JP2008125028A - Method and apparatus for transmission - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce continuity of interception by a radio device which is not a target of communication in a MIMO-specific mode. <P>SOLUTION: An antenna 12 transmits a signal having been weighted by a weight vector. A control section 30 acquires a predetermined column vector of a steering matrix, derived by singular value decomposition of a transmission line matrix including transmission line characteristics between each of a plurality of antennas 12 and each of a plurality of receiving antennas as values of elements, through a radio section 20 etc. Further, the control section 30 varies respective components included in the acquired column vector to derive a weight vector which varies with time. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、送信技術に関し、特にＭＩＭＯ固有モード伝送を実行する送信方法および装置に関する。   The present invention relates to a transmission technique, and more particularly to a transmission method and apparatus for performing MIMO eigenmode transmission.

無線通信システムの高品質化や大容量化を達成するための技術のひとつが、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）である。ＭＩＭＯシステムでは、送信装置と受信装置がそれぞれ複数のアンテナを備え、それぞれのアンテナに対応したチャネルを設定する。そのため、ＭＩＭＯシステムは、送信装置と受信装置との間の通信に対して、最大アンテナ数までのチャネルを設定することによって、大容量化を実現する。このようなＭＩＭＯシステムの中でも、ＭＩＭＯ固有モードシステムは、通信容量を増大できる。ＭＩＭＯ固有モードシステムでは、送信装置と受信装置にそれぞれ備えられた複数のアンテナ間の伝送路特性の値から生成されるチャネル行列（以下、「Ｈ行列」という）を導出し、Ｈ行列のランクに相当する数の直交伝送路を形成する。その際、直交伝送路のそれぞれに対応した固有ビームが形成される（例えば、非特許文献１参照。）。
坂口啓、「ＭＩＭＯ固有モード通信システムの構築と測定実験結果」、電子情報通信学会誌Ｂ、２００４年９月、Ｊ８７−Ｂ、９、ｐ．１４５４−１４６６ One of the techniques for achieving high quality and large capacity wireless communication systems is MIMO (Multiple Input Multiple Output). In the MIMO system, each of the transmission device and the reception device includes a plurality of antennas, and sets a channel corresponding to each antenna. Therefore, the MIMO system realizes a large capacity by setting channels up to the maximum number of antennas for communication between the transmission device and the reception device. Among such MIMO systems, the MIMO eigenmode system can increase the communication capacity. In the MIMO eigenmode system, a channel matrix (hereinafter referred to as “H matrix”) generated from values of transmission path characteristics between a plurality of antennas provided in a transmitting apparatus and a receiving apparatus is derived, and the rank of the H matrix is determined. A corresponding number of orthogonal transmission lines are formed. At that time, eigenbeams corresponding to the respective orthogonal transmission paths are formed (for example, see Non-Patent Document 1).
Kei Sakaguchi, “Construction of MIMO Eigenmode Communication System and Measurement Experiment Results”, IEICE Journal B, September 2004, J87-B, 9, p. 1454-1466

形成された固有ビームが固定され続けていると、アンテナの指向性およびサイドローブも固定され続ける。このような場合、通信対象でない無線装置であっても、ある程度の大きさの信号強度にて固有ビームを連続して受信できることがある。その結果、当該無線装置によって、連続した傍受がなされやすくなる。セキュリティの点によれば、通信対象でない無線装置による傍受が連続しない方が望ましい。   As the formed eigen beam continues to be fixed, the antenna directivity and side lobes also remain fixed. In such a case, even a wireless device that is not a communication target may be able to continuously receive eigenbeams with a certain level of signal strength. As a result, continuous interception is easily performed by the wireless device. In terms of security, it is desirable that interception by a wireless device that is not a communication target is not continuous.

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯ固有モード伝送において、通信対象でない無線装置による傍受の連続性を低減する送信技術を提供することにある。   The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a transmission technique that reduces the continuity of interception by wireless devices that are not communication targets in MIMO eigenmode transmission.

上記課題を解決するために、本発明のある態様の送信装置は、ウエイトベクトルによる重みづけが実行されながら、複数の系列にて形成された信号を送信する複数の送信アンテナと、複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列を取得する取得部と、取得部において取得したステアリング行列に含まれた複数の列ベクトルと複数の系列とを対応づけ、ひとつの系列以外の系列に対応づけられた列ベクトルに直交したウエイトベクトルの候補を複数導出した後に、複数の候補を切りかえながら選択することによって、当該ひとつの系列に対して、時間的に変動するウエイトベクトルを導出するとともに、他の系列のそれぞれに対しても、時間的に変動するウエイトベクトルを導出する導出部と、を備える。   In order to solve the above problems, a transmission apparatus according to an aspect of the present invention includes a plurality of transmission antennas that transmit signals formed by a plurality of sequences while weighting by weight vectors is performed, and a plurality of transmission antennas An acquisition unit for acquiring a steering matrix derived by singular value decomposition of a transmission line matrix having a transmission line characteristic between each of the antennas and each of a plurality of receiving antennas as an element value, and steering acquired in the acquisition part While associating multiple column vectors contained in the matrix with multiple sequences, deriving multiple weight vector candidates orthogonal to the column vector associated with a sequence other than one sequence, switching the multiple candidates By selecting, a time vector that varies with time is derived for the one series, and the other series Against respectively, and a deriving unit that derives a weight vector fluctuates temporally.

この態様によると、互いに直交したウエイトベクトルの候補を切りかえながら選択するので、ＭＩＭＯ固有モード伝送において、通信対象の受信装置におけるＳＩＮＲの悪化を抑制しながら、通信対象でない受信装置による傍受の連続性を低減できる。   According to this aspect, the weight vector candidates that are orthogonal to each other are selected while being switched. Therefore, in MIMO eigenmode transmission, the continuity of interception by a receiving apparatus that is not the communication target is suppressed while suppressing deterioration of SINR in the receiving apparatus that is the communication target. Can be reduced.

本発明の別の態様もまた、送信装置である。この装置は、ウエイトベクトルによる重みづけが実行されながら、ふたつの系列にて形成された信号を送信する複数の送信アンテナと、複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列を取得する取得部と、取得部において取得したステアリング行列のうちのふたつの列ベクトルとふたつの系列とを対応づけ、ひとつの系列に対応づけられた列ベクトルをもとに当該ひとつの系列に対するウエイトベクトルを導出するとともに、他の系列に対応づけられた列ベクトルに含まれた各成分を変動させることによって、他の系列に対して、時間的に変動するウエイトベクトルを導出する導出部と、を備える。   Another embodiment of the present invention is also a transmission device. The apparatus includes a plurality of transmitting antennas that transmit signals formed by two sequences while weighting by a weight vector is performed, and transmission between each of the plurality of transmitting antennas and each of the plurality of receiving antennas. An acquisition unit that acquires a steering matrix derived by performing singular value decomposition on a transmission path matrix whose element values are path characteristics, and two column vectors and two sequences of the steering matrix acquired in the acquisition unit. By deriving a weight vector for the one series based on the column vector associated with one series, and varying each component included in the column vector associated with the other series A deriving unit for deriving a weight vector that varies with time with respect to other sequences.

この態様によると、他の系列に対するウエイトベクトルを変動させるので、ＭＩＭＯ固有モード伝送において、通信対象でない受信装置による傍受の連続性を低減できる。   According to this aspect, since the weight vector for other sequences is changed, the continuity of interception by a receiving apparatus that is not a communication target can be reduced in MIMO eigenmode transmission.

導出部は、各成分の位相を固定しながら、振幅を変動させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出してもよい。この場合、位相を固定しながら振幅を変動させるので、通信対象の受信装置での同相合成を可能にしつつ、サイドローブの形を変形できる。   The deriving unit may derive a temporally varying weight vector by changing the amplitude while fixing the phase of each component. In this case, since the amplitude is changed while the phase is fixed, the shape of the side lobe can be modified while enabling in-phase synthesis in the receiving apparatus to be communicated.

導出部は、ひとつの系列に対応した列ベクトルとウエイトベクトルとの内積が所定の値に近づくように変動を実行させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出してもよい。この場合、列ベクトルとウエイトベクトルとの内積が所定の値に近づくように拘束条件を規定するので、通信対象の受信装置における受信特性の悪化を抑制できる。   The deriving unit may derive a weight vector that varies with time by causing the inner product of the column vector corresponding to one series and the weight vector to change so as to approach a predetermined value. In this case, since the constraint condition is defined so that the inner product of the column vector and the weight vector approaches a predetermined value, it is possible to suppress the deterioration of the reception characteristics in the receiving device to be communicated.

本発明のさらに別の態様は、送信方法である。この方法は、複数の送信アンテナから、ウエイトベクトルによる重みづけが実行されながら、複数の系列にて形成された信号を送信する送信方法であって、複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列を取得するステップと、取得したステアリング行列に含まれた複数の列ベクトルと複数の系列とを対応づけ、ひとつの系列以外の系列に対応づけられた列ベクトルに直交したウエイトベクトルの候補を複数導出した後に、複数の候補を切りかえながら選択することによって、当該ひとつの系列に対して、時間的に変動するウエイトベクトルを導出するとともに、他の系列のそれぞれに対しても、時間的に変動するウエイトベクトルを導出するステップと、を備える。   Yet another embodiment of the present invention is a transmission method. This method is a transmission method for transmitting signals formed in a plurality of sequences while weighting by a weight vector is performed from a plurality of transmission antennas, and each of a plurality of transmission antennas and a plurality of reception antennas. A step of obtaining a steering matrix derived by singular value decomposition of a transmission line matrix having element values of transmission line characteristics between them, a plurality of column vectors included in the acquired steering matrix, and a plurality of By associating a sequence and deriving a plurality of weight vector candidates orthogonal to a column vector associated with a sequence other than a single sequence, by switching among the candidates, In addition to deriving a temporally varying weight vector, it also varies temporally for each of the other sequences Comprising deriving Eight vector, a.

本発明のさらに別の態様もまた、送信方法である。この方法は、複数のアンテナから、ウエイトベクトルによる重みづけが実行されながら、ふたつの系列にて形成された信号を送信する送信方法であって、複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列を取得するステップと、取得したステアリング行列のうちのふたつの列ベクトルとふたつの系列とを対応づけ、ひとつの系列に対応づけられた列ベクトルをもとに当該ひとつの系列に対するウエイトベクトルを導出するとともに、他の系列に対応づけられた列ベクトルに含まれた各成分を変動させることによって、他の系列に対して、時間的に変動するウエイトベクトルを導出するステップと、を備える。   Yet another embodiment of the present invention is also a transmission method. This method is a transmission method for transmitting signals formed by two sequences while weighting by a weight vector is performed from a plurality of antennas, each of a plurality of transmission antennas and a plurality of reception antennas. Obtaining a steering matrix derived by singular value decomposition of a transmission line matrix whose element value is a transmission line characteristic between and two column vectors and two sequences of the obtained steering matrix, To derive a weight vector for the one sequence based on the column vector associated with one sequence, and to change each component included in the column vector associated with another sequence To derive a temporally varying weight vector for the other sequences.

各成分の位相を固定しながら、振幅を変動させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出してもよい。ひとつの系列に対応した列ベクトルとウエイトベクトルとの内積が所定の値に近づくように変動を実行させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出してもよい。   A time vector that varies with time may be derived by varying the amplitude while fixing the phase of each component. A time vector that varies with time may be derived by performing variation so that the inner product of the column vector corresponding to one series and the weight vector approaches a predetermined value.

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。   It should be noted that any combination of the above-described constituent elements and a conversion of the expression of the present invention between a method, an apparatus, a system, a recording medium, a computer program, etc. are also effective as an aspect of the present invention.

本発明によれば、ＭＩＭＯ固有モード伝送において、通信対象でない無線装置による傍受の連続性を低減できる。   According to the present invention, in MIMO eigenmode transmission, continuity of interception by a wireless device that is not a communication target can be reduced.

本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、少なくともふたつの無線装置によって構成されるＭＩＭＯシステムに関する。無線装置のうちの送信側（以下、「送信装置」という）は、ＭＩＭＯ固有モード伝送に対応しており、１系列によって形成されるパケット信号を送信する。ＭＩＭＯ固有モード伝送を実行するために、送信装置は、送信装置の複数のアンテナと、受信装置の複数のアンテナとの組合せにそれぞれ対応した伝送路特性を取得する（以下、前述のごとく、組合せのそれぞれ対応した伝送路特性を行列の形式等にまとめたものを「Ｈ行列」という）。ここで、ＭＩＭＯシステムは、ＯＦＤＭ変調方式を使用しているとするので、Ｈ行列は、キャリア単位に導出される。送信装置は、Ｈ行列を特異値分解することによって、ステアリング行列をキャリア単位に導出する。   Before describing the present invention in detail, an outline will be described. Embodiments of the present invention relate to a MIMO system composed of at least two wireless devices. The transmitting side (hereinafter referred to as “transmitting device”) of the wireless devices is compatible with MIMO eigenmode transmission and transmits a packet signal formed by one sequence. In order to perform the MIMO eigenmode transmission, the transmission apparatus acquires transmission path characteristics respectively corresponding to combinations of the plurality of antennas of the transmission apparatus and the plurality of antennas of the reception apparatus (hereinafter, as described above, (The “H matrix” is a summary of the transmission path characteristics corresponding to each in the form of a matrix, etc.). Here, since the MIMO system uses the OFDM modulation scheme, the H matrix is derived in units of carriers. The transmission device derives a steering matrix for each carrier by performing singular value decomposition on the H matrix.

通常のＭＩＭＯ固有モード伝送では、ステアリング行列のうち、ひとつの列ベクトルをもとに送信ウエイトベクトルを導出する。このような送信ウエイトベクトルが固定されていれば、送信装置によって形成されるアンテナ指向性も固定される。そのため、通信対象でない受信装置が、送信装置からのパケット信号を受信可能である場合、パケット信号が連続して当該受信装置に受信されやすくなる。その結果、第三者に対するセキュリティの向上が必要になる。本実施例に係る送信装置は、列ベクトルに含まれる各成分を変動させることによって、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出する。   In normal MIMO eigenmode transmission, a transmission weight vector is derived based on one column vector in the steering matrix. If such a transmission weight vector is fixed, the antenna directivity formed by the transmission device is also fixed. Therefore, when a receiving device that is not a communication target can receive a packet signal from the transmitting device, the packet signal is likely to be continuously received by the receiving device. As a result, it is necessary to improve security for third parties. The transmission apparatus according to the present embodiment derives a transmission weight vector that varies with time by varying each component included in the column vector.

図１は、本発明の実施例に係るマルチキャリア信号のスペクトルを示す。特に、図１は、ＯＦＤＭ変調方式での信号のスペクトルを示す。ＯＦＤＭ変調方式における複数のキャリアのひとつをサブキャリアと一般的に呼ぶが、ここではひとつのサブキャリアを「サブキャリア番号」によって指定するものとする。ＭＩＭＯシステムには、サブキャリア番号「−２８」から「２８」までの５６サブキャリアが規定されている。なお、サブキャリア番号「０」は、ベースバンド信号における直流成分の影響を低減するため、ヌルに設定されている。一方、ＭＩＭＯシステムに対応していないシステム（以下、「従来システム」という）には、サブキャリア番号「−２６」から「２６」までの５２サブキャリアが規定されている。なお、従来システムの一例は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に準拠した無線ＬＡＮである。また、複数のサブキャリアにて構成されたひとつの信号の単位であって、かつ時間領域のひとつの信号の単位は、「ＯＦＤＭシンボル」と呼ばれるものとする。   FIG. 1 shows a spectrum of a multicarrier signal according to an embodiment of the present invention. In particular, FIG. 1 shows the spectrum of a signal in the OFDM modulation scheme. One of a plurality of carriers in the OFDM modulation system is generally called a subcarrier, but here, one subcarrier is designated by a “subcarrier number”. In the MIMO system, 56 subcarriers from subcarrier numbers “−28” to “28” are defined. The subcarrier number “0” is set to null in order to reduce the influence of the DC component in the baseband signal. On the other hand, in a system that does not support the MIMO system (hereinafter referred to as “conventional system”), 52 subcarriers from subcarrier numbers “−26” to “26” are defined. An example of a conventional system is a wireless LAN compliant with the IEEE802.11a standard. Further, one signal unit composed of a plurality of subcarriers and one signal unit in the time domain is referred to as an “OFDM symbol”.

また、それぞれのサブキャリアは、可変に設定された変調方式によって変調されている。変調方式には、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭのいずれかが使用される。   Each subcarrier is modulated by a variably set modulation method. As the modulation method, any one of BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM, and 256QAM is used.

また、これらの信号には、誤り訂正方式として、畳み込み符号化が適用されている。畳み込み符号化の符号化率は、１／２、３／４等に設定される。さらに、並列に送信すべきデータの数は、可変に設定される。その結果、変調方式、符号化率、系列の数の値が可変に設定されることによって、データレートも可変に設定される。なお、「データレート」は、これらの任意の組合せによって決定されてもよいし、これらのうちのひとつによって決定されてもよい。従来システムにおいて、変調方式がＢＰＳＫであり、符号化率が１／２である場合、データレートは６Ｍｂｐｓになる。一方、変調方式がＢＰＳＫであり、符号化率が３／４である場合、データレートは９Ｍｂｐｓになる。   Also, convolutional coding is applied to these signals as an error correction method. The coding rate of convolutional coding is set to 1/2, 3/4, and the like. Furthermore, the number of data to be transmitted in parallel is set variably. As a result, the data rate is also variably set by variably setting the modulation scheme, coding rate, and number of sequences. The “data rate” may be determined by any combination of these, or may be determined by one of them. In the conventional system, when the modulation method is BPSK and the coding rate is 1/2, the data rate is 6 Mbps. On the other hand, when the modulation method is BPSK and the coding rate is 3/4, the data rate is 9 Mbps.

図２は、本発明の実施例に係る通信システム１００の構成を示す。通信システム１００は、無線装置１０と総称される第１無線装置１０ａ、第２無線装置１０ｂを含む。また、第１無線装置１０ａは、アンテナ１２と総称される第１アンテナ１２ａ、第２アンテナ１２ｂ、第３アンテナ１２ｃ、第４アンテナ１２ｄを含み、第２無線装置１０ｂは、アンテナ１４と総称される第１アンテナ１４ａ、第２アンテナ１４ｂ、第３アンテナ１４ｃ、第４アンテナ１４ｄを含む。ここで、第１無線装置１０ａが、送信装置に対応し、第２無線装置１０ｂが、受信装置に対応する。   FIG. 2 shows a configuration of the communication system 100 according to the embodiment of the present invention. The communication system 100 includes a first wireless device 10a and a second wireless device 10b collectively referred to as a wireless device 10. The first radio apparatus 10a includes a first antenna 12a, a second antenna 12b, a third antenna 12c, and a fourth antenna 12d, which are collectively referred to as an antenna 12, and the second radio apparatus 10b is collectively referred to as an antenna 14. A first antenna 14a, a second antenna 14b, a third antenna 14c, and a fourth antenna 14d are included. Here, the first radio apparatus 10a corresponds to a transmission apparatus, and the second radio apparatus 10b corresponds to a reception apparatus.

通信システム１００の構成として、ＭＩＭＯシステムの概略を説明する。データは、第１無線装置１０ａから第２無線装置１０ｂに送信されているものとする。第１無線装置１０ａは、第１アンテナ１２ａから第４アンテナ１２ｄのそれぞれから、複数の系列のデータをそれぞれ送信する。その結果、データレートが高速になる。第２無線装置１０ｂは、第１アンテナ１４ａから第４アンテナ１４ｄによって、複数の系列のデータを受信する。さらに、第２無線装置１０ｂは、アダプティブアレイ信号処理によって、受信したデータを分離して、複数の系列のデータを独立に復調する。   As a configuration of the communication system 100, an outline of a MIMO system will be described. It is assumed that data is transmitted from the first radio apparatus 10a to the second radio apparatus 10b. The first radio apparatus 10a transmits a plurality of series of data from each of the first antenna 12a to the fourth antenna 12d. As a result, the data rate is increased. The second radio apparatus 10b receives a plurality of series of data by the first antenna 14a to the fourth antenna 14d. Furthermore, the second radio apparatus 10b separates the received data by adaptive array signal processing and independently demodulates a plurality of series of data.

ここで、アンテナ１２の本数は「４」であり、アンテナ１４の本数も「４」であるので、アンテナ１２とアンテナ１４の間の伝送路の組合せは「１６」になる。第ｉアンテナ１２ｉから第ｊアンテナ１４ｊとの間の伝送路特性をｈｉｊと示す。図中において、第１アンテナ１２ａと第１アンテナ１４ａとの間の伝送路特性がｈ１１、第１アンテナ１２ａから第２アンテナ１４ｂとの間の伝送路特性がｈ１２、第２アンテナ１２ｂと第１アンテナ１４ａとの間の伝送路特性がｈ２１、第２アンテナ１２ｂから第２アンテナ１４ｂとの間の伝送路特性がｈ２２、第４アンテナ１２ｄから第４アンテナ１４ｄとの間の伝送路特性がｈ４４と示されている。なお、これら以外の伝送路は、図の明瞭化のために省略する。各伝送路特性を取得するために、第１無線装置１０ａから第２無線装置１０ｂに、トレーニング信号が送信される。また、第１無線装置１０ａと第２無線装置１０ｂとが逆になってもよい。   Here, since the number of antennas 12 is “4” and the number of antennas 14 is also “4”, the combination of transmission paths between the antennas 12 and 14 is “16”. A transmission path characteristic between the i-th antenna 12i and the j-th antenna 14j is denoted by hij. In the figure, the transmission line characteristic between the first antenna 12a and the first antenna 14a is h11, the transmission line characteristic between the first antenna 12a and the second antenna 14b is h12, the second antenna 12b and the first antenna. 14a, the transmission path characteristic between the second antenna 12b and the second antenna 14b is h22, and the transmission path characteristic between the fourth antenna 12d and the fourth antenna 14d is h44. Has been. Note that transmission lines other than these are omitted for the sake of clarity. In order to acquire each channel characteristic, a training signal is transmitted from the first radio apparatus 10a to the second radio apparatus 10b. Further, the first radio apparatus 10a and the second radio apparatus 10b may be reversed.

図３は、通信システム１００における送信ウエイトベクトルの導出手順を示すシーケンス図である。第１無線装置１０ａは、第２無線装置１０ｂに対して、トレーニング信号を送信する（Ｓ１０）。なお、トレーニング信号の構成は、後述する。第２無線装置１０ｂは、トレーニング信号をもとに、Ｈ行列を推定する（Ｓ１２）。第２無線装置１０ｂは、第１無線装置１０ａに対して、Ｈ行列を送信する（Ｓ１４）。第１無線装置１０ａは、Ｈ行列をもとに、ステアリング行列を導出した後に、送信ウエイトベクトルを導出する（Ｓ１６）。第１無線装置１０ａは、送信ウエイトベクトルを使用しながら、第２無線装置１０ｂにデータ信号を送信する（Ｓ１８）。なお、これにつづいて、第１無線装置１０ａから第２無線装置１０ｂへデータ信号が送信される場合、第１無線装置１０ａは、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを使用する。   FIG. 3 is a sequence diagram showing a procedure for deriving a transmission weight vector in the communication system 100. The first radio apparatus 10a transmits a training signal to the second radio apparatus 10b (S10). The configuration of the training signal will be described later. The second radio apparatus 10b estimates the H matrix based on the training signal (S12). The second radio apparatus 10b transmits the H matrix to the first radio apparatus 10a (S14). The first radio apparatus 10a derives a transmission weight vector after deriving a steering matrix based on the H matrix (S16). The first radio apparatus 10a transmits a data signal to the second radio apparatus 10b while using the transmission weight vector (S18). Following this, when a data signal is transmitted from the first radio apparatus 10a to the second radio apparatus 10b, the first radio apparatus 10a uses a transmission weight vector that varies with time.

図４（ａ）−（ｄ）は、通信システム１００におけるパケットフォーマットを示す。図４（ａ）−（ｄ）は、トレーニング信号ではなく、通常のパケット信号のフォーマットを示す。ここで、図４（ａ）は、系列の数が「４」である場合に対応し、図４（ｂ）は、系列の数が「３」である場合に対応し、図４（ｃ）は、系列の数が「２」である場合に対応し、図４（ｄ）は、系列の数が「１」であり場合に対応する。前述のごとく、本実施例では、系列の数を「１」とするので、図４（ｄ）のみが使用されるが、後述の変形例において使用されるパケットフォーマットもここで説明する。図４（ａ）では、４つの系列に含まれたデータが、送信の対象とされるものとし、第１から第４の系列に対応したパケットフォーマットが上段から下段に順に示される。   4A to 4D show packet formats in the communication system 100. FIG. 4A to 4D show a format of a normal packet signal, not a training signal. Here, FIG. 4A corresponds to the case where the number of series is “4”, FIG. 4B corresponds to the case where the number of series is “3”, and FIG. Corresponds to the case where the number of series is “2”, and FIG. 4D corresponds to the case where the number of series is “1”. As described above, in this embodiment, since the number of series is “1”, only FIG. 4D is used, but a packet format used in a later-described modification will be described here. In FIG. 4A, it is assumed that data included in the four sequences is to be transmitted, and packet formats corresponding to the first to fourth sequences are shown in order from the top to the bottom.

第１の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」等が配置される。「Ｌ−ＳＴＦ」、「Ｌ−ＬＴＦ」、「Ｌ−ＳＩＧ」、「ＨＴ−ＳＩＧ」は、従来システムに対応したＡＧＣ設定用の既知信号、伝送路推定用の既知信号、制御信号、ＭＩＭＯシステムに対応した制御信号にそれぞれ相当する。ＭＩＭＯシステムに対応した制御信号には、例えば、系列の数に関する情報やデータ信号の宛先が含まれている。「ＨＴ−ＳＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」は、ＭＩＭＯシステムに対応したＡＧＣ設定用の既知信号、伝送路推定用の既知信号に相当する。一方、「データ１」は、データ信号である。なお、Ｌ−ＬＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦは、ＡＧＣの設定だけでなく、タイミングの推定にも使用される。   In the packet signal corresponding to the first stream, “L-STF”, “HT-LTF”, and the like are arranged as preamble signals. “L-STF”, “L-LTF”, “L-SIG”, “HT-SIG” are known signals for AGC setting, known signals for transmission path estimation, control signals, MIMO systems corresponding to conventional systems Correspond to the control signals corresponding to. The control signal corresponding to the MIMO system includes, for example, information on the number of sequences and the destination of the data signal. “HT-STF” and “HT-LTF” correspond to a known signal for AGC setting and a known signal for channel estimation corresponding to the MIMO system. On the other hand, “data 1” is a data signal. Note that L-LTF and HT-LTF are used not only for AGC setting but also for timing estimation.

また、第２の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ（−５０ｎｓ）」と「ＨＴ−ＬＴＦ（−４００ｎｓ）」等が配置される。また、第３の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ（−１００ｎｓ）」と「ＨＴ−ＬＴＦ（−２００ｎｓ）」等が配置される。また、第４の系列に対応したパケット信号には、プリアンブル信号として「Ｌ−ＳＴＦ（−１５０ｎｓ）」と「ＨＴ−ＬＴＦ（−６００ｎｓ）」等が配置される。   Also, in the packet signal corresponding to the second stream, “L-STF (−50 ns)”, “HT-LTF (−400 ns)” and the like are arranged as preamble signals. Further, in the packet signal corresponding to the third stream, “L-STF (−100 ns)”, “HT-LTF (−200 ns)”, and the like are arranged as preamble signals. In the packet signal corresponding to the fourth stream, “L-STF (−150 ns)”, “HT-LTF (−600 ns)”, and the like are arranged as preamble signals.

ここで、「−４００ｎｓ」等は、ＣＤＤ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）におけるタイミングシフト量を示す。ＣＤＤとは、所定の区間において、時間領域の波形をシフト量だけ後方にシフトさせ、所定の区間の最後部から押し出された波形を所定の区間の先頭部分に循環的に配置させる処理である。すなわち、「Ｌ−ＳＴＦ（−５０ｎｓ）」には、「Ｌ−ＳＴＦ」に対して、−５０ｎｓの遅延量にて循環的なタイミングシフトがなされている。なお、Ｌ−ＳＴＦとＨＴ−ＳＴＦは、８００ｎｓの期間の繰り返しによって構成され、その他のＨＴ−ＬＴＦ等は、３．２μｓの期間の繰り返し部分と０．８μｓのＧＩ部分から構成されている。ここで「データ１」から「データ４」にもＣＤＤがなされており、タイミングシフト量は、前段に配置されたＨＴ−ＬＴＦでのタイミングシフト量と同一の値である。   Here, “−400 ns” or the like indicates a timing shift amount in CDD (Cyclic Delay Diversity). CDD is a process in which a waveform in the time domain is shifted backward by a shift amount in a predetermined section, and a waveform pushed out from the last part of the predetermined section is cyclically arranged at the head portion of the predetermined section. That is, “L-STF (−50 ns)” is cyclically shifted with a delay amount of −50 ns with respect to “L-STF”. The L-STF and the HT-STF are configured by repeating a period of 800 ns, and the other HT-LTFs are configured by a repeating part of a period of 3.2 μs and a GI part of 0.8 μs. Here, “data 1” to “data 4” are also CDDed, and the timing shift amount is the same value as the timing shift amount in the HT-LTF arranged in the preceding stage.

また、第１の系列において、ＨＴ−ＬＴＦが、先頭から「ＨＴ−ＬＴＦ」、「−ＨＴ−ＬＴＦ」、「ＨＴ−ＬＦＴ」、「−ＨＴ−ＬＴＦ」の順に配置されている。ここで、これらを順に、すべての系列において「第１成分」、「第２成分」、「第３成分」、「第４成分」と呼ぶ。すべての系列の受信信号に対して、第１成分−第２成分＋第３成分−第４成分の演算を行えば、受信装置において、第１の系列に対する所望信号が抽出される。また、すべての系列の受信信号に対して、第１成分＋第２成分＋第３成分＋第４成分の演算を行えば、受信装置において、第２の系列に対する所望信号が抽出される。また、すべての系列の受信信号に対して、第１成分−第２成分−第３成分＋第４成分の演算を行えば、受信装置において、第３の系列に対する所望信号が抽出される。また、すべての系列の受信信号に対して、第１成分＋第２成分−第３成分−第４成分の演算を行えば、受信装置において、第４の系列に対する所望信号が抽出される。これらは、所定の成分の符号の組合せが系列間において直交関係を有していることに相当する。なお、加減処理は、ベクトル演算にて実行される。   In the first stream, HT-LTFs are arranged in the order of “HT-LTF”, “−HT-LTF”, “HT-LFT”, and “−HT-LTF” from the top. Here, these are sequentially referred to as “first component”, “second component”, “third component”, and “fourth component” in all series. If the calculation of the first component-second component + third component-fourth component is performed on all series of received signals, the receiving apparatus extracts a desired signal for the first series. Further, if the calculation of the first component + second component + third component + fourth component is performed on all series of received signals, the receiving apparatus extracts a desired signal for the second series. Further, if the calculation of the first component-second component-third component + fourth component is performed on all series of received signals, the receiving apparatus extracts a desired signal for the third series. Also, if the calculation of the first component + second component−third component−fourth component is performed on the received signals of all sequences, the desired signal for the fourth sequence is extracted in the receiving apparatus. These correspond to the combination of codes of predetermined components having an orthogonal relationship between sequences. The addition / subtraction process is executed by vector calculation.

「Ｌ−ＬＴＦ」から「ＨＴ−ＳＩＧ」等までの部分には、従来システムと同様に、「５２」サブキャリアが使用される。なお、「５２」サブキャリアのうちの「４」サブキャリアがパイロット信号に相当する。一方、「ＨＴ−ＬＴＦ」等以降の部分は、「５６」サブキャリアを使用する。   In the part from “L-LTF” to “HT-SIG” and the like, “52” subcarriers are used as in the conventional system. Of the “52” subcarriers, “4” subcarriers correspond to pilot signals. On the other hand, “56” subcarriers are used in the subsequent parts such as “HT-LTF”.

図４（ａ）において、「ＨＴ−ＬＴＦ」の符号は、以下のように規定されている。第１の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「−」、「＋」、「−」の順に並べられ、第２の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「＋」、「＋」の順に並べられ、第３の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「−」、「−」、「＋」の順に並べられ、第４の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「−」、「−」の順に並べられている。しかしながら、符号は、以下のように規定されていてもよい。第１の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「−」、「＋」、「＋」の順に並べられ、第２の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「−」、「＋」の順に並べられ、第３の系列の先頭から順に、符号は「＋」、「＋」、「＋」、「−」の順に並べられ、第４の系列の先頭から順に、符号は「−」、「＋」、「＋」、「＋」の順に並べられる。このような符号であっても、所定の成分の符号の組合せが系列間において直交関係を有していることに相当する。   In FIG. 4A, the sign of “HT-LTF” is defined as follows. The codes are arranged in the order of “+”, “−”, “+”, “−” in order from the top of the first sequence, and the codes are “+”, “+”, “+” in order from the top of the second sequence. Arranged in the order of “+” and “+”, the codes are arranged in the order of “+”, “−”, “−” and “+” in order from the top of the third series, and from the top of the fourth series. In order, the codes are arranged in the order of “+”, “+”, “−”, and “−”. However, the code | symbol may be prescribed | regulated as follows. The codes are arranged in the order of “+”, “−”, “+”, “+” in order from the top of the first sequence, and the codes are “+”, “+”, “+” in order from the top of the second sequence. Arranged in the order of “−” and “+”, the codes are arranged in the order of “+”, “+”, “+”, “−” in order from the top of the third series, and from the top of the fourth series. In order, the symbols are arranged in the order of “−”, “+”, “+”, “+”. Even such a code corresponds to a combination of codes of predetermined components having an orthogonal relationship between sequences.

図４（ｂ）は、図４（ａ）の第１の系列から第３の系列に相当する。図４（ｃ）は、図４（ａ）に示したパケットフォーマットのうちの第１系列と第２系列に類似している。ここで、図４（ｃ）の「ＨＴ−ＬＴＦ」の配置が、図４（ａ）の「ＨＴ−ＬＴＦ」の配置と異なっている。すなわち、ＨＴ−ＬＴＦには、第１成分と第２成分だけが含まれている。第１の系列において、ＨＴ−ＬＴＦが、先頭から「ＨＴ−ＬＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」の順に配置され、第２の系列において、ＨＴ−ＬＴＦが、先頭から「ＨＴ−ＬＴＦ」、「−ＨＴ−ＬＴＦ」の順に配置されている。すべての系列の受信信号に対して、第１成分＋第２成分の演算を行えば、受信装置において、第１の系列に対する所望信号が抽出される。また、すべての系列の受信信号に対して、第１成分−第２成分の演算を行えば、受信装置において、第２の系列に対する所望信号が抽出される。これらも、前述のごとく、直交関係といえる。図４（ｄ）では、ひとつの「ＨＴ−ＬＴＦ」だけが配置されている。ここでは、図４（ａ）−（ｄ）、特に図４（ｄ）に示されたパケット信号が、ＭＩＭＯ固有モード伝送によって、ビームフォーミングされながら送信される。   FIG. 4B corresponds to the first to third sequences in FIG. FIG. 4C is similar to the first series and the second series in the packet format shown in FIG. Here, the arrangement of “HT-LTF” in FIG. 4C is different from the arrangement of “HT-LTF” in FIG. That is, the HT-LTF includes only the first component and the second component. In the first sequence, HT-LTFs are arranged in the order of “HT-LTF” and “HT-LTF” from the top, and in the second sequence, HT-LTFs are arranged from the top to “HT-LTF”, “− They are arranged in the order of “HT-LTF”. If the calculation of the first component + the second component is performed on the reception signals of all sequences, the reception device extracts the desired signal for the first sequence. Also, if the first component-second component calculation is performed on all series of received signals, the receiving apparatus extracts a desired signal for the second series. These can also be said to be orthogonal as described above. In FIG. 4D, only one “HT-LTF” is arranged. Here, the packet signals shown in FIGS. 4A to 4D, particularly FIG. 4D, are transmitted while being beam-formed by MIMO eigenmode transmission.

図５（ａ）−（ｄ）は、通信システム１００におけるトレーニング信号用のパケットフォーマットを示す。なお、トレーニング信号とは、伝送路推定用の既知信号、つまりＨＴ−ＬＴＦが配置された系列数が、データ信号が配置された系列数よりも多いパケット信号ことを示す。なお、以下では説明を明瞭にするために、パケットフォーマットに含まれる「Ｌ−ＳＴＦ」から「ＨＴ−ＳＩＧ」を省略するものとする。すなわち、「ＨＴ−ＳＴＦ」以降の構成が示されている。図５（ａ）は、データ信号が配置される系列（以下、「主系列」という）の数が「３」である場合であり、図５（ｂ）は、主系列の数が「２」場合であり、図５（ｃ）−（ｄ）は、主系列の数が「１」である場合である。すなわち、図５（ａ）では、第１の系列から第３の系列にデータ信号が配置され、図５（ｂ）では、第１の系列と第２の系列とにデータ信号が配置され、図５（ｃ）−（ｄ）では、第１の系列にデータ信号が配置される。   FIGS. 5A to 5D show training signal packet formats in the communication system 100. FIG. Note that the training signal indicates that the number of sequences in which a known signal for channel estimation, that is, HT-LTF is arranged is larger than the number of sequences in which a data signal is arranged. In the following, for the sake of clarity, “L-STF” to “HT-SIG” included in the packet format are omitted. That is, the configuration after “HT-STF” is shown. FIG. 5A shows a case where the number of sequences (hereinafter referred to as “main sequences”) in which data signals are arranged is “3”, and FIG. 5B shows that the number of main sequences is “2”. FIGS. 5C to 5D show the case where the number of main sequences is “1”. That is, in FIG. 5A, data signals are arranged from the first series to the third series, and in FIG. 5B, data signals are arranged in the first series and the second series. In 5 (c)-(d), data signals are arranged in the first stream.

図５（ａ）の第１の系列から第３の系列のうち、ＨＴ−ＬＴＦに関する配置までは、図４（ｂ）での配置と同一である。しかしながら、その後段において、第１の系列から第３の系列には、空白の期間が設けられる。一方、第１の系列から第３の系列での空白の期間において、第４の系列には、ＨＴ−ＬＴＦが配置される。また、第４の系列に配置されたＨＴ−ＬＴＦにつづいて、第１の系列から第３の系列には、データが配置される。なお、第４の系列において、ひとつのＨＴ−ＬＴＦが配置される。   Of the first to third sequences in FIG. 5A, the arrangement related to HT-LTF is the same as the arrangement in FIG. 4B. However, in the subsequent stage, blank periods are provided from the first series to the third series. On the other hand, in a blank period from the first series to the third series, HT-LTF is arranged in the fourth series. Further, following the HT-LTF arranged in the fourth series, data is arranged from the first series to the third series. In the fourth series, one HT-LTF is arranged.

このような配置によって、「ＨＴ−ＳＴＦ」が配置された系列の数が、データ信号が配置された系列の数に等しくなるので、受信装置において「ＨＴ−ＳＴＦ」によって設定された増幅率に含まれる誤差が小さくなり、データ信号の受信特性の悪化を防止できる。また、第４系列に配置された「ＨＴ−ＬＴＦ」は、ひとつの系列に配置されているだけなので、受信装置において第４系列に配置された「ＨＴ−ＬＴＦ」が、ＡＧＣによって歪みが生じるほど増幅される状況を低減できる。そのため、伝送路推定の精度の悪化を防止できる。   With such an arrangement, the number of sequences in which “HT-STF” is arranged becomes equal to the number of sequences in which data signals are arranged, and therefore included in the amplification factor set by “HT-STF” in the receiving apparatus. Error can be reduced, and deterioration of data signal reception characteristics can be prevented. In addition, since “HT-LTF” arranged in the fourth sequence is only arranged in one sequence, the “HT-LTF” arranged in the fourth sequence in the receiving apparatus is so distorted as to be caused by AGC. The situation where it is amplified can be reduced. Therefore, it is possible to prevent deterioration in accuracy of transmission path estimation.

図５（ｂ）の第１の系列と第２の系列のうち、ＨＴ−ＬＴＦに関する配置までは、図４（ｃ）での配置と同一である。しかしながら、その後段において、第１の系列と第２の系列には、空白の期間が設けられる。一方、第１の系列と第２の系列での空白の期間において、第３の系列と第４の系列には、ＨＴ−ＬＴＦが配置される。また、第３の系列と第４の系列に配置されたＨＴ−ＬＴＦにつづいて、第１の系列と第２の系列には、データが配置される。なお、第３の系列と第４の系列でのＨＴ−ＬＴＦの配置は、図４（ｃ）での配置と同一である。   Of the first and second sequences in FIG. 5B, the arrangement related to HT-LTF is the same as the arrangement in FIG. 4C. However, in the subsequent stage, blank periods are provided in the first series and the second series. On the other hand, in the blank period in the first sequence and the second sequence, HT-LTF is arranged in the third sequence and the fourth sequence. Further, following the HT-LTF arranged in the third series and the fourth series, data is arranged in the first series and the second series. The arrangement of HT-LTFs in the third series and the fourth series is the same as the arrangement in FIG.

ここで、タイミングシフト量について、「０ｎｓ」、「−４００ｎｓ」、「−２００ｎｓ」、「−６００ｎｓ」の順に優先度が低くなるように、優先度が規定されているものとする。すなわち、「０ｎｓ」の優先度が最も高く、「−６００ｎｓ」の優先度が最も低くなるように規定されている。そのため、第１の系列と第２の系列では、タイミングシフト量として、「０ｎｓ」、「−４００ｎｓ」の値が使用されている。一方、第３の系列と第４の系列でもタイミングシフト量として「０ｎｓ」、「−４００ｎｓ」の値が使用されている。その結果、第１の系列での「ＨＴ−ＬＴＦ」、「ＨＴ−ＬＴＦ」の組合せが第３の系列でも使用され、第２の系列での「ＨＴ−ＬＴＦ（−４００ｎｓ）」、「−ＨＴ−ＬＴＦ（−４００ｎｓ）」の組合せが第４の系列でも使用されるので、処理が簡易になる。   Here, with respect to the timing shift amount, it is assumed that the priority is defined such that the priority decreases in the order of “0 ns”, “−400 ns”, “−200 ns”, and “−600 ns”. That is, it is defined that “0 ns” has the highest priority and “−600 ns” has the lowest priority. Therefore, in the first series and the second series, values of “0 ns” and “−400 ns” are used as timing shift amounts. On the other hand, values of “0 ns” and “−400 ns” are also used as timing shift amounts in the third and fourth series. As a result, the combination of “HT-LTF” and “HT-LTF” in the first sequence is also used in the third sequence, and “HT-LTF (−400 ns)” and “−HT in the second sequence are used. Since the combination of “−LTF (−400 ns)” is also used in the fourth stream, the processing becomes simple.

図５（ｃ）の第１の系列のうち、ＨＴ−ＬＴＦに関する配置までは、図５（ｂ）の第１の系列に対する配置と同等である。ここで、ふたつの「ＨＴ−ＬＴＦ」が配置される。しかしながら、その後段において、第１の系列には、空白の期間が設けられる。一方、第１の系列での空白の期間において、第２の系列から第４の系列には、ＨＴ−ＬＴＦが配置される。また、第２の系列から第４の系列に配置されたＨＴ−ＬＴＦにつづいて、第１の系列には、データが配置される。ここで、第２の系列から第３の系列に配置されるＨＴ−ＬＴＦの配置は、図４（ｂ）での配置に類似する。   The arrangement related to the HT-LTF in the first series in FIG. 5C is equivalent to the arrangement for the first series in FIG. Here, two “HT-LTF” are arranged. However, in the subsequent stage, a blank period is provided in the first series. On the other hand, in the blank period in the first sequence, HT-LTF is arranged in the second sequence to the fourth sequence. In addition, following the HT-LTF arranged from the second series to the fourth series, data is arranged in the first series. Here, the arrangement of HT-LTFs arranged from the second series to the third series is similar to the arrangement in FIG.

図５（ｄ）は、図５（ｃ）と同様に構成されるが、図５（ｄ）における「ＨＴ−ＬＴＦ」の符号の組合せが、図５（ｃ）のものと異なる。ここで、「ＨＴ−ＬＴＦ」の符号の組合せは、系列間において直交関係が成立するように規定されている。また、図５（ｄ）では、複数の系列のそれぞれに対し、「ＨＴ−ＬＴＦ」の符号の組合せが固定されるように規定されている。ここで、図５（ｄ）では、図５（ｃ）と同様に、第２の系列から第４の系列であっても、優先度の高い「０ｎｓ」、「−４００ｎｓ」、「−２００ｎｓ」が使用される。   FIG. 5D is configured in the same manner as FIG. 5C, but the combination of symbols “HT-LTF” in FIG. 5D is different from that in FIG. Here, the combination of codes “HT-LTF” is defined such that an orthogonal relationship is established between sequences. Further, in FIG. 5D, it is defined that the combination of “HT-LTF” codes is fixed for each of a plurality of sequences. Here, in FIG. 5D, as in FIG. 5C, “0 ns”, “−400 ns”, and “−200 ns” having high priorities even in the second to fourth series. Is used.

図５（ａ）での第４の系列、すなわちデータが配置されていない系列（以下、「副系列」という）には、ひとつの「ＨＴ−ＬＴＦ」が配置される。また、図５（ｂ）での第３の系列および第４の系列には、ふたつの「ＨＴ−ＬＴＦ」が配置される。さらに、図５（ｃ）−（ｄ）での第２の系列から第４の系列には、４つの「ＨＴ−ＬＴＦ」が配置される。これらを比較すると、図５（ｃ）−（ｄ）での副系列に配置された「ＨＴ−ＬＴＦ」の長さが最も長くなる。すなわち、トレーニング信号を生成すべきパケット信号での主系列の数が大きくなると、副系列の長さが短くなり、伝送効率が向上する。なお、トレーニング信号には、ＭＩＭＯ固有モード伝送によるビームフォーミングがなされないものとする。   One “HT-LTF” is arranged in the fourth series in FIG. 5A, that is, a series in which data is not arranged (hereinafter referred to as “sub-sequence”). Also, two “HT-LTFs” are arranged in the third series and the fourth series in FIG. Furthermore, four “HT-LTFs” are arranged from the second series to the fourth series in FIGS. When these are compared, the length of “HT-LTF” arranged in the subsequence in FIGS. 5C to 5D is the longest. That is, when the number of main sequences in the packet signal for which a training signal is to be generated increases, the length of the sub-sequence decreases and transmission efficiency improves. It is assumed that the training signal is not beam-formed by MIMO eigenmode transmission.

図６（ａ）−（ｄ）は、通信システム１００における別のトレーニング信号用のパケットフォーマットを示す。図６（ａ）−（ｄ）は、図５（ａ）−（ｄ）にそれぞれ対応する。図６（ａ）−（ｄ）では、複数の系列のそれぞれにタイミングシフト量が対応づけられながら規定されている。ここで、第１の系列に対してタイミングシフト量「０ｎｓ」が規定され、第２の系列に対してタイミングシフト量「−４００ｎｓ」が規定され、第３の系列に対してタイミングシフト量「−２００ｎｓ」が規定され、第４の系列に対してタイミングシフト量「−６００ｎｓ」が規定されている。   6A to 6D show other packet formats for training signals in the communication system 100. FIG. FIGS. 6A to 6D correspond to FIGS. 5A to 5D, respectively. In FIGS. 6A to 6D, the timing shift amount is defined while being associated with each of the plurality of sequences. Here, a timing shift amount “0 ns” is defined for the first sequence, a timing shift amount “−400 ns” is defined for the second sequence, and a timing shift amount “−” is defined for the third sequence. 200 ns ”is defined, and the timing shift amount“ −600 ns ”is defined for the fourth stream.

そのため、図６（ａ）では、図５（ａ）における第４の系列でのタイミングシフト量「０ｎｓ」の代わりに、「−６００ｎｓ」が使用される。また、図６（ｂ）では、図５（ｂ）における第３の系列と第４の系列でのタイミングシフト量「０ｎｓ」、「−４００ｎｓ」の代わりに、「−２００ｎｓ」、「−６００ｎｓ」が使用される。一方、図６（ｃ）−（ｄ）では、図５（ｃ）−（ｄ）における第２の系列から第４の系列でのタイミングシフト量「０ｎｓ」、「−４００ｎｓ」、「−２００ｎｓ」の代わりに、「−４００ｎｓ」、「−２００ｎｓ」、「−６００ｎｓ」が使用される。   Therefore, in FIG. 6A, “−600 ns” is used instead of the timing shift amount “0 ns” in the fourth series in FIG. 5A. In FIG. 6B, instead of the timing shift amounts “0 ns” and “−400 ns” in the third sequence and the fourth sequence in FIG. 5B, “−200 ns” and “−600 ns”. Is used. On the other hand, in FIGS. 6C to 6D, timing shift amounts “0 ns”, “−400 ns”, and “−200 ns” from the second series to the fourth series in FIGS. 5C to 5D are used. Instead of “−400 ns”, “−200 ns”, “−600 ns” are used.

図６（ｄ）は、図６（ｃ）と同様に構成されるが、図６（ｄ）における「ＨＴ−ＬＴＦ」の符号の組合せが、図６（ｃ）のものと異なる。「ＨＴ−ＬＴＦ」の符号の組合せには予め優先度が設けられている。すなわち、図４（ａ）の第１の系列における符号の組合せの優先度が最も高く、第４の系列における符号の組合せの優先度が最も低くなるような規定がなされている。また、データ信号が配置される系列に対して、優先度の高い符号の組合せから順に符号の組合せを使用し、データ信号が配置されない系列に対しても、優先度の高い符号の組合せから順に符号の組合せを使用する。このように、符号の組合せを同じにしておけば、受信装置が＋−の演算を行って各成分を取り出す場合に、データが配置されない系列の「ＨＴ−ＬＴＦ」の部分に対する伝送路特性の計算と、データが配置される系列の「ＨＴ−ＬＴＦ」の部分に対する伝送路特性の計算に対して、共通の回路を使用できる。   FIG. 6D is configured in the same manner as FIG. 6C, but the combination of symbols “HT-LTF” in FIG. 6D is different from that in FIG. Priorities are provided in advance for combinations of signs of “HT-LTF”. That is, the code combination in the first sequence in FIG. 4A has the highest priority and the code combination in the fourth sequence has the lowest priority. In addition, a combination of codes is used in order from a combination of codes with higher priority for a sequence in which a data signal is arranged, and a code in order from a combination of codes with a higher priority is also used for a sequence in which no data signal is arranged. Use a combination of In this way, if the combination of codes is the same, calculation of transmission path characteristics for the “HT-LTF” portion of the sequence in which no data is arranged when the receiving apparatus performs the + − operation to extract each component. In addition, a common circuit can be used for the calculation of the transmission path characteristics for the “HT-LTF” portion of the sequence in which data is arranged.

図７は、通信システム１００において最終的に送信されるトレーニング信号のパケットフォーマットを示す。図７は、図５（ｂ）と図６（ｂ）のパケット信号を変形させた場合に相当する。図５（ｂ）と図６（ｂ）の第１の系列と第２の系列に配置された「ＨＴ−ＳＴＦ」と「ＨＴ−ＬＴＦ」に、後述の直交行列による演算がなされる。その結果、「ＨＴ−ＳＴＦ１」から「ＨＴ−ＳＴＦ４」が生成される。「ＨＴ−ＬＴＦ」についても同様である。さらに、第１の系列から第４の系列のそれぞれに対して、タイミングシフト量「０ｎｓ」、「−５０ｎｓ」、「−１００ｎｓ」、「−１５０ｎｓ」によるＣＤＤが実行される。なお、２度目のＣＤＤでのタイミングシフト量の絶対値は、ＨＴ−ＳＴＦおよびＨＴ−ＬＴＦに対して１度目になされたＣＤＤでのタイミングシフト量の絶対値よりも小さくなるように設定される。第３の系列と第４の系列に配置された「ＨＴ−ＬＴＦ」と、第１の系列の「データ１」等に対しても同様の処理が実行される。   FIG. 7 shows a packet format of a training signal that is finally transmitted in the communication system 100. FIG. 7 corresponds to the case where the packet signals of FIG. 5B and FIG. 6B are modified. An operation using an orthogonal matrix described later is performed on “HT-STF” and “HT-LTF” arranged in the first sequence and the second sequence in FIG. 5B and FIG. 6B. As a result, “HT-STF4” is generated from “HT-STF1”. The same applies to “HT-LTF”. Further, CDD with timing shift amounts “0 ns”, “−50 ns”, “−100 ns”, and “−150 ns” is performed for each of the first to fourth streams. The absolute value of the timing shift amount at the second CDD is set to be smaller than the absolute value of the timing shift amount at the first CDD for HT-STF and HT-LTF. Similar processing is executed for “HT-LTF” arranged in the third series and the fourth series, “data 1” of the first series, and the like.

図８は、第１無線装置１０ａの構成を示す。第１無線装置１０ａは、無線部２０と総称される第１無線部２０ａ、第２無線部２０ｂ、第４無線部２０ｄ、ベースバンド処理部２２、変復調部２４、ＩＦ部２６、制御部３０を含む。また、ＩＦ部２６は、結合部９０、復号部９２、分離部９４、符号化部９６を含む。また信号として、時間領域信号２００と総称される第１時間領域信号２００ａ、第２時間領域信号２００ｂ、第４時間領域信号２００ｄ、周波数領域信号２０２と総称される第１周波数領域信号２０２ａ、第２周波数領域信号２０２ｂ、第４周波数領域信号２０２ｄを含む。なお、第２無線装置１０ｂは、第１無線装置１０ａと同様に構成される。第１無線装置１０ａは、複数のアンテナ１２を備えながら、図示しない第２無線装置１０ｂであって、かつ図示しない複数のアンテナ１４を備えた第２無線装置１０ｂとの間での通信を実行する。   FIG. 8 shows the configuration of the first radio apparatus 10a. The first radio apparatus 10a includes a first radio unit 20a, a second radio unit 20b, a fourth radio unit 20d, a baseband processing unit 22, a modem unit 24, an IF unit 26, and a control unit 30, which are collectively referred to as a radio unit 20. Including. The IF unit 26 includes a combining unit 90, a decoding unit 92, a separation unit 94, and an encoding unit 96. Further, as signals, a first time domain signal 200a, a second time domain signal 200b, a fourth time domain signal 200d, which are collectively referred to as a time domain signal 200, a first frequency domain signal 202a, which is collectively referred to as a frequency domain signal 202, and a second time domain signal 200b. It includes a frequency domain signal 202b and a fourth frequency domain signal 202d. The second radio apparatus 10b is configured in the same manner as the first radio apparatus 10a. The first radio apparatus 10a includes a plurality of antennas 12 and performs communication with a second radio apparatus 10b (not shown) and a plurality of antennas 14 (not shown). .

無線部２０は、受信動作として、アンテナ１２によって受信した無線周波数の信号を周波数変換し、ベースバンドの信号を導出する。無線部２０は、ベースバンドの信号を時間領域信号２００としてベースバンド処理部２２に出力する。一般的に、ベースバンドの信号は、同相成分と直交成分によって形成されるので、ふたつの信号線によって伝送されるべきであるが、ここでは、図を明瞭にするためにひとつの信号線だけを示すものとする。また、ＡＧＣやＡ／Ｄ変換部も含まれる。ＡＧＣは、「Ｌ−ＳＴＦ」、「ＨＴ−ＳＴＦ」をもとに増幅率を設定する。   As a reception operation, the radio unit 20 performs frequency conversion on a radio frequency signal received by the antenna 12 and derives a baseband signal. The radio unit 20 outputs the baseband signal to the baseband processing unit 22 as a time domain signal 200. In general, baseband signals are formed by in-phase and quadrature components, so they should be transmitted by two signal lines. Here, for clarity of illustration, only one signal line is used. Shall be shown. An AGC and A / D converter are also included. AGC sets the amplification factor based on “L-STF” and “HT-STF”.

無線部２０は、送信動作として、ベースバンド処理部２２からのベースバンドの信号を周波数変換し、無線周波数の信号を導出する。ここで、ベースバンド処理部２２からのベースバンドの信号も時間領域信号２００として示す。無線部２０は、無線周波数の信号をアンテナ１２に出力する。すなわち、無線部２０は、無線周波数のパケット信号をアンテナ１２から送信する。また、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、Ｄ／Ａ変換部も含まれる。時間領域信号２００は、時間領域に変換されたマルチキャリア信号であり、デジタル信号であるものとする。   As a transmission operation, the radio unit 20 performs frequency conversion on the baseband signal from the baseband processing unit 22 and derives a radio frequency signal. Here, a baseband signal from the baseband processing unit 22 is also shown as a time domain signal 200. The radio unit 20 outputs a radio frequency signal to the antenna 12. That is, the radio unit 20 transmits a radio frequency packet signal from the antenna 12. Further, a PA (Power Amplifier) and a D / A converter are also included. The time domain signal 200 is a multicarrier signal converted into the time domain, and is a digital signal.

ベースバンド処理部２２は、受信動作として、複数の時間領域信号２００をそれぞれ周波数領域に変換し、周波数領域の信号に対してアダプティブアレイ信号処理を実行する。ベースバンド処理部２２は、アダプティブアレイ信号処理の結果を周波数領域信号２０２として出力する。ひとつの周波数領域信号２０２が、送信された複数の系列のそれぞれに含まれたデータに相当する。ベースバンド処理部２２は、送信動作として、変復調部２４から、周波数領域の信号としての周波数領域信号２０２を入力し、ウエイトベクトルによる分散処理を実行する。すなわち、ＭＩＭＯ固有モード伝送における固有ビームの形成がなされる。なお、ＭＩＭＯ固有モード伝送の説明は、後述する。   As a reception operation, the baseband processing unit 22 converts each of the plurality of time domain signals 200 into the frequency domain, and performs adaptive array signal processing on the frequency domain signal. The baseband processing unit 22 outputs the result of adaptive array signal processing as the frequency domain signal 202. One frequency domain signal 202 corresponds to data included in each of a plurality of transmitted sequences. As a transmission operation, the baseband processing unit 22 receives the frequency domain signal 202 as a frequency domain signal from the modulation / demodulation unit 24, and executes dispersion processing using a weight vector. That is, the eigenbeam is formed in the MIMO eigenmode transmission. The description of MIMO eigenmode transmission will be described later.

ベースバンド処理部２２は、周波数領域の信号を時間領域に変換し、時間領域信号２００として出力する。送信処理において使用すべきアンテナ１２の数は、制御部３０によって指定されるものとする。ここで、周波数領域の信号である周波数領域信号２０２は、図１のごとく、複数のサブキャリアの成分を含むものとする。図を明瞭にするために、周波数領域の信号は、サブキャリア番号の順に並べられて、シリアル信号を形成しているものとする。   The baseband processing unit 22 converts the frequency domain signal into the time domain and outputs the time domain signal 200. It is assumed that the number of antennas 12 to be used in the transmission process is specified by the control unit 30. Here, the frequency domain signal 202, which is a frequency domain signal, includes a plurality of subcarrier components as shown in FIG. For the sake of clarity, it is assumed that the signals in the frequency domain are arranged in the order of subcarrier numbers to form a serial signal.

図９は、周波数領域の信号の構成を示す。ここで、図１に示したサブキャリア番号「−２８」から「２８」のひとつの組合せを「ＯＦＤＭシンボル」というものとする。「ｉ」番目のＯＦＤＭシンボルは、サブキャリア番号「１」から「２８」、サブキャリア番号「−２８」から「−１」の順番にサブキャリア成分を並べているものとする。また、「ｉ」番目のＯＦＤＭシンボルの前に、「ｉ−１」番目のＯＦＤＭシンボルが配置され、「ｉ」番目のＯＦＤＭシンボルの後ろに、「ｉ＋１」番目のＯＦＤＭシンボルが配置されているものとする。なお、図４（ａ）等の「Ｌ−ＳＩＧ」等の部分では、ひとつの「ＯＦＤＭシンボル」に対して、サブキャリア番号「−２６」から「２６」の組合せが使用される。   FIG. 9 shows the structure of a signal in the frequency domain. Here, one combination of subcarrier numbers “−28” to “28” shown in FIG. 1 is referred to as an “OFDM symbol”. In the “i” th OFDM symbol, subcarrier components are arranged in the order of subcarrier numbers “1” to “28” and subcarrier numbers “−28” to “−1”. Also, the “i−1” th OFDM symbol is arranged before the “i” th OFDM symbol, and the “i + 1” th OFDM symbol is arranged after the “i” th OFDM symbol. And In addition, in the part such as “L-SIG” in FIG. 4A and the like, a combination of subcarrier numbers “−26” to “26” is used for one “OFDM symbol”.

図８に戻る。変復調部２４は、受信処理として、ベースバンド処理部２２からの周波数領域信号２０２に対して、復調を実行する。なお、復調は、サブキャリア単位でなされる。変復調部２４は、復調した信号をＩＦ部２６に出力する。また、変復調部２４は、送信処理として、変調を実行する。変復調部２４は、変調した信号を周波数領域信号２０２としてベースバンド処理部２２に出力する。   Returning to FIG. The modem unit 24 demodulates the frequency domain signal 202 from the baseband processing unit 22 as a reception process. Note that demodulation is performed in units of subcarriers. The modem unit 24 outputs the demodulated signal to the IF unit 26. Further, the modem unit 24 performs modulation as transmission processing. The modem unit 24 outputs the modulated signal to the baseband processing unit 22 as the frequency domain signal 202.

ＩＦ部２６は、受信処理として、結合部９０において複数の変復調部２４からの信号を合成し、ひとつのデータストリームを形成する。さらに、復号部９２は、ひとつのデータストリームに対してデインタリーブを実行した後に、復号を実行する。ＩＦ部２６は、復号したデータストリームを出力する。また、ＩＦ部２６は、送信処理として、ひとつのデータストリームを入力し、符号化部９６において符号化およびインタリーブを実行した後に、分離部９４においてこれを分離する。さらに、ＩＦ部２６は、分離したデータを複数の変復調部２４に出力する。   As a reception process, the IF unit 26 combines signals from the plurality of modulation / demodulation units 24 in the combining unit 90 to form one data stream. Further, the decoding unit 92 performs decoding after executing deinterleaving on one data stream. The IF unit 26 outputs the decoded data stream. In addition, the IF unit 26 inputs one data stream as transmission processing, performs encoding and interleaving in the encoding unit 96, and then separates them in the separation unit 94. Further, the IF unit 26 outputs the separated data to the plurality of modulation / demodulation units 24.

制御部３０は、第１無線装置１０ａのタイミング等を制御する。以下では、第１無線装置１０ａの処理内容を図３での動作に対応づけながら説明する。また、その処理の前提として、ＭＩＭＯ固有モード伝送の概略を説明する。そのため、以下では、（１）ＭＩＭＯ固有モード伝送の概略、（２）トレーニング信号の送信、（３）送信ウエイトベクトルの導出の順に説明を行う。   The control unit 30 controls the timing of the first radio apparatus 10a. Hereinafter, the processing content of the first radio apparatus 10a will be described in association with the operation in FIG. An outline of MIMO eigenmode transmission will be described as a premise of the processing. Therefore, hereinafter, (1) an outline of MIMO eigenmode transmission, (2) transmission of a training signal, and (3) derivation of a transmission weight vector will be described in this order.

（１）ＭＩＭＯ固有モード伝送の概略
Ｈ行列は、サブキャリア単位に、複数のアンテナ１２の数と、複数の図示しないアンテナ１４の数から定められる要素の数を有する。例えば、図２のように、複数のアンテナ１２の数は、「４」であり、複数のアンテナ１４の数も「４」である場合、Ｈ行列は、ひとつのサブキャリアに対して４行４列となる。また、Ｈ行列に含まれたそれぞれの成分は、前述の伝送路特性にであり、図２のｈｉｊに相当する。 (1) Outline of MIMO Eigenmode Transmission The H matrix has the number of elements determined from the number of a plurality of antennas 12 and the number of a plurality of antennas 14 (not shown) for each subcarrier. For example, as shown in FIG. 2, when the number of the plurality of antennas 12 is “4” and the number of the plurality of antennas 14 is also “4”, the H matrix has 4 rows and 4 for one subcarrier. It becomes a column. In addition, each component included in the H matrix has the above-described transmission path characteristics, and corresponds to hij in FIG.

このようなＨ行列は、前述のごとく、第２無線装置１０ｂにおいて導出される。以下、説明を容易にするためにひとつのサブキャリアに対する処理を説明する。第２無線装置１０ｂにおいて受信されたトレーニング信号は、受信信号ベクトルＹとして示される。なお、Ｙは、アンテナ１４の数を要素の数とする。また、送信されるトレーニング信号は、送信信号ベクトルＸとして示される。なお、Ｘは、アンテナ１２の数を要素の数とする。これらのように定義すれば、Ｙ、Ｘ、Ｈ行列の関係は、以下のように示される。   Such an H matrix is derived in the second radio apparatus 10b as described above. Hereinafter, processing for one subcarrier will be described for ease of explanation. The training signal received by the second radio apparatus 10b is shown as a received signal vector Y. Y represents the number of antennas 14 as the number of elements. The transmitted training signal is shown as a transmission signal vector X. X is the number of antennas 12 and the number of elements. If defined as above, the relationship between the Y, X, and H matrices is shown as follows.

Figure 2008125028
ｎは、雑音ベクトルである。Ｈ行列は、アンテナ１４の数を行の数とし、アンテナ１２の数を列の数とする。また、図２の場合、Ｈ行列の各要素は、以下のように示される。
Figure 2008125028
Figure 2008125028
 n is a noise vector. In the H matrix, the number of antennas 14 is the number of rows, and the number of antennas 12 is the number of columns. Moreover, in the case of FIG. 2, each element of H matrix is shown as follows.
Figure 2008125028

第１無線装置１０ａの制御部３０は、Ｈ行列に対して特異値分解を実行する。Ｈ行列に対する特異値分解は、以下のように示される。

Figure 2008125028
Σは、以下のように示される対角行列であり、特異値行列に相当する。
Figure 2008125028
 The control unit 30 of the first radio apparatus 10a performs singular value decomposition on the H matrix. The singular value decomposition for the H matrix is shown as follows.
Figure 2008125028
 Σ is a diagonal matrix shown as follows and corresponds to a singular value matrix.
Figure 2008125028

また、ＵとＶは、特異行列であり、アンテナ１２の数の行４列、アンテナ１４の数の行４列によってそれぞれ構成されるユニタリ行列である。なお、Ｖは、前述のステアリング行列に相当する。また、ＶＨは、４つの列ベクトルによって構成されており、４つの列ベクトルのそれぞれは、特異値行列に含まれる各特異値に対応づけられる。例えば、ＭＩＭＯ固有モード伝送において、４つの系列によって形成されるパケット信号が送信される場合、第１の系列から第４の系列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルとして、ｖ１からｖ４が使用される。なお、第２無線装置１０ｂでは、ＵＨにて示される受信ウエイトベクトルにて受信がなされる。このような受信ウエイトベクトルは、例えば、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）によって導出される。 U and V are singular matrices, which are unitary matrices each constituted by the number of antennas 12 by 4 columns and the number of antennas 14 by 4 columns. V corresponds to the aforementioned steering matrix. Further, V H is composed of four column vectors, and each of the four column vectors is associated with each singular value included in the singular value matrix. For example, when a packet signal formed by four sequences is transmitted in MIMO eigenmode transmission, v1 to v4 are used as transmission weight vectors for each of the first sequence to the fourth sequence. In the second radio apparatus 10b, is received by the receiving weight vector represented by U H is made. Such a reception weight vector is derived by, for example, MMSE (Minimum Mean Square Error).

（２）トレーニング信号の送信
制御部３０は、ＩＦ部２６、変復調部２４、ベースバンド処理部２２と協同しながら、図５（ａ）−（ｄ）、図６（ａ）−（ｄ）、図７のようなパケットフォーマットのパケット信号を生成し、生成したパケット信号を送信するための制御を実行する。ここでは、図５（ｂ）、図６（ｂ）に示されたパケットフォーマットを生成するための処理を中心に説明するが、それ以外のパケットフォーマットについても、同様の処理が実行される。 (2) Transmission of Training Signal The control unit 30 cooperates with the IF unit 26, the modulation / demodulation unit 24, and the baseband processing unit 22 in FIGS. 5 (a)-(d), 6 (a)-(d), A packet signal having a packet format as shown in FIG. 7 is generated, and control for transmitting the generated packet signal is executed. Here, the processing for generating the packet format shown in FIGS. 5B and 6B will be mainly described, but the same processing is executed for other packet formats.

ＩＦ部２６において、複数の系列のうちの少なくともひとつに配置すべきデータが入力される。ここでは、図５（ｂ）、図６（ｂ）のごとく、ふたつの系列に配置すべきデータが入力される。制御部３０は、ベースバンド処理部２２に対して、入力したデータが配置された系列、すなわち第１の系列と第２の系列に配置される「ＨＴ−ＳＴＦ」と、「ＨＴ−ＳＴＦ」の後段において複数の系列に配置される「ＨＴ−ＬＴＦ」と、第１の系列と第２の系列に配置されるデータとから、パケット信号を生成するように指示する。なお、制御部３０は、図４（ａ）−（ｄ）のごとく、ＨＴ−ＳＴＦの前段に、「Ｌ−ＳＴＦ」、「Ｌ−ＬＴＦ」、「Ｌ−ＳＩＧ」、「ＨＴ−ＳＩＧ」が配置されるように、ベースバンド処理部２２に指示を出力する。   In the IF unit 26, data to be arranged in at least one of a plurality of series is input. Here, as shown in FIGS. 5B and 6B, data to be arranged in two series is input. The control unit 30 provides the baseband processing unit 22 with “HT-STF” and “HT-STF” sequences in which the input data is arranged, that is, the first sequence and the second sequence. An instruction is given to generate a packet signal from “HT-LTF” arranged in a plurality of series in the subsequent stage and data arranged in the first series and the second series. As shown in FIGS. 4A to 4D, the control unit 30 includes “L-STF”, “L-LTF”, “L-SIG”, and “HT-SIG” in the previous stage of the HT-STF. An instruction is output to the baseband processing unit 22 so as to be arranged.

ここで、図５（ｂ）、図６（ｂ）に記載のごとく、ひとつの系列に対してふたつの「ＨＴ−ＬＴＦ」が配置されている場合を説明の対象にする。すなわち、「ＨＴ−ＬＴＦ」の全体は、時間領域において「ＨＴ−ＬＴＦ」が繰り返されることによって形成されている。また、「ＨＴ−ＬＴＦ」の符号の組合せは、主系列間あるいは副系列間での直交関係が成立するように規定されている。その結果、前述のごとく、主系列内において、第１成分と第２成分とを加算すれば、第１の系列に対するＨＴ−ＬＴＦが抽出される。また、主系列内において、第１成分から第２成分を減算すれば、第２の系列に対するＨＴ−ＬＴＦが抽出される。   Here, as described in FIG. 5B and FIG. 6B, the case where two “HT-LTFs” are arranged for one series will be described. That is, the entire “HT-LTF” is formed by repeating “HT-LTF” in the time domain. Further, the combination of codes “HT-LTF” is defined so that an orthogonal relationship between main sequences or sub-sequences is established. As a result, as described above, if the first component and the second component are added in the main sequence, the HT-LTF for the first sequence is extracted. Further, if the second component is subtracted from the first component in the main sequence, the HT-LTF for the second sequence is extracted.

なお、ひとつの系列に配置される「ＨＴ−ＬＴＦ」の数は、直交関係を成立させるために必要な数によって定められる。そのため、直交関係を成立させるべき系列の数が「２」であれば、ひとつの系列当たりの「ＨＴ−ＬＴＦ」の数は「２」になる。一方、直交関係を成立させるべき系列の数が「３」あるいは「４」であれば、ひとつの系列当たりの「ＨＴ−ＬＴＦ」の数は「４」になる。   Note that the number of “HT-LTFs” arranged in one sequence is determined by the number necessary to establish the orthogonal relationship. Therefore, if the number of sequences to establish the orthogonal relationship is “2”, the number of “HT-LTF” per sequence is “2”. On the other hand, if the number of sequences to establish the orthogonal relationship is “3” or “4”, the number of “HT-LTF” per sequence is “4”.

制御部３０は、ベースバンド処理部２２に対して、ＨＴ−ＬＴＦ等にＣＤＤを実行させる。なお、ＣＤＤは、ひとつの系列に配置されたＨＴ−ＬＴＦを基準として、他の系列に配置されたＨＴ−ＬＴＦに、ＨＴ−ＬＴＦ内での循環的なタイミングシフトを実行させることに相当する。制御部３０は、タイミングシフト量に予め優先度を設けている。ここでは、前述のごとく、タイミングシフト量「０ｎｓ」の優先度を最も高く設定し、それにつづいて「−４００ｎｓ」、「−２００ｎｓ」、「−６００ｎｓ」の順に低くなっていくような優先度を設定する。   The control unit 30 causes the baseband processing unit 22 to execute CDD on HT-LTF or the like. Note that CDD corresponds to causing the HT-LTF arranged in another series to perform a cyclic timing shift in the HT-LTF based on the HT-LTF arranged in one series. The control unit 30 provides a priority in advance for the timing shift amount. Here, as described above, the priority of the timing shift amount “0 ns” is set to be the highest, and subsequently, the priority is decreased in the order of “−400 ns”, “−200 ns”, and “−600 ns”. Set.

さらに、制御部３０は、ベースバンド処理部２２に、主系列に対して、優先度の高いタイミングシフト量から順にタイミングシフト量を使用させる。例えば、図５（ｂ）の場合、第１の系列に対して「０ｎｓ」を使用させ、第２の系列に対して「−４００ｎｓ」を使用させる。また、制御部３０は、副系列に対しても、優先度の高いタイミングシフト量から順にタイミングシフト量を使用させる。例えば、図５（ｂ）の場合、第３の系列に対して「０ｎｓ」を使用させ、第４の系列に対して「−４００ｎｓ」を使用させる。以上の処理によって、図５（ｂ）に示したパケットフォーマットのパケット信号が生成される。   Furthermore, the control unit 30 causes the baseband processing unit 22 to use the timing shift amount in order from the timing shift amount with the highest priority for the main sequence. For example, in the case of FIG. 5B, “0 ns” is used for the first sequence, and “−400 ns” is used for the second sequence. Also, the control unit 30 causes the timing shift amounts to be used in order from the timing shift amount with the highest priority for the subsequences. For example, in the case of FIG. 5B, “0 ns” is used for the third series, and “−400 ns” is used for the fourth series. Through the above processing, a packet signal having the packet format shown in FIG. 5B is generated.

一方、これとは別に、複数の系列に対してそれぞれ異なった値のタイミングシフト量が設定されていてもよい。例えば、第１の系列のタイミングシフト量として、「０ｎｓ」が設定され、第２の系列のタイミングシフト量として、「−４００ｎｓ」が設定され、第３の系列のタイミングシフト量として、「−２００ｎｓ」が設定され、第４の系列のタイミングシフト量として、「−６００ｎｓ」が設定される。以上の処理によって、図６（ｂ）に示したパケットフォーマットのパケット信号が生成される。   On the other hand, different timing shift amounts may be set for a plurality of sequences. For example, “0 ns” is set as the timing shift amount of the first sequence, “−400 ns” is set as the timing shift amount of the second sequence, and “−200 ns” is set as the timing shift amount of the third sequence. Is set, and “−600 ns” is set as the timing shift amount of the fourth stream. Through the above processing, a packet signal having the packet format shown in FIG. 6B is generated.

以上の処理によって、図５（ａ）−（ｄ）、図６（ａ）−（ｄ）のようなパケットフォーマットのパケット信号が生成された後、制御部３０は、ベースバンド処理部２２に、これらのようなパケット信号を変形させる。すなわち、制御部３０は、図５（ｂ）、図６（ｂ）に示したパケットフォーマットを図７に示したパケットフォーマットに変形させる。ベースバンド処理部２２は、系列の数を複数の系列の数まで拡張した後に、拡張された系列に対して、ＣＤＤを実行する。また、制御部３０は、変形したパケット信号を無線部２０に送信させる。   After the packet signal of the packet format as shown in FIGS. 5A to 5D and FIGS. 6A to 6D is generated by the above processing, the control unit 30 transmits the packet signal to the baseband processing unit 22. These packet signals are deformed. That is, the control unit 30 changes the packet format shown in FIGS. 5B and 6B to the packet format shown in FIG. The baseband processing unit 22 performs CDD on the extended sequence after extending the number of sequences to the number of multiple sequences. Further, the control unit 30 causes the radio unit 20 to transmit the modified packet signal.

（３）送信ウエイトベクトルの導出
制御部３０は、無線部２０、ベースバンド処理部２２等を介して、第２無線装置１０ｂからＨ行列を受けつける。制御部３０は、前述のごとく特異値分解することによって前述のステアリング行列を導出し、ステアリング行列から列ベクトル、例えばｖ１Ｈ（以下、「ｖ１」という）を取得する。実施例では、ｖ１をそのまま送信ウエイトベクトルとして使用せずに、制御部３０は、取得した列ベクトルｖ１に含まれた各成分を変動させることによって、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出する。ここでは、特に、各成分の位相を固定しながら、振幅を変動させることによって、時間的に変動する送信ウエイトベクトルが導出される。なお、変動は、パケット信号単位になされる。 (3) Derivation of transmission weight vector The control unit 30 receives the H matrix from the second radio apparatus 10b via the radio unit 20, the baseband processing unit 22, and the like. The controller 30 derives the steering matrix by performing singular value decomposition as described above, and obtains a column vector, for example, v1 H (hereinafter referred to as “v1”) from the steering matrix. In the embodiment, without using v1 as a transmission weight vector as it is, the control unit 30 derives a transmission weight vector that varies with time by changing each component included in the acquired column vector v1. Here, in particular, a transmission weight vector that varies with time is derived by varying the amplitude while fixing the phase of each component. Note that the fluctuation is made on a packet signal basis.

以上の処理を具体的に説明する。ここで、説明の便宜上、列ベクトルｖ１は、４つの成分を有しており、４つの成分は、ｖ１（１）、ｖ１（２）、ｖ１（３）、ｖ１（４）と示されるものとする。なお、ひとつの成分は、複素数によって示され、同相成分と直交成分とを有する。制御部３０は、ｖ１（１）、ｖ１（２）、ｖ１（３）のそれぞれに対する変動のパターンが示されたテーブルを記憶する。テーブルには、ｖ１（１）、ｖ１（２）、ｖ１（３）のそれぞれに対して、「１．１倍」、「０．９倍」、「１．１５倍」というような複数の増幅率が並べられてる。また、制御部３０は、パケット信号単位に、テーブルの前から順に増幅率を取得し、ｖ１（１）等に乗算する。ここで、乗算は、ｖ１（１）等の同相成分および直交成分に対してなされる。その結果、ｖ１（１）、ｖ１（２）、ｖ１（３）の値は、パケット信号単位に変動する。ここで、乗算結果は、ｖ１’（１）、ｖ１’（２）、ｖ１’（３）と示される。   The above process will be specifically described. Here, for convenience of explanation, the column vector v1 has four components, and the four components are represented as v1 (1), v1 (2), v1 (3), and v1 (4). To do. One component is indicated by a complex number and has an in-phase component and a quadrature component. The control unit 30 stores a table in which variation patterns for each of v1 (1), v1 (2), and v1 (3) are shown. The table includes a plurality of amplifications such as “1.1 times”, “0.9 times”, and “1.15 times” for each of v1 (1), v1 (2), and v1 (3). The rates are lined up. Further, the control unit 30 acquires the amplification factor in order from the front of the table for each packet signal, and multiplies v1 (1) and the like. Here, the multiplication is performed on the in-phase component and the quadrature component such as v1 (1). As a result, the values of v1 (1), v1 (2), and v1 (3) vary in packet signal units. Here, the multiplication results are indicated as v1 '(1), v1' (2), and v1 '(3).

さらに、変動した列ベクトルをｖ１’と示し、変動した列ベクトルの残りの成分をｖ１’（４）と示す。ｖ１とｖ１’との内積の値が、所定の値「α」になるように、制御部３０は、ｖ１’（４）の値を決定する。その結果、ｖ１’が特定され、制御部３０は、これを送信ウエイトベクトルとする。また、以上の処理は、パケット信号単位になされる。つまり、制御部３０は、各成分のうちのひとつ以外の成分に対して、予め規定されたパターンによる変動を実行させ、ひとつの成分に対して、ｖ１と送信ウエイトベクトルとの内積が所定の値「α」に近づくように調節を実行することによって、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出する。以上の結果、列ベクトルの値は、複数のパケット信号にわたって同一であっても、送信ウエイトベクトルは、パケット単位に異なった値になる。さらに、ベースバンド処理部２２は、ウエイトベクトルによる重みづけが実行された信号を送信する。   Further, the changed column vector is denoted by v1 ', and the remaining component of the varied column vector is denoted by v1' (4). The control unit 30 determines the value of v1 ′ (4) so that the inner product value of v1 and v1 ′ becomes a predetermined value “α”. As a result, v1 'is specified, and the control unit 30 sets this as a transmission weight vector. The above processing is performed in units of packet signals. In other words, the control unit 30 causes the component other than one of the components to execute a variation according to a predetermined pattern, and the inner product of v1 and the transmission weight vector is a predetermined value for one component. By performing the adjustment so as to approach “α”, a transmission weight vector that varies with time is derived. As a result, even if the column vector value is the same over a plurality of packet signals, the transmission weight vector has a different value for each packet. Further, the baseband processing unit 22 transmits a signal that has been weighted by the weight vector.

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされた通信機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。   This configuration can be realized in terms of hardware by a CPU, memory, or other LSI of any computer, and in terms of software, it is realized by a program having a communication function loaded in the memory. Describes functional blocks realized by collaboration. Accordingly, those skilled in the art will understand that these functional blocks can be realized in various forms by hardware only, software only, or a combination thereof.

図１０は、ベースバンド処理部２２の構成を示す。ベースバンド処理部２２は、受信用処理部５０、送信用処理部５２を含む。受信用処理部５０は、ベースバンド処理部２２における動作のうち、受信動作に対応する部分を実行する。すなわち、受信用処理部５０は、時間領域信号２００に対してアダプティブアレイ信号処理を実行しており、そのために時間領域信号２００のウエイトベクトルの導出を実行する。また、受信用処理部５０は、アレイ合成した結果を周波数領域信号２０２として出力する。なお、受信用処理部５０は、トレーニング信号に対応した周波数領域信号２０２をもとに、前述のＨ行列を推定する。   FIG. 10 shows the configuration of the baseband processing unit 22. The baseband processing unit 22 includes a reception processing unit 50 and a transmission processing unit 52. The reception processing unit 50 executes a part corresponding to the reception operation among the operations in the baseband processing unit 22. That is, the reception processing unit 50 performs adaptive array signal processing on the time domain signal 200, and for that purpose, derivation of the weight vector of the time domain signal 200 is performed. Further, the reception processing unit 50 outputs the result of array synthesis as the frequency domain signal 202. The reception processing unit 50 estimates the above-described H matrix based on the frequency domain signal 202 corresponding to the training signal.

送信用処理部５２は、ベースバンド処理部２２における動作のうち、送信動作に対応する部分を実行する。すなわち、受信用処理部５０は、周波数領域信号２０２を変換することによって、時間領域信号２００を生成する。また、送信用処理部５２は、複数の系列を複数のアンテナ１２にそれぞれ対応づける。さらに、送信用処理部５２は、図５（ａ）−（ｄ）、図６（ａ）−（ｄ）、図７に示されたようなＣＤＤを実行を実行し、図４（ｄ）に対してＭＩＭＯ固有モード伝送を実行する。送信用処理部５２は、最終的に時間領域信号２００を出力する。   The transmission processing unit 52 executes a part corresponding to the transmission operation among the operations in the baseband processing unit 22. That is, the reception processing unit 50 generates the time domain signal 200 by converting the frequency domain signal 202. In addition, the transmission processing unit 52 associates a plurality of sequences with the plurality of antennas 12, respectively. Further, the transmission processing unit 52 executes the CDD as shown in FIGS. 5A to 6D, 6A to 6D, and FIG. On the other hand, MIMO eigenmode transmission is executed. The transmission processing unit 52 finally outputs the time domain signal 200.

図１１は、受信用処理部５０の構成を示す。受信用処理部５０は、ＦＦＴ部７４、ウエイトベクトル導出部７６、合成部８０と総称される第１合成部８０ａ、第２合成部８０ｂ、第３合成部８０ｃ、第４合成部８０ｄを含む。   FIG. 11 shows the configuration of the reception processing unit 50. The reception processing unit 50 includes an FFT unit 74, a weight vector deriving unit 76, a first combining unit 80a, a second combining unit 80b, a third combining unit 80c, and a fourth combining unit 80d, which are collectively referred to as a combining unit 80.

ＦＦＴ部７４は、時間領域信号２００に対してＦＦＴを実行することによって、時間領域信号２００を周波数領域の値に変換する。そのため、周波数領域の値は、図９のように構成されているものとする。すなわち、ひとつの時間領域信号２００に対する周波数領域の値は、ひとつの信号線にて出力される。   The FFT unit 74 converts the time domain signal 200 into a frequency domain value by performing FFT on the time domain signal 200. Therefore, it is assumed that the frequency domain values are configured as shown in FIG. That is, the frequency domain value for one time domain signal 200 is output on one signal line.

ウエイトベクトル導出部７６は、周波数領域の値から、サブキャリア単位に受信ウエイトベクトルを導出する。なお、受信ウエイトベクトルは、複数の系列のそれぞれに対応するように導出され、ひとつの系列に対する受信ウエイトベクトルは、アンテナ１２の数に対応した要素をサブキャリア単位に有する。また、複数の系列のそれぞれに対応した受信ウエイトベクトルの導出には、適応アルゴリズムが使用されてもよく、あるいは伝送路特性が使用されてもよいが、これらの処理には、公知の技術が使用されればよいので、ここでは、説明を省略する。なお、ウエイトベクトル導出部７６は、受信ウエイトベクトルを導出する際に、前述のごとく、第１成分−第２成分＋第３成分−第４成分や第１成分＋第２成分等の演算を実行する。最終的に、前述のごとく、サブキャリア、アンテナ１２、系列のそれぞれを単位にして、ウエイトが導出される。なお、ウエイトベクトル導出部７６は、受信ウエイトベクトルを導出すると共に、前述のサブキャリア単位のＨ行列を導出する。   The weight vector deriving unit 76 derives a reception weight vector for each subcarrier from the frequency domain value. The reception weight vector is derived so as to correspond to each of a plurality of sequences, and the reception weight vector for one sequence has elements corresponding to the number of antennas 12 in units of subcarriers. In addition, an adaptive algorithm may be used to derive a reception weight vector corresponding to each of a plurality of sequences, or transmission path characteristics may be used, but a known technique is used for these processes. Therefore, the description is omitted here. The weight vector deriving unit 76 calculates the first component-second component + third component-fourth component or the first component + second component, etc., as described above, when deriving the received weight vector. To do. Finally, as described above, weights are derived in units of subcarriers, antennas 12 and sequences. The weight vector deriving unit 76 derives a reception weight vector and derives the above-described H matrix in units of subcarriers.

合成部８０は、ＦＦＴ部７４にて変換された周波数領域の値と、ウエイトベクトル導出部７６からの受信ウエイトベクトルとによって、合成を実行する。例えば、ひとつの乗算対象として、ウエイトベクトル導出部７６からの受信ウエイトベクトルのうち、ひとつのサブキャリアに対応したウエイトであって、かつ第１の系列に対応したウエイトが選択される。選択されたウエイトは、アンテナ１２のそれぞれに対応した値を有する。   The synthesizer 80 synthesizes the frequency domain value converted by the FFT unit 74 and the received weight vector from the weight vector derivation unit 76. For example, among the received weight vectors from the weight vector deriving unit 76, the weight corresponding to one subcarrier and the weight corresponding to the first stream are selected as one multiplication target. The selected weight has a value corresponding to each of the antennas 12.

また、別の乗算対象として、ＦＦＴ部７４にて変換された周波数領域の値のうち、ひとつのサブキャリアに対応した値が選択される。選択された値は、アンテナ１２のそれぞれに対応した値を有する。なお、選択されたウエイトと選択された値は、同一のサブキャリアに対応する。アンテナ１２のそれぞれに対応づけられながら、選択されたウエイトと選択された値が、それぞれ乗算され、乗算結果が加算されることによって、第１の系列のうちのひとつのサブキャリアに対応した値が導出される。第１合成部８０ａでは、以上の処理が他のサブキャリアに対しても実行され、第１の系列に対応したデータが導出される。また、第２合成部８０ｂから第４合成部８０ｄでは、同様の処理によって、第２の系列から第４の系列に対応したデータがそれぞれ導出される。導出された第１の系列から第４の系列は、第１周波数領域信号２０２ａから第４周波数領域信号２０２ｄとしてそれぞれ出力される。   As another multiplication target, a value corresponding to one subcarrier is selected from the values in the frequency domain converted by the FFT unit 74. The selected value has a value corresponding to each of the antennas 12. Note that the selected weight and the selected value correspond to the same subcarrier. While being associated with each of the antennas 12, the selected weight and the selected value are respectively multiplied, and the multiplication result is added, whereby a value corresponding to one subcarrier in the first sequence is obtained. Derived. In the first synthesizing unit 80a, the above processing is also performed on other subcarriers, and data corresponding to the first stream is derived. Further, in the second synthesis unit 80b to the fourth synthesis unit 80d, data corresponding to the fourth series is derived from the second series by the same processing. The derived first to fourth sequences are output as the first frequency domain signal 202a to the fourth frequency domain signal 202d, respectively.

図１２は、送信用処理部５２の構成を示す。送信用処理部５２は、分散部６６、ＩＦＦＴ部６８を含む。分散部６６は、周波数領域信号２０２とアンテナ１２とを対応づける。まず、トレーニング信号を送信する際の処理を説明する。分散部６６は、図５（ａ）−（ｄ）、図６（ａ）−（ｄ）のパケットフォーマットに対応したパケット信号を生成するために、ＣＤＤを実行する。ＣＤＤは、行列Ｃとして、以下のように実行される。

Figure 2008125028
ここで、δは、シフト量を示し、ｌは、サブキャリア番号を示している。さらに、行列Ｃと系列との乗算は、サブキャリアを単位にして実行される。すなわち、分散部６６は、Ｌ−ＳＴＦ等内での循環的なタイミングシフトを系列単位に実行する。また、タイミングシフト量は、図５（ａ）−（ｄ）、図６（ａ）−（ｄ）のごとく設定される。 FIG. 12 shows the configuration of the transmission processing unit 52. The transmission processing unit 52 includes a distribution unit 66 and an IFFT unit 68. The dispersion unit 66 associates the frequency domain signal 202 with the antenna 12. First, processing when transmitting a training signal will be described. The distribution unit 66 performs CDD in order to generate a packet signal corresponding to the packet formats of FIGS. 5A to 5D and FIGS. 6A to 6D. CDD is performed as matrix C as follows.
Figure 2008125028
 Here, δ indicates a shift amount, and l indicates a subcarrier number. Further, the multiplication of the matrix C and the sequence is executed in units of subcarriers. That is, the distribution unit 66 performs a cyclic timing shift within the L-STF or the like on a sequence basis. Further, the timing shift amount is set as shown in FIGS. 5A to 5D and FIGS. 6A to 6D.

分散部６６は、図５（ａ）−（ｄ）、図６（ａ）−（ｄ）のごとく生成されたトレーニング信号に対して、ステアリング行列をそれぞれ乗算することによって、トレーニング信号の系列の数を複数の系列の数まで増加させる。ここで、分散部６６は、乗算を実行する前に、入力した信号の次数を複数の系列の数まで拡張する。図５（ｂ）および図６（ｂ）の場合、第１の系列と第２の系列に配置された「ＨＴ−ＳＴＦ」等が入力されるので、入力した信号の数は、「２」であり、ここでは、「Ｎｉｎ」によって代表させる。   The distribution unit 66 multiplies the training signal generated as shown in FIGS. 5A to 5D and FIGS. 6A to 6D by the steering matrix, thereby obtaining the number of training signal sequences. Is increased to the number of series. Here, the dispersion unit 66 extends the order of the input signal to the number of a plurality of sequences before performing multiplication. In the case of FIGS. 5B and 6B, since “HT-STF” or the like arranged in the first sequence and the second sequence is input, the number of input signals is “2”. Yes, represented here by “Nin”.

そのため、入力したデータは、「Ｎｉｎ×１」のベクトルによって示される。また、複数の系列の数は、「４」であり、ここでは、「Ｎｏｕｔ」によって代表させる。分散部６６は、入力したデータの次数をＮｉｎからＮｏｕｔに拡張させる。すなわち、「Ｎｉｎ×１」のベクトルを「Ｎｏｕｔ×１」のベクトルに拡張させる。その際、Ｎｉｎ＋１行目からＮｏｕｔ行目までの成分に「０」を挿入する。一方、図５（ｂ）および図６（ｂ）の第３の系列と第４の系列に配置された「ＨＴ−ＬＴＦ」に対して、Ｎｉｎまでの成分が「０」であり、Ｎｉｎ＋１行目からＮｏｕｔ行目までの成分にＨＴ−ＬＴＦ等が挿入されている。   Therefore, the input data is indicated by a vector “Nin × 1”. Further, the number of the plurality of series is “4”, and is represented by “Nout” here. The distribution unit 66 extends the order of the input data from Nin to Nout. That is, the vector “Nin × 1” is expanded to the vector “Nout × 1”. At that time, “0” is inserted into the components from the Nin + 1 line to the Nout line. On the other hand, with respect to “HT-LTF” arranged in the third series and the fourth series in FIGS. 5B and 6B, the components up to Nin are “0”, and the Nin + 1th row HT-LTF and the like are inserted in the components from to the Nout line.

また、ステアリング行列Ｓは、次のように示される。

Figure 2008125028
ステアリング行列は、「Ｎｏｕｔ×Ｎｏｕｔ」の行列である。また、Ｗは、直交行列であり、「Ｎｏｕｔ×Ｎｏｕｔ」の行列である。直交行列の一例は、ウォルシュ行列である。ここで、ｌは、サブキャリア番号を示しており、ステアリング行列による乗算は、サブキャリアを単位にして実行される。さらに、Ｃは、前述のごとく、ＣＤＤを示す。ここで、ＣＤＤにおけるタイミングシフト量は、複数の系列のそれぞれに対して異なるように規定されている。すなわち、第１の系列に対して「０ｎｓ」、第２の系列に対して「−５０ｎｓ」、第３の系列に対して「−１００ｎｓ」、第４の系列に対して「−１５０ｎｓ」のようにタイミングシフト量が規定される。 The steering matrix S is shown as follows.
Figure 2008125028
 The steering matrix is a “Nout × Nout” matrix. W is an orthogonal matrix, which is a “Nout × Nout” matrix. An example of an orthogonal matrix is a Walsh matrix. Here, l indicates a subcarrier number, and multiplication by the steering matrix is executed in units of subcarriers. Further, C represents CDD as described above. Here, the timing shift amount in CDD is defined so as to be different for each of a plurality of sequences. That is, “0 ns” for the first sequence, “−50 ns” for the second sequence, “−100 ns” for the third sequence, “−150 ns” for the fourth sequence, etc. The timing shift amount is defined in

分散部６６は、ＭＩＭＯ固有モード伝送を実行する際に、図示しない制御部３０から前述の送信ウエイトベクトルを入力し、図示しない変復調部２４から図４（ｄ）のパケット信号を入力する。分散部６６は、送信ウエイトベクトルによってパケット信号を乗算する。ＩＦＦＴ部６８は、分散部６６からの信号に対して、ＩＦＦＴを実行し、時間領域信号２００を生成する。   When performing the MIMO eigenmode transmission, the dispersion unit 66 inputs the above-described transmission weight vector from the control unit 30 (not shown), and receives the packet signal of FIG. 4D from the modulation / demodulation unit 24 (not shown). The distribution unit 66 multiplies the packet signal by the transmission weight vector. The IFFT unit 68 performs IFFT on the signal from the dispersion unit 66 to generate a time domain signal 200.

以上の構成による通信システム１００の動作を説明する。第１無線装置１０ａは、第２無線装置１０ｂへトレーニング信号を送信する。第２無線装置１０ｂは、トレーニング信号を受信するとＨ行列を導出し、導出したＨ行列を第１無線装置１０ａに送信する。第１無線装置１０ａは、Ｈ行列を受信すると、特異値分解を実行することによって、ステアリング行列に含まれた列ベクトルを取得する。第１無線装置１０ａは、パケット信号を送信する際に、列ベクトルに含まれた成分をパケット信号ごとに変動させることによって、送信ウエイトベクトルを導出する。また、第１無線装置１０ａは、送信ウエイトベクトルによる重みづけを行いながら、パケット信号を第２無線装置１０ｂに送信する。   The operation of the communication system 100 configured as above will be described. The first radio apparatus 10a transmits a training signal to the second radio apparatus 10b. When receiving the training signal, the second radio apparatus 10b derives an H matrix, and transmits the derived H matrix to the first radio apparatus 10a. When receiving the H matrix, the first radio apparatus 10a acquires a column vector included in the steering matrix by performing singular value decomposition. When transmitting the packet signal, the first radio apparatus 10a derives a transmission weight vector by changing the component included in the column vector for each packet signal. The first radio apparatus 10a transmits the packet signal to the second radio apparatus 10b while performing weighting with the transmission weight vector.

以下では、変形例を説明する。ひとつの目の変形例は、実施例と同様に、列ベクトルに含まれた各成分を変動させることによって、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出する第１無線装置１０ａに関する。変形例において送信ウエイトベクトルを変動させるための処理が、実施例における処理と異なる。実施例においては、各成分の位相成分を固定しながら、振幅成分を変動させたが、変形例では、各成分の位相成分を変動させる。つまり、制御部３０は、各成分の位相を変動させ、位相の変動によって生じる電力の変動を補償するように、各成分の振幅を調節することによって、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出する。ひとつ目の変形例に係る通信システム１００は、図２に示された通信システム１００と同様のタイプであり、第１無線装置１０ａは、図８に示された第１無線装置１０ａと同様のタイプである。   Below, a modification is demonstrated. As in the embodiment, the first modification relates to the first radio apparatus 10a that derives a temporally varying transmission weight vector by varying each component included in the column vector. The processing for changing the transmission weight vector in the modification is different from the processing in the embodiment. In the embodiment, the amplitude component is changed while fixing the phase component of each component. However, in the modification, the phase component of each component is changed. That is, the control unit 30 varies the phase of each component and derives a transmission weight vector that varies with time by adjusting the amplitude of each component so as to compensate for the power variation caused by the phase variation. . The communication system 100 according to the first modification is the same type as the communication system 100 shown in FIG. 2, and the first radio apparatus 10a is the same type as the first radio apparatus 10a shown in FIG. It is.

具体的に説明する。制御部３０は、実施例と同様に、列ベクトルｖ１を取得する。また、制御部３０は、ｖ１（１）、ｖ１（２）、ｖ１（３）、ｖ（４）のそれぞれに対する変動のパターンが示されたテーブルを記憶する。テーブルには、ｖ１（１）、ｖ１（２）、ｖ１（３）、ｖ１（４）のそれぞれに対して、「０．１°」、「−０．１°」、「０．１５°」というような複数の位相の変動量が並べられてる。また、制御部３０は、パケット信号単位に、テーブルの前から順に変動量を取得し、ｖ１（１）等の位相成分を回転させる。ここで、回転は、ｖ１（１）等に対して複素乗算によってなされる。その結果、ｖ１（１）、ｖ１（２）、ｖ１（３）ｖ１（４）の値は、パケット信号単位に変動する。ここで、回転結果も、ｖ１’（１）、ｖ１’（２）、ｖ１’（３）、ｖ１’（４）と示され、これらの成分が含まれた列ベクトルもｖ１’と示される。   This will be specifically described. The control unit 30 acquires the column vector v1 as in the embodiment. Further, the control unit 30 stores a table in which variation patterns for each of v1 (1), v1 (2), v1 (3), and v (4) are shown. The table shows “0.1 °”, “−0.1 °”, “0.15 °” for v1 (1), v1 (2), v1 (3), and v1 (4), respectively. A plurality of phase fluctuation amounts are arranged. Further, the control unit 30 acquires the fluctuation amount in order from the front of the table for each packet signal, and rotates the phase component such as v1 (1). Here, the rotation is performed by complex multiplication on v1 (1) and the like. As a result, the values of v1 (1), v1 (2), v1 (3) v1 (4) vary in packet signal units. Here, the rotation results are also indicated as v1 '(1), v1' (2), v1 '(3), and v1' (4), and the column vector including these components is also indicated as v1 '.

制御部３０は、ｖ１とｖ１’との内積を計算する。内積の値がしきい値より小さければ、制御部３０は、テーブルから別の変動量を抽出し、前述の処理を繰り返し実行することによって、列ベクトルｖ１’を再導出する。内積の値がしきい値以上になった場合、制御部３０は、所定の値に対する内積の値の比を導出し、比をもとに増幅率を導出する。例えば、比が「０．９」であれば、増幅率は「１／０．９」のように導出される。なお、所定の値は、予め定められてもよいし、ｖ１同士の内積の値でもよい。制御部３０は、増幅率によって、列ベクトルｖ１’の各成分を増加させる。例えば、増幅率が「１．１」である場合、制御部３０は、各成分の同相成分と直交成分とに「√１．１」を乗算する。また、以上の処理も、パケット信号単位になされる。以上の結果、列ベクトルの値は、複数のパケット信号にわたって同一であっても、送信ウエイトベクトルは、パケット単位に異なった値になる。さらに、ベースバンド処理部２２は、送信ウエイトベクトルによる重みづけを実行しながら、パケット信号を送信する。   The control unit 30 calculates the inner product of v1 and v1 '. If the inner product value is smaller than the threshold value, the control unit 30 extracts another fluctuation amount from the table, and repeats the above-described processing to re-derived the column vector v1 '. When the inner product value is equal to or greater than the threshold value, the control unit 30 derives the ratio of the inner product value to the predetermined value, and derives the amplification factor based on the ratio. For example, if the ratio is “0.9”, the amplification factor is derived as “1 / 0.9”. The predetermined value may be determined in advance, or may be a value of an inner product between v1. The control unit 30 increases each component of the column vector v1 'according to the amplification factor. For example, when the amplification factor is “1.1”, the control unit 30 multiplies “√1.1” by the in-phase component and the quadrature component of each component. The above processing is also performed in units of packet signals. As a result, even if the column vector value is the same over a plurality of packet signals, the transmission weight vector has a different value for each packet. Further, the baseband processing unit 22 transmits the packet signal while performing weighting with the transmission weight vector.

ふたつ目の変形例も、これまでと同様に、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出する第１無線装置１０ａに関する。これまでは、ひとつの系列によって形成されるパケット信号を送信する場合を対象にしていたが、ふたつ目の変形例では、ふたつ以上の系列によって形成されるパケット信号を送信する場合を対象にする。つまり、図４（ａ）−（ｃ）が送信の対象にされる。ふたつ目の変形例に係る通信システム１００は、図２に示された通信システム１００と同様のタイプであり、第１無線装置１０ａは、図８に示された第１無線装置１０ａと同様のタイプである。   The second modification also relates to the first radio apparatus 10a for deriving a transmission weight vector that varies with time, as in the past. Up to now, the case where a packet signal formed by one series is transmitted is targeted, but the second modification is intended for the case where packet signals formed by two or more series are transmitted. That is, FIGS. 4A to 4C are targeted for transmission. The communication system 100 according to the second modification is the same type as the communication system 100 shown in FIG. 2, and the first radio apparatus 10a is the same type as the first radio apparatus 10a shown in FIG. It is.

制御部３０は、これまでと同様にステアリング行列Ｖを取得する。次に、制御部３０は、系列の数だけ、ステアリング行列Ｖから列ベクトルを抽出する。例えば、系列の数がふたつである場合、制御部３０は、列ベクトルとして、ｖ１とｖ２とを抽出する。ここで、ｖ１が第１の系列に対応づけられ、ｖ２が第２の系列に対応づけられる。また、制御部３０は、ひとつの系列以外の系列に対応づけられた列ベクトルに直交した送信ウエイトベクトルの候補を複数導出する。例えば、第１の系列に使用すべき送信ウエイトベクトルの候補ｗ１’として、列ベクトルｖ２に直交した列ベクトルを複数導出する。そのため、送信ウエイトベクトルの候補ｗ１’は、複数存在する。また、第２の系列に対しても、同様に送信ウエイトベクトルの候補ｗ２’が複数導出される。   The control unit 30 acquires the steering matrix V as before. Next, the control unit 30 extracts column vectors from the steering matrix V by the number of sequences. For example, when the number of series is two, the control unit 30 extracts v1 and v2 as column vectors. Here, v1 is associated with the first sequence, and v2 is associated with the second sequence. In addition, the control unit 30 derives a plurality of transmission weight vector candidates that are orthogonal to the column vector associated with a sequence other than one sequence. For example, a plurality of column vectors orthogonal to the column vector v2 are derived as transmission weight vector candidates w1 'to be used for the first stream. Therefore, there are a plurality of transmission weight vector candidates w1 '. Similarly, a plurality of transmission weight vector candidates w2 'are derived for the second stream.

制御部３０は、送信ウエイトベクトルの候補を切りかえながら選択することによって、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出する。例えば、送信ウエイトベクトルの候補ｗ１’を切りかえながら選択することによって、時間的に変動する送信ウエイトベクトルｗ１を導出する。ここで、選択される候補ｗ１’とｗ２’の組合せのパターンは、予め制御部３０のメモリに記憶されており、当該パターンにおいて、同一の組合せを選択する周期が、長くなるように規定されている方が望ましい。   The control unit 30 derives a transmission weight vector that fluctuates in time by selecting a transmission weight vector candidate while switching. For example, the transmission weight vector w1 that varies with time is derived by selecting the transmission weight vector candidate w1 'while switching. Here, the combination pattern of the candidates w1 ′ and w2 ′ to be selected is stored in advance in the memory of the control unit 30, and in the pattern, the cycle for selecting the same combination is defined to be long. It is desirable to be.

以上の動作をさらに具体的に説明する。ここで、説明の明瞭化のために系列の数は、ふたつであると仮定する。制御部３０は、グラム−シュミット直交化法を使用しながら、ｖ１とｖ２との両方に直交なベクトルを複数生成する。グラム−シュミット直交化法は、公知の技術であるので、詳細は省略するが、ふたつの列ベクトルｖ１とｖ２は、ともに４次元であるので、４つの直交なベクトルが生成される。この４つの直交なベクトルが、前述の送信ウエイトベクトルの候補ｗ１’とｗ２’とに相当する。なお、４つの直交なベクトルにおいて、送信ウエイトベクトルの候補ｗ１’とｗ２’との明確な区別はなされておらず、４つの直交なベクトルは、送信ウエイトベクトルの候補ｗ１’でもあり、ｗ２’でもある。   The above operation will be described more specifically. Here, for clarity of explanation, it is assumed that the number of sequences is two. The control unit 30 generates a plurality of vectors orthogonal to both v1 and v2 while using the Gram-Schmidt orthogonalization method. Since the Gram-Schmidt orthogonalization method is a well-known technique, the details are omitted, but since the two column vectors v1 and v2 are both four-dimensional, four orthogonal vectors are generated. These four orthogonal vectors correspond to the above-described transmission weight vector candidates w1 'and w2'. In the four orthogonal vectors, transmission weight vector candidates w1 ′ and w2 ′ are not clearly distinguished, and the four orthogonal vectors are also transmission weight vector candidates w1 ′ and w2 ′. is there.

制御部３０は、４つの直交なベクトルからふたつを選択し、それらを送信ウエイトベクトルｗ１とｗ２として出力する。前述のごとく、選択のパターンは、制御部３０のメモリに記憶されており、当該パターンにおいて、同一の組合せを選択する周期が、長くなるように規定されている方が望ましい。さらに、ベースバンド処理部２２は、送信ウエイトベクトルによる重みづけを実行しながら、複数の系列にて形成されたパケット信号を送信する。   The control unit 30 selects two of the four orthogonal vectors and outputs them as transmission weight vectors w1 and w2. As described above, the selection pattern is stored in the memory of the control unit 30. In the pattern, it is desirable that the cycle for selecting the same combination is defined to be long. Further, the baseband processing unit 22 transmits packet signals formed in a plurality of sequences while performing weighting with a transmission weight vector.

３つ目の変形例も、ふたつ目の変形例と同様に、ふたつ以上の系列によって形成されるパケット信号を送信する場合に、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出する第１無線装置１０ａに関する。しかしながら、時間的に変動する送信ウエイトベクトルの導出方法が、ふたつ目の変形例とは異なる。   Similarly to the second modification, the third modification also relates to the first radio apparatus 10a that derives a temporally varying transmission weight vector when transmitting a packet signal formed by two or more sequences. . However, the method of deriving the transmission weight vector that varies with time is different from the second modification.

制御部３０は、これまでと同様にステアリング行列Ｖを取得する。次に、制御部３０は、系列の数だけ、ステアリング行列Ｖから列ベクトルを抽出する。例えば、系列の数がふたつである場合、制御部３０は、列ベクトルとして、ｖ１とｖ２とを抽出する。ここで、ｖ１が第１の系列に対応づけられ、ｖ２が第２の系列に対応づけられる。また、制御部３０は、ひとつの系列に対応づけられた列ベクトルをもとに当該ひとつの系列に対する送信ウエイトベクトルを導出するとともに、他の系列に対応づけられた列ベクトルに含まれた各成分を変動させることによって、他の系列に対して、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出する。   The control unit 30 acquires the steering matrix V as before. Next, the control unit 30 extracts column vectors from the steering matrix V by the number of sequences. For example, when the number of series is two, the control unit 30 extracts v1 and v2 as column vectors. Here, v1 is associated with the first sequence, and v2 is associated with the second sequence. Further, the control unit 30 derives a transmission weight vector for the one series based on the column vector associated with one series, and each component included in the column vector associated with the other series , The transmission weight vector that varies with time is derived with respect to other sequences.

例えば、制御部３０は、第１の系列に対する送信ウエイトベクトルｗ１に、第１の系列に対応づけられた列ベクトルｖ１を決定する。また、制御部３０は、第２の系列に対応づけられたｖ２の各成分を変動させることによって、第２の系列に対して、時間的に変動する送信ウエイトベクトルｗ２を導出する。具体的には、各成分の位相を固定しながら、振幅を変動させることによって、時間的に変動する送信ウエイトベクトルｗ２が導出される。特に、制御部３０は、列ベクトルｖ２に含まれた４つの成分のうちのひとつに対して、振幅を変動させる。ここで、変動のパターン、つまり増幅率のパターンは、制御部３０のメモリに予め記憶される。   For example, the control unit 30 determines the column vector v1 associated with the first sequence as the transmission weight vector w1 for the first sequence. Further, the control unit 30 derives a transmission weight vector w2 that temporally varies with respect to the second sequence by varying each component of v2 associated with the second sequence. Specifically, a transmission weight vector w2 that varies with time is derived by varying the amplitude while fixing the phase of each component. In particular, the control unit 30 varies the amplitude with respect to one of the four components included in the column vector v2. Here, the variation pattern, that is, the amplification factor pattern, is stored in advance in the memory of the control unit 30.

なお、制御部３０は、送信ウエイトベクトルｗ２と列ベクトルｖ２との内積が所定の値に近づくように変動を実行させる。つまり、導出した送信ウエイトベクトルｗ２と列ベクトルｖ２との内積が、所定の値よりも小さければ、制御部３０は、当該送信ウエイトベクトルｗ２を破棄してから、メモリから別の増幅値を抽出し、抽出した増幅値によって、送信ウエイトベクトルｗ２を再度導出する。さらに、ベースバンド処理部２２は、送信ウエイトベクトルによる重みづけを実行しながら、複数の系列にて形成されたパケット信号を送信する。   Note that the control unit 30 causes fluctuation so that the inner product of the transmission weight vector w2 and the column vector v2 approaches a predetermined value. That is, if the inner product of the derived transmission weight vector w2 and column vector v2 is smaller than a predetermined value, the control unit 30 discards the transmission weight vector w2 and then extracts another amplified value from the memory. The transmission weight vector w2 is derived again based on the extracted amplification value. Further, the baseband processing unit 22 transmits packet signals formed in a plurality of sequences while performing weighting with a transmission weight vector.

本発明の実施例によれば、列ベクトルに含まれた各成分を変動させながら、時間的に変動する送信ウエイトベクトルを導出するので、ＭＩＭＯ固有モード伝送において、通信対象でない無線装置による傍受の連続性を低減できる。また、傍受の連続性を低減するので、セキュリティを向上できる。また、位相を固定しながら振幅を変動させるので、通信対象の受信装置での同相合成を可能にしつつ、サイドローブの形を変形できる。また、列ベクトルとウエイトベクトルとの内積が所定の値に近づくように拘束条件を規定するので、通信対象の受信装置における受信特性の悪化を抑制できる。また、列ベクトルの成分のうち、ひとつ以外の成分に対して、予め定めたパターンにて変動させるので、処理を簡易にできる。また、ひとつの成分に対して調節を実行させるので、処理を簡易にできる。また、位相を変動させながら、振幅を調節するので、サイドローブの形を変形しながらも、送信電力の低減を抑制できる。   According to the embodiment of the present invention, a transmission weight vector that varies with time is derived while varying each component included in the column vector. Therefore, in MIMO eigenmode transmission, continuous interception by wireless devices that are not communication targets Can be reduced. Moreover, since the continuity of interception is reduced, security can be improved. In addition, since the amplitude is varied while the phase is fixed, the shape of the side lobe can be modified while enabling in-phase synthesis in the receiving apparatus to be communicated. Further, since the constraint condition is defined so that the inner product of the column vector and the weight vector approaches a predetermined value, it is possible to suppress the deterioration of the reception characteristics in the receiving device to be communicated. Also, since the components other than one of the column vector components are varied in a predetermined pattern, the processing can be simplified. Further, since the adjustment is executed for one component, the processing can be simplified. Further, since the amplitude is adjusted while changing the phase, it is possible to suppress the reduction in transmission power while changing the shape of the side lobe.

また、互いに直交した送信ウエイトベクトルの候補を切りかえながら選択するので、ＭＩＭＯ固有モード伝送において、通信対象の無線装置におけるＳＩＮＲの悪化を抑制しながら、通信対象でない無線装置による傍受の連続性を低減できる。また、互いに直交した送信ウエイトベクトルの候補は、最初に導出すればよく、後はこれらを選択するだけであるので、処理を簡易にできる。また、ＳＩＮＲの悪化を抑制するので、受信特性の悪化を抑制できる。また、ひとつの系列に対する送信ウエイトベクトルを変動させるので、ＭＩＭＯ固有モード伝送において、通信対象でない無線装置による傍受の連続性を低減できる。また、位相を固定しながら振幅を変動させるので、通信対象の無線装置での同相合成を可能にしつつ、サイドローブの形を変形できる。また、列ベクトルと送信ウエイトベクトルとの内積が所定の値に近づくように拘束条件を規定するので、無線対象の受信装置における受信特性の悪化を抑制できる。   In addition, since transmission weight vector candidates that are orthogonal to each other are selected while switching, it is possible to reduce the continuity of interception by wireless devices that are not communication targets while suppressing deterioration of SINR in the wireless devices that are communication targets in MIMO eigenmode transmission. . Further, the transmission weight vector candidates orthogonal to each other need only be derived first, and after that, only these are selected, so that the processing can be simplified. Moreover, since deterioration of SINR is suppressed, it is possible to suppress deterioration of reception characteristics. In addition, since the transmission weight vector for one sequence is changed, the continuity of interception by wireless devices that are not communication targets can be reduced in MIMO eigenmode transmission. Further, since the amplitude is varied while the phase is fixed, the shape of the side lobe can be modified while enabling in-phase synthesis in the wireless device to be communicated. Further, since the constraint condition is defined so that the inner product of the column vector and the transmission weight vector approaches a predetermined value, it is possible to suppress the deterioration of the reception characteristics in the wireless reception device.

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。   In the above, this invention was demonstrated based on the Example. This embodiment is an exemplification, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to the combination of each component and each processing process, and such modifications are also within the scope of the present invention. .

本発明の実施例において、第２無線装置１０ｂがＨ行列を導出している。しかしながらこれに限らず、Ｈ行列は、送信側に相当する第１無線装置１０ａにおいて導出されてもよい。つまり、上り回線におけるＨ行列が導出され、当該Ｈ行列が下り回線での送信ウエイトベクトルを導出するために使用されてもよい。その際、トレーニング信号が、第２無線装置１０ｂから第１無線装置１０ａへ送信される。   In the embodiment of the present invention, the second radio apparatus 10b derives the H matrix. However, the present invention is not limited to this, and the H matrix may be derived in the first radio apparatus 10a corresponding to the transmission side. That is, the H matrix in the uplink may be derived, and the H matrix may be used to derive the transmission weight vector in the downlink. At that time, a training signal is transmitted from the second radio apparatus 10b to the first radio apparatus 10a.

また、第１無線装置１０ａにおいてＨ行列が導出される場合に、第２無線装置１０ｂがトレーニング信号を送信する際のアンテナ１４の数と、第２無線装置１０ｂがパケット信号を受信する際のアンテナ１４の数とが異なっていてもよい。例えば、前者の数は、「２」であり、後者の数は、「４」である。その際、第１無線装置１０ａは、「２」つのアンテナ１４に対するＨ行列を導出した後に、送信ウエイトベクトルを導出する。また、第２無線装置１０ｂは、第１無線装置１０ａから送信されたパケット信号であって、かつ送信ウエイトベクトルによる重みづけがなされたパケット信号を「４」つのアンテナ１４にて受信する。本変形例によれば、第２無線装置１０ｂは、Ｈ行列を送信しなくてもよく、伝送効率を向上できる。   Further, when the H matrix is derived in the first radio apparatus 10a, the number of antennas 14 when the second radio apparatus 10b transmits a training signal and the antennas when the second radio apparatus 10b receives a packet signal The number of 14 may be different. For example, the number of the former is “2” and the number of the latter is “4”. At that time, the first radio apparatus 10a derives a transmission weight vector after deriving an H matrix for “two” antennas 14. Further, the second radio apparatus 10b receives the packet signals transmitted from the first radio apparatus 10a and weighted by the transmission weight vector by the “four” antennas 14. According to this modification, the second radio apparatus 10b does not need to transmit the H matrix and can improve the transmission efficiency.

本発明の実施例において、通信システム１００は、マルチキャリア信号を処理の対象としている。しかしながらこれに限らず例えば、通信システム１００は、シングルキャリア信号を処理の対象としてもよい。本変形例によれば、さまざまな通信システムに本発明を適用できる。   In the embodiment of the present invention, the communication system 100 targets multicarrier signals. However, the present invention is not limited to this. For example, the communication system 100 may process a single carrier signal. According to this modification, the present invention can be applied to various communication systems.

実施例に記載された発明の特徴は、次の項目によって規定されてもよい。
（項目１）
ウエイトベクトルによる重みづけが実行された信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列のうち、所定の列ベクトルを取得する取得部と、
前記取得部において取得した列ベクトルに含まれた各成分を変動させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出する導出部と、
を備えることを特徴とする送信装置。 The features of the invention described in the embodiments may be defined by the following items.
(Item 1)
A plurality of transmit antennas for transmitting signals weighted by weight vectors;
Of the steering matrix derived by singular value decomposition of the transmission path matrix having the transmission path characteristics between each of the plurality of transmitting antennas and each of the plurality of receiving antennas as element values, a predetermined column vector is An acquisition unit to acquire;
A derivation unit for deriving a temporally varying weight vector by varying each component included in the column vector acquired in the acquisition unit;
A transmission device comprising:

（項目２）
前記導出部は、各成分の位相を固定しながら、振幅を変動させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出することを特徴とする項目１に記載の送信装置。
（項目３）
前記導出部は、列ベクトルとウエイトベクトルとの内積が所定の値に近づくように変動を実行させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出することを特徴とする項目２に記載の送信装置。 (Item 2)
The transmission device according to Item 1, wherein the deriving unit derives a temporally varying weight vector by varying the amplitude while fixing the phase of each component.
(Item 3)
3. The transmission device according to item 2, wherein the derivation unit derives a temporally varying weight vector by causing the inner product of the column vector and the weight vector to vary so as to approach a predetermined value. .

（項目４）
前記導出部は、各成分のうちのひとつ以外の成分に対して、予め規定されたパターンによる変動を実行させ、ひとつの成分に対して、列ベクトルとウエイトベクトルとの内積が所定の値に近づくように調節を実行することによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出することを特徴とする項目３に記載の送信装置。
（項目５）
前記導出部は、各成分の位相を変動させ、位相の変動によって生じる電力の変動を補償するように、各成分の振幅を調節することによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出することを特徴とする項目１に記載の送信装置。 (Item 4)
The derivation unit causes a component other than one of the components to change according to a predetermined pattern, and the inner product of the column vector and the weight vector approaches a predetermined value for one component. 4. The transmission apparatus according to item 3, wherein a weight vector that varies with time is derived by performing the adjustment as described above.
(Item 5)
The deriving unit derives a temporally varying weight vector by changing the phase of each component and adjusting the amplitude of each component so as to compensate for the power fluctuation caused by the phase fluctuation. The transmission device according to Item 1.

（項目６）
複数の送信アンテナから、ウエイトベクトルによる重みづけが実行された信号を送信する送信方法であって、
複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列のうち、所定の列ベクトルを取得し、取得した列ベクトルに含まれた各成分を変動させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出することを特徴とする送信方法。 (Item 6)
A transmission method for transmitting a signal weighted by a weight vector from a plurality of transmission antennas,
Obtains a predetermined column vector from the steering matrix derived by singular value decomposition of the transmission path matrix whose element value is the transmission path characteristics between each of the plurality of transmitting antennas and each of the plurality of receiving antennas. A transmission method characterized by deriving a temporally varying weight vector by varying each component included in the acquired column vector.

本発明の実施例に係るマルチキャリア信号のスペクトルを示す図である。It is a figure which shows the spectrum of the multicarrier signal which concerns on the Example of this invention. 本発明の実施例に係る通信システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the communication system which concerns on the Example of this invention. 図２の通信システムにおける送信ウエイトベクトルの導出手順を示すシーケンス図である。FIG. 3 is a sequence diagram showing a procedure for deriving a transmission weight vector in the communication system of FIG. 2. 図４（ａ）−（ｄ）は、図２の通信システムにおけるパケットフォーマットを示す図である。4A to 4D are diagrams showing packet formats in the communication system of FIG. 図５（ａ）−（ｄ）は、図２の通信システムにおけるトレーニング信号用のパケットフォーマットを示す図である。FIGS. 5A to 5D are diagrams showing a packet format for training signals in the communication system of FIG. 図６（ａ）−（ｄ）は、図２の通信システムにおける別のトレーニング信号用のパケットフォーマットを示す図である。FIGS. 6A to 6D are diagrams showing another training signal packet format in the communication system of FIG. 図２の通信システムにおいて最終的に送信されるトレーニング信号のパケットフォーマットを示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a packet format of a training signal that is finally transmitted in the communication system of FIG. 2. 図２の第１無線装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the 1st radio | wireless apparatus of FIG. 図８における周波数領域の信号の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the signal of the frequency domain in FIG. 図８のベースバンド処理部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the baseband process part of FIG. 図１０の受信用処理部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the process part for reception of FIG. 図１０の送信用処理部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the process part for transmission of FIG.

符号の説明Explanation of symbols

１０ 無線装置、 １２ アンテナ、 １４ アンテナ、 ２０ 無線部、 ２２ ベースバンド処理部、 ２４ 変復調部、 ２６ ＩＦ部、 ３０ 制御部、 １００ 通信システム。   10 wireless devices, 12 antennas, 14 antennas, 20 wireless units, 22 baseband processing units, 24 modem units, 26 IF units, 30 control units, 100 communication systems.

Claims (6)

ウエイトベクトルによる重みづけが実行されながら、複数の系列にて形成された信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列を取得する取得部と、
前記取得部において取得したステアリング行列に含まれた複数の列ベクトルと複数の系列とを対応づけ、ひとつの系列以外の系列に対応づけられた列ベクトルに直交したウエイトベクトルの候補を複数導出した後に、複数の候補を切りかえながら選択することによって、当該ひとつの系列に対して、時間的に変動するウエイトベクトルを導出するとともに、他の系列のそれぞれに対しても、時間的に変動するウエイトベクトルを導出する導出部と、
を備えることを特徴とする送信装置。 A plurality of transmission antennas for transmitting signals formed in a plurality of sequences while weighting by weight vectors is performed;
An acquisition unit for acquiring a steering matrix derived by performing singular value decomposition on a transmission path matrix having element values of transmission path characteristics between each of the plurality of transmission antennas and each of the plurality of reception antennas;
After associating a plurality of column vectors and a plurality of sequences included in the steering matrix acquired in the acquisition unit, and deriving a plurality of weight vector candidates orthogonal to a column vector associated with a sequence other than one sequence By selecting a plurality of candidates, a time vector that varies with time is derived for the one sequence, and a time vector that varies with time for each of the other sequences. A derivation unit to derive,
A transmission device comprising: ウエイトベクトルによる重みづけが実行されながら、ふたつの系列にて形成された信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列を取得する取得部と、
前記取得部において取得したステアリング行列のうちのふたつの列ベクトルとふたつの系列とを対応づけ、ひとつの系列に対応づけられた列ベクトルをもとに当該ひとつの系列に対するウエイトベクトルを導出するとともに、他の系列に対応づけられた列ベクトルに含まれた各成分を変動させることによって、他の系列に対して、時間的に変動するウエイトベクトルを導出する導出部と、
を備えることを特徴とする送信装置。 A plurality of transmission antennas for transmitting signals formed by two sequences while weighting by a weight vector is performed;
An acquisition unit for acquiring a steering matrix derived by performing singular value decomposition on a transmission path matrix having element values of transmission path characteristics between each of the plurality of transmission antennas and each of the plurality of reception antennas;
Corresponding two column vectors and two sequences in the steering matrix acquired in the acquisition unit, and deriving a weight vector for the one sequence based on the column vectors associated with one sequence, A derivation unit that derives a temporally varying weight vector for the other series by varying each component included in the column vector associated with the other series;
A transmission device comprising: 前記導出部は、各成分の位相を固定しながら、振幅を変動させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出することを特徴とする請求項２に記載の送信装置。   The transmission device according to claim 2, wherein the derivation unit derives a temporally varying weight vector by varying the amplitude while fixing the phase of each component. 前記導出部は、ひとつの系列に対応した列ベクトルとウエイトベクトルとの内積が所定の値に近づくように変動を実行させることによって、時間的に変動するウエイトベクトルを導出することを特徴とする請求項３に記載の送信装置。   The deriving unit derives a temporally varying weight vector by causing the inner product of a column vector corresponding to one series and a weight vector to change so as to approach a predetermined value. Item 4. The transmission device according to Item 3. 複数の送信アンテナから、ウエイトベクトルによる重みづけが実行されながら、複数の系列にて形成された信号を送信する送信方法であって、
複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列を取得するステップと、
取得したステアリング行列に含まれた複数の列ベクトルと複数の系列とを対応づけ、ひとつの系列以外の系列に対応づけられた列ベクトルに直交したウエイトベクトルの候補を複数導出した後に、複数の候補を切りかえながら選択することによって、当該ひとつの系列に対して、時間的に変動するウエイトベクトルを導出するとともに、他の系列のそれぞれに対しても、時間的に変動するウエイトベクトルを導出するステップと、
を備えることを特徴とする送信方法。 A transmission method for transmitting signals formed in a plurality of sequences while performing weighting by weight vectors from a plurality of transmission antennas,
Obtaining a steering matrix derived by singular value decomposition of a transmission path matrix having transmission path characteristics between each of a plurality of transmission antennas and each of a plurality of reception antennas as element values;
A plurality of candidates are obtained by associating a plurality of column vectors included in the acquired steering matrix with a plurality of sequences and deriving a plurality of weight vector candidates orthogonal to a column vector associated with a sequence other than one sequence. Deriving a temporally varying weight vector for the one sequence and deriving a temporally varying weight vector for each of the other sequences, ,
A transmission method comprising: 複数のアンテナから、ウエイトベクトルによる重みづけが実行されながら、ふたつの系列にて形成された信号を送信する送信方法であって、
複数の送信アンテナのそれぞれと複数の受信アンテナのそれぞれとの間の伝送路特性を要素の値とした伝送路行列を特異値分解することによって導出されるステアリング行列を取得するステップと、
取得したステアリング行列のうちのふたつの列ベクトルとふたつの系列とを対応づけ、ひとつの系列に対応づけられた列ベクトルをもとに当該ひとつの系列に対するウエイトベクトルを導出するとともに、他の系列に対応づけられた列ベクトルに含まれた各成分を変動させることによって、他の系列に対して、時間的に変動するウエイトベクトルを導出するステップと、
を備えることを特徴とする送信方法。 A transmission method for transmitting signals formed by two sequences while weighting by a weight vector is executed from a plurality of antennas,
Obtaining a steering matrix derived by singular value decomposition of a transmission path matrix having transmission path characteristics between each of a plurality of transmission antennas and each of a plurality of reception antennas as element values;
Two column vectors and two sequences in the obtained steering matrix are associated with each other, and a weight vector for the one sequence is derived based on the column vector associated with one sequence. Deriving a temporally varying weight vector for other sequences by varying each component contained in the associated column vector;
A transmission method comprising:
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