JP2008043046A - Method for controlling servo motor - Google Patents

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長瀬　　博
Yasuhiko Tanaka
泰彦 田中
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a drive method which can reduce electromagnetic noises and enhance the reliability of a high-capacity servo motor that uses a plurality of inverters. <P>SOLUTION: In the drive method for controlling one AC motor 1 by a plurality of inverters 111, 112, 113, 114, the phase of a triangular wave generating section 29 that is a reference signal is changed for each inverter by a phase shift sections 281, 282, 283, 284, and respective signals are provided to PWM control units 271, 272, 273, 274 and signals for performing PWM control of the inverters are obtained. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は大容量サーボモータの制御方法に関し、特に複数のインバータにより大容量サーボモータを駆動する制御方法に関する。   The present invention relates to a control method for a large capacity servo motor, and more particularly to a control method for driving a large capacity servo motor by a plurality of inverters.

プレス機械や工作機械で大容量サーボモータが必要とされてきている。これらの大容量サーボモータを制御するために、１台のモータに複数の電機子巻線を設け、これを複数のインバータで駆動する方法がある。図５は１つの交流モータ１に４つの電機子巻線１−１、１−２、１−３、１−４を設けた場合の従来例で、各巻線のそれぞれを４つのインバータのそれぞれ１１１、１１２、１１３、１１４で駆動し、これらを制御装置２０１で制御している。４つのインバータで電機子巻線電流を制御するので、１台のインバータでは製作上困難な大容量駆動が実現できる。
特開２００５−８６９１８号公報 特開平９−１１４５０４号公報 Large capacity servo motors are required in press machines and machine tools. In order to control these large-capacity servomotors, there is a method in which a plurality of armature windings are provided in one motor and these are driven by a plurality of inverters. FIG. 5 shows a conventional example in which four armature windings 1-1, 1-2, 1-3, and 1-4 are provided in one AC motor 1, and each winding is replaced by four inverters 111, respectively. , 112, 113, 114 are controlled by the control device 201. Since the armature winding current is controlled by four inverters, it is possible to realize large-capacity driving that is difficult to manufacture with one inverter.
JP 2005-86918 A JP-A-9-114504

前記の従来例では、複数のインバータで複数の巻線をもつモータを駆動するので、大容量化が容易に達成できる。しかしながら、複数のインバータを用いるので、電磁ノイズが増加したり、装置としての信頼性が低下するおそれがある。また、モータの大容量化に伴い高調波の漏れ電流が増加して、周辺機器に影響を及ぼすことが懸念される。
本発明は前記の課題に対してなされたもので、その目的とするところは、複数のインバータを用いる大容量サーボモータの電磁ノイズ低減と、信頼性を向上させる制御方法を提供することにある。 In the above-described conventional example, a motor having a plurality of windings is driven by a plurality of inverters, so that a large capacity can be easily achieved. However, since a plurality of inverters are used, electromagnetic noise may increase or the reliability of the device may be reduced. In addition, there is a concern that harmonic current increases as the motor capacity increases, affecting peripheral devices.
The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a control method for reducing electromagnetic noise and improving reliability of a large capacity servomotor using a plurality of inverters.

請求項１の発明は、複数のインバータにより１つのモータの巻線電流を制御するサーボモータの制御方法において、複数のインバータの各々のインバータをＰＷＭ制御する基準信号の位相を前記各々のインバータ毎に変え、前記インバータをＰＷＭ制御することにより電磁ノイズを低減する。   According to a first aspect of the present invention, in the servo motor control method for controlling the winding current of one motor by a plurality of inverters, the phase of a reference signal for PWM control of each inverter of the plurality of inverters is set for each of the inverters. Instead, electromagnetic noise is reduced by PWM control of the inverter.

次に、請求項２の発明は、請求項１において基準信号をＰＷＭ制御の搬送波としてインバータをＰＷＭ制御することにより電磁ノイズを低減する。
また、請求項３の発明は、請求項１において基準信号をＰＷＭ制御の制御周期としてインバータをＰＷＭ制御することにより電磁ノイズを低減する。 According to a second aspect of the present invention, the electromagnetic noise is reduced by PWM controlling the inverter according to the first aspect using the reference signal as a carrier wave for PWM control.
According to a third aspect of the present invention, the electromagnetic noise is reduced by performing PWM control of the inverter in the first aspect using the reference signal as a control period of PWM control.

さらにまた、請求項４の発明は、請求項１から３のいずれかに記載のサーボモータの制御方法において、前記インバータの数をｎとし、各々のインバータに加える基準信号の一周期を２πとするとき、各々のインバータに加えるそれぞれの基準信号の位相を２π／ｎずつずらしてインバータをＰＷＭ制御することにより電磁ノイズを低減する。   Furthermore, the invention of claim 4 is the servo motor control method according to any one of claims 1 to 3, wherein the number of the inverters is n, and one period of the reference signal applied to each inverter is 2π. When the phase of each reference signal applied to each inverter is shifted by 2π / n and the inverter is PWM controlled, electromagnetic noise is reduced.

請求項５の発明は、請求項１に記載のサーボモータの制御方法において、稼動しているインバータでサーボモータの駆動電流を分担し、サーボモータの駆動電流を分担している複数のインバータをＰＷＭ制御することにより、電磁ノイズを低減する。
さらに、請求項６の発明は、請求項５に記載のサーボモータの制御方法において、稼動しないインバータの、サーボモータの電機子巻線との接続を切り離して、稼動インバータをＰＷＭ制御することにより電磁ノイズを低減する。 According to a fifth aspect of the present invention, in the servo motor control method according to the first aspect, the drive current of the servo motor is shared by the operating inverter, and the plurality of inverters sharing the drive current of the servo motor are PWMed. By controlling, electromagnetic noise is reduced.
Further, the invention according to claim 6 is the servo motor control method according to claim 5, wherein the connection of the non-operating inverter to the armature winding of the servo motor is disconnected, and the operating inverter is controlled by PWM control. Reduce noise.

請求項１の発明によれば、複数のインバータにより１つのモータの巻線電流を制御するサーボモータの制御方法において、各々のインバータをＰＷＭ制御する基準信号の位相を前記各々のインバータ毎に変え、前記複数のインバータをＰＷＭ制御するので、電磁ノイズを低減させる効果がある。
請求項２の発明によれば、請求項１において基準信号はＰＷＭ制御の搬送波としてインバータをＰＷＭ制御するので、搬送波と変調波を比較する方式のＰＷＭ制御において電磁ノイズを低減させる効果がある。
請求項３の発明によれば、請求項１において基準信号はＰＷＭ制御の制御周期としてインバータをＰＷＭ制御するので、空間ベクトル制御などの搬送波を用いないＰＷＭ制御において電磁ノイズを低減させる効果がある。 According to the first aspect of the present invention, in the servo motor control method for controlling the winding current of one motor by a plurality of inverters, the phase of the reference signal for PWM control of each inverter is changed for each inverter. Since the plurality of inverters are PWM-controlled, there is an effect of reducing electromagnetic noise.
According to the invention of claim 2, since the reference signal performs PWM control of the inverter as a carrier wave for PWM control in claim 1, there is an effect of reducing electromagnetic noise in PWM control of a system for comparing the carrier wave and the modulated wave.
According to the invention of claim 3, since the reference signal performs PWM control of the inverter as the control period of PWM control in claim 1, there is an effect of reducing electromagnetic noise in PWM control using no carrier wave such as space vector control.

請求項４の発明によれば、請求項１から３のいずれかに記載のサーボモータの制御方法において、インバータの数をｎとし、各々のインバータに加える基準信号の一周期を２πとするとき、それぞれの基準信号位相を２π／ｎずつ異ならせることによりインバータをＰＷＭ制御するので容易に電磁ノイズを低減させる効果がある。
請求項５の発明によれば、請求項１に記載のサーボモータの制御方法において、稼動していてモータ駆動電流を分担しているインバータを、ＰＷＭ制御する。稼動しないものを除き稼動しているインバータで分担駆動するので、信頼性を向上させながら電磁ノイズを低減させる効果がある。
請求項６の発明によれば、請求項５に記載のサーボモータの制御方法において、稼動しないインバータの、サーボモータの電機子巻線との接続を切り離した状態で稼動しているインバータをＰＷＭ制御するので、さらに信頼性を向上させながら電磁ノイズを低減させる効果がある。 According to a fourth aspect of the invention, in the servo motor control method according to any one of the first to third aspects, when the number of inverters is n and one period of a reference signal applied to each inverter is 2π, Since the inverter is PWM-controlled by making each reference signal phase different by 2π / n, there is an effect of easily reducing electromagnetic noise.
According to the fifth aspect of the present invention, in the servo motor control method according to the first aspect, the inverter which is operating and shares the motor driving current is PWM-controlled. Since it is driven by the inverters that are operating except those that do not operate, there is an effect of reducing electromagnetic noise while improving reliability.
According to a sixth aspect of the present invention, in the servo motor control method according to the fifth aspect, PWM control is performed for an inverter that is operating without being connected to an armature winding of the servo motor. Therefore, there is an effect of reducing electromagnetic noise while further improving the reliability.

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
図１は本発明が適用される大容量サーボモータの駆動装置の構成を示す。ここでは、永久磁石交流モータ１（以下、交流モータ１）を４つの電機子巻線１−１、１−２、１−３、１−４で構成した例を示す。図示しないが、回転子には永久磁石が装着されている。電機子巻線１−１、１−２、１−３、１−４はそれぞれインバータ１１１、１１２、１１３、１１４に接続される。なお、図１において、図５と同一符号のものは同一物を表す。速度指令ω*とモータ回転速度の検出値ω（検出器は図示せず）の偏差が速度制御部２１で偏差増幅され、交流モータ１のトルク指令τ*として速度制御部２１から出力される。交流モータ１は４つのインバータで駆動されるので、速度制御部２１からのトルク指令τ*は１／４化され、各インバータでは全体の１／４ずつのトルクを分担する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 shows the configuration of a drive device for a large capacity servo motor to which the present invention is applied. Here, the example which comprised the permanent magnet alternating current motor 1 (henceforth AC motor 1) with the four armature winding 1-1, 1-2, 1-3, 1-4 is shown. Although not shown, a permanent magnet is attached to the rotor. Armature windings 1-1, 1-2, 1-3, and 1-4 are connected to inverters 111, 112, 113, and 114, respectively. In FIG. 1, the same reference numerals as those in FIG. The deviation between the speed command ω * and the detected value ω of the motor rotation speed (the detector is not shown) is amplified by the speed control unit 21 and output from the speed control unit 21 as the torque command τ * of the AC motor 1. Since AC motor 1 is driven by four inverters, torque command τ * from speed control unit 21 is reduced to ¼, and each inverter shares a quarter of the total torque.

すなわち、インバータ１１１では、トルク１／４化はトルク指令部２２１で実施され、そのトルク指令に対応する電機子巻線１−１のｄ、ｑ軸電流指令Ｉd1*、Ｉq1*として出力される。ｄ、ｑ軸電流指令Ｉd1*、Ｉq1*と電流検出器２６１で検出した２相交流電流ｉu1、ｉv1をＡＣ／ＤＣ変換部２５１で静止座標から回転座標に変換した電流Ｉd1、Ｉq1との偏差が電流制御部２３１で偏差増幅される。この出力は回転座標から静止座標への変換部であるＤＣ／ＡＣ変換部２４１に入力され、インバータ１１１の交流の出力相電圧指令ｖu1*、ｖv1*、ｖw1*として出力される。これらトルク指令から電圧指令までの演算は交流モータのベクトル制御として周知であり、ここでは詳述は省略する。このとき、ＤＣ／ＡＣ変換部２４１、ＡＣ／ＤＣ変換部２５１では、交流モータ１の回転軸の回転位相を基準として座標変換されるが、これも周知である。   In other words, in the inverter 111, the torque command 1/4 is implemented by the torque command unit 221 and is output as d and q-axis current commands Id1 * and Iq1 * of the armature winding 1-1 corresponding to the torque command. d, q-axis current commands Id1 * and Iq1 * and the deviations between the currents Id1 and Iq1 obtained by converting the two-phase alternating currents iu1 and iv1 detected by the current detector 261 from stationary coordinates to rotating coordinates by the AC / DC converter 251. Deviation amplification is performed by the current control unit 231. This output is input to a DC / AC converter 241 that is a converter from rotating coordinates to stationary coordinates, and is output as AC output phase voltage commands vu1 *, vv1 *, and vw1 * of the inverter 111. These calculations from the torque command to the voltage command are well known as vector control of an AC motor, and will not be described in detail here. At this time, the DC / AC conversion unit 241 and the AC / DC conversion unit 251 perform coordinate conversion on the basis of the rotation phase of the rotation shaft of the AC motor 1, which is also well known.

相電圧指令ｖu1*、ｖv1*、ｖw1*はＰＷＭ制御部２７１に入力され、ここで搬送波である三角波と比較され、ＰＷＭ信号が得られる。ＰＷＭ制御部２７１のＰＷＭ信号によりインバータ１１１を駆動する。三角波は三角波発生部２９で演算され、移相部２８１を介してＰＷＭ制御部２７１に入力される。
インバータ１１２、１１３、１１４の制御部も図１に示すようにインバータ１１１のものと同様により構成される。すなわち、トルク指令τ*はトルク指令部２２２、２２３、２２４で各インバータの電機子巻線の電流指令として演算され、各インバータのベクトル制御部（図１点線）を経て、ＰＷＭ制御部２７２、２７３、２７４で各インバータ１１２、１１３、１１４を制御するＰＷＭ信号を得る。モータ１の各電機子巻線１−１、１−２、１−３、１−４が電気的に独立しているので、各インバータ１１１、１１２、１１３、１１４間の干渉がなく、電流を自由に制御できる。このようにして各インバータは全体の１／４のトルクを分担するように制御される。 The phase voltage commands vu1 *, vv1 *, vw1 * are input to the PWM control unit 271 where they are compared with a triangular wave that is a carrier wave to obtain a PWM signal. The inverter 111 is driven by the PWM signal from the PWM controller 271. The triangular wave is calculated by the triangular wave generator 29 and input to the PWM controller 271 via the phase shifter 281.
The control units of the inverters 112, 113, and 114 are configured in the same manner as that of the inverter 111 as shown in FIG. That is, the torque command τ * is calculated as a current command of the armature winding of each inverter by the torque command units 222, 223, 224, and after passing through the vector control unit (dotted line in FIG. 1) of each inverter, the PWM control units 272, 273 274 obtains a PWM signal for controlling each of the inverters 112, 113, and 114. Since the armature windings 1-1, 1-2, 1-3, and 1-4 of the motor 1 are electrically independent, there is no interference between the inverters 111, 112, 113, and 114, and the current is supplied. It can be controlled freely. In this way, each inverter is controlled to share a quarter of the total torque.

移相部２８１、２８２、２８３、２８４における三角波の移相量は、インバータ１１１、１１２、１１３、１１４の動作により電磁ノイズが最小になるようにそれぞれ調整される。例えば、具体的に次のように移相する。本例ではインバータ数は４であるので、各ＰＷＭ制御部２７１、２７２、２７３、２７４に加える三角波位相は、三角波発生部２９の三角波一周期を３６０度とする位相で、３６０／４＝９０度ずつそれぞれ異なるように移相される。すなわち、移相部２８１では三角波の移相は０度、移相部２８２では三角波の移相は９０度、移相部２８３での移相は１８０度、移相部２８４での移相は２７０度として、それぞれＰＷＭ制御部２７１、２７２、２７３、２７４に入力される。ＰＷＭ制御部での三角波の位相がインバータ毎に異なるので、各インバータは同時にスイッチングする確立が減少し、電磁ノイズが小さくできる。なお、前記実施例はＰＷＭ制御部に加える搬送波を移相部でそれぞれ移相するようにしたが、三角波発生部を各インバータ毎に持ち、それぞれの位相が上記のように異なるように同期して制御してもよい。   The phase shift amount of the triangular wave in the phase shift units 281, 282, 283, and 284 is adjusted so that the electromagnetic noise is minimized by the operation of the inverters 111, 112, 113, and 114. For example, the phase is specifically shifted as follows. In this example, since the number of inverters is 4, the triangular wave phase applied to each PWM control unit 271, 272, 273, 274 is a phase in which one triangular wave period of the triangular wave generating unit 29 is 360 degrees, and 360/4 = 90 degrees. Each phase is shifted differently. That is, the phase shift of the triangular wave is 0 degree in the phase shift unit 281, the phase shift of the triangular wave is 90 degrees in the phase shift unit 282, the phase shift in the phase shift unit 283 is 180 degrees, and the phase shift in the phase shift unit 284 is 270. As a degree, it is input to the PWM controllers 271, 272, 273, 274, respectively. Since the phase of the triangular wave in the PWM control unit is different for each inverter, the probability of switching each inverter simultaneously is reduced, and electromagnetic noise can be reduced. In the above embodiment, the carrier wave applied to the PWM control unit is phase-shifted by the phase-shifting unit. However, each inverter has a triangular wave generation unit, and each phase is synchronized so that the phases are different as described above. You may control.

上記実施例は、搬送波である三角波と変調波である電圧指令とを比較するＰＷＭ方式について述べたが、空間ベクトルＰＷＭ制御でも同様に実施できる。すなわちこの場合は、空間ベクトル制御を実施する制御基準周期の位相をあるインバータを基準として、他のインバータの制御基準周期の位相が互いに異なるように実施すればよい。
なお、本実施例は４つのインバータで１つのモータを駆動するものについて示したが、２つ以上の複数のインバータで実施できる。インバータ数をｎ（ｎは２以上の整数）とすれば、搬送波一周期の電気角２πに対して、それぞれのインバータで利用する搬送波の位相を２π／ｎずつ異なるようにする。 In the above embodiment, the PWM method for comparing the triangular wave as the carrier wave and the voltage command as the modulation wave has been described, but the same can be applied to the space vector PWM control. That is, in this case, the phase of the control reference period for performing the space vector control may be performed so that the phase of the control reference period of the other inverters is different from each other with reference to a certain inverter.
In addition, although the present Example showed about what drives one motor with four inverters, it can implement with two or more some inverters. If the number of inverters is n (n is an integer equal to or greater than 2), the phase of the carrier used by each inverter is different by 2π / n with respect to the electrical angle 2π of one cycle of the carrier.

図２は本発明の他の実施例を示す。電機子巻線１−１、１−２、１−３、１−４のバランスがよい場合の例で、制御系が簡易化できる。電流制御部はインバータ１１１の制御系で実施させ、他のインバータ１１２、１１３、１１４への電圧指令はインバータ１１１の電圧指令から得るようにしている。ＰＷＭ制御部２７１、２７２、２７３、２７４は各インバータ毎に実施する。本実施例のように実施しても本発明の意図するところは実施できる。   FIG. 2 shows another embodiment of the present invention. This is an example in which the armature windings 1-1, 1-2, 1-3, and 1-4 are well balanced, and the control system can be simplified. The current control unit is implemented by the control system of the inverter 111, and voltage commands to the other inverters 112, 113 and 114 are obtained from the voltage commands of the inverter 111. The PWM controllers 271, 272, 273, and 274 are implemented for each inverter. Even if it carries out like a present Example, the place which this invention intended can be implemented.

さらに他の実施例として次のように構成してもよい。すなわち、インバータは１１１、１１２，１１３、１１４の４つであるが、電機子巻線は２つとして、２つのインバータを並列接続して同一巻線に電流を供給してもよい。さらに、電機子巻線を１つとして、４つのインバータで１つの巻線に電流を供給してもよい。このように、インバータ数と巻線数が同一でない場合でも、各インバータの搬送波の位相を制御することにより本発明の意図するところは実施できる。   As another embodiment, the following configuration may be adopted. That is, although there are four inverters 111, 112, 113, and 114, two armature windings may be provided, and two inverters may be connected in parallel to supply current to the same winding. Furthermore, the current may be supplied to one winding by four inverters with one armature winding. Thus, even when the number of inverters and the number of windings are not the same, the intention of the present invention can be implemented by controlling the phase of the carrier wave of each inverter.

図３はさらに他の実施例を示す。電機子巻線の空間的位相をずらすことに特徴がある。３相電機子巻線の空間的配置一周期を３６０度とすると、電機子巻線１−１１を基準にして、巻線１−２１は３０度、巻線１−３１は６０度、巻線１−４１は９０度だけ電機子巻線の空間上の電気角位相をずらしている。このようにすると、トルクリプルを減少させる効果がある。このとき各巻線の誘起電圧位相もずれるので、ＤＣ／ＡＣ変換部２４１、ＡＣ／ＤＣ変換部２５１で行う座標変換は各巻線の位相に応じて行う。この場合でも、移相部２８１、２８２、２８３，２８４での搬送波の移相量は電磁ノイズが最小になるように設定する。本実施例のようにすると、トルクリプルを減少させながら、電磁ノイズを減少させることができる。   FIG. 3 shows still another embodiment. It is characterized by shifting the spatial phase of the armature winding. Assuming that one period of the spatial arrangement of the three-phase armature winding is 360 degrees, the winding 1-21 is 30 degrees, the winding 1-31 is 60 degrees, and the winding is based on the armature winding 1-11. 1-41 shifts the electrical angle phase in the space of the armature winding by 90 degrees. This has the effect of reducing torque ripple. At this time, since the induced voltage phase of each winding is also shifted, coordinate conversion performed by the DC / AC conversion unit 241 and the AC / DC conversion unit 251 is performed according to the phase of each winding. Even in this case, the phase shift amount of the carrier wave in the phase shift units 281, 282, 283, and 284 is set so that the electromagnetic noise is minimized. According to this embodiment, electromagnetic noise can be reduced while reducing torque ripple.

図４は本発明のさらに別の実施例を示す。各インバータ１１１，１１２，１１３，１１４とそれぞれのインバータに接続される電機子巻線１−１、１−２、１−３、１−４の間にリレー１２１、１２２、１２３、１２４を設け、各インバータと各電機子巻線を接続したり、非接続にしたりすることが自由に行えるようにしたことがこの実施例の特徴である。ここで、例えば、図４のインバータ１１４が故障した場合を考える。この場合、インバータ１１４を切り離し、他の３台で運転を継続させることができる。このため、リレー１２１、１２２、１２３は接続状態とし、リレー１２４は非接続状態とする。   FIG. 4 shows yet another embodiment of the present invention. Relays 121, 122, 123, and 124 are provided between the inverters 111, 112, 113, and 114 and the armature windings 1-1, 1-2, 1-3, and 1-4 connected to the respective inverters. The feature of this embodiment is that each inverter and each armature winding can be freely connected or disconnected. Here, for example, consider a case where the inverter 114 in FIG. 4 fails. In this case, the inverter 114 can be disconnected and the operation can be continued with the other three units. Therefore, the relays 121, 122, and 123 are connected and the relay 124 is disconnected.

このようにして、インバータ３台の運転でも正常時と同じ動作をさせる。正常なインバータのトルクはそれぞれ全体の１／３ずつ負担するため、トルク指令部２２１，２２２、２２３の係数値を１／３とする。すなわち、トルク指令部２２１では、トルク指令τ*の１／３化がなされ、それに対応する電流指令 Ｉd1*、Ｉq1*が出力される。他のトルク指令部２２２、２２３でも同様にトルク指令τ*の１／３化がなされる。また、インバータ１１４は電機子巻線１−４との接続を切り離すので、トルク指令部２２４の係数は０（ゼロ）である。こうして、３台のインバータで正常時と同じ動作をさせる。また、３台のインバータでの運転となるので、移相部は３台でノイズが最小になるように移相部を調整する。例えば、搬送波である三角波信号の一周期を３６０度とすると、移相部２８１の移相量は０度、移相部２８２の移送量は１２０度、移相部２８３の移相量は２４０度とし、さらに、インバータ１１４の動作は停止させる。   In this way, the same operation as in normal operation is performed even when three inverters are operated. Since the torque of the normal inverter bears 1/3 of the total, the coefficient values of the torque command units 221, 222, and 223 are set to 1/3. That is, the torque command unit 221 reduces the torque command τ * to 、, and outputs current commands Id1 * and Iq1 * corresponding to the torque command τ *. Similarly, the torque command τ * is reduced to で も in the other torque command units 222 and 223. In addition, since the inverter 114 disconnects from the armature winding 1-4, the coefficient of the torque command unit 224 is 0 (zero). In this way, three inverters perform the same operation as normal. In addition, since the operation is performed with three inverters, the phase shift unit is adjusted so that noise is minimized with three phase shift units. For example, if one period of a triangular wave signal that is a carrier wave is 360 degrees, the phase shift amount of the phase shift unit 281 is 0 degrees, the transfer amount of the phase shift unit 282 is 120 degrees, and the phase shift amount of the phase shift unit 283 is 240 degrees. In addition, the operation of the inverter 114 is stopped.

上記の例は、モータのステータ内に電機子巻線の各群１−１、１−２、１−３、１−４が図３のようにそれぞれの群自体で平衡して巻装してある場合、インバータ１１４が故障したときのトルク指令部２２１，２２２、２２３の係数値について説明した。しかし、電機子巻線の各群１−１、１−２、１−３、１−４がステータ内にそれぞれの群で平衡して巻装していない場合、単にトルク係数を１／３にしたのでは、電機子巻線の各群１−１、１−２、１−３に同じ大きさの電流が流れるのでステータの磁束分布バランスが狂う恐れがある。この場合には、稼動できる各巻線群１−１、１−２、１−３だけでバランスできるようにトルク指令部２２１，２２２、２２３の係数値（ゼロも含む）を調整する。この場合も巻線１−４に対するトルク指令部２２４の値は０（ゼロ）である。   In the above example, the groups 1-1, 1-2, 1-3, 1-4 of the armature windings are wound in balance in the respective groups themselves as shown in FIG. In some cases, the coefficient values of the torque command units 221, 222, and 223 when the inverter 114 has failed have been described. However, if the groups 1-1, 1-2, 1-3, 1-4 of the armature windings are not wound in a balanced manner in the stator, the torque coefficient is simply reduced to 1/3. In this case, the same magnitude of current flows in each of the armature winding groups 1-1, 1-2, and 1-3, so that there is a possibility that the balance of the magnetic flux distribution of the stator may be out of order. In this case, the coefficient values (including zero) of the torque command units 221, 222, and 223 are adjusted so that only the winding groups 1-1, 1-2, and 1-3 that can be operated can be balanced. Also in this case, the value of the torque command unit 224 for the winding 1-4 is 0 (zero).

以上のように、トルク指令部２２１、２２２、２２３、２２４の係数は異状停止するインバータの箇所によって変更する。また、同様に、移相部２８１、２８２、２８３、２８４の移相量も異状停止するインバータの箇所によって変更する。これらの変更は制御装置内で行っても、異状を把握している上位システムからの指令によって行ってもよい。なお、上記説明では１つのインバータが故障停止した場合を説明したが、２つのインバータが故障停止した場合でも同様な考え方で実施できる。さらに、上記は電機子巻線群が４群の場合の説明をしたが、２つ以上の複数群の場合でも同様にして実施できるのはいうまでもない。   As described above, the coefficients of the torque command units 221, 222, 223, and 224 are changed depending on the location of the inverter that stops abnormally. Similarly, the phase shift amounts of the phase shift units 281, 282, 283, and 284 are also changed depending on the location of the inverter that stops abnormally. These changes may be made in the control device or by a command from a host system that grasps the abnormality. In the above description, the case where one inverter has failed and stopped has been described. However, even when two inverters have stopped by failure, the same concept can be applied. Furthermore, although the above has described the case where the armature winding group is four groups, it goes without saying that the present invention can be similarly implemented even in the case of two or more groups.

このようにすれば、万一異常のインバータがある場合、最大トルクは低下（図４の場合は３／４に低下）するものの、この値までは正常時と変わりなく運転できる。このように、異常のインバータがある場合はそれを切り離し、正常なインバータだけで動作を継続させ、運転しているインバータに適した形でノイズを低減するように搬送波の移相をするので、信頼性が高く、電磁ノイズの小さな運転をすることができる。   In this way, if there is an abnormal inverter, the maximum torque is reduced (in the case of FIG. 4, it is reduced to 3/4), but up to this value can be operated as normal. In this way, if there is an abnormal inverter, it will be disconnected, the operation will continue with only the normal inverter, and the phase of the carrier will be shifted to reduce noise in a form suitable for the inverter being operated. It can be operated with low electromagnetic noise.

本発明の一実施例を示す図である。It is a figure which shows one Example of this invention. 本発明の他の実施例を示す図である。It is a figure which shows the other Example of this invention. 本発明のさらに他の実施例を示す図である。It is a figure which shows the further another Example of this invention. 本発明のさらに別の実施例を示す図である。It is a figure which shows another Example of this invention. 従来例を示す図である。It is a figure which shows a prior art example.

符号の説明Explanation of symbols

１ 交流モータ
１−１、１−２、１−３、１−４ 電機子巻線
１−１１、１−２１、１−３１、１−４１ 電機子巻線
２１ 速度制御部
２９ 三角波発生部
１１１、１１２、１１３，１１４ インバータ
１２１、１２２、１２３、１２４ リレー
２０１ 制御装置
２２１、２２２、２２３、２２４ トルク指令部
２３１ 電流制御部
２４１ ＤＣ／ＡＣ変換部
２５１ ＡＣ／ＤＣ変換部
２６１ 電流検出器
２７１、２７２、２７３、２７４ ＰＷＭ制御部
２８１、２８２、２８３、２８４ 移相部
ω* 速度指令
ω モータ回転速度の検出値
τ* トルク指令
Ｉd1*、Ｉq1* ｄ、ｑ軸電流指令
Ｉd1、Ｉq1 回転座標に変換した電流
ｉu1、ｉv1 ２相交流電流
Ｖu1*、Ｖv1*、Ｖw1* インバータ１１１の出力相電圧指令

DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC motor 1-1, 1-2, 1-3, 1-4 Armature winding 1-11, 1-21, 1-31, 1-41 Armature winding 21 Speed control part 29 Triangular wave generation part 111 , 112, 113, 114 Inverter 121, 122, 123, 124 Relay 201 Control device 221, 222, 223, 224 Torque command unit 231 Current control unit 241 DC / AC conversion unit 251 AC / DC conversion unit 261 Current detector 271, 272, 273, 274 PWM control unit 281, 282, 283, 284 Phase shift unit ω * Speed command ω Motor rotation speed detection value τ * Torque command Id1 *, Iq1 * d, q-axis current command Id1, Iq1 Converted current iu1, iv1 Two-phase AC current Vu1 *, Vv1 *, Vw1 * Output phase voltage command for inverter 111

Claims (6)

複数のインバータにより一つのモータの巻線電流を制御するサーボモータの制御方法において、前記複数のインバータの各々のインバータをＰＷＭ制御する基準信号の位相を前記各々のインバータ毎に変え、前記複数のインバータをＰＷＭ制御することを特徴とするサーボモータの制御方法。 In a servo motor control method for controlling a winding current of one motor by a plurality of inverters, a phase of a reference signal for PWM control of each inverter of the plurality of inverters is changed for each inverter, and the plurality of inverters A method for controlling a servo motor, wherein PWM control is performed. 請求項１に記載のサーボモータの制御方法において、前記基準信号はＰＷＭ制御の搬送波であることを特徴とするサーボモータの制御方法。 2. The servo motor control method according to claim 1, wherein the reference signal is a PWM control carrier wave. 請求項１に記載のサーボモータの制御方法において、前記基準信号はＰＷＭ制御の制御周期であることを特徴とするサーボモータの制御方法。 2. The servo motor control method according to claim 1, wherein the reference signal is a control cycle of PWM control. 請求項１から３のいずれかに記載のサーボモータの制御方法において、前記複数のインバータの数をｎとし、前記各々のインバータに加える前記基準信号の一周期を２πとするとき、前記各々のインバータに加えるそれぞれの前記基準信号の位相を２π／ｎずつ異ならせることを特徴とするサーボモータの制御方法。 4. The servo motor control method according to claim 1, wherein the number of the plurality of inverters is n, and one cycle of the reference signal applied to each inverter is 2π. A method of controlling a servo motor, wherein the phase of each of the reference signals applied to is different by 2π / n. 請求項１に記載のサーボモータの制御方法において、前記複数のインバータのうち稼動しているインバータで、前記サーボモータの駆動電流を分担することを特徴とするサーボモータの制御方法。 2. The servo motor control method according to claim 1, wherein a drive current of the servo motor is shared by an operating inverter among the plurality of inverters. 請求項５に記載のサーボモータの制御方法において、前記複数のインバータのうち稼動しないインバータの、前記サーボモータの電機子巻線との接続を切り離すことを特徴とするサーボモータの制御方法。 6. The servo motor control method according to claim 5, wherein a connection of an inverter that does not operate among the plurality of inverters is disconnected from an armature winding of the servo motor.
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