JP2008131366A - Radio signal detecting method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネルを利用して複数の信号系列を同一の周波数上に送信し、無線受信装置において空間多重化された信号に対する信号検出（あるいは信号分離）を行う無線通信システムであって、特に、マルチキャリア変調方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal frequency division multiplex）変調方式とＭＩＭＯ通信方式とを組み合わせたＭＩＭＯ−ＯＦＤＮ通信方式を用いた無線信号検出方法に関する。 The present invention wirelessly transmits a plurality of signal sequences on the same frequency using a MIMO (Multiple Input Multiple Output) channel and performs signal detection (or signal separation) on a spatially multiplexed signal in a wireless receiver. More particularly, the present invention relates to a radio signal detection method using a MIMO-OFDN communication system in which an OFDM (Orthogonal frequency division multiplex) modulation system, which is a multicarrier modulation system, and a MIMO communication system are combined.
無線通信システムにおいては、限られた周波数資源を用いて通信伝送量の大容量化を図るための周波数利用効率の向上が必須となっている。周波数利用効率を向上させる技術として、当該無線通信システムの無線送信装置側で複数の送信アンテナを備え、無線受信装置側で複数の受信アンテナを備え、同一時刻において同一周波数帯域上に空間多重チャネルを構成し、情報伝送レートを向上させるＭＩＭＯシステムが提案されている。 In wireless communication systems, it is essential to improve frequency utilization efficiency in order to increase the amount of communication transmission using limited frequency resources. As a technique for improving the frequency utilization efficiency, a plurality of transmission antennas are provided on the wireless transmission device side of the wireless communication system, a plurality of reception antennas are provided on the wireless reception device side, and spatial multiplexing channels are provided on the same frequency band at the same time. There has been proposed a MIMO system configured to improve the information transmission rate.
また情報信号を互いに直交する複数のサブキャリアに乗せて送信するＯＦＤＭマルチキャリア変調方式（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ）がある。ＯＦＤＭ方式は、各サブキャリアの帯域を狭くすることにより周波数選択性フェ−ジングをフラットフェ−ジング化することが可能な変調方式であり、更に、ガードインターバルを付加することによりマルチパスフェ−ジングによるシンボル間干渉の影響を軽減できる。従ってＯＦＤＭ方式は無線ＬＡＮ（Local Area Network）やデジタルテレビ放送などの無線通信や放送システムで広く用いられている。 In addition, there is an OFDM multicarrier modulation scheme (hereinafter referred to as an OFDM scheme) in which an information signal is transmitted on a plurality of subcarriers orthogonal to each other. The OFDM scheme is a modulation scheme capable of flattening frequency selective fading by narrowing the band of each subcarrier, and further by multipath fading by adding a guard interval. The influence of intersymbol interference can be reduced. Accordingly, the OFDM system is widely used in wireless communication and broadcasting systems such as wireless LAN (Local Area Network) and digital television broadcasting.
上記のＭＩＭＯシステムとＯＦＤＭ方式が組み合わされたものをＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムと呼ぶ。対照的に、単純にシングルキャリア変調方式を用いた場合にはＭＩＭＯ−Ｓｉｎｇｌｅシステムと呼ぶ。また両者を統一してＭＩＭＯシステムと呼ぶ。
ところで、従来の無線受信装置に備えられた信号検出装置（Signal Detector）では信号検出方法として、ＺＦ（Zero-Forcing）方式、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）方式、ＳＩＣ（Successive Interference Cancellation）方式、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）方式とそれらの基本方式を組み合わせたものなどが用いられている。この中でＳＩＣ方式では、受信誤り率特性と信号検出処理所要演算量の両立という観点では優れている。従ってＭＩＭＯ伝送を実現するにはＳＩＣ方式は非常に実用性の高いアプローチと考えられる。またＳＩＣ方式は他の信号検出方法と比べて、同時ではなく、順次にＴ個の送信信号ｓｔを検出する処理が特徴である。ここで、ＳＩＣ方式は大きく分けてＺＦ基準とＭＭＳＥ基準の二種類がある。ＺＦ−ＳＩＣ（ＺＦ基準のＳＩＣ方式）方式における代表例としてはＶ−ＢＬＡＳＴ(Vertical Bell Laboratories Layered Space-Time) 方式がある。またその後、ＭＭＳＥ−ＳＩＣ（ＭＭＳＥ基準のＳＩＣ方式）方式も提案されており、この方式はＺＦ−ＳＩＣ方式と同じ所要演算量を有しながら、より優れた誤り率特性（つまり、受信品質）を持っていることが特徴である。以下、従来のＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式について説明する。 By the way, in the signal detector (Signal Detector) with which the conventional radio | wireless receiver was equipped, as a signal detection method, ZF (Zero-Forcing) system, MMSE (Minimum Mean Square Error) system, SIC (Successive Interference Cancellation) system, MLD A combination of the (Maximum Likelihood Detection) method and those basic methods is used. Among these, the SIC method is excellent from the viewpoint of achieving both the reception error rate characteristics and the amount of computation required for signal detection processing. Therefore, the SIC method is considered to be a very practical approach for realizing MIMO transmission. The SIC scheme is compared with other signal detection process, rather than simultaneously, it is a process characterized to sequentially detect the T transmitted signals s t. Here, there are two types of SIC methods: ZF standards and MMSE standards. A representative example of the ZF-SIC (ZF-based SIC method) method is a V-BLAST (Vertical Bell Laboratories Layered Space-Time) method. Thereafter, an MMSE-SIC (MMSE-standard SIC method) method has also been proposed. This method has the same required calculation amount as the ZF-SIC method, but has better error rate characteristics (that is, reception quality). It has a feature. Hereinafter, a conventional MMSE-SIC method will be described.
信号検出装置への入力が伝搬路行列Ｈとａ、受信信号ベクトルｘであるとし、またＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式による信号検出処理を経て出力する信号を検出信号＾ｓとすると、当該信号検出装置は、
＜ａ＞ＺＦ基準およびＭＭＳＥ基準においてＴ回の逆行列の計算を行う。
＜ｂ＞送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素ｓ＝［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＴ］に対して、最大の検出後ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus noise ratio）を持つ送信系統における送信信号を次に信号検出対象と決定する。
＜ｃ＞ｂで決めた検出信号に対して、それを検出するためのＭＭＳＥ（minimum mean square error）基準の抽出ベクトルを算出する。
＜ｄ＞ｃで生成した抽出ベクトルを用いてｓ＝［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＴ］の中にｂで決定した番号を有する信号成分を検出する。
＜ｅ＞ｄの結果に対してシステムの用いるコンスタレーションに従い量子化し、硬判定を行う。
＜ｆ＞ｅで得られた硬判定結果を用いて、その信号による干渉成分を受信信号から除去する。
＜ｇ＞伝播路行列を更新しａの処理に戻る。
なお上述の＜ａ＞〜＜ｇ＞の処理のうち、＜ａ＞の逆行列演算の処理が、従来技術における信号処理方法において最も演算量が多く、演算量削減処理が望ましい処理部分である。そして信号検出装置はａ〜ｇの全ての処理についてＴ回の反復実行を行う。
If the input to the signal detection device is the propagation path matrix H and a and the received signal vector x, and the signal output through the signal detection processing by the MMSE-SIC method is the detection signal ^ s, the signal detection device
<a> T times of inverse matrix calculation is performed in the ZF criterion and the MMSE criterion.
<B> For T elements s = [s 1 , s 2 ,..., S T ] in the transmission signal vector s, it has a maximum post-detection SINR (Signal to Interference plus noise ratio). Next, a transmission signal in the transmission system is determined as a signal detection target.
An extraction vector based on MMSE (minimum mean square error) for detecting the detection signal determined in <c> b is calculated.
<D> The signal component having the number determined in b is detected in s = [s 1 , s 2 ,..., S T ] using the extraction vector generated in c.
The result of <e> d is quantized according to the constellation used by the system, and a hard decision is made.
Using the hard decision result obtained in <f> e, an interference component due to the signal is removed from the received signal.
<G> Update the propagation path matrix and return to the process of a.
Of the processes <a> to <g> described above, the inverse matrix calculation process of <a> is the processing part with the largest calculation amount and the calculation amount reduction process desirable in the signal processing method in the prior art. Then, the signal detection apparatus repeatedly performs T times for all the processes a to g.
ここで従来のＳＩＣ方式であるＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式を適用してＭＩＭＯシステムにおける空間多重信号を無線受信装置において処理しようとすると以下の課題が存在する。
＜課題１＞処理演算量が膨大で所要演算回路規模が大きくなる（Ｔ回の擬似逆行列の演算が必要であり、所要演算量がＯ（Ｔ４）と大きくなる。なおこの演算量のうち上記従来技術における＜ａ＞の逆行列演算の演算量が最も多く、演算量削減が望ましい処理部分である。そして演算量が多いために、所要の演算回路規模が非常に大きくなる。
＜課題２＞所要記憶デバイス容量が大きくなる（擬似逆行列の演算は大きな記憶容量が必要となる。また伝搬路行列Ｈの更新や抽出ベクトルの保存などにも記憶デバイスが必要となる）
＜課題３＞小型化、軽量化が困難となる（無線送信装置、特に無線携帯端末においては小型化、軽量化を行うことが望ましいが、従来のＭＭＳＥ−ＳＩＣの方式では所要演算回路規模と記憶デバイスが大きいため、それによって無線送信装置の小型化、軽量化が困難となる）
＜課題４＞処理遅延が大きくなる（Ｔ回の擬似逆行列の演算の並列化は不可能であるため、処理の遅延が大きい。特に送信アンテナ数が多い場合では、擬似逆行列演算の回数が増え、リアルタイムでの信号処理は極めて困難である。それを解決するためには演算回路における動作クロック周波数を上げる方法があるが、それが所要消費電力の飛躍的増加に繋がる）
＜課題５＞所要消費電力が大きい（所要消費電力は所要演算回路規模やその動作クロック周波数などに比例するため、従来のＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式では電力消費量が大きいと考えられる。従ってバッテリによって動作するＭＩＭＯシステムの十分な動作時間の確保が困難となる）
＜課題６＞製品の大量生産に適さない（上記課題１〜課題５を踏まえて、従来のＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式の機能を実現したハードウェア（回路等）の無線受信装置への実装は極めて困難である。つまり従来のＭＭＳＥ−ＳＩＣ方式を実装したＭＩＭＯシステムを備えた無線装置における製造コストが高くなり、大量生産に適さない）
Here, when the MMSE-SIC method, which is a conventional SIC method, is applied and a spatial multiplexing signal in a MIMO system is to be processed in a wireless reception device, the following problems exist.
<
<
<Problem 3> It is difficult to reduce the size and weight (in a wireless transmission device, particularly a wireless portable terminal, it is desirable to reduce the size and weight, but in the conventional MMSE-SIC method, the required arithmetic circuit scale and memory are required. (Since the device is large, it becomes difficult to reduce the size and weight of the wireless transmitter)
<Problem 4> Processing delay increases (the processing delay is large because T times of pseudo inverse matrix operations cannot be parallelized. In particular, when the number of transmission antennas is large, the number of pseudo inverse matrix operations is large. In order to solve this problem, there is a way to increase the operating clock frequency in the arithmetic circuit, which leads to a dramatic increase in power consumption)
<Problem 5> Large required power consumption (Since the required power is proportional to the required arithmetic circuit scale and its operation clock frequency, it is considered that the conventional MMSE-SIC system consumes a large amount of power. It is difficult to secure sufficient operating time for the MIMO system)
<Problem 6> Not suitable for mass production of products (in light of the
そこでこの発明は、処理演算量と所要演算回路規模とを軽減することで、ＭＩＭＯシステムによる無線通信を行う無線通信装置の小型化、軽量化や、無線通信装置の処理遅延や消費電力量の縮小を行い、大量生産に適した無線通信装置を提供することのできる無線信号検出方法を提供することを目的としている。 Accordingly, the present invention reduces the amount of processing computation and the required computation circuit scale, thereby reducing the size and weight of a wireless communication device that performs wireless communication using a MIMO system, and reducing the processing delay and power consumption of the wireless communication device. An object of the present invention is to provide a wireless signal detection method capable of providing a wireless communication apparatus suitable for mass production.
上記目的を達成するために、本発明は、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムにおいて伝搬路行列Ｈ、所定の係数γ、受信信号ベクトルｘを用いて受信信号の信号検出を行う無線受信装置における無線信号検出方法であって、前記無線受信装置が、検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍ（ｋ）を計算する第１の処理と、前記無線受信装置が、送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素に対して、最大検出後ＳＩＮＲまたはＳＮＲを持つ送信系統における送信信号を検出対象の送信信号と決定しその番号をリストＯに保存する第２の処理と、前記無線受信装置が、前記決定した送信信号に対して、それを検出するためのＭＭＳＥまたはＺＦ基準の抽出ベクトルを算出する第３の処理と、前記無線受信装置が、前記生成した抽出ベクトルを用いて前記送信信号ベクトルｓの中から、前記リストＯに保存する際に決定した番号を有する信号成分を検出する第４の処理と、前記無線受信装置が、その結果に対してシステムの用いるコンスタレーションに従い量子化し、硬判定を行う第５の処理と、前記無線受信装置が、当該硬判定結果を用いて、その信号による干渉成分を受信信号から除去する第６の処理と、前記無線受信装置が、前記第１から第６の各処理をＴ回繰り返して送信信号ベクトルを検出することを特徴とする無線信号検出方法である。 In order to achieve the above object, the present invention provides a wireless reception apparatus that detects a received signal using a propagation path matrix H, a predetermined coefficient γ, and a received signal vector x in a MIMO (Multiple Input Multiple Output) system. A signal detection method, wherein the wireless reception device calculates a matrix M (k) used for detection order determination and extraction vector generation, and the wireless reception device is in a transmission signal vector s. For the T elements, a second process of determining a transmission signal in a transmission system having a maximum SINR or SNR after detection as a transmission signal to be detected and storing the number in a list O, and the wireless reception device, A third process for calculating an extraction vector based on the MMSE or ZF for detecting the determined transmission signal, and the radio reception apparatus generates the extracted signal. A fourth process for detecting a signal component having a number determined at the time of saving in the list O from the transmission signal vector s using a vector, and the wireless reception device A fifth process for quantizing according to a constellation to be used and performing a hard decision; a sixth process for causing the radio reception apparatus to remove an interference component due to the signal from the received signal using the hard decision result; and the radio The receiving apparatus detects a transmission signal vector by repeating the first to sixth processes T times to detect a transmission signal vector.
また本発明はＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムにおいて伝搬路行列Ｈ、所定の係数γ、受信信号ベクトルｘを用いて受信信号の信号検出を行う無線受信装置における無線信号検出方法であって、検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍ（ｋ）（ｋ＝１，２、…Ｔ）を計算する行列計算処理と、無線送信装置の送信した信号の該送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素に対して、それぞれの信号検出の順番を決定し、順番リストに記録する検出順番決定処理と、前記伝搬路行列Ｈの列ベクトルおよび行列Ｃの行ベクトルと列ベクトルとを前記順番リストＳに従い並び替える並び替え処理と、前記行列Ｃを並び替えた行列から三角行列Ｒを導き、前記伝搬路行列Ｈの列ベクトルが並び替えられた行列を前記三角行列を用いて直交化することで行列Ｑを生成する行列Ｒ・行列Ｑ生成処理と、前記行列Ｑの複素共役転置を使って受信ベクトルｘをフィルタリングするフィルタリング処理と、前記三角行列Ｒを用いて前記Ｔ個の送信信号を順次検出する送信信号検出処理と、前記検出したＴ個の送信信号を前記順番リストに従って、元の送信された空間順番に並びなおして出力する順番並び替え処理と、を有することを特徴とする無線信号検出方法である。 The present invention also relates to a radio signal detection method in a radio reception apparatus that performs signal detection of a received signal using a channel matrix H, a predetermined coefficient γ, and a received signal vector x in a MIMO (Multiple Input Multiple Output) system. Matrix calculation processing for calculating a matrix M (k) (k = 1, 2,... T) used for order determination and extraction vector generation, and T transmission signals in the transmission signal vector s of signals transmitted by the wireless transmission device The order of signal detection is determined for each element, and the detection order determination process for recording in the order list, and the column vector of the propagation path matrix H and the row vector and column vector of the matrix C are included in the order list S. The triangular matrix R is derived from the rearrangement process that rearranges the matrix C according to the matrix C, and the matrix in which the column vectors of the propagation path matrix H are rearranged is used as the triangular matrix. Matrix R / matrix Q generation processing for generating a matrix Q by orthogonalization, filtering processing for filtering a received vector x using a complex conjugate transpose of the matrix Q, and the T matrix using the triangular matrix R A transmission signal detection process for sequentially detecting the transmission signals of the transmission, and an order rearrangement process for rearranging and outputting the detected T transmission signals in the original transmitted spatial order according to the order list. This is a feature of a wireless signal detection method.
また本発明は、上述の無線信号検出方法において、前記行列Ｒ・行列Ｑ生成処理は前記行列Ｃから三角行列算出式を用いて上三角行列Ｒを導き、前記行列Ｈ’を前記上三角行列Ｒを用いて直交化して行列Ｑを生成して出力し、前記フィルタリング処理は、前記行列Ｑの複素共役転置と前記受信信号ベクトルｘとを乗算することによりベクトルｙを算出し、前記送信信号検出処理は、前記列ベクトルｙと前記上三角行列Ｒを用いて後退代入演算処理によって、検出送信信号ベクトルを算出し、その検出送信信号ベクトルのＴ個の要素を順番に検出し、干渉成分算出式に従って干渉成分を算出し、前記列ベクトルｙのｋ番目の要素ｙｋから前記干渉成分を減算することにより軟判定検出信号を算出し、当該軟判定検出信号に対して、送信側で変調時に適用したコンスタレーションに基づいて硬判定を行い硬判定検出信号を算出し、前記順番並び替え処理は、前記後退代入処理によって得られた検出送信信号ベクトルを前記順番リストに従って並び替えた後で、その並び替え結果を出力することを特徴とする。 According to the present invention, in the radio signal detection method described above, the matrix R / matrix Q generation processing derives an upper triangular matrix R from the matrix C using a triangular matrix calculation formula, and converts the matrix H ′ into the upper triangular matrix R. Is used to generate and output a matrix Q, and the filtering process calculates the vector y by multiplying the complex conjugate transpose of the matrix Q and the received signal vector x, and the transmitted signal detection process Calculates a detected transmission signal vector by backward substitution calculation processing using the column vector y and the upper triangular matrix R, sequentially detects T elements of the detected transmission signal vector, and follows an interference component calculation formula calculating the interference component, it calculates a soft decision detection signal by subtracting the interference components from the k-th element y k of the column vector y, to those soft decision detection signal, modulated on the transmission side Hard decision is performed based on the constellation applied to calculate a hard decision detection signal, the order rearrangement process, after rearranged the detected transmission signal vector obtained by the backward substitution process according to the order list, The rearrangement result is output.
また本発明は、上述の無線信号検出方法において、前記行列Ｒ・行列Ｑ生成処理において、前記行列Ｃから三角行列算出式を用いて下三角行列Ｒを導き、前記行列Ｈ’を前記下三角行列Ｒを用いて直交化して行列Ｑを生成して出力し、前記フィルタリング処理は、前記行列Ｑの複素共役転置と前記受信信号ベクトルｘとを乗算することによりベクトルｙを算出し、前記送信信号検出処理は、前記列ベクトルｙと前記下三角行列Ｒを用いて前進代入演算処理によって、検出送信信号ベクトルを算出し、その検出送信信号ベクトルのＴ個の要素を順番に検出し、干渉成分算出式に従って干渉成分を算出し、前記列ベクトルｙのｋ番目の要素ｙｋから前記干渉成分を減算することにより軟判定検出信号を算出し、当該軟判定検出信号に対して、送信側で変調時に適用したコンスタレーションに基づいて硬判定を行い硬判定検出信号を算出し、前記順番並び替え処理は、前記前進代入処理によって得られた検出送信信号ベクトルを前記順番リストに従って並び替えた後で、その並び替え結果を出力することを特徴とする。 Further, according to the present invention, in the radio signal detection method described above, in the matrix R / matrix Q generation processing, a lower triangular matrix R is derived from the matrix C using a triangular matrix calculation formula, and the matrix H ′ is converted to the lower triangular matrix. The matrix Q is generated by orthogonalizing using R and output, and the filtering process calculates the vector y by multiplying the complex conjugate transpose of the matrix Q and the received signal vector x, and detects the transmission signal. The processing calculates a detected transmission signal vector by forward substitution calculation processing using the column vector y and the lower triangular matrix R, sequentially detects T elements of the detected transmission signal vector, and calculates an interference component calculation formula calculating the interference components according to calculate the soft decision detection signal by subtracting the interference components from the k-th element y k of the column vector y, to those soft decision detection signal, transmitted The hard decision is performed based on the constellation applied at the time of modulation and a hard decision detection signal is calculated, and the order rearrangement process is performed after the detected transmission signal vectors obtained by the forward substitution process are rearranged according to the order list. Then, the sorting result is output.
本発明によれば、逆行列演算量を大幅に削減することができるので、所要演算量は従来のＳＩＣ方式と比較して極めて少なくなる。従って，従来に比べて、処理演算量が少なく所要演算回路規模を小さい無線受信装置を提供することができる。 According to the present invention, since the inverse matrix calculation amount can be greatly reduced, the required calculation amount is extremely small as compared with the conventional SIC method. Therefore, it is possible to provide a wireless reception apparatus that has a smaller amount of processing computation and a smaller required computation circuit scale than conventional ones.
また本発明によれば、所要演算回路規模を小さくできるので、これにより、無線受信装置の所要記憶デバイス容量を小さくすることができる。 Further, according to the present invention, the required arithmetic circuit scale can be reduced, so that the required storage device capacity of the wireless receiver can be reduced.
また本発明によれば、所要演算回路規模と記憶デバイスが小さいため無線受信装置の小型化・軽量化は容易に行うことができる。 Further, according to the present invention, since the required arithmetic circuit scale and the storage device are small, the radio receiving apparatus can be easily reduced in size and weight.
また本発明によれば、所要消費電力は所要演算回路規模やその動作クロック周波数などに比例するので、従来のＳＩＣ方式と比較して電力消費量が小さいと考えられる。従って、バッテリによって動作するＭＩＭＯシステムの動作時間の長持ちが実現可能となる。 Further, according to the present invention, since the required power consumption is proportional to the required arithmetic circuit scale, the operation clock frequency, and the like, it is considered that the power consumption is small compared with the conventional SIC method. Therefore, it is possible to realize a long operating time of the MIMO system operated by the battery.
またによれば、無線受信装置のハードウェア並びにソフトウェアへの経済的な実装において、上述の効果により、製造コストが安くなり大量生産に適したものとなる。 In addition, according to the above-described effects, in the economical implementation of hardware and software of the wireless reception device, the manufacturing cost is reduced and it is suitable for mass production.
以下、本発明の一実施形態による無線通信システムを図面を参照して説明する。
図１はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの構成を示す第１の図である。
図２はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの構成を示す第２の図である。
図３はＭＩＭＯ−Ｓｉｎｇｌｅシステムの構成を示す第１の図である。
図４はＭＩＭＯ−Ｓｉｎｇｌｅシステムの構成を示す第２の図である。
これらのＭＩＭＯシステムにおいて、図１と図３で示したシステムの構成はチャネル符号化及びシンボルマッピングを一系列で処理している。また図２と図４で示したシステムでは送信アンテナの本数Ｔに合わせて、Ｔ個の信号系列を並列に処理する構成を新たに備えている。
Hereinafter, a wireless communication system according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a first diagram showing a configuration of a MIMO-OFDM system.
FIG. 2 is a second diagram showing the configuration of the MIMO-OFDM system.
FIG. 3 is a first diagram illustrating a configuration of the MIMO-Single system.
FIG. 4 is a second diagram showing the configuration of the MIMO-Single system.
In these MIMO systems, the system configuration shown in FIGS. 1 and 3 processes channel coding and symbol mapping in one series. Further, the system shown in FIGS. 2 and 4 is newly provided with a configuration for processing T signal sequences in parallel according to the number T of transmission antennas.
ＭＩＭＯシステムの無線送信装置（Transmitter）１においては、Ｔ個の送信信号ｓｔ（ｔ＝１，２，・・・Ｔ）にベースバンド変調及びパスバンド処理を経た後、Ｔ本の送信アンテナより空間へ送出される。またＭＩＭＯシステムの無線受信装置（Receiver）２においては、Ｒ本の受信アンテナを用いて空間で多重されているＴ個の送信信号を受信し、パスバンド処理とベースバンド復調を経た後、Ｒ個の受信信号ｘｒ（ｒ＝１，２，・・・Ｒ）として信号検出装置へ入力される。そして信号検出装置（Signal Detector）は空間多重化された信号を検出する機能を有しており、その処理によって検出したＴ個の検出信号＾ｓｔを出力する。ここで信号の検出とは、信号分離あるいは干渉キャンセラと呼ぶ場合もあるが本質は空間多重化された信号から、無線送信装置１において送信した送信系統毎の信号を検出することである。
In the wireless transmission device (Transmitter) 1 of the MIMO system, T transmission signals s t (t = 1, 2,... T) are subjected to baseband modulation and passband processing, and then transmitted from T transmission antennas. Sent to space. Also, in the MIMO system radio receiver (Receiver) 2, T transmission signals multiplexed in space are received using R reception antennas, and after R passes, passband processing and baseband demodulation are performed. Received signal x r (r = 1, 2,... R) is input to the signal detector. The signal detection apparatus (Signal Detector) has a function of detecting a signal spatially multiplexed, and outputs the T number of detection signals ^ s t detected by this processing. Here, the signal detection may be referred to as signal separation or interference canceller, but the essence is to detect a signal for each transmission system transmitted by the
またＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム並びにＭＩＭＯ−Ｓｉｎｇｌｅシステムにおいては、そのＴ個の送信信号ｓｔと、Ｒ個の受信信号ｘｒとの関係を式（１）で表現できる。 In MIMO-OFDM system and MIMO-Single system can be expressed with its T transmit signal s t, the relationship between the R received signals x r in equation (1).
この式（１）において「ｓ」はＴ×１（Ｔ行１列）の送信信号ベクトルを表している。また「ｘ」はＲ×１（Ｒ行１列）の受信信号ベクトルを表している。また「ｗ」はＲ×１の雑音成分ベクトルを表している。また「Ｈ」はＲ×Ｔ（Ｒ行Ｔ列）のシステム伝達係数行列を表している。また、全ての下付数字は空間インデックスを表している。例えばｓ４は無線送信装置１における４番目の送信アンテナにより送信された送信信号、ｘ２は無線受信装置２における２番目の受信アンテナにより受信された受信信号、ｗ１は無線受信装置２における１番目の受信アンテナで加わった雑音成分、ｈ３，２は無線送信装置１における２番目の送信アンテナと無線受信装置２における３番目の受信アンテナの結ぶ無線リンクにおける伝達係数を表している。更に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいては、上記式（１）を下記の式（２）として表すことができる。
In this equation (1), “s” represents a transmission signal vector of T × 1 (T rows and 1 column). “X” represents a received signal vector of R × 1 (R rows and 1 column). “W” represents an R × 1 noise component vector. “H” represents a system transfer coefficient matrix of R × T (R rows and T columns). All subscript numbers represent spatial indexes. For example, s 4 is a transmission signal transmitted by the fourth transmission antenna in the
この式（２）においてｎは時間インデックスを表している。またｋは周波数インデックスを表している。また式（２）は式（１）を時刻ｎ番目のＯＦＤＭ信号のｋ番目のサブキャリアにおけるＴ個の送信信号とＲ個の受信信号との数学的関係に限定している。またＭＩＭＯ−Ｓｉｎｇｌｅシステムにおいては式（１）を式（３）として表すことが出来る。 In this equation (2), n represents a time index. K represents a frequency index. Further, Expression (2) limits Expression (1) to a mathematical relationship between T transmission signals and R reception signals in the kth subcarrier of the nth OFDM signal at the time. Further, in the MIMO-Single system, Expression (1) can be expressed as Expression (3).
この式（３）においてｎは時間インデックスを表している。また式（３）は式（１）を、時刻ｎ番目のシングルキャリア変調信号におけるＴ個の送信信号とＲ個の受信信号との数学的関係に限定している。ただし、本発明の信号検出方法では、ＭＩＭＯシステムにおけるすべての時間インデックス及び周波数インデックスにおいて、同様に実施することが可能なため、以降の説明ではｎとｋを省略する。また時間と周波数が変化するにつれて伝搬路行列Ｈの値を推定しなおす必要があれば、その推定処理を行うこととする。更にＭＩＭＯシステムにおける無線送受信装置間の周波数及び時間の同期が正常に取れていることとする。以下、図１〜図４で示したＭＩＭＯシステムにおける無線受信装置２の信号検出方法について説明する。
In this formula (3), n represents a time index. Further, Expression (3) limits Expression (1) to a mathematical relationship between T transmission signals and R reception signals in the n-th single carrier modulation signal. However, since the signal detection method of the present invention can be implemented in the same manner for all time indexes and frequency indexes in the MIMO system, n and k are omitted in the following description. If it is necessary to reestimate the value of the propagation path matrix H as time and frequency change, the estimation process is performed. Further, it is assumed that the frequency and time are synchronized normally between the radio transmitting and receiving apparatuses in the MIMO system. Hereinafter, a signal detection method of the
＜実施例１＞
無線受信装置２内の信号検出装置への入力が伝搬路行列Ｈと係数γ、受信信号ベクトルｘであるとし、また本実施形態による信号検出処理を経て出力する信号を検出信号＾ｓ（＾の記号はハットを示す）とする。また係数γはＺＦ（Zero forcing）とＭＭＳＥ（Minimum mean square error）基準を選択するファクタであり、γ＝０の場合はＺＦとなり、γ＝ａ２の場合はＭＭＳＥとなる。このような状況において信号検出装置は、
（ステップＳ１ａ）検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍ（ｋ）を計算する。
（ステップＳ１ｂ）送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素ｓ＝［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＴ］に対して、最大検出後ＳＩＮＲ（Signal to interference plus noise ratio）或いはＳＮＲ（signal to ratio）を持つ送信系統における送信信号を検出対象の送信信号と決定しその番号をリストＯに保存する。
（ステップＳ１ｃ）ステップ１ｂで決定した送信信号に対して、それを検出するためのＭＭＳＥ或いはＺＦ基準の抽出ベクトルを算出する。
（ステップＳ１ｄ）ステップＳ１ｃで生成した抽出ベクトルを用いてｓ＝［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＴ］の中から、ステップＳ１ａで決定した番号を有する信号成分を検出する。
（ステップＳ１ｅ）ステップＳ１ｄの結果に対してシステムの用いるコンスタレーションに従い量子化し、硬判定を行う。
（ステップＳ１ｆ）ステップＳ１ｅで得られた硬判定結果を用いて、その信号による干渉成分を受信信号から除去しステップＳ１ａの処理に戻る。
<Example 1>
Assume that the input to the signal detection device in the
(Step S1a) A matrix M (k) used for detection order determination and extraction vector generation is calculated.
(Step S1b) For T elements s = [s 1 , s 2 ,..., S T ] in the transmission signal vector s, maximum detected SINR (Signal to interference plus noise ratio) or SNR A transmission signal in a transmission system having (signal to ratio) is determined as a transmission signal to be detected, and the number is stored in the list O.
(Step S1c) An MMSE or ZF-based extraction vector for detecting the transmission signal determined in step 1b is calculated.
(Step S1d) The signal component having the number determined in Step S1a is detected from s = [s 1 , s 2 ,..., S T ] using the extraction vector generated in Step S1c.
(Step S1e) The result of step S1d is quantized according to the constellation used by the system, and a hard decision is made.
(Step S1f) Using the hard decision result obtained in step S1e, the interference component due to the signal is removed from the received signal, and the process returns to step S1a.
次に、上述の（ステップＳ１ａ）〜（ステップＳ１ｆ）の処理の詳細について説明する。
＜ステップＳ１ａの処理について＞
検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍ（ｋ）の計算について説明する。ここで本実施形態においてはｋ＝Ｔとｋ＜Ｔの場合の場合でその計算方法が異なる。ここでｋ＝Ｔは、（ステップＳ１ａ）〜（ステップＳ１ｆ）の処理を一つのまとまりとした場合の全体の処理ｋの１回目の処理に相当する。まず、ｋ＝Ｔの場合、
Next, the details of the above-described processes (step S1a) to (step S1f) will be described.
<About Step S1a>
The calculation of the matrix M (k) used for detection order determination and extraction vector generation will be described. Here, in the present embodiment, the calculation method is different between k = T and k <T. Here, k = T corresponds to the first process of the entire process k when the processes of (Step S1a) to (Step S1f) are combined. First, when k = T,
が定義されている。ここで、Ｈ[ｋ]は伝播路行列Ｈの部分行列を表す。そしてＨ[ｋ]は１番目からｋ番目までの列ベクトルによって構成される。そして行列Ｃ[ｋ]は式（５）のように定義されている。 Is defined. Here, H [k] represents a partial matrix of the propagation path matrix H. H [k] is composed of the first to kth column vectors. The matrix C [k] is defined as in equation (5).
また式（５）においてβｋ，ｖ[ｋ−１]，Ｃ[ｋ−１]はそれぞれ、 In Equation (5), β k , v [k−1] and C [k−1] are respectively
で表される。またＭ[ｋ]は、次元ｋ×ｋの行列であり、相関行列Ｃ[ｋ]の逆行列であり式（９）のように表すことができる。 It is represented by M [k] is a matrix of dimension k × k, is an inverse matrix of the correlation matrix C [k] , and can be expressed as in Expression (9).
従ってＭ[ｋ]を求めるには、Ｔ[ｋ−１]；−１，ｗ[ｋ−１]及びξｋを求めればよいことがわかる。そしてこれらＴ[ｋ−１]；−１，ｗ[ｋ−１]及びξｋはそれぞれ、 Therefore, it can be seen that M [k] can be obtained by obtaining T [k−1]; − 1 , w [k−1] and ξ k . And these T [k−1]; − 1 , w [k−1] and ξ k are respectively
によって算出することができる。つまり信号検出装置は、Ｍ[ｋ−１]，ｖ[ｋ−１]及びβｋの入力を受け付けるかまたは読み取ってＴ[ｋ−１]；−１，ｗ[ｋ−１]及びξｋを算出し、さらにＴ[ｋ−１]；−１，ｗ[ｋ−１]及びξｋを用いてをＭ[ｋ]算出する。なお、 Can be calculated. That is, the signal detection apparatus accepts or reads the input of M [k−1] , v [k−1], and βk to obtain T [k−1]; − 1 , w [k−1], and ξ k . Further, M [k] is calculated using T [k−1]; − 1 , w [k−1] and ξ k . In addition,
の２式を最初に計算し、次に式（１０），式（１１），式（１２）をＴ−１回繰り返す際に適用すれば、最終的にはＭ＝Ｍ[Ｔ]を算出することができる。 Are first calculated and then applied when the expressions (10), (11), and (12) are repeated T-1 times, finally M = M [T] is calculated. be able to.
次に、Ｋ＝Ｔ−１，・・・，２，１（ｋ＜Ｔ）の場合について説明する。ここでｋ＜Ｔは、（ステップＳ１ａ）〜（ステップＳ１ｆ）の処理を一つのまとまりとした場合の全体の処理ｋの２回目〜Ｔ回目までの処理に相当する。まず信号検出装置は、ｋ＜Ｔの場合、Ｋ＝Ｔの時に算出したＭを用い、Ｍ（Ｔ）＝Ｍとする。なおＭ（ｋ）とＭ[Ｔ]とは異なり、Ｍ（ｋ）は次元Ｔ×Ｔの行列を表している。そして信号検出装置は Next, the case where K = T−1,..., 2, 1 (k <T) will be described. Here, k <T corresponds to the second to T-th processing of the entire processing k when the processing from (Step S1a) to (Step S1f) is integrated. First, when k <T, the signal detection device uses M calculated when K = T, and sets M (T) = M. Note that unlike M (k) and M [T] , M (k) represents a matrix of dimension T × T. And the signal detection device
により信号検出の各ステップｋ＝２，・・・，Ｔにおける行列Ｍ（ｋ）を算出する。なお式（１５）においてξＯｋ＝ｍ（ｋ） Ｏｋ，ＯｋはＭ（ｋ）のＯｋ番目の対角成分である。また、ｗ（ｋ−１）はＭ（ｋ）のＯｋ番目の列ベクトルで、そのＯｋ番目の成分だけが０と設定する。更にＭ（ｋ） ＜Ｏｋ＞はＭ（ｋ）のＯｋ番目行と列ベクトルを０にしたものである。つまり信号検出装置は、上記式（１０）〜式（１２）を用いてＭ（Ｔ）を算出し、また式（１５）を用いてＭ（ｋ）｛ｋ＝Ｔ−１，・・・，２，１｝を算出することができる。 To calculate a matrix M (k) at each step k = 2,..., T of signal detection. In Equation (15), ξ Ok = m (k) Ok, Ok is the O k -th diagonal component of M (k) . W (k−1) is the O k th column vector of M (k) , and only the O k th component is set to 0. Further, M (k) <Ok> is obtained by setting the O k th row and column vector of M (k) to 0. That is, the signal detection device calculates M (T) using the above equations (10) to (12), and M (k) {k = T−1,. 2,1} can be calculated.
＜ステップＳ１ｂの処理について＞
次に信号検出装置は、送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素ｓ＝［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＴ］に対して、最大検出後ＳＩＮＲ（Signal to interference plus noise ratio）或いはＳＮＲ（signal to ratio）を持つ送信系統における送信信号を検出対象の送信信号と決定しその番号をリストＯに保存する。
<About Step S1b>
Next, the signal detection apparatus applies maximum post-detection SINR (Signal to interference plus noise ratio) to T elements s = [s 1 , s 2 ,..., S T ] in the transmission signal vector s. ) Or a transmission signal in a transmission system having an SNR (signal to ratio) is determined as a transmission signal to be detected, and the number is stored in the list O.
この式において、検出順番を保存するリストＯ＝（Ｏ１，Ｏ２，…，ＯＮＴ）、例えば、『Ｏ２＝３』は、３番目の送信信号は２番目に検出されることを意味している。また集合Ｏｋ＝｛Ｏ１，Ｏ２，…，Ｏｋ｝はステップｋまでの検出順番を格納する集合を表し、ｋ＝１，２，…ＮＴ（つまり、ｋ＝ＮＴ−ｋ＋１＝ＮＴ，ＮＴ−１，…，１）となる。従ってＯ０＝φであり In this equation, the list O = (O 1 , O 2 ,..., O NT ) for storing the detection order, for example, “O 2 = 3” means that the third transmission signal is detected second. is doing. The set O k = {O 1 , O 2 ,..., O k } represents a set that stores the detection order up to step k, and k = 1, 2,... N T (that is, k = N T −k + 1 = N T , N T -1,..., 1). Therefore, O0 = φ
はＯｋの補集合になる。式（１６）はＭ（ｋ）の対角成分の中の番号ＯＣ ｋ−１に属し、かつ、値が最小である成分の番号ｏｋを決定する関数を意味する。ｏｋはＯｋ−１に保存し、Ｏｋとなる。 Becomes a complement of O k. Equation (16) belongs to the number O C k-1 in the diagonal elements of M (k), and means a function that determines the number o k component values is minimal. o k is stored in the O k-1, the O k.
＜ステップＳ１ｃの処理について＞
次に信号検出装置は、式（１８）を用いて、ステップ１ｂで決定した送信信号に対して、それを検出するためのＭＭＳＥ或いはＺＦ基準の抽出ベクトルを算出する。
<Regarding Step S1c>
Next, the signal detection apparatus calculates an extraction vector based on MMSE or ZF for detecting the transmission signal determined in step 1b, using Expression (18).
式（１８）においてｇＤＦＥ；Ｏｋ，：は抽出ベクトルによって構成される行列ＧＤＦＥのＯｋ行目を表す。 In Expression (18), g DFE; Ok ,: represents the O k row of the matrix G DFE constituted by the extraction vectors.
＜ステップＳ１ｄの処理について＞
次に信号検出装置は、式（１９）を用いて、ステップＳ１ｃで生成した抽出ベクトルを用いてｓ＝［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＴ］の中から、ステップＳ１ａで決定した番号を有する信号成分を検出する。
<About Step S1d>
Next, the signal detection device is determined in step S1a from s = [s 1 , s 2 ,..., S T ] using the extraction vector generated in step S1c using Equation (19). A signal component having a number is detected.
なお式（１９）においてＸ[ＮＴ]＝Ｘと初期化し、Ｘ[ｋ]＝Ｘ[Ｋ＋１]−ｈＯ（ｋ−１）＾ＳＯ（ｋ−１）と定義する。つまりＸ[ｋ]はステップｋまで受信信号ｘの中にある（ｏ１，ｏ２，…，ｏｋ−１）番目の信号成分の推定値（＾ＳＯ（１），＾ＳＯ（２），…＾ＳＯ（ｋ−１））による干渉成分を除去したものであり、更新された受信信号と考えられる。 In the equation (19), it is initialized as X [NT] = X and is defined as X [k] = X [K + 1] −h O (k−1) ^ S O (k−1) . That is, X [k] is the estimated value (^ S O (1) , ^ S O (2 ) of the (o 1 , o 2 ,..., O k−1 ) th signal component in the received signal x until step k. ) ,..., {Circumflex over ( S ) (k-1) ) } , and is considered as an updated received signal.
＜ステップＳ１ｅの処理について＞
次に信号検出装置は、式（２０）を用いて、ステップＳ１ｄの結果に対してシステムの用いるコンスタレーションに従い量子化し、硬判定を行う。
<About Step S1e>
Next, using the equation (20), the signal detection apparatus quantizes the result of step S1d according to the constellation used by the system, and performs a hard decision.
なお式（２０）は軟判定信号成分〜ｓＯｋ（〜の記号はチルダを示す）に対してコンスタレーションに従った量子化を行う機能を実現する。 Equation (20) realizes a function of performing quantization according to the constellation for the soft decision signal component ~ s Ok (the symbol of ~ indicates a tilde).
＜ステップＳ１ｆの処理について＞
次に信号検出装置は、式（２１）を用いて、ステップＳ１ｅで得られた硬判定結果を用いて、その信号による干渉成分を受信信号から除去しステップＳ１ａの処理に戻る。
<Regarding Step S1f>
Next, using the hard decision result obtained in step S1e, the signal detection apparatus removes the interference component due to the signal from the received signal using equation (21), and returns to the process in step S1a.
ここでは、受信信号を次の検出ステップに備えるため式（２０）で検出した信号成分＾ＳＯｋによる干渉を除去しステップＳ１ａの処理に戻る。そして信号検出装置は、ステップＳ１ａ〜ステップＳ１ｆの処理をｋ＝１からＴまで繰り返し、送信信号ベクトル＾Ｓを検出して出力する。 Here, in order to prepare the received signal for the next detection step, the interference due to the signal component ^ S Ok detected by equation (20) is removed, and the process returns to step S1a. Then, the signal detection device repeats the processing from step S1a to step S1f from k = 1 to T, and detects and outputs the transmission signal vector ^ S.
＜実施例２＞
次に実施例２について説明する。
実施例１同様に、無線受信装置２内の信号検出装置への入力が伝搬路行列Ｈと係数γ、受信信号ベクトルｘであるとし、また本実施形態による信号検出処理を経て出力する信号を検出信号＾ｓとすると、当該信号検出装置は、
（ステップＳ２ａ−１）検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍ（ｋ）を計算する。
（ステップＳ２ａ−２）送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素ｓ＝［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＴ］に対して、最大検出後ＳＩＮＲ（Signal to interference plus noise ratio）或いはＳＮＲ（signal to ratio）を持つ送信系統における送信信号を検出対象の送信信号と決定しその番号をリストＯに保存する。
そして、ステップＳ２ａ−１とステップＳ２ａ−２をＴ回繰り返し実行する。
（ステップＳ２ｂ）ステップＳ２ａ−１で得られたＴ個の送信信号に対する検出順番に従い、伝播路行列Ｈの列ベクトル、及び行列Ｃの行と列ベクトルの並び替えを行う。
（ステップＳ２ｃ）行と列ベクトルが並び替えられた行列Ｃ’を上三角行列Ｒに分解する。上三角行列Ｒを用いて列ベクトルが並び替えられた行列Ｈ’を直交化し、行列Ｑを生成する。
（ステップＳ２ｄ）行列Ｑの複素共役転置を用いて受信ベクトルｘをフィルタリングする。
（ステップＳ２ｅ）上三角行列Ｒの上三角構造を利用し、後退代入及び硬判定を組み合わせて、Ｔ個の送信信号を順次検出する。
（ステップＳ２ｆ）検出されたＴ個の送信信号をリストＯに従い、元の送信された空間順番（アンテナ順番）に並べ直して出力する。
<Example 2>
Next, Example 2 will be described.
Similarly to the first embodiment, it is assumed that the input to the signal detection device in the
(Step S2a-1) A matrix M (k) used for detection order determination and extraction vector generation is calculated.
(Step S < b > 2 a-2) Maximum TNR s = [s 1 , s 2 ,..., S T ] in the transmission signal vector s is the maximum detected SINR (Signal to interference plus noise ratio). Alternatively, a transmission signal in a transmission system having an SNR (signal to ratio) is determined as a transmission signal to be detected, and the number is stored in the list O.
And step S2a-1 and step S2a-2 are repeatedly performed T times.
(Step S2b) The column vectors of the propagation path matrix H and the rows and column vectors of the matrix C are rearranged according to the detection order for the T transmission signals obtained in step S2a-1.
(Step S2c) The matrix C ′ in which the row and column vectors are rearranged is decomposed into an upper triangular matrix R. A matrix Q is generated by orthogonalizing the matrix H ′ in which the column vectors are rearranged using the upper triangular matrix R.
(Step S2d) The received vector x is filtered using the complex conjugate transpose of the matrix Q.
(Step S2e) Using the upper triangular structure of the upper triangular matrix R, T transmission signals are sequentially detected by combining backward substitution and hard decision.
(Step S2f) According to the list O, the detected T transmission signals are rearranged in the original transmitted spatial order (antenna order) and output.
次に、上述の（ステップＳ２ａ）〜（ステップＳ２ｆ）の処理の詳細について説明する。
＜ステップＳ２ａ−１の処理について＞
伝播路行列Ｈ、係数γの入力を受けると、信号検出装置は検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍを計算する。なお実施例１と同様にＭ（ｋ）の計算についてはｋ＝Ｔとｋ＜Ｔの場合の計算方法がある。まずｋ＝Ｔの場合、信号検出装置は式（２２）を用いて行列Ｃを計算する。
Next, details of the above-described processes of (Step S2a) to (Step S2f) will be described.
<About Step S2a-1>
When receiving the propagation path matrix H and the coefficient γ, the signal detection device calculates the matrix M used for detection order determination and extraction vector generation. As in the first embodiment, there is a calculation method for M (k) when k = T and k <T. First, when k = T, the signal detection apparatus calculates the matrix C using Equation (22).
そして、式（２３）のように行列Ｃを上三角行列Ｒ（または下三角行列Ｒ）に分解する。 And the matrix C is decomposed | disassembled into the upper triangular matrix R (or lower triangular matrix R) like Formula (23).
なお、行列Ｃを上三角行列Ｒ（または下三角行列Ｒ）に分解する手法はいくつも考えられるが、例えばGaxpy Cholesky分解法やOuter Product法などを用いればよい。そして、信号検出装置は更に上三角行列Ｒ（または下三角行列Ｒ）の逆行列Ｒ−１を算出し、式（２４）を用いてＭ（Ｔ）を算出する。 A number of methods for decomposing the matrix C into the upper triangular matrix R (or the lower triangular matrix R) can be considered. For example, the Gaxpy Cholesky decomposition method or the Outer Product method may be used. Then, the signal detection apparatus further calculates an inverse matrix R −1 of the upper triangular matrix R (or the lower triangular matrix R), and calculates M (T) using Expression (24).
これによりＭ（Ｔ）を求めることができる。
またＫ＝Ｔ−１，・・・，２，１（ｋ＜Ｔ）の場合には実施例１と同様に式（１５）を用いてＭ（ｋ）を算出する。
Thereby, M (T) can be obtained.
In the case of K = T−1,..., 2, 1 (k <T), M (k) is calculated using equation (15) as in the first embodiment.
＜ステップＳ２ａ−２の処理について＞
信号検出装置はステップＳ２ａ−１によってＭ（ｋ）を算出すると、実施例１におけるステップＳ１ｂの処理と同様に、送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素ｓ＝［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＴ］に対して、最大検出後ＳＩＮＲ（Signal to interference plus noise ratio）或いはＳＮＲ（signal to ratio）を持つ送信系統における送信信号を検出対象の送信信号と決定しその番号をリストＯに保存する。そして、信号検出装置はステップＳ２ａ−１とステップＳ２ａ−２の処理をＴ回繰り返す。
<Regarding Step S2a-2>
When the signal detection device calculates M (k) in step S2a-1, the T elements s = [s 1 , s 2 , T in the transmission signal vector s are obtained in the same manner as in step S1b in the first embodiment. .., S T ], a transmission signal in a transmission system having a maximum signal-to-detection SINR (Signal to interference plus noise ratio) or SNR (signal to ratio) is determined as a transmission signal to be detected, and its number is listed. Save to O. Then, the signal detection device repeats the processes of step S2a-1 and step S2a-2 T times.
＜ステップＳ２ｂの処理について＞
次に信号検出装置は、ステップＳ２ａ−１で得られたＴ個の送信信号に対する検出順番に従い、伝播路行列Ｈの列ベクトル、及び行列Ｃの行と列ベクトルの並び替えを行う。ここで式（２５）及び式（２６）は伝播路行列Ｈの列ベクトル、及び行列Ｃの行と列ベクトルの並び替えを行う際の式を示している。
<About Step S2b>
Next, the signal detection apparatus rearranges the column vectors of the propagation path matrix H and the rows and column vectors of the matrix C in accordance with the detection order for the T transmission signals obtained in step S2a-1. Here, Expression (25) and Expression (26) indicate expressions for rearranging the column vector of the propagation path matrix H and the row and column vectors of the matrix C.
この式（２５）、式（２６）においてＰは並び替え行列に相当し、その列ベクトルはｅｏＴ，…ｅｏ２，ｅｏ１により構成される。ここでｅｋはＴ行１列の列ベクトルであり、そのｋ番目の要素は１でそれ以外は０である。式（２５）のように並び替えを行った後、あるいはその並び替えに相当するような処理を施された後の伝搬路行列をＨ’と表す。例えばＳ＝｛ｏ３，ｏ２，ｏ１｝＝｛２，３，１｝の場合ではＰ＝［ｅｏ３，ｅｏ２，ｅｏ１］＝［ｅ２，ｅ３，ｅ１］である。従って式（２７）で示すように伝播路行列Ｈの列ベクトルがＰによって並べ替えられる。 In the equations (25) and (26), P corresponds to a rearrangement matrix, and its column vector is composed of e oT ,... E o2 , e o1 . Here, e k is a column vector of T rows and 1 column, the k th element is 1 and the others are 0. A propagation path matrix after rearrangement as shown in Expression (25) or after processing equivalent to the rearrangement is expressed as H ′. For example, in the case of S = {o 3 , o 2 , o 1 } = { 2 , 3 , 1 }, P = [e o3 , e o2 , e o1 ] = [e 2 , e 3 , e 1 ]. Therefore, the column vector of the propagation path matrix H is rearranged by P as shown in Expression (27).
ここでの行列ＨとＰの乗算は実際には数学的演算をする必要がなく、行列Ｐは順番リストＯに従い、Ｈの列ベクトルを並び替えるようにすればよい。つまり実際にステップＳ２ｂを実装する場合でも、Ｈの列ベクトルをリストＯに従い並び替えるようにすればよい。行列Ｃについては行と列の両方が式（２６）に従って並び替えられる。 In this case, the multiplication of the matrices H and P does not actually require a mathematical operation, and the matrix P may be rearranged according to the order list O and the column vectors of H are rearranged. That is, even when step S2b is actually implemented, the H column vectors may be rearranged according to the list O. For matrix C, both rows and columns are rearranged according to equation (26).
＜ステップＳ２ｃの処理について＞
次に信号検出装置は、ステップＳ２ｂで行列Ｃについて行ベクトルと列ベクトルが並び替えられた行列Ｃ’を分解し上三角行列Ｒを導く。また上三角行列Ｒを用いて、列ベクトルが並び替えられた行列Ｈ’を直交化し、行列Ｑを生成する。行列Ｃ’を分解して上三角行列Ｒを導く処理は式（２８）で表される。
<About Step S2c>
Next, the signal detection apparatus decomposes the matrix C ′ in which the row vector and the column vector are rearranged with respect to the matrix C in step S2b to derive an upper triangular matrix R. Also, using the upper triangular matrix R, the matrix H ′ in which the column vectors are rearranged is orthogonalized to generate a matrix Q. The process of decomposing the matrix C ′ to derive the upper triangular matrix R is expressed by Expression (28).
なお、式（２８）のように上三角行列Ｒを導く方法はいくつか考えられる。例えば、Gaxpy Cholesky分解法やOuter Product Cholesky分解法などを用いればよい。どのような分解法を使用するかは実装上の考慮を踏まえた上で決定される。また、式（２９）を用いて上三角行列Ｒを用いて、列ベクトルが並び替えられた行列Ｈ’を直交化し、行列Ｑを生成する。 There are several possible methods for deriving the upper triangular matrix R as shown in Equation (28). For example, Gaxpy Cholesky decomposition method or Outer Product Cholesky decomposition method may be used. What kind of decomposition method to use is determined based on implementation considerations. Further, the matrix H ′ in which the column vectors are rearranged is orthogonalized by using the upper triangular matrix R using the equation (29) to generate the matrix Q.
つまり、式（２９）を用いて、行列Ｈ’の列ベクトルに対して、左から右へ順番に直交化し、得られた結果を行列Ｑに格納する。 That is, using the equation (29), the column vector of the matrix H ′ is orthogonalized in order from left to right, and the obtained result is stored in the matrix Q.
＜ステップＳ２ｄの処理について＞
次に信号検出装置は、ステップＳ２ｃで算出した行列Ｑの複素共役転置を使って列ベクトルｙを算出し、式３０で示すように、受信ベクトルｘをフィルタリングする。
<About Step S2d>
Next, the signal detection apparatus calculates a column vector y using the complex conjugate transpose of the matrix Q calculated in step S2c, and filters the reception vector x as shown in Expression 30.
ここでｓ’は行列ＰＴにより送信信号ベクトルｓの要素の順番が並び替えられた行列を表す。またｖは線形フィルタリング処理を施した後の雑音成分ベクトルと干渉成分ベクトルの合成を表す。また列ベクトルｙは、行列Ｒと列ベクトルｓ’との乗算及び雑音成分と干渉成分とを合成した列ベクトルｖとで構成されている。 Here, s ′ represents a matrix in which the order of the elements of the transmission signal vector s is rearranged by the matrix PT . V represents the synthesis of the noise component vector and the interference component vector after the linear filtering process. The column vector y includes a column vector v obtained by multiplying the matrix R and the column vector s ′ and synthesizing the noise component and the interference component.
＜ステップＳ２ｅの処理について＞
次に信号検出装置は、Ｒの上三角構造を利用して、後退代入及び硬判定を行って、Ｔ個の送信信号を順次検出する。上記算出した列ベクトルｙは式（３１）のように要素ごとに書き表すことができる。
<About Step S2e>
Next, the signal detection device performs backward substitution and hard decision using the upper triangular structure of R, and sequentially detects T transmission signals. The calculated column vector y can be written for each element as shown in Equation (31).
式（３１）においてｒｋ，ｋ、ｒｋ，ｉ、ｖｋ（ｋ＝Ｔ，…，１）はそれぞれ行列Ｒとベクトルｖの中の要素を表す。後退代入処理は、下記の式（３２）、式（３２）、式（３４）の３つの演算を、ｋ＝Ｔからｋ＝１まで（つまり、ｋ＝Ｔ，Ｔ−１，…２，１）繰り返して行う。式（３２）では、送信信号ｓｋ ’に対する干渉成分を算出する演算（干渉成分算出式）である。この演算においてＫ＝Ｔの場合には、干渉成分は０、つまり＾ｍＴ＝０となる。また式（３３）では列ベクトルのｋ番目要素ｙｋから干渉成分＾ｍｋを減算し、送信信号の軟判定結果〜ｓｋ’（〜の記号はチルダを示す）を求める演算である。また式（３４）は式（３２）で得られた軟判定結果〜ｓｋ’に対して送信側で変調時に適用したコンスタレーションに基づいて硬判定を行う処理である。 In Equation (31), r k, k , r k, i , v k (k = T,..., 1) represent elements in the matrix R and the vector v, respectively. In the backward substitution process, the following three equations (32), (32), and (34) are calculated from k = T to k = 1 (that is, k = T, T-1,..., 2, 1). ) Repeat. Expression (32) is an operation (interference component calculation expression) for calculating an interference component for the transmission signal s k ′ . In this calculation, when K = T, the interference component is 0, that is, ^ m T = 0. The subtracting the interference component ^ m k from the k-th element y k of the column vector Equation (33), the soft decision result ~ s k 'of the transmission signal (~ symbol indicates the tilde) is a calculation for obtaining a. The equation (34) is a process of performing a hard decision based on the constellation that is applied during modulation at the transmission side with respect to formula (32) soft decision result ~ s k obtained in '.
そして上記式（３２）〜（３４）による処理をｋ＝Ｔからｋ＝１までＴ回実行して、送信信号ベクトル＾ｓ’＝［＾ｓ１’，＾ｓ２’，…，＾ｓＴ’］Ｔが得られる。 Then, the processing by the above equations (32) to (34) is executed T times from k = T to k = 1, and the transmission signal vector ^ s' = [^ s 1 ', ^ s 2 ', ..., ^ s T '] T is obtained.
＜ステップＳ２ｆの処理について＞
次に信号検出装置は、検出されたＴ個の送信信号を順番リストＯに従い、元の送信された空間順番(アンテナ順番)に並びなおして出力する。式（３５）のように行列Ｐの転置を用いて、上記ステップＳ２ｅで検出した送信信号＾ｓ’の順番の並び替え処理を行う。行列ＰはステップＳ２ａ−２の処理において検出順番リストＯに従って得られる行列Ｐと同一のものである。
<About Step S2f>
Next, the signal detection apparatus rearranges the detected T transmission signals according to the order list O in the original transmitted spatial order (antenna order) and outputs the rearranged signals. Using the transpose of the matrix P as shown in Expression (35), the rearrangement process of the order of the transmission signal ^ s ′ detected in Step S2e is performed. The matrix P is the same as the matrix P obtained according to the detection order list O in the process of step S2a-2.
なお行列Ｐは順番リストＯに従い＾ｓ’の要素を並び替える機能を有していれば良い。実際にステップＳ２ｆをハードウェアに実装する場合でも＾ｓ’の要素をリストＯに従い並び替える機能が実現されれば良い。そして、並び替え処理が終わった後は、検出された送信信号ベクトル＾ｓを信号検出装置から出力し、無線受信装置２の次の処理部が処理を行う。
The matrix P only needs to have the function of rearranging the elements of ^ s' according to the order list O. Even when step S2f is actually implemented in hardware, the function of rearranging the elements of ^ s' according to the list O may be realized. After the rearrangement processing is completed, the detected transmission signal vector ^ s is output from the signal detection device, and the next processing unit of the
＜実施例３＞
次に実施例３について説明する。
実施例２同様に、無線受信装置２内の信号検出装置への入力が伝搬路行列Ｈと係数γ、受信信号ベクトルｘであるとし、また本実施形態による信号検出処理を経て出力する信号を検出信号＾ｓとすると、当該信号検出装置は、
（ステップＳ３ａ−１）検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍ（ｋ）を計算する。
（ステップＳ３ａ−２）送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素ｓ＝［ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＴ］に対して、最大検出後ＳＩＮＲ（Signal to interference plus noise ratio）或いはＳＮＲ（signal to ratio）を持つ送信系統における送信信号を検出対象の送信信号と決定しその番号をリストＯに保存する。
そして、ステップＳ２ａ−１とステップＳ２ａ−２をＴ回繰り返し実行する。なお、ステップＳ３ａ−１およびステップＳ３ａ−２の処理は、実施例２のステップＳ２ａ−１およびステップＳ２ａ−２と同様である。
（ステップＳ３ｂ）ステップＳ３ａ−１で得られたＴ個の送信信号に対する検出順番に従い、伝播路行列Ｈの列ベクトル、及び行列Ｃの行と列ベクトルの並び替えを行う。ステップＳ３ｂの処理は実施例２のステップＳ２ｂの処理と同様である。
（ステップＳ３ｃ）行と列ベクトルが並び替えられた行列Ｃ’を下三角行列Ｒに分解する。下三角行列Ｒを用いて列ベクトルが並び替えられた行列Ｈ’を直交化し、行列Ｑを生成する。
（ステップＳ３ｄ）行列Ｑの複素共役転置を用いて受信ベクトルｘをフィルタリングする。
（ステップＳ３ｅ）下三角行列Ｒの下三角構造を利用し、前進代入及び硬判定を組み合わせて、Ｔ個の送信信号を順次検出する。
（ステップＳ３ｆ）検出されたＴ個の送信信号をリストＯに従い、元の送信された空間順番（アンテナ順番）に並べ直して出力する。なおステップＳ３ｆの処理は、実施例２のステップＳ２ｆの処理と同様である。
<Example 3>
Next, Example 3 will be described.
Similarly to the second embodiment, it is assumed that the input to the signal detection device in the
(Step S3a-1) A matrix M (k) used for detection order determination and extraction vector generation is calculated.
(Step S3a-2) Maximum detected SINR (Signal to interference plus noise ratio) for T elements s = [s 1 , s 2 ,..., S T ] in the transmission signal vector s. Alternatively, a transmission signal in a transmission system having an SNR (signal to ratio) is determined as a transmission signal to be detected, and the number is stored in the list O.
And step S2a-1 and step S2a-2 are repeatedly performed T times. In addition, the process of step S3a-1 and step S3a-2 is the same as that of step S2a-1 and step S2a-2 of Example 2.
(Step S3b) The column vectors of the propagation path matrix H and the rows and column vectors of the matrix C are rearranged according to the detection order for the T transmission signals obtained in step S3a-1. The process of step S3b is the same as the process of step S2b of the second embodiment.
(Step S3c) The matrix C ′ in which the row and column vectors are rearranged is decomposed into a lower triangular matrix R. The matrix H ′ in which the column vectors are rearranged using the lower triangular matrix R is orthogonalized to generate a matrix Q.
(Step S3d) The received vector x is filtered using the complex conjugate transpose of the matrix Q.
(Step S3e) Using the lower triangular structure of the lower triangular matrix R, forward substitution and hard decision are combined to detect T transmission signals sequentially.
(Step S3f) According to the list O, the detected T transmission signals are rearranged in the original transmitted spatial order (antenna order) and output. Note that the process of step S3f is the same as the process of step S2f of the second embodiment.
次に、上述の（ステップＳ３ａ）〜（ステップＳ３ｆ）の処理の詳細について説明する。
ステップＳ３ａ−１、ステップＳ３ａ−２の処理については、実施例２におけるステップＳ２ａ−１、ステップＳ２ａ−２の処理と同様である。
Next, the details of the above-described processes (step S3a) to (step S3f) will be described.
About the process of step S3a-1 and step S3a-2, it is the same as that of the process of step S2a-1 in Example 2, and step S2a-2.
＜ステップＳ３ｂの処理について＞
次に信号検出装置は、ステップＳ３ａ−１で得られたＴ個の送信信号に対する検出順番に従い、伝播路行列Ｈの列ベクトル、及び行列Ｃの行と列ベクトルの並び替えを行う。ここで式（３６）及び式（３７）は伝播路行列Ｈの列ベクトル、及び行列Ｃの行と列ベクトルの並び替えを行う際の式を示している。
<Regarding Step S3b>
Next, the signal detection apparatus rearranges the column vectors of the propagation path matrix H and the rows and column vectors of the matrix C in accordance with the detection order for the T transmission signals obtained in step S3a-1. Here, Expressions (36) and (37) indicate expressions for rearranging the column vector of the propagation path matrix H and the row and column vectors of the matrix C.
この式（３６）、式（３７）においてＰは並び替え行列に相当し、その列ベクトルはｅｏＴ，…ｅｏ２，ｅｏ１により構成される。ここでｅｋはＴ行１列の列ベクトルであり、そのｋ番目の要素は１でそれ以外は０である。式（３６）のように並び替えを行った後、あるいはその並び替えに相当するような処理を施された後の伝搬路行列をＨ’と表す。例えばＳ＝｛ｏ３，ｏ２，ｏ１｝＝｛２，３，１｝の場合ではＰ＝［ｅｏ３，ｅｏ２，ｅｏ１］＝［ｅ２，ｅ３，ｅ１］である。従って式（３８）で示すように伝播路行列Ｈの列ベクトルがＰによって並べ替えられる。 In Expressions (36) and (37), P corresponds to a rearrangement matrix, and its column vector is composed of e oT ,... E o2 , e o1 . Here, e k is a column vector of T rows and 1 column, the k th element is 1 and the others are 0. A propagation path matrix after rearrangement as shown in Expression (36) or after processing equivalent to the rearrangement is expressed as H ′. For example, in the case of S = {o 3 , o 2 , o 1 } = { 2 , 3 , 1 }, P = [e o3 , e o2 , e o1 ] = [e 2 , e 3 , e 1 ]. Therefore, the column vector of the propagation path matrix H is rearranged by P as shown in Expression (38).
ここでの行列ＨとＰの乗算は実際には数学的演算をする必要がなく、行列Ｐは順番リストＯに従い、Ｈの列ベクトルを並び替えるようにすればよい。つまり実際にステップＳ２ｂを実装する場合でも、Ｈの列ベクトルをリストＯに従い並び替えるようにすればよい。行列Ｃについては行と列の両方が式（２６）に従って並び替えられる。 In this case, the multiplication of the matrices H and P does not actually require a mathematical operation, and the matrix P may be rearranged according to the order list O and the column vectors of H are rearranged. That is, even when step S2b is actually implemented, the H column vectors may be rearranged according to the list O. For matrix C, both rows and columns are rearranged according to equation (26).
＜ステップＳ３ｃの処理について＞
ステップＳ３ｃにおいて信号検出装置は、ステップＳ３ｂで行列Ｃについて行ベクトルと列ベクトルが並び替えられた行列Ｃ’を分解し下三角行列Ｒを導く。また下三角行列Ｒを用いて、列ベクトルが並び替えられた行列Ｈ’を直交化し、行列Ｑを生成する。行列Ｃ’を分解して下三角行列Ｒを導く処理は式（３６）で表される。
<Regarding Step S3c>
In step S3c, the signal detection apparatus derives a lower triangular matrix R by decomposing the matrix C ′ in which the row vector and the column vector are rearranged for the matrix C in step S3b. Also, using the lower triangular matrix R, the matrix H ′ in which the column vectors are rearranged is orthogonalized to generate a matrix Q. Processing for decomposing the matrix C ′ to derive the lower triangular matrix R is expressed by Expression (36).
なお、式（３９）のように下三角行列Ｒを導く方法はいくつか考えられる。例えば、Gaxpy Cholesky分解法やOuter Product Cholesky分解法などを用いればよい。どのような分解法を使用するかは実装上の考慮を踏まえた上で決定される。また、式（４０）を用いて下三角行列Ｒを用いて、列ベクトルが並び替えられた行列Ｈ’を直交化し、行列Ｑを生成する。 There are several possible methods for deriving the lower triangular matrix R as shown in Equation (39). For example, Gaxpy Cholesky decomposition method or Outer Product Cholesky decomposition method may be used. What kind of decomposition method to use is determined based on implementation considerations. Further, the matrix H ′ in which the column vectors are rearranged is orthogonalized by using the lower triangular matrix R using the equation (40), and the matrix Q is generated.
つまり、式（４０）を用いて、行列Ｈ’の列ベクトルに対して、右から左へ順番に直交化し、得られた結果を行列Ｑに格納する。 That is, using the equation (40), the column vector of the matrix H ′ is orthogonalized in order from right to left, and the obtained result is stored in the matrix Q.
＜ステップＳ３ｄの処理について＞
次に信号検出装置は、ステップＳ３ｃで算出した行列Ｑの複素共役転置を使って列ベクトルｙを算出し、式（４１）で示すように、受信ベクトルｘをフィルタリングする。
<Regarding Step S3d>
Next, the signal detection apparatus calculates a column vector y using the complex conjugate transpose of the matrix Q calculated in step S3c, and filters the reception vector x as shown in Expression (41).
ここでｓ’は行列ＰＴにより送信信号ベクトルｓの要素の順番が並び替えられた行列を表す。またｖは線形フィルタリング処理を施した後の雑音成分ベクトルと干渉成分ベクトルの合成を表す。また列ベクトルｙは、行列Ｒと列ベクトルｓ’との乗算及び雑音成分と干渉成分とを合成した列ベクトルｖとで構成されている。 Here, s ′ represents a matrix in which the order of the elements of the transmission signal vector s is rearranged by the matrix PT . V represents the synthesis of the noise component vector and the interference component vector after the linear filtering process. The column vector y includes a column vector v obtained by multiplying the matrix R and the column vector s ′ and synthesizing the noise component and the interference component.
＜ステップＳ３ｅの処理について＞
次に信号検出装置は、Ｒの下三角構造を利用して、前進代入及び硬判定を行って、Ｔ個の送信信号を順次検出する。上記算出した列ベクトルｙは式（４２）のように要素ごとに書き表すことができる。
<About Step S3e>
Next, the signal detection device performs forward substitution and hard decision using the lower triangular structure of R, and sequentially detects T transmission signals. The calculated column vector y can be written for each element as shown in equation (42).
式（４２）においてｒｋ，ｋ、ｒｋ，ｉ、ｖｋ（ｋ＝Ｔ，…，１）はそれぞれ行列Ｒとベクトルｖの中の要素を表す。前進代入処理は、下記の式（４３）、式（４４）、式（４５）の３つの演算を、ｋ＝１からｋ＝Ｔまで（つまり、ｋ＝１，２，…Ｔ）繰り返して行う。式（４３）では、送信信号ｓｋ ’に対する干渉成分を算出する演算（干渉成分算出式）である。この演算においてＫ＝１の場合には、干渉成分は０、つまり＾ｍＴ＝０となる。また式（４４）では列ベクトルのｋ番目要素ｙｋから干渉成分＾ｍｋを減算し、送信信号の軟判定結果〜ｓｋ’（〜の記号はチルダを示す）を求める演算である。また式（４５）は式（４４）で得られた軟判定結果〜ｓｋ’に対して送信側で変調時に適用したコンスタレーションに基づいて硬判定を行う処理である。 In equation (42), r k, k , r k, i , v k (k = T,..., 1) represent elements in the matrix R and the vector v, respectively. The forward substitution process is performed by repeating the following three expressions (43), (44), and (45) from k = 1 to k = T (that is, k = 1, 2,... T). . Expression (43) is an operation (interference component calculation expression) for calculating an interference component for the transmission signal s k ′ . In this calculation, when K = 1, the interference component is 0, that is, ^ m T = 0. The subtracting the interference component ^ m k from the k-th element y k of the column vector Equation (44), the soft decision result ~ s k 'of the transmission signal (~ symbol indicates the tilde) is a calculation for obtaining a. The equation (45) is a process of performing a hard decision based on the constellation that is applied during modulation at the transmission side with respect to formula (44) soft decision result ~ s k obtained in '.
そして上記式（４３）〜（４５）による処理をｋ＝１からｋ＝ＴまでＴ回実行して、送信信号ベクトル＾ｓ’＝［＾ｓ１’，＾ｓ２’，…，＾ｓＴ’］Ｔが得られる。 Then, the processing according to the above equations (43) to (45) is executed T times from k = 1 to k = T, and the transmission signal vector ^ s' = [^ s 1 ', ^ s 2 ', ..., ^ s T '] T is obtained.
＜ステップＳ３ｆの処理について＞
次に信号検出装置は、検出されたＴ個の送信信号を順番リストＯに従い、元の送信された空間順番(アンテナ順番)に並びなおして出力する。なおこの処理は実施例２のステップＳ２ｆの処理と同様である。そして、信号検出装置は、検出された送信信号ベクトル＾ｓを信号検出装置から出力し、無線受信装置２の次の処理部が処理を行う。
<Regarding Step S3f>
Next, the signal detection apparatus rearranges the detected T transmission signals according to the order list O in the original transmitted spatial order (antenna order) and outputs the rearranged signals. This process is the same as the process in step S2f of the second embodiment. Then, the signal detection device outputs the detected transmission signal vector ^ s from the signal detection device, and the next processing unit of the
なお、上述の実施例１におけるステップＳ１ａの処理、上述の実施例２におけるステップ２ａ−１の処理（＝ステップＳ３ａの処理）はそれぞれ検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍ（ｋ）を計算する処理であるが、実施例１，実施例２，実施例３のいずれの実施例の場合にも、ステップＳ１ａの処理またはステップ２ａ−１の処理（＝ステップＳ３ａの処理）のどちらの処理によって行列Ｍ（ｋ）を計算するようにしても良い。つまり実施例２においてステップ２ａ−１の処理（＝ステップＳ３ａの処理）の処理により行列Ｍ（ｋ）を計算するようにしても良いし、実施例２または実施例３においてステップ１ａの処理の処理により行列Ｍ（ｋ）を計算するようにしても良い。 The processing in step S1a in the first embodiment and the processing in step 2a-1 in the second embodiment (= the processing in step S3a ) calculate the matrix M (k) used for detection order determination and extraction vector generation, respectively. In the case of any of the first embodiment, the second embodiment, and the third embodiment, the process in step S1a or the process in step 2a-1 (= the process in step S3a) is performed. The matrix M (k) may be calculated. That is, in the second embodiment, the matrix M (k) may be calculated by the processing of step 2a-1 (= processing of step S3a), or the processing of step 1a in the second or third embodiment. The matrix M (k) may be calculated by
なお、従来技術ではＺＦ基準においてＴ回の擬似逆行列演算を行い、またＭＭＳＥ基準においてＴ回の逆行列演算を行う必要がある。しかしながら、本発明では、その処理の最も演算量が多い逆行列演算を他の新規な方法により求めることにより、信号検出装置における信号検出の従来手法と同様の特定を実現しながら演算量を大幅に削減することができる。これにより、上述の第１〜第３の実施例によれば、逆行列演算量を大幅に削減することができるので、所要演算量は従来のＳＩＣ方式と比較して極めて少なくなる。従って，従来に比べて、処理演算量が少なく所要演算回路規模を小さい無線受信装置２の信号検出装置を提供することができる。
In the prior art, it is necessary to perform T pseudo inverse matrix operations on the ZF basis and T inverse matrix operations on the MMSE basis. However, in the present invention, the inverse matrix operation with the largest amount of processing is obtained by another novel method, so that the amount of calculation can be greatly increased while realizing the same identification as the conventional method of signal detection in the signal detection device. Can be reduced. As a result, according to the first to third embodiments described above, the inverse matrix calculation amount can be greatly reduced, so that the required calculation amount is extremely small as compared with the conventional SIC method. Therefore, it is possible to provide a signal detection device for the
また本発明の第１〜第３の実施例によれば、所要演算回路規模を小さくできるので、これにより、無線受信装置２の信号検出装置の所要記憶デバイス容量を小さくすることができる。
Further, according to the first to third embodiments of the present invention, the required arithmetic circuit scale can be reduced, so that the required storage device capacity of the signal detection device of the
また本発明の第１〜第３の実施例によれば、所要演算回路規模と記憶デバイスが小さいため無線受信装置２の信号検出装置の小型化・軽量化は容易に行うことができる。
Further, according to the first to third embodiments of the present invention, since the required arithmetic circuit scale and the storage device are small, the signal detection device of the
また本発明の第１〜第３の実施例によれば、所要消費電力は所要演算回路規模やその動作クロック周波数などに比例するので、従来のＳＩＣ方式と比較して電力消費量が小さいと考えられる。従って、バッテリによって動作するＭＩＭＯシステムの動作時間の長持ちが実現可能となる。 Further, according to the first to third embodiments of the present invention, the required power consumption is proportional to the required arithmetic circuit scale, the operation clock frequency, and the like, so that it is considered that the power consumption is small as compared with the conventional SIC method. It is done. Therefore, it is possible to realize a long operating time of the MIMO system operated by the battery.
また本発明の第１〜第３の実施例によれば、無線受信装置２の信号検出装置のハードウェア並びにソフトウェアへの経済的な実装において、上述の効果により、製造コストが安くなり大量生産に適したものとなる。
In addition, according to the first to third embodiments of the present invention, in the economical implementation of the signal detection device of the
なお本発明の第１〜第３の実施例において最も重要な特徴は、１．新規な逆行列演算手法を提案したこと、また提案した演算手法は数学的に従来法と等価であるため、演算量を大幅に削減しながらも従来法と完全に同等な特性が実現できること、２．係数γの値を変更することによってＺＦとＭＭＳＥ基準を簡単に切り替えられること、３．新規逆行列演算処理と伝播路行列ＨのＱＲ分解に基づく信号検出処理方法を組み合わせたことである。特に従来技術との一番の違いは、従来技術ではＺＦ基準においてＴ回の擬似逆行列、ＭＭＳＥ基準においてはＴ回の逆行列演算を行う必要があった。しかしながら本発明では最も演算量が多い逆行列演算を新規な方法により求めることを提案し、従来の信号検出の手法とまったく同様な特性を実現しながら、演算量を大幅に削減したことにある。 The most important features in the first to third embodiments of the present invention are: Proposed a new inverse matrix calculation method, and since the proposed calculation method is mathematically equivalent to the conventional method, it can realize characteristics completely equivalent to the conventional method while greatly reducing the amount of calculation. . 2. easy switching between ZF and MMSE criteria by changing the value of the coefficient γ; This is a combination of a new inverse matrix calculation process and a signal detection processing method based on QR decomposition of the propagation path matrix H. In particular, the most significant difference from the prior art is that it is necessary to perform T times of pseudo inverse matrix in the ZF standard and T times of inverse matrix calculation in the MMSE standard. However, the present invention proposes to obtain an inverse matrix operation having the largest amount of calculation by a novel method, and the amount of calculation is greatly reduced while realizing the same characteristics as the conventional signal detection method.
なお、上述の無線受信装置は内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。 Note that the above-described wireless reception apparatus has a computer system therein. The process described above is stored in a computer-readable recording medium in the form of a program, and the above process is performed by the computer reading and executing this program. Here, the computer-readable recording medium means a magnetic disk, a magneto-optical disk, a CD-ROM, a DVD-ROM, a semiconductor memory, or the like. Alternatively, the computer program may be distributed to the computer via a communication line, and the computer that has received the distribution may execute the program.
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。 The program may be for realizing a part of the functions described above. Furthermore, what can implement | achieve the function mentioned above in combination with the program already recorded on the computer system, and what is called a difference file (difference program) may be sufficient.
１ 無線送信装置
２ 無線受信装置
1
Claims (4)
前記無線受信装置が、検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍ（ｋ）を計算する第１の処理と、
前記無線受信装置が、送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素に対して、最大検出後ＳＩＮＲまたはＳＮＲを持つ送信系統における送信信号を検出対象の送信信号と決定しその番号をリストＯに保存する第２の処理と、
前記無線受信装置が、前記決定した送信信号に対して、それを検出するためのＭＭＳＥまたはＺＦ基準の抽出ベクトルを算出する第３の処理と、
前記無線受信装置が、前記生成した抽出ベクトルを用いて前記送信信号ベクトルｓの中から、前記リストＯに保存する際に決定した番号を有する信号成分を検出する第４の処理と、
前記無線受信装置が、その結果に対してシステムの用いるコンスタレーションに従い量子化し、硬判定を行う第５の処理と、
前記無線受信装置が、当該硬判定結果を用いて、その信号による干渉成分を受信信号から除去する第６の処理と、
前記無線受信装置が、前記第１から第６の各処理をＴ回繰り返して送信信号ベクトルを検出する
ことを特徴とする無線信号検出方法。 A radio signal detection method in a radio reception apparatus that performs signal detection of a received signal using a propagation path matrix H, a predetermined coefficient γ, and a received signal vector x in a MIMO (Multiple Input Multiple Output) system,
A first process in which the wireless reception device calculates a matrix M (k) used for detection order determination and extraction vector generation;
The radio reception apparatus determines a transmission signal in a transmission system having a SINR or SNR after maximum detection as a transmission signal to be detected for T elements in the transmission signal vector s, and assigns the number to a list O A second process to save;
A third process in which the wireless reception device calculates an extraction vector based on the MMSE or ZF standard for detecting the determined transmission signal;
A fourth process in which the wireless reception device detects a signal component having a number determined when storing in the list O from the transmission signal vector s using the generated extraction vector;
A fifth process in which the wireless receiver quantizes the result according to a constellation used by the system and performs a hard decision;
A sixth process in which the wireless reception device removes an interference component due to the signal from the received signal using the hard decision result;
The radio signal detection method, wherein the radio reception device repeats the first to sixth processes T times to detect a transmission signal vector.
検出順番判定及び抽出ベクトル生成に用いる行列Ｍ（ｋ）（ｋ＝１，２、…Ｔ）を計算する行列計算処理と、
無線送信装置の送信した信号の該送信信号ベクトルｓの中にあるＴ個の要素に対して、それぞれの信号検出の順番を決定し、順番リストに記録する検出順番決定処理と、
前記伝搬路行列Ｈの列ベクトルおよび行列Ｃの行ベクトルと列ベクトルとを前記順番リストＳに従い並び替える並び替え処理と、
前記行列Ｃを並び替えた行列から三角行列Ｒを導き、前記伝搬路行列Ｈの列ベクトルが並び替えられた行列を前記三角行列を用いて直交化することで行列Ｑを生成する行列Ｒ・行列Ｑ生成処理と、
前記行列Ｑの複素共役転置を使って受信ベクトルｘをフィルタリングするフィルタリング処理と、
前記三角行列Ｒを用いて前記Ｔ個の送信信号を順次検出する送信信号検出処理と、
前記検出したＴ個の送信信号を前記順番リストに従って、元の送信された空間順番に並びなおして出力する順番並び替え処理と、
を有することを特徴とする無線信号検出方法。 A radio signal detection method in a radio reception apparatus that performs signal detection of a received signal using a propagation path matrix H, a predetermined coefficient γ, and a received signal vector x in a MIMO (Multiple Input Multiple Output) system,
Matrix calculation processing for calculating a matrix M (k) (k = 1, 2,... T) used for detection order determination and extraction vector generation;
A detection order determination process for determining the order of signal detection for each of T elements in the transmission signal vector s of the signal transmitted by the wireless transmission device, and recording it in an order list;
A rearrangement process of rearranging the column vector of the propagation path matrix H and the row vector and column vector of the matrix C according to the order list S;
A matrix R / matrix that generates a matrix Q by deriving a triangular matrix R from a matrix in which the matrix C is rearranged and orthogonalizing the matrix in which the column vector of the propagation path matrix H is rearranged using the triangular matrix Q generation processing,
A filtering process for filtering the received vector x using a complex conjugate transpose of the matrix Q;
A transmission signal detection process for sequentially detecting the T transmission signals using the triangular matrix R;
An order rearrangement process for outputting the detected T transmission signals in accordance with the order list and rearranging them in the original transmitted spatial order; and
A wireless signal detection method comprising:
前記フィルタリング処理は、前記行列Ｑの複素共役転置と前記受信信号ベクトルｘとを乗算することによりベクトルｙを算出し、
前記送信信号検出処理は、前記列ベクトルｙと前記上三角行列Ｒを用いて後退代入演算処理によって、検出送信信号ベクトルを算出し、その検出送信信号ベクトルのＴ個の要素を順番に検出し、干渉成分算出式に従って干渉成分を算出し、前記列ベクトルｙのｋ番目の要素ｙｋから前記干渉成分を減算することにより軟判定検出信号を算出し、当該軟判定検出信号に対して、送信側で変調時に適用したコンスタレーションに基づいて硬判定を行い硬判定検出信号を算出し、
前記順番並び替え処理は、前記後退代入処理によって得られた検出送信信号ベクトルを前記順番リストに従って並び替えた後で、その並び替え結果を出力する
ことを特徴とする請求項２に記載の無線信号検出方法。 In the matrix R / matrix Q generation process, an upper triangular matrix R is derived from the matrix C using a triangular matrix calculation formula, and the matrix H ′ is orthogonalized using the upper triangular matrix R to generate a matrix Q. Output,
The filtering process calculates a vector y by multiplying the complex conjugate transpose of the matrix Q and the received signal vector x,
The transmission signal detection process calculates a detection transmission signal vector by a backward substitution calculation process using the column vector y and the upper triangular matrix R, and sequentially detects T elements of the detection transmission signal vector, An interference component is calculated according to an interference component calculation formula, and a soft decision detection signal is calculated by subtracting the interference component from the k-th element y k of the column vector y. To make a hard decision based on the constellation applied at the time of modulation to calculate a hard decision detection signal,
The radio signal according to claim 2, wherein the order rearrangement process outputs the rearrangement result after rearranging the detected transmission signal vectors obtained by the backward substitution process according to the order list. Detection method.
前記フィルタリング処理は、前記行列Ｑの複素共役転置と前記受信信号ベクトルｘとを乗算することによりベクトルｙを算出し、
前記送信信号検出処理は、前記列ベクトルｙと前記下三角行列Ｒを用いて前進代入演算処理によって、検出送信信号ベクトルを算出し、その検出送信信号ベクトルのＴ個の要素を順番に検出し、干渉成分算出式に従って干渉成分を算出し、前記列ベクトルｙのｋ番目の要素ｙｋから前記干渉成分を減算することにより軟判定検出信号を算出し、当該軟判定検出信号に対して、送信側で変調時に適用したコンスタレーションに基づいて硬判定を行い硬判定検出信号を算出し、
前記順番並び替え処理は、前記前進代入処理によって得られた検出送信信号ベクトルを前記順番リストに従って並び替えた後で、その並び替え結果を出力する
ことを特徴とする請求項２に記載の無線信号検出方法。 In the matrix R / matrix Q generation processing, a lower triangular matrix R is derived from the matrix C using a triangular matrix calculation formula, and the matrix H ′ is orthogonalized using the lower triangular matrix R to generate a matrix Q. Output,
The filtering process calculates a vector y by multiplying the complex conjugate transpose of the matrix Q and the received signal vector x,
The transmission signal detection processing calculates a detection transmission signal vector by forward substitution calculation processing using the column vector y and the lower triangular matrix R, and detects T elements of the detection transmission signal vector in order, An interference component is calculated according to an interference component calculation formula, and a soft decision detection signal is calculated by subtracting the interference component from the k-th element y k of the column vector y. To make a hard decision based on the constellation applied at the time of modulation to calculate a hard decision detection signal,
The radio signal according to claim 2, wherein the order rearrangement process outputs the rearrangement result after rearranging the detected transmission signal vectors obtained by the forward substitution process according to the order list. Detection method.
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