JP2008187652A - Receiver and communication method - Google Patents

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Takashi Iida
崇 飯田
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a receiver and a communication method capable of improving precision in estimating propagation path characteristics of a signal received from a transmitter, and improving accuracy in correcting distortion of a signal received from the transmitter. <P>SOLUTION: A receiver 100 which receives a unit signal in a communication system wherein a transmitter transmits the unit signal using a plurality of carriers, comprises: an envelope estimation unit 45 for calculating an approximate curve of an amplitude value of the unit signal in a frequency axis direction based on the amplitude value of the unit signal received for each carrier; and a complex division unit 47 which corrects distortion of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction on the basis of the approximate curve calculated by the calculation unit. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、複数のキャリアを用いて送信装置が単位信号を送信する通信システムにおいて、単位信号を受信する受信装置及び通信方法に関する。   The present invention relates to a receiving apparatus and a communication method for receiving a unit signal in a communication system in which a transmitting apparatus transmits a unit signal using a plurality of carriers.

日本や欧州などのデジタル放送システムでは、１チャネルの周波数帯域内で複数のサブキャリアを用いるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が採用されている。   In digital broadcasting systems such as Japan and Europe, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) method using a plurality of subcarriers within a single frequency band is employed.

具体的には、送信装置は、ＱＡＭ、ＱＰＳＫやＤＱＰＳＫなどの変調方式に従って、入力信号をサブキャリア毎に変調する。続いて、送信装置は、変調された信号に対して逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ；Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行う。このようにして、送信装置は、入力信号からＯＦＤＭ信号を生成する。   Specifically, the transmission apparatus modulates the input signal for each subcarrier according to a modulation scheme such as QAM, QPSK, or DQPSK. Subsequently, the transmission device performs an inverse Fourier transform (IFFT) on the modulated signal. In this way, the transmission apparatus generates an OFDM signal from the input signal.

一方で、受信装置は、ＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換（ＦＦＴ；Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行う。続いて、受信装置は、ＱＡＭ、ＱＰＳＫやＤＱＰＳＫなどの変調方式に従って、フーリエ変換が行われた信号を復調する。このようにして、受信装置は、ＯＦＤＭ信号から入力信号を生成する。   On the other hand, the receiving apparatus performs a Fourier transform (FFT; Fast Fourier Transform) on the OFDM signal. Subsequently, the receiving apparatus demodulates the signal that has been subjected to Fourier transform in accordance with a modulation scheme such as QAM, QPSK, or DQPSK. In this way, the receiving device generates an input signal from the OFDM signal.

ここで、送信装置から受信装置に伝送されるＯＦＤＭ信号は、遮蔽物（山や建築物など）で反射されることが一般的である。従って、受信装置は、送信装置から直接的に到来する直接波だけではなくて、遮蔽物で反射された反射波も受信する。   Here, the OFDM signal transmitted from the transmission device to the reception device is generally reflected by a shield (such as a mountain or a building). Therefore, the receiving device receives not only the direct wave coming directly from the transmitting device but also the reflected wave reflected by the shielding object.

このように、ＯＦＤＭ信号は、複数の経路（マルチパス）を辿って受信装置に到達するため、マルチパスによって悪影響が生じ、受信装置で受信するＯＦＤＭ信号が歪む。   As described above, since the OFDM signal reaches the receiving apparatus by following a plurality of paths (multipath), the multipath has an adverse effect, and the OFDM signal received by the receiving apparatus is distorted.

ＯＦＤＭ信号の歪みを補正する方法として、既知のパイロット信号（ＳＰ；Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ ｓｙｍｂｏｌ）を一定間隔でＯＦＤＭ信号に埋め込み、ＳＰを用いてＯＦＤＭ信号の歪みを補正する技術が提案されている（例えば、特許文献１、非特許文献１）。   As a method for correcting the distortion of the OFDM signal, a technique has been proposed in which a known pilot signal (SP) is embedded in the OFDM signal at regular intervals, and the distortion of the OFDM signal is corrected using the SP (for example, Patent Document 1, Non-Patent Document 1).

具体的には、受信装置は、時間軸方向においてＳＰを用いてＯＦＤＭ信号（データ信号）の伝搬路特性を補間して、時間軸方向で補間された単位信号（以下、時間補間信号）を取得する。続いて、受信装置は、周波数軸方向においてＳＰ及び時間補間信号を用いてＯＦＤＭ信号（データ信号）の伝搬路特性の補間を行う。
特許第３０８４３６８号公報 伊丹 誠、「わかりやすいＯＦＤＭ技術」、オーム社、２００５年１１月、ｐ．８０−８２ Specifically, the receiving apparatus interpolates the propagation path characteristics of the OFDM signal (data signal) using SP in the time axis direction, and obtains a unit signal (hereinafter, time interpolated signal) interpolated in the time axis direction. To do. Subsequently, the receiving apparatus interpolates the propagation path characteristics of the OFDM signal (data signal) using the SP and the time interpolation signal in the frequency axis direction.
Japanese Patent No. 3084368 Makoto Itami, “Intuitive OFDM technology”, Ohmsha, November 2005, p. 80-82

受信装置が高速で移動しているケースを想定すると、時間軸方向における伝搬路特性の変動（フェージング変動）が大きくなる。このようなケースでは、時間軸方向の補間に誤りが生じやすいため、ＯＦＤＭ信号を受信装置が正しく復調することができない。   Assuming a case in which the receiving apparatus is moving at high speed, fluctuations in propagation path characteristics (fading fluctuations) in the time axis direction become large. In such a case, an error is likely to occur in the interpolation in the time axis direction, so that the receiving apparatus cannot correctly demodulate the OFDM signal.

そこで、本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、送信装置から受信する信号の伝搬路特性の推定精度を向上させ、送信装置から受信する信号の歪みの補正精度を向上させることを可能とする受信装置及び通信方法を提供することを目的とする。   Therefore, the present invention has been made to solve the above-described problems, and improves the estimation accuracy of the propagation path characteristic of the signal received from the transmission device, and improves the correction accuracy of the distortion of the signal received from the transmission device. It is an object of the present invention to provide a receiving apparatus and a communication method that can be performed.

本発明の第１の特徴は、複数のキャリアを用いて送信装置が単位信号を送信する通信システムにおいて、前記単位信号を受信する受信装置が、前記キャリア毎に受信した前記単位信号の振幅値に基づいて、周波数軸方向における前記単位信号の振幅値の近似曲線を算出する算出部（包絡線推定部４５）と、前記算出部によって算出された前記近似曲線に基づいて、前記周波数軸方向において前記単位信号の振幅値の歪みを補正する補正部（複素除算部４７）とを備えることを要旨とする。   According to a first aspect of the present invention, in a communication system in which a transmission apparatus transmits a unit signal using a plurality of carriers, the reception apparatus that receives the unit signal has an amplitude value of the unit signal received for each carrier. Based on the calculation unit (envelope estimation unit 45) that calculates an approximate curve of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction, and in the frequency axis direction based on the approximate curve calculated by the calculation unit The gist of the present invention is to include a correction unit (complex division unit 47) that corrects distortion of the amplitude value of the unit signal.

かかる特徴によれば、算出部が、キャリア毎に受信した単位信号の振幅値に基づいて、周波数軸方向における単位信号の振幅値の近似曲線を算出し、補正部が、算出部によって算出された近似曲線に基づいて、周波数軸方向において単位信号の振幅値の歪みを補正する。   According to this feature, the calculation unit calculates an approximate curve of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction based on the amplitude value of the unit signal received for each carrier, and the correction unit is calculated by the calculation unit. Based on the approximate curve, the distortion of the amplitude value of the unit signal is corrected in the frequency axis direction.

従って、フェージング変動によって時間軸方向における補間の精度が低下する場合であっても、周波数軸方向における補間の精度が、時間軸方向における補間の精度の低下に伴って悪化することを抑制することができる。   Therefore, even when the accuracy of interpolation in the time axis direction decreases due to fading fluctuation, it is possible to suppress the deterioration of the interpolation accuracy in the frequency axis direction due to a decrease in interpolation accuracy in the time axis direction. it can.

算出部が、パイロット信号やデータ信号の区別をせずに近似曲線を算出するため、周波数軸方向における補間がパイロット信号のみを用いて行われる場合に比べて、周波数軸方向における補間の精度が向上する。   Since the calculation unit calculates approximate curves without distinguishing between pilot signals and data signals, the accuracy of interpolation in the frequency axis direction is improved compared to the case where interpolation in the frequency axis direction is performed using only the pilot signal. To do.

本発明の第１の特徴において、前記キャリア毎に受信した前記単位信号を周波数軸領域から時間軸領域に変換する第１変換部（ＩＦＦＴ処理部４５２）と、前記時間軸領域に変換された前記単位信号から、振幅値が所定値未満である前記単位信号を取り除く除去部（包絡線抽出部４５３）と、振幅値が前記所定値以上である前記単位信号を前記時間軸領域から前記周波数軸領域に変換する第２変換部（ＦＦＴ処理部４５４）とを受信装置がさらに備え、前記算出部が、前記第２変換部によって前記周波数軸領域に変換された前記単位信号の振幅値に基づいて前記近似曲線を算出することが好ましい。   In the first feature of the present invention, the first conversion unit (IFFT processing unit 452) that converts the unit signal received for each carrier from a frequency axis region to a time axis region, and the time signal converted to the time axis region A removal unit (envelope extraction unit 453) that removes the unit signal whose amplitude value is less than a predetermined value from the unit signal, and the unit signal whose amplitude value is greater than or equal to the predetermined value from the time axis region to the frequency axis region And a second conversion unit (FFT processing unit 454) that converts the signal into the frequency axis region by the second conversion unit based on the amplitude value of the unit signal. It is preferable to calculate an approximate curve.

本発明の第１の特徴において、前記算出部によって算出された前記近似曲線について多項式近似を行って、多項式近似曲線を算出する多項式近似部（多項式近似部４５ａ）を受信装置がさらに備え、前記補正部が、前記多項式近似部によって算出された前記多項式近似曲線に基づいて、前記周波数軸方向において前記単位信号の振幅値の歪みを補正することが好ましい。   In the first aspect of the present invention, the receiving apparatus further includes a polynomial approximation unit (polynomial approximation unit 45a) for performing polynomial approximation on the approximate curve calculated by the calculation unit to calculate a polynomial approximate curve, and the correction Preferably, the unit corrects distortion of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction based on the polynomial approximation curve calculated by the polynomial approximation unit.

本発明の第１の特徴において、前記単位信号が、前記受信装置にとって既知であるパイロット信号と、前記受信装置にとって未知であるデータ信号とを含んでおり、前記補正部が、前記単位信号の振幅値の歪みの補正に加えて、前記パイロット信号に基づいて前記単位信号の位相の歪みを補正することが好ましい。   In the first aspect of the present invention, the unit signal includes a pilot signal that is known to the receiving device and a data signal that is unknown to the receiving device, and the correction unit includes an amplitude of the unit signal. In addition to correction of value distortion, it is preferable to correct phase distortion of the unit signal based on the pilot signal.

本発明の第１の特徴において、前記単位信号が、前記受信装置にとって既知であるパイロット信号と、前記受信装置にとって未知であるデータ信号とを含んでおり、前記補正部が、前記近似曲線に加えて、前記パイロット信号に基づいて、前記単位信号の振幅値の歪みを補正することが好ましい。   In the first feature of the present invention, the unit signal includes a pilot signal known to the receiving device and a data signal unknown to the receiving device, and the correction unit adds to the approximate curve. Preferably, the distortion of the amplitude value of the unit signal is corrected based on the pilot signal.

本発明の第２の特徴は、複数のキャリアを用いて送信装置が単位信号を送信する通信システムにおいて、前記単位信号を受信装置が受信する通信方法が、前記キャリア毎に受信した前記単位信号の振幅値に基づいて、周波数軸方向における前記単位信号の振幅値の近似曲線を算出するステップＡと、前記ステップＡで算出された前記近似曲線に基づいて、前記周波数軸方向において前記単位信号の振幅値の歪みを補正するステップＢとを含むことを要旨とする。   According to a second aspect of the present invention, in a communication system in which a transmission apparatus transmits a unit signal using a plurality of carriers, a communication method in which the reception apparatus receives the unit signal includes: Step A for calculating an approximate curve of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction based on the amplitude value, and the amplitude of the unit signal in the frequency axis direction based on the approximate curve calculated in Step A And a step B of correcting the distortion of the value.

本発明によれば、送信装置から受信する信号の伝搬路特性の推定精度を向上させ、送信装置から受信する信号の歪みの補正精度を向上させることを可能とする受信装置及び通信方法を提供することができる。   According to the present invention, there is provided a receiving apparatus and a communication method capable of improving the estimation accuracy of propagation path characteristics of a signal received from the transmitting apparatus and improving the correction accuracy of distortion of the signal received from the transmitting apparatus. be able to.

以下において、本発明の実施形態に係る受信装置について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には、同一又は類似の符号を付している。   Hereinafter, a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals.

ただし、図面は模式的なものであり、各寸法の比率などは現実のものとは異なることに留意すべきである。従って、具体的な寸法などは以下の説明を参酌して判断すべきである。また、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。   However, it should be noted that the drawings are schematic and ratios of dimensions are different from actual ones. Therefore, specific dimensions and the like should be determined in consideration of the following description. Moreover, it is a matter of course that portions having different dimensional relationships and ratios are included between the drawings.

［第１実施形態］
（受信装置の構成）
以下において、第１実施形態に係る受信装置の構成について、図面を参照しながら説明する。図１は、第１実施形態に係る受信装置１００の構成を示すブロック図である。 [First Embodiment]
(Receiver configuration)
Hereinafter, the configuration of the receiving apparatus according to the first embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving device 100 according to the first embodiment.

ここで、受信装置が用いられる通信システムでは、１チャネルの周波数帯域内で複数のサブキャリアを用いるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が採用されている。受信装置が用いられる通信システムとしては、デジタル放送システムなどが挙げられる。   Here, in a communication system in which a receiving apparatus is used, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme that uses a plurality of subcarriers within a frequency band of one channel is employed. As a communication system in which the receiving apparatus is used, a digital broadcasting system and the like can be cited.

第１実施形態では、送信装置から直接的に到来する直接波だけではなくて、遮蔽物（山や建築物など）で反射された反射波を受信装置が受信することが想定されている。すなわち、受信装置が受信するＯＦＤＭ信号（単位信号）は、マルチパスによって悪影響を受ける。   In the first embodiment, it is assumed that the receiving device receives not only the direct wave directly coming from the transmission device but also a reflected wave reflected by a shield (such as a mountain or a building). That is, the OFDM signal (unit signal) received by the receiving apparatus is adversely affected by multipath.

第１実施形態では、受信装置が高速で移動することが想定されている。すなわち、受信装置が受信するＯＦＤＭ信号（単位信号）は、フェージング変動によって悪影響を受ける。   In the first embodiment, it is assumed that the receiving apparatus moves at high speed. That is, the OFDM signal (unit signal) received by the receiving apparatus is adversely affected by fading fluctuation.

なお、送信装置から受信装置に送信されるＯＦＤＭ信号（単位信号）は、受信装置にとって既知であるパイロット信号（ＳＰ；Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ ｓｙｍｂｏｌ）と、受信装置にとって未知であるデータ信号とを含んでいる。パイロット信号（ＳＰ）は、マルチパスやフェージング変動によって受ける悪影響を取り除くために用いられる。   Note that an OFDM signal (unit signal) transmitted from the transmission apparatus to the reception apparatus includes a pilot signal (SP) that is known to the reception apparatus and a data signal that is unknown to the reception apparatus. The pilot signal (SP) is used to remove adverse effects caused by multipath and fading fluctuation.

図１に示すように、受信装置１００は、アンテナ１０と、チューナ部２０と、ＦＦＴ処理部３０と、等価処理部４０と、復調処理部５０とを有する。   As illustrated in FIG. 1, the receiving device 100 includes an antenna 10, a tuner unit 20, an FFT processing unit 30, an equivalent processing unit 40, and a demodulation processing unit 50.

アンテナ１０は、送信装置から直接的に到来する直接波や遮蔽物で反射された反射波などのＯＦＤＭ信号を受信する。   The antenna 10 receives an OFDM signal such as a direct wave coming directly from a transmission device or a reflected wave reflected by a shield.

チューナ部２０は、送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号のうち、所望のチャネルに対応するＯＦＤＭ信号を抽出する。チューナ部２０は、所望のチャネルに対応するＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理部３０に入力する。   The tuner unit 20 extracts an OFDM signal corresponding to a desired channel from OFDM signals transmitted from the transmission apparatus. The tuner unit 20 inputs an OFDM signal corresponding to a desired channel to the FFT processing unit 30.

なお、通信システムがデジタル放送システムである場合を例に挙げると、所望のチャネルは、ユーザによって選局された局である。   For example, when the communication system is a digital broadcasting system, the desired channel is a station selected by the user.

ＦＦＴ処理部３０は、チューナ部２０から取得したＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行う。具体的には、ＦＦＴ処理部３０は、ＯＦＤＭ信号を時間軸領域から周波数軸領域に変換する。   The FFT processing unit 30 performs a Fourier transform (Fast Fourier Transform) on the OFDM signal acquired from the tuner unit 20. Specifically, the FFT processing unit 30 converts the OFDM signal from the time axis region to the frequency axis region.

等価処理部４０は、周波数軸領域に変換されたＯＦＤＭ信号（単位信号）の伝搬路特性の補間を行って、マルチパスやフェージング変動によって生じる悪影響を取り除く。なお、等価処理部４０の詳細については後述する（図２を参照）。   The equivalent processing unit 40 interpolates the propagation path characteristics of the OFDM signal (unit signal) converted into the frequency axis region, and removes adverse effects caused by multipath and fading fluctuations. Details of the equivalent processing unit 40 will be described later (see FIG. 2).

復調処理部５０は、等価処理部４０によって悪影響が取り除かれたＯＦＤＭ信号（単位信号）を復調する。復調方式としては、ＱＡＭ、ＱＰＳＫやＤＱＰＳＫなどが挙げられる。   The demodulation processing unit 50 demodulates the OFDM signal (unit signal) from which the adverse effect is removed by the equivalent processing unit 40. Demodulation methods include QAM, QPSK, DQPSK, and the like.

なお、復調処理部５０によって復調された信号は、例えば、ＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ）などに準拠する規格に応じて復号される。   Note that the signal demodulated by the demodulation processing unit 50 is decoded in accordance with a standard based on, for example, MPEG (Moving Picture Experts Group).

（等価処理部の構成）
以下において、第１実施形態に係る等価処理部の構成について、図面を参照しながら説明する。図２は、第１実施形態に係る等価処理部４０の構成を示すブロック図である。 (Equivalent processing section configuration)
Hereinafter, the configuration of the equivalent processing unit according to the first embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the equivalent processing unit 40 according to the first embodiment.

図２に示すように、等価処理部４０は、ＳＰ抽出部４１と、ＳＰ複素除算部４２と、時間軸方向補間部４３と、周波数軸方向補間部４４と、包絡線推定部４５と、伝搬路特性合成部４６と、複素除算部４７とを有する。   As shown in FIG. 2, the equivalent processing unit 40 includes an SP extraction unit 41, an SP complex division unit 42, a time axis direction interpolation unit 43, a frequency axis direction interpolation unit 44, an envelope estimation unit 45, a propagation A road characteristic synthesis unit 46 and a complex division unit 47 are included.

ＳＰ抽出部４１は、送信装置から受信したＯＦＤＭ信号（単位信号）の中から、パイロット信号（ＳＰ）を抽出する。   The SP extraction unit 41 extracts a pilot signal (SP) from the OFDM signal (unit signal) received from the transmission apparatus.

例えば、日本で採用されているデジタル放送システム（ＩＳＢＤ−Ｔ）では、パイロット信号（ＳＰ）は、図３に示すように、時間軸方向に４シンボル毎に配置されており、周波数軸方向に１２サブキャリア毎に配置されている。   For example, in a digital broadcasting system (ISBD-T) adopted in Japan, the pilot signal (SP) is arranged every four symbols in the time axis direction as shown in FIG. It is arranged for each subcarrier.

ＳＰ複素除算部４２は、パイロット信号（ＳＰ）を用いて、送信装置と受信装置１００との間の伝搬路特性を推定する。具体的には、ＳＰ複素除算部４２は、送信装置から受信したパイロット信号（ＦＦＴ処理済みの受信値）を受信装置１００にとって既知であるパイロット信号（正解値）で複素除算する（式（１）を参照）。

Figure 2008187652
The SP complex division unit 42 estimates a propagation path characteristic between the transmission device and the reception device 100 using the pilot signal (SP). Specifically, the SP complex division unit 42 performs complex division on the pilot signal (FFT-processed reception value) received from the transmission device by a pilot signal (correct value) known to the reception device 100 (Equation (1)). See).
Figure 2008187652

なお、伝搬路特性とは、送信装置と受信装置１００との間の空間で生じた位相の歪みや振幅値（絶対値）の歪みなどである。   Note that the propagation path characteristics include phase distortion and amplitude value (absolute value) distortion generated in the space between the transmission apparatus and the reception apparatus 100.

時間軸方向補間部４３は、パイロット信号の伝搬路特性（ＨＳＰ）を用いて、時間軸方向においてデータ信号の伝搬路特性の補間を行う。なお、時間軸方向における補間としては、線形補間などが考えられるが、これに限定されるものではない。 The time axis direction interpolation unit 43 uses the pilot signal propagation path characteristic (H SP ) to interpolate the data signal propagation path characteristic in the time axis direction. In addition, linear interpolation etc. can be considered as interpolation in a time-axis direction, However, It is not limited to this.

例えば、上述したデジタル放送システム（ＩＳＢＤ−Ｔ）を例に挙げて、図４を参照しながら説明する。サブキャリア番号＃１について考えると、時間軸方向補間部４３は、シンボル番号＃１、シンボル番号＃５及びシンボル番号＃９に対応するパイロット信号の伝搬路特性を用いて、シンボル番号＃２〜シンボル番号＃４、シンボル番号６〜シンボル番号＃８及びシンボル番号＃１０に対応するデータ信号の伝搬路特性の補間を行う。同様に、時間軸方向補間部４３は、サブキャリア番号＃４、サブキャリア番号＃７、サブキャリア番号＃１０、サブキャリア番号＃１３及びサブキャリア番号＃１６についても、時間軸方向にデータ信号の伝搬路特性の補間を行う。   For example, the digital broadcasting system (ISBD-T) described above will be described as an example with reference to FIG. Considering the subcarrier number # 1, the time axis direction interpolating unit 43 uses the pilot signal propagation path characteristics corresponding to the symbol number # 1, the symbol number # 5, and the symbol number # 9 to generate a symbol number # 2 to a symbol. Interpolation of propagation path characteristics of data signals corresponding to number # 4, symbol number 6 to symbol number # 8, and symbol number # 10 is performed. Similarly, the time-axis direction interpolating unit 43 also applies the data signal in the time-axis direction for subcarrier number # 4, subcarrier number # 7, subcarrier number # 10, subcarrier number # 13, and subcarrier number # 16. Interpolates propagation path characteristics.

以下においては、時間軸方向に伝搬路特性が補間されるデータ信号について、時間軸補間信号と称する。   Hereinafter, a data signal whose propagation path characteristics are interpolated in the time axis direction is referred to as a time axis interpolation signal.

周波数軸方向補間部４４は、パイロット信号及び時間軸補間信号の伝搬路特性を用いて、周波数軸方向においてデータ信号の伝搬路特性の補間を行う。以下において、全てのデータ信号について補間された伝搬路特性を“Ｈｐ（ｔ、ｌ）”と称する。なお、時間軸方向における補間としては、内挿補間などが考えられるが、これに限定されるものではない。 The frequency axis direction interpolation unit 44 interpolates the propagation path characteristics of the data signal in the frequency axis direction using the propagation path characteristics of the pilot signal and the time axis interpolation signal. Hereinafter, the propagation path characteristic interpolated for all data signals is referred to as “H p (t, l)”. Note that interpolation in the time axis direction may be interpolation, but is not limited to this.

例えば、上述したデジタル放送システム（ＩＳＢＤ−Ｔ）を例に挙げて、図５を参照しながら説明する。シンボル番号＃１について考えると、周波数軸方向補間部４４は、サブキャリア番号＃１、サブキャリア番号＃４、サブキャリア番号＃７、サブキャリア番号＃１０、サブキャリア番号＃１３及びサブキャリア番号＃１６に対応する単位信号の伝搬路特性を用いて、他のサブキャリア番号に対応するデータ信号の伝搬路特性の補間を行う。同様に、周波数軸方向補間部４４は、シンボル番号＃２〜シンボル番号＃１０についても、周波数軸方向にデータ信号の伝搬路特性の補間を行う。   For example, the digital broadcasting system (ISBD-T) described above will be described as an example with reference to FIG. Considering the symbol number # 1, the frequency axis direction interpolation unit 44 performs subcarrier number # 1, subcarrier number # 4, subcarrier number # 7, subcarrier number # 10, subcarrier number # 13, and subcarrier number #. Using the channel characteristics of the unit signal corresponding to 16, interpolation of the channel characteristics of data signals corresponding to other subcarrier numbers is performed. Similarly, the frequency axis direction interpolation unit 44 also interpolates data signal propagation path characteristics in the frequency axis direction for symbol numbers # 2 to # 10.

以下においては、周波数軸方向に伝搬路特性が補間されるデータ信号について、周波数軸補間信号と称する。   Hereinafter, the data signal whose propagation path characteristic is interpolated in the frequency axis direction is referred to as a frequency axis interpolation signal.

ここで、周波数軸補間信号の伝搬路特性の内挿補間を行う方法の一例について、図６を参照しながら説明する。   Here, an example of a method for performing interpolation of the propagation path characteristics of the frequency axis interpolation signal will be described with reference to FIG.

図６に示すように、以下の２ステップで内挿補間を行うことが可能である。具体的には、（１）周波数軸補間信号の伝搬路特性にゼロを挿入した上で、（２）パイロット信号及び時間軸補間信号の伝搬路特性にＦＩＲ型ローパスフィルタをかける。これによって、全単位信号の伝搬路特性を算出することができる。   As shown in FIG. 6, interpolation can be performed in the following two steps. Specifically, (1) zero is inserted into the propagation path characteristics of the frequency axis interpolation signal, and (2) a FIR low-pass filter is applied to the propagation path characteristics of the pilot signal and the time axis interpolation signal. Thereby, propagation path characteristics of all unit signals can be calculated.

包絡線推定部４５は、パイロット信号や時間軸補間信号を用いることなく、全単位信号の振幅値（絶対値）を用いて、周波数軸方向における各データ信号の伝搬路特性の補間を行う。具体的には、包絡線推定部４５は、周波数軸方向における単位信号の振幅値（絶対値）の近似曲線（包絡線）を伝搬路特性（Ｈｄ（ｔ，ｌ））として算出する。なお、包絡線推定部４５の詳細については後述する（図７を参照）。 The envelope estimation unit 45 interpolates the propagation path characteristics of each data signal in the frequency axis direction using the amplitude values (absolute values) of all unit signals without using pilot signals or time axis interpolation signals. Specifically, the envelope estimation unit 45 calculates an approximate curve (envelope) of the amplitude value (absolute value) of the unit signal in the frequency axis direction as the propagation path characteristic (H d (t, l)). The details of the envelope estimator 45 will be described later (see FIG. 7).

伝搬路特性合成部４６は、周波数軸方向補間部４４によって最終的に推定された伝搬路特性（ＨＰ（ｔ，ｌ））と、包絡線推定部４５によって推定された伝搬路特性（Ｈｄ（ｔ，ｌ））とを用いて、位相の歪みや振幅値（絶対値）の歪みを補正するための伝搬路特性（Ｈｍ（ｔ，ｌ））を算出する（式（２）を参照）。

Figure 2008187652
The propagation path characteristic synthesizing unit 46 propagates the propagation path characteristic (H P (t, l)) finally estimated by the frequency axis direction interpolation unit 44 and the propagation path characteristic (H d ) estimated by the envelope estimation unit 45. (T, l)) is used to calculate a propagation path characteristic (H m (t, l)) for correcting phase distortion and amplitude value (absolute value) distortion (see equation (2)). ).
Figure 2008187652

ここで、αは、ＨＰ（ｔ，ｌ）とＨｄ（ｔ，ｌ）との重み付けを示す値である。なお、αは、受信装置１００の移動速度に応じて変更されてもよい。具体的には、受信装置１００の移動速度が速い場合には、Ｈｄ（ｔ，ｌ）の重み付けを大きくするために、αが小さな値に変更される。一方で、受信装置１００の移動速度が遅い場合には、ＨＰ（ｔ，ｌ）の重み付けを大きくするために、αが大きな値に変更される。 Here, α is a value indicating the weighting of H P (t, l) and H d (t, l). Α may be changed according to the moving speed of the receiving device 100. Specifically, when the moving speed of the receiving apparatus 100 is fast, α is changed to a small value in order to increase the weighting of H d (t, l). On the other hand, when the moving speed of the receiving apparatus 100 is low, in order to increase the weighting of H P (t, l), α is changed to a larger value.

また、包絡線推定部４５によって推定された伝搬路特性（Ｈｄ（ｔ，ｌ））は、単位信号の振幅値（絶対値）にのみ着目して算出されるため、位相の歪み（∠Ｈｍ（ｔ，ｌ））として、周波数軸方向補間部４４によって最終的に推定された位相の歪み（∠ＨＰ（ｔ，ｌ））を用いることに留意すべきである。 Further, since the propagation path characteristic (H d (t, l)) estimated by the envelope estimation unit 45 is calculated by paying attention only to the amplitude value (absolute value) of the unit signal, the phase distortion (∠H It should be noted that the phase distortion (∠H P (t, l)) finally estimated by the frequency axis direction interpolation unit 44 is used as m (t, l)).

複素除算部４７は、伝搬路特性合成部４６によって合成された伝搬路特性（Ｈｍ（ｔ，ｌ））を用いて、送信装置から受信した単位信号を補正する。具体的には、複素除算部４７は、送信装置から受信した単位信号（Ｘ（ｔ，ｌ））を伝搬路特性（Ｈｍ（ｔ，ｌ））で複素除算する（式（３）を参照）。

Figure 2008187652
The complex division unit 47 corrects the unit signal received from the transmission device using the propagation path characteristic (H m (t, l)) synthesized by the propagation path characteristic synthesis unit 46. Specifically, the complex division unit 47 performs complex division on the unit signal (X (t, l)) received from the transmission device by the propagation path characteristic (H m (t, l)) (see Expression (3)). ).
Figure 2008187652

（包絡線推定部の構成）
以下において、第１実施形態に係る包絡線推定部の構成について、図面を参照しながら説明する。図７は、第１実施形態に係る包絡線推定部４５の構成を示すブロック図である。 (Configuration of envelope estimator)
Below, the structure of the envelope estimation part which concerns on 1st Embodiment is demonstrated, referring drawings. FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the envelope estimation unit 45 according to the first embodiment.

図７に示すように、包絡線推定部４５は、振幅値算出部４５１と、ＩＦＦＴ処理部４５２と、包絡線抽出部４５３と、ＦＦＴ処理部４５４とを有する。   As shown in FIG. 7, the envelope estimation unit 45 includes an amplitude value calculation unit 451, an IFFT processing unit 452, an envelope extraction unit 453, and an FFT processing unit 454.

振幅値算出部４５１は、送信装置から受信したＯＦＤＭ信号（単位信号）の振幅値（絶対値）を算出する（式（４）を参照）。

Figure 2008187652
The amplitude value calculation unit 451 calculates the amplitude value (absolute value) of the OFDM signal (unit signal) received from the transmission device (see Expression (4)).
Figure 2008187652

これによって、図８に示すように、周波数軸上において単位信号の振幅値（絶対値）が算出される。   As a result, as shown in FIG. 8, the amplitude value (absolute value) of the unit signal is calculated on the frequency axis.

ＩＦＦＴ処理部４５２は、送信装置から受信したＯＦＤＭ信号（単位信号）に対して逆フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行う。具体的には、ＩＦＦＴ処理部４５２は、ＯＦＤＭ信号（単位信号）を周波数軸領域から時間軸領域に変換する。これによって、図９に示すように、時間軸上において単位信号の振幅値が算出される。   The IFFT processing unit 452 performs inverse Fourier transform (Inverse Fast Fourier Transform) on the OFDM signal (unit signal) received from the transmission apparatus. Specifically, the IFFT processing unit 452 converts the OFDM signal (unit signal) from the frequency axis region to the time axis region. Thereby, as shown in FIG. 9, the amplitude value of the unit signal is calculated on the time axis.

包絡線抽出部４５３は、周波数軸上における単位信号の振幅値（絶対値）の包絡線を算出するために、ＩＦＦＴ処理部４５２によって時間軸領域に変換された単位信号の中から、振幅値（絶対値）が所定閾値Ｔ１未満である成分を除去する。これによって、図９に示すように、振幅値（絶対値）が所定閾値Ｔ１以上である成分（直接波及び間接波に相当する成分）が抽出される。 The envelope extraction unit 453 calculates the amplitude value (from the unit signal converted into the time axis region by the IFFT processing unit 452 to calculate the envelope of the amplitude value (absolute value) of the unit signal on the frequency axis. absolute value) removes the component is less than a predetermined threshold value T 1. Thus, as shown in FIG. 9, the amplitude value (absolute value) (component corresponding to the direct wave and the indirect wave) component is a predetermined threshold value above T 1 is extracted.

ＦＦＴ処理部４５４は、直接波及び間接波に相当する成分に対してフーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行う。具体的には、ＦＦＴ処理部４５４は、直接波及び間接波に相当する成分を時間軸領域から周波数軸領域に変換する。これによって、図１０に示すように、周波数軸上において単位信号の振幅値（絶対値）の包絡線が算出される。   The FFT processing unit 454 performs a Fourier transform (Fast Fourier Transform) on components corresponding to the direct wave and the indirect wave. Specifically, the FFT processing unit 454 converts components corresponding to the direct wave and the indirect wave from the time axis region to the frequency axis region. Thereby, as shown in FIG. 10, the envelope of the amplitude value (absolute value) of the unit signal is calculated on the frequency axis.

（受信装置の動作）
以下において、第１実施形態に係る受信装置の動作について、図面を参照しながら説明する。図１１は、第１実施形態に係る受信装置１００（等価処理部４０）の動作を示すフロー図である。 (Receiver operation)
Hereinafter, operations of the receiving apparatus according to the first embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 11 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus 100 (equivalent processing unit 40) according to the first embodiment.

ステップ１０において、受信装置１００は、ＦＦＴ処理部３０によって時間軸領域から周波数軸領域に変換されたＯＦＤＭ信号（単位信号）を取得する。   In step 10, the receiving apparatus 100 acquires an OFDM signal (unit signal) converted by the FFT processing unit 30 from the time axis domain to the frequency axis domain.

ステップ１１において、受信装置１００は、周波数軸領域に変換された単位信号の中から、パイロット信号（ＳＰ）を抽出する。   In step 11, the receiving apparatus 100 extracts a pilot signal (SP) from the unit signal converted to the frequency axis region.

ステップ１２において、受信装置１００は、パイロット信号の伝搬路特性（ＨＳＰ）を用いて、時間軸方向においてデータ信号の伝搬路特性の補間を行う（例えば、線形補間）。 In step 12, the receiving apparatus 100 performs interpolation of the propagation characteristics of the data signal in the time axis direction using the propagation characteristics (H SP ) of the pilot signal (for example, linear interpolation).

ステップ１３において、受信装置１００は、パイロット信号及び時間軸補間信号の伝搬路特性を用いて、周波数軸方向においてデータ信号の伝搬路特性の補間を行う（例えば、内挿補間）。   In step 13, the receiving apparatus 100 performs interpolation of the propagation characteristics of the data signal in the frequency axis direction using the propagation characteristics of the pilot signal and the time axis interpolation signal (for example, interpolation).

ステップ１４において、受信装置１００は、パイロット信号とデータ信号との区別をせずに、送信装置から受信したＯＦＤＭ信号（単位信号）の振幅値（絶対値）を算出する。   In step 14, the receiving apparatus 100 calculates the amplitude value (absolute value) of the OFDM signal (unit signal) received from the transmitting apparatus without distinguishing between the pilot signal and the data signal.

ステップ１５において、受信装置１００は、送信装置から受信したＯＦＤＭ信号（単位信号）を周波数軸領域から時間軸領域に変換する（ＩＦＦＴ）。   In step 15, the receiving apparatus 100 converts the OFDM signal (unit signal) received from the transmitting apparatus from the frequency axis domain to the time axis domain (IFFT).

ステップ１６において、受信装置１００は、時間軸領域に変換された単位信号の中から、振幅値（絶対値）が所定閾値Ｔ１未満である成分を除去する。これによって、受信装置１００は、振幅値（絶対値）が所定閾値Ｔ１以上である成分（直接波及び間接波に相当する成分）を抽出する。 In step 16, the receiving apparatus 100 removes a component whose amplitude value (absolute value) is less than the predetermined threshold value T 1 from the unit signal converted to the time axis region. Thus, the receiving apparatus 100 extracts the amplitude value (absolute value) (component corresponding to the direct wave and the indirect wave) component is a predetermined threshold value above T 1.

ステップ１７において、受信装置１００は、直接波及び間接波に相当するＯＦＤＭ信号（単位信号）を周波数軸領域から時間軸領域に変換する（ＦＦＴ）。   In step 17, the receiving apparatus 100 converts the OFDM signal (unit signal) corresponding to the direct wave and the indirect wave from the frequency axis region to the time axis region (FFT).

ステップ１８において、受信装置１００は、パイロット信号を用いて推定された伝搬路特性（ＨＰ（ｔ，ｌ））と、パイロット信号とデータ信号とを区別せずに推定された伝搬路特性（Ｈｄ（ｔ，ｌ））とを用いて、位相の歪みや振幅値（絶対値）の歪みを補正するための伝搬路特性（Ｈｍ（ｔ，ｌ））を算出する。 In step 18, the receiving apparatus 100 determines the propagation path characteristic (H P (t, l)) estimated using the pilot signal and the propagation path characteristic (H P (t, l)) without distinguishing between the pilot signal and the data signal. d (t, l)) is used to calculate the propagation path characteristic (H m (t, l)) for correcting phase distortion and amplitude value (absolute value) distortion.

ステップ１９において、受信装置１００は、伝搬路特性（Ｈｍ（ｔ，ｌ））を用いて、送信装置から受信した単位信号を補正する。 In step 19, the receiving apparatus 100 corrects the unit signal received from the transmitting apparatus using the propagation path characteristic (H m (t, l)).

（作用及び効果）
第１実施形態に係る受信装置１００によれば、包絡線推定部４５が、キャリア毎に受信した単位信号の振幅値に基づいて、周波数軸方向における単位信号の振幅値の近似曲線（包絡線）を算出し、複素除算部４７が、包絡線推定部４５によって算出された近似曲線に基づいて、周波数軸方向において単位信号の振幅値の歪みを補正する。 (Function and effect)
According to the receiving device 100 according to the first embodiment, the envelope estimation unit 45 approximates the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction (envelope) based on the amplitude value of the unit signal received for each carrier. Based on the approximate curve calculated by the envelope estimation unit 45, the complex division unit 47 corrects the distortion of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction.

従って、フェージング変動によって時間軸方向における補間の精度が低下する場合であっても、周波数軸方向における補間の精度が、時間軸方向における補間の精度の低下に伴って悪化することを抑制することができる。   Therefore, even when the accuracy of interpolation in the time axis direction decreases due to fading fluctuation, it is possible to suppress the deterioration of the interpolation accuracy in the frequency axis direction due to a decrease in interpolation accuracy in the time axis direction. it can.

包絡線推定部４５が、パイロット信号やデータ信号の区別をせずに近似曲線を算出するため、周波数軸方向における補間がパイロット信号のみを用いて行われる場合に比べて、周波数軸方向における補間の精度が向上する。   Since the envelope estimation unit 45 calculates the approximate curve without distinguishing between the pilot signal and the data signal, the interpolation in the frequency axis direction is compared with the case where the interpolation in the frequency axis direction is performed using only the pilot signal. Accuracy is improved.

第１実施形態に係る受信装置１００によれば、伝搬路特性合成部４６は、周波数軸方向補間部４４によって最終的に推定された伝搬路特性（ＨＰ（ｔ，ｌ））と、包絡線推定部４５によって推定された伝搬路特性（Ｈｄ（ｔ，ｌ））とを用いて、位相の歪みや振幅値（絶対値）の歪みを補正するための伝搬路特性（Ｈｍ（ｔ，ｌ））を算出する。 According to the receiving apparatus 100 according to the first embodiment, the propagation path characteristic synthesis unit 46 includes the propagation path characteristic (H P (t, l)) finally estimated by the frequency axis direction interpolation unit 44 and the envelope. Using the propagation path characteristic (H d (t, l)) estimated by the estimation unit 45, the propagation path characteristic (H m (t, l,)) for correcting phase distortion and amplitude value (absolute value) distortion. l)) is calculated.

従って、マルチパスやフェージング変動などによって悪影響を受ける場合であっても、伝搬路特性の推定精度が向上し、送信装置から受信する信号の歪みの補正精度が向上する。   Therefore, even if it is adversely affected by multipath, fading fluctuation, etc., the estimation accuracy of the propagation path characteristics is improved, and the correction accuracy of the distortion of the signal received from the transmission apparatus is improved.

［第２実施形態］
以下において、第２実施形態について図面を参照しながら説明する。以下においては、上述した第１実施形態と第２実施形態との相違点について主として説明する。 [Second Embodiment]
The second embodiment will be described below with reference to the drawings. In the following, differences between the first embodiment and the second embodiment described above will be mainly described.

具体的には、上述した第１実施形態では、受信装置１００は、振幅値（絶対値）が所定閾値Ｔ１未満である成分が除去された成分、すなわち、直接波及び間接波に相当するＯＦＤＭ信号（単位信号）に対してＦＦＴ処理を行うことによって、周波数軸上において単位信号の振幅値（絶対値）の包絡線を算出する。 Specifically, in the first embodiment described above, the receiving apparatus 100, the component amplitude (absolute value) component is less than a predetermined threshold value T 1 is removed, i.e., corresponding to the direct wave and the indirect wave OFDM By performing FFT processing on the signal (unit signal), an envelope of the amplitude value (absolute value) of the unit signal is calculated on the frequency axis.

これに対して、第２実施形態では、受信装置１００は、直接波及び間接波に相当するＯＦＤＭ信号（単位信号）に対してＦＦＴ処理を行った成分を多項式近似することによって、周波数軸上において単位信号の振幅値（絶対値）の包絡線を算出する。   On the other hand, in the second embodiment, the receiving apparatus 100 performs a polynomial approximation on a component obtained by performing an FFT process on an OFDM signal (unit signal) corresponding to a direct wave and an indirect wave on the frequency axis. An envelope of the amplitude value (absolute value) of the unit signal is calculated.

（受信装置の構成）
以下において、第２実施形態に係る受信装置の構成について、図面を参照しながら説明する。図１２は、第２実施形態に係る受信装置１００の構成を示すブロック図である。なお、図１２では、上述した図２と同様の構成について同様の符号を付していることに留意すべきである。 (Receiver configuration)
Hereinafter, the configuration of the receiving apparatus according to the second embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of the receiving device 100 according to the second embodiment. In FIG. 12, it should be noted that the same components as those in FIG. 2 described above are denoted by the same reference numerals.

図１２に示すように、受信装置１００は、図２に示した構成に加えて、多項式近似部４５ａをさらに有する。   As illustrated in FIG. 12, the receiving device 100 further includes a polynomial approximation unit 45a in addition to the configuration illustrated in FIG.

多項式近似部４５ａは、包絡線推定部４５によって推定された包絡線について、最小自乗法などによって多項式近似を行う（式（５）を参照）。これによって、多項式近似部４５ａは、単位信号の振幅値（絶対値）の多項式近似曲線を取得する。なお、式（５）では、周波数軸方向におけるパイロット信号の周期が、図３〜図５と同様に“１２”であることを前提としている。

Figure 2008187652
The polynomial approximation unit 45a performs polynomial approximation on the envelope estimated by the envelope estimation unit 45 by a least square method or the like (see Expression (5)). As a result, the polynomial approximation unit 45a obtains a polynomial approximation curve of the amplitude value (absolute value) of the unit signal. In Formula (5), it is assumed that the period of the pilot signal in the frequency axis direction is “12” as in FIGS.
Figure 2008187652

なお、ｘは、データ信号がパイロット信号によって挟まれる場合におけるサブキャリア番号である。パイロット信号のサブキャリア番号が“０”及び“１２”となるようにｘが定められている。   Note that x is a subcarrier number when a data signal is sandwiched between pilot signals. X is determined so that the subcarrier numbers of the pilot signal are “0” and “12”.

ここで、上述した伝搬路特性合成部４６は、多項式近似部４５ａによって算出された多項式近似曲線（伝搬路特性）と、周波数軸方向補間部４４によって最終的に推定された伝搬路特性（ＨＰ（ｔ，ｌ））とを合成することに留意すべきである。 Here, the propagation path characteristic combining section 46 described above, a polynomial approximation curve calculated by polynomial approximation unit 45a (channel characteristic), finally estimated propagation path characteristic by the frequency axis interpolation section 44 (H P Note that (t, l)) is synthesized.

（受信装置の動作）
以下において、第２実施形態に係る受信装置の動作について、図面を参照しながら説明する。図１３は、第２実施形態に係る受信装置１００の動作を示すフロー図である。なお、図１３では、上述した図１１と同様の処理について同様のステップ番号を付していることに留意すべきである。 (Receiver operation)
The operation of the receiving apparatus according to the second embodiment will be described below with reference to the drawings. FIG. 13 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus 100 according to the second embodiment. In FIG. 13, it should be noted that the same steps as those in FIG. 11 described above are given the same step numbers.

図１３に示すように、ステップ１７に続くステップ１７ａにおいて、受信装置１００は、ステップ１７で取得された包絡線について、最小自乗法などによって多項式近似を行う。   As shown in FIG. 13, in step 17 a following step 17, the receiving apparatus 100 performs polynomial approximation on the envelope acquired in step 17 by the least square method or the like.

（作用及び効果）
第２実施形態に係る受信装置１００によれば、多項式近似部４５ａは、包絡線推定部４５によって推定された包絡線について多項式近似を行って、多項式近似曲線を算出する。 (Function and effect)
According to the receiving apparatus 100 according to the second embodiment, the polynomial approximation unit 45a performs polynomial approximation on the envelope estimated by the envelope estimation unit 45 to calculate a polynomial approximation curve.

従って、マルチパスやフェージング変動によって悪影響を受ける場合であっても、伝搬路特性の推定精度がさらに向上する。   Therefore, even if it is adversely affected by multipath or fading fluctuation, the estimation accuracy of propagation path characteristics is further improved.

［比較結果］
以下において、実施例と比較例とを比較した結果について、図面を参照しながら説明する。 [Comparison result]
Hereinafter, the results of comparing the example and the comparative example will be described with reference to the drawings.

実施例では、パイロット信号を用いて推定された伝搬路特性（ＨＰ（ｔ，ｌ））と、単位信号の振幅値（絶対値）に基づいて推定された伝搬路特性（Ｈｄ（ｔ，ｌ））とを合成する受信装置を準備した。 In the embodiment, the propagation path characteristics (H P (t, l)) estimated using the pilot signal and the propagation path characteristics (H d (t, l,) estimated based on the amplitude value (absolute value) of the unit signal. l)) and a receiving device were prepared.

一方で、比較例では、パイロット信号を用いて推定された伝搬路特性（ＨＰ（ｔ，ｌ））のみを用いる受信装置を準備した。 On the other hand, in the comparative example, a receiving apparatus using only the propagation path characteristic (H P (t, l)) estimated using the pilot signal was prepared.

続いて、様々なノイズ環境下（Ｃ／Ｎ；Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）において、実施例及び比較例に係る受信装置によって復調された信号のビットエラー率（ＢＥＲ；Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）を測定した。   Subsequently, under various noise environments (C / N; Carrier to Noise Ratio), the bit error rate (BER) of the signal demodulated by the receivers according to the example and the comparative example was measured.

図１４は、実施例及び比較例について、ビットエラー率を比較した結果を示す図である。なお、図１４では、縦軸はビットエラー率（ＢＥＲ）を示しており、横軸はノイズ環境（Ｃ／Ｎ）を示している。図１４に示すように、実施例では、比較例に比べてビットエラー率が低減されることが確認された。   FIG. 14 is a diagram illustrating a result of comparing the bit error rates for the example and the comparative example. In FIG. 14, the vertical axis indicates the bit error rate (BER), and the horizontal axis indicates the noise environment (C / N). As shown in FIG. 14, it was confirmed that the bit error rate was reduced in the example as compared with the comparative example.

［その他の実施形態］
本発明は上述した実施形態によって説明したが、この開示の一部をなす論述及び図面は、この発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。 [Other Embodiments]
Although the present invention has been described with reference to the above-described embodiments, it should not be understood that the descriptions and drawings constituting a part of this disclosure limit the present invention. From this disclosure, various alternative embodiments, examples and operational techniques will be apparent to those skilled in the art.

例えば、上述した第２実施形態では、多項式近似部４５ａは、周波数軸方向における伝搬路特性について多項式近似を行うが、これに限定されるものではない。具体的には、多項式近似部４５ａは、時間軸方向における伝搬路特性について多項式近似を行ってもよく、周波数軸方向及び時間軸方向における伝搬路特性について多項式近似を行ってもよい。   For example, in the second embodiment described above, the polynomial approximation unit 45a performs polynomial approximation on the propagation path characteristics in the frequency axis direction, but is not limited thereto. Specifically, the polynomial approximation unit 45a may perform polynomial approximation on the propagation path characteristics in the time axis direction, and may perform polynomial approximation on the propagation path characteristics in the frequency axis direction and the time axis direction.

第１実施形態に係る受信装置１００の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiver 100 which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る等価処理部４０の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the equivalent process part 40 which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る補間方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the interpolation method which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る補間方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the interpolation method which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る補間方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the interpolation method which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る補間方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the interpolation method which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る包絡線推定部４５の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the envelope estimation part 45 which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る包絡線推定方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the envelope estimation method which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る包絡線推定方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the envelope estimation method which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る包絡線推定方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the envelope estimation method which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る受信装置１００の動作を示すフロー図である。It is a flowchart which shows operation | movement of the receiver 100 which concerns on 1st Embodiment. 第２実施形態に係る等価処理部４０の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the equivalent process part 40 which concerns on 2nd Embodiment. 第２実施形態に係る受信装置１００の動作を示すフロー図である。It is a flowchart which shows operation | movement of the receiver 100 which concerns on 2nd Embodiment. 実施例と比較例との比較結果を示す図である。It is a figure which shows the comparison result of an Example and a comparative example.

符号の説明Explanation of symbols

１０・・・アンテナ、２０・・・チューナ部、３０・・・ＦＦＴ処理部、４０・・・等価処理部、４１・・・ＳＰ抽出部、４２・・・ＳＰ複素除算部、４３・・・時間軸方向補間部、４４・・・周波数軸方向補間部、４５・・・包絡線推定部、４５ａ・・・多項式近似部、４６・・・伝搬路特性合成部、４７・・・複素除算部、５０・・・復調処理部、１００・・・受信装置、４５１・・・振幅値算出部、４５２・・・ＩＦＦＴ処理部、４５３・・・包絡線抽出部、４５４・・・ＦＦＴ処理部   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Antenna, 20 ... Tuner part, 30 ... FFT processing part, 40 ... Equivalent processing part, 41 ... SP extraction part, 42 ... SP complex division part, 43 ... Time axis direction interpolation unit, 44 ... frequency axis direction interpolation unit, 45 ... envelope estimation unit, 45a ... polynomial approximation unit, 46 ... propagation path characteristic synthesis unit, 47 ... complex division unit 50 ... demodulation processing unit, 100 ... receiving device, 451 ... amplitude value calculation unit, 452 ... IFFT processing unit, 453 ... envelope extraction unit, 454 ... FFT processing unit

Claims (6)

複数のキャリアを用いて送信装置が単位信号を送信する通信システムにおいて、前記単位信号を受信する受信装置であって、
前記キャリア毎に受信した前記単位信号の振幅値に基づいて、周波数軸方向における前記単位信号の振幅値の近似曲線を算出する算出部と、
前記算出部によって算出された前記近似曲線に基づいて、前記周波数軸方向において前記単位信号の振幅値の歪みを補正する補正部とを備えることを特徴とする受信装置。 In a communication system in which a transmission device transmits a unit signal using a plurality of carriers, the reception device receives the unit signal,
A calculation unit that calculates an approximate curve of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction based on the amplitude value of the unit signal received for each carrier;
And a correction unit that corrects distortion of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction based on the approximate curve calculated by the calculation unit. 前記キャリア毎に受信した前記単位信号を周波数軸領域から時間軸領域に変換する第１変換部と、
前記時間軸領域に変換された前記単位信号から、振幅値が所定値未満である前記単位信号を取り除く除去部と、
振幅値が前記所定値以上である前記単位信号を前記時間軸領域から前記周波数軸領域に変換する第２変換部とをさらに備え、
前記算出部は、前記第２変換部によって前記周波数軸領域に変換された前記単位信号の振幅値に基づいて前記近似曲線を算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 A first converter that converts the unit signal received for each carrier from a frequency axis region to a time axis region;
A removing unit that removes the unit signal whose amplitude value is less than a predetermined value from the unit signal converted into the time axis region;
A second converter that converts the unit signal having an amplitude value equal to or greater than the predetermined value from the time axis region to the frequency axis region;
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the calculation unit calculates the approximate curve based on an amplitude value of the unit signal converted into the frequency axis region by the second conversion unit. 前記算出部によって算出された前記近似曲線について多項式近似を行って、多項式近似曲線を算出する多項式近似部をさらに備え、
前記補正部は、前記多項式近似部によって算出された前記多項式近似曲線に基づいて、前記周波数軸方向において前記単位信号の振幅値の歪みを補正することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 A polynomial approximation unit that performs a polynomial approximation on the approximate curve calculated by the calculation unit to calculate a polynomial approximate curve;
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the correction unit corrects the distortion of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction based on the polynomial approximation curve calculated by the polynomial approximation unit. . 前記単位信号は、前記受信装置にとって既知であるパイロット信号と、前記受信装置にとって未知であるデータ信号とを含んでおり、
前記補正部は、前記単位信号の振幅値の歪みの補正に加えて、前記パイロット信号に基づいて前記単位信号の位相の歪みを補正することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The unit signal includes a pilot signal known to the receiving device and a data signal unknown to the receiving device,
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the correction unit corrects distortion of the phase of the unit signal based on the pilot signal in addition to correction of distortion of the amplitude value of the unit signal. 前記単位信号は、前記受信装置にとって既知であるパイロット信号と、前記受信装置にとって未知であるデータ信号とを含んでおり、
前記補正部は、前記近似曲線に加えて、前記パイロット信号に基づいて、前記単位信号の振幅値の歪みを補正することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The unit signal includes a pilot signal known to the receiving device and a data signal unknown to the receiving device,
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the correction unit corrects distortion of an amplitude value of the unit signal based on the pilot signal in addition to the approximate curve. 複数のキャリアを用いて送信装置が単位信号を送信する通信システムにおいて、前記単位信号を受信装置が受信する通信方法であって、
前記キャリア毎に受信した前記単位信号の振幅値に基づいて、周波数軸方向における前記単位信号の振幅値の近似曲線を算出するステップＡと、
前記ステップＡで算出された前記近似曲線に基づいて、前記周波数軸方向において前記単位信号の振幅値の歪みを補正するステップＢとを含むことを特徴とする通信方法。 In a communication system in which a transmission device transmits a unit signal using a plurality of carriers, a communication method in which the reception device receives the unit signal,
Calculating an approximate curve of the amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction based on the amplitude value of the unit signal received for each carrier; and
And a step B of correcting a distortion of an amplitude value of the unit signal in the frequency axis direction based on the approximate curve calculated in the step A.
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