JP2008066908A - パルス幅制御等化回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 符号間干渉によるパタンジッタを抑制する。
【解決手段】 パルス幅制御等化において、前後信号の対称性の有無に着目し、エッジ位置の調整量を記憶するテーブルの大きさを1/2乗に削減する。具体的には、 送信する符号系列に応じて各シンボルのパルス時間幅を、計算式あるいはテーブル検索によって決定した最適なパルス幅に調整する。テーブルを使う構成においては、エッジ位置調整量を符号系列の中のまさに送出しようとしているシンボルを中心として、前後の対称な位置にある2つのシンボル同士の排他的論理和の列、を検索キーとして記憶するテーブルを作成する。
【選択図】 図1
【解決手段】 パルス幅制御等化において、前後信号の対称性の有無に着目し、エッジ位置の調整量を記憶するテーブルの大きさを1/2乗に削減する。具体的には、 送信する符号系列に応じて各シンボルのパルス時間幅を、計算式あるいはテーブル検索によって決定した最適なパルス幅に調整する。テーブルを使う構成においては、エッジ位置調整量を符号系列の中のまさに送出しようとしているシンボルを中心として、前後の対称な位置にある2つのシンボル同士の排他的論理和の列、を検索キーとして記憶するテーブルを作成する。
【選択図】 図1
Description
本発明は、伝送装置に関し、特に信号の送信制御を行う伝送装置に関する。
近年、LSI間あるいは基板間通信の伝送速度が急激に高速化するに伴い、従来の併進クロックを用いたパラレル伝送方式に代わって、1信号線にデータとクロックの両方を重畳して伝送するシリアル伝送方式が普及している。シリアル伝送方式では1信号線当たりの伝送速度を飛躍的に高める必要があるが、それに伴って、伝送路導体の表皮効果あるいは絶縁材料の誘電損失等による伝送信号の高周波成分の減衰が大きくなり、受信側では入力波形にISI(Inter-Symbol Interference:符号間干渉)と呼ばれる送信符号系列に依存する信号品質の劣化が現れる。このため、受信側でのアイパタンが、時間軸方向(幅)、振幅方向(高さ)、ともに狭まり受信エラーを引き起こす原因となる。
図5は、ISIによって信号が劣化することを概念的に表した図である。図5(a) のように、符号系列が“H”と“L”レベルが交互に出現するパタンであるときには、受信信号の時刻、振幅がともにそろう。ところが、図5(b)に示したように、“L”が2符合続いた後に“H”がくるような符号系列では、受信信号に時間方向のずれ、すなわちパタンジッタが現れ、同時に振幅も所定レベルまで達しないことある。時間軸方向のずれ(パタンジッタ)501と、振幅方向のずれ502は、それぞれ、受信側アイパタンの幅、高さの減少として現れることになる。
このうち、アイパタンの高さの減少、すなわち振幅方向のずれについては、増幅器によって信号を増幅することである程度補償することが可能である。しかし、アイパタンの幅の減少、すなわちパタンジッタは、時間軸を引き伸ばすことが不可能であることから簡単に補う手段がない。加えて、最近のシリアル伝送方式では、信号波形それ自体から、クロック再生器(CDR)によってクロックを取り出すことが一般的であるが、受信信号のジッタは、クロック再生器の性能を大きく低下させ、同期ずれによる受信エラーを引き起こす原因となる。したがって、受信側でのパタンジッタをいかに抑える、あるいは補償するかが、高速な信号伝送を行うにあたっての大きな課題である。
この課題を解決するために、送信側から伝送路のISIの分を考慮してあらかじめ歪ませた波形を送信することで、受信端でのアイを広げる方法(送信側等化)が行われている。送信側等化には、大きく分けて、送ろうとする符号系列に応じてパルス振幅を変化させる方法(送信側パルス振幅等化)と、送ろうとする符号系列に応じてパルス時間幅を変化させる方法(送信側パルス幅等化)とがある。
送信側パルス振幅等化は、振幅の変化量を送信データ系列の線形演算(FIRフィルタ)によって定めることができるため実現が比較的容易であり、現在、広く行われている。しかし、送信側パルス振幅等化は、等化処理を毎シンボルごとに行うことから、原理上シンボルレートより速いISIを補償できないため、ISI低減の効果には限界がある。
一方、送信側パルス幅等化は、パルス幅の変化量を最適に制御すれば、原理上、パタンジッタをゼロとすることができる。また、送信波形の平均レベルを送信器の性能の限界まであげることができるため、受信側でのアイパタンの高さも大きくできる。
LSI間の通信に送信側パルス幅等化を適用した例として、例えば、特許文献1で開示されている伝送信号補正用回路がある。 図2は、特許文献1で開示されている伝送信号補正用回路のブロック図である。図2において、外部に送出するとして内部回路から送られてくる符号系列201を、データ列検査回路203が検査し、最適なパルス幅を決定する。M階可変遅延回路202は、該パルス幅に基づいて内部回路から送られてきた符号系列を遅延させ、送信ドライバ回路204によって信号を送信レベルに増幅して出力する。
この構成による伝送信号補正回路においては、受信側でのパタンジッタをあらかじめ補償するように、送信符号系列に応じてなんらかの方法で決定した最適なパルス幅になるように、内部信号を遅延させて出力する。この結果、受信側ではパタンジッタの影響が打ち消され、きれいな観測波形を得ることが可能となる。
送信側パルス幅等化における大きな課題は、送信符号列と最適なパルス幅が複雑な非線形な関係にあるために、符号系列に応じた最適なパルス幅の決定が難しいことである。この課題を解決するために、送信符号列を検索キーとして最適なパルス幅を格納するテーブルを実際の送信に先立ってあらかじめ作成しておくことが考えられる。
例えば、光ディスクあるいは磁気ディスクといったディジタル信号記録再生装置においては、実際のデータ書き込みに先立って,複数の特定の符号系列を試し書きし,その再生信号のエッジ位置の観測結果から,符号系列に応じた最適なパルス幅を決定してテーブルに記憶する、という処理が行われている。
図3は特許文献2に開示されている光ディスク記憶装置のブロック図を簡略化したものである。記録媒体301が交換されるたびに、実データの記録を開始する前に、記録媒体上の試し書き用の領域に、複数の特定の符号系列を試し書きする。このとき、コントローラは、パルス幅調整回路305を停止させて、書き込むパルス幅を一定としておく。試し書き込み終了後、ピックアップ302で、試し書きしたデータを読み取り、増幅器306で増幅して、エッジタイミング検出器308でデータのエッジ位置を検出する。パルス幅設定用判定器で試し書きしたデータのエッジ位置が本来あるべき位置からどれだけずれているかを判定し、データ変換回路310で、エッジ位置を本来あるべき位置にするのに必要なパルス幅調整量を計算して、パルス幅調整量テーブルに設定する。以上が、記録媒体を交換するたびに、実データの書き込み処理の前に行う処理である。
実データの記録時には、パルス幅調整量テーブル311を、書き込む符号系列を検索キーとして表引きして最適なパルス幅を決定する。パルス幅調整回路304によって該最適パルス幅になるようにパルス時間幅を調整した後、レーザードライバ303、ピックアップ302を通して、記録媒体301にデータが書き込まれる。
特許文献2に開示されている光ディスク記憶装置によれば、記録媒体を交換するたびに、試し書きによって、符号系列に応じて最適なパルス幅調整量を決定することで、読み取り時には、ジッタが少ないきれいな波形を得ることが可能になる。
ここで,特許文献2に開示されている光ディスク記憶装置のような、テーブルに符号系列に応じた最適なパルス幅を記憶する構成を実現するのに必要なテーブルの大きさを見積もる。注目しているシンボルから離れるほどISIは減少するため、等化処理を行うにあたっては、ISIの影響が無視できない長さNの符合列のみを考慮にいれればよい。ここで、Nは線路の状態と受信器の感度によって決まる定数である。特許文献2に開示されている光ディスク記録装置においては、長さNの符号系列それぞれについて、最適なパルス幅をテーブルに格納する必要がある。したがって、テーブルの大きさは2のN乗に比例する大きさが必要である。
ここで,特許文献2に開示されている光ディスク記憶装置のような、テーブルに符号系列に応じた最適なパルス幅を記憶する構成を実現するのに必要なテーブルの大きさを見積もる。注目しているシンボルから離れるほどISIは減少するため、等化処理を行うにあたっては、ISIの影響が無視できない長さNの符合列のみを考慮にいれればよい。ここで、Nは線路の状態と受信器の感度によって決まる定数である。特許文献2に開示されている光ディスク記録装置においては、長さNの符号系列それぞれについて、最適なパルス幅をテーブルに格納する必要がある。したがって、テーブルの大きさは2のN乗に比例する大きさが必要である。
最適なパルス幅は、送信符号系列と複雑な非線形な関係にあるため、送信符号系列から効率的に最適なパルス幅の変化量を決定する手段が必要となる。しかしながら、特許文献1では、“H” あるいは“L”レベルの連続といったごく少数の特定の符号系列以外の場合に最適なパルス幅の変化量を決定する具体的な実施方法が、明らかにされていない。
特許文献2に開示されたディジタル信号記録再生装置では、2値符号系列に応じて最適なパルス幅調整量をテーブルに記録している。そのため、伝送路のISIがN符号に及ぶとすると、2のN乗に比例する大きさのテーブルが必要となる。したがって、伝送路のISIが大きい場合には、非常に大きなテーブルが必要となる。ディジタル信号記録再生装置は、系全体として伝送路は1本のみであるため、テーブルの大きさが問題になることはなかった。しかし、多数の伝送路を並列させて伝送速度を稼ぐことが一般的に行われているLSI間伝送においては、テーブルを小さくすることが実装にあたっての課題である。
また、特許文献2に開示されたディジタル信号記録再生装置においては、実データの記録前に、パルス幅調整量を決めるために試し書き(トレーニング)を行う必要がある。このため、記録媒体の一部を試し書き用の領域として確保する必要があり、その分だけ、実データの記憶可能容量が減少する。LSI間通信においても、並列している伝送路の数が増えるにしたがって、トレーニング時間の増大が問題となっている。したがって、トレーニング手順を簡単化することが課題である。
本発明の代表的な実施態様にかかるパルス振幅変調信号出力回路では、現在送出しようとしている符号を中心として、前後の対称な位置にある符合同士の排他的論理和の列に対応してそれぞれパルス幅調整量を記憶するテーブルを備え、実際に送出すべき符号系列についてのまさに送出しようとしているシンボルを中心として、前後の対称な位置にあるシンボル同士の排他的論理和の列を検索キーとして上記テーブルを参照して調整量を得て送信側パルス幅等化を行う。
シンボル間干渉(ISI)が存在する伝送路にシンボル列akを(k=…−2,−1,0,1,2)を2値パルス振幅変調(PAM2)によって送信することを考える。送信器から送信されるシンボル周期Tの1シンボルのパルス波形g(t)が、伝送路でのロスによって、受信器ではパルスレスポンス関数h(t)として観察されるとする。ここで、Tは定数であり、全てのシンボルについてパルス幅は一定である。伝送路が線形であるとすれば、この伝送系でシンボル列ak(ak=−1,1)を送受信したとき、受信器での観測波形は、
伝送路のパルスレスポンス関数が、中心を1シンボル離れるごとに、後ろ側ではβ(0<β<1)、前側ではγ(0<γ<1)の割合で指数的に減少すると仮定する。すなわち、パルスレスポンス関数が図4で示したように、
さらに、パルスレスポンス関数がt=T/2に関して対称、すなわち、β=γとすると、
|ak|=1かつ0<β<1であるから、数7の絶対値は分子の影響が支配的である。したがって、パタンジッタtJの絶対値は、注目シンボルa0の前後、対称な位置にあるシンボル(a−(k+1) とak)同士の排他的論理和の列のみによって定まることになる。一方、数7をβについてマクローリン展開してak=−1,1を考慮すると、(数7)の分子が大きいとき、すなわちシンボル列の対称性がくずれて大きなパタンジッタが発生するときには、(数7)の符号が積a−1a−2で決まることがわかる。すなわち、a-1≠a-2のときにはエッジが早まる方向に、a−1=a−2のときにはエッジが遅くなる方向にパタンジッタが発生する。
以上により、送出するべき符号列中の、注目シンボルを中心として前後の対称な位置にあるシンボル同士の排他的論理和の列をキーとするテーブルに、パタンジッタを打ち消すパルス幅調整量を記憶して、そのテーブルの表引きにより送信側パルス幅等化を行うことができる。このとき、パルス幅調整の方向は、注目シンボルの前2つのシンボルによって定める。
また、本発明の別の実施態様のパルス振幅変調信号出力回路は、符号列中の注目シンボル(まさに送信しようとしているシンボル)を中心として前後の対象な位置にあるシンボル同士の排他論理和に対応したエッジ位置調整量を記憶したテーブルを用いるのに代えて、伝送路の状態を示すパルスレスポンス関数のパラメータβ,γから、(数6)で表される受信側でのエッジ位置のパタンジッタtJを打ち消すエッジ位置整量を直接算出して送信信号のエッジ位置を決定する。すなわち、与えられた伝送路のパラメータβ,γから、次式によりエッジ位置調整量tEを算出して出力するエッジ位置調整回路を用いる。
本発明によれば、送信すべき符号列のパタンごとにパタンジッタを打ち消すエッジ位置調整量を格納するテーブルのサイズを劇的に小さくさることができる。したがって、受信側でのパタンジッタを所望の精度まで抑制するのに必要な送信側の回路規模を小さくすることができる。また回路のトレーニングの手間も大幅に短縮できる。
なお、実際には、伝送路のパルスレスポンスは完全な前後対称形ではないし、正確に指数的に減少するとも言い切れない。したがって、厳密に言えば、上記の方法でエッジ位置調整量を記録すると、単純に符号系列全体をキーとして作成するときに比べて、等化誤差が大きくなる。しかし、調整可能なパルス幅の刻みよりも、等化誤差が小さければ、上記の方法を採用したことによるペナルティは顕在化しない。
更に、伝送路の状態を表すパラメータから直接エッジ位置調量を算出する構成をとれば、回路のトレーニングをすることなしに、送信する符号系列に対して最適なエッジ位置調整量を決定することが可能となる。LSI間伝送においては、伝送路の状態は、主に伝送距離で決まるので、伝送距離を与えさえすれば、トレーニングなしで最初から適切なパルス幅で送信することが可能となる。
以下に、この発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
図1は、本発明にかかるパルス振幅変調信号出力回路の実施例1による構成を表す図である。図1において、このパルス振幅変調信号出力回路は、パルス振幅等化回路102と、エッジ位置調整回路103と、まさに送信符号列のまさに送信しようとしているシンボルの前後対称な位置にあるシンボル同士の排他的論理和を検索キーとして最適なパルス幅を記憶しているエッジ位置調整量テーブル104と、現在の注目シンボルの前に符号遷移があるかどうかを検出する排他的論理和回路105と、現在の注目シンボルの前後の対称な位置にあるシンボル同士の排他的論理和を計算する排他的論理和回路群106と、現在の注目シンボルの前2つのシンボルの排他的論理輪を計算することによりエッジ位置調整方向を計算する排他的論理輪回路107と、送信ドライバ108と、を備えている。図1において、送信符号系列101は、外部に送出するとして内部回路から送られてくる2値符号系列 …a−3a−2a−1a0a1a2a3… (ak=+1または−1)を表す。ただし、a0は、まさに送信しようとしているシンボルを表す。
実際の送信に先立って、エッジ位置調整量テーブル104を、何らかの方法で最適な値に設定する。たとえば、実データ転送前の初期化手順において、エッジ位置を固定して複数の既知の符号系列を送信し受信器でのエッジ位置を測定する、あるいは、エッジ位置を変えながら複数の既知の符号系列を伝送し受信器でのアイ開口が最大となるエッジ位置を記録する、といった方法が考えられる。また、基板材質・線路長などが既知であり、伝送路の状態を表すパラメータが推定できるのであれば、後に実施例2で示す計算回路を使ってエッジ位置調整量テーブル104を作成することも可能である。あるいは、送受信が毎回固定した伝送路を通して行われるのであれば、回路の設計時にエッジ位置調整量テーブル104に最適なエッジ位置調整量をハードワイヤあるいはROMによって格納する構成も可能である。
実際の送信において、外部に送出するとして内部回路から送られてくる符号系列101は、パルス振幅等化回路102によって振幅方向について等化され、エッジ位置調整回路103に入力される。パルス振幅等化回路102は、一般的なFIRフィルタによる等化回路といった公知な回路を用いることができる。ここで、パルス振幅等化回路102をなくして、送信符号系列101を、パルス振幅等化をせずに直接、エッジ位置調整回路103に入力する構成も可能である。あるいは、パルス振幅等価回路101と、エッジ位置調整回路103の順序を入れかえ、先にパルス幅等化をおこなったあと、パルス振幅等化を行う構成も考えられる。
一方、排他的論理和回路群106は、まさに送信しようとしているシンボルa0の前後の対称な位置にあるシンボル同士の排他的論理和列を計算する。なお、図1において、排他的論理和回路群106は、まさに送信しようとしているシンボルa0の前後3シンボル分の排他的論理和列を計算する3つの排他的論理和回路から構成されているが、伝送路のISIの大きさや、エッジ位置調整回路103が調整可能なエッジ位置の刻み、などを勘案して、シンボルa0の前後対称位置の排他的論理和を計算するシンボル数を3以外の適切な値にすることも可能である。エッジ位置調整テーブル104は、排他的論理和回路群106で計算された、まさに送信しようとしているシンボルa0の前後対称な位置にあるシンボル同士の排他的論理和列を検索キーとして、シンボルa0の直前のエッジの最適なエッジ位置を表引きし、エッジ位置調整回路103に入力する。
排他的論理和回路105は、まさに送信しようとしているシンボルa0の直前にエッジが存在する場合、すなわちa−1≠a0の場合にエッジ位置調整回路103を動作させ、シンボルa0の直前にエッジが存在しない場合、すなわちa−1=a0の場合にはエッジ位置調整回路103を停止させ、パルス振幅等価回路102の出力を直接、送信ドライバ108に入力させる。ここで、エッジが存在しない場合にはエッジ位置調整回路103は何も行わないことを考えると、排他的論理和回路105をなくし、エッジの有無に関わらず常にエッジ位置調整回路103を動作させ続ける構成も可能である。
排他的論理輪回路107は、まさに送信しようとしているシンボルa0の直前の2シンボルa−1とa−2の排他的論理和を計算することにより、エッジ位置の調整方向を決定する。すなわち、a−1≠a−2の場合にはエッジ位置調整回路103はエッジ位置を遅くするにエッジ位置を変化させ、a−1=a−2の場合にはエッジ位置調整回路103はエッジ位置を早くするにエッジ位置を変化させる。ここで、エッジ位置調整テーブル104にa−2とa0の排他的論理和が入力されていることを考えると、排他的論理和回路107がシンボルa−1とa−2の排他的論理和ではなく、シンボルa0とa−1の排他的論理和を計算する構成も可能である。
エッジ位置調整回路103は、パルス振幅等価回路101から出力された信号のエッジの位置を、排他的論理和回路107が計算した方向に、エッジ位置調整量テーブル104が示す大きさだけ調整する。送信ドライバ108は、エッジ位置調整回路103の出力信号を送信レベルに増幅し、送信波形109として、外部に送出する。
この実施の形態によるパルス振幅変調信号出力回路は、外部に送出するとして内部回路から送られてくる2値符号系列 …a−3a−2a−1a0a1a2a3…の、まさに送信しようとしているシンボルa0の直前のエッジを、a0の前後の符号列を勘案して最適な位置に調整して出力する。これによって、受信端では、パタンジッタが減少し、信号伝送の信頼性が向上する。
図6は、本発明にかかるパルス振幅変調信号出力回路の実施例2による構成を表す図である。このパルス振幅変調信号出力回路は、パルス振幅等化回路502と、エッジ位置調整回路103と、エッジ位置調整量計算回路601と、送信ドライバ107と、を備えている。
実際のデータ伝送に先立って、伝送路の状態を表すパラメータβ、γ(図4、および数6を参照)を決定する必要がある。伝送路の状態は、基板の材質と線路長からほぼ決まるので、何らかの方法でこれらを知ることができれば、表引きによってβ、γを決定することが可能である。実際の応用においては、ほとんどの場合、基板の材質は最初から既知である、一方、線路長は反射波の帰還時間の測定といった公知な方法で測定することができる。あるいは、送受信が毎回固定した伝送路を通して行われるのであれば、伝送路の状態パラメータβとγを、回路の設計時にハードワイヤによって作り込む構成も可能である。
実際のデータ伝送においては、外部に送出するとして内部回路から送られてくる符号系列101は、パルス振幅等化回路102によって振幅方向について等化され、エッジ位置調整回路103に入力される。パルス振幅等化回路102は、一般的なFIRフィルタによる等化回路といった公知な回路を用いることができる。なお、パルス振幅等化回路102をなくして、送信符号系列101を、パルス振幅等化をせずに直接、エッジ位置調整回路103に入力する構成も可能である。あるいは、パルス振幅等価回路101と、エッジ位置調整回路103の順序を入れかえ、先にパルス幅等化をおこなったあと、パルス振幅等化を行う構成も考えられる。一方、エッジ位置計算回路601は、伝送路の状態を表すパラメータβとγから、数6で表される受信側でのエッジのパタンジッタtJを打ち消すエッジ位置調整量tEを次式のように算出して出力する。
エッジ位置調整量を計算する式、数1は除算を含むため、効率の良い回路で実装するには工夫が必要である。一例として、図7に、まさに送信しようとするシンボルのa0の前後3シンボルすなわち a−3a−2a−1a0a1a2 の6シンボルの影響のみを考慮にいれた場合に、数6をIIRフィルタによって計算する回路を示した、図7において、ブロックZ−1は1シンボル時間Tのホールド回路を、三角形はゲイン(定数乗算)を、+は加算を示している。図7に示したIIRフィルタの伝達関数をz変換表示したものは、
以上は(数6)で表される受信側でのエッジ位置のパタンジッタを打ち消すようにエッジ位置調整量を算出するエッジ位置計算回路を採用した実施態様を説明した。これに変えて、(数7)のようにパルスレスポンス関数がt=T/2に関して対称として近似した受信側エッジ位置のパタンジッタ量を補償するようにエッジ位置計算回路の構成を変形することも可能であり、より回路構成が簡単化される。
本発明は通信インタフェースおよび高速シリアルインタフェースを用いたデータ伝送回路に属し、ネットワーク装置(ルータやスイッチ、伝送装置、メディアコンバータ、リピータ、ゲートウェイ等)やパーソナルコンピュータ、サーバ、大型計算機、ディスクアレイシステム、ネットワーク・アタッチド・ストレージ(NAS)等、通信インタフェース及び装置内でのデータ伝送経路を持つ全ての装置で利用可能である。
101…外部に送出するとして内部回路から送られてくる符号系列、102…パルス振幅等化回路、103…エッジ位置調整回路、104…エッジ位地調整量テーブル、105…排他的論理和回路、106…排他的論理和回路群、107…送信ドライバ、108…送信波形、201…外部に送出するとして内部回路から送られてくる符号系列、202…M階可変遅延回路、203…データ列検出器、204…送信ドライバ、205…送信波形、301…光ディスク記録媒体、302…ピックアップ、303…レーザードライバ、304…パルス幅調整回路、305…変調回路、306…増幅器、307…符号判定器、308…エッジタイミング検出回路、309…パルス幅設定用判定回路、310…データ変換器、311…パルス幅調整量テーブル、501…伝送路の符号間干渉によるパタンジッタ、502…伝送路の符号間干渉による振幅のずれ、601…エッジ位置調整量計算回路、602…伝送路の状態パラメータ。
Claims (3)
- 符号系列をパルス振幅変調して出力するパルス振幅変調信号出力回路であって、外部に送出するとして内部回路から送られてくる2値符号系列から最適なエッジ位置調整量を決定するエッジ位置調整量計算回路と、該エッジ位置調整量計算回路の出力に基づいて送信信号のエッジ位置を調整するエッジ位置調整回路と、を備えており、上記エッジ位置調整量計算回路は、符号系列の中のまさに送出しようとしているシンボルを中心として、前後の対称な位置にある2つのシンボル同士の排他的論理和の列、を検索キーとしてエッジ位置調整量を格納するテーブルを備えていることを特徴とするパルス振幅変調信号出力回路。
- 符号系列をパルス振幅変調して出力するパルス振幅変調信号出力回路であって、
外部に送出するとして内部回路から送られてくる2値符号系列中のまさに送出しようとするシンボルの前に遷移があるかを検出する第1の排他論理和回路と、前記2値符号系列中送の前記送出しようとするシンボル前後の対象な位置にあるシンボル同士の排他論理和を算出する排他論理和回路群と、前記2値符号系列中送の前記送出しようとするシンボル前後の対象な位置にあるシンボル同士の排他論理和の列に対応してそれぞれエッジ位置調整量を格納し、前記排他論理和回路群の出力を検索キーとして入力してエッジ位置調整量を表引きするテーブルと、前記第1の排他論理回路の出力により送信信号の遷移を決定し、その送信信号のエッジ位置を前記テーブルから表引きされたエッジ位置調整量にしたがって制御するエッジ位置調整回路を含むパルス振幅変調信号出力回路。 - 符号系列をパルス振幅変調して出力するパルス振幅変調信号出力回路であって、外部に送出するとして内部回路から送られてくる符号系列から最適なエッジ位置調整量を決定するエッジ位置調整量計算回路と、該エッジ位置調整量計算回路の出力に基づいて送信信号のエッジの位置を調整するエッジ位置調整回路と、を備えており、
上記エッジ位置調整量計算回路は、外部に送出するとして内部回路から送られてくる符号系列
…a−4a−3a−2a−1a0…
と、伝送路の状態から定まるパラメータβ(0<β<1)と、γ(0<γ<1)から、式
にしたがって最適なエッジ位置調整量を計算する計算回路を備えたことを特徴とするパルス振幅変調信号出力回路。
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