JP2008166957A - Receiver and transmitter - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a receiver and a transmitter which are excellent in error characteristics between IQ (In-phase signal, Quadrature-phase signal). <P>SOLUTION: The receiver is provided with a low noise variable amplifier 102 which can continuously change a level of a real RF (Radio Frequency) signal, a complex coefficient filter 104 which converts a changed level real RF signal to a complex RF signal, a double quadrature mixer 140 which carries out frequency conversion from the complex RF signal to a complex IF (Intermediate Frequency) signal, low pass filters 122, 124 which limit a band of the complex IF signal, gain switching type amplifiers 126, 128 which change a level of the limited band complex IF signal by predetermined gain width. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、受信装置、及び送信装置に関し、特に、ＩＱ間の誤差特性に優れた受信装置、送信装置に関する。   The present invention relates to a receiving apparatus and a transmitting apparatus, and more particularly to a receiving apparatus and a transmitting apparatus excellent in error characteristics between IQs.

従来、無線装置においてＩ信号とＱ信号との間に生じる直交性の誤差（ＩＱインバランス）を低減させるために、ダブルクオドラチャ・ミキサ（ＤＱＭ；Ｄｏｕｂｌｅ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｉｘｅｒ）を用いた無線装置が提案されている。例えば、下記の特許文献１又は非特許文献１に記載の無線装置を用いると、良好なＩＱインバランスを実現することが可能である。   Conventionally, a radio apparatus using a double quadrature mixer (DQM) has been proposed in order to reduce orthogonality errors (IQ imbalance) generated between an I signal and a Q signal in the radio apparatus. ing. For example, when the wireless device described in Patent Document 1 or Non-Patent Document 1 below is used, it is possible to realize a good IQ imbalance.

上記のＩＱインバランスは、イメージ周波数抑圧度（ＩＭＲＲ；ＩＭａｇｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｒａｔｉｏ）により求められる。例えば、ダウンコンバータにおけるＩＱインバランスの値をＩＭＲＲにより求めるならば、ＲＦ、ローカル、ＩＦの各ポートにおける振幅誤差比をそれぞれΔＡｒｆ、ΔＡｌｏ、ΔＡｉｆとし、ＲＦ、ローカル、ＩＦの各ポートにおける位相誤差をそれぞれΔΦｒｆ、ΔΦｌｏ、ΔΦｉｆとしたとき、各ポートの誤差が互いに打ち消さないものと仮定すると、その理論値は下式（１）により表現される。 The IQ imbalance is obtained by an image frequency suppression degree (IMRR). For example, if the IQ imbalance value in the down converter is obtained by IMRR, the amplitude error ratios at the RF, local, and IF ports are ΔA rf , ΔA lo , and ΔA if , respectively. Assuming that the phase errors are ΔΦ rf , ΔΦ lo , and ΔΦ if , respectively, assuming that the errors of each port do not cancel each other, the theoretical value is expressed by the following equation (1).

Figure 2008166957
Figure 2008166957

上式（１）を参照すると、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いた受信装置におけるＩＭＲＲは、ＲＦのＩＱインバランスとローカルのＩＱインバランスとの積、及びＩＦのＩＱインバランスにより表現されることが分かる。まず、ＲＦのＩＱインバランスとローカルのＩＱインバランスとの積に注目する。上式（１）のＩＭＲＲは、ＩＦのＩＱインバランスを無視して考えると、ＲＦのＩＱインバランスとローカルのＩＱインバランスとの積の対数であるから、ＲＦのＩＭＲＲとローカルのＩＭＲＲとの和となる。つまり、ＲＦのＩＭＲＲ又はローカルのＩＭＲＲのいずれかより良好なＩＭＲＲが得られることになる。しかし、上式（１）のＩＭＲＲは、ＩＦのＩＱインバランスと、ＲＦのＩＱインバランスとローカルのＩＱインバランスとの積と、の和の対数であることから、ＩＦのＩＱインバランスに対してはＲＦのＩＭＲＲとローカルのＩＭＲＲとの間に生じるような改善効果は得られない。つまり、ＩＦのＩＱインバランスが大きい場合には、ＲＦ又はローカルのＩＭＲＲが良好であったとしても、ＩＦのＩＱインバランスにより上式（１）のＩＭＲＲは悪化してしまう。そのため、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いたとしても、受信装置のＩＭＲＲを改善するためにはＩＦのＩＱインバランスを低減させる必要がある。   Referring to the above equation (1), IMRR in a receiving apparatus using a double quadrature mixer can be expressed by a product of RF IQ imbalance and local IQ imbalance, and IF IQ imbalance. I understand. First, focus on the product of RF IQ imbalance and local IQ imbalance. The IMRR in the above equation (1) is a logarithm of the product of the RF IQ imbalance and the local IQ imbalance when ignoring the IF IQ imbalance, so that the RF IMRR and the local IMRR are Become sum. That is, a better IMRR is obtained than either the RF IMRR or the local IMRR. However, since the IMRR in the above equation (1) is a logarithm of the sum of the IF IQ imbalance and the product of the RF IQ imbalance and the local IQ imbalance, Therefore, the improvement effect that occurs between the RF IMRR and the local IMRR cannot be obtained. In other words, when the IF IQ imbalance is large, even if the RF or local IMRR is good, the IMRR of the above equation (1) deteriorates due to the IQ IQ imbalance. Therefore, even if a double quadrature mixer is used, it is necessary to reduce the IQ imbalance of IF in order to improve the IMRR of the receiving apparatus.

そこで、ＩＦのＩＱインバランスの発生原因に注目すると、周波数が低いＩＦにおいては位相誤差が発生しにくいため、振幅誤差がＩＱインバランスの主な劣化原因であると考えられる。特に、制御電圧によってその利得が可変される増幅器（ＶＧＡ；Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を用いる場合、可変増幅器間の利得のばらつきと、可変増幅器間の利得差の環境変動とによって変動するため、ＩＦ側のＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅器に可変増幅器を用いることによってＩＦにおける直交性が大きく劣化してしまうという問題がある。そこで、可変増幅器を複素係数フィルタの前段、又はＩＱ間の誤差が発生しないディジタル部に配置することにより、上記の直交性の劣化を回避する手段が考案されている。   Therefore, focusing attention on the cause of the IF imbalance of the IF, it is considered that the phase error is less likely to occur in the IF having a low frequency, so that the amplitude error is the main cause of the deterioration of the IQ imbalance. In particular, when using an amplifier (VGA: Variable Gain Amplifier) whose gain is variable by the control voltage, it varies depending on the gain variation between the variable amplifiers and the environmental variation of the gain difference between the variable amplifiers. There is a problem that orthogonality in IF is greatly deteriorated by using a variable amplifier for an AGC (Automatic Gain Control) amplifier. In view of this, a means for avoiding the above-described deterioration of orthogonality has been devised by arranging the variable amplifier in the preceding stage of the complex coefficient filter or in the digital part where no error occurs between IQs.

特願２００５−１１７４５８号公報Japanese Patent Application No. 2005-117458 岸孝彦、佐藤隆裕、杉浦毅、李ウヨン、「ミキサのＩＱインバランスを改善するための一検討」，信学技報，ＳＲ２００６−５２，Ｎｏｖ．２００６Kishi Takahiko, Sato Takahiro, Sugiura Satoshi, Lee Woo-young, “A Study for Improving the IQ Imbalance of Mixers”, IEICE Technical Report, SR2006-52, Nov. 2006

しかし、複素係数フィルタの前段におけるＲＦ周波数では、大きなレベル可変幅を実現することが難しいという問題がある。その上、大きなレベル可変幅を実現できたとしても、帯域幅がチャンネル帯域に制限されていないため、利得が大きなときに、チャンネル帯域外の信号がチャンネル帯域内の目的信号よりも強い場合には、可変増幅器又はその後段において飽和が発生するという問題が生じる。   However, there is a problem that it is difficult to realize a large level variable width at the RF frequency before the complex coefficient filter. In addition, even if a large level variable width can be realized, the bandwidth is not limited to the channel band, so when the signal outside the channel band is stronger than the target signal in the channel band when the gain is large The problem is that saturation occurs in the variable amplifier or the subsequent stage.

また、ディジタル部の可変増幅器で利得を可変する場合、ディジタル可変増幅器の可変範囲分だけアナログ／ディジタル変換器に広いダイナミックレンジが要求されるため、消費電力の増大とコストアップが生じるという問題がある。なお、送信側においても、ＲＦ側の可変増幅器における利得の可変範囲を確保することが難しく、また、利得が低い周波数の可変増幅器よりも安定ではないことと、ディジタル可変増幅器を用いた場合には、ディジタル／アナログ変換器に大きなダイナミックレンジが要求される等の問題が生じる。   Further, when the gain is varied by the variable amplifier of the digital section, the analog / digital converter is required to have a wide dynamic range corresponding to the variable range of the digital variable amplifier, so that there is a problem that the power consumption is increased and the cost is increased. . On the transmission side, it is difficult to secure a variable range of gain in the RF side variable amplifier, and it is less stable than a variable amplifier having a low gain, and when a digital variable amplifier is used. Problems such as a large dynamic range are required for the digital / analog converter.

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、優れたＩＱ間の誤差特性を実現可能な、新規かつ改良された受信装置、及び送信装置を提供することにある。   Therefore, the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a new and improved receiving apparatus and transmitting apparatus capable of realizing excellent error characteristics between IQs. It is to provide.

上記課題を解決するために、本発明の第１の観点によれば、受信した実ＲＦ信号から複素ＩＦ信号を生成する受信装置が提供される。当該受信装置は、前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する低雑音可変増幅器と、レベル可変された前記実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、前記複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、前記複素ＩＦ信号を帯域制限するローパス・フィルタと、帯域制限された前記複素ＩＦ信号を所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、を備えることを特徴とする。   In order to solve the above-described problem, according to a first aspect of the present invention, there is provided a receiving apparatus that generates a complex IF signal from a received real RF signal. The receiving apparatus includes a low-noise variable amplifier that continuously varies the level of the real RF signal, a complex coefficient filter that converts the level-variable real RF signal to a complex RF signal, and a complex IF signal that converts the complex RF signal to a complex IF signal. A double quadrature mixer that converts the frequency of the complex IF signal, a low-pass filter that limits the band of the complex IF signal, and a gain-switching amplifier that varies the level of the band-limited complex IF signal with a predetermined gain width. It is characterized by.

上記のように、ＲＦの可変増幅器とＩＦの利得切替型増幅器とを併用することにより、アナログ／ディジタル変換器に要求されるダイナミックレンジを増加させることなく、良好なＩＱ間の直交特性を実現することができる。また、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いることによって位相誤差が低減され、振幅の補償だけを実行すればよいため、簡易な方法でＩＱインバランスのキャリブレーションが可能になる。   As described above, by using the RF variable amplifier and the IF gain switching type amplifier together, a good orthogonal characteristic between IQs is realized without increasing the dynamic range required for the analog / digital converter. be able to. Further, by using a double quadrature mixer, the phase error is reduced, and it is only necessary to perform amplitude compensation, so that IQ imbalance can be calibrated by a simple method.

また、上記課題を解決するために、本発明の第２の観点によれば、受信した実ＲＦ信号から複素ＩＦ信号を生成する受信装置が提供される。当該受信装置は、前記実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、前記複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、前記複素ＩＦ信号を帯域制限するローパス・フィルタと、帯域制限された前記複素ＩＦ信号を所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、レベル可変された前記複素ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、ディジタル信号に変換された前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、を備えることを特徴とする。   In order to solve the above-described problem, according to a second aspect of the present invention, there is provided a receiving apparatus that generates a complex IF signal from a received real RF signal. The receiving apparatus includes: a complex coefficient filter that converts the real RF signal into a complex RF signal; a double quadrature mixer that converts the frequency of the complex RF signal into a complex IF signal; and a low-pass filter that limits the bandwidth of the complex IF signal. A filter, a gain-switching amplifier that varies the level of the band-limited complex IF signal by a predetermined gain width, an AD converter that converts the complex IF signal whose level is variable to a digital signal, and a digital signal And a variable amplifier that continuously varies the level of the complex IF signal.

上記のように、ＲＦの可変増幅器とＩＦの利得切替型増幅器とを併用すると共に、ディジタルの可変増幅器を用いるため、アナログ／ディジタル変換器に要求されるダイナミックレンジを増加させることなく、より安定したレベル可変が実現され、さらに良好なＩＱ間の直交特性を実現することができる。また、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いることによって位相誤差が低減され、振幅の補償だけを実行すればよいため、簡易な方法でＩＱインバランスのキャリブレーションが可能になる。   As described above, the RF variable amplifier and the IF gain switching type amplifier are used in combination, and the digital variable amplifier is used, so that the dynamic range required for the analog / digital converter is not increased, and more stable. Variable level can be realized, and better orthogonal characteristics between IQs can be realized. Further, by using a double quadrature mixer, the phase error is reduced, and it is only necessary to perform amplitude compensation, so that IQ imbalance can be calibrated by a simple method.

また、上記の受信装置は、前記利得切替型増幅器によりレベル可変された前記複素ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、ディジタル信号に変換された前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、をさらに備えていてもよい。このように、アナログ／ディジタル変換器の後段にＲＦの可変増幅器を設けることで、アナログ／ディジタル変換器に要求されるダイナミックレンジを小さくしつつ、安定したレベル可変を実現することができる。   Further, the receiving apparatus continuously varies the level of the AD converter that converts the complex IF signal level-variable by the gain-switching amplifier into a digital signal, and the complex IF signal converted to the digital signal. And a variable amplifier. As described above, by providing the RF variable amplifier at the subsequent stage of the analog / digital converter, it is possible to realize a stable level variable while reducing the dynamic range required for the analog / digital converter.

また、前記所定の利得幅は、前記低雑音可変増幅器又は前記可変増幅器のレベル可変幅となるように構成されていてもよい。このように、利得切替型増幅器の利得幅（切り替えステップ）と可変増幅器のレベル可変幅とを一致させることにより、連続したレベル可変を実現することができる。   The predetermined gain width may be configured to be a level variable width of the low noise variable amplifier or the variable amplifier. As described above, by making the gain width (switching step) of the gain switching amplifier and the level variable width of the variable amplifier coincide with each other, continuous level variation can be realized.

また、前記利得切替型増幅器の利得毎に予め算出されたＩＱインバランスの補正値に基づいて、前記複素ＩＦ信号のＩＱインバランスを補正する直交性補正処理部をさらに備えていてもよい。但し、前記ＩＱインバランスの補正値は、所定の信号を受信して前記利得切替型増幅器の利得毎に測定された前記複素ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号との各レベルに基づいて予め作成される。かかる構成により、ＩＱインバランスが安定するため、一般的な補償処理のようにリアルタイムでの更新又は比較的短い時間間隔での更新が不要になる。   Further, an orthogonality correction processing unit that corrects IQ imbalance of the complex IF signal based on an IQ imbalance correction value calculated in advance for each gain of the gain switching amplifier may be further provided. However, the IQ imbalance correction value is created in advance based on each level of the I signal and Q signal of the complex IF signal received for a predetermined signal and measured for each gain of the gain switching amplifier. The With such a configuration, since IQ imbalance is stabilized, updating in real time or updating at a relatively short time interval is not required as in general compensation processing.

また、上記課題を解決するために、本発明の第３の観点によれば、入力された複素ＩＦ信号から実ＲＦ信号を生成する送信装置が提供される。当該送信装置は、前記複素ＩＦ信号を所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、前記複素ＩＦ信号を複素ＲＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、を備えることを特徴とする。   In order to solve the above-described problem, according to a third aspect of the present invention, there is provided a transmitting apparatus that generates a real RF signal from an input complex IF signal. The transmission apparatus includes a gain-switching amplifier that varies a level of the complex IF signal with a predetermined gain width, a double quadrature mixer that converts the frequency of the complex IF signal into a complex RF signal, and a real RF A complex coefficient filter that converts the signal into a signal and a variable amplifier that continuously varies the level of the real RF signal are provided.

上記のように、ＩＦの利得切替型増幅器とＲＦの可変増幅器とを併用することで、ディジタル／アナログ変換器に要求されるダイナミックレンジを増加させることなく、良好なＩＱ間の直交特性を実現することができる。また、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いることによって位相誤差が低減され、振幅の補償だけを実行すればよいため、簡易な方法でＩＱインバランスのキャリブレーションが可能になる。   As described above, by using the IF gain switching amplifier and the RF variable amplifier in combination, a good orthogonal characteristic between IQs is realized without increasing the dynamic range required for the digital / analog converter. be able to. Further, by using a double quadrature mixer, the phase error is reduced, and it is only necessary to perform amplitude compensation, so that IQ imbalance can be calibrated by a simple method.

また、上記課題を解決するために、本発明の第４の観点によれば、入力されたディジタルの複素ＩＦ信号から実ＲＦ信号を生成する送信装置が提供される。当該送信装置は、前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、レベル可変された前記複素ＩＦ信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、前記複素ＩＦ信号を所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、前記複素ＩＦ信号を複素ＲＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、を備えることを特徴とする。   In order to solve the above problem, according to a fourth aspect of the present invention, there is provided a transmitting apparatus that generates an actual RF signal from an input digital complex IF signal. The transmission apparatus includes: a variable amplifier that continuously varies the level of the complex IF signal; a DA converter that converts the complex IF signal whose level is variable to an analog signal; and the complex IF signal is leveled with a predetermined gain width. A variable gain switching amplifier, a double quadrature mixer that converts a frequency of the complex IF signal into a complex RF signal, and a complex coefficient filter that converts the complex RF signal into a real RF signal. .

上記のように、ＲＦの可変増幅器とＩＦの利得切替型増幅器とを併用すると共に、ディジタルの可変増幅器を用いるため、ディジタル／アナログ変換器に要求されるダイナミックレンジを増加させることなく、より安定したレベル可変が実現され、さらに良好なＩＱ間の直交特性を実現することができる。また、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いることによって位相誤差が低減され、振幅の補償だけを実行すればよいため、簡易な方法でＩＱインバランスのキャリブレーションが可能になる。   As described above, the RF variable amplifier and the IF gain switching type amplifier are used in combination, and the digital variable amplifier is used. Therefore, the dynamic range required for the digital / analog converter is not increased, and thus more stable. Variable level can be realized, and better orthogonal characteristics between IQs can be realized. Further, by using a double quadrature mixer, the phase error is reduced, and it is only necessary to perform amplitude compensation, so that IQ imbalance can be calibrated by a simple method.

また、上記の送信装置は、前記複素係数フィルタから出力された前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器をさらに備えていてもよい。このように、ディジタル／アナログ変換器の前段にＲＦの可変増幅器を設けることで、ディジタル／アナログ変換器に要求されるダイナミックレンジを小さくしつつ、安定したレベル可変を実現することができる。   In addition, the transmission apparatus may further include a variable amplifier that continuously varies the level of the real RF signal output from the complex coefficient filter. As described above, by providing the RF variable amplifier in the preceding stage of the digital / analog converter, it is possible to realize a stable level variable while reducing the dynamic range required for the digital / analog converter.

また、前記所定の利得幅は、前記低雑音可変増幅器又は前記可変増幅器のレベル可変幅となるように構成されていてもよい。このように、利得切替型増幅器の利得幅（切り替えステップ）と可変増幅器のレベル可変幅とを一致させることにより、連続したレベル可変を実現することができる。   The predetermined gain width may be configured to be a level variable width of the low noise variable amplifier or the variable amplifier. As described above, by making the gain width (switching step) of the gain switching amplifier and the level variable width of the variable amplifier coincide with each other, continuous level variation can be realized.

また、前記利得切替型増幅器の利得毎に予め算出されたＩＱインバランスの補正値に基づいて、前記複素ＩＦ信号のＩＱインバランスを補正する直交性補正処理部をさらに備えていてもよい。但し、前記ＩＱインバランスの補正値は、所定の信号を受信して前記利得切替型増幅器の利得毎に測定された前記複素ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号との各レベルに基づいて予め作成される。   Further, an orthogonality correction processing unit that corrects IQ imbalance of the complex IF signal based on an IQ imbalance correction value calculated in advance for each gain of the gain switching amplifier may be further provided. However, the IQ imbalance correction value is created in advance based on each level of the I signal and Q signal of the complex IF signal received for a predetermined signal and measured for each gain of the gain switching amplifier. The

以上説明したように本発明によれば、優れたＩＱ間の誤差特性を実現することが可能になる。   As described above, according to the present invention, it is possible to realize excellent error characteristics between IQs.

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。   Exemplary embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. In addition, in this specification and drawing, about the component which has the substantially same function structure, duplication description is abbreviate | omitted by attaching | subjecting the same code | symbol.

＜概要＞
まず、本発明の好適な実施形態について詳細に説明するに先立ち、本発明に係る技術的事項について、その概要を簡単に述べる。 <Overview>
First, prior to detailed description of a preferred embodiment of the present invention, an outline of technical matters according to the present invention will be briefly described.

一般的な無線装置におけるＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号とＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号との間に発生する直交性の劣化は、主に、ミキサにおいて発生することが知られている。そして、中間周波数（ＩＦ；Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）におけるＩ信号とＱ信号との間の位相誤差及び振幅誤差の発生が問題となる。   It is known that the deterioration of orthogonality that occurs between an I (In-phase) signal and a Q (Quadrature-phase) signal in a general wireless device mainly occurs in a mixer. Then, the occurrence of a phase error and an amplitude error between the I signal and the Q signal at an intermediate frequency (IF) is a problem.

上記問題に鑑み、まず、上記のミキサとして、ダブルクオドラチャ・ミキサ（Ｄｏｕｂｌｅ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｉｘｅｒ）を用いる。これは、上記の式（１）からも明らかなように、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いた場合のＩＱインバランスの値は、ＲＦ信号とローカル信号のＩＭＲＲのＬｏｇ値の加算であるため、良好なＩＭＲＲが得られやすく、ＲＦ信号とローカル信号とのＩＱインバランスを問題とする必要がなくなるためである。従って、ミキサのＩＦポート以降のＩＱインバランスに注目すると、ＩＦ信号の周波数が低いためにＩＦ信号の位相誤差が発生しにくい良好な特性を有している。その結果、ダブルクオドラチャ・ミキサを併用することによってＩＱ間の位相誤差をあまり考慮する必要がなくなる。しかし、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いたとしても、ＩＦ信号のＩＱインバランスの問題がある。このＩＱインバランスの問題は、主に振幅誤差に起因することから、以下では、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いた上でＩＱ間の振幅誤差を低減する手段を提案し、これについて説明する。   In view of the above problem, first, a double quadrature mixer is used as the mixer. As is clear from the above equation (1), the IQ imbalance value when the double quadrature mixer is used is the addition of the Log value of the IMRR of the RF signal and the local signal, which is good. This is because it is easy to obtain an IMRR, and it is not necessary to have a problem of IQ imbalance between the RF signal and the local signal. Accordingly, when attention is paid to IQ imbalance after the IF port of the mixer, the IF signal frequency is low, so that the phase error of the IF signal hardly occurs. As a result, it is not necessary to consider the phase error between IQs by using the double quadrature mixer together. However, even if a double quadrature mixer is used, there is a problem of IQ imbalance of the IF signal. Since this IQ imbalance problem is mainly caused by an amplitude error, a means for reducing the amplitude error between IQs after using a double quadrature mixer will be proposed and described below.

なお、上記のＩＱ間の振幅誤差は、複素ＩＦ信号のレベル可変を行う際にＩ信号とＱ信号とをレベル可変する各ＡＧＣ増幅器間に環境変動による誤差、又は制御電圧に対する利得のばらつきによる誤差に起因して増大する。そこで、本件出願人は、複素ＩＦ信号をレベル可変するためのＡＧＣ増幅器に、環境変動による影響及び制御電圧に対する利得のばらつきによる影響が小さい利得切替型の増幅器を採用することによって、ある程度ＩＱ間の振幅誤差を一定にし、所定の補正値に基づいてＩＱインバランスの補正を行うことで、より良好な直交特性を得る手段を考案した。上記の補正値は、所定の信号を受信してＩ信号とＱ信号との振幅レベルの差を算出することにより生成することが可能である。   The amplitude error between IQs described above is an error due to environmental fluctuations between the AGC amplifiers that vary the levels of the I signal and the Q signal when the level of the complex IF signal is varied, or an error due to variation in gain with respect to the control voltage. Increased due to Therefore, the applicant of the present invention adopts a gain switching type amplifier that is less affected by environmental variations and gain variations with respect to the control voltage as an AGC amplifier for varying the level of the complex IF signal. A means has been devised for obtaining a better orthogonal characteristic by making the amplitude error constant and correcting the IQ imbalance based on a predetermined correction value. The correction value can be generated by receiving a predetermined signal and calculating a difference in amplitude level between the I signal and the Q signal.

＜本発明の第１実施形態＞
以下、本発明の第１実施形態について詳細に説明するが、これに先立ち、本実施形態に係る受信装置の構成と一般的な受信装置の構成との相違点を明確にするため、一般的な受信装置の構成について図１を参照しながら簡単に説明する。図１は、一般的な受信装置１０の構成を示す説明図である。 <First Embodiment of the Present Invention>
Hereinafter, the first embodiment of the present invention will be described in detail, but prior to this, in order to clarify the difference between the configuration of the receiving apparatus according to this embodiment and the configuration of a general receiving apparatus, The configuration of the receiving apparatus will be briefly described with reference to FIG. FIG. 1 is an explanatory diagram showing a configuration of a general receiving apparatus 10.

［一般的な受信装置１０の構成］
図１を参照すると、受信装置１０は、主に、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ；Ｂａｎｄ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１２と、低雑音増幅器（ＬＮＡ；Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１４と、乗算器１８、２０と、ローカル信号発生器４０と、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ；Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）２２、２６と、可変増幅器（ＶＧＡ；Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２８、３０と、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ；Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３２、３４と、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ；Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３８と、直交性補正処理部３６と、により構成される。 [Configuration of General Receiver 10]
Referring to FIG. 1, a receiving apparatus 10 mainly includes a band-pass filter (BPF) 12, a low noise amplifier (LNA) 14, multipliers 18 and 20, A signal generator 40; low-pass filters (LPF) 22 and 26; variable gain amplifiers (VGA) 28 and 30; an analog / digital converter (ADC) 32; 34, a digital / analog converter (DAC) 38, and an orthogonality correction processing unit 36.

まず、ＲＦ端子から入力された実ＲＦ信号は、バンドパス・フィルタ１２により所定の周波数帯域の信号が抽出される。そして、帯域制限された実ＲＦ信号は、低雑音増幅器１４に入力された後、半複素ミキサ（Ｈａｌｆ Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｉｘｅｒ）５０に入力される。半複素ミキサ５０は、入力された信号の周波数変換をするための回路であり、Ｉ側の乗算器１８と、Ｑ側の乗算器２０とにより構成される。半複素ミキサ５０には、ローカル信号生成器４０から実数軸ローカル信号（ｃｏｓ）と虚数軸ローカル信号（−ｓｉｎ）とが入力される。実数軸ローカル信号は、Ｉ側の乗算器１８に入力されてＩ信号の周波数変換に用いられる。一方、虚数軸ローカル信号は、Ｑ側の乗算器２０に入力されてＱ信号の周波数変換に用いられる。   First, a signal in a predetermined frequency band is extracted from the actual RF signal input from the RF terminal by the bandpass filter 12. Then, the band-limited real RF signal is input to the low noise amplifier 14 and then input to a half complex mixer (Half Complex Mixer) 50. The half-complex mixer 50 is a circuit for performing frequency conversion of an input signal, and includes a multiplier 18 on the I side and a multiplier 20 on the Q side. The real complex local signal (cos) and the imaginary complex local signal (−sin) are input to the half complex mixer 50 from the local signal generator 40. The real number local signal is input to the multiplier 18 on the I side and used for frequency conversion of the I signal. On the other hand, the imaginary axis local signal is input to the multiplier 20 on the Q side and used for frequency conversion of the Q signal.

半複素ミキサ５０により周波数変換されて生成された複素ＩＦ信号は、それぞれ、Ｉ側のローパス・フィルタ２２とＱ側のローパス・フィルタ２６とに入力されて帯域制限された後、Ｉ側の可変増幅器２８とＱ側の可変増幅器３０とにそれぞれ入力される。Ｉ側の可変増幅器２８及びＱ側の可変増幅器３０には、ディジタル／アナログ変換器３８によりディジタル信号に変換された８ビットのＡＧＣデータが入力されて利得が制御される。そして、複素ＩＦ信号は、それぞれＩ側の可変増幅器２８及びＱ側の可変増幅器３０によりレベル可変を受けた後、Ｉ側のアナログ／ディジタル変換器３２とＱ側のアナログ／ディジタル変換器３４とによりディジタル信号に変換され、直交性補正処理部３６に入力される。直交性補正処理部３６は、入力されたＩ信号とＱ信号との間に生じた直交性の誤差を補正してＩＦ端子に出力する。   The complex IF signals generated by frequency conversion by the half-complex mixer 50 are respectively input to the I-side low-pass filter 22 and the Q-side low-pass filter 26 and band-limited, and then the I-side variable amplifier. 28 and the variable amplifier 30 on the Q side. The variable amplifier 28 on the I side and the variable amplifier 30 on the Q side are supplied with 8-bit AGC data converted into a digital signal by the digital / analog converter 38, and the gain is controlled. The complex IF signal is subjected to variable levels by the variable amplifier 28 on the I side and the variable amplifier 30 on the Q side, respectively, and then is converted by the analog / digital converter 32 on the I side and the analog / digital converter 34 on the Q side. It is converted into a digital signal and input to the orthogonality correction processing unit 36. The orthogonality correction processing unit 36 corrects an orthogonality error generated between the input I signal and Q signal and outputs it to the IF terminal.

以上説明したように、一般的な受信装置１０は、半複素ミキサ５０により生成された複素ＩＦ信号の各直交成分をそれぞれ可変増幅器により増幅し、ディジタル信号に変換した後でＩ信号とＱ信号との間に発生した直交性の誤差を補正する処理を実行する。上記の構成によると、ＩＦの可変増幅器において制御電圧に対する利得のばらつきや環境変動による影響を受けてＩＱインバランスが増大する。   As described above, the general receiver 10 amplifies each quadrature component of the complex IF signal generated by the half-complex mixer 50 by the variable amplifier and converts it into a digital signal, and then converts the I signal and the Q signal to each other. A process of correcting the orthogonality error generated during the period is executed. According to the above configuration, the IQ imbalance increases in the IF variable amplifier due to the influence of the gain variation with respect to the control voltage and the environmental variation.

［第１実施形態に係る受信装置１００の構成］
次いで、図２を参照しながら、本発明の第１実施形態に係る受信装置１００の構成について説明する。図２は、本実施形態に係る受信装置１００の構成を示す説明図である。本実施形態は、複素ＲＦ信号をダブルクオドラチャ・ミキサによりＩＦに周波数変換し、生成された複素ＩＦ信号を利得切替型の増幅器を用いてレベル可変する構成と、利得切替型増幅器の利得毎に算出されたレベル補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正を実行する構成とに特徴を有する。 [Configuration of Receiving Device 100 according to First Embodiment]
Next, the configuration of the receiving device 100 according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a configuration of the receiving device 100 according to the present embodiment. In this embodiment, a complex RF signal is frequency-converted to IF by a double quadrature mixer, and the level of the generated complex IF signal is varied using a gain switching amplifier, and for each gain of the gain switching amplifier. The configuration is characterized in that level correction between IQs is executed based on the calculated level correction value.

図２を参照すると、受信装置１００は、主に、低雑音可変増幅器（ＬＮＶＧＡ；Ｌｏｗ−Ｎｏｉｓｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ−Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１０２と、複素係数フィルタ１０４と、乗算器１０６、１０８、１１０、１１２、１３４と、減算器１１６と、加算器１１８と、ローカル信号生成器１２０と、ローパス・フィルタ１２２、１２４と、利得切替型増幅器（ＳＧＡ；Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１２６、１２８と、アナログ／ディジタル変換器１３０、１３２と、補正処理部１３６と、ディジタル／アナログ変換器１３８と、により構成される。なお、補正処理部１３６は、ＩＱ間のレベル補正値が格納された補正テーブルを有する。   Referring to FIG. 2, a receiving apparatus 100 mainly includes a low-noise variable amplifier (LNVGA) 102, a complex coefficient filter 104, multipliers 106, 108, 110, 112, and 134. , A subtractor 116, an adder 118, a local signal generator 120, low-pass filters 122 and 124, a gain switching amplifier (SGA) 126 and 128, and analog / digital converters 130 and 132. And a correction processing unit 136 and a digital / analog converter 138. The correction processing unit 136 has a correction table in which level correction values between IQs are stored.

まず、ＲＦ端子から入力された実ＲＦ信号は、低雑音可変増幅器１０２に入力されて最大２０ｄＢから３０ｄＢ程度のレベル可変を受ける。なお、低雑音可変増幅器１０２は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの上位５ビットをディジタル／アナログ変換器１３８を通じてアナログ信号に変換して得られた制御電圧により実ＲＦ信号をレベル可変させる。この例では、最大１９．３７５ｄＢのレベル可変を受けることになる。   First, the actual RF signal input from the RF terminal is input to the low noise variable amplifier 102 and subjected to a level variable of about 20 dB to 30 dB at the maximum. Note that the low-noise variable amplifier 102 varies the level of the actual RF signal by a control voltage obtained by converting the upper 5 bits of 8-bit AGC data into an analog signal through the digital / analog converter 138, for example. In this example, the maximum level of 19.375 dB is received.

レベル可変された実ＲＦ信号は、複素係数フィルタ１０４に入力されて複素ＲＦ信号に変換される。複素係数フィルタ１０４として、例えば、複素係数ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタを用いることが可能である。複素係数フィルタ１０４から出力された複素ＲＦ信号は、それぞれ全複素ミキサ１４０に入力されてＩＦに周波数変換され、複素ＩＦ信号が生成される。全複素ミキサ１４０は、主に、ＩＩ成分を生成する乗算器１０６と、ＱＱ成分を生成する乗算器１０８と、ＱＩ成分を生成する乗算器１１０と、ＩＱ成分を生成する乗算器１１２と、減算器１１６と、加算器１１８とを含んでおり、ダブルクオドラチャ・ミキサを構成する。   The level-variable real RF signal is input to the complex coefficient filter 104 and converted into a complex RF signal. As the complex coefficient filter 104, for example, a complex coefficient SAW (Surface Acoustic Wave) filter can be used. The complex RF signals output from the complex coefficient filter 104 are respectively input to the full complex mixer 140 and frequency-converted to IF to generate a complex IF signal. The full complex mixer 140 mainly includes a multiplier 106 that generates an II component, a multiplier 108 that generates a QQ component, a multiplier 110 that generates a QI component, a multiplier 112 that generates an IQ component, and a subtraction. Unit 116 and adder 118, and constitutes a double quadrature mixer.

複素係数フィルタ１０４から出力されたＩ信号は、乗算器１０６（ＩＩ）及び乗算器１１２（ＩＱ）に入力される。また、複素係数フィルタ１０４から出力されたＱ信号は、乗算器１０８（ＱＱ）及び乗算器１１０（ＱＩ）に入力される。さらに、全複素ミキサ１４０には、ローカル信号生成器１２０から実数軸ローカル信号（ｃｏｓ）及び虚数軸ローカル信号（−ｓｉｎ）が入力される。実数軸ローカル信号は、乗算器１０６（ＩＩ）及び乗算器１１０（ＱＩ）に入力され、虚数軸ローカル信号は、乗算器１０８（ＱＱ）及び乗算器１１２（ＩＱ）に入力されて複素信号の周波数変換に用いられる。乗算器１０６（ＩＩ）及び乗算器１０８（ＱＱ）から出力された信号は減算器１１６に入力されて減算処理される。一方、乗算器１１０（ＱＩ）及び乗算器１１２（ＩＱ）から出力された信号は加算器１１８に入力されて加算処理される。   The I signal output from the complex coefficient filter 104 is input to the multiplier 106 (II) and the multiplier 112 (IQ). The Q signal output from the complex coefficient filter 104 is input to the multiplier 108 (QQ) and the multiplier 110 (QI). Further, the real complex local signal (cos) and the imaginary complex local signal (−sin) are input to the full complex mixer 140 from the local signal generator 120. The real axis local signal is input to the multiplier 106 (II) and the multiplier 110 (QI), and the imaginary axis local signal is input to the multiplier 108 (QQ) and the multiplier 112 (IQ). Used for conversion. Signals output from the multiplier 106 (II) and the multiplier 108 (QQ) are input to the subtractor 116 and subjected to subtraction processing. On the other hand, signals output from the multiplier 110 (QI) and the multiplier 112 (IQ) are input to the adder 118 and subjected to addition processing.

減算器１１６及び加算器１１８から出力された信号は、それぞれローパス・フィルタ１２２、１２４に入力されて帯域制限された後、利得切替型増幅器１２６、１２８によって２０ｄＢから３０ｄＢステップのレベル可変を受ける。なお、利得切替型増幅器１２６、１２８は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの下位３ビットのデータに基づいて信号をレベル可変させる。例えば、２０ｄＢステップ（０，２０，４０，６０，８０，１００，１２０，１４０）のレベル可変が行われる。   The signals output from the subtractor 116 and the adder 118 are respectively input to the low-pass filters 122 and 124 and band-limited, and then subjected to a level change of 20 dB to 30 dB by the gain switching amplifiers 126 and 128. The gain switching amplifiers 126 and 128 vary the level of the signal based on, for example, lower 3 bits of 8-bit AGC data. For example, the level is varied in 20 dB steps (0, 20, 40, 60, 80, 100, 120, 140).

利得切替型増幅器１２６、１２８によって荒くレベル可変された信号は、アナログ／ディジタル変換器１３０、１３２によりディジタル信号に変換された後、補正処理部１３６によりＩＱ間のレベル補正が行われる。このとき、ＩＱ間のレベル補正は、利得切替型増幅器１２６、１２８の利得毎に設定された補正値に基づいて行われる。この補正値は、例えば、予め測定されたデータに基づいて算出されたデータであり、補正処理部１３６が有する補正テーブルに記録されている。具体的には、所定のタイミング（例えば、工場出荷時等）で、所定の信号（例えば、無変調信号等）を受信装置１００のアンテナ端子から受信し、測定されたＩ信号とＱ信号との間の振幅レベル差に基づいて補正値が算出される。   The signals whose levels are roughly varied by the gain switching amplifiers 126 and 128 are converted into digital signals by the analog / digital converters 130 and 132, and then the level correction between IQs is performed by the correction processing unit 136. At this time, the level correction between IQs is performed based on the correction value set for each gain of the gain switching amplifiers 126 and 128. The correction value is, for example, data calculated based on data measured in advance, and is recorded in a correction table included in the correction processing unit 136. Specifically, a predetermined signal (for example, a non-modulated signal) is received from the antenna terminal of the receiving apparatus 100 at a predetermined timing (for example, at the time of factory shipment), and the measured I signal and Q signal are A correction value is calculated based on the amplitude level difference between them.

以上、本発明の第１実施形態に係る受信装置１００の構成について説明した。上記の通り、本実施形態に係る受信装置１００は、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いて複素ＲＦ信号を周波数変換した後、複素ＩＦ信号をレベル可変する際に利得切替型増幅器（利得切替型増幅器１２６、１２８）を用いてレベル可変し、利得切替型増幅器の利得毎に設定されたレベル補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正を行うことを特徴とする。   The configuration of the receiving device 100 according to the first embodiment of the present invention has been described above. As described above, the receiving apparatus 100 according to the present embodiment performs the frequency conversion of the complex RF signal using the double quadrature mixer and then changes the level of the complex IF signal (the gain switching amplifier 126). 128), and level correction between IQs is performed based on a level correction value set for each gain of the gain switching amplifier.

［第１実施形態に係る送信装置２００の構成］
次に、図３を参照しながら、本発明の第１実施形態に係る送信装置２００の構成について説明する。図３は、本実施形態に係る送信装置２００の構成を示す説明図である。なお、送信装置２００においても、上記の受信装置１００と基本コンセプトは実質的に同一であり、複素ＩＦ信号に対して利得切替型の増幅器を用いてレベル可変する構成、及び当該利得切替型増幅器の利得毎に設定された補正値を用いてＩＱ間のレベル補正をする構成に特徴がある。 [Configuration of Transmitting Device 200 according to First Embodiment]
Next, the configuration of the transmission apparatus 200 according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating a configuration of the transmission device 200 according to the present embodiment. Note that the basic concept of the transmitting apparatus 200 is substantially the same as that of the receiving apparatus 100 described above, and the level of the complex IF signal can be varied using a gain switching type amplifier. The configuration is characterized in that level correction between IQs is performed using a correction value set for each gain.

図３を参照すると、送信装置２００は、主に、乗算器２０２、２２０、２２２、２２４、２２６と、補正処理部２０４と、ディジタル／アナログ変換器２０６、２０８、２１４と、ローパス・フィルタ２１０、２１２と、利得切替型増幅器２１６、２１８と、減算器２２８と、加算器２３０と、複素係数フィルタ２３４と、可変増幅器２３６と、により構成される。なお、補正処理部２０４は、ＩＱ間のレベル補正値が格納された補正テーブルを有する。   Referring to FIG. 3, the transmission apparatus 200 mainly includes multipliers 202, 220, 222, 224, 226, a correction processing unit 204, digital / analog converters 206, 208, 214, a low-pass filter 210, 212, gain-switching amplifiers 216 and 218, a subtracter 228, an adder 230, a complex coefficient filter 234, and a variable amplifier 236. The correction processing unit 204 includes a correction table that stores level correction values between IQs.

まず、ＩＦ端子から入力された複素ＩＦ信号のＩ信号は、乗算器２０２に入力され、補正処理部２０４により、利得切替型増幅器２１６、２１８の利得毎に設定された補正値に基づいてＩＱ間のプリレベル補正が行われる。この補正値は、Ｉ成分のみの信号とＱ成分のみの信号とを複素ＩＦ信号として用い、各成分の信号が送信される際にアンテナ端子に出力される信号振幅の検波を行うことにより、その振幅差に基づいて作成される。そして、作成された補正値は、補正処理部２０４が有する補正テーブルに記録される。   First, the I signal of the complex IF signal input from the IF terminal is input to the multiplier 202, and is corrected between IQs based on the correction value set for each gain of the gain switching amplifiers 216 and 218 by the correction processing unit 204. Pre-level correction is performed. This correction value is obtained by detecting a signal amplitude output to an antenna terminal when a signal of each component is transmitted using a signal of only an I component and a signal of only a Q component as a complex IF signal. Created based on amplitude difference. The created correction value is recorded in a correction table included in the correction processing unit 204.

プリレベル補正された複素ＩＦ信号は、ディジタル／アナログ変換器２０６、２０８に入力されてアナログ信号に変換された後、ローパス・フィルタ２１０、２１２により帯域制限される。帯域制限された複素ＩＦ信号は、利得切替型増幅器２１６、２１８にそれぞれ入力されてレベル可変を受ける。利得切替型増幅器２１６、２１８は、ＡＧＣデータに基づいて複素ＩＦ信号をレベル可変する。例えば、利得切替型増幅器２１６、２１８は、８ビットのＡＧＣデータの上位３ビットを用いて制御され、複素ＩＦ信号に対して２０ｄＢステップで荒くレベル可変を行う。   The pre-level corrected complex IF signal is input to the digital / analog converters 206 and 208 and converted into analog signals, and then band-limited by the low-pass filters 210 and 212. The band-limited complex IF signal is input to gain switching amplifiers 216 and 218, respectively, and is subjected to variable levels. The gain switching amplifiers 216 and 218 change the level of the complex IF signal based on the AGC data. For example, the gain-switching amplifiers 216 and 218 are controlled using the upper 3 bits of 8-bit AGC data, and roughly change the level of the complex IF signal in 20 dB steps.

利得切替型増幅器２１６、２１８によりレベル可変された複素ＩＦ信号は、全複素ミキサ２４０に入力されてＲＦに周波数変換される。全複素ミキサ２４０は、主に、ＩＩ成分を生成する乗算器２２０と、ＱＱ成分を生成する乗算器２２２と、ＱＩ成分を生成する乗算器２２４と、ＩＱ成分を生成する乗算器２２６と、減算器２２８と、加算器２３０とを含んでおり、ダブルクオドラチャ・ミキサを構成する。全複素ミキサ２４０に入力された複素ＩＦ信号のＩ成分は、乗算器２２０（ＩＩ）及び乗算器２２６（ＩＱ）に入力される。同様に、複素ＩＦ信号のＱ成分は、乗算器２２２（ＱＱ）及び乗算器２２４（ＱＩ）に入力される。   The complex IF signals whose levels are changed by the gain switching amplifiers 216 and 218 are input to the full complex mixer 240 and frequency-converted to RF. The full complex mixer 240 mainly includes a multiplier 220 that generates an II component, a multiplier 222 that generates a QQ component, a multiplier 224 that generates a QI component, a multiplier 226 that generates an IQ component, and a subtraction. And 228 and an adder 230, and constitutes a double quadrature mixer. The I component of the complex IF signal input to full complex mixer 240 is input to multiplier 220 (II) and multiplier 226 (IQ). Similarly, the Q component of the complex IF signal is input to the multiplier 222 (QQ) and the multiplier 224 (QI).

さらに、全複素ミキサ２４０には、ローカル信号生成器２３２から実数軸ローカル信号（ｃｏｓ）及び虚数軸ローカル信号（−ｓｉｎ）が入力される。実数軸ローカル信号は、乗算器２２０（ＩＩ）及び乗算器２２４（ＱＩ）に入力され、虚数軸ローカル信号は、乗算器２２２（ＱＱ）及び乗算器２２６（ＩＱ）に入力されて複素信号の周波数変換に用いられる。乗算器２２０（ＩＩ）及び乗算器２２２（ＱＱ）から出力された信号は減算器２２８に入力されて減算処理される。一方、乗算器２２４（ＱＩ）及び乗算器２２６（ＩＱ）から出力された信号は加算器２３０に入力されて加算処理される。   Further, a real axis local signal (cos) and an imaginary axis local signal (−sin) are input to the full complex mixer 240 from the local signal generator 232. The real axis local signal is input to the multiplier 220 (II) and the multiplier 224 (QI), and the imaginary axis local signal is input to the multiplier 222 (QQ) and the multiplier 226 (IQ), and the frequency of the complex signal. Used for conversion. The signals output from the multiplier 220 (II) and the multiplier 222 (QQ) are input to the subtractor 228 and subjected to subtraction processing. On the other hand, signals output from the multiplier 224 (QI) and the multiplier 226 (IQ) are input to the adder 230 and added.

減算器２２８及び加算器２３０から出力された信号は、複素係数フィルタ２３４に入力され、正又は負の周波数成分が抑制された後に実ＲＦ信号に変換される。複素係数フィルタ２３４から出力された実ＲＦ信号は、可変増幅器２３６に入力されてレベル可変される。例えば、可変増幅器２３６は、８ビットのＡＧＣデータの下位５ビットに基づいて制御され、実ＲＦ信号に対して最大で１９．３７５ｄＢのレベル可変を行う。レベル可変を受けた実ＲＦ信号はＲＦ端子に出力される。   The signals output from the subtracter 228 and the adder 230 are input to the complex coefficient filter 234, and are converted into an actual RF signal after the positive or negative frequency component is suppressed. The real RF signal output from the complex coefficient filter 234 is input to the variable amplifier 236 and the level is variable. For example, the variable amplifier 236 is controlled based on the lower 5 bits of 8-bit AGC data, and performs a level change of 19.375 dB at the maximum with respect to the actual RF signal. The actual RF signal subjected to the variable level is output to the RF terminal.

以上、本発明の第１実施形態に係る送信装置２００の構成について説明した。本実施形態に係る送信装置２００は、利得切替型増幅器の利得毎に設定されたレベル補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正をした後、複素ＩＦ信号をレベル可変する際に利得切替型増幅器（利得切替型増幅器２１６、２１８）を用いてレベル可変し、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いてＲＦに周波数変換することで、比較的単純なキャリブレーションにより得られた良好な直交性を有する複素ＩＦ信号に基づいて実ＲＦ信号を生成することが可能である。   The configuration of the transmission device 200 according to the first embodiment of the present invention has been described above. The transmission apparatus 200 according to the present embodiment corrects the level between IQs based on the level correction value set for each gain of the gain-switching amplifier, and then changes the level of the complex IF signal. Complex IF signal having good orthogonality obtained by relatively simple calibration by changing the level using gain switching amplifiers 216, 218) and converting the frequency to RF using a double quadrature mixer It is possible to generate an actual RF signal based on

＜本発明の第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上記の第１実施形態と実質的に同一の構成要素については同一の符号を付することにより重複する説明を省略し、相違する構成要素についてのみ詳細に説明する。 <Second Embodiment of the Present Invention>
Next, a second embodiment of the present invention will be described. Constituent elements that are substantially the same as those in the first embodiment will be given the same reference numerals, and redundant description will be omitted, and only different constituent elements will be described in detail.

［第２実施形態に係る受信装置１５０の構成］
まず、図４を参照しながら、本発明の第２実施形態に係る受信装置１５０の構成について説明する。図４は、本実施形態に係る受信装置１５０の構成を示す説明図である。本実施形態は、アナログＩＦ信号をレベル可変する可変増幅器と、ディジタルＩＦ信号にレベル可変を施す可変増幅器とを併用してレベル可変する構成に特徴を有する。但し、アナログ側の可変増幅器とディジタル側の可変増幅器とは、ＡＧＣデータの下位数ビットと上位数ビットとに基づいて制御電圧がコントロールされている。さらに、上記の第１実施形態と同様に補正テーブルに記録された補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正が行われる。 [Configuration of Receiving Device 150 According to Second Embodiment]
First, the configuration of a receiving apparatus 150 according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating a configuration of the receiving device 150 according to the present embodiment. The present embodiment is characterized in that the level is variable by using a variable amplifier that varies the level of the analog IF signal and a variable amplifier that varies the level of the digital IF signal. However, the control voltages of the analog variable amplifier and the digital variable amplifier are controlled based on the lower several bits and the upper several bits of the AGC data. Further, the level correction between IQs is performed based on the correction values recorded in the correction table as in the first embodiment.

図４を参照すると、受信装置１５０は、主に、低雑音増幅器１５２と、複素係数フィルタ１０４と、乗算器１０６、１０８、１１０、１１２、１３４と、減算器１１６と、加算器１１８と、ローカル信号生成器１２０と、ローパス・フィルタ１２２、１２４と、可変増幅器１５４、１５６、１５８、１６０と、アナログ／ディジタル変換器１３０、１３２と、補正処理部１３６と、により構成される。従って、上記の第１実施形態に係る受信装置１００との相違点は、主に、ＲＦ信号が入力される低雑音増幅器１５２と、アナログの複素ＩＦ信号が入力される可変増幅器１５４、１５６と、ディジタルの複素ＩＦ信号が入力される可変増幅器１５８、１６０とにある。   Referring to FIG. 4, the receiving apparatus 150 mainly includes a low noise amplifier 152, a complex coefficient filter 104, multipliers 106, 108, 110, 112, 134, a subtractor 116, an adder 118, The signal generator 120, low-pass filters 122 and 124, variable amplifiers 154, 156, 158 and 160, analog / digital converters 130 and 132, and a correction processing unit 136 are configured. Therefore, the difference from the receiving apparatus 100 according to the first embodiment is mainly that the low noise amplifier 152 to which the RF signal is input, the variable amplifiers 154 and 156 to which the analog complex IF signal is input, Variable amplifiers 158 and 160 to which digital complex IF signals are input.

まず、ＲＦ端子から入力された実ＲＦ信号は、複素係数フィルタ１０４に入力されて複素ＲＦ信号に変換される。複素係数フィルタ１０４から出力された複素ＲＦ信号は、ダブルクオドラチャ・ミキサを構成する全複素ミキサ１４０に入力されてＩＦに周波数変換される。全複素ミキサ１４０により周波数変換されて生成された複素ＩＦ信号は、ローパス・フィルタ１２２、１２４により帯域制限された後、可変増幅器１５４、１５６に入力される。可変増幅器１５４、１５６は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの上位２ビットにより制御され、３０ｄＢステップ（０，３０，６０，９０）のレベル可変を行う。   First, an actual RF signal input from the RF terminal is input to the complex coefficient filter 104 and converted into a complex RF signal. The complex RF signal output from the complex coefficient filter 104 is input to the full complex mixer 140 constituting the double quadrature mixer and is frequency-converted to IF. The complex IF signal generated by frequency conversion by the full complex mixer 140 is band-limited by the low-pass filters 122 and 124 and then input to the variable amplifiers 154 and 156. The variable amplifiers 154 and 156 are controlled by, for example, the upper 2 bits of 8-bit AGC data, and change the level in 30 dB steps (0, 30, 60, 90).

可変増幅器１５４、１５６によりレベル可変された信号は、アナログ／ディジタル変換器１３０、１３２によりディジタル信号に変換された後、可変増幅器１５８、１６０に入力される。可変増幅器１５８、１６０は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの下位６ビットにより制御され、ディジタル処理により最大２９．５３１２５ｄＢのレベル可変を行う。可変増幅器１５８、１６０によりレベル可変された複素ＩＦ信号は、補正処理部１３６が有する補正テーブルに基づいてＩＱ間のレベル補正が行われ、ＩＦ端子に出力される。   The signals whose levels are changed by the variable amplifiers 154 and 156 are converted into digital signals by the analog / digital converters 130 and 132 and then input to the variable amplifiers 158 and 160. The variable amplifiers 158 and 160 are controlled by, for example, the lower 6 bits of 8-bit AGC data and perform a level variable of a maximum of 29.53125 dB by digital processing. The complex IF signal level-variable by the variable amplifiers 158 and 160 is subjected to level correction between IQs based on a correction table included in the correction processing unit 136 and is output to the IF terminal.

以上、本発明の第２実施形態に係る受信装置１５０の構成について説明した。本実施形態に係る受信装置１５０は、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いて周波数変換した後、複素ＩＦ信号をレベル可変する際に可変利得増幅器（可変増幅器１５８、１６０）を用いてレベル可変し、ディジタル信号に変換した上で可変利得増幅器（可変増幅器１５８、１６０）を用いてレベル可変を行う。さらに、レベル可変されたディジタルの複素ＩＦ信号にＩＱ間のレベル補正を実行するため、比較的単純なキャリブレーションにより良好な直交性を有する複素ＩＦ信号を得ることが可能である。   The configuration of the receiving device 150 according to the second embodiment of the present invention has been described above. The receiving apparatus 150 according to the present embodiment uses the variable gain amplifier (variable amplifiers 158 and 160) to change the level when the level of the complex IF signal is changed after frequency conversion using a double quadrature mixer, and digitally After conversion to a signal, the level is varied using variable gain amplifiers (variable amplifiers 158 and 160). Furthermore, since level correction between IQs is performed on a digital complex IF signal whose level is variable, it is possible to obtain a complex IF signal having good orthogonality by a relatively simple calibration.

［第２実施形態に係る送信装置２５０の構成］
次に、図５を参照しながら、本発明の第２実施形態に係る送信装置２５０の構成について説明する。図５は、本実施形態に係る送信装置２５０の構成を示す説明図である。なお、送信装置２５０においても、上記の受信装置１５０と基本コンセプトは実質的に同一であり、ディジタル側とアナログ側とでＩＦ信号に可変利得増幅器を用いてレベル可変する構成、及び利得切替型増幅器の利得毎に設定された補正値を用いてＩＱ間のレベル補正をする構成に特徴がある。 [Configuration of Transmitting Device 250 According to Second Embodiment]
Next, the configuration of the transmission apparatus 250 according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating a configuration of the transmission device 250 according to the present embodiment. Note that the basic concept of the transmission device 250 is substantially the same as that of the reception device 150 described above, and the level of the IF signal is variable using a variable gain amplifier on the digital side and the analog side, and the gain switching amplifier. The configuration is characterized in that the level correction between IQs is performed using a correction value set for each gain.

図５を参照すると、送信装置２５０は、主に、乗算器２０２、２２０、２２２、２２４、２２６と、補正処理部２０４と、可変増幅器２５２、２５４と、ディジタル／アナログ変換器２０６、２０８と、ローパス・フィルタ２１０、２１２と、利得切替型増幅器２１６、２１８と、減算器２２８と、加算器２３０と、複素係数フィルタ２３４と、増幅器２５４と、により構成される。   Referring to FIG. 5, the transmission apparatus 250 mainly includes multipliers 202, 220, 222, 224, 226, a correction processing unit 204, variable amplifiers 252, 254, digital / analog converters 206, 208, The low-pass filters 210 and 212, gain switching amplifiers 216 and 218, a subtracter 228, an adder 230, a complex coefficient filter 234, and an amplifier 254 are included.

まず、ＩＦ端子から入力された複素ＩＦ信号のＩ信号は、乗算器２０２に入力され、補正処理部２０４により、利得切替型増幅器２１６、２１８の利得毎に設定された補正値に基づいてＩＱ間のプリレベル補正が行われる。この補正値は、上記の第１実施形態に係る送信装置２００と同様の方法により作成され、補正処理部２０４が有する補正テーブルに記録されている。プリレベル補正された複素ＩＦ信号は、可変増幅器２５２、２５４に入力されてレベル可変を受ける。可変増幅器２５２、２５４は、例えば、８ビットのＡＧＣデータの下位６ビットに基づいて利得が制御される可変増幅器であり、最大で２９．５３１２５ｄＢのレベル可変を行うことが可能である。   First, the I signal of the complex IF signal input from the IF terminal is input to the multiplier 202, and is corrected between IQs based on the correction value set for each gain of the gain switching amplifiers 216 and 218 by the correction processing unit 204. Pre-level correction is performed. This correction value is created by a method similar to that of the transmission apparatus 200 according to the first embodiment and is recorded in a correction table included in the correction processing unit 204. The pre-level corrected complex IF signal is input to the variable amplifiers 252 and 254 and subjected to variable level. The variable amplifiers 252 and 254 are variable amplifiers whose gain is controlled based on, for example, the lower 6 bits of 8-bit AGC data, and can perform a level variable of up to 29.53125 dB.

レベル可変を受けた複素ＩＦ信号は、ディジタル／アナログ変換器２０６、２０８に入力されてアナログ信号に変換された後、ローパス・フィルタ２１０、２１２により帯域制限される。帯域制限された複素ＩＦ信号は、利得切替型増幅器２１６、２１８にそれぞれ入力されてレベル可変を受ける。利得切替型増幅器２１６、２１８は、ＡＧＣデータに基づいて複素ＩＦ信号をレベル可変する。例えば、利得切替型増幅器２１６、２１８は、８ビットのＡＧＣデータの上位２ビットを用いて制御され、複素ＩＦ信号に対して３０ｄＢステップで荒くレベル可変を行う。   The complex IF signal subjected to the variable level is input to the digital / analog converters 206 and 208 and converted into an analog signal, and then band-limited by the low-pass filters 210 and 212. The band-limited complex IF signal is input to gain switching amplifiers 216 and 218, respectively, and is subjected to variable levels. The gain switching amplifiers 216 and 218 change the level of the complex IF signal based on the AGC data. For example, the gain-switching amplifiers 216 and 218 are controlled using the upper 2 bits of 8-bit AGC data, and roughly change the level of the complex IF signal in 30 dB steps.

利得切替型増幅器２１６、２１８によりレベル可変された複素ＩＦ信号は、ダブルクオドラチャ・ミキサを構成する全複素ミキサ２４０に入力されてＲＦに周波数変換される。全複素ミキサ２４０から出力された複素ＲＦ信号は、複素係数フィルタ２３４に入力され、正又は負の周波数成分が抑制された後に実ＲＦ信号に変換される。複素係数フィルタ２３４から出力された実ＲＦ信号は増幅器２５４に入力されてレベル可変される。   The complex IF signal whose level is changed by the gain switching amplifiers 216 and 218 is input to the full complex mixer 240 constituting the double quadrature mixer and is frequency-converted to RF. The complex RF signal output from the full complex mixer 240 is input to the complex coefficient filter 234, and is converted into an actual RF signal after positive or negative frequency components are suppressed. The actual RF signal output from the complex coefficient filter 234 is input to the amplifier 254 and the level thereof is varied.

以上、本発明の第２実施形態に係る送信装置２５０の構成について説明した。本実施形態に係る送信装置２５０は、利得切替型増幅器の利得毎に設定されたレベル補正値に基づいてＩＱ間のレベル補正をした後、ディジタルＩＦ信号を可変増幅器にてレベル変換してからアナログＩＦ信号に変換する。そして、複素ＩＦ信号をレベル可変する際に利得切替型増幅器（利得切替型増幅器２１６、２１８）を用いてレベル可変した上で、ダブルクオドラチャ・ミキサを用いてＲＦに周波数変換することで、比較的単純なキャリブレーションにより得られた良好な直交性を有する複素ＩＦ信号に基づいてＲＦ信号を生成することが可能である。   The configuration of the transmission device 250 according to the second embodiment of the present invention has been described above. The transmission apparatus 250 according to the present embodiment performs level correction between IQs based on the level correction value set for each gain of the gain switching amplifier, and then converts the level of the digital IF signal with a variable amplifier and then performs analog conversion. Convert to IF signal. Then, when the level of the complex IF signal is varied, the level is varied using a gain switching amplifier (gain switching amplifiers 216 and 218), and then the frequency is converted to RF using a double quadrature mixer. It is possible to generate an RF signal based on a complex IF signal having a good orthogonality obtained by simple calibration.

以上説明したように、上記の各実施形態によれば、複素ＩＦ信号に対してＡＧＣ増幅器に利得切り替え型の増幅器を用いることにより、制御電圧に起因する利得のばらつきや環境変動によって、増幅器間の利得変動に起因する問題を回避することができる。また、利得の切り替えにより変化するレベルの補間は、ＩＱ間の振幅誤差が発生しないディジタル領域、又はＲＦのレベル可変増幅器を用いて行われる。可変増幅器のレベル可変範囲を利得切替型増幅器の補間にすることで可変増幅器のレベル可変範囲を小さく抑えることが可能になり、受信の際に飽和が発生したり、アナログ／ディジタル変換器又はディジタル／アナログ変換器に対して広いダイナミックレンジが要求されるといった問題を回避することができる。   As described above, according to each of the above embodiments, by using a gain switching type amplifier as the AGC amplifier for the complex IF signal, the gain variation due to the control voltage or the environmental variation causes the difference between the amplifiers. Problems due to gain fluctuations can be avoided. In addition, the interpolation of the level that is changed by switching the gain is performed using a digital domain in which an amplitude error between IQs does not occur, or an RF level variable amplifier. By making the level variable range of the variable amplifier an interpolation of the gain switching type amplifier, it becomes possible to keep the level variable range of the variable amplifier small, so that saturation occurs during reception, analog / digital converter or digital / digital The problem that a wide dynamic range is required for the analog converter can be avoided.

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。   As mentioned above, although preferred embodiment of this invention was described referring an accompanying drawing, it cannot be overemphasized that this invention is not limited to the example which concerns. It will be apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made within the scope of the claims, and these are naturally within the technical scope of the present invention. Understood.

例えば、上記の各実施形態においては、ディジタル処理を最小化するため、ＩＱ間のレベル補正の際に、差分による補正値を用いてＩ信号のみを補償しているが、利得切替型増幅器の利得の変化量を求めて補正データを作成し、この直線性の補正値と直交性の補正値とを用いてＩＱ間のレベル補正を実行することも可能である。   For example, in each of the above embodiments, in order to minimize digital processing, only the I signal is compensated using a correction value based on the difference when correcting the level between IQs. It is also possible to create correction data by determining the amount of change in the level and execute level correction between IQs using the linearity correction value and the orthogonality correction value.

一般的な受信装置の構成例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the structural example of a general receiver. 本発明の第１実施形態に係る受信装置の構成例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the structural example of the receiver which concerns on 1st Embodiment of this invention. 同実施形態に係る送信装置の構成例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the structural example of the transmitter which concerns on the same embodiment. 本発明の第２実施形態に係る受信装置の構成例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the structural example of the receiver which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 同実施形態に係る送信装置の構成例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the structural example of the transmitter which concerns on the same embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１００ 受信装置
１０２ 低雑音可変増幅器（ＬＮＶＧＡ）
１０４ 複素係数フィルタ
１０６、１０８、１１０、１１２、１３４ 乗算器
１１６、１１８ 加算器
１２０ ローカル信号生成器（Ｌｏｃａｌ）
１２２、１２４ ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）
１２６、１２８ 利得切換型増幅器（ＳＧＡ）
１３０、１３２ アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
１３６ 補正テーブル
１３８ デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
１４０ ダブルクオドラチャ・ミキサ
１５２ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１５４、１５６、１５８、１６０ 可変増幅器（ＶＧＡ）
２００ 送信装置
２０２、２２０、２２２、２２４、２２６ 乗算器
２０４ 補正テーブル
２０６、２０８ アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
２１０、２１２ ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）
２１４ デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
２１６、２１８ 利得切替型増幅器（ＳＧＡ）
２２８、２３０ 加算器
２３２ ローカル信号生成器（Ｌｏｃａｌ）
２３４ 複素係数フィルタ
２３６ 可変増幅器（ＶＧＡ）
２４０ ダブルクオドラチャ・ミキサ
２５２、２５４ 可変増幅回路（ＶＧＡ）
２５６、２５８ アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
２６０ 増幅器（ＡＭＰ）
ＲＦ ＲＦ信号端子
ＩＦ ＩＦ信号端子 100 receiver 102 low noise variable amplifier (LNVGA)
104 Complex coefficient filter 106, 108, 110, 112, 134 Multiplier 116, 118 Adder 120 Local signal generator (Local)
122, 124 Low-pass filter (LPF)
126, 128 Gain switching amplifier (SGA)
130, 132 Analog / Digital Converter (ADC)
136 Correction Table 138 Digital / Analog Converter (DAC)
140 Double quadrature mixer 152 Low noise amplifier (LNA)
154, 156, 158, 160 Variable amplifier (VGA)
200 Transmitter 202, 220, 222, 224, 226 Multiplier 204 Correction Table 206, 208 Analog / Digital Converter (ADC)
210, 212 Low-pass filter (LPF)
214 Digital / Analog Converter (DAC)
216, 218 Gain switching amplifier (SGA)
228, 230 Adder 232 Local signal generator (Local)
234 Complex coefficient filter 236 Variable amplifier (VGA)
240 Double Quadrature Mixer 252 and 254 Variable Amplifier (VGA)
256, 258 Analog / Digital Converter (ADC)
260 Amplifier (AMP)
RF RF signal terminal IF IF signal terminal

Claims (12)

受信した実ＲＦ信号から複素ＩＦ信号を生成する受信装置であって、
前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する低雑音可変増幅器と、
前記低雑音可変増幅器によりレベル可変された前記実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、
前記複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、
前記複素ＩＦ信号を帯域制限するフィルタと、
前記フィルタにより帯域制限された前記複素ＩＦ信号を段階的に所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、
を備えることを特徴とする、受信装置。 A receiving device that generates a complex IF signal from a received real RF signal,
A low-noise variable amplifier that continuously varies the level of the real RF signal;
A complex coefficient filter that converts the real RF signal level-variable by the low-noise variable amplifier into a complex RF signal;
A double quadrature mixer for frequency converting the complex RF signal to a complex IF signal;
A filter for band-limiting the complex IF signal;
A gain-switching amplifier that varies the level of the complex IF signal band-limited by the filter in a stepwise manner with a predetermined gain width;
A receiving apparatus comprising: 受信した実ＲＦ信号から複素ＩＦ信号を生成する受信装置であって、
前記実ＲＦ信号を複素ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、
前記複素ＲＦ信号を複素ＩＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、
前記複素ＩＦ信号を帯域制限するフィルタと、
前記フィルタにより帯域制限された前記複素ＩＦ信号を段階的に所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、
前記利得切替型増幅器によりレベル可変された前記複素ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
ディジタル信号に変換された前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、
を備えることを特徴とする、受信装置。 A receiving device that generates a complex IF signal from a received real RF signal,
A complex coefficient filter for converting the real RF signal into a complex RF signal;
A double quadrature mixer for frequency converting the complex RF signal to a complex IF signal;
A filter for band-limiting the complex IF signal;
A gain-switching amplifier that varies the level of the complex IF signal band-limited by the filter in a stepwise manner with a predetermined gain width;
An AD converter for converting the complex IF signal level-variable by the gain switching amplifier into a digital signal;
A variable amplifier for continuously varying the level of the complex IF signal converted into a digital signal;
A receiving apparatus comprising: さらに、前記利得切替型増幅器によりレベル可変された前記複素ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
ディジタル信号に変換された前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。 An AD converter that converts the complex IF signal level-variable by the gain switching amplifier into a digital signal;
A variable amplifier for continuously varying the level of the complex IF signal converted into a digital signal;
The receiving device according to claim 1, comprising: 前記所定の利得幅は、前記低雑音可変増幅器又は前記可変増幅器のレベル可変幅であることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の受信装置。   The receiving apparatus according to claim 1, wherein the predetermined gain width is a level variable width of the low noise variable amplifier or the variable amplifier. 前記利得切替型増幅器の利得毎に予め算出されたＩＱインバランスの補正値に基づいて、前記複素ＩＦ信号のＩＱインバランスを補正する直交性補正処理部をさらに備えることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の受信装置。   The orthogonality correction process part which correct | amends IQ imbalance of the said complex IF signal based on the correction value of IQ imbalance previously calculated for every gain of the said gain switching amplifier is characterized by the above-mentioned. The receiving apparatus in any one of 1-4. 前記ＩＱインバランスの補正値は、
所定の信号を受信して前記利得切替型増幅器の利得毎に測定された前記複素ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号との各レベルに基づいて予め作成されることを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。 The IQ imbalance correction value is
6. The method according to claim 5, wherein a predetermined signal is received and generated in advance based on each level of the I signal and Q signal of the complex IF signal measured for each gain of the gain switching amplifier. The receiving device described. 入力された複素ＩＦ信号から実ＲＦ信号を生成する送信装置であって、
前記複素ＩＦ信号を段階的に所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、
前記複素ＩＦ信号を複素ＲＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、
前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、
前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、
を備えることを特徴とする、送信装置。 A transmission device that generates a real RF signal from an input complex IF signal,
A gain-switching amplifier that varies the level of the complex IF signal in a stepwise manner with a predetermined gain width;
A double quadrature mixer for frequency converting the complex IF signal to a complex RF signal;
A complex coefficient filter for converting the complex RF signal into a real RF signal;
A variable amplifier that continuously varies the level of the real RF signal;
A transmission device comprising: 入力されたディジタルの複素ＩＦ信号から実ＲＦ信号を生成する送信装置であって、
前記複素ＩＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器と、
レベル可変された前記複素ＩＦ信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、
前記複素ＩＦ信号を段階的に所定の利得幅でレベル可変する利得切替型増幅器と、
前記複素ＩＦ信号を複素ＲＦ信号に周波数変換するダブルクオドラチャ・ミキサと、
前記複素ＲＦ信号を実ＲＦ信号に変換する複素係数フィルタと、
を備えることを特徴とする、送信装置。 A transmitter for generating a real RF signal from an input digital complex IF signal,
A variable amplifier for continuously varying the level of the complex IF signal;
A DA converter for converting the level-variable complex IF signal into an analog signal;
A gain-switching amplifier that varies the level of the complex IF signal in a stepwise manner with a predetermined gain width;
A double quadrature mixer for frequency converting the complex IF signal to a complex RF signal;
A complex coefficient filter for converting the complex RF signal into a real RF signal;
A transmission device comprising: さらに、前記複素係数フィルタから出力された前記実ＲＦ信号を連続的にレベル可変する可変増幅器を備えることを特徴とする、請求項７に記載の送信装置。   The transmission device according to claim 7, further comprising a variable amplifier that continuously varies the level of the real RF signal output from the complex coefficient filter. 前記所定の利得幅は、前記低雑音可変増幅器又は前記可変増幅器のレベル可変幅であることを特徴とする、請求項７〜９のいずれかに記載の送信装置。   The transmitting apparatus according to claim 7, wherein the predetermined gain width is a level variable width of the low noise variable amplifier or the variable amplifier. 前記利得切替型増幅器の利得毎に予め算出されたＩＱインバランスの補正値に基づいて、前記複素ＩＦ信号のＩＱインバランスを補正する直交性補正処理部をさらに備えることを特徴とする、請求項７〜１０のいずれかに記載の送信装置。   The orthogonality correction process part which correct | amends IQ imbalance of the said complex IF signal based on the correction value of IQ imbalance previously calculated for every gain of the said gain switching amplifier is characterized by the above-mentioned. The transmission device according to any one of 7 to 10. 前記ＩＱインバランスの補正値は、
所定の信号を受信して前記利得切替型増幅器の利得毎に測定された前記複素ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号との各レベルに基づいて予め作成されることを特徴とする、請求項１１に記載の送信装置。 The IQ imbalance correction value is
12. The method according to claim 11, wherein a predetermined signal is received and generated in advance based on each level of the I signal and the Q signal of the complex IF signal measured for each gain of the gain switching amplifier. The transmitting device described.
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