. One is a known signal provided for all carriers at the beginning of the packet signal, which is a so-called preamble or training signal. The other is a known signal provided for some of the carriers in the data interval of the packet signal, which is a so-called pilot signal (see, for example, Non-Patent Document 1).
Sine Coleri, Mustafa Ergen, Anuj Puri, and Ahmad Bahai, "Channel Estimation Techniques Based on Pilot Arrangement in OFDM Systems", IbnEstemEs. 48, no. 3, pp. 223-229, Sept. 2002.

ワイヤレス通信において、周波数資源を有効利用するための技術のひとつが、アダプティブアレイアンテナ技術である。アダプティブアレイアンテナ技術は、複数のアンテナのそれぞれにおいて、処理対象の信号の振幅と位相を制御することによって、アンテナの指向性パターンを制御する。このようなアダプティブアレイアンテナ技術を利用して、データレートを高速化するための技術にＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）システムがある。当該ＭＩＭＯシステムは、送信装置と受信装置がそれぞれ複数のアンテナを備え、並列に送信されるべきパケット信号を設定する（以下、パケット信号において並列に送信されるべきデータ等のそれぞれを「系列」という）。   One technique for effectively using frequency resources in wireless communication is an adaptive array antenna technique. The adaptive array antenna technology controls the directivity pattern of an antenna by controlling the amplitude and phase of a signal to be processed in each of a plurality of antennas. There is a MIMO (Multiple Input Multiple Output) system as a technique for increasing the data rate by using such adaptive array antenna technology. In the MIMO system, each of a transmission apparatus and a reception apparatus includes a plurality of antennas, and sets packet signals to be transmitted in parallel (hereinafter, each of data to be transmitted in parallel in a packet signal is referred to as a “sequence”. ).

すなわち、送信装置と受信装置との間の通信に対して、最大アンテナ数までの系列を設定することによって、データレートを向上させる。このようなワイヤレス通信において、受信装置は、受信を希望する信号（以下、「希望信号という」）の他に、受信を希望しない信号（以下、「非希望信号」という）も受信する。希望信号の信号強度が非希望信号の信号強度よりもある程度大きければ、受信装置は、希望信号を正確に受信できるが、大きくなければ、受信装置は、非希望信号にもとづく干渉によって、希望信号を誤って受信してしまう。   That is, the data rate is improved by setting a sequence up to the maximum number of antennas for communication between the transmission device and the reception device. In such wireless communication, the receiving apparatus receives a signal not desired to be received (hereinafter referred to as “undesired signal”) in addition to a signal desired to be received (hereinafter referred to as “desired signal”). If the signal strength of the desired signal is somewhat higher than the signal strength of the undesired signal, the receiving device can accurately receive the desired signal, but if not, the receiving device can receive the desired signal by interference based on the undesired signal. Received by mistake.

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、非希望信号が存在する場合においても希望信号を正確に受信する受信技術を提供することにある。   The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a reception technique for accurately receiving a desired signal even when an undesired signal exists.

上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、複数のアンテナのそれぞれにおいて受信した信号を入力する入力部と、入力部において入力した信号に対してアレイ処理を実行することによって、複数のアンテナの数よりも少ない数の信号を出力する第１のアレイ処理部と、第１のアレイ処理部から出力される信号に対してアレイ処理を実行する第２のアレイ処理部とを備える。入力部は、非希望信号を入力しながら、所定の期間にわたって希望信号も入力し、第１のアレイ処理部は、非希望信号と直交したベクトルに近づくようなウエイトベクトルを導出するとともに、導出したウエイトベクトルをアレイ処理に使用し、第２のアレイ処理部は、入力部に希望信号が入力されている期間に対するウエイトベクトルを導出するとともに、導出したウエイトベクトルをアレイ処理に使用する。   In order to solve the above-described problem, a receiving device according to an aspect of the present invention includes an input unit that inputs a signal received at each of a plurality of antennas, and an array process that is performed on the signal input at the input unit. A first array processing unit that outputs a smaller number of signals than the number of antennas, and a second array processing unit that performs array processing on signals output from the first array processing unit Prepare. The input unit inputs the desired signal over a predetermined period while inputting the undesired signal, and the first array processing unit derives and derives a weight vector that approaches a vector orthogonal to the undesired signal. The weight vector is used for array processing, and the second array processing unit derives a weight vector for a period in which a desired signal is input to the input unit, and uses the derived weight vector for array processing.

この態様によると、非希望信号と直交したベクトルに近づくようなウエイトベクトルを使用したアレイ合成によって非希望信号の影響を低減した後に、さらにアレイ合成を実行するので、非希望信号が存在する場合においても希望信号を正確に受信できる。   According to this aspect, after the influence of the undesired signal is reduced by array combining using a weight vector that approaches a vector orthogonal to the undesired signal, the array combining is further performed. Can receive the desired signal accurately.

第１のアレイ処理部は、入力部において希望信号を入力していない場合にウエイトベクトルを導出し、入力部において希望信号を入力している場合にウエイトベクトルの導出を中止してもよい。この場合、希望信号を入力している場合にウエイトベクトルの導出を中止するので、非希望信号を対象にしたウエイトベクトルを導出できる。   The first array processing unit may derive a weight vector when a desired signal is not input at the input unit, and may stop derivation of the weight vector when a desired signal is input at the input unit. In this case, since the derivation of the weight vector is stopped when the desired signal is input, the weight vector for the undesired signal can be derived.

第１のアレイ処理部は、複数のアンテナの数の成分を有した非希望信号に対してベクトル直交化法を実行することによって、複数のアンテナの数よりも少ない数のウエイトベクトルを導出する手段と、複数のアンテナの数よりも少ない数のウエイトベクトルをアレイ処理に使用することによって、複数のアンテナの数よりも少ない数の信号を生成する手段とを含んでもよい。この場合、ベクトル直交化法を実行するので、容易にウエイトベクトルを導出できる。   Means for deriving a number of weight vectors less than the number of antennas by performing a vector orthogonalization method on an undesired signal having a component of the number of antennas; And means for generating a number of signals smaller than the number of antennas by using a smaller number of weight vectors for the array processing than the number of antennas. In this case, since the vector orthogonalization method is executed, the weight vector can be easily derived.

入力部において入力される希望信号は、複数のアンテナの数よりも少ない数の系列の信号によって形成されており、第２のアレイ処理部は、希望信号の系列の数に応じた数のウエイトベクトルを導出する手段と、希望信号の系列の数に応じた数のウエイトベクトルを使用することによって、希望信号を再生する手段とを含んでもよい。この場合、希望信号の系列の数に応じた数のウエイトベクトルを使用するので、希望信号が複数の系列によって形成されていても、希望信号を再生できる。   The desired signal input in the input unit is formed by a number of series of signals smaller than the number of the plurality of antennas, and the second array processing unit has a number of weight vectors corresponding to the number of desired signal series. And means for reproducing the desired signal by using a number of weight vectors corresponding to the number of desired signal sequences. In this case, since the number of weight vectors corresponding to the number of desired signal sequences is used, the desired signal can be reproduced even if the desired signal is formed by a plurality of sequences.

本発明の別の態様は、受信方法である。この方法は、複数のアンテナのそれぞれにおいて受信した信号を入力するステップと、入力した信号に対して第１のアレイ処理を実行するステップと、第１のアレイ処理を実行するステップから出力された信号であって、かつ複数のアンテナの数よりも少ない数の信号に対して第２のアレイ処理を実行するステップとを備える。入力するステップは、非希望信号を入力しながら、所定の期間にわたって希望信号も入力し、第１のアレイ処理を実行するステップは、非希望信号と直交したベクトルに近づくようなウエイトベクトルを導出するとともに、導出したウエイトベクトルを使用し、第２のアレイ処理を実行するステップは、希望信号が入力されている期間に対するウエイトベクトルを導出するとともに、導出したウエイトベクトルを使用する。   Another aspect of the present invention is a reception method. This method includes a step of inputting a signal received at each of a plurality of antennas, a step of executing a first array process on the input signal, and a signal output from the step of executing the first array process. And performing the second array processing on a number of signals smaller than the number of the plurality of antennas. The inputting step inputs the desired signal over a predetermined period while inputting the undesired signal, and the step of executing the first array processing derives a weight vector that approaches a vector orthogonal to the undesired signal. At the same time, the step of executing the second array processing using the derived weight vector derives the weight vector for the period in which the desired signal is input and uses the derived weight vector.

第１のアレイ処理を実行するステップは、希望信号を入力していない場合にウエイトベクトルを導出し、希望信号を入力している場合にウエイトベクトルの導出を中止してもよい。第１のアレイ処理を実行するステップは、複数のアンテナの数の成分を有した非希望信号に対してベクトル直交化法を実行することによって、複数のアンテナの数よりも少ない数のウエイトベクトルを導出するステップと、複数のアンテナの数よりも少ない数のウエイトベクトルをアレイ処理に使用することによって、複数のアンテナの数よりも少ない数の信号を生成するステップとを含んでもよい。入力するステップにおいて入力される希望信号は、複数のアンテナの数よりも少ない数の系列の信号によって形成されており、第２のアレイ処理を実行するステップは、希望信号の系列の数に応じた数のウエイトベクトルを導出するステップと、希望信号の系列の数に応じた数のウエイトベクトルを使用することによって、希望信号を再生するステップとを含んでもよい。   In the step of executing the first array processing, the weight vector may be derived when the desired signal is not input, and the derivation of the weight vector may be stopped when the desired signal is input. The step of performing the first array processing is to perform a vector orthogonalization method on an undesired signal having a component of the number of antennas, thereby generating a number of weight vectors smaller than the number of antennas. And deriving and generating fewer signals than the number of antennas by using fewer weight vectors for array processing than the number of antennas. The desired signal input in the inputting step is formed by a number of series of signals smaller than the number of the plurality of antennas, and the step of executing the second array processing corresponds to the number of desired signal series. There may be included a step of deriving a number of weight vectors and a step of reproducing the desired signal by using a number of weight vectors corresponding to the number of sequences of the desired signal.

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。   It should be noted that any combination of the above-described constituent elements and a conversion of the expression of the present invention between a method, an apparatus, a system, a recording medium, a computer program, etc. are also effective as an aspect of the present invention.

本発明によれば、非希望信号が存在する場合においても希望信号を正確に受信できる。   According to the present invention, a desired signal can be accurately received even when an undesired signal exists.

本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、少なくともふたつの無線装置によって構成されるＭＩＭＯシステムに関する。無線装置のうちの一方は、送信装置に相当し、他方は、受信装置に相当する。送信装置は、複数の系列によって構成されるパケット信号を生成し、受信装置へ送信する。受信装置は、パケット信号を受信するが、パケット信号は複数の系列にて構成されているので、受信装置は、系列の数以上の数のアンテナを備える。また、受信装置は、通信対象の送信装置以外からの信号（以下、「非希望信号」という）も受信する。ここで、非希望信号には、通信対象でない送信装置からの信号、別システムの送信装置からの信号、電子レンジなどの通信装置でない装置からの信号等が含まれる。なお、非希望信号に対して、所望の送信装置からのパケット信号は「希望信号」と呼ばれるものとする。受信装置が希望信号と非希望信号とを合成しながら受信する場合、一般的に非希望信号の影響によって希望信号の受信特性は悪化する。このような状況下において、受信特性の悪化を抑制するために、受信装置は、以下の処理を実行する。   Before describing the present invention in detail, an outline will be described. Embodiments of the present invention relate to a MIMO system composed of at least two wireless devices. One of the wireless devices corresponds to a transmitting device, and the other corresponds to a receiving device. The transmission device generates a packet signal composed of a plurality of sequences and transmits the packet signal to the reception device. The receiving device receives the packet signal. Since the packet signal is composed of a plurality of sequences, the receiving device includes a number of antennas equal to or greater than the number of sequences. The receiving device also receives a signal (hereinafter, referred to as “undesired signal”) from other than the transmitting device to be communicated. Here, the undesired signal includes a signal from a transmission device that is not a communication target, a signal from a transmission device of another system, a signal from a device that is not a communication device such as a microwave oven, and the like. Note that a packet signal from a desired transmission device is referred to as a “desired signal” for an undesired signal. When the receiving apparatus receives a desired signal and an undesired signal while combining them, generally the reception characteristics of the desired signal deteriorate due to the influence of the undesired signal. Under such circumstances, in order to suppress the deterioration of the reception characteristics, the reception device executes the following processing.

実施例に係る受信装置は、２段階のアダプティブアレイ信号処理（以下、アダプティブアレイ信号処理を「アレイ合成処理」ともいう）を実行する。最初のアレイ合成処理は、非希望信号だけを受信している場合において、非希望信号の応答ベクトルに直交したベクトルに近くなるようなウエイトベクトルを生成する。ウエイトベクトルは、アンテナの数の成分を有し、ウエイトベクトル数は、アンテナの数よりも少ない。このようなウエイトベクトルを使用することによって、最初のアレイ合成処理は、ウエイトベクトルの数だけ、ウエイトベクトルと非希望信号との合成結果を出力するが、合成結果における非希望信号の影響は、低減されている。   The receiving apparatus according to the embodiment performs two-stage adaptive array signal processing (hereinafter, adaptive array signal processing is also referred to as “array synthesis processing”). The first array combining process generates a weight vector that is close to a vector orthogonal to the response vector of the undesired signal when only the undesired signal is received. The weight vector has a component of the number of antennas, and the number of weight vectors is smaller than the number of antennas. By using such a weight vector, the first array synthesis processing outputs the result of combining the weight vector and the undesired signal by the number of weight vectors, but the influence of the undesired signal on the synthesis result is reduced. Has been.

また、最初のアレイ合成処理は、非希望信号に加えて希望信号を受信する場合において、既に導出したウエイトベクトルを使用しながら、受信した信号に対して、アレイ合成を実行する。そのため、合成結果では、非希望信号の影響が小さくなり、希望信号の影響が大きくなる。最初のアレイ合成処理に続いて、次のアレイ合成処理が実行されるが、次のアレイ合成処理は、非希望信号に加えて希望信号を受信する場合において実行される。次のアレイ合成処理は、最初のアレイ合成処理における合成結果を受けつけ、受けつけた合成結果に対して、ウエイトベクトルを導出する。ここで、ウエイトベクトルは、合成結果の数の成分を有し、ウエイトベクトル数は、系列の数に相当する。また、次のアレイ合成処理は、導出したウエイトベクトルと、受けつけた合成結果との合成処理を出力する。   In the first array synthesis process, when a desired signal is received in addition to an undesired signal, array synthesis is performed on the received signal using the already derived weight vector. Therefore, in the synthesis result, the influence of the undesired signal is reduced and the influence of the desired signal is increased. Subsequent to the first array synthesis processing, the next array synthesis processing is executed. The next array synthesis processing is executed when a desired signal is received in addition to an undesired signal. In the next array synthesis process, a synthesis result in the first array synthesis process is accepted, and a weight vector is derived for the accepted synthesis result. Here, the weight vector has the number of components of the combination result, and the number of weight vectors corresponds to the number of sequences. In the next array combining process, a combining process of the derived weight vector and the received combining result is output.

図１は、本発明の実施例に係るマルチキャリア信号のスペクトルを示す。特に、図１は、ＯＦＤＭ変調方式での信号のスペクトルを示す。ＯＦＤＭ変調方式における複数のキャリアのひとつをサブキャリアと一般的に呼ぶが、ここではひとつのサブキャリアを「サブキャリア番号」によって指定するものとする。ＭＩＭＯシステムには、サブキャリア番号「−２８」から「２８」までの５６サブキャリアが規定されている。なお、サブキャリア番号「０」は、ベースバンド信号における直流成分の影響を低減するため、ヌルに設定されている。一方、ＭＩＭＯシステムに対応していないシステム（以下、「従来システム」という）には、サブキャリア番号「−２６」から「２６」までの５２サブキャリアが規定されている。なお、従来システムの一例は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に準拠した無線ＬＡＮである。また、複数のサブキャリアにて構成されたひとつの信号の単位であって、かつ時間領域のひとつの信号の単位は、「ＯＦＤＭシンボル」と呼ばれるものとする。   FIG. 1 shows a spectrum of a multicarrier signal according to an embodiment of the present invention. In particular, FIG. 1 shows the spectrum of a signal in the OFDM modulation scheme. One of a plurality of carriers in the OFDM modulation system is generally called a subcarrier, but here, one subcarrier is designated by a “subcarrier number”. In the MIMO system, 56 subcarriers from subcarrier numbers “−28” to “28” are defined. The subcarrier number “0” is set to null in order to reduce the influence of the DC component in the baseband signal. On the other hand, in a system that does not support the MIMO system (hereinafter referred to as “conventional system”), 52 subcarriers from subcarrier numbers “−26” to “26” are defined. An example of a conventional system is a wireless LAN compliant with the IEEE802.11a standard. Further, one signal unit composed of a plurality of subcarriers and one signal unit in the time domain is referred to as an “OFDM symbol”.

ここで、サブキャリア番号「−２１」、「−７」、「７」、「２１」のサブキャリアに、パイロット信号が配置されており、それら以外のサブキャリアに、データ信号が配置されている。また、それぞれのサブキャリアは、可変に設定された変調方式によって変調されている。変調方式には、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭのいずれかが使用される。   Here, pilot signals are allocated to subcarriers with subcarrier numbers “−21”, “−7”, “7”, and “21”, and data signals are allocated to other subcarriers. . Each subcarrier is modulated by a variably set modulation method. As the modulation method, any one of BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), and 64 QAM is used.

また、これらの信号には、誤り訂正方式として、畳み込み符号化が適用されている。畳み込み符号化の符号化率は、１／２、３／４等に設定される。さらに、並列に送信すべきデータの数は、可変に設定される。その結果、変調方式、符号化率、系列の数の値が可変に設定されることによって、データレートも可変に設定される。なお、「データレート」は、これらの任意の組合せによって決定されてもよいし、これらのうちのひとつによって決定されてもよい。従来システムにおいて、変調方式がＢＰＳＫであり、符号化率が１／２である場合、データレートは６Ｍｂｐｓになる。一方、変調方式がＢＰＳＫであり、符号化率が３／４である場合、データレートは９Ｍｂｐｓになる。   Also, convolutional coding is applied to these signals as an error correction method. The coding rate of convolutional coding is set to 1/2, 3/4, and the like. Furthermore, the number of data to be transmitted in parallel is set variably. As a result, the data rate is also variably set by variably setting the modulation scheme, coding rate, and number of sequences. The “data rate” may be determined by any combination of these, or may be determined by one of them. In the conventional system, when the modulation method is BPSK and the coding rate is 1/2, the data rate is 6 Mbps. On the other hand, when the modulation method is BPSK and the coding rate is 3/4, the data rate is 9 Mbps.

図２は、本発明の実施例に係る通信システム１００の構成を示す。通信システム１００は、送信装置１０、受信装置５０を含む。また、送信装置１０は、アンテナ１２と総称される第１アンテナ１２ａ、第２アンテナ１２ｂ、第３アンテナ１２ｃ、第４アンテナ１２ｄを含み、受信装置５０は、アンテナ１４と総称される第１アンテナ１４ａ、第２アンテナ１４ｂ、第３アンテナ１４ｃ、第４アンテナ１４ｄを含む。   FIG. 2 shows a configuration of the communication system 100 according to the embodiment of the present invention. The communication system 100 includes a transmission device 10 and a reception device 50. The transmission device 10 includes a first antenna 12a, a second antenna 12b, a third antenna 12c, and a fourth antenna 12d, which are collectively referred to as an antenna 12, and the reception device 50 is a first antenna 14a, which is collectively referred to as an antenna 14. , Second antenna 14b, third antenna 14c, and fourth antenna 14d.

通信システム１００の構成として、ＭＩＭＯシステムの概略を説明する。パケット信号は、送信装置１０から受信装置５０に送信される。送信装置１０は、第１アンテナ１２ａから第４アンテナ１２ｄのそれぞれから、複数の系列のデータをそれぞれ送信する。その結果、データレートが高速になる。受信装置５０は、第１アンテナ１４ａから第４アンテナ１４ｄによって、複数の系列のデータを受信する。さらに、受信装置５０は、アダプティブアレイ処理によって、受信したデータを分離して、複数の系列のデータを独立に復調する。   As a configuration of the communication system 100, an outline of a MIMO system will be described. The packet signal is transmitted from the transmission device 10 to the reception device 50. The transmitting apparatus 10 transmits a plurality of series of data from each of the first antenna 12a to the fourth antenna 12d. As a result, the data rate is increased. The receiving device 50 receives a plurality of series of data by the first antenna 14a to the fourth antenna 14d. Furthermore, the receiving device 50 separates the received data by adaptive array processing and independently demodulates a plurality of series of data.

ここで、アンテナ１２の本数は「４」であり、アンテナ１４の本数も「４」であるので、アンテナ１２とアンテナ１４の間の伝送路の組合せは「１６」になる。第ｉアンテナ１２ｉから第ｊアンテナ１４ｊとの間の伝送路特性をｈｉｊと示す。図中において、第１アンテナ１２ａと第１アンテナ１４ａとの間の伝送路特性がｈ１１、第１アンテナ１２ａから第２アンテナ１４ｂとの間の伝送路特性がｈ１２、第２アンテナ１２ｂと第１アンテナ１４ａとの間の伝送路特性がｈ２１、第２アンテナ１２ｂから第２アンテナ１４ｂとの間の伝送路特性がｈ２２、第４アンテナ１２ｄから第４アンテナ１４ｄとの間の伝送路特性がｈ４４と示されている。なお、これら以外の伝送路は、図の明瞭化のために省略する。   Here, since the number of antennas 12 is “4” and the number of antennas 14 is also “4”, the combination of transmission paths between the antennas 12 and 14 is “16”. A transmission path characteristic between the i-th antenna 12i and the j-th antenna 14j is denoted by hij. In the figure, the transmission line characteristic between the first antenna 12a and the first antenna 14a is h11, the transmission line characteristic between the first antenna 12a and the second antenna 14b is h12, the second antenna 12b and the first antenna. 14a, the transmission path characteristic between the second antenna 12b and the second antenna 14b is h22, and the transmission path characteristic between the fourth antenna 12d and the fourth antenna 14d is h44. Has been. Note that transmission lines other than these are omitted for the sake of clarity.

図３（ａ）−（ｃ）は、通信システム１００におけるパケットフォーマットを示す。図３（ａ）は、系列の数が「４」である場合に対応し、図３（ｂ）は、系列の数が「３」である場合に対応し、図３（ｃ）は、系列の数が「２」である場合に対応する。図３（ａ）では、４つの系列に含まれたデータが、送信の対象とされるものとし、第１から第４の系列に対応したパケットフォーマットが上段から下段に順に示される。   3A to 3C show packet formats in the communication system 100. FIG. 3A corresponds to the case where the number of series is “4”, FIG. 3B corresponds to the case where the number of series is “3”, and FIG. 3C corresponds to the case where the number of series is “3”. This corresponds to the case where the number of is “2”. In FIG. 3A, it is assumed that data included in the four sequences is to be transmitted, and packet formats corresponding to the first to fourth sequences are shown in order from the top to the bottom.

第１の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」等が配置される。「Ｌ−ＳＴＦ」、「Ｌ−ＬＴＦ」、「Ｌ−ＳＩＧ」、「ＨＴ−ＳＩＧ」は、従来システムに対応したＡＧＣ設定用の既知信号、伝送路推定用の既知信号、制御信号、ＭＩＭＯシステムに対応した制御信号にそれぞれ相当する。ＭＩＭＯシステムに対応した制御信号には、例えば、系列の数に関する情報やデータ信号の宛先が含まれている。「ＨＴ−ＳＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」は、ＭＩＭＯシステムに対応したＡＧＣ設定用の既知信号、伝送路推定用の既知信号に相当する。一方、「データ１」は、データ信号である。また、前述のごとく、「データ１」等の中に、パイロット信号が含まれる。   In the packet signal corresponding to the first stream, “L-STF”, “HT-LTF”, and the like are arranged as preamble signals. “L-STF”, “L-LTF”, “L-SIG”, “HT-SIG” are known signals for AGC setting, known signals for transmission path estimation, control signals, MIMO systems corresponding to conventional systems Correspond to the control signals corresponding to. The control signal corresponding to the MIMO system includes, for example, information on the number of sequences and the destination of the data signal. “HT-STF” and “HT-LTF” correspond to a known signal for AGC setting and a known signal for channel estimation corresponding to the MIMO system. On the other hand, “data 1” is a data signal. Further, as described above, the pilot data is included in “data 1” and the like.

また、第２の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ（−５０ｎｓ）」と「ＨＴ−ＬＴＦ（−４００ｎｓ）」等が配置される。また、第３の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ（−１００ｎｓ）」と「ＨＴ−ＬＴＦ（−２００ｎｓ）」等が配置される。また、第４の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ（−１５０ｎｓ）」と「ＨＴ−ＬＴＦ（−６００ｎｓ）」等が配置される。   Also, in the packet signal corresponding to the second stream, “L-STF (−50 ns)”, “HT-LTF (−400 ns)” and the like are arranged as preamble signals. Further, in the packet signal corresponding to the third stream, “L-STF (−100 ns)”, “HT-LTF (−200 ns)”, and the like are arranged as preamble signals. In the packet signal corresponding to the fourth stream, “L-STF (−150 ns)”, “HT-LTF (−600 ns)”, and the like are arranged as preamble signals.

ここで、「−４００ｎｓ」等は、ＣＤＤ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）におけるタイミングシフト量を示す。ＣＤＤとは、所定の区間において、時間領域の波形をシフト量だけ後方にシフトさせ、所定の区間の最後部から押し出された波形を所定の区間の先頭部分に循環的に配置させる処理である。すなわち、「Ｌ−ＳＴＦ（−５０ｎｓ）」には、「Ｌ−ＳＴＦ」に対して、−５０ｎｓの遅延量にて循環的なタイミングシフトがなされている。なお、Ｌ−ＳＴＦとＨＴ−ＳＴＦは、８００ｎｓの期間の繰り返しによって構成され、その他のＨＴ−ＬＴＦ等は、３．２μｓの期間の繰り返しによって構成されているものとする。ここで「データ１」から「データ４」にもＣＤＤがなされており、タイミングシフト量は、前段に配置されたＨＴ−ＬＴＦでのタイミングシフト量と同一の値である。   Here, “−400 ns” or the like indicates a timing shift amount in CDD (Cyclic Delay Diversity). CDD is a process in which a waveform in the time domain is shifted backward by a shift amount in a predetermined section, and a waveform pushed out from the last part of the predetermined section is cyclically arranged at the head portion of the predetermined section. That is, “L-STF (−50 ns)” is cyclically shifted with a delay amount of −50 ns with respect to “L-STF”. Note that L-STF and HT-STF are configured by repetition of a period of 800 ns, and other HT-LTFs and the like are configured by repetition of a period of 3.2 μs. Here, “data 1” to “data 4” are also CDDed, and the timing shift amount is the same value as the timing shift amount in the HT-LTF arranged in the preceding stage.

また、第１の系列において、ＨＴ−ＬＴＦが、先頭から「ＨＴ−ＬＴＦ」、「−ＨＴ−ＬＴＦ」、「ＨＴ−ＬＦＴ」、「−ＨＴ−ＬＴＦ」の順に配置されている。ここで、これらを順に、すべての系列において「第１成分」、「第２成分」、「第３成分」、「第４成分」と呼ぶ。すべての系列の受信信号に対して、第１成分−第２成分＋第３成分−第４成分の演算を行えば、受信装置において、第１の系列に対する所望信号が抽出される。また、すべての系列の受信信号に対して、第１成分＋第２成分＋第３成分＋第４成分の演算を行えば、受信装置において、第２の系列に対する所望信号が抽出される。また、すべての系列の受信信号に対して、第１成分−第２成分−第３成分＋第４成分の演算を行えば、受信装置において、第３の系列に対する所望信号が抽出される。また、すべての系列の受信信号に対して、第１成分＋第２成分−第３成分−第４成分の演算を行えば、受信装置において、第４の系列に対する所望信号が抽出される。これらは、所定の成分の符号の組合せが系列間において直交関係を有していることに相当する。なお、加減処理は、ベクトル演算にて実行される。   In the first stream, HT-LTFs are arranged in the order of “HT-LTF”, “−HT-LTF”, “HT-LFT”, and “−HT-LTF” from the top. Here, these are sequentially referred to as “first component”, “second component”, “third component”, and “fourth component” in all series. If the calculation of the first component-second component + third component-fourth component is performed on all series of received signals, the receiving apparatus extracts a desired signal for the first series. Further, if the calculation of the first component + second component + third component + fourth component is performed on all series of received signals, the receiving apparatus extracts a desired signal for the second series. Further, if the calculation of the first component-second component-third component + fourth component is performed on all series of received signals, the receiving apparatus extracts a desired signal for the third series. Also, if the calculation of the first component + second component−third component−fourth component is performed on the received signals of all sequences, the desired signal for the fourth sequence is extracted in the receiving apparatus. These correspond to the combination of codes of predetermined components having an orthogonal relationship between sequences. The addition / subtraction process is executed by vector calculation.

「Ｌ−ＬＴＦ」から「ＨＴ−ＳＩＧ」等までの部分には、従来システムと同様に、「５２」サブキャリアが使用される。なお、「５２」サブキャリアのうちの「４」サブキャリアがパイロット信号に相当する。一方、「ＨＴ−ＬＴＦ」等以降の部分は、「５６」サブキャリアを使用する。   In the part from “L-LTF” to “HT-SIG” and the like, “52” subcarriers are used as in the conventional system. Of the “52” subcarriers, “4” subcarriers correspond to pilot signals. On the other hand, “56” subcarriers are used in the subsequent parts such as “HT-LTF”.

図３（ａ）において、「ＨＴ−ＬＴＦ」の符号は、以下のように規定されている。第１の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「−」、「＋」、「−」の順に並べられ、第２の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「＋」、「＋」の順に並べられ、第３の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「−」、「−」、「＋」の順に並べられ、第４の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「−」、「−」の順に並べられている。しかしながら、符号は、以下のように規定されていてもよい。第１の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「−」、「＋」、「＋」の順に並べられ、第２の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「−」、「＋」の順に並べられ、第３の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「＋」、「−」の順に並べられ、第４の系列の先頭から順に、符号は「−」、「＋」、「＋」、「＋」の順に並べられる。このような符号であっても、所定の成分の符号の組合せが系列間において直交関係を有していることに相当する。   In FIG. 3A, the sign of “HT-LTF” is defined as follows. The codes are arranged in the order of “+”, “−”, “+”, “−” in order from the top of the first sequence, and the codes are “+”, “+”, “+” in order from the top of the second sequence. Arranged in the order of “+” and “+”, the codes are arranged in the order of “+”, “−”, “−” and “+” in order from the top of the third series, and from the top of the fourth series. In order, the codes are arranged in the order of “+”, “+”, “−”, and “−”. However, the code | symbol may be prescribed | regulated as follows. The codes are arranged in the order of “+”, “−”, “+”, “+” in order from the top of the first sequence, and the codes are “+”, “+”, “+” in order from the top of the second sequence. Arranged in the order of “−” and “+”, the codes are arranged in the order of “+”, “+”, “+”, “−” in order from the top of the third series, and from the top of the fourth series. In order, the symbols are arranged in the order of “−”, “+”, “+”, “+”. Even such a code corresponds to a combination of codes of predetermined components having an orthogonal relationship between sequences.

図３（ｂ）は、図３（ａ）の第１の系列から第３の系列に相当する。図３（ｃ）は、図３（ａ）に示したパケットフォーマットのうちの第１系列と第２系列に類似している。ここで、図３（ｂ）の「ＨＴ−ＬＴＦ」の配置が、図３（ａ）の「ＨＴ−ＬＴＦ」の配置と異なっている。すなわち、ＨＴ−ＬＴＦには、第１成分と第２成分だけが含まれている。第１の系列において、ＨＴ−ＬＴＦが、先頭から「ＨＴ−ＬＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」の順に配置され、第２の系列において、ＨＴ−ＬＴＦが、先頭から「ＨＴ−ＬＴＦ」、「−ＨＴ−ＬＴＦ」の順に配置されている。すべての系列の受信信号に対して、第１成分＋第２成分の演算を行えば、受信装置において、第１の系列に対する所望信号が抽出される。また、すべての系列の受信信号に対して、第１成分−第２成分の演算を行えば、受信装置において、第２の系列に対する所望信号が抽出される。これらも、前述のごとく、直交関係といえる。   FIG. 3B corresponds to the first to third series in FIG. FIG. 3C is similar to the first series and the second series in the packet format shown in FIG. Here, the arrangement of “HT-LTF” in FIG. 3B is different from the arrangement of “HT-LTF” in FIG. That is, the HT-LTF includes only the first component and the second component. In the first sequence, HT-LTFs are arranged in the order of “HT-LTF” and “HT-LTF” from the top, and in the second sequence, HT-LTFs are arranged from the top to “HT-LTF”, “− They are arranged in the order of “HT-LTF”. If the calculation of the first component + the second component is performed on the reception signals of all sequences, the reception device extracts the desired signal for the first sequence. Also, if the first component-second component calculation is performed on all series of received signals, the receiving apparatus extracts a desired signal for the second series. These can also be said to be orthogonal as described above.

図４は、受信装置５０の構成を示す。受信装置５０は、アンテナ１４と総称される第１アンテナ１４ａ、第２アンテナ１４ｂ、第４アンテナ１４ｄ、ＲＦ部１６と総称される第１ＲＦ部１６ａ、第２ＲＦ部１６ｂ、第４ＲＦ部１６ｄ、信号処理部１８、復調部１５０、結合部２０、制御部２２を含む。また、信号として、時間領域信号２００と総称される第１時間領域信号２００ａ、第２時間領域信号２００ｂ、第４時間領域信号２００ｄ、２段目合成信号２０２と総称される第１−２段目合成信号２０２ａ、第２−２段目合成信号２０２ｂ、第３−２段目合成信号２０２ｃを含む。   FIG. 4 shows the configuration of the receiving device 50. The receiving device 50 includes a first antenna 14a, a second antenna 14b, a fourth antenna 14d, which are collectively referred to as an antenna 14, and a first RF unit 16a, a second RF unit 16b, a fourth RF unit 16d, which are collectively referred to as an RF unit 16, and signal processing. Section 18, demodulator 150, coupler 20, and controller 22. In addition, as a signal, a first time stage signal 200a, a second time domain signal 200b, a fourth time domain signal 200d, which are collectively referred to as a time domain signal 200, and a first to second stage, which are collectively referred to as a second stage synthesized signal 202 It includes a synthesized signal 202a, a second-second stage synthesized signal 202b, and a third-second stage synthesized signal 202c.

アンテナ１４は、複数備えられており、マルチキャリア信号をそれぞれ受信する。前述のごとく、受信されるマルチキャリア信号は、図３（ａ）−（ｃ）のごとく、パケット信号を構成し、パケット信号の前方にはプリアンブル信号が配置されている。例えば、ここでは、希望信号として、図３（ｂ）に示されたパケット信号、つまり３つの系列にて構成された信号を受信する。また、アンテナ１４は、希望信号以外に非希望信号も受信する。   A plurality of antennas 14 are provided and receive multicarrier signals, respectively. As described above, the received multicarrier signal constitutes a packet signal as shown in FIGS. 3A to 3C, and a preamble signal is arranged in front of the packet signal. For example, here, as the desired signal, the packet signal shown in FIG. 3B, that is, a signal composed of three sequences is received. The antenna 14 also receives undesired signals in addition to desired signals.

ＲＦ部１６は、アンテナ１４によって受信した無線周波数の信号を周波数変換し、ベースバンドの信号を導出する。ＲＦ部１６は、ベースバンドの信号を時間領域信号２００として信号処理部１８に出力する。一般的に、ベースバンドの信号は、同相成分と直交成分によって形成されるので、ふたつの信号線によって伝送されるべきであるが、ここでは、図を明瞭にするためにひとつの信号線だけを示すものとする。また、ＲＦ部１６には、ＡＧＣやＡ／Ｄ変換部も含まれる。ＡＧＣは、「Ｌ−ＳＴＦ」、「ＨＴ−ＳＴＦ」において増幅率を設定する。   The RF unit 16 converts a radio frequency signal received by the antenna 14 to derive a baseband signal. The RF unit 16 outputs the baseband signal to the signal processing unit 18 as the time domain signal 200. In general, baseband signals are formed by in-phase and quadrature components, so they should be transmitted by two signal lines. Here, for clarity of illustration, only one signal line is used. Shall be shown. The RF unit 16 also includes an AGC and an A / D conversion unit. The AGC sets the amplification factor in “L-STF” and “HT-STF”.

信号処理部１８は、複数の時間領域信号２００をそれぞれ周波数領域に変換し、変換した信号に対してアダプティブアレイ処理を実行する。信号処理部１８は、アダプティブアレイ信号処理の結果を２段目合成信号２０２として出力する。ひとつの２段目合成信号２０２が、送信された複数の系列のそれぞれに相当する。なお、前述のごとく、信号処理部１８は、アダプティブアレイ処理として、２段階のアレイ合成処理を実行する。２段階のアレイ合成処理の詳細は後述するが、最初のアレイ合成処理は、非希望信号だけを受信する場合に、ウエイトベクトルを生成し、非希望信号に加えて希望信号も受信する場合に、合成処理を実行する。   The signal processing unit 18 converts each of the plurality of time domain signals 200 into the frequency domain, and performs adaptive array processing on the converted signals. The signal processing unit 18 outputs the result of the adaptive array signal processing as the second-stage synthesized signal 202. One second-stage composite signal 202 corresponds to each of a plurality of transmitted sequences. As described above, the signal processing unit 18 performs two-stage array synthesis processing as adaptive array processing. The details of the two-stage array synthesis process will be described later. The first array synthesis process generates a weight vector when receiving only an undesired signal, and receives a desired signal in addition to the undesired signal. Perform the synthesis process.

また、次のアレイ合成処理は、非希望信号に加えて希望信号も受信する場合に、ウエイトベクトルを生成しながら、最初のアレイ処理での合成結果に対して、合成処理を実行する。ここで、周波数領域の信号である２段目合成信号２０２は、図１のごとく、複数のサブキャリアの成分を含むものとする。図を明瞭にするために、周波数領域の信号は、サブキャリア番号の順番に並べられて、シリアル信号を形成しているものとする。   In the next array synthesis process, when a desired signal is received in addition to an undesired signal, a synthesis process is performed on the synthesis result in the first array process while generating a weight vector. Here, the second-stage synthesized signal 202, which is a frequency domain signal, includes a plurality of subcarrier components as shown in FIG. For the sake of clarity, it is assumed that the frequency domain signals are arranged in the order of subcarrier numbers to form a serial signal.

図５は、周波数領域の信号の構成を示す。ここで、図１に示したサブキャリア番号「−２８」から「２８」のひとつの組合せを「ＯＦＤＭシンボル」というものとする。「ｉ」番目のＯＦＤＭシンボルは、サブキャリア番号「１」から「２８」、サブキャリア番号「−２８」から「−１」の順番にサブキャリア成分を並べているものとする。また、「ｉ」番目のＯＦＤＭシンボルの前に、「ｉ−１」番目のＯＦＤＭシンボルが配置され、「ｉ」番目のＯＦＤＭシンボルの後ろに、「ｉ＋１」番目のＯＦＤＭシンボルが配置されているものとする。なお、図３（ａ）等の「Ｌ−ＳＩＧ」等の部分では、ひとつの「ＯＦＤＭシンボル」に対して、サブキャリア番号「−２６」から「２６」の組合せが使用される。   FIG. 5 shows the structure of a signal in the frequency domain. Here, one combination of subcarrier numbers “−28” to “28” shown in FIG. 1 is referred to as an “OFDM symbol”. In the “i” th OFDM symbol, subcarrier components are arranged in the order of subcarrier numbers “1” to “28” and subcarrier numbers “−28” to “−1”. Also, the “i−1” th OFDM symbol is arranged before the “i” th OFDM symbol, and the “i + 1” th OFDM symbol is arranged after the “i” th OFDM symbol. And In the part such as “L-SIG” in FIG. 3A and the like, a combination of subcarrier numbers “−26” to “26” is used for one “OFDM symbol”.

図４に戻る。復調部１５０は、信号処理部１８からの２段目合成信号２０２に対して、系列単位に復調を実行する。なお、復調は、サブキャリア単位でなされる。復調部１５０は、復調結果を結合部２０に出力する。結合部２０は、復調部１５０からの復調結果に対して、デインタリーブを実行する。また、結合部２０は、デインタリーブした信号を合成し、ひとつのデータストリームを形成する。さらに、結合部２０は、ひとつのデータストリームを復号する。結合部２０は、復号したデータストリームを出力する。ここで、符号化の一例は、たたみ込み符号化であり、復号の一例は、ビタビ復号であるとする。制御部２２は、受信装置５０のタイミング等を制御する。   Returning to FIG. The demodulator 150 demodulates the second-stage synthesized signal 202 from the signal processor 18 on a sequence basis. Note that demodulation is performed in units of subcarriers. Demodulation section 150 outputs the demodulation result to combining section 20. The combining unit 20 performs deinterleaving on the demodulation result from the demodulation unit 150. The combining unit 20 combines the deinterleaved signals to form one data stream. Further, the combining unit 20 decodes one data stream. The combining unit 20 outputs the decoded data stream. Here, an example of encoding is convolutional encoding, and an example of decoding is Viterbi decoding. The control unit 22 controls the timing of the receiving device 50 and the like.

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされた通信機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。   This configuration can be realized in terms of hardware by a CPU, memory, or other LSI of any computer, and in terms of software, it is realized by a program having a communication function loaded in the memory. Describes functional blocks realized by collaboration. Accordingly, those skilled in the art will understand that these functional blocks can be realized in various forms by hardware only, software only, or a combination thereof.

図６は、信号処理部１８の構成を示す。信号処理部１８は、ＦＦＴ部７４、第１アレイ処理部１５２、第２アレイ処理部１５４を含む。また、信号として、１段目合成信号２０４と総称される第１−１段目合成信号２０４ａ、第２−１段目合成信号２０４ｂ、第３−１段目合成信号２０４ｃを含む。   FIG. 6 shows the configuration of the signal processing unit 18. The signal processing unit 18 includes an FFT unit 74, a first array processing unit 152, and a second array processing unit 154. Further, the signal includes a first-first stage synthesized signal 204a, a 2-1st stage synthesized signal 204b, and a third-first stage synthesized signal 204c, which are collectively referred to as a first stage synthesized signal 204.

ＦＦＴ部７４は、図示しない複数のアンテナ１４のそれぞれにおいて受信した信号を時間領域信号２００として入力する。ここで、ＦＦＴ部７４は、非希望信号を入力しながら、所定の期間にわたって希望信号も入力する。ＦＦＴ部７４は、時間領域信号２００に対してＦＦＴを実行することによって、時間領域信号２００を周波数領域の値に変換する。そのため、周波数領域の値は、図５のように構成されているものとする。すなわち、ひとつの時間領域信号２００に対する周波数領域の値は、ひとつの信号線にて出力される。また、ＦＦＴ部７４がＦＦＴを実行するためのＦＦＴウインドウは、図示しない制御部２２によって指示されるものとする。希望信号が受信されている場合（以下、「受信タイミング」という）、ＦＦＴ部７４は、図３（ｃ）に適したＦＦＴウインドウ、つまり各ＯＦＤＭシンボルを抽出するようなＦＦＴウインドウにてＦＦＴを実行すべきである。   The FFT unit 74 inputs a signal received by each of the plurality of antennas 14 (not shown) as the time domain signal 200. Here, the FFT unit 74 inputs the desired signal over a predetermined period while inputting the undesired signal. The FFT unit 74 converts the time domain signal 200 into a frequency domain value by performing FFT on the time domain signal 200. Therefore, it is assumed that the frequency domain values are configured as shown in FIG. That is, the frequency domain value for one time domain signal 200 is output on one signal line. It is assumed that the FFT window for the FFT unit 74 to execute the FFT is instructed by the control unit 22 (not shown). When a desired signal is received (hereinafter referred to as “reception timing”), the FFT unit 74 performs FFT in an FFT window suitable for FIG. 3C, that is, an FFT window for extracting each OFDM symbol. Should.

そのため、図示しない制御部２２は、公知の技術を利用しながら、ＦＦＴウインドウを設定する。一方、希望信号が受信されておらず、非希望信号が受信されている場合（以下、「干渉タイミング」という）、ＦＦＴ部７４にとって適したタイミングが存在しないので、制御部２２は、ＦＦＴ部７４に任意のＦＦＴウインドウを指示する。以上の処理の結果、ＦＦＴ部７４は、干渉タイミングにおいて、任意のＦＦＴウインドウによるＦＦＴを実行し、受信タイミングにおいて、受信に適したＦＦＴウインドウによるＦＦＴを実行する。干渉タイミングから受信タイミングに切りかわるとき、ＦＦＴ部７４は、制御部２２からの指示にしたがって、ＦＦＴウインドウの変更を行う。   Therefore, the control unit 22 (not shown) sets the FFT window using a known technique. On the other hand, when the desired signal is not received and the undesired signal is received (hereinafter referred to as “interference timing”), there is no timing suitable for the FFT unit 74, so the control unit 22 determines that the FFT unit 74 To any FFT window. As a result of the above processing, the FFT unit 74 performs FFT by an arbitrary FFT window at the interference timing, and performs FFT by an FFT window suitable for reception at the reception timing. When switching from the interference timing to the reception timing, the FFT unit 74 changes the FFT window in accordance with an instruction from the control unit 22.

第１アレイ処理部１５２は、前述した最初のアレイ合成処理を実行する。第１アレイ処理部１５２は、干渉タイミングにおいて、ＦＦＴ部７４において変換された周波数領域の値に対して、ウエイトベクトルを導出する。なお、第１アレイ処理部１５２は、４つの周波数領域の値をＦＦＴ部７４から入力する。ここで、ひとつの周波数領域値は、図示しないひとつのアンテナ１４に対応しており、ひとつの周波数領域の値は、図５のごとく、複数のサブキャリアの値を含むように形成されている。そのため、第１アレイ処理部１５２は、アンテナ１４の数を成分の数として有したウエイトベクトルをサブキャリアの数だけ生成する。   The first array processing unit 152 executes the first array combining process described above. The first array processing unit 152 derives a weight vector for the frequency domain value converted by the FFT unit 74 at the interference timing. The first array processing unit 152 inputs four frequency domain values from the FFT unit 74. Here, one frequency domain value corresponds to one antenna 14 (not shown), and one frequency domain value is formed to include a plurality of subcarrier values as shown in FIG. Therefore, the first array processing unit 152 generates weight vectors having the number of antennas 14 as the number of components, as many as the number of subcarriers.

以下では、説明の明瞭化のために、このようなウエイトベクトルのグループを「ウエイトベクトル」という。さらに、第１アレイ処理部１５２は、別の種類のウエイトベクトルも生成しており、全体では、アンテナ１４の数よりも少ない数の種類のウエイトベクトルを生成する。ここで、各ウエイトベクトルは、非希望信号と直交したベクトルに近づくようなウエイトベクトルであり、かつ互いに直交している。このようなウエイトベクトルの生成は、後述のようになされる。なお、干渉タイミングの期間が長い場合、第１アレイ処理部１５２は、ウエイトベクトルの導出を適宜実行し、所定のタイミングにて新たな複数種類のウエイトベクトルを生成してもよい。   Hereinafter, for the sake of clarity, such a group of weight vectors is referred to as a “weight vector”. Furthermore, the first array processing unit 152 also generates another type of weight vector, and generates a number of types of weight vectors smaller than the number of antennas 14 as a whole. Here, each weight vector is a weight vector that approaches a vector orthogonal to the undesired signal and is orthogonal to each other. Such weight vectors are generated as described later. If the period of the interference timing is long, the first array processing unit 152 may appropriately derive weight vectors and generate a plurality of new types of weight vectors at a predetermined timing.

また、第１アレイ処理部１５２は、受信タイミングにおいて、既に導出したウエイトベクトルを使用することによって、ＦＦＴ部７４において変換された周波数領域の値と、ウエイトベクトルとの合成処理を実行する。合成結果は、１段目合成信号２０４として出力される。なお、ウエイトベクトルは、アンテナ１４よりも少ない数の種類だけ生成されているので、１段目合成信号２０４の数も、アンテナ１４よりも少ない数になる。ここでは、３つの１段目合成信号２０４が生成される。また、ひとつの１段目合成信号２０４も、図５のごとく形成されている。   In addition, the first array processing unit 152 uses the weight vector already derived at the reception timing to execute a synthesis process of the value of the frequency domain converted by the FFT unit 74 and the weight vector. The synthesis result is output as the first stage synthesis signal 204. Since the number of weight vectors generated is smaller than that of the antenna 14, the number of first-stage synthesized signals 204 is also smaller than that of the antenna 14. Here, three first-stage synthesized signals 204 are generated. Further, one first-stage synthesized signal 204 is also formed as shown in FIG.

なお、前述のごとく、干渉タイミングと受信タイミングとにおいて、ＦＦＴ部７４でのＦＦＴウインドウのタイミングが異なっている。そのため、干渉タイミングにおいて生成したウエイトベクトルは、受信タイミングにおいて適したものではなくなる。より詳細に説明すると、干渉タイミングにおいて生成したウエイトベクトルは、受信タイミングにおいて適したウエイトベクトルに対して位相回転している。しかしながら、干渉タイミングと受信タイミングでのＦＦＴウィンドウの差異による生成したウエイトベクトルと最適なウエイトベクトルとの位相差は、同じサブキャリアであれば、ウエイトベクトルのすべての成分に対して同一である。したがって、受信ウエイトベクトルをサブキャリアごとに独立に導出しているシステムの場合、干渉タイミングにおいて導出したウエイトベクトルをそのまま受信タイミングにおいて使用してもよい。   As described above, the timing of the FFT window in the FFT unit 74 differs between the interference timing and the reception timing. Therefore, the weight vector generated at the interference timing is not suitable at the reception timing. More specifically, the weight vector generated at the interference timing is phase rotated with respect to the weight vector suitable at the reception timing. However, the phase difference between the generated weight vector and the optimum weight vector due to the difference between the FFT window at the interference timing and the reception timing is the same for all components of the weight vector if they are the same subcarrier. Therefore, in the case of a system in which the reception weight vector is derived independently for each subcarrier, the weight vector derived at the interference timing may be used as it is at the reception timing.

第２アレイ処理部１５４は、前述した次のアレイ合成処理を実行する。第２アレイ処理部１５４は、受信タイミングにおいて、１段目合成信号２０４を受けつけ、１段目合成信号２０４に対するウエイトベクトルを生成する。第２アレイ処理部１５４は、１段目合成信号２０４の数を成分の数として有したウエイトベクトルをサブキャリアの数だけ導出する。以下では、説明の明瞭化のために、このようなウエイトベクトルのグループを「ウエイトベクトル」という。また、第２アレイ処理部１５４は、パケット信号を構成している系列の数に応じた種類のウエイトベクトルを生成する。ここでは、図３（ｃ）のごとく、３つの系列によってパケット信号が形成されているので、第２アレイ処理部１５４は、３種類のウエイトベクトルを生成する。また、第２アレイ処理部１５４は、導出したウエイトベクトルを使用することによって、１段目合成信号２０４と、ウエイトベクトルとの合成処理を実行する。合成結果は、２段目合成信号２０２として出力される。   The second array processing unit 154 executes the next array combining process described above. The second array processing unit 154 receives the first-stage synthesized signal 204 at the reception timing and generates a weight vector for the first-stage synthesized signal 204. Second array processing section 154 derives a weight vector having the number of first-stage composite signals 204 as the number of components, by the number of subcarriers. Hereinafter, for the sake of clarity, such a group of weight vectors is referred to as a “weight vector”. Further, the second array processing unit 154 generates a type of weight vector corresponding to the number of sequences constituting the packet signal. Here, as shown in FIG. 3C, since the packet signal is formed by three sequences, the second array processing unit 154 generates three types of weight vectors. In addition, the second array processing unit 154 uses the derived weight vector to perform a combining process between the first-stage combined signal 204 and the weight vector. The synthesis result is output as the second stage synthesis signal 202.

図７は、第１アレイ処理部１５２の構成を示す。第１アレイ処理部１５２は、合成部１６０と総称される第１合成部１６０ａ、第２合成部１６０ｂ、第３合成部１６０ｃ、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２を含む。また、合成部１６０は、乗算部１６４と総称される第１乗算部１６４ａ、第２乗算部１６４ｂ、第３乗算部１６４ｃ、第４乗算部１６４ｄ、加算部１６６を含む。   FIG. 7 shows the configuration of the first array processing unit 152. The first array processing unit 152 includes a first combining unit 160a, a second combining unit 160b, a third combining unit 160c, and a cancellation weight vector deriving unit 162, which are collectively referred to as a combining unit 160. The synthesis unit 160 includes a first multiplication unit 164a, a second multiplication unit 164b, a third multiplication unit 164c, a fourth multiplication unit 164d, and an addition unit 166, which are collectively referred to as the multiplication unit 164.

キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２は、周波数領域の値からウエイトベクトルを導出する。なお、ウエイトベクトルは、アンテナ１４より少ない数の種類の数、ここでは「３」種類だけ導出され、１種類のウエイトベクトルは、アンテナ１４の数に対応した要素をサブキャリア単位に有する。ここでは、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２におけるウエイトベクトルの生成処理を説明する。キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２には、アンテナ１４の数、つまり「４」つの周波数領域の値が入力され、各周波数領域の値には、サブキャリア数の成分が含まれる。つまり、ひとつのサブキャリアに対して、４つの値が入力されており、これは、４次元のベクトルに相当する。   The cancellation weight vector deriving unit 162 derives a weight vector from the frequency domain value. Note that the number of types of weight vectors is less than the number of antennas 14, and here, only “3” types are derived, and one type of weight vector has elements corresponding to the number of antennas 14 in units of subcarriers. Here, a weight vector generation process in the cancellation weight vector deriving unit 162 will be described. The cancellation weight vector deriving unit 162 receives the number of antennas 14, that is, “4” frequency domain values, and each frequency domain value includes a component of the number of subcarriers. That is, four values are input for one subcarrier, which corresponds to a four-dimensional vector.

キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２は、グラム−シュミット直交化法を使用しながら、４次元のベクトルに直交なベクトルを複数生成する。グラム−シュミット直交化法は、公知の技術であるので、詳細は省略するが、最大３つのベクトルが生成される。また、他のサブキャリアに対しても同様の処理が実行され、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２は、これらをまとめることによって、３種類のウエイトベクトルを導出する。つまり、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２は、複数のアンテナ１４の数の成分を有した非希望信号に対してベクトル直交化法を実行することによって、複数のアンテナ１４の数よりも少ない数のウエイトベクトルを導出する。なお、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２は、干渉タイミングにウエイトベクトルを導出し、受信タイミングにウエイトベクトルの導出を中止する。   The cancellation weight vector deriving unit 162 generates a plurality of vectors orthogonal to the four-dimensional vector while using the Gram-Schmidt orthogonalization method. Since the Gram-Schmidt orthogonalization method is a known technique, details are omitted, but a maximum of three vectors are generated. The same processing is executed for the other subcarriers, and the canceling weight vector deriving unit 162 derives three types of weight vectors by combining them. That is, the cancellation weight vector deriving unit 162 performs the vector orthogonalization method on the undesired signal having the number of components of the plurality of antennas 14, thereby reducing the number of weights smaller than the number of the plurality of antennas 14. Derive a vector. Note that the cancellation weight vector deriving unit 162 derives a weight vector at the interference timing and stops deriving the weight vector at the reception timing.

合成部１６０は、周波数領域の値と、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２からのウエイトベクトルとによって、合成を実行する。例えば、ひとつの乗算部１６４における乗算対象として、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２からのウエイトベクトルのうち、ひとつのサブキャリアに対応したウエイトであって、かつひとつの種類のウエイトベクトルに含まれたウエイトが選択される。選択されたウエイトは、アンテナ１４のそれぞれに対応した値を有する。   The synthesizer 160 performs synthesis by using the frequency domain value and the weight vector from the cancellation weight vector derivation unit 162. For example, the multiplication target in one multiplication unit 164 is a weight corresponding to one subcarrier among the weight vectors from the cancellation weight vector deriving unit 162 and included in one type of weight vector. Is selected. The selected weight has a value corresponding to each of the antennas 14.

また、別の乗算対象として、周波数領域の値のうち、ひとつのサブキャリアに対応した値が選択される。選択された値は、アンテナ１４のそれぞれに対応した値を有する。なお、選択されたウエイトと選択された値は、同一のサブキャリアに対応する。乗算部１６４は、乗算部１６４のそれぞれに対応づけられながら、選択されたウエイトと選択された値とを乗算する。また、加算部１６６は、乗算結果を加算することによって、ひとつの種類のウエイトベクトルのうちのひとつのサブキャリアに対応した値を導出する。第１合成部８０ａでは、以上の処理が他のサブキャリアに対しても実行され、ひとつの種類のウエイトベクトルに対応したデータが導出される。また、第２合成部１６０ｂから第３合成部１６０ｃでは、同様の処理によって、別の種類のウエイトベクトルに対応したデータがそれぞれ導出される。導出されたデータは、１段目合成信号２０４のそれぞれとして出力される。その結果、複数のアンテナ１４の数よりも少ない数の１段目合成信号２０４が生成される。   As another multiplication target, a value corresponding to one subcarrier is selected from values in the frequency domain. The selected value has a value corresponding to each of the antennas 14. Note that the selected weight and the selected value correspond to the same subcarrier. The multiplier 164 multiplies the selected weight and the selected value while being associated with each of the multipliers 164. Also, the adding unit 166 derives a value corresponding to one subcarrier of one type of weight vector by adding the multiplication results. In the first synthesizing unit 80a, the above processing is also performed for other subcarriers, and data corresponding to one type of weight vector is derived. In addition, in the second synthesis unit 160b to the third synthesis unit 160c, data corresponding to another type of weight vector is derived by the same process. The derived data is output as each of the first stage composite signal 204. As a result, the number of first stage combined signals 204 that is smaller than the number of the plurality of antennas 14 is generated.

図８は、第２アレイ処理部１５４の構成を示す。第２アレイ処理部１５４は、受信ウエイトベクトル導出部７６、合成部８０と総称される第１合成部８０ａ、第２合成部８０ｂ、第３合成部８０ｃを含む。また、合成部８０は、乗算部１７０と総称される第１乗算部１７０ａ、第２乗算部１７０ｂ、第３乗算部１７０ｃ、加算部１７２を含む。   FIG. 8 shows the configuration of the second array processing unit 154. The second array processing unit 154 includes a reception weight vector deriving unit 76, a first combining unit 80a, which is collectively referred to as a combining unit 80, a second combining unit 80b, and a third combining unit 80c. The synthesizing unit 80 includes a first multiplying unit 170a, a second multiplying unit 170b, a third multiplying unit 170c, and an adding unit 172, which are collectively referred to as the multiplying unit 170.

受信ウエイトベクトル導出部７６は、１段目合成信号２０４から、ウエイトベクトルを導出する。なお、ウエイトベクトルは、希望信号を構成する複数の系列のそれぞれに対応するように導出され、ひとつの系列に対するウエイトベクトルは、１段目合成信号２０４の数に対応した要素をサブキャリア単位に有する。つまり、受信ウエイトベクトル導出部７６は、希望信号の系列の数に応じた数のウエイトベクトルを導出する。また、複数の系列のそれぞれに対応したウエイトベクトルの導出には、適応アルゴリズムが使用されてもよく、あるいは伝送路特性が使用されてもよいが、これらの処理には、公知の技術が使用されればよいので、ここでは、説明を省略する。なお、受信ウエイトベクトル導出部７６は、ウエイトベクトルを導出する際に、前述のごとく、第１成分−第２成分＋第３成分−第４成分や第１成分＋第２成分等の演算を実行する。最終的に、前述のごとく、サブキャリア、１段目合成信号２０４、系列のそれぞれを単位にして、ウエイトが導出される。   The reception weight vector deriving unit 76 derives a weight vector from the first-stage synthesized signal 204. The weight vector is derived so as to correspond to each of a plurality of sequences constituting the desired signal, and the weight vector for one sequence has an element corresponding to the number of first-stage composite signals 204 in units of subcarriers. . That is, the reception weight vector deriving unit 76 derives a number of weight vectors corresponding to the number of desired signal sequences. An adaptive algorithm may be used to derive the weight vector corresponding to each of a plurality of sequences, or transmission path characteristics may be used. For these processes, known techniques are used. Therefore, the description is omitted here. As described above, the reception weight vector deriving unit 76 calculates the first component-second component + third component-fourth component, first component + second component, etc., as described above. To do. Finally, as described above, weights are derived in units of subcarriers, first-stage synthesized signal 204, and series.

合成部８０は、１段目合成信号２０４と、受信ウエイトベクトル導出部７６からのウエイトベクトルとによって、合成を実行する。例えば、ひとつの乗算部１７０における乗算対象として、受信ウエイトベクトル導出部７６からのウエイトベクトルのうち、ひとつのサブキャリアに対応したウエイトであって、かつひとつの系列に対応したウエイトが選択される。選択されたウエイトは、１段目合成信号２０４のそれぞれに対応した値を有する。   The synthesizer 80 synthesizes the first-stage synthesized signal 204 and the weight vector from the received weight vector derivation unit 76. For example, among the weight vectors from the reception weight vector deriving unit 76, the weight corresponding to one subcarrier and the weight corresponding to one sequence are selected as multiplication targets in one multiplication unit 170. The selected weight has a value corresponding to each of the first stage composite signal 204.

また、別の乗算対象として、１段目合成信号２０４のうち、ひとつのサブキャリアに対応した値が選択される。なお、選択されたウエイトと選択された値は、同一のサブキャリアに対応する。加算部１７２は、乗算部１７０のそれぞれに対応づけられながら、選択されたウエイトと選択された値とを乗算する。また、加算部１７２は、乗算結果を加算することによって、ひとつの系列のひとつのサブキャリアに対応した値を導出する。第１合成部８０ａでは、以上の処理が他のサブキャリアに対しても実行され、ひとつの系列に対応したデータが導出される。また、第２合成部８０ｂから第３合成部８０ｃでは、同様の処理によって、別の系列に対応したデータがそれぞれ導出される。導出されたデータは、２段目合成信号２０２のそれぞれとして出力される。   As another multiplication target, a value corresponding to one subcarrier is selected from the first-stage synthesized signal 204. Note that the selected weight and the selected value correspond to the same subcarrier. The adder 172 multiplies the selected weight and the selected value while being associated with each of the multipliers 170. In addition, the addition unit 172 derives a value corresponding to one subcarrier of one series by adding the multiplication results. In the first synthesizing unit 80a, the above processing is also performed for other subcarriers, and data corresponding to one series is derived. In the second synthesizing unit 80b to the third synthesizing unit 80c, data corresponding to another series is derived by the same processing. The derived data is output as each of the second-stage synthesized signal 202.

以上の構成による受信装置５０の動作を説明する。図９は、受信装置５０による受信処理の手順を示すフローチャートである。受信装置５０が、非希望信号を受信する（Ｓ１０）と、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２は、キャンセル用のウエイトベクトルを生成する（Ｓ１２）。また、合成部１６０は、キャンセル用のウエイトベクトルにてアレイ合成を実行する（Ｓ１４）。受信装置５０が希望信号を受信しなければ（Ｓ１６のＮ）、ステップ１０からの処理が繰り返し実行される。受信装置５０が希望信号を受信すれば（Ｓ１６のＹ）、受信ウエイトベクトル導出部７６は、受信用のウエイトベクトルを生成する（Ｓ１８）。また、合成部８０は、受信用のウエイトベクトルにてアレイ合成を実行する（Ｓ２０）。   The operation of the receiving apparatus 50 having the above configuration will be described. FIG. 9 is a flowchart illustrating a procedure of reception processing by the reception device 50. When the receiving device 50 receives an undesired signal (S10), the cancellation weight vector deriving unit 162 generates a cancellation weight vector (S12). The synthesizing unit 160 performs array synthesis using the cancel weight vector (S14). If the receiving device 50 does not receive the desired signal (N in S16), the processing from step 10 is repeatedly executed. If the receiving device 50 receives the desired signal (Y in S16), the reception weight vector deriving unit 76 generates a reception weight vector (S18). Further, the synthesizer 80 performs array synthesis using the reception weight vector (S20).

本発明の実施例によれば、最初のアレイ合成処理に、非希望信号と直交したベクトルに近づくようなウエイトベクトルを使用した後に、次のアレイ合成処理に、希望信号に対するウエイトベクトルを使用するので、非希望信号が存在する場合においても希望信号を正確に受信できる。また、最初のアレイ合成処理に、非希望信号と直交したベクトルに近づくようなウエイトベクトルを使用するので、非希望信号の影響を低減できる。また、次のアレイ合成処理に、希望信号に対するウエイトベクトルを使用するので、希望信号に対する受信特性を向上できる。また、最初のアレイ合成処理において、希望信号を入力している場合にウエイトベクトルの導出を中止するので、非希望信号を対象にしたウエイトベクトルを導出できる。また、最初のアレイ合成処理において、グラム−シュミット直交化法を実行するので、容易にウエイトベクトルを導出できる。また、次のアレイ合成処理において、希望信号の系列の数に応じた数のウエイトベクトルを使用するので、希望信号が複数の系列によって形成されていても、希望信号を再生できる。   According to the embodiment of the present invention, a weight vector that approaches a vector orthogonal to the undesired signal is used for the first array combining process, and then a weight vector for the desired signal is used for the next array combining process. Even when an undesired signal exists, the desired signal can be accurately received. In addition, since a weight vector that approaches a vector orthogonal to the undesired signal is used for the first array synthesis process, the influence of the undesired signal can be reduced. Further, since the weight vector for the desired signal is used in the next array synthesis process, the reception characteristic for the desired signal can be improved. Also, in the first array synthesis process, since the derivation of the weight vector is stopped when the desired signal is input, the weight vector for the undesired signal can be derived. In addition, since the Gram-Schmidt orthogonalization method is executed in the first array synthesis process, the weight vector can be easily derived. Further, since the number of weight vectors corresponding to the number of desired signal sequences is used in the next array synthesis processing, the desired signal can be reproduced even if the desired signal is formed of a plurality of sequences.

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。   In the above, this invention was demonstrated based on the Example. This embodiment is an exemplification, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to the combination of each component and each processing process, and such modifications are also within the scope of the present invention. .

本発明の実施例において、通信システム１００は、マルチキャリア信号を処理の対象としている。しかしながらこれに限らず例えば、通信システム１００は、シングルキャリア信号を処理の対象としてもよい。シングルキャリアシステムの場合、干渉を無変調波と仮定すると、干渉波の応答ベクトルを求めたサンプリングタイミングと、所望波を受信するサンプリングタイミングが異なっていても、生成したウエイトベクトルと最適なウエイトベクトルの位相差はウエイトベクトルの全ての成分に対して同一になる。そのため、生成したウエイトベクトルをそのまま受信サンプリングタイミングにおいて使用してもよい。また、本発明の実施例において、通信システム１００は、ＭＩＭＯシステムであるとした。しかしながらこれに限らず例えば、通信システム１００は、従来システムであってもよい。本変形例によれば、さまざまな通信システムに本発明を適用できる。   In the embodiment of the present invention, the communication system 100 targets multicarrier signals. However, the present invention is not limited to this. For example, the communication system 100 may process a single carrier signal. In the case of a single carrier system, assuming that the interference is an unmodulated wave, the generated weight vector and the optimum weight vector are different even if the sampling timing for obtaining the response vector of the interference wave is different from the sampling timing for receiving the desired wave. The phase difference is the same for all components of the weight vector. Therefore, the generated weight vector may be used as it is at the reception sampling timing. In the embodiment of the present invention, the communication system 100 is a MIMO system. However, the present invention is not limited to this. For example, the communication system 100 may be a conventional system. According to this modification, the present invention can be applied to various communication systems.

また、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２は、受信機側で複数のＦＦＴウインドウのタイミングおよび複数のサンプリングタイミングにおける干渉波の応答ベクトルをそれぞれ導出し、各タイミングのそれぞれに対する干渉成分を軽減するようなウエイトベクトルを導出する。さらに、キャンセル用ウエイトベクトル導出部１６２は、所望信号の受信タイミングに合わせて第１アレイ処理部１５２に適用すべきウエイトベクトルを選択してもよい。   Further, the cancellation weight vector deriving unit 162 derives the interference wave response vectors at the plurality of FFT windows and the plurality of sampling timings on the receiver side, and reduces the interference component for each timing. Derive a vector. Furthermore, the cancellation weight vector deriving unit 162 may select a weight vector to be applied to the first array processing unit 152 in accordance with the reception timing of the desired signal.

本発明の実施例に係るマルチキャリア信号のスペクトルを示す図である。It is a figure which shows the spectrum of the multicarrier signal which concerns on the Example of this invention. 本発明の実施例に係る通信システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the communication system which concerns on the Example of this invention. 図３（ａ）−（ｃ）は、図２の通信システムにおけるパケットフォーマットを示す図である。FIGS. 3A to 3C are diagrams showing packet formats in the communication system of FIG. 図２の受信装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the receiver of FIG. 図４における周波数領域の信号の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the signal of the frequency domain in FIG. 図４の信号処理部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the signal processing part of FIG. 図６の第１アレイ処理部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the 1st array process part of FIG. 図６の第２アレイ処理部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the 2nd array process part of FIG. 図４の受信装置による受信処理の手順を示すフローチャートである。6 is a flowchart illustrating a procedure of reception processing by the reception device of FIG. 4.

符号の説明Explanation of symbols

１０ 送信装置、 １２ アンテナ、 １４ アンテナ、 １６ ＲＦ部、 １８ 信号処理部、 ２０ 結合部、 ２２ 制御部、 ５０ 受信装置、 １００ 通信システム、 １５０ 復調部。   10 transmitting device, 12 antenna, 14 antenna, 16 RF unit, 18 signal processing unit, 20 coupling unit, 22 control unit, 50 receiving device, 100 communication system, 150 demodulating unit.

Claims (5)

複数のアンテナのそれぞれにおいて受信した信号を入力する入力部と、
前記入力部において入力した信号に対してアレイ処理を実行することによって、前記複数のアンテナの数よりも少ない数の信号を出力する第１のアレイ処理部と、
前記第１のアレイ処理部から出力される信号に対してアレイ処理を実行する第２のアレイ処理部とを備え、
前記入力部は、非希望信号を入力しながら、所定の期間にわたって希望信号も入力し、
前記第１のアレイ処理部は、非希望信号と直交したベクトルに近づくようなウエイトベクトルを導出するとともに、導出したウエイトベクトルをアレイ処理に使用し、
前記第２のアレイ処理部は、前記入力部に希望信号が入力されている期間に対するウエイトベクトルを導出するとともに、導出したウエイトベクトルをアレイ処理に使用することを特徴とする受信装置。 An input unit for inputting a signal received by each of the plurality of antennas;
A first array processing unit that outputs a number of signals smaller than the number of the plurality of antennas by performing array processing on the signals input in the input unit;
A second array processing unit that performs an array process on a signal output from the first array processing unit,
The input unit inputs a desired signal over a predetermined period while inputting a non-desired signal,
The first array processing unit derives a weight vector that approaches a vector orthogonal to an undesired signal, and uses the derived weight vector for array processing.
The second array processing unit derives a weight vector for a period in which a desired signal is input to the input unit, and uses the derived weight vector for array processing. 前記第１のアレイ処理部は、前記入力部において希望信号を入力していない場合にウエイトベクトルを導出し、前記入力部において希望信号を入力している場合にウエイトベクトルの導出を中止することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。   The first array processing unit derives a weight vector when a desired signal is not input at the input unit, and stops deriving a weight vector when a desired signal is input at the input unit. The receiving device according to claim 1. 前記第１のアレイ処理部は、複数のアンテナの数の成分を有した非希望信号に対してベクトル直交化法を実行することによって、前記複数のアンテナの数よりも少ない数のウエイトベクトルを導出する手段と、複数のアンテナの数よりも少ない数のウエイトベクトルをアレイ処理に使用することによって、前記複数のアンテナの数よりも少ない数の信号を生成する手段とを含むことを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。   The first array processing unit derives a number of weight vectors smaller than the number of the plurality of antennas by executing a vector orthogonalization method on the undesired signal having a component of the number of the plurality of antennas. And means for generating a number of signals less than the number of antennas by using fewer weight vectors for array processing than the number of antennas. Item 3. The receiving device according to Item 1 or 2. 前記入力部において入力される希望信号は、前記複数のアンテナの数よりも少ない数の系列の信号によって形成されており、
前記第２のアレイ処理部は、希望信号の系列の数に応じた数のウエイトベクトルを導出する手段と、希望信号の系列の数に応じた数のウエイトベクトルを使用することによって、希望信号を再生する手段とを含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の受信装置。 The desired signal input in the input unit is formed by a number of series of signals smaller than the number of the plurality of antennas,
The second array processing unit uses the means for deriving a number of weight vectors corresponding to the number of desired signal sequences and the number of weight vectors corresponding to the number of desired signal sequences, to thereby obtain the desired signal. The receiving apparatus according to claim 1, further comprising a reproducing unit. 複数のアンテナのそれぞれにおいて受信した信号を入力するステップと、
入力した信号に対して第１のアレイ処理を実行するステップと、
前記第１のアレイ処理を実行するステップから出力された信号であって、かつ前記複数のアンテナの数よりも少ない数の信号に対して第２のアレイ処理を実行するステップとを備え、
前記入力するステップは、非希望信号を入力しながら、所定の期間にわたって希望信号も入力し、
前記第１のアレイ処理を実行するステップは、非希望信号と直交したベクトルに近づくようなウエイトベクトルを導出するとともに、導出したウエイトベクトルを使用し、
前記第２のアレイ処理を実行するステップは、希望信号が入力されている期間に対するウエイトベクトルを導出するとともに、導出したウエイトベクトルを使用することを特徴とする受信方法。 Inputting signals received at each of the plurality of antennas;
Performing a first array process on the input signal;
Performing second array processing on signals output from the step of performing the first array processing and having a number smaller than the number of the plurality of antennas,
The inputting step inputs a desired signal over a predetermined period while inputting an undesired signal,
The step of performing the first array processing derives a weight vector that approaches a vector orthogonal to the undesired signal, and uses the derived weight vector,
The step of executing the second array processing derives a weight vector for a period in which a desired signal is inputted and uses the derived weight vector.
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