JP2008111750A - Radar for moving body and antenna for radar - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、車両等の移動体に搭載され、標的の方位を検出する移動体用レーダ及びレーダ用アンテナに関する。 The present invention relates to a radar for a mobile body and a radar antenna that are mounted on a mobile body such as a vehicle and detect the direction of a target.
車両等の移動体に搭載される移動体用レーダに関し、非特許文献１には複数の受信アンテナを用い、各々の受信信号間の位相差により標的の方位を検出する位相比較モノパルス方式が開示されている。
Regarding a moving body radar mounted on a moving body such as a vehicle, Non-Patent
特許文献１には、受信アンテナ両端のアンテナ列にスイッチを設け、交互にＯＮ／ＯＦＦすることで受信アンテナ間距離Ｄの小さい２つの受信アンテナを時分割で構成することが開示されている。
また、特許文献２には、ビーム方向の異なる送信アンテナをスイッチで切り替えて、各状態での受信信号レベルを比較検証することを方位角判定に追加し、折り返しがある場合でも標的が分離できることを開示している。
Further,
さらに、特許文献３には、受信アンテナの複数のアンテナ素子の一部の出力を処理の単位とする第１の処理単位と、この第１の処理単位とは異なる前記複数のアンテナ素子の一部の出力を処理の単位とする第２の処理単位との出力に基づいたモノパルス処理を行うレーダ装置が開示されている。
Further,
また、特許文献４には、アレーアンテナを２系統備え、この２系統のアレーアンテナにおいて直列給電線路にて形成されるアンテナ素子列の内、全列又は一部の列が略等間隔で交互に噛み合うように、各アレーアンテナを同一平面に配置した平面アレーアンテナが開示されている。
ミリ波レーダは雨、霧、雪などの気象条件や、埃、騒音の影響を受け難い全天候型レーダであり、車間距離制御システム（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃｒｕｉｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＣＣ）等に最適な車載レーダとして国内外メーカで開発されてきた。近年、各レーダメーカでは、ＡＣＣシステムや渋滞追従システム（Ｓｔｏｐ＆Ｇｏ）に適用する遠距離レーダに加え、近距離レーダの開発が活発に行われている。近距離レーダを応用した車載アプリケーションには、前記に加え、衝突を事前に検知して運転者を保護するためにブレーキとエアバッグを起動させるプリクラッシュシステム、駐車支援システム（Ｐａｒｋｉｎｇ Ａｉｄ）、後側方標的警報システム（Ｌａｎｅ Ｃｈａｎｇｅ ＤｅｃｉｓｉｏｎＡｉｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ：ＬＣＤＡＳ）などがあり、今後、大きな市場が期待されている。このようなアプリケーションの多様化と共に車載レーダの高性能化、低コスト化、小型化の要求が高まってきており、特に、標的の方位角検知の高精度化、広域化は大きな課題の一つとなっている。 Millimeter wave radar rain, fog, and weather conditions such as snow, dust, a less susceptible weather radar the influence of noise, inter-vehicle distance control system (A daptive C ruise C ontrol: ACC) as an optimum vehicle radar in such Has been developed by domestic and foreign manufacturers. In recent years, each radar maker has been actively developing a short-range radar in addition to a long-range radar applied to an ACC system and a traffic jam tracking system (Stop & Go). In addition to the above, in-vehicle applications using short-range radar include a pre-crash system that activates brakes and airbags to detect a collision in advance and protects the driver, a parking assistance system (Parking Aid), and a rear side There is a target market warning system (Lane Change Decision Systems: LCDAS), and a large market is expected in the future. Along with such diversification of applications, there is an increasing demand for high performance, low cost, and miniaturization of in-vehicle radars. In particular, high accuracy and wide area detection of target azimuth angle are one of the major issues. ing.
非特許文献１に論じられている位相比較モノパルス方式は、複数の受信アンテナを用い、各々の受信信号間の位相差により標的の方位を検出するものであり、アンテナ面の法線方向に対してθの角度に存在する標的からの反射波を２つの受信アンテナで受信した時に、それぞれの受信信号間には位相差が生じる。位相比較モノパルス方式では、この位相差Δφを検出することで、標的の方位角θが得られる。
The phase comparison monopulse method discussed in Non-Patent
図１４に、標的の方位角θと位相差Δφの関係を示す。ここで、−θｓ≦θ≦＋θｓの方位角範囲において、標的からの反射波を受信信号として認識可能なレベルのＳＮ比が取れているとする。レーダ搭載位置が車体前面であることからθｓ≦９０［度］とおけるが、厳密には送信アンテナ、受信アンテナのそれぞれのビーム幅や、送信出力、受信機の利得、ノイズレベル、標的の散乱断面積等によって決まる。位相差Δφは±１８０度を超えると折り返しが生じるが、−θｄ≦θ≦＋θｄの範囲であれば一義的に標的の方位角θと対応し、標的の方位角を検知できる。この時、受信アンテナ間距離Ｄを小さくすることで折り返しの出始める方位角をθｓに近づけることができ、方位角検知範囲を容易に広げられるので、広角検知が必要な近距離レーダに適している。なお、受信信号をミキサによって中間周波数信号に変換し、さらにＡＤ変換して処理することでΔφは精度良く計算できるので、高精度な角度検知が可能である。また、広範囲に渡る複数標的も同時に検知できるので、システムの応答性に優れている。 FIG. 14 shows the relationship between the azimuth angle θ of the target and the phase difference Δφ. Here, in the azimuth angle range of −θs ≦ θ ≦ + θs, it is assumed that an SN ratio of a level at which a reflected wave from the target can be recognized as a reception signal is obtained. Since the radar mounting position is the front of the vehicle body, θs ≤ 90 [degrees]. Strictly speaking, the beam width of each of the transmitting antenna and the receiving antenna, the transmission output, the gain of the receiver, the noise level, and the target scattering It depends on the area. When the phase difference Δφ exceeds ± 180 degrees, aliasing occurs, but in the range of −θd ≦ θ ≦ + θd, it uniquely corresponds to the azimuth angle θ of the target, and the azimuth angle of the target can be detected. At this time, by reducing the distance D between the receiving antennas, the azimuth angle at which folding starts can be made closer to θs, and the azimuth angle detection range can be easily expanded, which is suitable for short-range radars that require wide-angle detection. . Note that Δφ can be calculated with high accuracy by converting the received signal into an intermediate frequency signal by a mixer, and further AD-converting and processing, thereby enabling highly accurate angle detection. In addition, since multiple targets over a wide range can be detected at the same time, the response of the system is excellent.
ところが、高利得かつ狭いビーム幅が要求される遠距離レーダの場合は、受信アンテナ面積増大に伴う受信アンテナ間距離Ｄ増加により、図１５のように折り返しが発生し、１つの位相差の値Δφに対し複数の方位の値θが対応し、必要な方位角検知範囲が得られないという問題があった。 However, in the case of a long-range radar that requires a high gain and a narrow beam width, aliasing occurs as shown in FIG. 15 due to an increase in the distance D between the receiving antennas accompanying an increase in the receiving antenna area, and one phase difference value Δφ is obtained. However, there is a problem that a plurality of azimuth values θ correspond to each other and a necessary azimuth angle detection range cannot be obtained.
これに対し、特許文献１に開示された受信アンテナ間距離Ｄの小さい２つの受信アンテナを時分割する構成や、特許文献２に開示されたビーム方向の異なる送信アンテナを高周波スイッチで切り替えて各状態での受信信号レベルを比較検証することを方位角判定に追加する構成は、共に、折り返しの問題を解決できる有効な手段ではあるが、高周波スイッチが必要になり、部品点数の増加やコストアップを招く。また、アンテナをスイッチにより時分割で切替える為、データ更新周期が増加し、システム応答性に課題を残す。特許文献２に記載の方式は、さらに、複数の送信アンテナが必要になるため、低コストでの実現が困難である。
On the other hand, a configuration in which two receiving antennas having a small distance D between the receiving antennas disclosed in
特許文献３に開示された第１の処理単位と第２の処理単位との出力に基づいたモノパルス処理を行う方式によれば、２つの処理単位の等価的な受信距離は短くなり、折り返しの問題を解決できる有効な手段である。しかし、各受信アンテナに受信回路を設ける必要があり、部品点数の増加やコストアップを招くと共に、信号処理時間の増大を招く。
According to the method of performing monopulse processing based on the outputs of the first processing unit and the second processing unit disclosed in
また、特許文献４に開示された、２系統のアレーアンテナを交互に噛み合うように同一平面に配置する構成も、受信アンテナ間距離を狭めることが出来る。しかし、受信アンテナ面積が増大するほか、２系統のアレーアンテナを交互に配置することに伴うサイドローブの劣化という問題もある。
Further, the configuration disclosed in
本発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、主たる解決課題は、部品点数を増やすことなく、狭角ビームを持ち正確な方位角検知を可能とする移動体用レーダ及びレーダ用アンテナを提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and the main problem to be solved is a mobile radar that has a narrow-angle beam and enables accurate azimuth detection without increasing the number of components. The object is to provide an antenna for radar.
本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明の移動体用レーダは、少なくとも一つの送信アレイアンテナと複数の受信アレイアンテナを含む平面アンテナと送受信ユニットとを備えて成り、前記複数の受信アレイアンテナは、各々平面に配列されたアンテナ素子もしくは素子列を有して成り、少なくとも一対の前記受信アレイアンテナは、前記アンテナ素子もしくは素子列の前記配列方向における受信感度の重み付けが、最内の前記アンテナ素子もしくは素子列よりも最外のアンテナ素子もしくは素子列の方が小さく、前記送受信ユニットは、前記送信アレイアンテナから送信され標的に反射された電波を前記受信アレイアンテナで受信信号として受信し、前記受信信号の位相を比較し、前記標的の方位を特定する機能を有することを特徴とする。 An example of a representative one of the present invention is as follows. That is, the mobile radar according to the present invention includes a planar antenna including at least one transmission array antenna, a plurality of reception array antennas, and a transmission / reception unit, and the plurality of reception array antennas are arranged in a plane. An antenna element or an element array is included, and at least a pair of the reception array antennas have a receiving sensitivity weight in the arrangement direction of the antenna element or element array that is the outermost than the innermost antenna element or element array. The antenna element or element array is smaller, the transmission / reception unit receives a radio wave transmitted from the transmission array antenna and reflected by a target as a reception signal at the reception array antenna, and compares the phase of the reception signal, It has a function of specifying the orientation of the target.
本発明によれば、狭角ビームを持ち正確な方位角検知を可能とする移動体用レーダ及びレーダ用アンテナを提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a mobile radar and a radar antenna that have a narrow-angle beam and enable accurate azimuth detection.
本発明の代表的な実施形態によれば、移動体用レーダは、少なくとも一つの送信アレイアンテナと２つの受信アレイアンテナを備え、前記送信アレイアンテナから送信された電波が標的に反射され前記受信アレイアンテナで受信信号として受信され、前記受信信号の位相を比較して標的の方位を特定するものであって、複数の受信アレイアンテナが各々平面に配列されたアンテナ素子もしくは素子列を有し、少なくとも一対の前記受信アレイアンテナは、アンテナ素子もしくは素子列の前記配列方向における受信感度の重み付けが、最内の前記アンテナ素子もしくは素子列よりも最外のアンテナ素子もしくは素子列の方が小さい。 According to an exemplary embodiment of the present invention, a mobile radar includes at least one transmission array antenna and two reception array antennas, and radio waves transmitted from the transmission array antenna are reflected to a target and the reception array is provided. The received signal is received by an antenna, and the direction of the target is specified by comparing the phase of the received signal, and a plurality of receiving array antennas each have an antenna element or an array of elements arranged in a plane, and at least In the pair of reception array antennas, the weight of reception sensitivity in the arrangement direction of the antenna elements or element rows is smaller in the outermost antenna element or element row than in the innermost antenna element or element row.
これにより、アンテナ面積（換言すると水平方向のアンテナ長）が増えても受信アンテナ間距離を小さく維持でき、受信信号の位相差の折り返しを低減できる。従って、狭角ビームを持ち正確な方位角検知を可能とする移動体用レーダ及びレーダ用アンテナを提供することができる。 Thereby, even if the antenna area (in other words, the antenna length in the horizontal direction) increases, the distance between the reception antennas can be kept small, and the return of the phase difference of the reception signal can be reduced. Accordingly, it is possible to provide a mobile radar and a radar antenna that have a narrow-angle beam and enable accurate azimuth detection.
なお、移動体として自動車や電車を対象とした場合、車載用レーダ用途で求められる仰角方向の狭ビーム化や低サイドローブ化に対しては、天地方向にアレー化することが一般的である。一方、航空機を対象とした場合、レーダは垂直方向における仰角を特定するのにも用いられるため、アンテナ素子列は水平方向にアレー化される場合もありうる。アンテナ素子もしくはアンテナ素子列が水平、垂直その他いずれの方向に配列されている場合でも、対をなす受信アンテナ素子もしくはアンテナ素子列の受信感度を、角度を検知したい方向において、アンテナ面内の中央部よりも周辺部で低くなるように構成したことが、本発明の特徴の１つである。 In the case where a moving object is an automobile or a train, it is common to make an array in the vertical direction in order to narrow the beam in the elevation direction and to reduce the side lobe required for the on-vehicle radar. On the other hand, in the case of an aircraft, since the radar is also used to specify the elevation angle in the vertical direction, the antenna element array may be arrayed in the horizontal direction. Regardless of whether the antenna elements or antenna element rows are arranged horizontally, vertically, or in any other direction, the reception sensitivity of the pair of receiving antenna elements or antenna element rows in the direction in which you want to detect the angle, It is one of the features of the present invention that it is configured to be lower at the periphery.
本発明を車載用レーダに適用した受信装置の第１の実施形態を、図１〜図７を用いて説明する。
図１は、本発明の第１の実施例になる車載用レーダの全体的な構成を示す概念図である。車載用レーダは車両に搭載され、アンテナユニットと送受信ユニットを備えており、標的の方位、移動体との相対距離、相対速度等を検出する。
A first embodiment of a receiving apparatus in which the present invention is applied to an on-vehicle radar will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a conceptual diagram showing the overall configuration of an in-vehicle radar according to a first embodiment of the present invention. The in-vehicle radar is mounted on a vehicle and includes an antenna unit and a transmission / reception unit, and detects a target direction, a relative distance from a moving object, a relative speed, and the like.
車載レーダのアンテナユニットは、受信アレイアンテナ１、２及び送信アレイアンテナ５を含む平面アンテナであり、それぞれアンテナ素子列１ａ〜１ｃ、２ａ〜２ｃ、５ａ〜５ｆを有している。これらの受信アレイアンテナ１、２及び送信アレイアンテナ５は、単一の接地板６上に水平方向に並んで配置されている。図１の右上部に示すように、受信アレイアンテナ１のアンテナ素子１ａ、１ｂ、１ｃの受信感度の重み付けは、角度を検知したい方向、この実施例では水平方向において、Ａ１、Ａ２、Ａ３でＡ１＞Ａ２＞Ａ３と内側から外側へ単調減少となっており、受信アレイアンテナ１、２の中間点からの距離はｄ１、ｄ２、ｄ３となっている。一方、受信アレイアンテナ２の受信感度の重み付けと距離は、受信アレイアンテナ１、２の中間点を軸に受信アレイアンテナ１と対称の関係になっている。なお、θは方位角を表す。
The antenna unit of the in-vehicle radar is a planar antenna including the
車載レーダの送受信ユニット１３は、電力増幅器７、発振器８、ミキサ９ａ，９ｂ、低雑音増幅器１０ａ，１０ｂ、ＡＤ変換器１１ａ及び１１ｂ及び信号処理回路１２を含んでいる。発振器８で生成されたミリ波信号は電力増幅器７を経て送信アレイアンテナ５に加えられる。送信アレイアンテナ５から電磁波として放射された送信信号は、車やガードレールなどの標的で反射され、受信アレイアンテナ１及び受信アレイアンテナ２で受信される。受信信号Ｓ１、Ｓ２はそれぞれミキサ９ａ及び９ｂに加えられ、発振器８の出力信号と混合され、中間周波信号に変換される。中間周波信号は、低雑音増幅器１０ａ及び１０ｂで増幅され、ＡＤ変換器１１ａ及び１１ｂを介して信号処理回路（ＤＴＭ）１２に入力される。
The on-vehicle radar transmission /
本実施例では、位相比較モノパルス方式により、各々の受信信号間の位相差により標的の方位を検出する。信号処理回路１２は、受信信号Ｓ１、Ｓ２の周波数変換された信号を用いて対象物の方位角を検出する。なお、信号処理回路１２は、方位角の検出と同時に、例えば２周波ＣＷ方式により、２つの周波数の位相差から対象物のレーダ搭載車との相対的な速度、距離などを検出する機能も有する。これらの検出結果は必要に応じて適宜出力信号に変換され、上位の車両制御装置などに出力される。
In the present embodiment, the azimuth of the target is detected by the phase difference between the respective received signals by the phase comparison monopulse method. The
図２に示すように、アンテナ面の法線方向に対してθの角度に存在する標的からの反射波を２つの受信アンテナで受信した時に、それぞれの受信信号Ｓ１、Ｓ２間には下式（１）で表される位相差Δφが生じる。 As shown in FIG. 2, when a reflected wave from a target existing at an angle θ with respect to the normal direction of the antenna surface is received by two receiving antennas, the following formula ( A phase difference Δφ expressed by 1) occurs.
本実施例では、隣り合った一対の受信アレイアンテナ１、２の水平方向における受信感度の重み付けは、最内のアンテナ素子１ａ、２ａよりも、最外のアンテナ素子１ｃ、２ｃの方が小さい。
In the present embodiment, the
これにより、アンテナ素子数が増えても等価的な受信アンテナ間距離を小さく維持でき、受信信号の位相差の折り返しを低減できる。また、最内のアンテナ素子１ａもしくは２ａと、それ以外のアンテナ素子１ｂ、１ｃもしくは２ｂ、２ｃの位相特性が反転することから、さらに位相差の折り返しを抑制できる。
Thereby, even if the number of antenna elements increases, the equivalent distance between the receiving antennas can be kept small, and the return of the phase difference of the received signal can be reduced. Further, since the phase characteristics of the
以下、これらの点に関して、詳細に説明する。
まず、位相差Δφは、図１に示すパラメータ（θ、ｄ１、ｄ２、ｄ３、Ａ１、Ａ２、Ａ３）を用いて計算すると、式（２）のようになる。
Hereinafter, these points will be described in detail.
First, when the phase difference Δφ is calculated using the parameters (θ, d1, d2, d3, A1, A2, A3) shown in FIG. 1, the equation (2) is obtained.
図３は、上式（２）を用いた位相差特性の計算結果を示すものであり、受信感度の重み付けの異なる位相差曲線１４、１５、１６を併せて示す。位相差曲線１４は、単調減少の場合（Ａ１＝１．０、Ａ２＝０．６、Ａ３＝０．２、ｄ１＝０．３３／λ、ｄ２＝１．０／λ、ｄ３＝１．６６／λ）、位相差曲線１５は、３素子が全て同感度の場合（Ａ１＝Ａ２＝Ａ３＝１．０、ｄ１＝０．３３／λ、ｄ２＝１．０／λ、ｄ３＝１．６６／λ）、位相差曲線１６は、１素子のみの場合（Ａ１＝１．０、Ａ２＝Ａ３＝０、ｄ１＝０．２５／λ）を示す。
FIG. 3 shows the calculation result of the phase difference characteristic using the above equation (2), and also shows the phase difference curves 14, 15, and 16 having different receiving sensitivity weights. The
位相差曲線１５は折り返しが発生し、１つの位相差の値Δφに対し複数の方位の値θが対応し、必要な方位角検知範囲が得られない。また、位相差曲線１６は−９０度〜＋９０度の範囲内で折り返しが無く理想的に見えるが、曲線の傾きが小さい為、高い方位分解能が得られない。これらに対し、本実施例に対応する位相差曲線１４は、−２５度〜＋２５度の範囲で方位角検知が可能であり、さらに曲線の傾きが大きい為、高い方位分解能が得られる。
The
ここで、本発明の特徴である折り返し低減の原理について説明する。図３においてθａ＜θ＜９０［度］の範囲で折り返しが無い為にはΔφ≒−１８０［度］である必要があり、これを式（２）に代入し、展開すると以下の式（３）が得られる。 Here, the principle of aliasing reduction, which is a feature of the present invention, will be described. In FIG. 3, Δφ≈−180 [degrees] is necessary in order to prevent folding in the range of θa <θ <90 [degrees], and when this is substituted into Expression (2) and expanded, the following Expression (3 ) Is obtained.
図４は、図３中の位相差曲線１４の場合における各アンテナ素子のｆＴ（θ）への影響を示している。特性曲線１８、１９、２０はそれぞれ式（３）の第１項、第２項、第３項の関数であり、即ち、アンテナ素子１ａ、１ｂ、１ｃに相当する。θａ＜θ＜９０［度］の範囲で、特性曲線１８と２０の和と、特性曲線１９が反転する様に働いており、その結果、ｆＴ（θ）を表す特性曲線１７がゼロに漸近していることが分かる。このようにして、θａ＜θ＜９０［度］の範囲で折り返しは低減される。
FIG. 4 shows the influence on fT (θ) of each antenna element in the case of the
通常、モノパルスレーダは標的の方位検知の前段として、まず、標的からの反射波を受信信号として認識しなければならない。その為には所望の方位角検知範囲で十分なＳＮ比がとれるアンテナ放射パターンであることが必要である。このアンテナ放射パターンは、受信アレイアンテナの受信信号Ｓ１、Ｓ２の合成波を使うことで、受信面積が２倍になることからアンテナゲインが２倍になることと、アレイアンテナ中央の受信感度が大きく、端が小さいことにより効果的にサイドローブが低減できる。 In general, the monopulse radar must first recognize a reflected wave from the target as a received signal as a stage before detecting the direction of the target. For this purpose, the antenna radiation pattern needs to have a sufficient S / N ratio in a desired azimuth angle detection range. This antenna radiation pattern uses a composite wave of the reception signals S1 and S2 of the reception array antenna, so that the reception area is doubled, the antenna gain is doubled, and the reception sensitivity at the center of the array antenna is large. The side lobe can be effectively reduced by the small end.
なお、送信アレイアンテナ５のアンテナ素子５ａ〜５ｆは、受信アレイアンテナ１、２のアンテナ素子１ｃ、１ｂ、１ａ、２ａ、２ｂ、２ｃと同じパラメータにすることで水平方向のサイドローブを低減したアンテナ放射パターンを得ることができる。もちろん、所望の方位角検知範囲で十分なＳＮ比がとれるアンテナ放射パターンにできる範囲内でパラメータは可変であるし、アンテナ素子数を増減させることも問題ない。
The
上述した３つの位相差曲線１４、１５、１６の例についてのアンテナ放射パターンの計算結果を、図５に示す。受信感度の重み付けが単調減少の場合（位相差曲線１４に対応）のθ＝０のアンテナゲインを０ｄＢとして規格化している。なお、計算には下式（４）を用いている。 FIG. 5 shows the calculation results of the antenna radiation pattern for the examples of the three phase difference curves 14, 15, and 16 described above. When the weighting of the reception sensitivity is monotonously decreased (corresponding to the phase difference curve 14), the antenna gain at θ = 0 is normalized as 0 dB. The following formula (4) is used for the calculation.
以上のように、本実施例によれば、アンテナユニットのアンテナ面積（水平方向のアンテナ長）が増えても受信アンテナ間の距離を小さく維持でき、受信信号の位相差の折り返しを低減できる。また、受信アンテナの最内のアンテナ素子と、最外のアンテナ素子の位相特性が反転することから、さらに位相差の折り返しを抑制できる。結果、小型軽量かつ低コストで、部品点数、データ更新周期を増やさずに狭角ビームを持ち、正確な方位角検知が可能となる。 As described above, according to the present embodiment, even when the antenna area of the antenna unit (the antenna length in the horizontal direction) increases, the distance between the reception antennas can be kept small, and the return of the phase difference of the reception signal can be reduced. In addition, since the phase characteristics of the innermost antenna element and the outermost antenna element of the receiving antenna are inverted, folding of the phase difference can be further suppressed. As a result, it is small, light and low-cost, has a narrow-angle beam without increasing the number of parts and the data update cycle, and enables accurate azimuth detection.
第１の実施形態におけるアンテナユニットを実現した具体的な構成例を、図６〜図７を用いて説明する。
図６Ａは、第１の実施形態におけるマイクロストリップパッチアンテナの平面図である。図６Ｂは、図６Ａの受信アレイアンテナ１、２の一部の拡大縦断面を示す図である。
A specific configuration example that realizes the antenna unit according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.
FIG. 6A is a plan view of the microstrip patch antenna according to the first embodiment. 6B is a diagram showing an enlarged vertical section of a part of the receiving
受信アレイアンテナ１、２、送信アレイアンテナ５を含む平面アンテナは、誘電体基板２９上に複数のパッチ素子２４が天地方向に列を成して形成されたアンテナ素子列１ａ〜１ｃ、２ａ〜２ｃ、５ａ〜５ｆによって構成されている。各パッチ素子２４は、これに接続されたマイクロストリップ線路２５により同位相で直列給電されている。ｄは隣接するアンテナ素子間のギャップであり、相互に干渉を生じない程度の距離を有する。この例では、送受信ユニットは接地板６を挟んで反対側の裏面に設けられている。
The planar antenna including the receiving
なお、送受信アンテナはアンテナ素子で構成されていても良いが、車載用レーダ用途で求められる仰角方向の狭ビーム化や低サイドローブ化に対しては、天地方向にアレー化することが一般的であるため、この例ではアンテナ素子列として説明する。給電点２６ａ〜２６ｃは回路素子側とのインターフェースである。誘電体基板２９は数百ミクロンの薄い基板なので、接地板６で保持している。誘電体基板２９の裏面には、接地導体３０が積層されている。接地板６には、その裏面の送受信ユニットから各給電点２６ａ〜２６ｃ及びマイクロストリップ線路２５、２７を経て各アンテナ素子へ直列給電するための同軸線路２８が設けられている。
The transmission / reception antenna may be composed of an antenna element. However, in order to narrow the beam in the elevation direction and to reduce the side lobe required for in-vehicle radar applications, the antenna is generally arrayed in the vertical direction. Therefore, in this example, the antenna element array will be described. The feeding points 26a to 26c are interfaces with the circuit element side. Since the
平面アンテナの受信感度の重み付け、例えば、Ａ１＞Ａ２＞Ａ３と内側から外側へ単調減少する重み付けは、水平方向に伸びているマイクロストリップ線路２７から見たアンテナ素子列１ａ〜１ｃの入力インピーダンスの比率で決まるので、マイクロストリップ線路２７の幅を適宜変えるだけで容易にこれを実現できる。
The weighting of the reception sensitivity of the planar antenna, for example, A1> A2> A3 and the weighting monotonously decreasing from the inside to the outside are the ratios of the input impedances of the
図７は、受信感度の重み付けのために、マイクロストリップ線路２７の幅を変えたパターンの一例を概念的に示す図である。図７において、Ｚｉ１、Ａ１はアンテナ素子列１ａ〜１ｃとストリップ線路２７を合成した入力インピーダンスと給電電力、Ｚａｉ、Ａａｉはアンテナ素子列１ａの入力インピーダンス及び給電電力、Ｚｉ２、Ａｉ２はアンテナ素子列１ｂ〜１ｃとストリップ線路２７を合成した入力インピーダンスと給電電力、Ｚｂｉ、Ａｂｉはアンテナ素子列１ｂの入力インピーダンス及び感度、Ｚｉ３、Ａｉ３はアンテナ素子列１ｃとストリップ線路２７を合成した入力インピーダンス及び感度、Ｚｃｉ、Ａｃｉはアンテナ素子列１ｃの入力インピーダンス及び感度を示す。各線路幅を変え、各インピーダンス間のマッチングをとることで、受信感度として例えば、Ａ１＝１２、Ａａｉ＝３、Ａｉ２＝６、Ａｂｉ＝２、Ａｉ３＝２、Ａｃｉ＝１のように、所定の重み付けが得られる。
FIG. 7 is a diagram conceptually illustrating an example of a pattern in which the width of the
なお、平面アンテナの受信感度の重み付けを、アンテナ素子（パッチ素子２４）自身の平面サイズを変えて実現してもよい。例えば、受信感度の重み付けが単調減少の場合、それに対応させて各アンテナ素子の平面パターンのサイズを順次減少させればよい。また、アンテナ素子として、円形など他のパターンの素子を用いても良いことは言うまでもない。 The weighting of the reception sensitivity of the planar antenna may be realized by changing the planar size of the antenna element (patch element 24) itself. For example, when the weighting of the reception sensitivity is monotonously decreased, the size of the planar pattern of each antenna element may be sequentially decreased correspondingly. Needless to say, an element having another pattern such as a circle may be used as the antenna element.
上述したとおり、本実施例のマイクロストリップパッチアンテナはプリント基板の技術で加工でき、回路素子や信号処理部に関しても一般的な構成であるので、小型軽量かつ低コストで、部品点数やデータ更新周期を増やさずに狭角ビームを持つ正確な方位角検知が可能な車載用レーダを得ることができる。 As described above, the microstrip patch antenna according to the present embodiment can be processed by a printed circuit board technology and has a general configuration with respect to a circuit element and a signal processing unit. It is possible to obtain an in-vehicle radar capable of accurate azimuth detection with a narrow-angle beam without increasing the angle.
また、本実施例では受信アレイアンテナ１、２は３素子で説明したが、複数であれば同様の効果が得られ、素子数が多いほど、折り返し低減の効果は大きい。
In the present embodiment, the receiving
なお、受信アレイアンテナがｎ素子の場合の位相差Δφとアンテナ放射パターンｆ（θ）は下式（５）、（６）で表される。 The phase difference Δφ and antenna radiation pattern f (θ) when the receiving array antenna is n elements are expressed by the following equations (5) and (6).
以上述べたように、本実施例によれば、アンテナユニットのアンテナ面積（水平方向のアンテナ長）が増えても受信アンテナ間距離を小さく維持でき、受信信号の位相差の折り返しを低減できる。また、最内の天地方向に列を成すアンテナ素子列と、最外の天地方向に列を成すアンテナ素子列の位相特性が反転することから、さらに位相差の折り返しを抑制できる。結果、小型軽量かつ低コストで、部品点数、データ更新周期を増やさずに狭角ビームを持ち、正確な方位角検知を可能とする移動体用レーダ及びレーダ用アンテナを提供することができる。また、プリント基板の技術で加工できるので、移動体用レーダ及びレーダ用アンテナを低コスト化できる。 As described above, according to this embodiment, even when the antenna area of the antenna unit (the antenna length in the horizontal direction) increases, the distance between the reception antennas can be kept small, and the return of the phase difference of the reception signal can be reduced. In addition, since the phase characteristics of the antenna element rows that are arranged in the innermost vertical direction and the antenna element rows that are arranged in the outermost vertical direction are inverted, the folding of the phase difference can be further suppressed. As a result, it is possible to provide a mobile radar and a radar antenna that are small, light and low in cost, have a narrow-angle beam without increasing the number of parts and the data update cycle, and enable accurate azimuth detection. In addition, since it can be processed by the technique of the printed circuit board, the cost of the mobile radar and the radar antenna can be reduced.
なお、受信アレイアンテナの受信感度の重み付けを、アンテナユニットではなく送受信ユニット１３内で与えることも可能ではある。この場合、受信信号Ｓ１、Ｓ２に対して、例えば、低雑音増幅器１０ａ，１０ｂ、もしくはＡＤ変換器１１ａ、１１ｂにより、前記した受信アレイアンテナの受信感度の重み付けに相当する増幅度の重み付け、例えば、Ａ１＞Ａ２＞Ａ３と内側から外側へ単調減少する重み付けを与えるように構成すれば良い。この場合、信号処理回路（ＤＴＭ）１２に入力される信号に関しては、アンテナユニットで受信感度の重み付けを与えたのと同じものとなるものの、信号処理のための部品点数が増える可能性はある。
It should be noted that the receiving sensitivity of the receiving array antenna can be weighted not in the antenna unit but in the transmission /
本発明の第１の実施例として直列給電の例を説明したが、並列給電でも同様に、マイクロストリップ線路の幅を変えて受信感度の重み付けができる。図８に、本発明の第２の実施例として並列給電に適用した実施例の概念図を示す。図８Ａは、第２の実施例におけるアンテナの平面図、図８Ｂは、図８Ａの受信アレイアンテナの一部の拡大縦断面を示す図である。 Although the example of the series power feeding has been described as the first embodiment of the present invention, the receiving sensitivity can be weighted by changing the width of the microstrip line in the same way with the parallel power feeding. In FIG. 8, the conceptual diagram of the Example applied to parallel electric power feeding as a 2nd Example of this invention is shown. FIG. 8A is a plan view of an antenna according to the second embodiment, and FIG. 8B is a diagram showing an enlarged vertical section of a part of the receiving array antenna of FIG. 8A.
アンテナユニットの平面アンテナは、上記第１実施例と同様、マトリクス状に複数のパッチを含むアンテナ素子２４が配置された上層誘電体基板２９、下層誘電体基板３２、及び給電端子２６ｂ、２６ｃから全てのアンテナ素子２４までの線路長が等しくなるように設定された並列給電線路３３が積層して設けられている。各アンテナ素子２４には同一位置に給電点が設定されこれらの給電点と並列給電線路３３とは、夫々、両誘電体基板を貫通するビアホール３４で接続されている。そして、上、下層の誘電体基板間には、アンテナ素子２４と並列給電線路３３及び接地導体３０との間でマイクロストリップ線路が形成されている。このマイクロストリップ線路の幅を変えることで、受信アレイアンテナの受信感度の重み付けを行う。すなわち、一対の受信アレイアンテナ１、２の水平方向の受信感度の重み付けは、最内のアンテナ素子１ａ、２ａよりも、最外のアンテナ素子１ｃ、２ｃの方が小さい。
As in the first embodiment, the planar antenna of the antenna unit includes all of the upper
本実施例によれば、アンテナユニットのアンテナ面積（水平方向のアンテナ長）が増えても受信アンテナ間距離を小さく維持でき、受信信号の位相差の折り返しを低減できる。そのため、部品点数を増やすことなく、狭角ビームを持ち正確な方位角検知を可能とする移動体用レーダ及びレーダ用アンテナを提供することができる。 According to the present embodiment, even when the antenna area of the antenna unit (the antenna length in the horizontal direction) increases, the distance between the receiving antennas can be kept small, and the return of the phase difference of the received signal can be reduced. Therefore, it is possible to provide a mobile radar and a radar antenna that have a narrow-angle beam and enable accurate azimuth detection without increasing the number of components.
なお、以上述べた各実施例は、単層誘電体基板のマイクロストリップパッチアンテナを例に挙げたが、放射素子と給電線路が別層に構成される多層マイクロストリップパッチアンテナやトリプレートアンテナのような平面アンテナでも、同様の効果が得られる。 In each of the above-described embodiments, a microstrip patch antenna having a single-layer dielectric substrate is taken as an example, but a multilayer microstrip patch antenna or a triplate antenna in which a radiating element and a feed line are formed in separate layers are used. Even with a flat antenna, the same effect can be obtained.
本発明において、受信感度の重み付けは必ずしも単調減少でなくても良い。図９、図１０に、受信感度の重み付けが単調減少ではない場合の実施例を示す。 In the present invention, the weighting of the reception sensitivity is not necessarily monotonously decreased. FIG. 9 and FIG. 10 show an embodiment when the weighting of the reception sensitivity is not monotonously decreasing.
図９の右上部に示すように、受信アレイアンテナ１のアンテナ素子１ａ、１ｂ、１ｃの受信感度の重み付けは、Ａ１、Ａ２、Ａ３でＡ２＞Ａ１＞Ａ３となっている。受信アレイアンテナ１、２の中間点から距離はｄ１、ｄ２、ｄ３となっている。この例では、内側から外側へ単調減少とはなっていない。Ａ２≧Ａ１＞Ａ３でも良い。この実施例で大事な事は、最内側と最外側のアンテナ素子１ａ、１ｃが、Ａ１＞Ａ３の関係にあることである。一方、受信アレイアンテナ２の受信感度の重み付けと距離は、受信アレイアンテナ１、２の中間点を軸に受信アレイアンテナ１と対称の関係になっている。
As shown in the upper right part of FIG. 9, the weights of the reception sensitivity of the
図１０は、実施例３における、上式（２）に基づく位相差特性を示すものである。この例では、受信感度の重み付けが単調減少でないため、図４の場合とは異なり式（３）の第１項、第２項、第３項の関数が、θａ＜θ＜９０［度］の範囲で、特性曲線１８と２０の和と、特性曲線１９が反転する様に働きｆＴ（θ）を表す特性曲線１７がゼロに漸近しているものの、折り返しの低減は十分ではない。そのため、受信アレイアンテナの受信信号Ｓ１、Ｓ２のデータ取得の対象を折り返しの無い位相差Δφｂｃの範囲内に制限する、あるいは−θｄｃ≦θ≦＋θｄｂの範囲内に制限する。これにより、例えば−２０度〜＋２０度の範囲で正確な方位角検知が可能であり、かつこの範囲では曲線の傾きも大きい為、高い方位分解能が得られる。この実施例によれば、実施例１よりも角度範囲は狭くなるが、実施例１に準じた効果が得られる。
FIG. 10 shows the phase difference characteristics based on the above formula (2) in the third embodiment. In this example, since the weighting of the reception sensitivity is not monotonously decreased, unlike the case of FIG. 4, the functions of the first term, the second term, and the third term of the expression (3) satisfy θa <θ <90 [degrees]. In the range, although the
本発明の実施例として、アンテナに素子数の少ない平面アンテナを用いる場合は、誘電体レンズやレドームと平面アンテナを組み合わせて使用するのが望ましい。図１１に、実施形態４としてアンテナに天地方向の素子数が１つの場合の具体的な構成例を示す。 As an embodiment of the present invention, when a planar antenna with a small number of elements is used as the antenna, it is desirable to use a combination of a dielectric lens or radome and a planar antenna. FIG. 11 shows a specific configuration example when the number of elements in the vertical direction is one for the antenna as the fourth embodiment.
図１１Ａは、本実施例の車載レーダの構成概念を示す縦断図であり、図１１Ｂは、その平面アンテナの構成概念を示す平面図である。車載レーダは、発振器や混合器等の送受信ユニット（能動回路）と平面アンテナとが同一の接地板３７の同じ側に一体形成されてＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）チップに構成されている。各アンテナには同一平面内の能動回路の素子からマイクロストリップ線路等の電力分配器を通じて給電する。そして、このＭＭＩＣチップを樹脂パッケージ３５で封止すると共に、受信アンテナの上方に誘電体レンズ３６を装着し、レンズと樹脂パッケージとを一体形成する。受信感度の重み付けはマイクロストリップ線路等の電力分配器で行なう。特に、このアンテナをＭＭＩＣ上に構成する場合などは、ＭＭＩＣの面積がコストに比例するため、素子数の少ないアンテナを利用するのがコスト面では有利である。
FIG. 11A is a longitudinal sectional view showing the configuration concept of the on-vehicle radar of this embodiment, and FIG. 11B is a plan view showing the configuration concept of the planar antenna. The in-vehicle radar is configured as a MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit) chip by integrally forming a transmission / reception unit (active circuit) such as an oscillator or a mixer and a planar antenna on the same side of the
本発明の受信アンテナは、左右各々複数対のアレイアンテナで構成されていても良い。図１２は本発明による車載用レーダの第５の実施形態を表す構成図である。発振器８で生成されたミリ波信号は電力増幅器７を経て送信アレイアンテナ５に加えられる。送信アレイアンテナ５から放射された送信信号は、標的で反射され、受信アレイアンテナ１〜４で受信される。受信信号Ｓ１〜Ｓ４はそれぞれミキサ９ａ〜９ｄに加えられ発振器８の出力信号と混合され、中間周波信号に変換され、低雑音増幅器１０ａ〜１０ｄで増幅され、ＡＤ変換器１１ａ〜１１ｄを介して信号処理回路１２に入力される。
The receiving antenna of the present invention may be composed of a plurality of pairs of array antennas on the left and right. FIG. 12 is a block diagram showing a fifth embodiment of the in-vehicle radar according to the present invention. The millimeter wave signal generated by the
送信アレイアンテナ５、受信アレイアンテナ１〜４は平面アンテナでそれぞれアンテナ素子５ａ〜５ｆ、１ａ〜１ｃ、２ａ〜２ｃ、３ａ〜３ｃ、４ａ〜４ｃから構成され、接地板６上に水平方向に並んで配置される。受信アレイアンテナ１のアンテナ素子１ａ、１ｂ、１ｃ及び受信アレイアンテナ３のアンテナ素子３ａ、３ｂ、３ｃの受信感度の重み付けはＡ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ５、Ａ６でＡ１≧Ａ２≧Ａ３≧Ａ４≧Ａ５≧Ａ６（但し、Ａ１＞Ａ６）と内側から外側へ単調減少となっており、受信アレイアンテナ１、２の中間点から距離はｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４、ｄ５、ｄ６となっている。一方、受信アレイアンテナ２及び４の受信感度の重み付けと距離は、受信アレイアンテナ１、２の中間点を軸に受信アレイアンテナ１及び３と対称の関係になっている。なお、受信アレイアンテナ内の素子間の重み付けは実施例１と同様に入力インピーダンスの比率により行うが、受信アレイアンテナ間、例えば受信アレイアンテナ１と受信アレイアンテナ３間の受信感度の重み付けは信号処理回路内でデジタル的に行ってもよい。
The transmitting
上記のようなデジタル制御は、受信アレイアンテナ間の干渉除去や、周囲環境からの不要波除去の為のキャリブレーション手段としても用いることができる。 The digital control as described above can also be used as a calibration means for removing interference between receiving array antennas and removing unnecessary waves from the surrounding environment.
従って、等価的な受信アンテナ間距離を小さく維持できることと、アンテナ素子間の位相の打ち消しにより、受信アレイアンテナ１と受信アレイアンテナ２、受信アレイアンテナ１と３の合成と受信アレイアンテナ２と４の合成によって得られる位相差特性の折り返しを低減できる。また、これらの位相差特性の連立方程式を解くことにより、方位角精度を向上させることができる。受信アレイアンテナ１と受信アレイアンテナ３による位相差特性は折り返しが生ずるので個々の連立方程式は誤差を含むが、上記連立方程式の個数を増やすことで精度が高まり、方位角精度向上に貢献できる。
Therefore, the combination of the receiving
また、本実施例では受信アレイアンテナ１〜４は３素子で説明したが、複数であれば同様の効果が得られ、素子数が多いほど、折り返し低減の効果は大きい。また、受信アレイアンテナ１、２と受信アレイアンテナ３、４の素子数を異ならせることで多様な位相差特性が得られる。例えば、受信アレイアンテナ３、４よりも受信アレイアンテナ１、２の素子数を減らせば、受信アレイアンテナ１と２で広範囲の方位角検知、受信アレイアンテナ１と３の合成と受信アレイアンテナ２と４の合成により高精度の方位角検知が可能になる。
In this embodiment, the receiving
なお、アンテナ素子群のアンテナの受信感度の重み付けは必ずしも内側から外側へ、Ａ１≧Ａ２≧Ａ３≧Ａ４≧Ａ５≧Ａ６と単調減少になっている必要は無い。実施例３と同様、少なくとも最内側と最外側のアンテナ素子がＡ１＞Ａ６の関係にあり、式（３）によるｆＴ（θ）を表す特性曲線が全体としてゼロもしくはゼロ付近に漸近するものであれば、アンテナ素子群の一部に、受信感度の重み付けが上記と逆の関係にあるものが存在しも差し支えない。 Note that the weighting of the reception sensitivity of the antennas of the antenna element group does not necessarily have to be monotonously decreasing from the inside to the outside, such as A1 ≧ A2 ≧ A3 ≧ A4 ≧ A5 ≧ A6. As in the third embodiment, at least the innermost and outermost antenna elements have a relationship of A1> A6, and the characteristic curve representing fT (θ) according to Equation (3) asymptotically approaches zero or near zero as a whole. For example, there may be a part of the antenna element group in which the weighting of the reception sensitivity is opposite to the above.
複数の受信アレイアンテナを備えた本実施例によれば、一対の受信アレイアンテナで広い方位角検知範囲が得られ、前記以外の一対の受信アレイアンテナでより高精度な方位検出が可能となる。 According to this embodiment provided with a plurality of receiving array antennas, a wide azimuth angle detection range can be obtained with a pair of receiving array antennas, and more accurate azimuth detection can be performed with a pair of other receiving array antennas.
本発明は、受信信号の振幅差を比較して標的の方位を特定する振幅比較モノパルス方式や、位相比較モノパルス方式と振幅比較モノパルス方式の両者を組み合わせた方式にも適用できる。 The present invention can also be applied to an amplitude comparison monopulse method in which the amplitude difference of received signals is compared to specify the target orientation, or a method in which both a phase comparison monopulse method and an amplitude comparison monopulse method are combined.
図１３は、本発明による車載用レーダの第６の実施形態を表す構成図である。発振器８で生成されたミリ波信号は電力増幅器７を経て送信アレイアンテナ５に加えられる。送信アレイアンテナ５から放射された送信信号は、標的で反射され、受信アレイアンテナ１及び受信アレイアンテナ２で受信される。受信信号Ｓ１、Ｓ２はハイブリッド回路４０にて受信信号Ｓ１とＳ２の和である和信号Σと受信信号Ｓ１とＳ２の差である差信号Δに変換され、それぞれミキサ９ａ及び９ｂに加えられ発振器８の出力信号と混合され、中間周波信号に変換され、低雑音増幅器１０ａ及び１０ｂで増幅され、ＡＤ変換器１１ａ及び１１ｂを介して信号処理回路１２に入力される。
FIG. 13 is a block diagram showing a sixth embodiment of the in-vehicle radar according to the present invention. The millimeter wave signal generated by the
送信アレイアンテナ５、受信アレイアンテナ１、２は平面アンテナでそれぞれアンテナ素子５ａ〜５ｆ、１ａ〜１ｃ、２ａ〜２ｃから構成され、接地板６上に水平方向に並んで配置される。受信アレイアンテナ１のアンテナ素子１ａ、１ｂ、１ｃの受信感度の重み付けは、例えばＡ１、Ａ２、Ａ３でＡ１＞Ａ２＞Ａ３と内側から外側へ単調減少となっており、受信アレイアンテナ１、２の中間点から距離はｄ１、ｄ２、ｄ３となっている。一方、受信アレイアンテナ２の受信感度の重み付けと距離は、受信アレイアンテナ１、２の中間点を軸に受信アレイアンテナ１と対称の関係になっている。なお、これらの受信感度の重み付けは、最内側と最外側のアンテナ素子がＡ１＞Ａ３の関係にあれば、途中は他のパターンでも良いことはいうまでも無い。
The transmitting
前述した位相比較モノパルス方式とは異なり、信号処理回路１２では受信信号間の位相差ではなく差信号Δ／和信号Σの演算が成され、この振幅成分により標的の方位角を決定する。しかし、本構成の和信号Σ、差信号Δは受信信号Ｓ１、Ｓ２の位相も含めて合成されており、位相差が差信号Δ／和信号Σの振幅成分に変換されているので、振幅検知ではあるが、完全な振幅比較モノパルスではなく、位相比較モノパルスに近い特性を持つ。従って、実施例１で説明した図３の標的の方位角θと位相差Δφの関係は、位相差Δφが差信号Δ／和信号Σの振幅成分に変わるだけで、ほぼ同じ曲線が描かれる。
Unlike the phase comparison monopulse method described above, the
これにより、アンテナ素子数が増えても等価的な受信アンテナ間距離を小さく維持でき、受信信号の位相差の折り返しを低減できる。また、最内のアンテナ素子１ａもしくは２ａと、それ以外のアンテナ素子１ｂ、１ｃもしくは２ｂ、２ｃの位相特性が反転することから、さらに位相差の折り返しを抑制できる。
Thereby, even if the number of antenna elements increases, the equivalent distance between the receiving antennas can be kept small, and the return of the phase difference of the received signal can be reduced. Further, since the phase characteristics of the
本実施例では、ハイブリッド回路４０はミキサ９ａ及び９ｂの前に設けたが、アンテナが配置される誘電体基板上に設けてもよいし、信号処理回路内で和信号Σ、差信号Δを生成してもよい。
In the present embodiment, the
このように、本発明は、受信信号の振幅差を比較して標的の方位を特定する振幅比較モノパルス方式や両者を組み合わせた方式に採用した場合でも、受信信号の位相差を比較して標的の方位を特定する前期位相比較モノパルス方式と同様な効果が得られる。 As described above, the present invention compares the phase difference of the received signal and compares the phase difference of the received signal even when employed in the amplitude comparison monopulse method that compares the amplitude difference of the received signal to identify the target orientation or a method that combines the two. The same effect as the previous phase comparison monopulse method for specifying the azimuth can be obtained.
１…受信アレイアンテナ、１ａ〜１ｃ…アンテナ素子、２…受信アレイアンテナ、２ａ〜２ｃ…アンテナ素子、３…受信アレイアンテナ、３ａ〜３ｃ…アンテナ素子、４…受信アレイアンテナ、４ａ〜４ｃ…アンテナ素子、５…送信アレイアンテナ、５ａ〜５ｆ…アンテナ素子、６…接地板、７…電力増幅器、８…発振器、９ａ，９ｂ…ミキサ、１０ａ，１０ｂ…低雑音増幅器、１１ａ，１１ｂ…ＡＤ変換器、１２…信号処理回路、１３…送受信ユニット、２４…パッチ素子、２５…マイクロストリップ線路、２６ａ〜２６ｃ…給電点、２７…水平方向に伸びているマイクロストリップ線路、２８…同軸線路、２９…誘電体基板、３０…接地導体、３６…誘電体レンズ、３７…接地板、４０…ハイブリッド回路。
DESCRIPTION OF
Claims (20)
前記各受信アレイアンテナは、平面に配列されたアンテナ素子もしくは素子列を有して成り、少なくとも一対の前記受信アレイアンテナは、前記アンテナ素子もしくは素子列の前記配列方向における受信感度の重み付けが、最内の前記アンテナ素子もしくは素子列よりも最外のアンテナ素子もしくは素子列の方が小さく、
前記送受信ユニットは、前記送信アレイアンテナから送信され標的に反射された電波を前記受信アレイアンテナで受信信号として受信し、前記受信信号の位相を比較し、前記標的の方位を特定する機能を有する
ことを特徴とする移動体用レーダ。 A planar antenna including at least one transmission array antenna and a plurality of reception array antennas, and a transmission / reception unit;
Each of the reception array antennas includes antenna elements or element rows arranged in a plane, and at least a pair of the reception array antennas has a weight of reception sensitivity in the arrangement direction of the antenna elements or element rows being the maximum. The outermost antenna element or element array is smaller than the antenna element or element array in
The transmission / reception unit has a function of receiving a radio wave transmitted from the transmission array antenna and reflected by a target as a reception signal by the reception array antenna, comparing phases of the reception signals, and specifying an orientation of the target. A radar for moving objects.
前記受信感度の重み付けが単調減少である
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 1,
The mobile radar according to claim 1, wherein the weighting of the reception sensitivity is monotonously decreased.
前記複数の受信アレイアンテナは前記平面に水平方向に並んで配置され、隣り合った一対の受信アレイアンテナの水平方向の受信感度の重み付けが、前記最内のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列よりも前記最外のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列の方が小さい受信アレイアンテナを少なくとも一対持つ
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 1,
The plurality of receiving array antennas are arranged in the horizontal direction on the plane, and the horizontal receiving sensitivity weights of a pair of adjacent receiving array antennas are the innermost antenna elements or antennas arranged in a vertical direction. A mobile radar comprising at least a pair of receiving array antennas in which the outermost antenna element or the antenna element array formed in a vertical direction is smaller than the element array.
前記受信アレイアンテナの受信感度の重み付けを、該受信アレイアンテナと同一の誘電体基板上に形成された伝送線路で構成された電力分配器で行う
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 1,
The mobile radar according to claim 1, wherein the receiving sensitivity of the receiving array antenna is weighted by a power distributor composed of a transmission line formed on the same dielectric substrate as the receiving array antenna.
前記アンテナ素子は、誘電体基板上に形成された複数のパッチ素子と、前記各パッチ素子に接続された給電用のマイクロストリップ線路とを備えて成り、
前記受信アレイアンテナの受信感度の重み付けを、前記各パッチ素子に対応する前記マイクロストリップ線路の幅の差によって行う
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 1,
The antenna element comprises a plurality of patch elements formed on a dielectric substrate, and a feeding microstrip line connected to each patch element,
The mobile radar according to claim 1, wherein the receiving sensitivity of the receiving array antenna is weighted by a difference in width of the microstrip line corresponding to each patch element.
前記受信アレイアンテナの受信感度の重み付けを、前記アンテナ素子の平面サイズの差によって行う
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 1,
The mobile radar according to claim 1, wherein the receiving sensitivity of the receiving array antenna is weighted by a difference in a planar size of the antenna element.
前記送受信ユニットは、前記受信信号の振幅を比較して前記標的の方位を特定する
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 1,
The transmitter / receiver unit compares the amplitude of the received signal to identify the direction of the target.
前記送受信ユニットは、前記受信信号の位相と振幅の両方を比較して前記標的の方位を特定する
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 1,
The transmitting / receiving unit compares both the phase and the amplitude of the received signal to identify the azimuth of the target.
少なくとも一つの送信アレイアンテナと３以上の複数の受信アレイアンテナを備え、
前記複数の受信アレイアンテナは前記平面に水平方向に並んで配置され、前記並んで配置された２つの受信アレイアンテナ間に境界線を想定して前記受信アレイアンテナを２つのグループに分けた時に、前記水平方向の受信感度の重み付けが前記最内のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列よりも、前記最外のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列の方が小さい
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 1,
Comprising at least one transmitting array antenna and three or more receiving array antennas;
The plurality of receiving array antennas are arranged horizontally in the plane, and when the receiving array antennas are divided into two groups assuming a boundary line between the two receiving array antennas arranged side by side, The weight of the horizontal direction receiving sensitivity is smaller in the outermost antenna element or the antenna element array in the vertical direction than in the innermost antenna element or the antenna element array in the vertical direction. A featured radar for mobile objects.
前記複数の受信アレイアンテナは水平方向に並んで配置され、前記アンテナ面においてある２つの受信アレイアンテナ間に境界線を想定して受信アレイアンテナを２つのグループに分けた時に、前記水平方向の受信感度の重み付けが前記最内のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列から、前記最外のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列まで単調減少となっている
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 9,
The plurality of reception array antennas are arranged side by side in the horizontal direction, and when the reception array antennas are divided into two groups assuming a boundary line between two reception array antennas on the antenna surface, the reception in the horizontal direction is performed. Sensitivity weighting is monotonously decreased from the innermost antenna element or the antenna element array in a vertical direction to the outermost antenna element or the antenna element array in a vertical direction. Mobile radar.
前記受信アレイアンテナの受信感度の重み付けを、前記受信アレイアンテナと同一の誘電体基板上の伝送線路で構成された電力分配器で行う
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 10,
The mobile radar according to claim 1, wherein the receiving sensitivity of the receiving array antenna is weighted by a power distributor composed of a transmission line on the same dielectric substrate as the receiving array antenna.
前記平面アンテナは、少なくとも一つの送信アレイアンテナと複数の受信アレイアンテナを有して成り、
前記各受信アレイアンテナは、水平方向に配列された複数のアンテナ素子もしくは素子列を有して成り、少なくとも一対の前記受信アレイアンテナは、前記水平方向における受信感度の重み付けが、最内の前記アンテナ素子もしくは素子列よりも最外のアンテナ素子もしくは素子列の方が小さい、
ことを特徴とする移動体用レーダ。 A flat antenna and a transmission / reception unit provided on a common ground plate,
The planar antenna has at least one transmitting array antenna and a plurality of receiving array antennas,
Each of the reception array antennas includes a plurality of antenna elements or element arrays arranged in the horizontal direction, and at least a pair of the reception array antennas has a weight of reception sensitivity in the horizontal direction, the antenna having the innermost The outermost antenna element or element row is smaller than the element or element row,
A mobile radar.
前記接地板の一方の面に前記平面アンテナ、他方の面に前記送受信ユニットを設け、
前記受信アレイアンテナの受信感度の重み付けを、前記受信アレイアンテナと同一の誘電体基板上の伝送線路で構成された電力分配器で行う
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 12,
The planar antenna is provided on one surface of the ground plate, and the transmitting / receiving unit is provided on the other surface,
The mobile radar according to claim 1, wherein the receiving sensitivity of the receiving array antenna is weighted by a power distributor composed of a transmission line on the same dielectric substrate as the receiving array antenna.
前記接地板の同じ側の面において前記平面アンテナと前記送受信ユニットを同一の基板上に一体形成して、単一または複数のＭＭＩＣチップに構成し、
前記受信感度の重み付けを、電力分配用のマイクロストリップ線路で行なう
ことを特徴とする移動体用レーダ。 In claim 12,
On the same side surface of the ground plate, the planar antenna and the transmission / reception unit are integrally formed on the same substrate to constitute a single or a plurality of MMIC chips,
The mobile radar characterized in that the reception sensitivity is weighted by a power distribution microstrip line.
前記各受信アレイアンテナは、平面に配列されたアンテナ素子もしくは素子列を有して成り、少なくとも一対の前記受信アレイアンテナは、前記アンテナ素子もしくは素子列の前記配列方向における受信感度の重み付けが、最内の前記アンテナ素子もしくは素子列よりも最外のアンテナ素子もしくは素子列の方が小さい
ことを特徴とする平面アレイアンテナ。 A planar array antenna comprising at least one transmit array antenna and a plurality of receive array antennas,
Each of the reception array antennas includes antenna elements or element rows arranged in a plane, and at least a pair of the reception array antennas has a weight of reception sensitivity in the arrangement direction of the antenna elements or element rows being the maximum. A planar array antenna, wherein an outermost antenna element or element array is smaller than an inner antenna element or element array.
前記受信感度の重み付けが、前記最内のアンテナ素子もしくは素子列から前記最外のアンテナ素子もしくは素子列まで単調減少となっている
ことを特徴とする平面アレイアンテナ。 In claim 15,
The planar array antenna, wherein the weighting of the reception sensitivity monotonously decreases from the innermost antenna element or element array to the outermost antenna element or element array.
前記受信アレイアンテナは水平方向に２つ並んで配置され、
隣り合った前記受信アレイアンテナの水平方向の受信感度の重み付けは、前記最内のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列よりも、前記最外のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列の方が小さい
ことを特徴とする平面アレイアンテナ。 In claim 15,
The receiving array antennas are arranged side by side in the horizontal direction,
The horizontal receiving sensitivity weighting of the adjacent receiving array antennas is such that the outermost antenna elements or the antennas arranged in the vertical direction are arranged in the outermost antenna elements or the antenna elements arranged in the vertical direction. A planar array antenna characterized in that the element array is smaller.
前記受信アレイアンテナの受信感度の重み付けを、前記受信アレイアンテナと同一の誘電体基板上の伝送線路で構成された電力分配器で行う
ことを特徴とする平面アレイアンテナ。 In claim 15,
A planar array antenna, wherein weighting of receiving sensitivity of the receiving array antenna is performed by a power distributor composed of a transmission line on the same dielectric substrate as the receiving array antenna.
３以上の複数の前記受信アレイアンテナを備え、
前記複数の受信アレイアンテナは水平方向に並んで配置され、ある２つの受信アレイアンテナ間に境界線を想定して受信アレイアンテナを２つのグループに分けた時に、前記水平方向の受信感度の重み付けが前記最内のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列よりも、前記最外のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列の方が小さい
ことを特徴とする平面アレイアンテナ。 In claim 15,
Comprising three or more of said receiving array antennas,
The plurality of receiving array antennas are arranged side by side in the horizontal direction, and when the receiving array antennas are divided into two groups assuming a boundary line between two receiving array antennas, the receiving sensitivity weight in the horizontal direction is weighted. A planar array antenna, wherein the outermost antenna element or the array of antenna elements formed in a vertical direction is smaller than the innermost antenna element or the array of antenna elements formed in a vertical direction.
ある２つの受信アレイアンテナ間に境界線を想定して受信アレイアンテナを２つのグループに分けた時に、前記水平方向の受信感度の重み付けが前記最内のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列から、前記最外のアンテナ素子もしくは天地方向に列を成すアンテナ素子列まで単調減少となっている
ことを特徴とする平面アレイアンテナ。 In claim 19,
When the receiving array antenna is divided into two groups assuming a boundary line between two receiving array antennas, the horizontal receiving sensitivity is weighted in the innermost antenna element or in the vertical direction. A planar array antenna having a monotonous decrease from a row to the outermost antenna element or a row of antenna elements forming a row in a vertical direction.
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