JP2008178044A - Ofdm receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、OFDM(直交周波数分割多重:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を採用するデジタル放送やデジタル伝送分野の受信技術に係わり、特に、デジタル放送や無線LAN(Local Area Network)等の電波を受信する際に発生するマルチパスフェージングの影響を低減するダイバーシティ合成技術や干渉波の影響を除去するためのアダプティブアレーアンテナ技術に関する。 The present invention relates to a reception technology in the field of digital broadcasting and digital transmission that employs OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), and in particular, receives radio waves such as digital broadcasting and wireless LAN (Local Area Network). In particular, the present invention relates to a diversity combining technique for reducing the influence of multipath fading that occurs at the time, and an adaptive array antenna technique for removing the influence of interference waves.
OFDM方式を採用するデジタル放送やデジタル伝送における従来の受信技術として、非特許文献1及び特許文献1に記載のものがある。非特許文献1には、様々な角度からの到来波が、移動受信によって各々周波数シフト(以下、ドップラーシフトという。)を引き起こし、これらが足し合わされる環境(以下、多重ドップラーシフト環境という。)によって発生する、OFDM信号のキャリア間干渉を、ビームスペースアダプティブアレーアンテナ(以下、BSAAAという。)を用いて補償する技術が記載されている。このBSAAAを用いて補償する方式は、固定重み係数で形成される指向性ビームをマルチビーム型に配置し、360度全方位を万遍なくカバーすることにより、複数の到来方向からの受信波を各指向性ビームで分離受信して、各々ドップラーシフトをAFC(Auto Frequency Controll)によって補償し、AFC後の全ての信号に対してサブキャリア毎の最大比合成を行うものである。
Non-Patent
また、特許文献1には、多重ドップラーシフト環境によって発生する、OFDM信号のキャリア間干渉を、異なる到来波を異なる指向性ビームでそれぞれ分離合成するマルチビーム型適応指向性制御方式により補償する技術が記載されている。この方式は、参照信号を必要とせず、相関行列の固有ベクトルを重み係数として直接求めることで、第1固有ベクトル、第2固有ベクトルの順に各到来波に対応する固有ベクトルビーム(指向性ビーム)を求めるものである。この方式では、ベキ乗法および減次という処理を組み合わせることにより、高速に計算することができる。
前述の非特許文献1の方式では、固定重み係数を用いて指向性ビームを形成することから、各指向性ビームのメインビーム方向に所望波が到来し、ダイナミックレンジを確保できる方向から不要波が到来してくる場合は、所望波と不要波を分離して受信することができ、ドップラーシフトで生じるキャリア間干渉を補償することが可能となる。しかしながら、ダイナミックレンジを確保できない方向から不要波が到来してくる場合は、不要波成分も受信することになる。このため、この方式では、所望波と不要波を分離して受信することができず、ドップラーシフトで生じるキャリア間干渉を補償することができない場合があるという問題があった。
In the method of
また、前述の特許文献1の方式は、固有ベクトルを収束させるために必要な計算量を少なくすることを目的としており、ある計算区間で求めた固有ベクトルを、次の計算区間で求める予定の固有ベクトルの初期ベクトルとして使用する(順次更新する)ことにより実現している。したがって、低速で移動する受信環境のように、計算区間同士の信号レベルの変動速度が遅い場合は問題はない。しかしながら、高速で移動する受信環境のように、計算区間同士の信号レベルの変動速度が速い場合は、固有ベクトルを収束させることができず、受信品質が劣化するという問題があった。
Further, the above-described method of
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、固定受信環境及び移動受信環境を問わず、あらゆる方向から到来する複数の到来波を受信する際に、受信品質劣化を補償することが可能なOFDM受信装置を提供することにある。 Therefore, the present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its purpose is to receive quality when receiving a plurality of incoming waves arriving from all directions regardless of a fixed reception environment and a mobile reception environment. An object of the present invention is to provide an OFDM receiver capable of compensating for deterioration.
上記課題を解決するため、請求項1の発明は、OFDM変調方式を用いたデジタル伝送の受信装置において、K本の複数のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部と、前記アレーアンテナ部を介して受信したK素子分のOFDM信号をIQ信号に直交復調する直交復調部と、前記IQ信号に基づいてNの複数の系統の指向性ビームを形成し、N系統の指向性ビームに対応するアレー合成用重み係数とN系統に分配した前記IQ信号とからアレー合成信号を生成し、前記アレーアンテナ部への到来波を分離したN系統の信号を生成する指向性形成部と、前記生成されたN系統の信号に対し、周波数シフトを補償するAFC部と、前記補償されたN系統の信号の各信号レベルを測定し、その信号レベルの高い上位L系統の信号を選択切換する信号選択切換部と、前記L系統の信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部とを備え、前記指向性形成部は、前記直交復調されたIQ信号について、予め設定されたサンプル数分のデータを蓄積するサンプルバッファ部と、前記サンプルバッファ部から読み出したIQ信号を分配する分配部と、前記分配されたIQ信号におけるK素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記N系統に対応する到来角情報を持つベクトルとに基づいて、N系統のアレー合成用重み係数を計算するアレー合成用重み係数計算部と、前記分配されたN系統のIQ信号を、前記アレー合成用重み係数計算部における処理時間分遅延させる遅延調整部と、前記遅延されたN系統のIQ信号と前記N系統のアレー合成用重み係数とからアレー合成信号を生成するアレー合成信号生成部とを備えたことを特徴とする。
In order to solve the above-mentioned problem, the invention of
また、請求項2の発明は、前記指向性形成部のアレー合成用重み係数計算部が、MSN手法(Maximal SNR Method)により、前記分配されたIQ信号におけるK素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記N系統に対応する到来角情報を持つステアリングベクトルとに基づいて、N系統のアレー合成用重み係数を計算することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, the array synthesis weight coefficient calculation unit of the directivity forming unit includes correlation values of signals corresponding to K elements in the distributed IQ signal by the MSN technique (Maximal SNR Method). Based on the correlation matrix and the steering vector having angle-of-arrival information corresponding to the N systems, N system array synthesis weight coefficients are calculated.
また、請求項3の発明は、前記指向性形成部のアレー合成用重み係数計算部が、DCMP手法(Directionally Constrained Minimization of Power Method)により、前記分配されたIQ信号におけるK素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記N系統に対応する到来角情報を持つ拘束ベクトルとに基づいてN系統のアレー合成用重み係数を計算することを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, the array synthesis weight coefficient calculation unit of the directivity forming unit uses a DCMP technique (Directly Constrained Minimization of Power Method) to correlate signals for K elements in the distributed IQ signal. A weight coefficient for array synthesis of N systems is calculated based on a correlation matrix composed of values and a constraint vector having arrival angle information corresponding to the N systems.
また、請求項4の発明は、前記信号選択切換部が、前記AFC部により補償されたN系統の信号の各信号レベルを測定し、系統番号及びレベル値を出力するレベル測定部と、 前記出力された系統番号及びレベル値に基づいて、N系統の系統番号のうちのレベル値の高い上位L系統の系統番号を判定するレベル判定部と、前記判定されたL系統の系統番号に基づいて、N系統の信号のうちのL系統の信号を選択切換し、予め設定された時間分遅延させて前記L系統の信号を出力する選択切換部とを備えたことを特徴とする。 According to a fourth aspect of the invention, the signal selection switching unit measures each signal level of the N system signals compensated by the AFC unit, and outputs a system number and a level value, and the output Based on the determined system number and the level value, based on the determined system number of the L system, a level determination unit that determines the system number of the higher L system of the higher level value of the N system numbers, And a selection switching unit for selectively switching an L-system signal among the N-system signals and outputting the L-system signal after being delayed by a preset time.
また、請求項5の発明は、前記ダイバーシティ合成部が、前記L系統の信号における周波数領域の信号から算出した伝送路特性を入力し、シンボルフィルタ処理を行うシンボルフィルタ部と、前記信号選択切換部のレベル判定部からL系統の系統番号を入力し、該L系統の系統番号と前記信号選択切換部の選択切換部における遅延時間とに基づいて、シンボルフィルタ処理を特定するための信号を出力するシンボルフィルタ指定部とを備えて、前記L系統の信号をサブキャリア毎に最大比合成し、前記シンボルフィルタ部が、前記シンボルフィルタ指定部からのシンボルフィルタ処理を特定するための信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部に伝送路推定の対象シンボルに対して3シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に4シンボル離れた各SP位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第1の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して2シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に4シンボル離れた各SP位置の伝送路特性を用いて直線内挿補間により求めた伝送路特性と、時間方向に1シンボル離れた各SP位置の伝送路特性と、SP位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第2の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して1シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に1シンボル離れた各SP位置の伝送路特性と、本来のSP位置の伝送路特性を削除して0とした伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第3の補間処理と行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルしかない場合に、前記シンボルフィルタ処理を行わない第4の補間処理とを行うことを特徴とする。
According to a fifth aspect of the present invention, the diversity combining unit inputs a transmission path characteristic calculated from a frequency domain signal in the L-system signal and performs symbol filter processing, and the signal selection switching unit. The system number of the L system is input from the level determination unit, and a signal for specifying the symbol filter processing is output based on the system number of the L system and the delay time in the selection switching unit of the signal selection switching unit A symbol filter designating unit, and combining the L system signals for each subcarrier with a maximum ratio, and the symbol filter unit based on a signal for specifying symbol filter processing from the symbol filter designating unit, Depending on the selection switching of the signal selection switching unit, signals of different systems are sent to the
また、請求項6の発明は、請求項1に記載のOFDM受信装置のうちの信号選択切換部を備えておらず、前記アレーアンテナ部、直交復調部、指向性形成部、AFC部及びダイバーシティ合成部を備え、N=Lとしたことを特徴とする。
The invention according to
また、請求項7の発明は、請求項1から5までのいずれか一項に記載のOFDM受信装置において、AFC部と信号選択切換部との配置位置を入れ換え、信号選択切換部の後段にAFC部を備えることを特徴とする。 According to a seventh aspect of the present invention, in the OFDM receiving apparatus according to any one of the first to fifth aspects, the arrangement positions of the AFC unit and the signal selection switching unit are interchanged, and the AFC unit is placed after the signal selection switching unit. It comprises a part.
以上のように、本発明によれば、固定受信環境及び移動受信環境を問わず、あらゆる方向から到来する複数の到来波を受信する際に、受信品質劣化を補償することが可能なOFDM受信装置を実現することができる。 As described above, according to the present invention, when receiving a plurality of incoming waves arriving from all directions regardless of a fixed reception environment or a mobile reception environment, an OFDM receiver capable of compensating reception quality degradation. Can be realized.
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔実施例1〕
まず、実施例1について説明する。図1は、本発明による実施例1のOFDM受信装置を示すシステム構成図である。このOFDM受信装置1は、K本のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部10と、K素子分の受信OFDM信号を復調してIQ信号(I:In−Phase(同相成分)、Q:Quadrature−Phase(直交成分))を得る直交復調部20と、N系統の指向性ビームを適応的に形成し、N系統のアレー合成用重み係数と直交復調部20からのIQ信号からN系統のアレー合成信号を計算する指向性形成部30と、指向性形成部30によりN系統の適応指向性ビームで各到来波を分離して受信(以下、分離受信という。)した後に、ドップラーシフト補償したN系統の信号を生成して出力するAFC部40と、AFC部40からのN系統の合成信号の各信号レベルを測定し、その測定値の高い上位L系統を選択切換して出力する信号選択切換部50と、信号選択切換部50からのL系統の出力信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部60とを備えて構成される。以下、各部の詳細について説明する。
The best mode for carrying out the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
[Example 1]
First, Example 1 will be described. FIG. 1 is a system configuration diagram illustrating an OFDM receiving apparatus according to a first embodiment of the present invention. The OFDM receiving
〔アレーアンテナ部〕
アレーアンテナ部10は、K本のアンテナを各アレー素子として構成するアンテナ部であり、配置によって様々な形状のアレーアンテナ部とすることができる。図2は、図1に示したアレーアンテナ部10のアレー素子の配置例を示す図である。図2において、(a)は各アレー素子を線上に配置した線形アレーを示している。(b)は各アレー素子を平面上に配置した平面アレーを示している。(c)は各アレー素子を円形に配置した円形アレーを示している。尚、図2(a)〜(c)に示したアレーアンテナ部10の配置は一例であり、他の配置により構成するようにしてもよい。また、アレー素子の間隔は等間隔であってもよいし、不等間隔であってもよい。
[Array antenna section]
The
〔直交復調部〕
直交復調部20は、アレーアンテナ部10からK素子分の受信OFDM信号を入力し、これらの受信OFDM信号を直交復調してIQ信号を生成し、K素子分のIQ信号を出力する。ここで、IQ信号は、等価ベースバンド信号であり、以下、IQ信号を等価ベースバンド信号として説明する。尚、直交復調処理をIF(Intermediate Frequency)信号で行って、そのあと等価ベースバンドに変換してもかまわない。
(Quadrature demodulator)
The
図3は、図1に示した直交復調部20の構成を示す図である。この直交復調部20は、K素子分のBPF(Band Pass Filter)部21、ローカル信号発生部22、π/2移相器26、2個のK分配部23−1,23−2、(K素子×2)個の乗算部24−1,24−2、及び(K素子×2)個のLPF部25−1,25−2を備えて構成される。
FIG. 3 is a diagram showing a configuration of the
BPF部21は、アレーアンテナ部10からのK素子分の受信OFDM信号を入力し、予め設定された周波数範囲の信号のみを通過させる。ローカル信号発生部22は、予め設定されたローカル信号を発生し、K分配部23−1は、そのローカル信号を等レベル及び同位相の信号に、K素子分の数だけ分配する。また、K分配部23−2は、π/2移相器26で位相がπ/2シフトされたローカル信号を等レベル及び同位相の信号に、K素子分の数だけ分配する。乗算部24−1,24−2は、BPF部21通過後の信号と、K分配部23−1,23−2により分配されたローカル信号とをそれぞれ乗算(直交復調)し、K素子分のI信号とQ信号を各々出力する。LPF部25は、K素子分のIQ信号をそれぞれ入力し、予め設定された遮断周波数以下の信号のみを通過させる。このようにして生成されたK素子分のIQ信号は、指向性形成部30に送られる。
The
〔指向性形成部〕
指向性形成部30は、直交復調部20からのK素子分のIQ信号を入力し、N系統の指向性ビームを適応的に形成し、この指向性ビームを生成するアレー合成用重み係数と、入力したIQ信号とからN系統のアレー合成信号(IQ信号)を生成して出力する。
(Direction forming part)
The
図4は、図1に示した指向性形成部30の構成を示す図である。この指向性形成部30は、Mサンプルバッファ部31、(N+1)分配部32、アレー合成用重み係数計算部33、N系統の遅延調整部34、及びN系統のアレー合成信号生成部35を備えて構成される。
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of the
Mサンプルバッファ部31は、直交復調部20からのK素子分のIQ信号を入力し、図示しない入出力タイミング発生部からの入出力タイミング信号に従って、Mサンプル分のIQ信号を蓄積して書き込み、読み出す。Mサンプルバッファ部31は、FIFO(First In First Out)構成のように、データを書き込んで読み出す場合に、書き込んだ順番どおりにデータを読み出す構成となっており、入出力タイミング信号により、データの入出力を行うサンプル単位が指定される。(N+1)分配部32は、Mサンプルバッファ部31からのMサンプル単位のIQ信号を入力し、信号レベルが同一であって時間的に同期している信号を(N+1)系統に分配して出力する。ここでは、Mサンプルバッファ部31であるメモリの一例としてFIFOを利用した場合を示したがこれに限るものではなく、同様な処理を行うもので代用してもかまわない。
The M
アレー合成用重み係数計算部33は、(N+1)分配部32により分配された(N+1)系統のIQ信号のうち1系統のIQ信号を入力し、図示しないステップ角発生部からのステップ角を入力し、後述する手法によりアレー合成用重み係数の最適ウェイトWopt(n)を計算する。尚、最適ウェイトWopt(n)はベクトルで表され、Wopt(n)=[w1(n),w2(n),・・・,wk(n)]である(以下、同じ。)。ここで、nは指向性ビーム番号(最大はN)であり、後述する(1)式に示すように、ステップ角Aに従って増減される。尚、前述した(N+1)分配部32により分配されるIQ信号の系統数Nは、予め設定されたステップ角Aにより予め設定される。
The array synthesis weight
遅延調整部34は、(N+1)分配部32により分配された(N+1)系統のIQ信号のうちの残りのN系統のIQ信号をそれぞれ入力し、アレー合成用重み係数計算部33の処理時間を考慮した時間分遅延調整し、遅延調整したIQ信号を出力する。アレー合成信号生成部35は、アレー合成用重み係数計算部33により計算されたアレー合成用重み係数の最適ウェイトWopt(n)と遅延調整部34からのIQ信号[x1,x2,・・・,xk]とを、図5に示すように、乗算部36によりそれぞれ複素乗算後、加算部37によりK素子の各素子成分を加算し、N系統のアレー合成信号y(n)を生成する。このように生成されたN系統の合成出力信号(IQ信号)は、AFC部40に送られる。
The
以下、アレー合成用重み係数計算部33における適応指向性形成のアルゴリズムについて、M−MSN(Multiple−Maximal SNR Method)アダプティブアレー方式を用いた場合、及びM−DCMP(Multiple−Directionally Constrained Minimization of Power Method)アダプティブアレー方式を用いた場合についてそれぞれ説明する。
Hereinafter, with respect to the algorithm for forming the adaptive directivity in the weight
〔M−MSNアダプティブアレー方式〕
MSN(最大SNR法)アダプティブアレー方式は、所望波の到来方向(V:ステアリングベクトル)が既知であるという条件の下で適応的に指向性を制御する手法である。地上デジタル放送の移動受信環境は、複数の所望波を受信する多重ドップラーシフト環境であると考えることもできるため、複数の到来方向を各々参照信号とするN個の指向性ビームの最適ウェイトを求め、到来波成分を分離し、後段でダイバーシティ合成する手法が有効である。尚、MSNアダプティブアレー方式の詳細については、「菊間著、“アレーアンテナによる適応信号処理”、科学技術出版」の文献を参照されたい。
[M-MSN adaptive array method]
The MSN (maximum SNR method) adaptive array method is a method of adaptively controlling directivity under the condition that the arrival direction (V: steering vector) of a desired wave is known. Since the mobile reception environment of terrestrial digital broadcasting can be considered as a multiple Doppler shift environment for receiving a plurality of desired waves, the optimum weights of N directional beams each having a plurality of directions of arrival as reference signals are obtained. An effective method is to separate the incoming wave components and synthesize diversity at a later stage. For details of the MSN adaptive array method, refer to the document “Kikuma,“ Adaptive Signal Processing by Array Antenna ”, Science and Technology Publishing”.
ここで説明するM−MSNアダプティブアレー方式は、MSNアダプティブアレー方式を拡張したものであり、複数の所望波の到来方向を推定するため、(1)式に示すように、A度ステップで得られるN系統分のステアリングベクトルを使用して最適ウェイトを求める。
M−MSNアダプティブアレーの最適ウェイトWopt(n)は、(2)式により求めることができる。尚、Rxxは相関行列である。前述のように、最適ウェイトWopt(n)及びV(n)はベクトルで表される。
図6は、図4に示したアレー合成用重み係数計算部33において求める最適ウェイトの計算手順を示すフローチャート図である。以下、図6のフローチャート図に従って説明する。
FIG. 6 is a flowchart showing the procedure for calculating the optimum weight obtained by the array synthesis
(ステップ501)
まず、アレー合成用重み係数計算部33は、Rxx(相関行列)を計算する。相関行列Rxxは、各アレー素子の受信信号の相関値を行列表現したものであり、入力ベクトルX(t)と入力ベクトルの複素共役転置X(t)Hとの内積を取り、Mサンプル分の時間的な加算平均を行うことにより求めることができる。
First, the array synthesis
(ステップ502)
次に、アレー合成用重み係数計算部33は、相関行列Rxxの逆行列Rxx −1を計算する。逆行列Rxx −1は、例えば、ガウスの消去法、LU分解等の計算アルゴリズムを用いて求めることができる。尚、逆行列の計算手法の詳細については、「戸川著、“科学技術計算ハンドブック”、サイエンス社」を参照されたい。
(Step 502)
Next, the array synthesis
(ステップ503)
次に、アレー合成用重み係数計算部33は、V(n)(ステアリングベクトル)を計算する。ステアリングベクトルV(n)は、指向性ビームのメインローブ方向を決めるものであり、(4)式により表される。
Next, the array synthesis weight
尚、K素子が等間隔に配置された線形アレーの場合のυK(n)は(5)式となる。
(ステップ504)
次に、アレー合成用重み係数計算部33は、最適ウェイトWopt(n)を計算する。
Next, the array synthesis weight
(ステップ505)
最適ウェイトWopt(n)はN通りの値があるため、アレー合成用重み係数計算部33は、前述のステップ503,504をN通り計算する。なお、このN通りの計算は時系列に行うものではなく、同時に行うものとする。
(Step 505)
Since the optimum weight W opt (n) has N values, the array synthesis weight
〔M−DCMPアダプティブアレー方式〕
DCMP(方向拘束付出力電力最小化法)アダプティブアレー方式は、所望波(複数も可)の拘束方向(C:拘束行列)を指定し、拘束条件で保護する成分はそのままにし、保護されない他の成分を抑圧するように出力電力を最小化する手法である。DCMPアダプティブアレーの最適ウェイトWopt(n)を(7)式に示す。最適ウェイトWopt(n)は、拘束行列Cで拘束する所望波成分に拘束応答ベクトルHで重み付けをすることにより求めることができる。尚、DCMPアダプティブアレー方式の詳細については、「菊間著、“アレーアンテナによる適応信号処理”、科学技術出版」の文献を参照されたい。
DCMP (Directionally Constrained Output Power Minimization Method) Adaptive array method specifies the constraint direction (C: constraint matrix) of the desired wave (s), leaves the components protected by the constraint conditions intact, This is a technique for minimizing the output power so as to suppress the component. The optimal weight W opt (n) of the DCMP adaptive array is shown in equation (7). The optimum weight W opt (n) can be obtained by weighting the desired wave component restrained by the restraint matrix C with the restraint response vector H. For details of the DCMP adaptive array method, refer to the document “Kikuma,“ Adaptive Signal Processing by Array Antenna ”, Science and Technology Publishing”.
地上デジタル放送の移動受信環境は、複数の所望波を受信する多重ドップラーシフト環境であると考えることもできるため、複数の到来方向を各々参照信号とするN個の指向性ビームの最適ウェイトを求め、到来波成分を分離し、後段でダイバーシティ合成する手法が有効である。ここで説明するM−DCMPアダプティブアレー方式は、DCMPアダプティブアレー方式を拡張したものであり、M−MSNアダプティブアレー方式と同様に、複数の所望波の到来方向を推定するため、拘束条件を単一方向にし、また拘束応答ベクトルをH=1とした場合のA度ステップで得られるN系統分の拘束ベクトルC(n)(=ステアリングベクトル)を使用して最適ウェイトを求める。 Since the mobile reception environment of terrestrial digital broadcasting can be considered as a multiple Doppler shift environment for receiving a plurality of desired waves, the optimum weights of N directional beams each having a plurality of directions of arrival as reference signals are obtained. An effective method is to separate the incoming wave components and synthesize diversity at a later stage. The M-DCMP adaptive array system described here is an extension of the DCMP adaptive array system. Like the M-MSN adaptive array system, a single constraint condition is used to estimate the arrival directions of a plurality of desired waves. The optimum weight is obtained using the constraint vector C (n) (= steering vector) for N systems obtained in the A degree step when the constraint response vector is H = 1.
したがって、M−DCMPアダプティブアレーの最適ウェイトWopt(n)は(10)式となる。
(ステップ501,502)
アレー合成用重み係数計算部33は、Rxx(相関行列)を計算し、相関行列Rxxの逆行列Rxx −1を計算する。この計算処理は、前述したとおりである。
(Steps 501 and 502)
The array synthesis
(ステップ503)
次に、アレー合成用重み係数計算部33は、拘束ベクトルC(n)を計算する。拘束ベクトルC(n)は、指向性ビームのメインローブ方向を決めるものであり、(11)式により表される。
Next, the array synthesis
尚、K素子が等間隔に配置された線形アレーの場合のcK(n)は(12)式となる。
(ステップ504)
次に、アレー合成用重み係数計算部33は、最適ウェイトWopt(n)を計算する。
Next, the array synthesis weight
(ステップ505)
最適ウェイトWopt(n)はN通りの値があるため、アレー合成用重み係数計算部33は、前述のステップ503,504をN通り計算する。なお、このN通りの計算は時系列に行うものではなく、同時に行うものとする。
(Step 505)
Since the optimum weight W opt (n) has N values, the array synthesis weight
〔AFC部〕
図1に戻って、AFC部40は、指向性形成部30によりN系統の指向性ビームによって到来波を分離受信した後、指向性形成部30からのN系統のアレー合成信号(IQ信号)を入力し、ドップラーシフトの周波数を推定して補償し、ドップラー補償後のIQ信号を出力する。
[AFC Department]
Returning to FIG. 1, the
図7は、図1に示したAFC部40の構成を示す図である。このAFC部40は、有効シンボル長遅延部41−1,41−2、乗算部42−1,42−2、移動平均部43−1,43−2、ドップラー周波数計算部44、及び周波数補正部45をそれぞれN系統分備えて構成される。
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of the
有効シンボル長遅延部41−1は、指向性形成部30からのI信号I(t)を入力し、有効シンボル期間Tu遅延されたI信号I(t+Tu)を生成する。また、有効シンボル長遅延部41−2は、指向性形成部30からのQ信号Q(t)を入力し、有効シンボル期間Tu遅延されたQ信号Q(t+Tu)を生成する。
The effective symbol length delay unit 41-1 receives the I signal I (t) from the
乗算部42−1は、指向性形成部30からのI信号I(t)と、有効シンボル長遅延部41−1により遅延されたI信号I(t+Tu)とを乗算する(相関をとる)。また、乗算部42−2は、指向性形成部30からのI信号I(t)と、有効シンボル長遅延部41−2により遅延されたQ信号Q(t+Tu)とを乗算する(相関をとる)。
The multiplier 42-1 multiplies (correlates) the I signal I (t) from the
移動平均部43−1は、乗算部42−1により乗算された信号について、ガードインターバル期間のサンプル(NTg)分の移動平均をとったSii(t)を生成する。また、移動平均部43−2は、乗算部42−2により乗算された信号について、ガードインターバル期間のサンプル(NTg)分の移動平均をとったSiq(t)を生成する。これらの信号Sii(t)及びSiq(t)は、ドップラー周波数計算部44に送られる。
The moving average unit 43-1 generates Sii (t) obtained by taking a moving average of samples (NT g ) in the guard interval period for the signal multiplied by the multiplying unit 42-1. Further, the moving average unit 43-2 generates Siq (t) obtained by taking a moving average of samples (NT g ) in the guard interval period for the signal multiplied by the multiplying unit 42-2. These signals Sii (t) and Siq (t) are sent to the Doppler
Sii(t)及びSiq(t)は、(14)式及び(15)式によりそれぞれ計算する。
ドップラー周波数計算部44は、移動平均部43−1,43−2により算出されたSii(t)及びSiq(t)から、OFDMシンボル毎にIシンボル分の加算平均を行い、(16)式によってドップラー周波数fdを計算する。
周波数補正部45は、指向性形成部30からのIQ信号と、ドップラー周波数計算部44からのドップラー周波数fdとをそれぞれ入力し、ドップラー周波数fdを位相回転量θfdに換算した(17)式及び(18)式により、ドップラー補償後のIQ信号を得る。
このような処理がN系統分行われ、得られたドップラー補償後のN系統のIQ信号は、信号選択切換部50に送られる。尚、前述したAFC部40によるドップラー補償の手法はフィードフォワード型を例として説明したが、ドップラー補償の手法にはその他多くの手法があり、本発明をフィードフォワード型に限定するものではない。
Such processing is performed for N systems, and the obtained IQ signals of N systems after Doppler compensation are sent to the signal
〔信号選択切換部〕
信号選択切換部50は、AFC部40からドップラー補償後のN系統のIQ信号を入力し、各信号レベルを測定し、N系統の信号レベル測定値のうちの予め設定されたL系統(L<N)について、信号レベル測定値の高い上位L系統を選択し、L系統のIQ信号を出力する。
[Signal selection switching section]
The signal
図8は、図1に示した信号選択切換部50の構成を示す図である。この信号選択切換部50は、N系統のMサンプルレベル測定部51、レベル判定部52、及び選択切換部53を備えて構成される。選択切換部53は、入力ポート54、出力ポート55、及びL系統の遅延部56を備えている。
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of the signal
Mサンプルレベル測定部51は、AFC部40からのN系統のIQ信号を入力し、(19)式によりMサンプル期間における平均信号レベルを測定し、系統番号(1,2,・・・,N)及びレベル値(例えば、−10dBm)をレベル判定部52に出力する。
レベル判定部52は、N系統のMサンプルレベル測定部51から系統番号及びレベル値を入力し、レベル値を基準にしてN系統の信号から信号レベルの高い上位L系統の信号を選択し、選択した系統番号を選択切換部53及び後述するシンボルフィルタ指定部69(図9を参照)に出力する。
The
選択切換部53は、レベル判定部52からL系統の系統番号を入力し、この系統番号に基づいて、Mサンプルレベル測定部51から入力ポート54に入力したN系統のIQ信号のうち、出力ポート55から出力するL系統のIQ信号に切り換えるために、入力ポート54と出力ポートとの接続を切り換える。そして、選択切換部53の遅延部56は、出力ポート55からのL系統のIQ信号に対し、後述するダイバーシティ合成部60のシンボルフィルタ部63(図9を参照)における切り換え対応処理の準備時間分遅延させて出力する。
The
後述するダイバーシティ合成部60は、伝送路推定処理において一般的な伝送路推定方式を利用した場合、伝送路推定対象であるシンボルを含めて計7シンボルを使用した時間内挿処理を行うことから、選択切換部53において選択されていた系統の信号と、選択切換後に選択された新たな系統の信号とを使用して伝送路推定を行う場合が発生し、受信品質劣化が生じてしまう。そこで、選択切換部53は、L系統の遅延部56を備え数シンボルの遅延を生じさせることにより、ダイバーシティ合成部60のシンボルフィルタ部63において選択切換部53での切り換えタイミングに合った伝送路推定のフィルタ処理が行われるように、切換対応処理の準備時間を与える。具体的には、遅延部56は、シンボルフィルタ部63において後述する補間処理I(図11を参照)を行う場合に少なくとも7シンボル分データ蓄積を与え、補間処理IIを行う場合に少なくとも5シンボル分のデータ蓄積を与え、補間処理IIIを行う場合に少なくとも3シンボル分のデータ蓄積を与え、補間処理IVを行う場合に少なくとも1シンボル分のデータ蓄積を与える必要があることから、結果として、少なくとも7シンボル期間の遅延を与えるものとする。尚、伝送路推定の対象シンボルは、計7シンボルデータのうちの4番目のシンボルデータを使用して行うものとする。
When the
また、選択切換部53において選択切り換えが頻繁に発生しないように、一度選択された信号は、選択されなくなるまで入力ポート54と出力ポート55との間の接続を換えないものとする。尚、前述の信号選択切換部50では、信号選択基準として信号レベルを用いたが、信号品質(MER:変調誤差比 Modulation Error Ratio)を選択基準として用いるようにしてもよい。
Further, in order to prevent frequent selection switching in the
〔ダイバーシティ合成部〕
ダイバーシティ合成部60は、信号選択切換部50からL系統のIQ信号を入力し、L系統のダイバーシティ合成をする際に、サブキャリア毎に最大比合成を行い、最大比合成後のIQ信号を出力する。
[Diversity synthesis department]
The
図9は、図1に示したダイバーシティ合成部60の構成を示す図である。このダイバーシティ合成部60は、FFT部61、SP抽出部62−1、SP発生部62−2、除算部62−3、シンボルフィルタ部63、キャリアフィルタ部64、ダイバーシティ合成用重み係数計算部65、遅延調整部66、及び乗算部67をそれぞれL系統分備えて構成され、さらに、シンボルフィルタ指定部69及び同相合成部68を備えて構成される。
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of
FFT部61は、信号選択切換部50からL系統のIQ信号を入力し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。SP抽出部62−1は、FFT部61からの周波数領域の信号を入力し、復調の際の基準信号となるSP信号を抽出する。
SPの位置kpは(20)式により定義される。
The SP position kp is defined by equation (20).
SP発生部62−2は、既知のSP信号を発生する。除算部62−3は、SP抽出部62−1により抽出されたSP信号とSP発生部62−2により発生された既知のSP信号とを複素除算する。これにより、SPの位置の伝送路特性(振幅と位相)
を求めることができる。
The SP generator 62-2 generates a known SP signal. The division unit 62-3 performs complex division on the SP signal extracted by the SP extraction unit 62-1 and the known SP signal generated by the SP generation unit 62-2. As a result, transmission path characteristics (amplitude and phase) at the SP position
Can be requested.
シンボルフィルタ部63は、時間方向の内挿処理であるシンボルフィルタ処理を行い、キャリアフィルタ部64は、周波数方向の内挿処理であるキャリアフィルタ処理を行い、これらの処理により、各系統のサブキャリア毎の伝送路特性Hl(s,c)を推定する。ダイバーシティ合成用重み係数計算部65は、伝送路特性Hl(s,c)を使用して最大比合成用のサブキャリア毎の重み係数Wl(s,c)を求める。乗算部67は、ダイバーシティ合成用重み係数計算部65からの重み係数Wl(s,c)と、FFT部61からのもう一方の出力信号とを複素乗算する。ここで、FFT部61からのもう一方の出力信号は、遅延調整部66により、SP抽出部62−1、除算部62−3、シンボルフィルタ部63、キャリアフィルタ部64およびダイバーシティ合成用重み係数計算部65の処理時間分遅延される。同相合成部68は、乗算部67からの各系統の出力信号を同相合成して出力する。ここで、sはシンボル番号、cはサブキャリア番号、lはダイバーシティ合成部への入力番号を示す。
The
以下、シンボルフィルタ処理、キャリアフィルタ処理、最大比合成処理、及び伝送路推定手法について説明する。 Hereinafter, symbol filter processing, carrier filter processing, maximum ratio combining processing, and a transmission path estimation method will be described.
〔シンボルフィルタ処理〕
シンボルフィルタ部63によるシンボルフィルタ処理の一例として直線内挿手法を説明する。
[Symbol filter processing]
A straight line interpolation method will be described as an example of symbol filter processing by the
SPの位置の伝送路特性
、及びこのシンボルよりも4シンボル後のSPの位置の伝送路特性
が除算部62−3により既に算出されていると仮定すると、残りのシンボルは、まずシンボル間の差分量ΔHl,kpを(21)式により計算し、残りの各シンボルの伝送路特性を(22)式により推定する。
, And transmission path characteristics at the SP position 4 symbols after this symbol
Is already calculated by the dividing unit 62-3, first, the remaining symbols are calculated by calculating the difference amount ΔH l, kp between the symbols by the equation (21), and the transmission path characteristics of the remaining symbols are expressed by ( 22) Estimate by the equation.
〔キャリアフィルタ処理〕
次に、キャリアフィルタ部64によるキャリアフィルタ処理の一例としてFFT法を説明する。FFT法では、まずシンボルフィルタ部63により推定された伝送路特性以外に零内挿を行う。
Next, the FFT method will be described as an example of carrier filter processing by the
さらに、OFDM信号帯城端の誤差を低減するため、OFDM信号帯域の左端及び右端にA及びBで示したベクトルを挿入し、IFFTを行う。clはOFDMの総キャリア数である。
その後、折り返し除去のため、帯域制限フィルタ係数Fを
に乗算し、フーリエ変換して伝送路特性Hl(s,c)を得る。
Is multiplied by Fourier transform to obtain a transmission path characteristic H l (s, c).
〔最大比合成処理〕
ダイバーシティ合成用重み係数計算部65は、シンボルフィルタ処理及びキャリアフィルタ処理の2次元フィルタを行うことにより得られた伝送路特性Hl(s,c)から、最大比合成用のダイバーシティ合成用重み係数をサブキャリア毎に算出する。系統間の重み割合は、(29)式に示すように伝送路推定値の大小によって決定される。尚、
はHlの共役複素数である。
The diversity combining weight
Is the conjugate complex number of H l .
〔伝送路推定手法〕
マルチパスフェージング影響下では、シンボルフィルタ部63の内挿処理の違いにより移動受信特性やマルチパス耐性が異なる。ここでは、一般的な伝送路推定方式と高速移動受信用の伝送路推定方式について説明する。一般的な伝送路推定方式は、図10(a)に示すように、時間的に計7シンボル離れたSPを使用して直線内挿する方式であるため、時変動の影響を受けやすい。しかし、マルチパス環境下では周波数方向に3キャリア毎に内挿されたSPを使用して伝送路推定を行うため、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けにくい。一方、高速移動受信用の伝送路推定方式は、図10(b)に示すように、時間方向の内挿は行わず、周波数方向の内挿処理のみを行う方式であるため、時変動に強い。しかし、マルチパス環境下では、周波数方向の12キャリア毎のSPしか使用しないため、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けやすい。
[Transmission path estimation method]
Under the influence of multipath fading, mobile reception characteristics and multipath tolerance differ depending on the interpolation processing of the
〔切換対策用のシンボルフィルタ処理〕
次に、シンボルフィルタ部63による切換対策用のシンボルフィルタ処理について説明する。この処理は、信号選択切換部50からの系統番号および信号選択切換部50の遅延部56における遅延時間(予め設定された遅延時間)に基づいて、補間処理を順次切り換えるものである。シンボルフィルタ指定部69は、信号選択切換部50のレベル判定部52から系統番号を入力し、常に系統番号をモニターすることにより、何シンボル後に現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が送られてくるのかを知ることができる。すなわち、シンボルフィルタ指定部69は、入力した系統番号が変化したことを判断した場合、そのときから、信号選択切換部50の遅延部56により信号を遅延させる予め設定された時間に相当するシンボル後に、新たな系統の信号が送られてくる切換発生ラインを認識する。したがって、シンボルフィルタ指定部69は、入力した系統番号が変化したタイミング及びその後のタイムカウントによって切換発生ラインのタイミングを認識し、図11に示す補間処理I〜IVを使い分け、シンボルフィルタ部63に処理を行わせる。以下、βは非負整数である。尚、補間処理の優先順位は、I>II>III>IVである。
[Symbol filter processing for switching measures]
Next, the symbol filter processing for switching countermeasures by the
(補間処理I)
この補間処理Iは、シンボルフィルタ指定部69が、現在選択されている系統の信号に対して、異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して3シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。前述したシンボルフィルタ処理と同様の処理を行う。
(Interpolation process I)
This interpolation processing I is performed when the symbol
(補間処理II)
この補間処理IIは、シンボルフィルタ指定部69が、現在選択されている系統の信号に対して、異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して2シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。シンボルフィルタの対象区間に対して、(a)時間方向に4シンボル離れた各SP位置の伝送路応答を使用して直線内挿処理によって求めた伝送路応答と、(b)時間方向に1シンボル離れた各SP位置の伝送路応答と、(c)SP位置の伝送路応答とを使用して時間方向の伝送路推定を行う。
This interpolation process II is performed when the symbol
(補間処理III)
この補間処理IIIは、シンボルフィルタ指定部69が、現在選択されている系統の信号に対して、異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して1シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。シンボルフィルタの対象区間に対して、(d)時間方向に1シンボル離れた各SP位置の伝送路応答と、(e)本来のSP位置の伝送路応答を削除して0となった伝送路応答とを使用して伝送路推定を行う。
This interpolation process III is performed when the symbol
〔補間処理IV〕
この補間処理IVは、シンボルフィルタ指定部69が、現在選択されている系統の信号に対して、異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルしかない場合に使用する。この処理ではシンボルフィルタ処理を行わない。
[Interpolation IV]
This interpolation process IV is used when the symbol
このように、シンボルフィルタ指定部69は、入力した系統番号が変化したことを判断した場合、新たな系統の信号が送られてくるのが遅延部56において予め設定された遅延時間に相当するシンボル後(7シンボル後)であることを判断する。この場合、シンボルフィルタ部63に補間処理Iを引き続き行わせる。そして、シンボルフィルタ指定部69は、タイムカウントにより、新たな系統の信号が送られてくるのが伝送路推定の対象シンボルに対して2シンボル後であることを判断すると、シンボルフィルタ部63に補間処理IIを行わせる。さらに、伝送路推定の対象シンボルに対して1シンボル後であることを判断すると、シンボルフィルタ部63に補間処理IIIを行わせる。そして、伝送路推定の対象シンボルしかない場合であることを判断すると、シンボルフィルタ部63に補間処理IVを行わせる。
As described above, when the symbol
以上のように、実施例1のOFDM受信装置1によれば、固定受信環境及び移動受信環境を問わず、あらゆる方向から到来する複数の到来波を受信する際に、受信品質劣化を補償することが可能となる。
As described above, according to the
〔実施例2〕
次に、実施例2について説明する。図12は、本発明による実施例2のOFDM受信装置を示すシステム構成図である。このOFDM受信装置2は、アレーアンテナ部10、直交復調部20、指向性形成部30、AFC部40、及びダイバーシティ合成部60を備えて構成される。図1に示した実施例1のOFDM受信装置1とこのOFDM受信装置2とを比較すると、OFDM受信装置2は、OFDM受信装置1の構成のうちの信号選択切換部50を備えていない点で相違する。
[Example 2]
Next, Example 2 will be described. FIG. 12 is a system configuration diagram showing an OFDM receiver according to
すなわち、OFDM受信装置2は、K本のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部10と、K素子分の受信OFDM信号を復調してIQ信号を得る直交復調部20と、N系統の指向性ビームを適応的に形成し、N系統のアレー合成用重み係数と直交復調部20からのIQ信号とからN系統のアレー合成信号を計算する指向性形成部30と、指向性形成部30によりN系統の適応指向性ビームで各到来波を分離受信した後に、ドップラーシフト補償したN系統の信号を生成して出力するAFC部40と、AFC部40からのN系統(この場合、N=L)の合成信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部60とを備えて構成される。各部の詳細については前述したので説明を省略する。
That is, the
実施例2のOFDM受信装置2によれば、実施例1のOFDM受信装置1に比べて信号選択切換部50を備えていないから、実施例1の効果に加えて、全体として装置構成が簡易になる。この構成は、指向性形成部30の指向性ビーム数(N)が、例えば1〜4程度の少数の場合に適している。
According to the
〔実施例3〕
次に、実施例3について説明する。図13は、本発明による実施例3のOFDM受信装置を示すシステム構成図である。このOFDM受信装置3は、アレーアンテナ部10、直交復調部20、指向性形成部30、信号選択切換部50、AFC部70、及びダイバーシティ合成部60を備えて構成される。図1に示した実施例1のOFDM受信装置1とこのOFDM受信装置3とを比較すると、OFDM受信装置3は、AFC部70が信号選択切換部50の後段に備えて構成される点、及び、OFDM受信装置1のAFC部40にはN系統の信号が入力されることから、N系統分の処理部により構成されるのに対し、OFDM受信装置3のAFC部70にはL系統の信号が入力されることから、L系統分の処理部により構成される点で相違する。
Example 3
Next, Example 3 will be described. FIG. 13 is a system configuration diagram showing an OFDM receiver according to
すなわち、OFDM受信装置3は、K本のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部10と、K素子分の受信OFDM信号を復調してIQ信号を得る直交復調部20と、N系統の指向性ビームを適応的に形成し、N系統のアレー合成用重み係数と直交復調部20からのIQ信号からN系統のアレー合成信号を計算する指向性形成部30と、指向性形成部30からのN系統のアレー合成信号の各信号レベルを測定し、その測定値の上位L系統を選択切換して出力する信号選択切換部50と、指向性形成部30によりN系統の適応指向性ビームで各到来波を分離受信し、信号選択切換部50によりL系統を選択切換した後に、ドップラーシフト補償したL系統の信号を生成して出力するAFC部70と、AFC部70からのL系統の出力信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部60とを備えて構成される。各部の詳細については前述したので説明を省略する。
That is, the
実施例3のOFDM受信装置3によれば、実施例1のOFDM受信装置1に比べて、系統数の少ない信号を入力して処理するAFC部70を備えているから、実施例1の効果に加えて、全体として装置構成が簡易になる。
According to the
1,2,3 OFDM受信装置
10 アレーアンテナ部
20 直交復調部
21 BPF部
22 ローカル信号発生部
23−1,23−2 K分配部
24−1,24−2 乗算部
25−1,25−2 LPF部
26 π/2移相器
30 指向性形成部
31 Mサンプルバッファ部
32 (N+1)分配部
33 アレー合成用重み係数計算部
34 遅延調整部
35 アレー合成信号生成部
36 乗算部
37 加算部
40,70 AFC部
41−1,41−2 有効シンボル長遅延部
42−1,42−2 乗算部
43−1,43−2 移動平均部
44 ドップラー周波数計算部
45 周波数補正部
50 信号選択切換部
51 Mサンプルレベル測定部
52 レベル判定部
53 選択切換部
54 入力ポート
55 出力ポート
56 遅延部
60 ダイバーシティ合成部
61 FFT部
62−1 SP抽出部
62−2 SP発生部
62−3 除算部
63 シンボルフィルタ部
64 キャリアフィルタ部
65 ダイバーシティ合成用重み係数計算部
66 遅延調整部
67 乗算部
68 同相合成部
69 シンボルフィルタ指定部
1, 2, 3
Claims (7)
K本の複数のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部と、
前記アレーアンテナ部を介して受信したK素子分のOFDM信号をIQ信号に直交復調する直交復調部と、
前記IQ信号に基づいてNの複数の系統の指向性ビームを形成し、N系統の指向性ビームに対応するアレー合成用重み係数とN系統に分配した前記IQ信号とからアレー合成信号を生成し、前記アレーアンテナ部への到来波を分離したN系統の信号を生成する指向性形成部と、
前記生成されたN系統の信号に対し、周波数シフトを補償するAFC部と、
前記補償されたN系統の信号の各信号レベルを測定し、その信号レベルの高い上位L系統の信号を選択切換する信号選択切換部と、
前記L系統の信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部とを備え、
前記指向性形成部は、
前記直交復調されたIQ信号について、予め設定されたサンプル数分のデータを蓄積するサンプルバッファ部と、
前記サンプルバッファ部から読み出したIQ信号を分配する分配部と、
前記分配されたIQ信号におけるK素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記N系統に対応する到来角情報を持つベクトルとに基づいて、N系統のアレー合成用重み係数を計算するアレー合成用重み係数計算部と、
前記分配されたN系統のIQ信号を、前記アレー合成用重み係数計算部における処理時間分遅延させる遅延調整部と、
前記遅延されたN系統のIQ信号と前記N系統のアレー合成用重み係数とからアレー合成信号を生成するアレー合成信号生成部とを備えたことを特徴とするOFDM受信装置。 In a digital transmission receiver using an OFDM modulation scheme,
An array antenna unit configured with a plurality of K antennas as each array element;
An orthogonal demodulation unit that orthogonally demodulates OFDM signals for K elements received via the array antenna unit to IQ signals;
A plurality of N directional beams are formed based on the IQ signal, and an array combined signal is generated from the array combining weight coefficients corresponding to the N directional beams and the IQ signal distributed to the N systems. A directivity forming unit that generates N systems of signals separated from incoming waves to the array antenna unit;
An AFC unit that compensates a frequency shift for the generated N systems of signals;
A signal selection switching unit that measures each signal level of the compensated N system signals and selectively switches the upper L system signals having a higher signal level;
A diversity combining unit that combines the signals of the L system with a maximum ratio for each subcarrier;
The directivity forming part is
A sample buffer unit that accumulates data for a preset number of samples for the orthogonally demodulated IQ signal;
A distribution unit for distributing the IQ signal read from the sample buffer unit;
An array for calculating weight coefficients for array synthesis of N systems based on a correlation matrix composed of correlation values of signals for K elements in the distributed IQ signal and a vector having arrival angle information corresponding to the N systems. A weighting factor calculation unit for synthesis;
A delay adjustment unit that delays the distributed IQ signals of the N systems by a processing time in the array combination weight coefficient calculation unit;
An OFDM receiving apparatus comprising: an array combined signal generating unit configured to generate an array combined signal from the delayed N IQ signals and the N array combining weight coefficients.
前記指向性形成部のアレー合成用重み係数計算部は、
MSN手法(Maximal SNR Method)により、前記分配されたIQ信号におけるK素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記N系統に対応する到来角情報を持つステアリングベクトルとに基づいて、N系統のアレー合成用重み係数を計算することを特徴とするOFDM受信装置。 The OFDM receiver according to claim 1, wherein
The array synthesis weight coefficient calculation unit of the directivity forming unit is:
Based on an MSN technique (Maximal SNR Method), N systems based on a correlation matrix composed of correlation values of signals for K elements in the distributed IQ signal and steering vectors having arrival angle information corresponding to the N systems An OFDM receiver characterized by calculating a weighting factor for array synthesis.
前記指向性形成部のアレー合成用重み係数計算部は、
DCMP手法(Directionally Constrained Minimization of Power Method)により、前記分配されたIQ信号におけるK素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記N系統に対応する到来角情報を持つ拘束ベクトルとに基づいてN系統のアレー合成用重み係数を計算することを特徴とするOFDM受信装置。 The OFDM receiver according to claim 1, wherein
The array synthesis weight coefficient calculation unit of the directivity forming unit is:
Based on a DCMP technique (Directly Constrained Minimization of Power Method) based on a correlation matrix composed of correlation values of signals for K elements in the distributed IQ signal and a constraint vector having arrival angle information corresponding to the N systems. An OFDM receiver characterized by calculating weight coefficients for N array combining.
前記信号選択切換部は、
前記AFC部により補償されたN系統の信号の各信号レベルを測定し、系統番号及びレベル値を出力するレベル測定部と、
前記出力された系統番号及びレベル値に基づいて、N系統の系統番号のうちのレベル値の高い上位L系統の系統番号を判定するレベル判定部と、
前記判定されたL系統の系統番号に基づいて、N系統の信号のうちのL系統の信号を選択切換し、予め設定された時間分遅延させて前記L系統の信号を出力する選択切換部とを備えたことを特徴とするOFDM受信装置。 In the OFDM receiver according to any one of claims 1 to 3,
The signal selection switching unit is
A level measuring unit that measures each signal level of the N system signals compensated by the AFC unit and outputs a system number and a level value;
Based on the output system number and the level value, a level determination unit that determines the system number of the upper L system having a high level value among the system numbers of the N systems,
A selection switching unit for selectively switching an L system signal among the N system signals based on the determined system number of the L system, and outputting the L system signal after being delayed by a preset time; An OFDM receiving apparatus comprising:
前記ダイバーシティ合成部は、
前記L系統の信号における周波数領域の信号から算出した伝送路特性を入力し、シンボルフィルタ処理を行うシンボルフィルタ部と、
前記信号選択切換部のレベル判定部からL系統の系統番号を入力し、該L系統の系統番号と前記信号選択切換部の選択切換部における遅延時間とに基づいて、シンボルフィルタ処理を特定するための信号を出力するシンボルフィルタ指定部とを備えて、前記L系統の信号をサブキャリア毎に最大比合成し、
前記シンボルフィルタ部は、
前記シンボルフィルタ指定部からのシンボルフィルタ処理を特定するための信号に基づいて、
前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部に伝送路推定の対象シンボルに対して3シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に4シンボル離れた各SP位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第1の補間処理を行い、
前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して2シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に4シンボル離れた各SP位置の伝送路特性を用いて直線内挿補間により求めた伝送路特性と、時間方向に1シンボル離れた各SP位置の伝送路特性と、SP位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第2の補間処理を行い、
前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して1シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に1シンボル離れた各SP位置の伝送路特性と、本来のSP位置の伝送路特性を削除して0とした伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第3の補間処理と行い、
前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルしかない場合に、前記シンボルフィルタ処理を行わない第4の補間処理とを行うことを特徴とするOFDM受信装置。 The OFDM receiver according to claim 4,
The diversity combining unit
A symbol filter unit for inputting a transmission path characteristic calculated from a frequency domain signal in the L system signal and performing symbol filter processing;
In order to specify the symbol filter processing based on the system number of the L system from the level determination unit of the signal selection switching unit and based on the system number of the L system and the delay time in the selection switching unit of the signal selection switching unit A symbol filter designating section that outputs the signal of
The symbol filter unit includes:
Based on the signal for specifying the symbol filter processing from the symbol filter designating unit,
When signals of different systems arrive at the diversity combining unit with a delay of 3 symbols or more with respect to the transmission path estimation target symbol due to the selection switching of the signal selection switching unit, transmission at each SP position separated by 4 symbols in the time direction. Performing a first interpolation process for estimating the transmission path characteristics by linear interpolation using the path characteristics;
A transmission path obtained by linear interpolation using transmission path characteristics at each SP position 4 symbols away in the time direction when the signals of the different systems arrive with a delay of 2 symbols with respect to the transmission path estimation target symbol. A second interpolation process is performed to estimate the transmission line characteristic from the characteristic, the transmission line characteristic of each SP position separated by one symbol in the time direction, and the transmission line characteristic of the SP position;
When the signal of the different system arrives one symbol later than the target symbol for transmission path estimation, the transmission path characteristics at each SP position separated by one symbol in the time direction and the transmission path characteristics at the original SP position are deleted. And performing a third interpolation process for estimating the transmission line characteristic from the transmission line characteristic set to 0,
An OFDM receiving apparatus characterized by performing a fourth interpolation process that does not perform the symbol filter process when the signal of the different system is only a target symbol for channel estimation.
K本の複数のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部と、
前記アレーアンテナ部を介して受信したK素子分のOFDM信号をIQ信号に直交復調する直交復調部と、
前記IQ信号に基づいてNの複数の系統の指向性ビームを形成し、N系統の指向性ビームによるアレー合成用重み係数とN系統に分配した前記IQ信号とからアレー合成信号を生成し、前記アレーアンテナ部への到来波を分離したN系統の信号を生成する指向性形成部と、
前記生成されたN系統の信号に対し、周波数シフトを補償するAFC部と、
前記補償されたN系統の信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部とを備え、
前記指向性形成部は、
前記直交復調されたIQ信号について、予め設定されたサンプル数分のデータを蓄積するサンプルバッファ部と、
前記サンプルバッファ部から読み出したIQ信号を分配する分配部と、
前記分配されたIQ信号におけるK素子分の信号の相関値から成る相関行列と、前記N系統に対応する到来角情報を持つベクトルとに基づいて、N系統のアレー合成用重み係数を計算するアレー合成用重み係数計算部と、
前記分配されたN系統のIQ信号を、前記アレー合成用重み係数計算部における処理時間分遅延させる遅延調整部と、
前記遅延されたN系統のIQ信号と前記N系統のアレー合成用重み係数とからアレー合成信号を生成するアレー合成信号生成部とを備えたことを特徴とするOFDM受信装置。 In a digital transmission receiver using an OFDM modulation scheme,
An array antenna unit configured with a plurality of K antennas as each array element;
An orthogonal demodulation unit that orthogonally demodulates OFDM signals for K elements received via the array antenna unit to IQ signals;
A plurality of N directional beams are formed based on the IQ signal, and an array combined signal is generated from an array combining weight coefficient by the N directional beams and the IQ signal distributed to the N systems, A directivity forming unit that generates N systems of signals separated from incoming waves to the array antenna unit;
An AFC unit that compensates a frequency shift for the generated N systems of signals;
A diversity combining unit that combines the compensated N-system signals with a maximum ratio for each subcarrier;
The directivity forming part is
A sample buffer unit that accumulates data for a preset number of samples for the orthogonally demodulated IQ signal;
A distribution unit for distributing the IQ signal read from the sample buffer unit;
An array for calculating weight coefficients for array synthesis of N systems based on a correlation matrix composed of correlation values of signals for K elements in the distributed IQ signal and a vector having arrival angle information corresponding to the N systems. A weighting factor calculation unit for synthesis;
A delay adjustment unit that delays the distributed IQ signals of the N systems by a processing time in the array combination weight coefficient calculation unit;
An OFDM receiving apparatus comprising: an array combined signal generating unit configured to generate an array combined signal from the delayed N IQ signals and the N array combining weight coefficients.
前記信号選択切換部は、指向性形成部により生成されたN系統の信号の各信号レベルを測定し、その信号レベルの高い上位L系統の信号を選択切換し、
前記AFC部は、選択切換されたL系統の信号に対し、周波数シフトを補償し、
前記ダイバーシティ合成部は、補償されたL系統の信号を、サブキャリア毎に最大比合成することを特徴とするOFDM受信装置。 In the OFDM receiver according to any one of claims 1 to 5,
The signal selection switching unit measures each signal level of the N system signals generated by the directivity forming unit, and selectively switches the upper L system signal having a higher signal level,
The AFC unit compensates the frequency shift for the L system signal that has been selectively switched,
2. The OFDM receiver according to claim 1, wherein the diversity combiner combines the compensated L-system signals with a maximum ratio for each subcarrier.
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