JP2008128657A - Communication integrated radar device and communication integrated radar system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、レーダ波を送信し、レーダ波を反射した物体からの反射波、及びレーダ波を変調して折り返し送信をするアクティブターゲット装置からの折返信号を受信して、物体の位置や速度に関する情報、及びアクティブターゲット装置が有する情報を取得する通信統合レーダ装置、及びその統合レーダ装置を用いて構成される通信統合レーダシステムにに関する。 The present invention receives a reflected wave from an object that transmits a radar wave and reflects the radar wave, and a return signal from an active target device that modulates the radar wave and transmits the reflected wave, and relates to the position and velocity of the object. The present invention relates to a communication integrated radar device that acquires information and information that an active target device has, and a communication integrated radar system configured using the integrated radar device.
従来より、レーダモードと通信モードの２モードで動作する通信統合レーダ装置、及びこの通信統合レーダ装置からのレーダ波を受信，変調して折り返し送信をするアクティブターゲット装置からなる通信統合レーダシステムが知られている（例えば、特許文献１参照）。 2. Description of the Related Art Conventionally, there is known a communication integrated radar system that includes a communication integrated radar apparatus that operates in two modes, a radar mode and a communication mode, and an active target apparatus that receives and modulates a radar wave from the communication integrated radar apparatus and transmits it back. (For example, refer to Patent Document 1).
なお、通信統合レーダ装置は、レーダモードでは、周波数掃引されたレーダ波を送信し、レーダ波を反射した物体からの反射波を受信して、その送受信信号を混合することで得られるビート信号に基づいて、物体との距離や相対速度を検出する周知のＦＭＣＷレーダとして動作する。一方、通信モードでは、無変調のレーダ波（搬送波）を送信して、これを受信したアクティブターゲット装置からの折返波を受信し、その受信信号を復調することで、アクティブターゲット装置からの情報を取得する、いわゆるパッシブ方式の通信機として動作する。 In the radar mode, the communication integrated radar apparatus transmits a frequency-swept radar wave, receives a reflected wave from an object that reflects the radar wave, and mixes the transmission / reception signal with the beat signal. Based on this, it operates as a well-known FMCW radar that detects the distance to the object and the relative velocity. On the other hand, in the communication mode, an unmodulated radar wave (carrier wave) is transmitted, a return wave is received from the active target device that has received it, and the received signal is demodulated to obtain information from the active target device. It operates as a so-called passive communication device.
この特許文献１に記載の通信統合レーダシステムでは、複数のアクティブターゲット装置が同時に折返波を送信すると、通信統合レーダ装置では、これら折返波を分離して復調することができない。このため、通信統合レーダ装置は、アクティブターゲット装置を識別する識別情報を少なくとも含んだ情報で変調したレーダ波を送信した後、無変調のレーダ波を送信し、アクティブターゲット装置は、受信したレーダ波を復調して得られた識別情報が、自装置を指定するものである場合にのみ、折り返し送信を実行するように構成されている。
In the communication integrated radar system described in
しかし、この場合、通信すべきアクティブターゲット装置が複数存在すると、個々のアクティブターゲット装置との通信を、時間的に分離して順番に実行しているため、全てのアクティブターゲット装置との通信が終了するまでの時間が長くなり、情報更新の周期が長くなってしまうという問題があった。 However, in this case, if there are multiple active target devices to be communicated, the communication with each active target device is executed in order, separated in time, so communication with all active target devices is completed. There is a problem that the time required for the update becomes longer, and the information update cycle becomes longer.
これに対して、複数のアンテナを使用して、互いに異なる複数の伝搬路（以下、チャネル）を介して同時に到来する複数の無線信号を受信し、その受信信号に空間フィルタ（「ウェイト行列」ともいう）を作用させることで、個々の無線信号に分離して復調する空間分割多重方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。 On the other hand, using a plurality of antennas, a plurality of radio signals arriving simultaneously via a plurality of mutually different propagation paths (hereinafter referred to as channels) are received, and a spatial filter (also referred to as a “weight matrix”) is received. In other words, a spatial division multiplexing method is known in which a radio signal is separated into individual radio signals and demodulated (see, for example, Non-Patent Document 1).
この空間分割多重方式では、送信アンテナ＃ｊと受信アンテナ＃ｉとで特定されるチャネルの伝搬特性をチャネル応答ｈij（ｉ＝１，２，‥，Ｌ、ｊ＝１，２，‥，Ｎ）とし、送信アンテナと受信アンテナとの全ての組合せ（即ち、全てのチャネル）に対してチャネル応答をＬ×Ｎ要素の行列形式で配列したものをチャネル行列とする。 In this space division multiplexing scheme, the channel propagation characteristics specified by the transmitting antenna #j and the receiving antenna #i are expressed as channel responses h ij (i = 1, 2,..., L, j = 1, 2,..., N ), And a channel matrix in which channel responses are arranged in a matrix format of L × N elements for all combinations of transmission antennas and reception antennas (that is, all channels).
そして、このチャネル行列から、Ｚｆ（Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）法やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）法といった周知の手法を用いてウェイト行列を生成し、そのウェイト行列を受信アンテナの受信信号に作用させることで、各送信アンテナからの信号を個々に分離している。 Then, a weight matrix is generated from this channel matrix using a known method such as a Zf (Zero-forcing) method or an MMSE (Minimum mean square error) method, and the weight matrix is applied to the received signal of the receiving antenna. The signals from each transmitting antenna are individually separated.
ところで、チャネル行列を生成するには、チャネル応答を測定する必要があり、そのためには、受信信号から各送信元毎に信号成分を分離しなければならない。そのための手法として、一般的に、既知のトレーニング信号を送信アンテナから送信させ、その受信信号からチャネル行列を測定（以下、チャネルサウンディング）する手法が用いられている（例えば、非特許文献２参照）。 By the way, in order to generate a channel matrix, it is necessary to measure a channel response. For this purpose, a signal component must be separated from a received signal for each transmission source. As a technique for this, a technique is generally used in which a known training signal is transmitted from a transmission antenna and a channel matrix is measured from the received signal (hereinafter referred to as channel sounding) (for example, refer to Non-Patent Document 2). .
なお、チャネルサウンディングは、トレーニング信号の種類に応じて時分割方式、周波数分割方式、コード分割方式に分類されている。
このうち、時分割方式では、送信アンテナ（送信元）のいずれか一つを動作させ、動作させる送信アンテナを順次切り替えながら受信信号の測定を行うものである。つまり、複数の送信元についてのチャネル応答を同時に測定することができないため、チャネル行列の生成に時間を要してしまい、チャネル行列（ひいてはウェイト行列）を、状況の変化にリアルタイムで対応させることが困難であり、通信品質を劣化させてしまうという問題があった。 Among these, in the time division method, any one of the transmission antennas (transmission sources) is operated, and the received signal is measured while sequentially switching the transmission antennas to be operated. In other words, since channel responses for a plurality of transmission sources cannot be measured at the same time, it takes time to generate a channel matrix, and the channel matrix (and thus the weight matrix) can be made to respond to changes in the situation in real time. There was a problem that it was difficult and deteriorated the communication quality.
また、コード分割方式は、複数の送信アンテナから直交した符号系列を送信し、受信側ではこの直交性を利用して各チャネル応答を分離して測定する。この場合、全てのチャネル応答を同時に測定できるため、時分割方式で生じる問題を解決することができる。しかし、この場合、送信信号を符号化し、受信信号を復号するためのハードウェアコストが増大するという問題があった。 In the code division method, orthogonal code sequences are transmitted from a plurality of transmission antennas, and each channel response is separated and measured on the reception side using this orthogonality. In this case, since all the channel responses can be measured simultaneously, the problem caused by the time division method can be solved. However, in this case, there is a problem that the hardware cost for encoding the transmission signal and decoding the reception signal increases.
また、コード分割方式を、上述の通信統合レーダシステムに適用した場合、全てのアクティブターゲット装置に、互いに直交した符号系列を割り当てる必要があり、符号系列の直交性を確保することが困難であるだけでなく、通信統合レーダ装置は、全ての符号系列を予め知っておく必要があり実現が困難であるという問題があった。 In addition, when the code division method is applied to the above-described communication integrated radar system, it is necessary to assign orthogonal code sequences to all the active target devices, and it is difficult to ensure the orthogonality of the code sequences. In addition, the communication integrated radar apparatus has a problem that it is difficult to realize it because it is necessary to know all the code sequences in advance.
本発明は、上記問題点を解決するために、装置規模を増大させることなく、精度の良いチャネル行列をリアルタイムで生成可能な通信統合レーダ装置、及びこれを用いた通信統合レーダシステムを提供することを目的とする。 In order to solve the above problems, the present invention provides a communication integrated radar apparatus capable of generating a channel matrix with high accuracy in real time without increasing the apparatus scale, and a communication integrated radar system using the same. With the goal.
上記目的を達成するためになされた本発明の通信統合レーダ装置では、チャネル行列生成手段がチャネル行列を生成する際に、スペクトル生成手段にてチャネル毎に生成されるビート信号の周波数スペクトルから得られる情報（即ち、各アクティブターゲット装置との相対位置や相対速度）を用いることにより、アクティブターゲット装置を識別するための識別情報や直交符号系列などを用いることなく、各アクティブターゲット装置からの折返波に基づく信号成分を分離，抽出している。 In the communication integrated radar apparatus of the present invention made to achieve the above object, when the channel matrix generation means generates the channel matrix, it is obtained from the frequency spectrum of the beat signal generated for each channel by the spectrum generation means. By using information (that is, relative position and relative velocity with each active target device), it is possible to return a return wave from each active target device without using identification information or an orthogonal code sequence for identifying the active target device. The signal component based on this is separated and extracted.
なお、周波数スペクトル上に現れるピークの信号成分（複素値）は、そのピークを発生させた折返波の伝搬経路についての伝搬特性を表しており、これはチャネル応答と等価であるため、これらの信号成分を用いてチャネル行列を生成することができる。 The peak signal component (complex value) appearing on the frequency spectrum represents the propagation characteristic of the propagation path of the folded wave that generated the peak, and is equivalent to the channel response. A component can be used to generate a channel matrix.
このように、本発明の通信統合レーダ装置によれば、従来装置のようにチャネル行列生成のための特別なトレーニング信号を送受信するための構成を必要としないため、装置規模が小さく制御の簡易なシステムを構築することができる。 Thus, according to the communication integrated radar apparatus of the present invention, unlike the conventional apparatus, a configuration for transmitting and receiving a special training signal for generating a channel matrix is not required. A system can be constructed.
しかも、本発明の通信統合レーダ装置によれば、複数チャネルを同時に測定できるため、一度のレーダ波の送信で、精度の良いチャネル行列をリアルタイムで生成することができ、その結果、アクティブターゲット装置から取得する情報の更新周期を短縮することができる。 Moreover, according to the communication integrated radar apparatus of the present invention, since a plurality of channels can be measured simultaneously, a highly accurate channel matrix can be generated in real time with a single transmission of a radar wave. The update cycle of the information to be acquired can be shortened.
なお、アクティブターゲット装置からの折返波が、無変調又は情報で変調された中間周波数帯のサブキャリア信号によって変調されている場合、請求項２に記載のように、信号分離手段及びスペクトル生成手段は、ビート信号生成手段にて生成されるビート信号のうち、中間周波数帯に現れるビート信号に基づいて処理を実行するように構成されていてもよい。更に、請求項３に記載のように、ダウンコンバート手段によって、その中間周波数帯に現れるビート信号を抽出してベースバンド帯のビート信号にダウンコンバートし、そのダウンコンバートされたベースバンド帯のビート信号に基づいて処理を実行するように構成されていてもよい。
In addition, when the return wave from the active target device is modulated by a subcarrier signal in an intermediate frequency band that is unmodulated or modulated by information, the signal separation unit and the spectrum generation unit include: The processing may be executed based on the beat signal that appears in the intermediate frequency band among the beat signals generated by the beat signal generation means. Furthermore, as described in
なお、ここで言うベースバンド帯とは、システムで規定されたビート周波数の上限値以下の周波数帯のことであり、また、中間周波数帯は、システムで規定されたビート周波数の上限値の２倍より大きければよいが、できるだけ小さい（少なくとも送信するレーダ波の周波数より十分に小さい）ことが望ましい。 In addition, the baseband band here is a frequency band below the upper limit value of the beat frequency specified by the system, and the intermediate frequency band is twice the upper limit value of the beat frequency specified by the system. It should be larger, but it should be as small as possible (at least sufficiently smaller than the frequency of the radar wave to be transmitted).
この場合、アクティブターゲット装置からの折返波に基づくビート信号が、レーダ波を反射した物体からの反射波に基づくビート信号と異なる周波数帯に発生するため、両者を確実に区別して抽出することができる。その結果、両ビート信号の干渉によるチャネル行列の推定精度の劣化、ひいては通信品質の劣化を防止することができる。 In this case, since the beat signal based on the return wave from the active target device is generated in a different frequency band from the beat signal based on the reflected wave from the object reflecting the radar wave, both can be reliably distinguished and extracted. . As a result, it is possible to prevent deterioration of the estimation accuracy of the channel matrix due to interference between both beat signals, and hence deterioration of communication quality.
また、特に請求項２に記載の通信統合レーダ装置では、中間周波数帯の信号をそのまま処理するため、装置構成を簡易なものとすることができ、一方、請求項３に記載の通信統合レーダ装置では、ダウンコンバート手段を追加する必要があるものの、ベースバンド帯で信号を処理できるため、ビート信号のサンプリング等での処理負荷を軽減することができる。
In particular, in the communication integrated radar device according to
ところで、本発明の通信統合レーダ装置は、請求項４に記載のように、送受信手段が、第１期間中に掃引速度が異なる複数種類のレーダ波を送信し、チャネル行列生成手段が、複数種類のレーダ波のそれぞれについてチャネル行列を生成し、ウェイト行列生成手段が、それら複数のチャネル行列を平均した平均チャネル行列に基づいてウェイト行列を生成するように構成されていてもよい。
By the way, in the communication integrated radar apparatus of the present invention, as described in
即ち、ビート信号の周波数スペクトル上に現れるピークの周波数（ビート周波数）は、レーダ波の掃引速度によって変化するため、ある掃引速度で測定した時に、同一周波数に複数のピークが重複していたとしても、それ重複するピークに対応する複数のアクティブターゲット装置との関係がいずれも同一の距離かつ同一の相対速度にない限り、異なる掃引速度で測定した時には、互いに異なった周波数にピークが現れることになる。 That is, since the peak frequency (beat frequency) appearing on the frequency spectrum of the beat signal changes depending on the sweep speed of the radar wave, even if a plurality of peaks overlap at the same frequency when measured at a certain sweep speed. Unless the relationship between the active target devices corresponding to the overlapping peaks is the same distance and the same relative speed, peaks appear at different frequencies when measured at different sweep speeds. .
従って、受信した全ての折返波（ひいてはアクティブターゲット装置）についてのチャネル応答を、より確実に取得することができ、その結果、信頼性の高いチャネル行列を生成することができる。 Therefore, the channel responses for all received folded waves (and hence the active target device) can be acquired more reliably, and as a result, a highly reliable channel matrix can be generated.
ところで、複数種類のレーダ波のそれぞれについて生成されるチャネル行列の大きさ、即ち、各レーダ波の送信時に受信する折返波の数が互いに異なる場合は、単純にチャネル行列を平均化することができない。 By the way, if the size of the channel matrix generated for each of a plurality of types of radar waves, that is, the number of folded waves received when transmitting each radar wave is different from each other, the channel matrix cannot be simply averaged. .
そこで、請求項５に記載のように、チャネルベクトル生成手段が、一つの折返波に対する各チャネルの応答を示すチャネルベクトルを、全ての折返波について生成し、平均化手段が、その同一折返波について生成された複数のチャネルベクトルを平均してなる平均チャネルベクトルを、全ての折返波について算出し、ベクトル配列手段が、その平均チャネルベクトルを配列することでチャネル行列を生成してもよい。
Therefore, as described in
つまり、まず、各折返波に対応するチャネルベクトルを生成し、チャネルベクトルの段階で平均化してからチャネル行列を生成しているため、複数種類のレーダ波の送信を繰り返した時に、各レーダ波の送信時に受信する折返波の数が互いに異なっていても、チャネル行列を構成する各要素の平均化を問題なく簡易に行うことができ、より信頼性の高いチャネル行列を生成することができる。 That is, first, a channel vector corresponding to each folded wave is generated, and the channel matrix is generated after averaging at the channel vector stage. Therefore, when transmission of multiple types of radar waves is repeated, Even if the number of folded waves received at the time of transmission is different from each other, each element constituting the channel matrix can be easily averaged without any problem, and a more reliable channel matrix can be generated.
そして、本発明の通信統合レーダ装置は、請求項６に記載のように、送受信手段による周波数掃引がＦＭＣＷ変調である場合、スペクトル生成手段は、ＦＭＣＷ変調の上昇変調区間および下降変調区間を異なる種類のレーダ波として処理するように構成されていてもよい。 In the communication integrated radar apparatus according to the present invention, when the frequency sweep by the transmission / reception unit is FMCW modulation, the spectrum generation unit is configured to use different types of ascending and descending modulation intervals of the FMCW modulation. It may be configured to process as a radar wave.
この場合、ＦＭＣＷレーダで用いられている周知の様々な手法を適用することができるため、当該装置の実現を容易にすることができる。
また、本発明の通信統合レーダ装置は、請求項７に記載のように、スペクトル生成手段にて生成される周波数スペクトルに基づいて、アクティブターゲット装置の位置及び速度のうち少なくとも一方に関する情報を求めるレーダ検出手段を備えていることが望ましい。
In this case, various known methods used in the FMCW radar can be applied, so that the apparatus can be easily realized.
According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a communication integrated radar device that obtains information on at least one of a position and a velocity of an active target device based on a frequency spectrum generated by a spectrum generation unit. It is desirable to have detection means.
この場合、請求項８に記載のように、レーダ検出手段にて検出される周囲物体の位置に基づいて、虚像検出手段が、マルチパスにより現れる虚像の信号成分を検出し、チャネル行列生成手段は、虚像の信号成分を、該虚像に対する実像の信号成分と同一の折返波に基づく信号成分であるとして処理を実行してもよい。 In this case, as described in claim 8, based on the position of the surrounding object detected by the radar detecting means, the virtual image detecting means detects a signal component of the virtual image that appears by multipath, and the channel matrix generating means The processing may be executed on the assumption that the signal component of the virtual image is a signal component based on the same folding wave as the signal component of the real image for the virtual image.
このように構成された本発明の通信統合レーダ装置によれば、虚像を実在するアクティブターゲット装置として誤判定してしまうことを防止できるだけでなく、虚像の信号成分を有効利用することでチャネル行列の推定精度を向上させることができ、更には、誤判定による処理の重複も防止することができる。 According to the communication integrated radar apparatus of the present invention configured as described above, it is possible not only to prevent a virtual image from being erroneously determined as an actual active target apparatus, but also to effectively use a signal component of the virtual image to The estimation accuracy can be improved, and further, duplication of processing due to erroneous determination can be prevented.
また、レーダ検出手段は、請求項９に記載のように、相関行列生成手段が、スペクトル生成手段にてチャネル毎に生成される周波数スペクトルのそれぞれから抽出される同一折返波の信号成分に基づいて、各信号成分間の相関を表す相関行列を、全ての折返波について生成し、方位検出手段が、それらの相関行列から角度スペクトルを算出し、その角度スペクトルに基づいてアクティブターゲット装置が位置する方位を検出するように構成されていてもよい。 In addition, the radar detection means is based on the signal component of the same aliasing wave extracted from each of the frequency spectra generated for each channel by the spectrum generation means. A correlation matrix representing the correlation between the signal components is generated for all the folded waves, and the direction detection means calculates an angle spectrum from the correlation matrix, and the direction in which the active target device is located based on the angle spectrum May be configured to detect.
このように構成された本発明の通信統合レーダ装置では、レーダ波を反射した物体や、折返波を送信したアクティブターゲット装置との距離や相対速度だけでなく、これらが位置する方位（折返波の到来方向）も検出できるため、位置に関する情報をより詳細に検出することができる。また、周波数スペクトル上でピーク周波数が重複している場合でも、折返波の到来方向が異なっていればこれを分離することができる。 In the communication integrated radar apparatus of the present invention configured as described above, not only the distance and relative velocity with respect to the object that reflects the radar wave and the active target apparatus that transmitted the return wave, but also the direction in which they are located (the return wave (Direction of arrival) can also be detected, so that the position information can be detected in more detail. Moreover, even when the peak frequencies overlap on the frequency spectrum, they can be separated if the directions of arrival of the folded waves are different.
このため、この情報を用いることにより、チャネル行列の生成に必要な処理である折返波に基づく信号成分の分離をより確実に行うことができる。
次に、本発明の通信統合レーダ装置は、請求項１０に記載のように、チャネル相関行列生成手段が、相関行列生成手段にて折返波毎に生成される複数の相関行列を加算することでチャネル相関行列を生成し、ウェイト行列生成手段は、チャネル行列とチャネル相関行列とに基づいてウェイト行列を生成するように構成されていてもよい。
For this reason, by using this information, it is possible to more reliably separate the signal components based on the return wave, which is a process necessary for generating the channel matrix.
Next, in the communication integrated radar apparatus according to the present invention, the channel correlation matrix generation unit adds a plurality of correlation matrices generated for each return wave by the correlation matrix generation unit. The channel correlation matrix may be generated, and the weight matrix generation means may be configured to generate a weight matrix based on the channel matrix and the channel correlation matrix.
つまり、角度スペクトルを算出する過程で算出した相関行列を用いてチャネル相関行列を算出し、このチャネル相関行列を用いて空間分割多重ウェイト行列を算出しているため、空間分割多重ウェイト行列を算出する処理の負荷を軽減することができる。 That is, since the channel correlation matrix is calculated using the correlation matrix calculated in the process of calculating the angle spectrum, and the space division multiplex weight matrix is calculated using this channel correlation matrix, the space division multiplex weight matrix is calculated. The processing load can be reduced.
また、チャネル相関行列生成手段は、請求項１１に記載のように、相関行列生成手段にて過去のサイクルで算出された相関行列と今サイクルで算出された相関行列とを平均した平均相関行列に基づいて、角度スペクトルを算出するように構成されていてもよい。 In addition, the channel correlation matrix generation unit may obtain an average correlation matrix obtained by averaging the correlation matrix calculated in the past cycle by the correlation matrix generation unit and the correlation matrix calculated in the current cycle. Based on this, the angle spectrum may be calculated.
なお、平均相関行列は、これに限らず、チャネル行列の場合と同様の手法で平均化したものを用いるように構成してもよい。これにより精度の高い相関行列を求めることができ、ひいては、相関行列を用いた各種処理の精度や信頼性を向上させることができる。 Note that the average correlation matrix is not limited to this, and an average correlation matrix that is averaged by the same method as that of the channel matrix may be used. As a result, a highly accurate correlation matrix can be obtained, and as a result, the accuracy and reliability of various processes using the correlation matrix can be improved.
また、本発明の通信統合レーダ装置は、請求項１２に記載のように、判定手段が、折返波に基づく信号成分の有効，無効を判定するように構成されていてもよい。
そして、例えば、折返波に基づく信号成分の信号対雑音電力比を算出するＳＮＲ算出手段を備えている場合には、請求項１３に記載のように、判定手段を、ＳＮＲ算出手段にて算出される信号対雑音電力比が予め設定された下限しきい値より小さい信号成分を無効であると判定するように構成すればよい。
The communication integrated radar apparatus according to the present invention may be configured such that the determination means determines whether the signal component is valid or invalid based on the folded wave.
For example, in the case where the SNR calculation unit that calculates the signal-to-noise power ratio of the signal component based on the aliasing wave is provided, the determination unit is calculated by the SNR calculation unit as described in
また、複数の折返波に基づく信号成分の周波数が重複していることを検出する重複検出手段を備えている場合には、請求項１４に記載のように、判定手段を、重複検出手段にて周波数の重複が検出された信号成分を無効であると判定するように構成すればよい。
In addition, in the case of including an overlap detection unit that detects that the frequencies of the signal components based on the plurality of folded waves overlap, the determination unit is configured by the overlap detection unit as described in
この場合、重複検出手段は、例えば、請求項１５に示すように、折返波に基づく信号成分の過去の検出結果から各々のアクティブターゲット装置の位置をカルマンフィルタ等を使って追跡および推定し、ここから推定されるビート周波数の推定値と、スペクトル生成手段にて生成される周波数スペクトルに基づくビート周波数の検出値とを比較することにより、重複を判断するように構成すればよい。
In this case, for example, as shown in
そして、この場合、請求項１６に記載のように、破棄手段が、判定手段にて無効であると判定された信号成分を破棄するように構成してもよいし、請求項１７に記載のように、代替手段が、判定手段にて無効であると判定された信号成分を予め指定された値で代替するように構成してもよい。
In this case, as described in
即ち、ビート周波数が重複している信号成分や、信号対雑音電力比の小さい信号成分は、信頼性が低いため、これらを除去してチャネル行列を生成することにより、チャネル行列の推定精度や、チャネル行列を利用する処理や制御の信頼性が低下することを防止できる。 That is, signal components with overlapping beat frequencies and signal components with a low signal-to-noise power ratio have low reliability, so by removing these to generate a channel matrix, the estimation accuracy of the channel matrix, It is possible to prevent the reliability of processing and control using the channel matrix from being lowered.
ただし、重複した信号成分間の電力差が大きい（例えば、１０ｄＢ以上）場合には重複の影響の小さい、電力が大きい方の信号成分だけを用いるようにしてもよい。
次に、本発明の通信統合レーダ装置において、ウェイト行列生成手段は、請求項１８に記載のように、チャネル行列生成手段にて過去のサイクルで生成されたチャネル行列と今サイクルで生成されたチャネル行列とを平均した平均チャネル行列に基づいて、ウェイト行列を生成するように構成されていてもよい。
However, when the power difference between the overlapping signal components is large (for example, 10 dB or more), only the signal component having the smaller power and the larger power may be used.
Next, in the communication integrated radar apparatus according to the present invention, the weight matrix generation means includes the channel matrix generated in the past cycle by the channel matrix generation means and the channel generated in the current cycle as described in claim 18. The weight matrix may be generated based on an average channel matrix obtained by averaging the matrix.
即ち、チャネル行列は周囲の状況に応じて変動し、瞬時的なノイズの影響を受けた誤差の大きいチャネル行列が生成される可能性があるが、平均チャネル行列を用いることにより誤差の影響を低減でき、精度の安定した信頼性の高いウェイト行列を生成することができる。 In other words, the channel matrix varies depending on the surrounding conditions, and there is a possibility that a channel matrix with a large error affected by instantaneous noise may be generated, but the influence of the error is reduced by using the average channel matrix. It is possible to generate a weight matrix having a stable accuracy and high reliability.
また、ウェイト行列生成手段及び分離手段は、請求項１９に記載のように、振幅の大きい信号成分から順に順序付け逐次復号を実行するように構成されていてもよい。
この場合、アクティブターゲット装置からの折返波の受信電力が小さい場合でも、その通信品質を高めることができる。
In addition, the weight matrix generation unit and the separation unit may be configured to execute ordered sequential decoding in order from a signal component having a larger amplitude, as described in claim 19.
In this case, even when the reception power of the return wave from the active target device is small, the communication quality can be improved.
次に、本発明の通信統合レーダ装置は、請求項２０に記載のように、送受信手段が、予め設定された第１期間中に周波数送信されたレーダ波を送信すると共に、予め設定された第２期間中に周波数を一定にしたレーダ波を送信する。そして、スペクトル生成手段が、第１期間中にビート信号生成手段にて生成されるビート信号に基づいて周波数スペクトルを生成（ひいてはチャネル行列生成手段がチャネル行列を生成）し、信号分離手段が、第２期間中にビート信号生成手段にて生成される折返波に基づくビート信号を入力として動作するように構成されていてもよい。
Next, according to the communication integrated radar apparatus of the present invention, as described in
このように、チャネル行列の生成とアクティブターゲット装置との通信を、異なる種類のレーダ波を用いて異なるタイミングで行うことにより、周波数掃引されたレーダ波の影響による通信品質の劣化、および変調されたレーダ波の影響によるチャネル行列の精度の劣化を防止することができ、システムの信頼性を向上させることができる。 As described above, the generation of the channel matrix and the communication with the active target device are performed at different timings using different types of radar waves, so that the communication quality deteriorates due to the influence of the frequency-swept radar waves and is modulated. It is possible to prevent deterioration of the accuracy of the channel matrix due to the influence of radar waves, and to improve the reliability of the system.
この場合、請求項２１に記載のように、レーダ変調手段が、第２期間中に送信する一定周波数のレーダ波を、アクティブターゲット装置に提供する情報によって変調するように構成されていてもよい。
In this case, as described in
これにより、通信統合レーダ装置からアクティブターゲット装置に対して情報を伝達することができ、例えば、アクティブターゲット装置の起動や送信タイミングを制御するための情報を伝達することによって、システムの信頼性や汎用性を高めることができる。 As a result, information can be transmitted from the communication integrated radar apparatus to the active target apparatus. For example, information for controlling activation of the active target apparatus and transmission timing can be transmitted, thereby improving system reliability and general purpose. Can increase the sex.
次に、本発明の通信統合レーダ装置において、ビート信号生成手段は、例えば、請求項２２に記載のように、ミキサが、各チャネルの送信信号と受信信号とを混合してビート信号を生成し、サンプリング手段が、その生成されたビート信号をサンプリングし、記憶手段が、そのサンプリングデータを記憶するように構成されていてもよい。 Next, in the communication integrated radar apparatus of the present invention, the beat signal generating means, for example, as described in claim 22, the mixer generates a beat signal by mixing the transmission signal and the reception signal of each channel. The sampling means may be configured to sample the generated beat signal, and the storage means may store the sampling data.
この場合、サンプリングデータを用いて実行する処理の順番に関する制限を取り除くことができ、システムの柔軟性を高めることができる。
例えば、チャネル行列の生成に用いるレーダ波の送信（「レーダ用送信」という）と、通信に用いるレーダ波の送信（「通信用送信」という）を別々に実行する場合、通常であれば、レーダ用送信を行ってチャネル行列（ひいてはウェイト行列）を生成してから通信用送信を行って各アクティブターゲット装置からの情報を取得する必要がある。しかし、サンプリングデータが記憶手段に記憶されていれば、通信用送信を行ってからレーダ用送信を行っても、チャネル行列の生成とウェイト行列を用いた信号分離とを問題なく実行することができる。
In this case, it is possible to remove restrictions on the order of processing executed using sampling data, and to increase the flexibility of the system.
For example, when the transmission of a radar wave used for generating a channel matrix (referred to as “transmission for radar”) and the transmission of a radar wave used for communication (referred to as “transmission for communication”) are performed separately, It is necessary to acquire information from each active target device by performing communication transmission after performing transmission for generating a channel matrix (and thus a weight matrix). However, if the sampling data is stored in the storage means, the generation of the channel matrix and the signal separation using the weight matrix can be performed without problems even if the transmission for radar is performed after the transmission for communication is performed. .
また、省電力化のためにレーダ波の送信を断続的に行い、これに応じて送受信手段の電源のＯＮ，ＯＦＦを繰り返す場合に、電源ＯＮ後のしばらくの間、送信周波数が不安定になる場合でも、先に通信用送信を行って、送信周波数が安定してからレーダ用送信を行うことにより、チャネル行列の推定精度、ひいてはウェイト行列による信号分離精度を高めることができる。つまり、電源ＯＮ後に待ち時間を設けることなく、信頼性の高い通信を実現することができる。 Further, when the transmission of the radar wave is intermittently performed for power saving, and the power of the transmission / reception means is repeatedly turned on and off accordingly, the transmission frequency becomes unstable for a while after the power is turned on. Even in this case, by performing transmission for communication first, and performing transmission for radar after the transmission frequency is stabilized, the estimation accuracy of the channel matrix, and thus the signal separation accuracy based on the weight matrix can be improved. That is, highly reliable communication can be realized without providing a waiting time after the power is turned on.
また、請求項２３に記載のように、ビート信号生成手段を構成するミキサは、受信アンテナ数よりも少なく、送受信手段は、複数のチャネルがミキサ及びサンプリング手段を時分割で共用するように構成されていてもよい。 Further, as described in claim 23, the number of mixers constituting the beat signal generating means is less than the number of receiving antennas, and the transmitting / receiving means is configured such that a plurality of channels share the mixer and sampling means in a time division manner. It may be.
これにより、高コストな高周波回路の数が低減されるため、装置コストを抑えることができ、また、特性のばらつきが大きい高周波回路の数が少なくなることにより、装置全体としての特性のばらつきが抑えられ、チャネル行列の推定精度等を向上させることができる。 This reduces the number of high-cost high-frequency circuits, thereby reducing the cost of the device, and reducing the number of high-frequency circuits with large characteristic variations reduces the variation in characteristics of the entire device. Thus, the estimation accuracy of the channel matrix can be improved.
次に第２発明の通信統合レーダシステムは、請求項２４に記載のように、予め設定された周波数帯のレーダ波を受信すると、該レーダ波を変調信号で変調してなる折返波を送信する一つ以上のアクティブターゲット装置と、請求項１乃至請求項２３のいずれかに記載の通信統合レーダ装置とからなる。
Next, the communication integrated radar system according to the second aspect of the present invention, when receiving a radar wave in a preset frequency band, transmits a return wave obtained by modulating the radar wave with a modulation signal. The communication integrated radar apparatus according to any one of
そして、特に通信統合レーダ装置が、請求項２１に記載のもの、即ち、変調手段を備えたものである場合、請求項２５に記載のように、通信統合レーダ装置がアクティブターゲット装置に提供する情報には、少なくとも起動コマンドを含み、アクティブターゲット装置は、通信統合レーダ装置から受信したレーダ波を復号することで得た情報に起動コマンドが含まれている場合に、通信統合レーダ装置に提供する情報で変調して折り返し送信をする。
In particular, when the communication integrated radar apparatus is the one described in
つまり、アクティブターゲット装置では、起動コマンドを受信したときのみ変調用の構成を動作させればよいため、消費電力を低減することができる。 That is, in the active target device, it is only necessary to operate the modulation configuration when the activation command is received, so that power consumption can be reduced.
以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
＜システム構成＞
図１は、第１実施形態における通信統合レーダシステムの概要を示すブロック図である。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[First Embodiment]
<System configuration>
FIG. 1 is a block diagram showing an outline of a communication integrated radar system in the first embodiment.
図１に示すように、通信統合レーダシステム１は、車両等の移動体Ｍや移動体Ｍによって検出されるべき特定の物体（以下「特定物体」という）ＳＢに設置され、受信したレーダ波を変調し又は無変調で返送（「折り返し送信」という）するアクティブターゲット装置１０と、車両等の移動体Ｍに搭載され、レーダ波を送受信することにより、特定物体ＳＢに搭載されたアクティブターゲット装置１０との通信を行うと共に、周囲に存在する特定物体ＳＢやその他の各種物体（以下「通常物体」という）ＮＢの位置や速度に関する情報を検出する通信統合レーダ装置２０とからなる。
As shown in FIG. 1, a communication integrated
なお、通信統合レーダ装置２０は、周期的にレーダ波の送信を行い、その動作は、図２（ａ）に示すように、アクティブターゲット装置１０との通信のために、周波数を一定にしたレーダ波を送信する区間（以下「通信区間」という）と、一定の掃引速度で周波数を三角波状に変化させたレーダ波を送信し、いわゆるＦＭＣＷレーダとして動作する区間（以下「レーダ区間」という）とからなり、通信区間の後にレーダ区間が続くように設定されている。
The communication integrated
また、通信区間は、通信統合レーダ装置２０からアクティブターゲット装置１０への送信を行うダウンリンク区間（図２（ｂ）参照）と、逆に、アクティブターゲット装置１０から通信統合レーダ装置２０への送信を行うアップリンク区間（図２（ｃ）参照）とに分かれており、ダウンリンク区間の後にアップリンク区間が続くように設定されている。
［アクティブターゲット装置の構成］
次に、図３は、アクティブターゲット装置１０の構成を示すブロック図である。
The communication section is a downlink section (see FIG. 2B) in which transmission from the communication integrated
[Configuration of active target device]
Next, FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the
図３に示すように、アクティブターゲット装置１０は、通信統合レーダ装置２０が送信するレーダ波を受信する受信アンテナ１１と、受信アンテナ１１からの受信信号の供給先を、切替信号ＳＸに従って切り替えるスイッチ１２と、スイッチ１２を介して供給される受信信号を復調して、通信統合レーダ装置２０から送信されてきた情報（「ダウンリンクデータ」という）ＤＤを抽出する復調回路１３と、復調回路１３で抽出されたダウンリンクデータＤＤに基づいて、スイッチ１２に供給する切替信号ＳＸの生成を含む各種処理を実行すると共に、通信統合レーダ装置２０に送信する情報（「アップリンクデータ」という）ＵＤの生成等を行う制御回路１４とを備えている。
As illustrated in FIG. 3, the
また、アクティブターゲット装置１０は、制御回路１４からのアップリンクデータＵＤに基づいて変調信号ＳＭを生成する変調回路１５と、スイッチ１２を介して供給される受信信号を、変調回路１５で生成された変調信号ＳＭに従って変調し且つ増幅する変調増幅器１６と、変調増幅器１６の出力を送信信号とするレーダ波（以下「折返波」ともいう）を送信する送信アンテナ１７とを備えている。
Further, the
なお、復調回路１３は、ダウンリンク区間の間動作して、スイッチ１２を介して供給される受信信号を処理する。但し、ダウンリンク区間に通信統合レーダ装置２０から送信されるレーダ波は、中間周波数帯のサブキャリア信号をダウンリンクデータＤＤにより所定の変調方式で変調してなる変調信号によって振幅変調されているため、これを復調できるように構成されている。
Note that the
また、制御回路１４は、通常は、スイッチ１２を介した受信信号の供給先が復調回路１３となり、ダウンリンクデータＤＤから起動コマンドが検出されると、アップリンク区間およびレーダ区間の間だけ、受信信号の供給先が変調増幅器１６となるような切替信号ＳＸを生成する（図２（ｄ）参照）と共に、アップリンクデータＵＤがある場合には、そのアップリンクデータＵＤをアップリンク区間に変調回路１５に供給するように構成されている。
In addition, the
また、変調回路１５は、アップリンク区間及びレーダ区間の間動作し、アップリンク区間では、中間周波数帯のサブキャリア信号（周波数Ｆif）を、アップリンクデータＵＤを用いて所定の変調方式で変調した信号を変調信号ＳＭとして出力し、レーダ区間では、無変調のサブキャリア信号を変調信号ＳＭとして出力するように構成されている。
The
なお、サブキャリア信号をダウンリンクデータＤＤ及びアップリンクデータＵＤで変調する際の変調方式は、振幅偏移変調、周波数偏移変調、位相偏移変調、直交振幅変調等のいずれでも良く、また、直交周波数分割多重変調、拡散変調等の２次変調を併用しても良い。また、アップリンクとダウンリンクとでは、異なる変調方式を用いるように構成してもよい。 The modulation method for modulating the subcarrier signal with the downlink data DD and the uplink data UD may be any of amplitude shift keying, frequency shift keying, phase shift keying, quadrature amplitude modulation, etc. Secondary modulation such as orthogonal frequency division multiplexing modulation and spread modulation may be used in combination. Further, different modulation schemes may be used for the uplink and the downlink.
このように、アクティブターゲット装置１０では、通常時には、受信アンテナ１１からの受信信号を復調回路１３に供給して、通信統合レーダ装置２０からダウンリンクデータＤＤの受信の有無を監視する受信動作を行い、受信したダウンリンクデータＤＤから起動コマンドが検出された場合にのみ、受信したレーダ波を変調し又は無変調で返送する送信動作を行うようにされている。
＜通信統合レーダ装置の全体構成＞
次に、図４は通信統合レーダ装置２０の構成を示すブロック図である。
As described above, the
<Overall configuration of communication integrated radar device>
Next, FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the communication integrated
図４に示すように、通信統合レーダ装置２０は、レーダ波の送受信することにより、特定物体ＳＢに搭載されたアクティブターゲット装置１０に対してダウンリンクデータＤＤの送信、及び送受信信号に基づくビート信号の生成を行う送受信部２１と、送受信部２１で生成されたビート信号に基づいて、通常物体ＮＢや特定物体ＳＢの位置や速度に関する情報の検出、及びアクティブターゲット装置１０から送信されてくるアップリンクデータＵＤの抽出を行う信号処理部２３と、アクティブターゲット装置１０に送信するダウンリンクデータＤＤ（起動コマンドを含む）を送受信部２１に提供すると共に、予め設定された一定期間毎に起動指令を出力することで送受信部２１及び信号処理部２３を作動させる制御回路２５とを備えている。
＜送受信部の構成＞
このうち、送受信部２１は、駆動信号により周波数を制御可能な電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１と、制御回路２５からの起動指令に従って、上述した通信区間及びレーダ区間（図２（ａ）参照）に応じた信号をＶＣＯ３１に発生させるための駆動信号を生成する駆動信号生成回路３２と、ＶＣＯ３１が発生させた信号を電力分配して送信信号及びローカル信号を生成する電力分配器３３と、制御回路２５から供給されるダウンリンクデータＤＤに基づいて変調信号を生成する変調回路３４と、電力分配器３３から供給される送信信号を変調回路３４から供給される変調信号で振幅変調し且つ増幅する送信アンプ３５と、送信アンプ３５で変調，増幅された送信信号に従ってレーダ波を送信する送信アンテナ３６とを備えている。なお、変調回路３４では、アクティブターゲット装置１０の変調回路１５と同様に、中間周波数帯のサブキャリア信号をダウンリンクデータＤＤで変調した変調信号を生成するように構成されている。
As shown in FIG. 4, the communication integrated
<Configuration of transceiver unit>
Among these, the transmission /
また、送受信部２１は、レーダ波を反射した物体ＳＢ，ＮＢからの反射波や特定物体ＳＢに搭載されたアクティブターゲット装置１０からの折返波を受信する複数（本実施形態ではＬ個；Ｌは正整数）の受信アンテナ３７と、受信アンテナ３７毎に設けられた受信処理回路４０とを備えている。
In addition, the transmitting / receiving
そして、受信処理回路４０は、受信アンテナ３７からの受信信号を増幅する受信アンプ４１と、受信アンプ４１にて増幅された受信信号に、電力分配器３３から供給されるローカル信号を混合するミキサ４２と、ミキサ４２の出力から不要な信号成分を除去してビート信号を抽出するフィルタ４３と、フィルタ４３で抽出されたビート信号をサンプリングするＡＤ変換器４４とを備えている。
The
以下では、送信アンテナ３６から受信アンテナ３７に至る伝搬経路をチャネルと呼ぶものとする。但し、送信アンテナ３６が一つである本実施形態では、受信アンテナ３７のそれぞれが一つのチャネルＣＨ1 〜ＣＨL に対応する。
Hereinafter, a propagation path from the
このように構成された送受信部２１は、制御回路２５から一定間隔（例えば、１００ｍｓ）で起動指令が入力されると、電源が投入されてレーダ波の送信を開始する。そして、通信区間では固定周波数のレーダ波を送信した後、レーダ区間では一定の掃引速度で周波数が変化するレーダ波を送信する。但し、通信区間のうち前半のダウンリンク区間では、変調信号によって変調されたレーダ波を送信する。
When the activation command is input from the
ここで図５は、送受信部２１で送受信されるレーダ波（送信波，反射波，折返波）や生成されるビート信号の周波数の関係を示す説明図である。
図５に示すように、送信波の周波数をＦｔとすると、物体ＳＢ，ＮＢからの反射波は、相対速度と距離に対応する遅延時間（レーダ区間のみ）とに応じた周波数シフト量ΔＦｂだけＦｔとは異なった周波数Ｆｒとなる。
Here, FIG. 5 is an explanatory diagram showing the relationship between the frequency of the radar wave (transmitted wave, reflected wave, and folded wave) transmitted and received by the transmitting / receiving
As shown in FIG. 5, when the frequency of the transmission wave is Ft, the reflected wave from the objects SB and NB is Ft by a frequency shift amount ΔFb corresponding to the relative speed and the delay time corresponding to the distance (only the radar section). And a different frequency Fr.
一方、特定物体ＳＢに搭載されたアクティブターゲット装置１０からの折返波は、反射波を周波数がＦifの変調信号ＳＭで変調したものであるため、その周波数はＦｒ±Ｆifとなる。
On the other hand, since the reflected wave from the
これら反射波（周波数Ｆｒ）及び折返波（周波数Ｆｒ±Ｆif）に基づく受信信号とローカル信号（周波数Ｆｔ）とをミキサ４２で混合してビート信号を生成すると、反射波に基づく信号成分は周波数ΔＦｂに変換され、また、折返波に基づく信号成分は周波数Ｆif±ΔＦｂに変換される。
When a received signal based on the reflected wave (frequency Fr) and the reflected wave (frequency Fr ± Fif) and a local signal (frequency Ft) are mixed by the
但し、変調信号ＳＭの周波数Ｆifは、ΔＦｂの信号成分と、Ｆif±ΔＦｂの信号成分とが重なり合ってしまうことがないように、周波数ΔＦｂが取り得る最大値の２倍より十分に大きな周波数に設定される。以下では、周波数ΔＦｂの信号成分が現れる周波数帯をベースバンド（ＢＢ）帯、周波数Ｆif±ΔＦｂの信号成分が現れる周波数帯を中間周波数（ＩＦ）帯と呼ぶ。 However, the frequency Fif of the modulation signal SM is set to a frequency sufficiently larger than twice the maximum value that the frequency ΔFb can take so that the signal component ΔFb and the signal component Fif ± ΔFb do not overlap. Is done. Hereinafter, a frequency band in which a signal component of frequency ΔFb appears is called a baseband (BB) band, and a frequency band in which a signal component of frequency Fif ± ΔFb appears is called an intermediate frequency (IF) band.
これらの関係に基づき、フィルタ４３及びＡＤ変換器４４は、周波数ΔＦｂ，Ｆif±ΔＦｂの信号成分を抽出するように設定されている。即ち、フィルタ４３は、周波数Ｆif±ΔＦｂが取り得る上限値を遮断周波数とするローパスフィルタとして構成され、またＡＤ変換器４４は、周波数Ｆif±ΔＦｂが取り得る上限値の２倍以上のサンプリング周波数で、ビート信号をサンプリングするように設定されている。
＜信号処理部の構成＞
次に、信号処理部２３は、アップリンク区間の間に各受信処理回路４０から出力される各チャネルＣＨ1〜ＣＨLのビート信号のサンプリングデータ（以下単に「サンプリングデータ」という）を記憶する記憶回路５１と、レーダ区間の間に各受信処理回路４０から出力される各チャネルＣＨ1〜ＣＨLのサンプリングデータをＦＦＴ処理した結果に基づき、レーダ波を反射した物体ＳＢ，ＮＢの位置や速度に関する情報を求めると共に、特定物体ＳＢに搭載されたアクティブターゲット装置１０を経由して各チャネルＣＨ1〜ＣＨLで受信される信号の伝搬特性を表すチャネル行列Ｈを生成するレーダ処理回路５２とを備えている。
Based on these relationships, the
<Configuration of signal processing unit>
Next, the signal processing unit 23 stores sampling data (hereinafter simply referred to as “sampling data”) of beat signals of the channels CH 1 to CH L output from the
また、信号処理部２３は、レーダ処理回路５２で生成されたチャネル行列Ｈに基づいて、各チャネルのビート信号（サンプリングデータ）から、折返波毎の信号、即ち各アクティブターゲット装置１０が送信した信号を個々に分離，抽出するためのウェイト行列Ｗを生成するウェイト計算回路５３と、ウェイト計算回路５３で生成されたウェイト行列Ｗを、記憶回路５１に記憶されているサンプリングデータに作用させて、各アクティブターゲット装置１０が送信した信号に分離する重み付け回路５４と、重み付け回路５４により分離された信号をそれぞれ復調することで、各アクティブターゲット装置１０からのアップリンクデータＵＤを抽出する復調回路５５とを備えている。
Further, the signal processing unit 23, based on the channel matrix H generated by the
なお、信号処理部２３を構成する各回路５１〜５５の動作は、ハードウェアによって実現してもよいし、ＣＰＵが実行する処理によって実現してもよい。
＜レーダ処理回路での処理＞
ここで、レーダ波が送受信される毎にレーダ区間で取得されるサンプリングデータに基づいて、信号処理部２３のレーダ処理回路５２が実行するＢＢ帯ビート信号処理及びＩＦ帯ビート信号処理を、フローチャートに沿って説明する。
The operations of the
<Processing by radar processing circuit>
Here, BB band beat signal processing and IF band beat signal processing executed by the
このうち、ＢＢ帯ビート信号処理では、図６に示すように、まず、Ｓ１１０にて、サンプリングデータに対するフィルタリングを行うことにより、ＢＢ帯のビート信号、即ち、反射波に基づくビート信号（周波数ΔＦｂ）を抽出する。なお、この処理は、チャネルＣＨ1 〜ＣＨL 毎に実行する。 Among these, in the BB band beat signal processing, as shown in FIG. 6, first, in S110, filtering is performed on the sampling data, so that the BB band beat signal, that is, the beat signal based on the reflected wave (frequency ΔFb). To extract. This process is executed for each of the channels CH 1 to CH L.
続くＳ１２０では、Ｓ１１０で抽出された信号に基づいて、物体ＮＢ，ＳＢの位置及び速度に関する情報を求める電子スキャンＦＭＣＷレーダ処理を実行してＳ１３０に進む。
Ｓ１３０では、Ｓ１２０での検出結果、及び同ステップにおける過去の検出結果や外部から得られる周囲状況についての情報等に基づいて、マルチパスにより現れる虚像を識別する。なお、虚像は、例えば図２４に示すように、物体ＮＢ，ＳＢからの反射波が、更に防音壁などで反射することによって生じる。
In subsequent S120, based on the signal extracted in S110, electronic scan FMCW radar processing for obtaining information on the position and velocity of the objects NB and SB is executed, and the process proceeds to S130.
In S130, a virtual image appearing by multipath is identified based on the detection result in S120, the past detection result in the same step, information on the surrounding situation obtained from the outside, and the like. For example, as shown in FIG. 24, the virtual image is generated when the reflected wave from the objects NB and SB is further reflected by a soundproof wall or the like.
続くＳ１４０では、Ｓ１２０での検出結果からＳ１３０で識別された虚像に対応する検出結果を除いたものを、物体ＮＢ，ＳＢに関する検出情報として制御回路２５に出力して本処理を終了する。
In subsequent S140, the detection result obtained by removing the detection result corresponding to the virtual image identified in S130 from the detection result in S120 is output to the
一方、ＩＦ帯ビート信号処理では、図７に示すように、まず、Ｓ２１０にて、サンプリングデータに対するフィルタリングを行うことにより、ＩＦ帯のビート信号、即ち、折返波に基づくビート信号（周波数Ｆif−ΔＦｂ）を抽出し、続くＳ２２０では、Ｓ２１０で抽出した信号に、ビート信号から再生したサブキャリア信号を乗算することにより、ＢＢ帯の信号にダウンコンバートする。なお、これらＳ２１０，Ｓ２２０の処理は、チャネルＣＨ1 〜ＣＨL 毎に実行する。 On the other hand, in the IF band beat signal processing, as shown in FIG. 7, first, in S210, the sampling data is filtered to obtain an IF band beat signal, that is, a beat signal (frequency Fif−ΔFb) based on a return wave. In step S220, the signal extracted in step S210 is multiplied by the subcarrier signal reproduced from the beat signal, thereby down-converting the signal to a BB band signal. Note that the processing of S210 and S220 is performed for each of the channels CH 1 to CH L.
以下Ｓ２３０〜Ｓ２４０は、ＢＢ帯ビート信号処理のＳ１２０〜Ｓ１３０と同様の処理を実行してＳ２５０に進む。
Ｓ２５０では、Ｓ２３０，Ｓ２４０での検出結果，識別結果に基づいて、折返波の送信元である特定物体ＳＢのアクティブターゲット装置１０を経由して送信アンテナ３６から受信アンテナ３７に到達するレーダ波の伝搬特性を表すチャネル行列Ｈを算出するチャネル行列算出処理を実行する。
In S230 to S240, the same processing as S120 to S130 of the BB band beat signal processing is executed, and the process proceeds to S250.
In S250, based on the detection results and identification results in S230 and S240, the propagation of the radar wave that reaches the receiving
続くＳ２６０では、Ｓ２５０にて算出されたチャネル行列Ｈをウェイト計算回路５３に出力して本処理を終了する。
なお、ここでは、ＢＢ帯ビート信号処理での処理結果を制御回路２５に出力しているが、ＩＦ帯ビート信号処理を実行した後に、ＢＢ帯ビート信号処理を実行するように構成し、ＩＦ帯ビート信号処理で求められる特定物体ＳＢの検出情報と、ＢＢ帯ビート信号処理で求められる通常物体ＮＢの検出情報とを制御回路２５に出力するように構成し、ＢＢ帯ビート信号処理では、ＩＦ帯ビート信号処理で検出された特定物体ＳＢに関する処理を省略するようにしてもよい。
＜電子スキャンＦＭＣＷレーダ処理の詳細＞
ここで、先のＳ１２０，Ｓ２３０にて実行する電子スキャンＦＭＣＷレーダ処理の詳細を、図８に示すフローチャートに沿って説明する。
In subsequent S260, the channel matrix H calculated in S250 is output to the
Here, the processing result in the BB band beat signal processing is output to the
<Details of electronic scan FMCW radar processing>
Here, the details of the electronic scan FMCW radar processing executed in S120 and S230 will be described with reference to the flowchart shown in FIG.
図８に示すように、本処理では、まずＳ３１０にて、後述のＳ３２０〜Ｓ３４０の処理が未だ実施されていないチャネルＣＨi （ｉ＝１，２，…Ｌ）を一つ選択し、続くＳ３２０では、その選択したチャネルＣＨi のサンプリングデータに対して、変調区間毎に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実施することにより距離周波数スペクトルを算出し、Ｓ３３０に進む。 As shown in FIG. 8, in this process, first, in S310, one channel CH i (i = 1, 2,... L) for which the processes of S320 to S340 described later have not yet been performed is selected, and the subsequent S320. Then, a fast frequency transform (FFT) process is performed on the sampling data of the selected channel CH i for each modulation section to calculate a distance frequency spectrum, and the process proceeds to S330.
ここで、図９〜１１は、ＦＭＣＷレーダの原理、及び各処理で得られる結果を模式的に表した説明図である。但し、これらの図は、図１２に示すように、角度θ１の方位に相対速度が０の物体＃１が存在し、角度θ２の方位に相対速度ｖで接近する物体＃２が存在する場合の例を示している。
Here, FIGS. 9 to 11 are explanatory diagrams schematically showing the principle of the FMCW radar and the results obtained by the respective processes. However, in these figures, as shown in FIG. 12, the
図９（ａ）に示すように、三角波状に周波数掃引されたレーダ波は、レーダ波を反射した物体までの距離に応じて、その距離をレーダ波が往復するのに要する時間だけ遅延（グラフ中右方向に移動）すると共に、レーダ波を反射した物体との相対速度に応じて周波数がドップラシフト（グラフ中上下方向に移動）する。 As shown in FIG. 9A, a radar wave swept in a triangular wave shape is delayed by a time required for the radar wave to reciprocate the distance according to the distance to the object that reflects the radar wave (graph). And the frequency is Doppler shifted (moved up and down in the graph) in accordance with the relative velocity with the object reflecting the radar wave.
この遅延，シフトしたレーダ波の受信信号と、送信信号とを混合して生成されるビート信号は、図９（ｂ）に示すように、遅延（距離）及びシフト量（相対速度）に応じた一定の周波数（ビート周波数）を有することになり、しかも相対速度がある時には、上昇区間と下降区間とでは異なった値となる。このため、ビート信号のサンプリングデータをＦＦＴ処理することによって得られる距離周波数スペクトルは、図１０（ａ）（ｂ）に示すように、レーダ波を反射した物体の数だけピークを有したものとなり、しかも、相対速度が非零であれば、同じ物体に基づくピークであっても、上昇変調区間と下降変調区間とで現れる周波数（ビート周波数）が異なったものとなる。 The beat signal generated by mixing the delayed and shifted radar wave reception signal and the transmission signal corresponds to the delay (distance) and the shift amount (relative speed) as shown in FIG. 9B. When it has a constant frequency (beat frequency) and there is a relative speed, the rising section and the falling section have different values. For this reason, the distance frequency spectrum obtained by performing FFT processing on the sampling data of the beat signal has peaks as many as the number of objects that have reflected the radar wave, as shown in FIGS. In addition, if the relative speed is non-zero, even if the peaks are based on the same object, the frequencies (beat frequencies) appearing in the up modulation section and the down modulation section are different.
Ｓ３３０では、Ｓ３２０で求めた距離周波数スペクトルをピークサーチすることにより、各変調区間毎に、ピークの周波数（以下「ビート周波数」ともいう）ΔＦｂを特定すると共に、その信号成分（複素値）を抽出して、Ｓ３４０に進む。 In S330, the peak frequency (hereinafter also referred to as “beat frequency”) ΔFb is specified for each modulation section by performing a peak search on the distance frequency spectrum obtained in S320, and the signal component (complex value) is extracted. Then, the process proceeds to S340.
なお、ピークサーチで検出されたピークは、それぞれ信号帯雑音電力比（ＳＮＲ）が求められ、そのＳＮＲが予め設定された下限しきい値より小さいピークの信号成分は、無効であるものとして破棄する。また、過去の検出結果からピークが現れる周波数を推定することにより、ピークの重複を判断し、重複があると判断されたピークの信号成分も破棄する。 Note that the signal band noise power ratio (SNR) is obtained for each peak detected by the peak search, and the signal component of the peak whose SNR is smaller than a preset lower threshold is discarded as invalid. . In addition, by estimating the frequency at which the peak appears from the past detection results, the peak overlap is determined, and the signal component of the peak determined to have the overlap is discarded.
但し、破棄する代わりに、そのピークの前回検出値で代替してもよい。また、重複ピークの場合、重複するピーク（信号成分）間の電力差が大きい（例えば、１０ｄＢ以上）場合には、重複の影響の小さい、電力が大きい方のピークを残して、他方のピークを破棄又は前回の検出値で代替してもよい。 However, instead of discarding, the previous detected value of the peak may be substituted. Also, in the case of overlapping peaks, when the power difference between overlapping peaks (signal components) is large (for example, 10 dB or more), the other peak is left, leaving the peak with the smaller power and the larger power. Discard or replace with the previous detection value.
続くＳ３４０では、抽出された信号成分に、各チャネルが異なる受信アンテナ３７，受信処理回路４０，伝送線路等を用いることによるチャネル間の特性のばらつきを補正するための補正係数を乗じることで、信号成分の振幅や位相を補正して、Ｓ３５０に進む。
In subsequent S340, the extracted signal component is multiplied by a correction coefficient for correcting variation in characteristics between channels caused by using a
Ｓ３５０では、Ｓ３２０〜Ｓ３４０の処理を未だ実施していないチャネル（未処理チャネル）があるか否かを判断し、未処理チャネルがあれば、Ｓ３１０に戻って、その未処理チャネルに対して同様の処理を繰り返し、未処理チャネルがなければＳ３６０に進む。 In S350, it is determined whether or not there is a channel (unprocessed channel) for which the processes of S320 to S340 have not been performed. If there is an unprocessed channel, the process returns to S310 and the same processing is performed for the unprocessed channel. The process is repeated, and if there is no unprocessed channel, the process proceeds to S360.
Ｓ３６０では、先のＳ３３０で検出されたピーク（但し、変調区間毎に別々に処理する）のうち、後述のＳ３７０〜Ｓ３８０の処理が未だ実施されていないピークを一つ選択し、続くＳ３７０では、その選択したピークの信号成分（複素値）を、全チャネルＣＨ1 〜ＣＨL から抽出し、その抽出した信号成分を用いて角度スペクトルを算出する。 In S360, one of the peaks detected in the previous S330 (however, separately processed for each modulation section) that has not been subjected to the processing in S370 to S380 described later is selected, and in subsequent S370, The signal component (complex value) of the selected peak is extracted from all channels CH 1 to CH L, and an angle spectrum is calculated using the extracted signal component.
なお、角度スペクトルの算出には、例えば、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ法やＭＵＳＩＣ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｓｉｇｎａｌ ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法など周知の手法を用いることができ、その算出結果は、図１０（ｃ）（ｄ）に示すようなものとなる。 For the calculation of the angle spectrum, for example, a well-known method such as Beamformer method or MUSIC (Multiple signal classification) method can be used, and the calculation result is as shown in FIGS. 10 (c) and 10 (d). Become.
続くＳ３８０では、算出された角度スペクトルをピークサーチすることにより、先のＳ３６０にて選択したピークに対応する物体が存在する方位角度（反射波，折返波の到来方向）を検出して、Ｓ３９０に進む。 In subsequent S380, a peak search is performed on the calculated angle spectrum to detect the azimuth angle (the direction of arrival of the reflected wave and the return wave) where the object corresponding to the peak selected in S360 is present. move on.
Ｓ３９０では、Ｓ３７０〜Ｓ３８０の処理を未だ実施していないピーク（未処理ピーク）があるか否かを判断し、未処理ピークがあれば、Ｓ３６０に戻って、その未処理ピークに対して同様の処理を繰り返し、未処理ピークがなければ、Ｓ４００に進む。 In S390, it is determined whether or not there is a peak (unprocessed peak) for which the processing of S370 to S380 has not been performed. If there is an unprocessed peak, the process returns to S360 and the same processing is performed for the unprocessed peak. The process is repeated, and if there is no unprocessed peak, the process proceeds to S400.
Ｓ４００では、Ｓ３１０〜Ｓ３９０での処理により、変調区間毎にそれぞれ求められた各ピークの情報（周波数、強度（反射電力）、方位角度）に基づいて、両変調区間の間で同じ物体に基づくピークを、ペアとして関連づけるペアマッチを行う。 In S400, based on the information (frequency, intensity (reflected power), azimuth angle) of each peak obtained for each modulation section by the processing in S310 to S390, the peak based on the same object between both modulation sections Is matched as a pair.
なお、変調区間毎に検出された各ピークは、図１１（ａ）（ｂ）に示すように、それぞれ、周波数，強度（反射電力），方位角度を３軸とする三次元空間上の座標として表すことができる。そして、両変調区間の間で、強度（反射電力）及び方位角度の値が近いピーク同士をペアとして関連づける。この関連づけの際には、過去の検出結果や当該装置２０の移動速度等から推定されるピークの動きを判断材料の一つとして用いてもよい。
As shown in FIGS. 11A and 11B, each peak detected for each modulation section is a coordinate in a three-dimensional space having three axes of frequency, intensity (reflected power), and azimuth angle, respectively. Can be represented. Then, between the modulation sections, peaks having similar values of intensity (reflected power) and azimuth angle are associated as a pair. In this association, the peak movement estimated from the past detection result, the moving speed of the
続くＳ４１０では、ペアマッチされた各ピークのビート周波数に基づいて、物体の距離Ｋと相対速度Ｖを、以下の（１）（２）式に従って算出して、本処理を終了する。
但し、ｃは光速、Ｔは変調時間、ΔＦは送信波の周波数変調幅、Ｆ０は送信波の中心周波数、Ｆｕは上昇変調区間のビート周波数、Ｆｄは下降変調区間のビート周波数を示す（図９参照）。
In subsequent S410, the distance K and relative velocity V of the object are calculated according to the following equations (1) and (2) based on the beat frequency of each pair matched, and this processing is terminated.
Where c is the speed of light, T is the modulation time, ΔF is the frequency modulation width of the transmission wave, F0 is the center frequency of the transmission wave, Fu is the beat frequency in the upward modulation section, and Fd is the beat frequency in the downward modulation section (FIG. 9). reference).
Ｋ＝ｃ×Ｔ×（Ｆｕ＋Ｆｄ）／（４×ΔＦ） （１）
Ｖ＝ｃ×（Ｆｕ−Ｆｄ）／（４×Ｆ０） （２）
つまり、ペアマッチされたピークから特定される物体について、Ｓ４２０で求めた距離Ｋ，及びＳ３８０で求めた角度θが相対位置を表す位置情報であり、Ｓ４２０で求めた相対速度Ｖが速度情報となる。
＜チャネル行列算出処理の詳細＞
次に、先のＳ２５０にて実行するチャネル行列算出処理の詳細を、図１３に示すフローチャートに沿って説明する。但し、ＩＦ帯ビート信号処理のＳ２３０にて検出されたピークペア（ひいては、ピークペアに対応するアクティブターゲット装置１０）には、識別番号ｊ（ｊ＝１，２，…Ｎ）が与えられているものとする。
K = c × T × (Fu + Fd) / (4 × ΔF) (1)
V = c * (Fu-Fd) / (4 * F0) (2)
That is, for the object identified from the pair-matched peak, the distance K obtained in S420 and the angle θ obtained in S380 are position information representing the relative position, and the relative speed V obtained in S420 is the speed information.
<Details of channel matrix calculation processing>
Next, details of the channel matrix calculation process executed in S250 will be described with reference to the flowchart shown in FIG. However, the identification number j (j = 1, 2,... N) is given to the peak pair (and hence the
図１３に示すように、本処理では、まず、Ｓ５１０にて、識別番号ｊを初期化（ｊ←１）して、Ｓ５２０に進む。
Ｓ５２０では、識別番号ｊで特定されるピークペアについて、上昇変調区間に全チャネルＣＨ1 〜ＣＨL から得られたビート周波数の信号成分を要素とする受信信号ベクトルＸuj（（３）式参照）、及び下降変調区間に全チャネルＣＨ1 〜ＣＨL から得られたピーク周波数の信号成分を要素とする受信信号ベクトルＸdj（（４）式参照）を生成し、Ｓ５３０に進む。但し、ｘuiは、上昇変調区間でチャネルＣＨｉから得られたビート周波数の信号成分ｘdiは、下降変調区間でチャネルＣＨｉから得られたビート周波数の信号成分を表す。
As shown in FIG. 13, in this process, first, in S510, the identification number j is initialized (j ← 1), and the process proceeds to S520.
In S520, for the peak pair specified by the identification number j, the received signal vector X uj (see equation (3)) whose elements are the beat frequency signal components obtained from all channels CH 1 to CH L in the ascending modulation period, In addition, a reception signal vector X dj (see equation (4)) having the peak frequency signal components obtained from all the channels CH 1 to CH L as elements is generated in the downward modulation section, and the process proceeds to S530. Where x ui represents the beat frequency signal component x di obtained from the channel CHi in the upward modulation interval, and the beat frequency signal component x di obtained from the channel CH i in the downward modulation interval.
Ｘuj＝［ｘu1j，ｘu2j，…ｘujj，…ｘuLj］ （３）
Ｘdj＝［ｘd1j，ｘd2j，…ｘdjj，…ｘdLj］ （４）
Ｓ５３０では、受信信号ベクトルＸuj，Ｘdjを平均化することでチャネルベクトルｈj を求めて（（５）式参照）、Ｓ５４０に進む。
X uj = [x u1j , x u2j , ... x ujj , ... x uLj ] (3)
X dj = [x d1j, x d2j, ... x djj, ... x dLj] (4)
In S530, the received signal vectors X uj and X dj are averaged to obtain a channel vector h j (see equation (5)), and the process proceeds to S540.
ｈj ＝（Ｘuj＋Ｘdj）／２ （５）
但し、受信信号ベクトルを平均化する際には、上昇変調区間と下降変調区間との間で、受信信号ベクトルを構成する各信号成分の位相を、（６）（７）式に従って、基準となるチャネル（ここではＣＨ1 ）に合わせておく必要がある。
h j = (X uj + X dj ) / 2 (5)
However, when the received signal vector is averaged, the phase of each signal component constituting the received signal vector becomes a reference according to the equations (6) and (7) between the rising modulation interval and the falling modulation interval. It is necessary to match the channel (here, CH 1 ).
φ1j＝ａｒｇ（ｘu1j）−ａｒｇ（ｘd1j） （６）
Ｘdj←Ｘdj×ｅｘｐ（ｊφ1j） （７）
また、いずれか一方の受信信号ベクトルＸuj，Ｘdjにしか存在しない信号成分については、平均を求めるのではなく、その存在する側の要素の値を、そのままチャネルベクトルの要素の値として使用する。又は、その信号成分を破棄するようにしてもよい。
φ 1j = arg (x u1j ) −arg (x d1j ) (6)
X dj ← X dj × exp (jφ 1j ) (7)
For signal components that exist only in one of the received signal vectors X uj and X dj , the average value is not obtained, but the value of the element on the side where it exists is used as the value of the channel vector element as it is. . Alternatively, the signal component may be discarded.
Ｓ５４０では、識別番号ｊを更新し（ｊ←ｊ＋１）、続くＳ５５０では、更新した識別番号ｊが、検出されたピークペア数Ｎ以下であるか否かを判断する。そして、識別番号ｊがピークペア数Ｎ以下であれば、Ｓ５２０に戻って、Ｓ５２０〜Ｓ５４０の処理を繰り返し、識別番号ｊがピークペア数Ｎより大きければ、Ｓ５６０に進む。 In S540, the identification number j is updated (j ← j + 1). In the subsequent S550, it is determined whether or not the updated identification number j is equal to or less than the detected number N of peak pairs. If the identification number j is less than or equal to the number N of peak pairs, the process returns to S520, and the processing of S520 to S540 is repeated. If the identification number j is larger than the number N of peak pairs, the process proceeds to S560.
Ｓ５６０では、Ｓ５３０にてピークペア毎に算出されたチャネルベクトルｈj を、（８）式に示すように、順番に配列してなるチャネル行列Ｈを生成して、本処理を終了する。 In S560, the channel vector h j calculated for each peak pair at S530, as shown in (8), and generates a channel matrix H formed by arranging in order, the process is terminated.
＜ウェイト計算回路での処理＞
ウェイト計算回路５３は、レーダ処理回路５２にて算出されたチャネル行列Ｈから、周知の空間分割多重方式での手法を用いて（９）に示すようなウェイト行列Ｗを算出する。
<Processing in weight calculation circuit>
The
なお、ウェイト行列の解法として、ＺＦ（Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）法を用いる場合には、（１０）式により、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）法を用いる場合には（１１）式によりウェイト行列Ｗを算出する。 When the ZF (Zero-forcing) method is used as the weight matrix solution, the weight matrix W is calculated by Equation (10) when the MMSE (Minimum Mean Square Error) method is used. To do.
ここで、図１５に、算出したウェイト行列からアンテナ指向性を求めた計算例を示す。
ただし、図中の矢印（＃１〜＃３）はアクティブターゲット装置１０からの折返波の到来角度を示している。
Here, FIG. 15 shows a calculation example in which the antenna directivity is obtained from the calculated weight matrix.
However, arrows (# 1 to # 3) in the figure indicate the arrival angles of the return waves from the
図１５（ａ）は、（８）式（即ちＺＦ法）により導出されたウェイト行列を構成する各ウェイトベクトルから求めたアンテナ指向性を示すものである。
各ウェイトベクトルのアンテナ指向性は、それぞれ抽出すべきアクティブターゲット装置１０が存在する方位角度に対してビームが向けられ、その他のアクティブターゲット装置１０が存在する方位角度でヌルとなるように設定されていることがわかる。
FIG. 15A shows the antenna directivity obtained from each weight vector constituting the weight matrix derived by the equation (8) (that is, the ZF method).
The antenna directivity of each weight vector is set so that the beam is directed to the azimuth angle where the
図１５（ｂ）は、（９）式（即ちＭＭＳＥ法）により導出されたウェイト行列を構成する各ウェイトベクトルから求めたアンテナ指向性を示すものである。
雑音電力を考慮するＭＭＳＥ法では、ＺＦ法に比べて各アクティブターゲット装置１０からの折返波の到来角度へより強いビームが向けられるが、雑音電力の抑圧が優先されることにより、他の装置と比べて伝送距離が大きく受信電力の小さい折返波の到来角度に対するヌルが明確に形成されない場合があることがわかる（＃１方向からの信号を検出するウェイトベクトルから求めたアンテナ指向性で、＃３方向がヌルになっていない）。
＜重み付け回路での処理＞
次に、重み付け回路５４は、図Ａに示すように、まず、Ｓ９１０にて、通信区間の間に記憶回路５１に記憶された各チャネルＣＨｉのサンプリングデータを順次読み出して、これに対するフィルタリングを行うことにより、ＩＦ帯のビート信号を抽出し、続くＳ９２０では、Ｓ９１０で抽出した信号に、ビート信号から再生したサブキャリア信号と、位相が９０度ずれたサブキャリア信号とをそれぞれ乗算することにより、ＢＢ帯の直交した２つの信号にダウンコンバート（直交検波）する。
続くＳ９３０では、（１２）式に示すように、Ｓ９２０で直交検波した複素数の受信信号データｒi (ｎ)（ｎはサンプリング番号）をベクトル化した受信信号ベクトルｒ(ｎ)（（１３）式参照）をウェイト行列Ｗと乗算させることにより、抽出信号ベクトルｙ(ｎ)（（１４）式参照）を生成して、Ｓ９４０に進む。
FIG. 15B shows the antenna directivity obtained from each weight vector constituting the weight matrix derived by the equation (9) (that is, the MMSE method).
In the MMSE method considering noise power, a stronger beam is directed to the arrival angle of the return wave from each
<Processing in weighting circuit>
Next, as shown in FIG. A, the
In the subsequent S930, as shown in the equation (12), the reception signal vector r (n) (the equation (13)) obtained by vectorizing the complex reception signal data r i (n) (n is a sampling number) orthogonally detected in the S920. (See) is multiplied by the weight matrix W to generate an extracted signal vector y (n) (see equation (14)), and the process proceeds to S940.
即ち、個別の抽出信号データｙj (ｎ)は、受信信号ベクトルｒ(ｎ)とウェイトベクトルＷj に基づいて（１５）式で求められるため、これを全ての抽出信号データｙ1 (ｎ)〜ｙN (ｎ)についてまとめたものが（１２）式となる。 That is, the individual extracted signal data y j (n) is obtained by the equation (15) based on the received signal vector r (n) and the weight vector W j , and thus is extracted from all the extracted signal data y 1 (n). A summary of ˜y N (n) is the expression (12).
＜復調回路での処理＞
次に、復調回路５５は、各アクティブターゲット装置ＡＴ1 〜ＡＴN からの折返波に対応する抽出信号データy1 (ｎ)〜yN (ｎ)をそれぞれ復調することにより、各アクティブターゲット装置ＡＴ1 〜ＡＴN のアップリンクデータＵＤを抽出する。
<Processing in demodulation circuit>
Next, the
ここで使用する復調方式は、アクティブターゲット装置１０の変調回路１５がアップリンクデータＵＤによってサブキャリア信号を変調する際の変調方式に対応したものであればよい。
＜効果＞
以上説明したように、通信統合レーダシステム１によれば、通信統合レーダ装置２０は、周知のＦＭＣＷレーダの手法を用いて、アクティブターゲット装置１０に起因する信号成分を個別に分離し、その分離された信号に基づいて、ウェイト行列Ｗの算出に必要なチャネル行列Ｈの生成を行っている。
The demodulation method used here may be any one corresponding to the modulation method used when the
<Effect>
As described above, according to the communication integrated
つまり、チャネル行列Ｈ（ひいてはウェイト行列Ｗ）の生成のために、特別なトレーニング信号の送受信を行う必要がないため、装置構成を簡易なものとすることができる。
また、通信統合レーダ装置２０は、通信区間で取得したサンプリングデータを記憶する記憶回路５１を備えており、重み付け回路５４は、その記憶回路５１から読み出した各チャネルＣＨ1 〜ＣＨL のサンプリングデータ（受信信号ベクトルｒ(ｎ)）を用いて、ウェイト行列Ｗとの乗算を実行するようにされている。
That is, since it is not necessary to transmit / receive a special training signal in order to generate the channel matrix H (and thus the weight matrix W), the apparatus configuration can be simplified.
Further, the communication integrated
このため、通信統合レーダ装置２０によれば、レーダ区間で取得したサンプリングデータに基づいてウェイト行列Ｗが生成され、そのウェイト行列Ｗを用いて通信区間で取得したサンプリングデータを処理するにも関わらず、レーダ区間を通信区間の後に設定することができる。
Therefore, according to the communication integrated
つまり、周期的に起動（電源オン）される送受信部２１において、その動作（電源電圧）が不安定な起動直後の期間を通信区間とし、その後の動作の安定した期間をレーダ区間とすることができる。従って、チャネル行列Ｈ、ひいてはウェイト行列Ｗの生成を精度よく行うことができ、その結果、抽出信号データy1 (ｎ)〜yN (ｎ)の分離精度、ひいてはアクティブターゲット装置１０（ＡＴ1 〜ＡＴN ）との通信の信頼性を向上させることができる。
That is, in the transmitter /
また、通信統合レーダ装置２０では、チャネル行列Ｈを生成する際に、変調区間毎に生成される受信信号ベクトルＸuj，Ｘdjを平均化することでチャネルベクトルｈj を生成し、このようにして生成された全てのチャネルベクトルｈ1 〜ｈN を配列することでチャネル行列Ｈを生成している。このため、両変調区間で検出されるピークの数（即ち、受信信号ベクトルの数）が異なる場合でも、両変調区間での検出結果の平均値を用いたチャネル行列Ｈを問題なく生成することができる。
Further, in the communication integrated
即ち、変調区間毎にチャネル行列を生成してからその平均を求めようとした場合、両変調区間でピークの数が異なると、チャネル行列の大きさが互いに異なったものとなってしまうため、単純に平均を求めることができないのである。 That is, when an average is calculated after generating a channel matrix for each modulation interval, the size of the channel matrix will be different if the number of peaks in both modulation intervals is different. The average cannot be obtained.
また、通信統合レーダシステム１によりば、通信統合レーダ装置２０は、複数のアクティブターゲット装置１０からの提供情報（アップリンクデータＵＤ）とその位置や速度に関する情報とを同時に取得することができるため、例えば、安全運転支援のための路車間通信システムや車車間通信システムのように、不特定多数の端末の情報と位置を検出するシステムを簡易に構築することができる。
＜変形例＞
本実施形態では、Ｓ５３０にて生成されたチャネルベクトルｈj をそのままチャネル行列Ｈの生成に使用しているが、（１６）式を用いて算出されたチャネルベクトルｈj (ｔ)を使用してチャネル行列Ｈを生成するように構成してもよい。但し、ｈj (ｔ)は今サイクルでチャネル行列Ｈの生成に使用するチャネルベクトル、ｈj (ｔ−１)は１サイクル前のチャネル行列Ｈの生成に使用されたチャネルベクトル、ｈj'(ｔ)は今サイクルのＳ５３０にて生成された現チャネルベクトル、α（０＜α＜１）は忘却係数である。
Further, according to the communication integrated
<Modification>
In the present embodiment, the channel vector h j generated in S530 is used as it is for the generation of the channel matrix H, but the channel vector h j (t) calculated using the equation (16) is used. The channel matrix H may be generated. However, h j (t) is a channel vector used for generating the channel matrix H in this cycle, h j (t−1) is a channel vector used for generating the channel matrix H one cycle before, and h j ′ ( t) is the current channel vector generated in S530 of the current cycle, and α (0 <α <1) is the forgetting factor.
ｈj (ｔ)＝（１−α）・ｈj'(ｔ)＋α・ｈj (ｔ−１) （１６）
但し、チャネルベクトルｈj'(ｔ)，ｈj (ｔ−１)を平均化する際には、両チャネルベクトルの間で、チャネルベクトルを構成する各要素ｈijの位相を、（１７）（１８）式に従って、基準となるチャネル（ここではＣＨ1 ）に合わせておく必要がある。
h j (t) = (1−α) · h j ′ (t) + α · h j (t−1) (16)
However, when the channel vectors h j ′ (t) and h j (t−1) are averaged, the phase of each element h ij constituting the channel vector is expressed by (17) ( In accordance with the equation (18), it is necessary to match the reference channel (here, CH 1 ).
φ1j＝ａｒｇ（ｈ1j'(ｔ)）−ａｒｇ（ｈ1j(ｔ−１)） （１７）
ｈj(ｔ−１)←ｈj(ｔ−１)×ｅｘｐ（ｊφ1j） （１８）
また、本実施形態では、ウェイト計算回路５３は、ウェイト行列Ｗを生成する際に、レーダ処理回路５２から供給されるチャネルベクトルｈj をそのまま使用しているが、（１９）式を用いて算出されたチャネル行列Ｈ(ｔ)を使用するように構成してもよい。但し、Ｈ(ｔ)は今サイクルでウェイト行列Ｗの生成に使用するチャネル行列、Ｈ(ｔ−１)は１サイクル前のウェイト行列Ｗの生成に使用されたチャネル行列、Ｈ’(ｔ)は今サイクルにレーダ処理回路５２から供給された現チャネル行列、α（０＜α＜１）は忘却係数である。
φ 1j = arg (h 1j ′ (t)) − arg (h 1j (t−1)) (17)
h j (t−1) ← h j (t−1) × exp (jφ 1j ) (18)
In the present embodiment, the
Ｈ(ｔ)＝（１−α）・Ｈ’(ｔ)＋α・Ｈ(ｔ−１) （１９）
但し、この場合も、両チャネル行列Ｈ’(ｔ)，Ｈ(ｔ−１)の間で、両チャネル行列を構成する各チャネルベクトルの位相を、上述の（１７）（１８）式に従って、基準となるチャネル（ここではＣＨ1 ）に合わせておく必要がある。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態について説明する。
H (t) = (1−α) · H ′ (t) + α · H (t−1) (19)
However, also in this case, the phase of each channel vector constituting both channel matrixes between the channel matrixes H ′ (t) and H (t−1) is determined in accordance with the above equations (17) and (18). It is necessary to match the channel (here CH 1 ).
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment will be described.
本実施形態では、通信統合レーダ装置２０の送受信部２１及び信号処理部２３の構成が、第１実施形態のものとは、一部異なるだけであるため、共通する部分には同一符号を付して説明を省略し、構成が異なる部分を中心に説明する。
＜送受信部の構成＞
図１６に示すように、本実施形態では、通信統合レーダ装置２０ａの送受信部２１ａは、複数の受信アンテナ３７に対して、受信アンプ４１，ミキサ４２，フィルタ４３，ＡＤ変換器４４からなる受信処理回路４０が一つだけ設けられており、更に、複数の受信アンテナ３７からいずれか一つを順次選択して、選択した受信アンテナ３７の受信信号を、受信処理回路４０に供給するスイッチ３８を備えている。
In the present embodiment, the configuration of the transmission /
<Configuration of transceiver unit>
As shown in FIG. 16, in this embodiment, the transmission /
このように構成された送受信部２１ａでは、スイッチ３８は、ＡＤ変換器４４の動作に同期してスイッチング周波数Ｆｓで切り替えられる。従って、反射波や折返波が各受信アンテナ３７で受信されると、その受信信号は、受信処理回路４０にて時分割で処理され、その結果、受信処理回路４０からは、各チャネルのビート信号のサンプリングデータを時分割多重したものが出力されることになる。
In the transmission /
なお、ローパスフィルタとして構成されるフィルタ４３の遮断周波数は、スイッチ３８の切り替えによって周波数帯域幅がＦｓ以上に広がった時分割多重ビート信号を歪みなくサンプリングすることができるように、Ｆｓ／２以上に設定する必要がある。
＜信号処理部の構成＞
信号処理部２３ａは、受信処理回路４０から出力される時分割多重されたサンプリングデータを、チャネルＣＨ1 〜ＣＨL 毎のサンプリングデータに分離すると共に、時分割動作に基づくチャネル間のサンプリングタイミングのずれを補償して、各チャネルＣＨ1 〜ＣＨL でのサンプリングタイミングが同時であると見なせるようにサンプリングデータの位相を補正する分離補正回路５６を備えており、この分離補正回路５６の出力を、記憶回路５１及びレーダ処理回路５２に供給するように構成されている。
＜効果＞
以上説明したように、通信統合レーダ装置２０ａでは、複数の受信アンテナ３７からの受信信号を一つの受信処理回路４０で処理するようにされている。
The cut-off frequency of the
<Configuration of signal processing unit>
The
<Effect>
As described above, in the communication integrated
従って、通信統合レーダ装置２０ａによれば、送受信部２１ａの構成が大幅に削減されるだけでなく、ローカル信号の出力、ひいてはＶＣＯ３１の出力を抑えることができるため、装置２０ａの小型化，低コスト化を図ることができる。
Therefore, according to the communication integrated
更に、通信統合レーダ装置２０ａによれば、複数の受信処理回路４０を用いる場合に生じる受信処理回路４０間の特性のばらつきによる影響を除去することができるため、各チャネルＣＨ1 〜ＣＨL 間の伝搬特性を精度よく検出することができ、その結果、精度の良いウェイト行列Ｗの生成、ひいてはアクティブターゲット装置１０との通信の信頼性を向上させることができる。
＜変形例＞
本実施形態では、送受信部２１ａが１つの送信アンテナ３６と複数の受信アンテナ３７とを備え、全ての受信アンテナ３７が受信処理回路４０を共用するように構成されているが、例えば、図１７に示す送受信部２１ｂのように、複数の送信アンテナ３６と１つの受信アンテナ３７とを備えた構成、あるいは図１８に示すように、複数の送信アンテナ３６と複数の受信アンテナ３７とを備えた構成としてもよい。
Furthermore, according to the communication integrated
<Modification>
In the present embodiment, the transmission /
そして、前者の場合、送受信部２１ｂに、複数の送信アンテナ３６のうちの一つを順次選択し、選択した送信アンテナ３６に送信アンプ３５の出力を供給するスイッチ３９を設け、送信用の構成３１〜３５を各送信アンテナ３６が共用するように構成すればよい。
In the former case, the transmission /
また、後者の場合、送受信部２１ｃにスイッチ３８，３９を設け、複数の送信アンテナ３６が送信用の構成３１〜３５を共用し、且つ複数の受信アンテナ３７が受信処理回路４０を共用するように構成すればよい。
In the latter case, the transmission /
特に、送信アンテナ３６及び受信アンテナ３７のいずれも複数設けた送受信部２１ｂでは、少ないアンテナ数で、より多くのチャネルを実現することができる。
例えば、９チャネルを実現する場合、送信アンテナ又は受信アンテナの一方が１個である場合は、他方が９個必要なため、合計１０個ものアンテナが必要となるが、送信アンテナ及び受信アンテナをいずれも３個ずつ設ければ、６個のアンテナで同じ９チャネルを実現することができる。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態について説明する。
In particular, in the transmission /
For example, in the case of realizing 9 channels, when one of the transmission antenna and the reception antenna is 1, the other requires 9 antennas, so a total of 10 antennas are necessary. If three are provided, the same nine channels can be realized with six antennas.
[Third Embodiment]
Next, a third embodiment will be described.
本実施形態では、通信統合レーダ装置２０の送受信部２１における受信処理回路４０の構成、及び信号処理部２３におけるレーダ処理回路５２での処理が、第１実施形態のものとは、一部異なるだけであるため、共通する部分には同一符号を付して説明を省略し、構成が異なる部分を中心に説明する。
＜送受信部の構成＞
図１９は、本実施形態における、受信処理回路４０ａの構成を示すブロック図である。
In the present embodiment, the configuration of the
<Configuration of transceiver unit>
FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of the
図１９に示すように、受信処理回路４０ａは、受信アンプ４１，ミキサ４２，フィルタ４３，ＡＤ変換器４４を備え、更に、ミキサ４２の出力から不要な信号成分を除去してＩＦ帯の信号成分を抽出するフィルタ６１と、発振周波数の制御が可能な電圧制御発振器（ＶＣＯ）６３と、フィルタ６１の出力に基づいて、アクティブターゲット装置１０で重畳されたサブキャリア信号と同じ周波数のローカル信号をＶＣＯ６３が生成するようにＶＣＯ６３を制御する搬送波再生回路６２と、フィルタ６１の出力にＶＣＯ６３が生成するローカル信号を混合することにより、ＩＦ帯のビート信号をＢＢ帯にダウンコンバートするミキサ６４と、ミキサ６４の出力から不要な信号成分を除去してＢＢ帯のビート信号を抽出するフィルタ６５と、フィルタ６５で抽出されたビート信号をサンプリングするＡＤ変換器６６と、ＶＣＯ６３が生成するローカル信号の位相を９０°シフトさせる遅延回路６７と、フィルタ６１の出力に遅延回路６７の出力を混合することにより、ＩＦ帯のビート信号をＢＢ帯にダウンコンバートするミキサ６８と、ミキサ６８の出力から不要な信号成分を除去してＢＢ帯のビート信号を抽出するフィルタ６９と、フィルタ６９で抽出されたビート信号（但し、フィルタ６５の出力とは位相が９０°異なる）をサンプリングするＡＤ変換器７０とを備えている。
As shown in FIG. 19, the
なお、フィルタ４３，６５，６９は、周波数ΔＦｂが取り得る上限値を遮断周波数とするローパスフィルタとして構成され、また、ＡＤ変換器４４，６６，７０は、周波数ΔＦｂが取り得る上限値の２倍以上のサンプリング周波数で、ビート信号をサンプリングするように構成されている。
The
つまり、フィルタ４３，ＡＤ変換器４４は、反射波に基づくビート信号を処理し、追加された構成６１〜７０では、折返波に基づくビート信号をＢＢ帯にダウンコンバートして処理し、しかも互いに直交した二つの信号成分をそれぞれ検波して二つの信号を生成するようにされている。
＜レーダ処理回路の処理＞
レーダ処理回路５２は、ＢＢ帯ビート信号処理ではＳ１１０を省略し、ＩＦ帯ビート信号処理ではＳ２１０〜Ｓ２２０を省略して処理を実行するように構成されている。
＜重み付け回路の処理＞
重み付け回路５４は、Ｓ９１０〜Ｓ９２０を省略して処理を実行するように構成されている。
＜効果＞
以上説明したように、受信処理回路４０ａでは、反射波に基づくビート信号と、折返波に基づくビート信号を別々にサンプリングし、しかも、折返波に基づくビート信号は、ＢＢ帯にダウンコンバートしてからサンプリングするようにされている。
That is, the
<Processing of radar processing circuit>
The
<Weighting circuit processing>
The
<Effect>
As described above, in the
従って、ＩＦ帯に対応したサンプリング周波数の高いＡＤ変換器を用いる必要がないため、レーダ処理回路５２での処理負荷や記憶回路５１でサンプリングデータを記憶するために確保すべき容量を大幅に削減することができる。
Therefore, since it is not necessary to use an AD converter having a high sampling frequency corresponding to the IF band, the processing load in the
なお、受信処理回路４０ａは、第２実施形態及びその変形例の構成に適用してもよい。
［第４実施形態］
次に、第４実施形態について説明する。
Note that the
[Fourth Embodiment]
Next, a fourth embodiment will be described.
本実施形態では、レーダ処理回路５２が実行するチャネル行列算出処理の内容が、第１実施形態のものとは異なるだけであるため、この相違する部分についてのみ詳述する。
図２０に示すように、本実施形態におけるチャネル行列算出処理では、まず、Ｓ１５１０では、変調区間毎に区間別チャネル行列Ｈｕ，Ｈｄを算出し、続くＳ１５２０では、Ｓ１５１０で算出した区間別チャネル行列Ｈｕ，Ｈｄを平均化することでチャネル行列Ｈを算出して、本処理を終了する。
In the present embodiment, the contents of the channel matrix calculation process executed by the
As shown in FIG. 20, in the channel matrix calculation process in this embodiment, first, in S1510, the channel matrices Hu and Hd for each section are calculated for each modulation section, and in the subsequent S1520, the channel matrix for each section Hu calculated in S1510. , Hd is averaged to calculate the channel matrix H, and this process is terminated.
なお、区間別チャネル行列Ｈｕ，Ｈｄを平均化する際には、両チャネル行列Ｈｕ，Ｈｄの間で、両チャネル行列を構成する各チャネルベクトルの位相を、上述の（１７）（１８）式に示した手法と同様の手法によって、基準となるチャネルに合わせておく必要がある。 When the channel matrices Hu and Hd for each section are averaged, the phase of each channel vector constituting both channel matrices between both channel matrices Hu and Hd is expressed by the above equations (17) and (18). It is necessary to match with the reference channel by the same method as shown.
このように構成された本実施形態の通信統合レーダ装置２０によれば、チャネル行列Ｈの精度を向上させることができる。
［第５実施形態］
次に第５実施形態について説明する。
According to the communication integrated
[Fifth Embodiment]
Next, a fifth embodiment will be described.
本実施形態では、送受信部２１の駆動信号生成回路３２が生成する駆動信号、及びレーダ処理回路５２が実行するチャネル行列算出処理の一部が、第１実施形態のものとは異なるだけであるため、この相違する部分についてのみ詳述する。
In the present embodiment, the drive signal generated by the drive
本実施形態において、駆動信号生成回路３２は、図２１に示すように、レーダ区間にて、上昇変調区間及び下降変調区間からなる一連の変調（以下「第１単位区間」「第２単位区間」という）を２回行うような駆動信号を生成する。しかも、両単位区間で、変調の傾き（周波数の掃引速度）が異なるように設定されており、ここでは、第１単位区間より第２単位区間の方が変調の傾きが小さくなるように設定されている。
In the present embodiment, as shown in FIG. 21, the drive
そして、チャネル行列算出処理では、Ｓ５２０，Ｓ５３０の処理が、第１実施形態とは異なっている。
即ち、Ｓ５２０では、変調区間毎の受信信号ベクトルを、単位区間毎に算出し、続くＳ５３０では、Ｓ５２０にて算出された同一チャネルに関する４個の受信信号ベクトルの平均を求めることでチャネルベクトルｈj を算出する。
In the channel matrix calculation process, the processes in S520 and S530 are different from those in the first embodiment.
That is, in S520, a received signal vector for each modulation section is calculated for each unit section, and in subsequent S530, an average of the four received signal vectors for the same channel calculated in S520 is obtained to obtain a channel vector h j. Is calculated.
つまり、この場合のチャネルベクトルｈj は（２０）式により算出される。但し、第ｋ単位区間に識別番号ｊで特定されるピークペアについて得られる上昇変調区間での受信信号ベクトルをＸuj(ｋ)、下降変調区間での受信信号ベクトルをＸdj(ｋ)、単位区間の数をＭとする。 That is, the channel vector h j in this case is calculated by the equation (20). However, the received signal vector in the up modulation section obtained for the peak pair specified by the identification number j in the kth unit section is X uj (k), the received signal vector in the down modulation section is X dj (k), and the unit section Let M be the number of.
従って、本実施形態によれば、チャネル行列Ｈの精度や信頼性をより向上させることができる。
なお、ピークが重複していると判断された場合には、その重複したピークに対応する受信信号ベクトルを破棄して、チャネルベクトルｈj を算出するように構成してもよいし、その重複したピークのみ平均化に使用されないように破棄してもよい。
Therefore, according to the present embodiment, the accuracy and reliability of the channel matrix H can be further improved.
If it is determined that the peaks overlap, the received signal vector corresponding to the overlapped peak may be discarded and the channel vector h j may be calculated. Only the peaks may be discarded so that they are not used for averaging.
これにより、ピークが重複する場合でも重複の影響を回避して処理を実行することができる。
［第６実施形態］
次に第６実施形態について説明する。
Thereby, even when the peaks overlap, it is possible to avoid the influence of the overlap and execute the processing.
[Sixth Embodiment]
Next, a sixth embodiment will be described.
本実施形態では、レーダ処理回路５２が実行するチャネル行列算出処理の内容の一部が、第１実施形態のものとは異なるだけであるため、この相違する部分についてのみ詳述する。 図２３に示すように、本実施形態におけるチャネル行列算出処理では、Ｓ５１０〜Ｓ５２０は、第１実施形態と同様に、識別番号ｊを初期化（ｊ←１）し（Ｓ５１０）、識別番号ｊで特定されるピークペアについて、変調区間毎の受信信号ベクトルＸuj，Ｘdjを生成する（Ｓ５２０）。
In the present embodiment, only a part of the contents of the channel matrix calculation process executed by the
続くＳ５２２では、識別番号ｊで特定されるピークぺアと対になる虚像（図２４参照）のピークペアが存在するか否かを判断し、虚像のピークペアが存在しなければ、Ｓ５３０にて、第１実施形態の場合と同様に、受信信号ベクトルＸuj，Ｘdjを平均することでチャネルベクトルｈj を求めて、Ｓ５４０に進む。 In subsequent S522, it is determined whether or not there is a virtual image peak pair (see FIG. 24) that is paired with the peak pair identified by the identification number j. If there is no virtual image peak pair, in S530, As in the case of the first embodiment, the received signal vectors X uj and X dj are averaged to obtain the channel vector h j , and the process proceeds to S540.
一方、虚像のピークペアが存在すれば、Ｓ５２４にて、その虚像の受信信号ベクトルＸＲuj，ＸＲdjを抽出し、続くＳ５２６では、先のＳ５２０及びＳ５２４にて抽出された四つの受信信号ベクトルＸuj，Ｘdj，ＸＲuj，ＸＲdjを、（２１）式に従って平均することでチャネルベクトルｈj を算出し、Ｓ５４０に進む。 On the other hand, if there is a peak pair of the virtual image, the received signal vectors XR uj and XR dj of the virtual image are extracted in S524, and in the subsequent S526, the four received signal vectors X uj extracted in the previous S520 and S524 are extracted. , X dj , XR uj , XR dj are averaged according to equation (21) to calculate a channel vector h j , and the process proceeds to S540.
ｈｊ＝（Ｘuj＋Ｘdj＋ＸＲuj＋ＸＲdj）／４ （２１）
以下Ｓ５４０〜Ｓ５６０は、第１実施形態の場合と同様である。
＜効果＞
以上説明したように、本実施形態では、虚像の情報も利用して、チャネルベクトルｈj を求めているため、このチャネルベクトルｈj を用いて生成されるチャネル行列Ｈやウェイト行列Ｗの精度を向上させることができる。
［第７実施形態］
次に第７実施形態について説明する。
hj = (X uj + X dj + XR uj + XR dj ) / 4 (21)
Hereinafter, S540 to S560 are the same as those in the first embodiment.
<Effect>
As described above, in the present embodiment, since the channel vector h j is obtained also using the virtual image information, the accuracy of the channel matrix H and the weight matrix W generated using the channel vector h j is increased. Can be improved.
[Seventh Embodiment]
Next, a seventh embodiment will be described.
本実施形態では、ウェイト計算回路５３及び重み付け回路５４での処理が第１実施形態の場合とは異なるため、この相違する部分を中心に説明する。
＜ウェイト計算処理＞
ウェイト計算回路５３が実行するウェイト計算処理では、図２５に示すように、Ｓ６１０にて、識別番号ｊを初期化（ｊ←１）して、Ｓ６２０に進む。
In the present embodiment, since the processing in the
<Weight calculation process>
In the weight calculation processing executed by the
但し、本実施形態では、識別番号ｊは、受信電力の大きいピークペアから順番に付与され、即ち、識別番号１で特定されるアクティブターゲット装置ＡＴ1 からの受信電力が最も大きく、識別番号Ｎで特定されるアクティブターゲット装置ＡＴN からの受信電力が最も小さくなるようにされている。
However, in this embodiment, the identification number j is assigned in order from the peak pair with the largest received power, that is, the received power from the active target device AT 1 identified by the
Ｓ６２０では、チャネル行列ＨからウェイトベクトルＷj を算出し、続くＳ６３０では、その算出したウェイトベクトルＷj を重み付け回路５４に出力して、Ｓ６４０に進む。
なお、ウェイトベクトルＷj の算出は、第１実施形態にて説明した手法を用いて算出することができる。
In S620, the weight vector W j is calculated from the channel matrix H, and in the subsequent S630, the calculated weight vector W j is output to the
The weight vector W j can be calculated using the method described in the first embodiment.
Ｓ６４０では、チャネル行列Ｈから識別番号ｊで特定されるピークペア（即ち、アクティブターゲット装置ＡＴj ）の応答を表す列を削除して、Ｓ６５０に進む。
Ｓ６５０では、識別番号ｊを更新し（ｊ←ｊ＋１）、続くＳ６６０では、更新した識別番号ｊが、検出されたピークペア数Ｎ以下であるか否かを判断する。そして、識別番号ｊがピークペア数Ｎ以下であれば、Ｓ６２０に戻り、Ｓ６４０にて更新されたチャネル行列Ｈを用いてＳ６２０〜Ｓ６５０の処理を繰り返し、識別番号ｊがピークペア数Ｎより大きければ、本処理を終了する。
＜重み付け処理＞
重み付け回路５４が実行する重み付け処理では、図２６に示すように、Ｓ７１０にて、識別番号ｊを初期化（ｊ←１）して、Ｓ７２０に進む。
In S640, the column representing the response of the peak pair identified by the identification number j (that is, the active target device AT j ) is deleted from the channel matrix H, and the process proceeds to S650.
In S650, the identification number j is updated (j ← j + 1), and in subsequent S660, it is determined whether or not the updated identification number j is equal to or less than the detected number N of peak pairs. If the identification number j is less than or equal to the number N of peak pairs, the process returns to S620, and the processing of S620 to S650 is repeated using the channel matrix H updated in S640. The process ends.
<Weighting process>
In the weighting process executed by the
Ｓ７２０では、アップリンク区間に取得されたサンプリングデータからなる受信信号ベクトルｒ(ｎ)を記憶回路５１から順次読み出して、ウェイト計算回路５３から供給されるウェイトベクトルＷj と乗算することにより、識別番号ｊで特定されるアクティブターゲット装置ＡＴjからの信号を表す抽出信号データｙj を求め、続くＳ７３０では、その求めた抽出信号データｙj を復調回路５５に出力してＳ７４０に進む。
In S720, the received signal vector r consisting of sampling data obtained in the uplink section of the (n) sequentially reads from the
Ｓ７４０では、受信信号ベクトルｒ(ｎ)を、（２２）式に従って更新し、これを記憶回路５１に記憶して、Ｓ７５０に進む。
なお、ｙ'j(ｎ)は、復調回路５５にて復調されたアップリンクデータＵＤから逆算された抽出信号データである。
In S740, the received signal vector r (n) is updated according to the equation (22), stored in the
Note that y ′ j (n) is extracted signal data calculated backward from the uplink data UD demodulated by the
ｒ（ｎ）←ｒ（ｎ）−ｈｊ×ｙ’ｊ（ｎ） （２２）
つまり、アクティブターゲット装置ＡＴj の信号成分を受信信号ベクトルｒ（ｎ）から除去したものが、更新後の受信信号ベクトルｒ（ｎ）となる。
r (n) ← r (n) −hj × y′j (n) (22)
That is, the signal component of the active target device AT j removed from the received signal vector r (n) becomes the updated received signal vector r (n).
Ｓ７５０では、識別番号ｊを更新し（ｊ←ｊ＋１）、続くＳ７６０では、更新した識別番号ｊが、検出されたピークペア数Ｎ以下であるか否かを判断する。そして、識別番号ｊがピークペア数Ｎ以下であれば、Ｓ７２０に戻り、Ｓ７４０にて更新された受信信号ベクトルｒ(ｎ)を用いてＳ７２０〜Ｓ７５０の処理を繰り返し、識別番号ｊがピークペア数Ｎより大きければ、本処理を終了する。
＜効果＞
以上説明したように、本実施形態では、抽出信号データｙj の分離抽出を受信電力の大きいものから順次実行し、しかも、分離抽出された抽出信号データｙj の信号成分を、その都度、受信信号ベクトルｒ(ｎ)から除去して、抽出信号データｙj の分離抽出を繰り返す、いわゆる、順序付け逐次復号（ＯＳＤ：Ｏｒｄｅｒｅｄ ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を行っている。
In S750, the identification number j is updated (j ← j + 1), and in subsequent S760, it is determined whether or not the updated identification number j is equal to or less than the detected number N of peak pairs. If the identification number j is less than or equal to the number N of peak pairs, the process returns to S720, and the processing of S720 to S750 is repeated using the received signal vector r (n) updated in S740. If it is larger, the process is terminated.
<Effect>
As described above, in this embodiment, the extraction and extraction of the extracted signal data y j are sequentially performed in descending order of reception power, and the signal components of the extracted and extracted signal data y j are received each time. So-called ordered sequential detection (OSD) is performed by removing the signal vector r (n) and repeating the separation and extraction of the extracted signal data y j .
従って、本実施形態によれば、受信電力が小さく通信品質が低いアクティブターゲット装置１０の受信信号に対するダイバーシチ利得を得ることができるため通信品質を向上させることができる。
Therefore, according to the present embodiment, it is possible to obtain a diversity gain for the received signal of the
なお、本実施形態では、ピークペアの受信電力が大きいものから順に分離抽出を行っているが、分離抽出の順番はこれに限るものではなく、任意の順番で行ってもよい。
また、アップリンクデータＵＤが誤り訂正符号で符号化されている場合、アップリンクデータＵＤの検出結果に対して誤り訂正復号した後に再符号化および再変調して受信データの信号成分ｙ'j(ｎ)を生成してもよい。これにより、受信信号ベクトルｒ(ｎ)からの分離抽出済み信号成分の除去精度を向上させることができ、ひいてはアクティブターゲット装置ＡＴ1 〜ＡＴN との通信品質をより向上させることができる。
［第８実施形態］
次に、第８実施形態について説明する。
In the present embodiment, the separation and extraction are performed in order from the highest received power of the peak pair, but the order of separation and extraction is not limited to this and may be performed in an arbitrary order.
Further, when the uplink data UD is encoded with an error correction code, the error correction decoding is performed on the detection result of the uplink data UD, and then the signal component y ′ j ( n) may be generated. Thus, it is possible to improve the removal accuracy of the separation already extracted signal components from the received signal vector r (n), it is possible to turn improves more the communication quality of the active target device AT 1 to AT N.
[Eighth Embodiment]
Next, an eighth embodiment will be described.
本実施形態では、レーダ処理回路５２が実行するＩＦ帯ビート信号処理、及びウェイト計算回路５３が実行する処理の一部が第１実施形態とは異なるだけであるため、この相違する部分を中心に説明する。
＜ＩＦ帯ビート信号処理＞
図２７に示すように、本実施形態におけるＩＦビート信号処理では、Ｓ２１０〜Ｓ２５０は、第１実施形態の場合と同様であり、続くＳ２５５にて、チャネル相関行列算出処理を実行し、更に、Ｓ２６０では、先のＳ２５０にて算出されたチャネル行列Ｈと先のＳ２５５にて算出されたチャネル相関行列Ｈ*ＨTとを、ウェイト計算回路５３に出力して、本処理を終了する。
In the present embodiment, only a part of the IF band beat signal processing executed by the
<IF band beat signal processing>
As shown in FIG. 27, in the IF beat signal processing in the present embodiment, S210 to S250 are the same as those in the first embodiment, and in the subsequent S255, a channel correlation matrix calculation process is executed, and further, S260. Then, the channel matrix H calculated in the previous S250 and the channel correlation matrix H * H T calculated in the previous S255 are output to the
但し、Ｓ２３０の電子スキャンＦＭＣＷレーダ処理においてＳ３７０の角度スペクトル算出処理では、（２３）式に示すような相関行列Ｒj を使用して角度スペクトルを算出するＭＵＳＩＣ等の手法が用いられているものとする。但し、Ｒj は、識別番号ｊで特定されるアクティブターゲット装置ＡＴj に対応するビート周波数の相関行列であり、ｘijは、アクティブターゲット装置ＡＴj からの信号に対するチャネルＣＨi のチャネル応答、Ｅ［］は期待値、添字のＨは複素共役転置、添字の＊は複素共役を表す。 However, in the electronic spectrum FMCW radar process of S230, the angle spectrum calculation process of S370 uses a technique such as MUSIC that calculates the angle spectrum using the correlation matrix R j as shown in equation (23). To do. Where R j is a correlation matrix of beat frequencies corresponding to the active target device AT j identified by the identification number j, x ij is a channel response of the channel CH i to the signal from the active target device AT j , E [] Represents an expected value, the subscript H represents a complex conjugate transpose, and the subscript * represents a complex conjugate.
Ｒ（ｔ）＝（１−α）Ｒ’（ｔ）＋αＲ（ｔ−１） （２４）
＜チャネル相関行列算出処理の詳細＞
次に、Ｓ２５５で実行するチャネル相関行列算出処理の詳細を、図２８に示すフローチャートに沿って説明する。
R (t) = (1-α) R ′ (t) + αR (t−1) (24)
<Details of channel correlation matrix calculation processing>
Next, details of the channel correlation matrix calculation processing executed in S255 will be described with reference to the flowchart shown in FIG.
図２８に示すように、本処理では、まず、Ｓ８１０にて、識別番号ｊを初期化（ｊ←１）して、Ｓ８２０に進む。
Ｓ８２０では、識別番号ｊで特定されるピークペアについて、各変調区間毎に、Ｓ３７０の角度スペクトル算出処理で求められた相関行列（以下「区間相関行列」という）Ｒuj，Ｒdjを抽出し、続くＳ８３０では、区間相関行列Ｒuj，Ｒdjを平均することで相関行列Ｒj を求めて（（２５）式参照）、Ｓ８４０に進む。
As shown in FIG. 28, in this process, first, in S810, the identification number j is initialized (j ← 1), and the process proceeds to S820.
In S820, the correlation matrix (hereinafter referred to as “interval correlation matrix”) R uj and R dj obtained by the angle spectrum calculation process in S370 is extracted for each modulation interval for the peak pair specified by the identification number j, and then continued. In S830, the correlation matrix R j is obtained by averaging the interval correlation matrices R uj and R dj (see equation (25)), and the process proceeds to S840.
Ｒj ＝（Ｒuj＋Ｒdj）／２ （２５）
Ｓ８４０では、識別番号ｊを更新し（ｊ←ｊ＋１）、続くＳ８５０では、更新した識別番号ｊが、検出ターゲット数Ｎ以下であるか否かを判断する。そして、識別番号ｊが検出ターゲット数Ｎ以下であれば、Ｓ８２０に戻って、Ｓ８２０〜Ｓ８４０の処理を繰り返し、識別番号ｊが検出ターゲット数Ｎより大きければ、Ｓ８６０に進む。
R j = (R uj + R dj ) / 2 (25)
In S840, the identification number j is updated (j ← j + 1), and in the subsequent S850, it is determined whether or not the updated identification number j is equal to or smaller than the detection target number N. If the identification number j is equal to or smaller than the detected target number N, the process returns to S820, and the processing of S820 to S840 is repeated. If the identification number j is larger than the detected target number N, the process proceeds to S860.
Ｓ８６０では、算出された相関行列Ｒ1 〜ＲN に基づき、（２６）式によってチャネル相関行列Ｈ*ＨTを算出して本処理を終了する。 In S860, based on the calculated correlation matrices R 1 to R N , the channel correlation matrix H * H T is calculated by the equation (26), and this process is terminated.
＜ウェイト計算回路での処理＞
ウェイト計算回路５３では、第１実施形態と同様に、（１１）式を用いてウェイト行列Ｗを算出する。
<Processing in weight calculation circuit>
The
但し、（１１）式に現れるチャネル相関行列Ｈ*ＨTについては、レーダ処理回路５２にて算出された値を用いて計算を行う。
＜効果＞
以上説明したように、本実施形態では、角度スペクトルの算出に用いた相関行列Ｒからチャネル相関行列Ｈ*ＨTを求め、これをウェイト行列Ｗの算出に使用している。
However, (11) for the channel correlation matrix H * H T appearing in formulas, the calculation is performed using the value calculated in
<Effect>
As described above, in the present embodiment obtains a channel correlation matrix H * H T from the correlation matrix R used for calculation of the angular spectrum, it uses this to calculate the weight matrix W.
従って、ウェイト行列Ｗを生成する際の処理負荷、ひいては、信号処理部２３全体で見た場合の処理負荷を軽減することができる。
［他の実施形態］
上記実施形態では、通信統合レーダ装置２０において、発振器３１は搬送波周波数帯の信号を発生するように構成されているが、送信アンプ３５と送信アンテナ３６との間に入力信号の周波数をＰ倍して出力する逓倍器を追加し、発振器３１は搬送波周波数帯のＰ分の１の周波数帯の信号を発生するように構成してもよい。これにより、発振器３１，電力分配器３３，送信アンプ３５を、使用周波数の低いものを用いて構成することができるため、装置コストを抑えることができる。
Therefore, it is possible to reduce the processing load when generating the weight matrix W, and hence the processing load when viewed by the entire signal processing unit 23.
[Other Embodiments]
In the above embodiment, in the communication integrated
上記実施形態では、アクティブターゲット装置１０の受信アンテナ１１はスイッチ１２に接続されているが、例えば、受信アンテナ１１とスイッチ１２の間に受信アンプを追加してもよい。これにより、復調回路１３及び変調増幅器１６への入力電力が大きくなり、通信品質を高めることができる。
In the above embodiment, the
上記実施形態では、アクティブターゲット装置１０においてスイッチ１２が用いられているが、このスイッチ１２の代わりに、制御回路１４からの制御が不要な分配器を用いてもよい。これにより、装置コストを抑えることができる。
In the above embodiment, the
上記実施形態では、通信区間がレーダ区間の前に設定されているが、通信区間のうち、ダウンリンク区間をレーダ区間の前に設定し、アップリンク区間をレーダ区間の後に設定してもよい。これにより、レーダ区間でのビート信号によりウェイト行列を算出した後に、アップリンクデータが重畳された信号を受信することになるため、アップリンク区間にサンプリングしたビート信号を記憶する必要がなく、記憶回路５１の容量を削減することができる。 In the above embodiment, the communication section is set before the radar section, but the downlink section may be set before the radar section and the uplink section may be set after the radar section among the communication sections. As a result, after calculating the weight matrix from the beat signal in the radar section, the signal on which the uplink data is superimposed is received, so there is no need to store the sampled beat signal in the uplink section. 51 capacity can be reduced.
上記実施形態では、通信区間のアップリンク区間でアップリンクデータＵＤを通信するようにされているが、例えば、アップリンクの伝送速度が距離周波数スペクトル上で分離できる程度に小さい場合には、レーダ区間の一部又は全部をアップリンク区間に設定してもよい。この場合、レーダ波の送信時間が短くなるため、他の無線局との干渉を低減することができる。 In the above embodiment, the uplink data UD is communicated in the uplink section of the communication section. For example, when the uplink transmission rate is small enough to be separated on the distance frequency spectrum, the radar section A part or all of the above may be set in the uplink section. In this case, since the transmission time of the radar wave is shortened, interference with other radio stations can be reduced.
上記実施形態では、通信区間において、通信統合レーダ装置２０の変調回路３４はダウンリンクデータＤＤで変調したサブキャリア信号を変調信号としているが、例えば、ベースバンドのままのダウンリンクデータＤＤを変調信号とするように構成してもよい。
In the above embodiment, in the communication section, the
この場合、通信統合レーダ装置２０の変調回路３４及びアクティブターゲット装置１０の復調回路１３の構成を簡易なものとすることができ、装置コストを抑えることができる。
In this case, the configuration of the
上記実施形態では、ＩＦ帯のビート信号をＡＤ変換器４４で通常のサンプリングを実行し、受信信号から再生されたサブキャリア信号を乗算することによりベースバンドにダウンコンバートしている（Ｓ２２０）が、例えば、ＡＤ変換器４４でアンダーサンプリングすることによりＢＢ帯に近い周波数Ｆif’へダウンコンバートした上で、受信信号から再生されたサブキャリア信号を乗算することによりベースバントにダウンコンバートしてもよい。
In the above-described embodiment, the IF band beat signal is subjected to normal sampling by the
この場合、ＡＤ変換器４４のサンプリング周波数を低くできると共に、サブキャリア信号の再生および乗算にかかる計算負荷を低減することができる。
なお、アンダーサンプリングする場合のＡＤ変換器４４のサンプリング周波数Ｆｓは、以下に示す条件式（２７）〜（３０）を満たす必要がある。但し、ＢＷはＩＦ帯のビート信号の周波数帯域幅、ΔＦｂｍａｘは反射波に基づくＢＢ帯のビート信号の最大周波数を示す。また、（２９）は２Ｆif／Ｆｓの整数部分が偶数の場合、（３０）は２Ｆif／Ｆｓの整数部分が奇数の場合である。
In this case, the sampling frequency of the
Note that the sampling frequency Fs of the
Ｆｓ／２ ＞ Ｆif’＋ＢＷ／２ （２７）
ΔＦｂｍａｘ ＜ Ｆif’−ＢＷ／２ （２８）
Ｆif’＝ｒｅｍ（Ｆif，Ｆｓ） （２９）
Ｆif’＝Ｆｓ−ｒｅｍ（Ｆif，Ｆｓ） （３０）
上記実施形態では、レーダ区間において、アクティブターゲット装置１０の送信アンプは１６一定時間（アップリンク区間，レーダ区間）の間だけ動作するように構成されているが、例えば、この一定時間の時間情報をダウンリンクデータＤＤによって通信統合レーダ装置２０から得るようにしてもよい。この場合、アクティブターゲット装置１０を、通信区間，レーダ区間の時間やタイミングの仕様が異なる通信統合レーダシステムにて共通に使用することが可能となる。
Fs / 2> Fif ′ + BW / 2 (27)
ΔFbmax <Fif′−BW / 2 (28)
Fif ′ = rem (Fif, Fs) (29)
Fif ′ = Fs−rem (Fif, Fs) (30)
In the above-described embodiment, the transmission amplifier of the
本実施形態では、レーダ区間において、アクティブターゲット装置１０の変調回路１５はＩＦ帯の無変調のサブキャリア信号を発生するが、例えば、直交した符号系列の１つで変調されたＩＦ帯のサブキャリア信号を発生してもよい。これにより、各アクティブターゲット装置１０からの折返波に基づくビート信号が距離周波数スペクトル上で重複する場合でも、符号系列の直交性により確実に分離することができ、信頼性の高いチャネル行列を生成することができる。
In the present embodiment, in the radar section, the
本実施形態では、ＩＦ帯の各ビート信号を、ＢＢ帯にダウンコンバートしてから距離周波数スペクトルを算出する処理を行っているが、ＩＦ帯のビート信号をそのままＦＦＴ処理してＩＦ帯で距離周波数スペクトルを算出するように構成してもよい。この場合、ＩＦ帯のビート信号をＢＢ帯にダウンコンバートするための構成や処理が不要となり、装置構成を簡略化することができる。 In this embodiment, each beat signal in the IF band is down-converted to the BB band, and then the distance frequency spectrum is calculated. However, the IF band beat signal is subjected to FFT processing as it is and the distance frequency in the IF band is calculated. You may comprise so that a spectrum may be calculated. In this case, a configuration and processing for down-converting the IF band beat signal to the BB band are not required, and the apparatus configuration can be simplified.
上記実施形態では、通信統合レーダ装置２０の送信アンテナ３６からアクティブターゲット装置１０を介して通信統合レーダ装置２０の受信アンテナ３７に至るチャネル応答を用いてチャネル行列Ｈを生成しているが、例えば、通信統合レーダ装置２０の発振器３１からアクティブターゲット装置１０を介して通信統合レーダ装置２０のミキサ４２に至るチャネル応答を用いてチャネル行列Ｈを生成してもよい。これにより、通信統合レーダ装置２０の送信アンプ３５、送信アンテナ３６、受信アンテナ３７、受信アンプ４１による振幅と位相の変動を補正することなく空間分割多重の処理を実現することができる。
In the above embodiment, the channel matrix H is generated using the channel response from the
上記第２実施形態及びその変形例では、通信区間およびレーダ区間のいずれにおいても分離補正回路５６により時分割多重による位相遅れを補正するが、例えば、通信区間において、分離補正回路５６は分離のみを行い、ウェイト計算回路５３はウェイト行列Ｗに時分割多重による位相遅れを乗算することにより、重み付け回路５４は各アクティブターゲット装置１０に関する抽出信号データｙ1 (ｎ)〜ｙN (ｎ)の分離抽出と時分割多重による位相遅れの補正を同時に行うようにしてもよい。これにより、計算負荷を低減することができる。
In the second embodiment and its modification, the phase correction due to time division multiplexing is corrected by the
上記実施形態では、受信信号ベクトルＸuj，Ｘdjを平均化することでチャネルベクトルｈj を求めているが、例えば、相関行列Ｒuj，Ｒdjを固有展開し、その最大固有値に対応する固有ベクトルを、前記受信信号ベクトルｒ(ｎ)と置き換えて使ってもよい。これにより、干渉波や雑音の影響を除いて精度のよいチャネル行列Ｈを求めることができるため、アクティブターゲット装置１０との通信品質を高めることができる。
また、複数のアクティブターゲット装置１０に基づくビート周波数が重複する場合、相関行列Ｒuj，Ｒdjの最大固有値に対応する固有ベクトルのみならず、第２、第３の大きさの固有値に対応する固有ベクトルを用いてもよい。ただし、それぞれの固有ベクトルとアクティブターゲット装置１０との対応は、固有値の大きさの比と角度スペクトル算出時に求めた信号強度（反射電力）比との関係から推測する。これにより、ビート周波数が重複する場合でも精度のよいチャネル行列Ｈを求めることができ、アクティブターゲット装置１０との通信品質劣化を防ぐことができる。
In the above embodiment, the received signal vectors X uj and X dj are averaged to obtain the channel vector h j . For example, the correlation matrices R uj and R dj are eigenexpanded and the eigenvector corresponding to the maximum eigenvalue is obtained. May be used in place of the received signal vector r (n). Thereby, since the channel matrix H with high accuracy can be obtained by removing the influence of interference waves and noise, the communication quality with the
When beat frequencies based on a plurality of
１…通信統合レーダシステム １０…アクティブターゲット装置 １１…受信アンテナ １２…スイッチ １３…復調回路 １４…制御回路 １５…変調回路 １６…変調増幅器、１７…送信アンテナ ２０，２０ａ…通信統合レーダ装置 ２１，２１ａ〜２１ｃ…送受信部 ２３，２３ａ…信号処理部 ２５…制御回路 ３１…発振器 ３２…駆動信号生成回路 ３３…電力分配器 ３４…変調回路 ３５…送信アンプ ３６…送信アンテナ ３７…受信アンテナ ３８，３９…スイッチ ４０，４０ａ…受信処理回路 ４１…受信アンプ ４２，６４，６８…ミキサ ４３，６１，６５，６９…フィルタ ４４，６６，７０…ＡＤ変換器 ５１…記憶回路 ５２…レーダ処理回路 ５３…ウェイト計算回路 ５４…重み付け回路 ５５…復調回路 ５６…分離補正回路 ６２…搬送波再生回路 ６７…遅延回路
DESCRIPTION OF
Claims (25)
送信用アンテナ及び受信用アンテナの少なくとも一方が複数で構成され、前記送信アンテナと前記受信用アンテナとを任意に組み合わせてなる複数のチャネルを有する送受信手段と、
前記送信用アンテナへの送信信号と同じ周波数のローカル信号を前記受信用アンテナからの各受信信号に混合することにより、前記チャネル毎にビート信号を生成するビート信号生成手段と、
予め生成されたウェイト行列を前記ビート信号に乗じることで、前記折返波に基づく信号成分を個々に分離する信号分離手段と、
前記信号分離手段で分離された各分離信号をそれぞれ復調することで、前記折返波の送信元となった各アクティブターゲット装置からの情報を取得する復調手段と、
前記ビート信号生成手段から得られるビート信号に基づき、該ビート信号の周波数スペクトルを前記チャネル毎に生成するスペクトル生成手段と、
前記スペクトル生成手段にて生成された各周波数スペクトルから抽出される前記折返波の信号成分を、同一の前記チャネル毎かつ同一の前記折返波毎に配列することにより、各折返波に対する各チャネルの応答を示すチャネル行列を生成するチャネル行列生成手段と、
前記チャネル行列生成手段にて生成されたチャネル行列に基づいて、前記ウェイト行列を生成するウェイト行列生成手段と、
を備えることを特徴とする通信統合レーダ装置。 Receiving and demodulating a reflected wave from an object that transmits at least a frequency-swept radar wave, reflected from an object that reflects the radar wave, and an active target device that receives and modulates the radar wave and transmits the reflected wave; According to the communication integrated radar apparatus for obtaining information on the position and speed of the object, and information superimposed on the folded wave,
A transmission / reception means having a plurality of channels in which at least one of a transmission antenna and a reception antenna is configured by a plurality, and the transmission antenna and the reception antenna are arbitrarily combined;
Beat signal generating means for generating a beat signal for each channel by mixing a local signal having the same frequency as the transmission signal to the transmission antenna into each reception signal from the reception antenna;
Signal separating means for individually separating the signal components based on the folded wave by multiplying the beat signal by a weight matrix generated in advance;
Demodulating means for acquiring information from each active target device that is the transmission source of the folded wave by demodulating each separated signal separated by the signal separating means;
Spectrum generating means for generating a frequency spectrum of the beat signal for each channel based on the beat signal obtained from the beat signal generating means;
Response of each channel to each folded wave by arranging the signal components of the folded wave extracted from each frequency spectrum generated by the spectrum generating means for each of the same channel and for the same folded wave Channel matrix generating means for generating a channel matrix indicating
Weight matrix generation means for generating the weight matrix based on the channel matrix generated by the channel matrix generation means;
A communication integrated radar apparatus comprising:
前記信号分離手段、及び前記スペクトル生成手段は、前記ビート信号生成手段にて生成されるビート信号のうち、中間周波数帯に現れるビート信号に基づいて処理を実行することを特徴とする請求項１に記載の通信統合レーダ装置。 The folded wave from the active target device is modulated by a subcarrier signal in an intermediate frequency band that is unmodulated or modulated with information,
2. The signal separation unit and the spectrum generation unit execute processing based on a beat signal that appears in an intermediate frequency band among beat signals generated by the beat signal generation unit. The communication integrated radar device described.
前記ビート信号生成手段にて生成されたビート信号のうち、中間周波数帯に現れるビート信号を抽出してベースバンド帯のビート信号にダウンコンバートするダウンコンバート手段を備え、
前記信号分離手段、及び前記スペクトル生成手段は、前記ダウンコンバート手段によりダウンコンバートされたベースバンド帯のビート信号に基づいて処理を実行することを特徴とする請求項１に記載の通信統合レーダ装置。 The folded wave from the active target device is modulated by a subcarrier signal in an intermediate frequency band that is unmodulated or modulated with information,
Out of beat signals generated by the beat signal generating means, a beat signal that appears in an intermediate frequency band is extracted and down-converting means for down-converting the beat signal into a base band beat signal,
The communication integrated radar apparatus according to claim 1, wherein the signal separation unit and the spectrum generation unit execute processing based on a beat signal in a baseband band down-converted by the down-conversion unit.
前記チャネル行列生成手段は、前記複数種類のレーダ波のそれぞれについてチャネル行列を生成し、
前記ウェイト行列生成手段は、前記チャネル行列生成手段にて生成された複数のチャネル行列を平均した平均チャネル行列に基づいて前記ウェイト行列を生成することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の通信統合レーダ装置。 The transmission / reception means transmits a plurality of types of radar waves having different sweep speeds,
The channel matrix generation means generates a channel matrix for each of the plurality of types of radar waves,
4. The weight matrix generating unit generates the weight matrix based on an average channel matrix obtained by averaging a plurality of channel matrices generated by the channel matrix generating unit. The communication integrated radar device according to claim 1.
前記チャネル行列生成手段は、
前記複数種類のレーダ波毎に、前記スペクトル生成手段にて前記チャネル毎に生成される周波数スペクトルのそれぞれから同一の折返波に基づく信号成分を抽出，配列することにより、一つの折返波に対する各チャネルの応答を示すチャネルベクトルを、全ての折返波について生成するチャネルベクトル生成手段と、
前記チャネルベクトル生成手段にて同一折返波について生成された複数のチャネルベクトルを平均してなる平均チャネルベクトルを、全ての折返波について算出する平均化手段と、
前記平均化手段にて算出された平均チャネルベクトルを配列することで前記チャネル行列を生成するベクトル配列手段と、
からなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の通信統合レーダ装置。 The transmission / reception means transmits a plurality of types of radar waves having different sweep speeds,
The channel matrix generation means includes
For each of the plurality of types of radar waves, by extracting and arranging signal components based on the same aliasing wave from each of the frequency spectra generated for each channel by the spectrum generating means, each channel for one aliasing wave is obtained. A channel vector generating means for generating a channel vector indicating the response of all the folded waves;
Averaging means for calculating an average channel vector obtained by averaging a plurality of channel vectors generated for the same folded wave by the channel vector generating means for all the folded waves;
Vector arrangement means for generating the channel matrix by arranging average channel vectors calculated by the averaging means;
The communication integrated radar apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the communication integrated radar apparatus comprises:
前記スペクトル生成手段は、前記ＦＭＣＷ変調の上昇変調区間および下降変調区間を異なる種類のレーダ波として処理することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の通信統合レーダ装置。 The frequency sweep by the transmitting / receiving means is FMCW modulation,
The communication integrated radar apparatus according to claim 1, wherein the spectrum generating unit processes the ascending modulation interval and the descending modulation interval of the FMCW modulation as different types of radar waves.
前記チャネル行列生成手段は、前記虚像の信号成分を、該虚像に対する実像の信号成分と同一の折返波に基づく信号成分であるとして処理を実行することを特徴とする請求項７に記載の通信統合レーダ装置。 A virtual image detecting means for detecting a signal component of a virtual image appearing by multipath based on a position of an ambient object detected by the radar detecting means;
8. The communication integration according to claim 7, wherein the channel matrix generation unit executes the processing on the assumption that the signal component of the virtual image is a signal component based on the same folding wave as the signal component of the real image with respect to the virtual image. Radar device.
前記スペクトル生成手段にて前記チャネル毎に生成される周波数スペクトルのそれぞれから抽出される同一折返波の信号成分に基づいて、各信号成分間の相関を表す相関行列を、全ての前記折返波について生成する相関行列生成手段と、
前記相関行列生成手段にて生成された相関行列から角度スペクトルを算出し、該角度スペクトルに基づいて前記アクティブターゲット装置が位置する方位を検出する方位検出手段と、
を備えることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の通信統合レーダ装置。 The radar detection means includes
Based on the signal components of the same folded wave extracted from each frequency spectrum generated for each channel by the spectrum generating means, a correlation matrix representing the correlation between the respective signal components is generated for all the folded waves. Correlation matrix generating means for
An angle detection unit that calculates an angle spectrum from the correlation matrix generated by the correlation matrix generation unit and detects the direction in which the active target device is located based on the angle spectrum;
The communication integrated radar device according to claim 7 or 8, characterized by comprising:
前記ウェイト行列生成手段は、前記チャネル行列と前記チャネル相関行列とに基づいて前記ウェイト行列を生成することを特徴とする請求項９に記載の通信統合レーダ装置。 Channel correlation matrix generation means for generating a channel correlation matrix by adding a plurality of correlation matrices generated for each of the folded waves by the correlation matrix generation means,
10. The communication integrated radar apparatus according to claim 9, wherein the weight matrix generation unit generates the weight matrix based on the channel matrix and the channel correlation matrix.
前記判定手段は、前記ＳＮＲ算出手段にて算出される信号対雑音電力比が予め設定された下限しきい値より小さい信号成分を無効であると判定することを特徴とする請求項１２に記載の通信統合レーダ装置。 SNR calculating means for calculating a signal-to-noise power ratio of a signal component based on the folded wave,
13. The determination unit according to claim 12, wherein the determination unit determines that a signal component whose signal-to-noise power ratio calculated by the SNR calculation unit is smaller than a preset lower limit threshold is invalid. Communication integrated radar device.
前記判定手段は、前記重複検出手段にて周波数の重複が検出された信号成分を無効であると判定することを特徴とする請求項１２又は請求項１３に記載の通信統合レーダ装置。 A duplication detection means for detecting that the frequencies of signal components based on a plurality of folded waves overlap,
The communication integrated radar device according to claim 12 or 13, wherein the determination unit determines that the signal component in which the frequency overlap is detected by the overlap detection unit is invalid.
前記スペクトル生成手段は、前記第１期間中に前記ビート信号生成手段にて生成されるビート信号に基づいて前記周波数スペクトルを生成し、
前記信号分離手段は、前記第２期間中に前記ビート信号生成手段にて生成される前記折返波に基づくビート信号を入力として動作することを特徴とする請求項１乃至請求項１９のいずれかに記載の通信統合レーダ装置。 The transmission / reception means transmits a radar wave having a frequency transmitted during a preset first period, and transmits a radar wave having a constant frequency during a preset second period,
The spectrum generation means generates the frequency spectrum based on the beat signal generated by the beat signal generation means during the first period,
20. The signal separation unit operates by using a beat signal based on the return wave generated by the beat signal generation unit during the second period as an input. The communication integrated radar device described.
各チャネルの送信信号と受信信号とを混合してビート信号を生成するミキサと、
前記ミキサにて生成されたビート信号をサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段にて生成されたサンプリングデータを記憶する記憶手段と
を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項２１のいずれかに記載の通信統合レーダ装置。 The beat signal generating means includes
A mixer that generates a beat signal by mixing the transmission signal and reception signal of each channel;
Sampling means for sampling the beat signal generated by the mixer;
The communication integrated radar apparatus according to any one of claims 1 to 21, further comprising: a storage unit that stores sampling data generated by the sampling unit.
前記送受信手段は、複数のチャネルが前記ミキサ及び前記サンプリング手段を時分割で共用することを特徴とする請求項２２に記載の通信統合レーダ装置。 The mixer constituting the beat signal generating means is less than the number of the receiving antennas,
23. The communication integrated radar apparatus according to claim 22, wherein the transmission / reception means shares a plurality of channels with the mixer and the sampling means in a time division manner.
請求項１乃至請求項２３のいずれかに記載の通信統合レーダ装置と、
からなる通信統合レーダシステム。 One or more active target devices that, upon receiving a radar wave in a preset frequency band, transmit a return wave obtained by modulating the radar wave with a modulation signal;
A communication integrated radar device according to any one of claims 1 to 23;
Communication integrated radar system consisting of
請求項２１に記載の通信統合レーダ装置と、
からなり、
前記通信統合レーダ装置が前記アクティブターゲット装置に提供する情報には、少なくとも起動コマンドを含み、
前記アクティブターゲット装置は、前記通信統合レーダ装置から受信したレーダ波を復号することで得た情報に前記起動コマンドが含まれている場合に、前記通信統合レーダ装置に提供する情報で変調して折り返し送信をすることを特徴とする通信統合レーダシステム。 One or more active target devices that, upon receiving a radar wave in a preset frequency band, transmit a return wave obtained by modulating the radar wave with a modulation signal;
A communication integrated radar device according to claim 21;
Consists of
The information provided by the communication integrated radar device to the active target device includes at least an activation command,
The active target device modulates with the information provided to the communication integrated radar device and returns when the activation command is included in the information obtained by decoding the radar wave received from the communication integrated radar device. A communication integrated radar system characterized by transmitting.
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