JP2008131756A

JP2008131756A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2008131756A
Application number: JP2006314522A
Authority: JP
Inventors: Koya Yoshioka; 康哉吉岡; Ryuji Yamada; 隆二山田; Hisashi Fujimoto; 久藤本
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-11-21
Filing date: 2006-11-21
Publication date: 2008-06-05

Abstract

【課題】順変換器と逆変換器とからなり、両者の直流部分を共通接続した電力変換装置の入出力間を、流れる循環電流を極力抑制し得るようにする。
【解決手段】逆変換器各相の正側半導体スイッチ８，１０，１２の全てが同時に導通状態となるか、または各相の負側半導体スイッチ９，１１，１３の全てが同時に導通状態となるゼロ電圧出力状態とならないよう、半導体スイッチのスイッチング動作パターンに工夫をすることによって循環電流を抑制し、直流中間コンデンサ１４が過電圧とならないようにする。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流電圧を振幅または周波数の異なる交流電圧に変換する装置、あるいは、交流電圧の振幅または周波数の変動もしくは停電を補償し、安定した電圧を負荷に供給する無停電電源装置の小型化に関する。

図４に一般的な電力変換装置の構成を示す。
図４において、１は交流電源、２〜１３は半導体スイッチ、１４は直流コンデンサ、１５〜２０はリアクトル、２１〜２６は交流フィルタコンデンサ、２７は変圧器である。
２〜７、１４、１５〜１７、２１〜２３は順変換器を構成しており、交流電源１の交流入力電圧を半導体スイッチ２〜７の高周波スイッチングにより直流電圧に変換し、直流コンデンサ１４に供給する。

一方、１４、８〜１３、１８〜２０、２４〜２６は逆変換器を構成しており、直流コンデンサ１４を直流電圧源として、半導体スイッチ８〜１３の高周波スイッチングにより、交流フィルタコンデンサ２４〜２６を介して負荷に任意の振幅と周波数の交流電圧を供給する。この回路は、交流入力電圧を任意の振幅と周波数の交流電圧に変換する電源装置として、または、図示しない蓄電池を直流部１４に接続することにより、交流電源停電時にも負荷への電力供給を継続する、いわゆる無停電電源装置として用いられる。

図４では、半導体スイッチ２〜７の高周波スイッチング動作に伴い、同図のＲ，Ｓ，Ｔ点に対するＰ点またはＮ点の電位は高周波で変動する。また、半導体スイッチ８〜１３の高周波スイッチング動作に伴い、同図のＵ，Ｖ，Ｗ点のＰ点またはＮ点に対する電位も高周波で変動する。一般に、交流電源は１相を直接接地されるか、またはコンデンサを介して１相〜全相を接地されることが多い。このため、図４の回路各部の交流入力に対する高周波電位変動は、大地電位に対する高周波電位変動につながる。この高周波電位変動は、電子機器の誤動作や高周波ノイズを除くためのフィルタ回路の焼損等の問題を起こす原因となることから、これを防止するために、電子機器等の負荷が接続される逆変換器の出力には、図示のような変圧器２７を設けて電位変動が伝達されないようにしている。ところが、この絶縁変圧器は装置の中でも大きな体積，質量を占め装置の小型化，軽量化，低コスト化の妨げとなる。

そこで、出願人は図１のような装置を先に提案している（特願２００５−１２２２５１号：提案装置とも言う）。
これは、絶縁変圧器を介さずに負荷に直接接続できるようにすることを目的として、入力に対する出力の高周波電位変動を抑制するために、交流フィルタコンデンサ３１〜３３の共通接続部と、交流フィルタコンデンサ３４〜３６の共通接続部とをカップリングコンデンサ３７で接続したものである。このカップリングコンデンサ３７のキャパシタンスを、スイッチング周波数成分に対しては十分インピーダンスが低く、かつ、交流入力電圧の周波数に対しては十分インピーダンスが高くなる（大幅に低くならない）ように選定することで、入出力間は高周波域においては短絡状態となり、入力に対する出力の高周波電位変動が抑制される。

なお、大地電位に対する高周波電位変動を抑制する技術として、上記提案装置の他に特許文献１に示すものもある。
特開平１１−２３５０５５号公報

しかし、図１の装置では、半導体スイッチ２〜１３の高周波スイッチング動作に伴い、カップリングコンデンサ３７を経路とする循環経路が生成されるとともに、循環経路ができた際に流れる循環電流により、直流コンデンサ１４を充電する経路が生成される。そして、この充電動作により直流コンデンサ１４の電圧が上昇し過電圧となる場合があり、装置を停止させることになる。ここで、充電動作について詳述する。

交流電源から電圧が供給され、順変換器および逆変換器により負荷に任意の振幅と周波数の交流電圧を供給する動作において、例えば半導体スイッチ８，１０，１２の３つが導通状態で、半導体スイッチ９，１１，１３の３つが非導通状態であり、さらに、交流フィルタコンデンサ３１の電圧が、半導体スイッチ２のダイオードに対して順電圧を印加する状態にある場合、半導体スイッチ８，１０，１２とリアクトル１５と交流フィルタコンデンサ３１〜３６とカップリングコンデンサ３７と半導体スイッチ２のダイオードとにより循環経路が生成され、循環電流が流れる。

続いて、半導体スイッチ８，１０，１２のいずれかが非導通状態となり、半導体スイッチ９，１１，１３の３つのうち半導体スイッチ８，１０，１２と対になる半導体スイッチが導通状態となった場合、例えばスイッチ１２が非導通となりスイッチ１３が導通した場合、スイッチ１２に流れていた電流はスイッチ１３へ移行するため、半導体スイッチ８，１０とリアクトル１５と交流フィルタコンデンサ３１〜３６とカップリングコンデンサ３７と半導体スイッチ２のダイオードとによる循環経路とともに、直流コンデンサ１４とスイッチ１３を新たな経路とし、リアクトル１５と交流フィルタコンデンサ３１〜３６とカップリングコンデンサ３７と半導体スイッチ２のダイオードを経路とする循環経路が生成される。この際、直流コンデンサ１４とスイッチ１３を新たな経路として流れる電流は、直流コンデンサ１４を充電する電流となる。

逆変換器のスイッチング動作において、上記のように１つの半導体スイッチが導通または非導通になる動作の外に、３つの半導体スイッチが同時に導通，非導通になる場合がある。例えば、導通状態であった半導体スイッチ８，１０，１２の３つとも同時に非導通状態となり、半導体スイッチ９，１１，１３の３つが同時に導通状態になる場合が想定される。この場合、半導体スイッチ８，１０，１２とリアクトル１５と交流フィルタコンデンサ３１〜３６とカップリングコンデンサ３７と半導体スイッチ２のダイオードを経路とする循環電流は、直流コンデンサ１４とスイッチ９，１１，１３を新たな経路として、リアクトル１５と交流フィルタコンデンサ３１〜３６とカップリングコンデンサ３７と半導体スイッチ２のダイオードを流れる循環電流となる。このとき、循環電流すべてがコンデンサを充電する電流となる。

半導体スイッチ２〜７がスイッチング動作を行ない、順変換器から交流電源側へ電力を戻す動作を行なうことができる場合は、順変換器が直流コンデンサ１４を放電させる動作を行なうことになり、上記の循環電流による電圧上昇を防ぐことができる。しかし、順変換器がスイッチング動作を行なわない場合は、半導体スイッチ２〜７で構成される回路は単なるダイオード整流器となり、順変換器から交流電源側へ電力を戻す動作を行なうことができず、直流コンデンサ１４を放電させることができないため、上記の循環電流による電圧上昇が起こる。また、順変換器の構成が、例えば混合ブリッジで構成される場合、順変換器から交流電源側へ電力を戻す動作を行なうことができないため、上記の循環電流により直流コンデンサ１４の電圧は上昇し、過電圧を生じた場合は、装置を停止させることになる。

半導体スイッチ８，１０，１２と９，１１，１３の２組が交互に導通，非導通のスイッチング動作を行ない、逆変換器がゼロ電圧出力をしている場合、循環電流による電圧上昇は装置に接続される負荷とは無関係に発生し、この場合が最も上昇する。逆変換器が負荷に任意の振幅と周波数の交流電圧を供給する動作を行なう場合、半導体スイッチ８，１０，１２と９，１１，１３の２組のいずれか一方を導通状態にしてゼロ電圧出力をさせる必要があるため、その後のスイッチング動作により直流コンデンサを充電する循環経路が発生する。このとき、無負荷または軽負荷である場合、負荷の消費電力による直流コンデンサの放電量よりも循環電流による充電量が多くなり、直流コンデンサの電圧は上昇し、出力動作中に装置を停止させることになる。
したがって、この発明の課題は、順変換器と逆変換器とからなり、両者の直流部分を共通接続した電力変換装置の入出力間を、カップリングコンデンサにより高周波的に結合させて安定な電圧を負荷に供給する場合に、順，逆変換器間を流れる循環電流を抑制し、直流コンデンサ電圧の上昇を防止することにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり、前記半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行なう順変換器と、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり、前記半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行なう逆変換器とを備え、その直流部分を共通接続するとともに、前記順変換器の交流フィルタコンデンサの一端と逆変換器の交流フィルタコンデンサの一端との間を、前記半導体スイッチのスイッチング周波数において前記リアクトルよりもインピーダンスが十分小さく、かつ、装置の入力周波数または出力周波数において前記交流フィルタコンデンサよりもインピーダンスが大幅に小さくならないキャパシタンスのカップリングコンデンサを介して接続してなる電力変換装置において、
各々が１個または複数個の正側半導体スイッチと負側半導体スイッチとの直列回路により１相分の変換回路を構成し、これを相数分並列接続して逆変換器を構成し、そのスイッチング動作時には、各相の正側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるか、または各相の負側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるゼロ電圧出力状態を回避するようにスイッチングパターンを選択することを特徴とする。つまり、直流コンデンサの充電電圧が過電圧となるまで上昇することが問題なので、この発明ではこれを回避するために、できるだけゼロ電圧出力状態を回避するようにするものである。

上記請求項１の発明においては、前記ゼロ電圧出力状態が必要な場合は、前記各相の正側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるスイッチングパターンのみを用いるか、または各相の負側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるスイッチングパターンのみを用いることことができ（請求項２の発明）、また、請求項１または２の発明においては、前記電力変換装置の出力状態または負荷状態に応じて、前記ゼロ電圧出力状態を回避するか否かを切り替えることができる（請求項３の発明）。
これら請求項１〜３のいずれかの発明においては、前記順変換器のリアクトルまたは逆変換器のリアクトルと直列に、もしくは前記順変換器と逆変換器の直流共通部分に、前記リアクトルよりもインダクタンスが十分に大きいコモンモードコイルを接続することができ（請求項４の発明）、または、前記順変換器のリアクトルまたは逆変換器のリアクトルと直列に、もしくは前記順変換器と逆変換器の直流共通部分に、電流が小さいときに前記リアクトルよりもインダクタンスが十分に大きくなる可飽和リアクトルを接続することができる（請求項５の発明）。

この発明によれば、順，逆変換器間を流れる循環電流を、逆変換器のスイッチングパターンを工夫すること、さらにはコモンモードコイルや可飽和リアクトルを挿入することで抑制するようにしたので、直流コンデンサの電圧上昇を未然に防止することが可能となる。

図１はこの発明の実施の形態を説明するための回路図である。これは、先に提案装置として説明したものであるが、特に逆変換器のスイッチング動作に特徴を待たせることにより、直流コンデンサ電圧の上昇を抑制するもので、具体的には以下のようにする（方式１）。
すなわち、逆変換器のスイッチング動作において、半導体スイッチ８，１０，１２の３つ、つまり正側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となる場合は、交流出力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１ともに直流コンデンサ１４の正電位となり、半導体スイッチ９，１１，１３の３つ、つまり負側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となる場合は、交流出力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１ともに直流コンデンサ１４の負電位となり、このようなスイッチングパターンでは、逆変換器の線間出力はゼロ電圧となっている。

直流コンデンサ電圧の上昇は、正側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるか、負側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となる場合に流れる循環電流が、その後のスイッチング動作により直流コンデンサに流入することに起因することから、逆変換器の線間出力をゼロ電圧の状態にする必要がある場合は、各相の正側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となる動作、または各相の負側半導体スイッチの全てを同時に導通状態にして、瞬間的にゼロ電圧出力を行なうスイッチングパターンではなく、逆変換器の交流フィルタコンデンサ接続点Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧が平均的にゼロ電圧となるスイッチングパターンを選択するようにする。

例えば、半導体スイッチ８，１１，１３を導通状態にし、半導体スイッチ９，１０，１２を非導通状態にする期間と、それと同等の期間だけ半導体スイッチ８，１１，１３を非導通状態にし、半導体スイッチ９，１０，１２を導通状態にすると、双方の状態の期間の平均出力電圧はゼロとなる。正側または負側の半導体スイッチの全てが同時に導通状態にならない場合でも、順変換器と逆変換器のそれぞれの半導体スイッチおよびカップリングコンデンサ３７を経路とする循環電流が流れるが、正側または負側の半導体スイッチの全てが同時に導通状態となる場合に流れる循環電流よりも電流量が少なくなるので、その後のスイッチング動作で直流コンデンサを充電する循環電流が減少し、直流コンデンサ電圧の上昇を抑制することができる。

図１では、また次のようにする（方式２）ことができる。
順変換器で任意の振幅と周波数の交流電圧を供給する動作は、例えば、正側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となり、負側半導体スイッチの全てが同時に非導通状態となるスイッチングパターンを初期状態とし、正側半導体スイッチの全てが同時に非導通状態となり、負側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるスイッチングパターンを最終状態とした場合、初期状態から最終状態へ正側半導体スイッチを１相ずつ非導通状態にし、同時に対となる負側半導体スイッチを導通状態にして行くことで実施される。この際、各スイッチングパターンにおいてカップリングコンデンサ３７を経路とする循環電流が流れるが、初期状態のスイッチングパターンで流れる循環電流は、順変換器と逆変換器の各半導体スイッチおよびカップリングコンデンサ３７のみを経路とし、直流コンデンサを充電することはない。しかし、その後のスイッチングパターンの最終状態までに流れる循環電流は、直流コンデンサを経路とし充電電流となる。

そこで、上記のスイッチングパターンの初期状態と最終状態は双方とも、逆変換器の線間出力をゼロ電圧状態にするためのスイッチングパターンであることから、最終状態となるスイッチングパターンが必要なときは初期状態に戻すことで、逆変換器の線間出力をゼロ電圧の状態にしながら、直流コンデンサを充電する経路をとらないようにする。これにより、直流コンデンサを充電する循環電流が減少し、直流コンデンサ電圧の上昇を抑制することができる。

図１では、さらに次のようにすること（方式３）ができる。
順変換器から交流電源側へ電力を戻す動作を行なえる場合や、逆変換器が負荷に任意の振幅と周波数の交流電圧を供給する動作を行ない、負荷の消費電力による直流コンデンサの放電量よりも、循環電流による充電量が少ない場合は、直流コンデンサ電圧の上昇は起こらない。
そこで、電力変換装置の出力状態または負荷状態に応じて、各相の正側半導体スイッチの全てが同時に非導通状態となるか、または、各相の負側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるゼロ電圧状態を回避するか否かの切り替えを行ない、直流コンデンサ電圧の上昇が起こると判断される状態においては、上記方式１または２のスイッチング動作を行なう。

図２はこの発明の別の実施の形態を示す回路図である。
上記方式１〜３では、直流コンデンサ１４を充電する循環電流を減少させることはできるが、いずれのスイッチング動作においても循環経路が形成されるため、循環電流がなくなることはない。そのため、直流コンデンサ１４はゆっくりと充電され、いずれは電圧が規定値よりも大きくなり、過電圧を生じた場合は装置を停止させることになる。

そこで、図２ではコイル５０を循環経路である交流入力側に設置し、循環電流を抑制している。循環電流はコイル５０に対しコモンモード電流となるので、コモンモードコイルとすることで、装置の入出力交流電流に対してコイル５０は影響を与えることがなく、また、そのコアは循環電流に対して飽和しない程度のものでよいので、コイル５０を追加しても図４の回路と比べて小型にすることができる。ここでは、コイル５０を交流入力側に挿入したが、循環経路内ならば直流部や交流出力側でも良い。ただし、交流入出力の共通接続線上には、そもそもの問題である高周波電位変動を避けるため、インピーダンスをもつ素子を挿入することはできない。

図３はこの発明のさらに別の実施の形態を示す回路図である。
循環電流抑制の目的が、無負荷時の直流過電圧防止のみとなるときは、図３のコモンモードコイル５０に代えて過飽和リアクトル５１，５２，５３を挿入しても良い。そのインダクタンス値としては、負荷電流が十分大きく循環電流抑制の必要がないときには小さく、無負荷付近になると大きくなる。また、図３と同様にコアは循環電流に対して飽和しなければ良いので、リアクトル１５〜２０に比べて小さいものを用いることができる。

挿入場所も図３と同じく交流入力側，直流部または交流出力側のいずれでも良いが、電流，電圧制御への影響を避けるため、直流部に挿入するのが適当である。この際、順変換器，逆変換器ともに直流コンデンサを必要とすることから、図示のコンデンサ１４を２並列としてその間に過飽和リアクトルを設ける構成となる。なお、リアクトル１５〜２０に電流ゼロ付近でインダクタンス値が非常に大きくなる特性（いわゆるスイング特性）を持つものを用いても、同様の効果を得ることができる。

なお、以上では主として３相回路について説明したが、この発明は単相や多相の回路にも同様に適用することができる。

この発明の実施の形態および提案装置を説明するための回路図この発明の他の実施の形態を示す回路図この発明のさらに他の実施の形態を示す回路図一般的な電力変換装置例を示す回路図

符号の説明

１…交流電源、２〜１３…半導体素子スイッチ、１４…直流中間コンデンサ、１５〜２０…リアクトル、３１〜３６…フィルタコンデンサ、３７…カップリングコンデンサ、５０…コモンモードコイル、５１〜５３…可飽和リアクトル。

Claims

半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり、前記半導体スイッチの高周波スイッチング動作により交流−直流変換を行なう順変換器と、半導体スイッチ，リアクトルおよび交流フィルタコンデンサからなり、前記半導体スイッチの高周波スイッチング動作により直流−交流変換を行なう逆変換器とを備え、その直流部分を共通接続するとともに、前記順変換器の交流フィルタコンデンサの一端と逆変換器の交流フィルタコンデンサの一端との間を、前記半導体スイッチのスイッチング周波数において前記リアクトルよりもインピーダンスが十分小さく、かつ、装置の入力周波数または出力周波数において前記交流フィルタコンデンサよりもインピーダンスが大幅に小さくならないキャパシタンスのカップリングコンデンサを介して接続してなる電力変換装置において、
各々が１個または複数個の正側半導体スイッチと負側半導体スイッチとの直列回路により１相分の変換回路を構成し、これを相数分並列接続して逆変換器を構成し、そのスイッチング動作時には、各相の正側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるか、または各相の負側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるゼロ電圧出力状態を回避するようにスイッチングパターンを選択することを特徴とする電力変換装置。
前記ゼロ電圧出力状態が必要な場合は、前記各相の正側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるスイッチングパターンのみを用いるか、または各相の負側半導体スイッチの全てが同時に導通状態となるスイッチングパターンのみを用いることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記電力変換装置の出力状態または負荷状態に応じて、前記ゼロ電圧出力状態を回避するか否かを切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記順変換器のリアクトルまたは逆変換器のリアクトルと直列に、もしくは前記順変換器と逆変換器の直流共通部分に、前記リアクトルよりもインダクタンスが十分に大きいコモンモードコイルを接続することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
前記順変換器のリアクトルまたは逆変換器のリアクトルと直列に、もしくは前記順変換器と逆変換器の直流共通部分に、電流が小さいときに前記リアクトルよりもインダクタンスが十分に大きくなる可飽和リアクトルを接続することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電力変換装置。