JP2008016983A - 無線ｌａｎ集積回路装置と無線ｌａｎシステム - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成で使用環境に対応した広範囲の温度抑制機能を持ち、安定した送受信動作を実現した無線ＬＡＮ用集積回路装置及びそれを用いた無線ＬＡＮシステムを提供する。
【解決手段】アンテナにて受信された高周波信号を高周波増幅回路で増幅する。復調用ミキサーにより上記増幅された上記高周波信号をＰＬＬ回路で形成された周波数信号を用いてダウンコンバートする。上記復調用ミキサーの出力信号を可変利得増幅回路で増幅する。上記復調用ミキサーの出力信号の強度を測定回路で検出し、上記可変利得増幅回路の利得制御信号を形成する。と上記ＰＬＬ回路として、温度センサーと、上記温度センサーの出力信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、上記ＡＤＣの出力信号によりＰＬＬループ帯域の温度変動抑制を行う抑制回路を設ける。
【選択図】図１

Description

この発明は、無線ＬＡＮ集積回路装置と無線ＬＡＮシステムに関するものである。

通信用半導体集積回路装置において、温度変動に伴うＫＶ特性の変化を防止したＰＬＬ回路を備えた例として特開２００５−０９４４２７号公報がある。ＰＬＬ回路において、温度変化による回路特性の変動を抑制する例として、特開平１０−３２２１９８号公報がある。無線ＬＡＮに用いられるＲＦＩＣの例として、マキシム・インテグレーテッド・プロダクツ（Maxim Integrated Products)社から発行されているＭＡＸ２８２５／ＭＡＸ２８２６／ＭＡＸ２８２７データシートがある。
特開２００５−０９４４２７号公報 特開平１０−３２２１９８号公報 Maxim Integrated Products, MAX2825/MAX2826/MAX2827データシート

非特許文献１のような無線ＬＡＮ用ＲＦＩＣに組み込まれているＰＬＬ回路においては、ループ帯域が温度により変動することについての対策はない。ＰＬＬ回路のＶＣＯ（電圧制御型発振回路）ゲインとチャージポンプ電流は温度特性を持つために、ループ帯域が温度により変動する。ＰＬＬ回路のループ帯域の変動は、周波数セトリング時間及びリファレンススプリアスの変動や、フェーズエラーを引き起こし、それぞれの仕様を未達成にする可能性がある。前記特許文献１では、温度変化検出信号によりチャージポンプ回路の電流源ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御するものであり、無線ＬＡＮ用ＲＦＩＣの使用環境に対応した広範囲での温度抑制を行うことが難しい。前記特許文献２では、温度センサーの出力信号をＡＤＣ（アナログ／デジタル変換回路）でデジタル信号に変換し、それをメモリに記憶された補正値に置き換えてＤＡＣによりアナログ信号に変換し、ロウパスフィルタにより補正電圧を形成する。そして、ＶＣＯの制御電圧入力部にアナログ加算回路を設け、ループフィルタで形成された制御電圧に上記補正電圧を加えるものであり、回路規模が大きくなるという問題を有する。

この発明の目的は、簡単な構成で使用環境に対応した広範囲の温度抑制機能を持つ無線ＬＡＮ用集積回路装置及びそれを用いた無線ＬＡＮシステムを提供することにある。この発明の他の目的は、簡単な構成で使用環境に対応した広範囲での温度抑制機能を持ちつつ、安定した送受信動作を実現した無線ＬＡＮ用集積回路装置及びそれを用いた無線ＬＡＮシステムを提供することにある。この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。アンテナにて受信された高周波信号を高周波増幅回路で増幅する。復調用ミキサーにより上記増幅された上記高周波信号をＰＬＬ回路で形成された周波数信号を用いてダウンコンバートする。上記復調用ミキサーの出力信号を可変利得増幅回路で増幅する。上記復調用ミキサーの出力信号の強度を測定回路で検出し、上記可変利得増幅回路の利得制御信号を形成する。と上記ＰＬＬ回路として、温度センサーと、上記温度センサーの出力信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、上記ＡＤＣの出力信号によりＰＬＬループ帯域の温度変動抑制を行う抑制回路を設ける。

本願において開示される発明のうち他の代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。ＲＦＣＩとベースバンド 処理ＩＣにより無線ＬＡＮシステムを構成する。上記ＲＦＩＣとして、アンテナにて受信された高周波信号を高周波増幅回路で増幅する。復調用ミキサーにより上記増幅された上記高周波信号をＰＬＬ回路で形成された周波数信号を用いてダウンコンバートする。上記復調用ミキサーの出力信号を可変利得増幅回路で増幅する。上記復調用ミキサーの出力信号の強度を測定回路で検出し、上記可変利得増幅回路の利得制御信号を形成する。送信用Ｉ信号、Ｑ信号及び上記ＰＬＬで形成された周波数信号により直交変調器で高周波送信号を形成する。上記直交変調器の出力信号をプリアンプで増幅する。上記ＰＬＬ回路として、温度センサーと、上記温度センサーの出力信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、上記ＡＤＣの出力信号によりＰＬＬループ帯域の温度変動抑制を行う抑制回路を設ける。上記ベースバント処理ＩＣとして、上記測定回路の出力信号を第２ＡＤＣによりデジタル信号に変換する。上記可変利得増幅回路の出力信号を第３ＡＤＣによりデジタル信号に変換する。上記第３ＡＤＣの出力信号を復調回路で復調する。変調回路で送信用デジタル信号を形成する。上記変調回路の出力信号をＤＡＣにより上記送信用Ｉ信号、Ｑ信号を形成する。第２制御回路により、上記第２ＡＤＣの出力信号を受けて上記可変利得増幅回路に伝えられる利得制御信号及び変調／復調の動作制御信号を形成する。

温度領域を複数に分けたデジタル信号により簡単な構成で使用環境に対応した広範囲の温度抑制機能を持たせることができる。送受信動作時に温度抑制機能を停止させることにより安定した送受信動作を実現できる。

図１には、本発明に係る無線ＬＡＮシステムのＲＦ処理部（高周波ＩＣ）及びベースバンド処理部（ベースバンドＬＳＩ）の一実施例のブロック図が示されている。同図では、ＲＦ処理部４１とベースバンド処理部４２以外は省略されている。実際の無線ＬＡＮシステムでは、送信用パワーアンプ４０はインピーダンス整合回路や高調波を除去するフィルタなどとともにセラミック基板等の絶縁基板上にモジュール（パワーモジュール）として構成される。特に制限されないものの、高周波ＩＣ（４１）を形成する回路等はＳｉＧｅ等の一つの半導体基板上に形成され、ベースバンドＬＳＩ（４２）はシリコン等の一つの半導体基板上にＣＭＯＳを用いた回路で形成される。

上記構成により、ＲＦ処理部４１はアップコンバートやダウンコンバート動作を行う為の動作速度を容易に得ることができ、ベースバンド処理部４２は低消費電力での動作が可能となる。また、アンテナ１又は図示しないが切り替えスイッチとＲＦ処理部４１との間に、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタが設けられる。図示しない上記スイッチとバンドパスフィルタは、パワーモジュールとは別個の絶縁基板上にモジュール（フロントエンドモジュール）として構成される。そして、これらのモジュールと上記ＲＦ処理部（高周波ＩＣ）４１とベースバンド処理部（ベースバンドＬＳＩ）４２とが１つのプリント配線基板上に実装されて無線ＬＡＮシステムが構成される。

この実施例の無線ＬＡＮでの送受信動作は、次の通りである。受信信号は、受信アンテナ１より受信され、ＬＮＡ（ロウノイズアンプ）４で増幅され、復調用ミキサー（直交復調器）７にてベースバント信号に変換される。ＰＬＬ回路６０は、リファレンスクロック信号１１０に同期した周波数信号を形成する。位相シフト回路６１は、上記周波数信号を−９０°位相シフトされた周波数信号を形成する。復調用ミキサー７は、上記受信信号を上記−９０°位相シフトされた周波数信号を用いてダウンコンバートして直交復調動作を行う。上記復調用ミキサー７で形成された受信ミキサー信号２６と２７は、ＬＰＦ／ＰＧＡ（ロウパスフィルタ／プログラマブル・ゲイン・アンプ）１１ａ，１１ｂにて妨害信号除去および目的の信号が適当なレベルになるように増幅され、Ｉ，Ｑ信号別々にベースバンド処理部４２に伝えられ、復調回路３９にて復調される。

ベースバンド処理部４２において、送信信号は、変調回路３３にてベースバンド信号が作られ、送信ベースバンドＬＰＦ３１ａ，３１ｂを通り、送信ミキサー（直交変調器）３０により目的のＲＦ周波数まで周波数変換され、プリアンプ３２を通して上記送信用パワーアンプ４０で増幅され、送信アンテナ２８より送信される。上記ベースバンド処理部４２では、上記ＲＦ処理部４１からのアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換回路（以下、単にＡＤＣという）５０ａ，５０ｂが設けられる。また、送信用デジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換回路（以下、単にＤＡＣという）５１ａ，５１ｂが設けられる。

受信レベル調整動作は、次の通りである。受信側Ｉ、Ｑベースバンド信号のレベルを調整するための機構として、ＡＧＣ(Automatic Gain Contro1)が使用される。このための信号レベル測定に、測定回路１２が使用される。測定回路１２は、上記復調用ミキサー（直交復調器）７の出力２６，２７の妨害信号を除去検波し、信号レベル値の対数圧縮を行い出力する。また、必要に応じてベースバンド処理部４２において、上記ＡＤＣ５０ａ，５０ｂでデジタル信号に変換された復調対象となるＩ、Ｑ信号のレベルを線形のままで測定して微調用制御信号を形成してもよい。

上記測定回路１２の出力はＡＤＣ４９によりデジタル信号に変換されて上記制御回路１４に送られる。制御回路１４は、上記結果をもとに、ゲイン設定値データ１８を発生し、上記ＲＦ処理部４１の制御回路２４を介して、Ｉ，Ｑ信号レベルが目標レベルとなるように上記ＬＰＦ／ＰＧＡ１１ａ，１１ｂのゲインを制御する。制御回路２４では、上記ベースバンド処理部４２の制御回路１４から受け取ったゲイン設定値データ１８と同じく制御回路１４が発生した制御信号に従って、ＬＡＮ制御も行うようにされる。制御回路２４は、送信用ＬＰＦ３１ａ，３１ｂの制御信号も形成する。

この実施例では、ＰＬＬ回路には、後述するような温度検出器と、上記温度検出器の出力信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、上記ＡＤＣの出力信号によりＰＬＬループ帯域の温度変動抑制を行う抑制回路を有する。そして、上記抑制回路は、特に制限されないが、ベースバンド処理部４２の制御回路で形成された制御信号１２２により上記抑制回路の温度変動抑制動作が停止させられる。上記制御信号１２２は、例えばパケット送／受信動作を指示する信号とされる。

図２には、図１のＰＬＬ回路６０の一実施例のブロック図が示されている。位相周波数比較器（ＰＦＤ）１００には、リファレンスクロック信号１１０と、パルススワロー分周器１０４の分周出力信号１１６の位相周波数比較を行い、その位相周波数差に対応したチャージポンプ制御信号１１１と１１２を形成する。チャージポンプ制御信号１１１は、チャージポンプ回路（ＣＰ）１０１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのオン／オフ制御を行うものであり、ループフィルタ１０２のキャパシタへの充電電流を形成する。チャージポンプ制御信号１１２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのオン／オフ制御を行うものであり、ループフィルタ１０２のキャパシタの放電電流を形成する。チャージポンプ回路１０１の上記充放電電流からなるチャージポンプ出力信号１１３は、ループフィルタ１０２に入力され、ここでＶＣＯ制御電圧信号１１４が形成される。電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、上記ＶＣＯ制御電圧信号１１４に対応した発振動作を行い、ＰＬＬ出力信号１１５を形成する。このＰＬＬ出力信号１１５は、上記分周器１０４に入力されて、上記位相周波数比較器１００に入力される分周出力信号１１６が形成される。これにより、ＰＬＬ出力信号１１５は、上記リファレンスクロック信号１１０に同期したＮ倍の周波数信号とされる。

この実施例のＰＬＬ回路では、温度変化によるＰＬＬ回路のループ帯域の変動が、無線ＬＡＮにおける周波数セトリング時間及びリファレンススプリアスの変動やフェーズエラーを引き起こし、それぞれの仕様を未達成にするという問題の解決のために、次のようなＰＬＬループ帯域の温度変動抑制を行う抑制回路が設けられる。温度検出器（ＴＤＥＴ）１０５は、温度に対応した電気信号（ＰＴＡＴ）１２０を形成する。このＰＴＡＴ電圧信号１２０は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１０６によりデジタル信号１２１に変換される。特に制限されないが、上記Ａ／Ｄ変換器１０６では、０℃、４０℃、８０℃に対応した３つの基準電圧を用いて、＋０℃以下の第１温度領域、＋０℃から＋４０℃までの第２温度領域、＋４０℃から＋８０℃までの第３温度領域及び＋８０℃以上の第４温度領域に分けられる。上記デジタル信号１２１は、上記のような４つの温度領域に対応して２ビット信号とされる。

制御回路１０７は、上記デジタル信号１２１を受けてチャージポンプ電流補正信号１２３を形成し、チャージポンプ回路１０１の電流を変化させる。この実施例では、制御回路１０７には、制御信号１２２が入力される。この制御信号１２２は、上記のような温度変動抑制動作の有効／無効の制御信号である。

図３には、図２のチャージポンプ回路１０１の一実施例の概略回路図が示されている。この実施例のチャージポンプ回路は、押し出しチャージポンプ電流回路２００と、吸い込みチャージポンプ電流回路２０１から構成される。上記押し出しチャージポンプ電流回路２００は、前記制御信号１２３で電流値が変化され押し出し電流源Ｉｏ１と、チャージポンプ制御信号１１１でスイッチ制御されるスイッチＳＷ１により構成される。上記吸い込みチャージポンプ電流回路２０１は、前記制御信号１２３で電流値が変化され吸い込み電流源Ｉｏ２と、チャージポンプ制御信号１１２でスイッチ制御されるスイッチＳＷ２により構成される。上記スイッチＳＷ１とＳＷ２の相互接続点からチャージポンプ出力信号が形成される。

図４には、図３の押し出し電流回路２００の一実施例の具体的回路図が示されている。この実施例の押し出し電流回路は、基準電流源回路３００と、チャージポンプ電流設定回路３０１から構成される。基準電流源回路３００は、次の回路により構成される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ１は、ゲートとドレインが接続されてダイオード形態とされる。このＭＯＳＦＥＴＱ１のソースは、回路の接地電位点に接続される。上記ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート，ドレインは、上記同様にダイオード形態にされたＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ２のソースに接続される。このＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインと電源端子ＶＤＤとの間には、抵抗Ｒ２が設けられる。上記ＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート，ドレインにゲートが接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ３が設けられる。このＭＯＳＦＥＴＱ３のソースと回路の接地電位点との間には、抵抗Ｒ１が接続される。上記ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３は、同じサイズとされて同様に形成されることにより、同じしきい値電圧Ｖthを持つようにされる。これにより、抵抗Ｒ１には、Ｉ＝Ｖth／Ｒ１のような定電流が流れる。

上記ＭＯＳＦＥＴＱ３に流れる上記定電流Ｉは、電源端子ＶＤＤにソースが接続されたダイオード形態にされたＰチャネルＭＯＳＦＥＴＱ４に流すようにする。このＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートと代表として例示的に示されているスイッチＳ１，Ｓ２を介してゲートが接続されて、電流ミラー形態にされるＭＯＳＦＥＴＱ６、Ｑ７等のような複数のスイッチとＰチャネルＭＯＳＦＥＴとが設けられて、上記チャージポンプ電流設定回路３０１が構成される。

例えば、前記図２に示した制御回路１０７により形成されたチャージポンプ電流補正信号である制御信号１２３が、例えば４ビットからなる温度計符号であるとき、つまりは上記第１温度領域乃至第３温度領域に対応した第１信号乃至第４信号が温度計符号であるときには、上記スイッチはＳ１〜Ｓ４の４個とされ、それに対応して４個のＭＯＳＦＥＴが設けられる。上記第１温度領域のときには、スイッチＳ１のみがオン状態となり、１個のＭＯＳＦＥＴにより第１チャージポンプ電流値が設定される。上記第２温度領域のときには、スイッチＳ１とＳ２がオン状態となり、上記第１チャージポンプ電流値にスイッチ２により１個のＭＯＳＦＥＴによる電流が追加されて、上記第１チャージポンプ電流値より大きな第２チャージポンプ電流値が設定される。上記第３温度領域のときには、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオン状態となり、上記第２チャージポンプ電流値にスイッチ３により更に１個のＭＯＳＦＥＴによる電流が追加されて、上記第２チャージポンプ電流値より大きな第３チャージポンプ電流値が設定される。そして、上記第４温度領域のときには、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の全てがオン状態となり、上記第３チャージポンプ電流値にスイッチ４により更に１個のＭＯＳＦＥＴによる電流が追加されて、上記第３チャージポンプ電流値より大きな第４チャージポンプ電流値が設定される。上記追加される電流値は、上記ＭＯＳＦＥＴＱ４に対するＭＯＳＦＥＴＱ６，Ｑ７等のサイズ比により決められる。

上記スイッチＳ１は省略し、第１温度領域に対応したＭＯＳＦＥＴは、定常的にダイオード形態にされるものであってもよい。つまり、チャージポンプ電流がゼロであるという温度領域は存在しないからである。

上記ＭＯＳＦＥＴＱ４に対して電流ミラー形態にＰチャネルＭＯＳＦＥＴＱ５が設けられて、チャージポンプ電流源出力信号３１０が形成される。この電流源出力信号３１０は、図３の吸い込み電流回路２０１に用いられる。吸い込み電流回路２０１も、上記チャージポンプ電流設定回路３０１と同様なスイッチとＮチャネルＭＯＳＦＥＴとにより構成される。このように、上記基準電流源回路３００は、上記押し出し電流回路２００に対応した上記チャージポンプ電流設定回路３０１と、上記吸い込み電流回路２０１に対応したチャージポンプ電流設定回路に共用される。

図５には、図２の温度検出器１０５の一実施例の回路図が示されている。この実施例の温度検出回路は、バンドギャップ発生部と、増幅・帰還部とから構成される。バンドギャップ発生部は、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタＴ１，Ｔ２と、抵抗Ｒ３から構成される。上記トランジスタＴ２は、上記トランジスタＴ１に対してＮ倍に大きく形成される。上記トランジスタＴ１とＴ２に同じエミッタ電流を流すようにしたとき、上記のようなサイズ比に対応して上記トランジスタＴ１のエミック電流密度は上記トランジスタＴ２のエミッタ電流密度のＮ倍となるように大きく設定される。逆に言えば、上記トランジスタＴ２のエミッタ電流密度は、上記トランジスタＴ１のエミッタ電流密度の１／Ｎに小さく設定される。

上記トランジスタＴ１とＴ２のエミッタ電流密度差に対応して、上記トランジスタＴ１，Ｔ２のベース，エミッタ間電圧Ｖbe1 とＶbe2 とは、シリコンバンドギャップに対応した定電圧ΔＶbeだけ上記トランジスタＴ１のベース，エミッタ間電圧Ｖbe1 が大きくされる。上記トランジスタＴ２のコレクタには抵抗Ｒ３が接続されて他端が差動増幅回路ＡＭＰの入力（＋）に供給される。この差動増幅回路ＡＭＰの入力（−）には、上記トランジスタＴ１のベース，エミッタ間電圧Ｖbe1 が供給される。これにより、上記定電圧ΔＶbeが抵抗Ｒ３の両端に印加されて、ここに定電流Ｉが形成されることになる。上記差動増幅回路ＡＭＰの出力信号をＰチャネルＭＯＳＦＥＴＱ１０とＱ１１のゲートに供給することにより、上記定電流Ｉを上記トランジスタＴ１にも流すように帰還する。

トランジスタＴ１のベース−エミッタ間電圧Ｖbe1 は、温度に対して負の電圧係数の特性を持っている。これを温度に対して正の温度係数を電圧差ΔＶbeと抵抗Ｒ３で形成した電流Ｉにより補正する。このように電流Ｉは、ベース−エミッタ間電圧Ｖbe1 の負の電圧係数の特性を打ち消すような正の温度係数を持っている。この電流ＩはＭＯＳＦＥＴＱ１２を通して抵抗Ｒ４に流れるようにすることにより、温度変化に対応して変化する温度検出信号１２０を形成することができる。

図６には、図２のＡ／Ｄ変換器１０６の一実施例のブロック図が示されている。前記図５の温度検出回路で形成された温度検出信号１２０は、複数からなる電圧比較回路５００の一方の入力に供給される。上記電圧比較回路５００の他方の入力には、基準電流源５０１で形成された基準電流を抵抗Ｒの直列回路に供給して形成された基準電圧が供給される。上記基準電圧は、例えば前記温度領域０℃、４０℃、８０℃に対応した３つの基準電圧に対応される。これらの電圧比較回路５００の出力信号１２１は、Ａ／Ｄ変換出力信号とされ、前記のように＋０℃以下の第１温度領域、＋０℃から＋４０℃までの第２温度領域、＋４０℃から＋８０℃までの第３温度領域及び＋８０℃以上の第４温度領域に対応した信号が形成される。これらの出力信号１２１は、温度計符号であり、それを２進符号に変換することなくそれをそのまま使用することもできる。この場合、図４において０℃以下の温度領域に対応した電流を形成するＭＯＳＦＥＴのゲートには、基準電流源回路３００のＭＯＳＦＥＴＱ４と固定的に電流ミラー形態にされる。

図７には、図２の制御回路１０７の一実施例のブロック図が示されている。この実施例では、前記Ａ／Ｄ変換出力信号１２１は、レジスタ６００に入力される。レジスタ６００は、クロック発生回路６０１で形成された周期的なクロック信号がゲート回路６０２を通して選択的に供給される。ゲート回路６０２には、制御信号１２２が供給される。制御信号１２２がハイレベル（論理１）にされたときに、ゲート回路６０２は、ゲートを開いて上記クロック信号を上記レジスタ６００に供給する。これにより、レジスタ６００には、上記クロック信号に対応して最新の上記Ａ／Ｄ変換出力信号１２１に更新される。上記制御信号１２２をロウレベル（論理０）にすると、ゲート回路６２０はゲートを閉じて上記クロック信号の供給を停止する。このようにすると、レジスタ６００には上記最新の上記Ａ／Ｄ変換出力信号１２１が入力されず、以前に取り込んだＡ／Ｄ変換出力信号１２１を維持する。つまり、温度検出回路による温度検出信号による温度変動抑制動作が停止させられる。

図８には、この発明に用いられるＰＬＬ回路の各定数を説明するためのブロック図が示されている。Ｉcp／２πは、位相周波数比較器ＰＦＤとチャージポンプ回路ＣＰの定数である。Ｉcpは、チャージポンプ電流である。Ｆ (s)は、ループフィルタ１０２の定数、２πＫv ／ｓはＶＣＯの定数、１／Ｎは、分周回路の分周比である。ＰＬＬのオープンループ特性は、Ａo(s)＝（（Ｉcp・Ｋv)／Ｎ×ｓ）Ｆ (s)となる。このようにＶＣＯゲイン（Ｋv ）の温度特性とチャージポンプ電流（Ｉcp）の温度特性が同方向特性を示していることが原因で、ループ特性の式のうち（Ｉcp・Ｋv ）が温度特性を持つために温度上昇により、図９に示したオープンループ特性図において、実線で示した特性から点線で示すよう特性のようにオープンループ特性が変化する。そこで、前記のような温度検出回路を設けて、上記Ｉcpを変化させることにより、ループ帯域の温度変動を補正する。

図１０には、この発明に係る温度変動抑制動作を説明するための特性図である。この実施例では、前記のように温度Ｔｊの温度領域は、０℃、４０℃、８０℃の４つの領域に分けて、それぞれチャージポンプ電流（Ｉcp）を増加させることにより、補正なしのような温度特性を補正有りのような温度特性に補正する。これにより、温度によるループ特性変動幅が約１６０ＫＨｚを中心とした狭い範囲に抑制することができる。この発明では、上記のように温度領域を複数に分けて温度補正動作を行うことにより、簡単な構成で使用環境に対応した広範囲にわたる温度抑制機能を持つ無線ＬＡＮ用集積回路装置及びそれを用いた無線ＬＡＮシステムを実現することができる。

この実施例の温度抑制回路においては、上記のように簡単な構成で使用環境に対応した広範囲にわたる温度抑制機能を持つことができるという利点が得られる。しかし、上記複数の温度領域の境界部分でパケット送信／受信を行うことが予測される。この場合、送信途中で上記チャージポンプ電流（Ｉcp）が増加又は減少させられると、ループ特性が急激に変化し、送信エラーを引き起す可能性が生じる。そこで、前記のような制御信号１２２による温度変動抑制動作の停止機能が設けられる。

図１１には、この発明に係る無線ＬＡＮ用集積回路装置及びそれを用いた無線ＬＡＮシステムの動作の一例を説明するためのフローチャート図が示されている。動作開始によりステップ（１）では温度補正の固定が実施される。つまり、前記制御信号１２２をロウレベルにして、前記レジスタ６００へのクロック信号の供給停止が行われる。ステップ（２）において、パケット受信中かの判断が行われる。もしも、パケット受信中ならステップ（１）に戻り、パケット受信中の間は上記温度補正の固定が継続される。パケット受信中でないときには、ステップ（３）において、パケット送信中かの判断が行われる。もしも、パケット送信中ならステップ（１）に戻り、パケット送信中の間は上記温度補正の固定が継続される。パケット送信中でないときには、ステップ（４）において、温度補正の実行が実施される。つまり、前記制御信号１２２をロウレベルにして、前記レジスタ６００へのクロック信号の供給が開始されて、クロック信号に対応した最新の温度検出信号に対応した温度変動抑制動作が実施される。

例えば、０℃より僅かに低い温度でパケット送信又は受信が開始され、パケット送信又は受信動作により上記０℃よりも温度が上昇しても、そのままのチャージポンプ電流（Ｉcp）によりＰＬＬ回路を動作させる。この結果、ループ特性が上記図１０のようなループ特性変動幅よりも低くなってしまうが、その変動幅自体は僅かであり、パケット送信又は受信動作に与える影響は軽微である。これに対して、上記のような温度上昇により、チャージポンプ電流（Ｉcp）を切り替えてしまうと、上記変動幅の上限のように大幅に変化してしまうので、送信又は受信エラーが却って発生しやすくなるものである。

図１２には、この発明に係る無線ＬＡＮ用集積回路装置及びそれを用いた無線ＬＡＮシステムの動作の一例を説明するためのタイミング図が示されている。モード信号は、前記図１のベースバンド処理部４２に設けられた制御回路１４により生成される。モード信号により受信モードが設定されると、それに対応して温度補正制御信号１２２がハイレベルからロウレベルに変化する。これにより、前記のように前記レジスタ６００へのクロック信号の供給が停止されて、温度補正動作の補正値更新禁止となる。これにより、パケット受信中及び次のパケット送信が終了するまでは、直前の温度補正信号に対応して上記チャージポンプ電流（Ｉcp）が一定とされる。そして、パケット送信が終了すると、上記温度補正制御信号１２２がハイレベルに変化し、補正値更新可とされる。

上記温度補正制御信号１２２は、図１のベースバンド処理部４２に設けられた制御回路１４による上記パケット送信／受信を指示する制御信号から生成するもの他、ＲＦ処理部４１の測定回路１２の出力信号３５を利用してもよい。つまり、上記測定回路１２は、上記のように復調用ミキサー（直交復調器）７の出力２６，２７の妨害信号を除去検波し、信号レベル値の対数圧縮を行った出力信号を形成するものであるので、そのレベルが一定値以上であることを判定し、受信動作中であることを知ることができる。この信号を用いて上記補正制御信号１２２をハイレベルにすればよい。また、パケット送信動作の指示は、上記ベースバンド処理部４２の制御回路１４により行うので、それを利用するようにすればよい。このようにして、この実施例の無線ＬＡＮ用集積回路装置及びそれを用いた無線ＬＡＮシステムは、簡単な構成で使用環境に対応した広範囲での温度抑制機能を持ちつつ、安定した送受信動作を実現することができる。

図１３には、図１のＰＬＬ回路６０の他の一実施例のブロック図が示されている。この実施例では、図２のようにチャージポンプ回路１０１のチャージポンプ電流（Ｉcp）を温度検出信号により切り替えるものに代えて、ＶＣＯ１０３の定数Ｋv を制御するものである。つまり、前記のようにＶＣＯゲイン（Ｋv ）の温度特性とチャージポンプ電流（Ｉcp）の温度特性が同方向特性を示しているため、上記Ｋv を補正信号１２４により変化させることにより、ループ帯域の温度変動を抑制する。

以上本発明者によってなされた発明を、前記実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。例えば、温度領域は４分割の他、６、８等のように分割数は任意である。また、温度検出回路は、種々の実施形態を採ることができる。測定回路やＬＰＦ／ＰＧＡの具体的構成は種々の実施形態を採ることができる。この発明は、無線ＬＡＮ集積回路装置、無線ＬＡＮシステムに広く利用することができる。

本発明に係る無線ＬＡＮシステムのＲＦ処理部及びベースバンド処理部の一実施例を示すブロック図である。 図１のＰＬＬ回路６０の一実施例を示すブロック図である。 図２のチャージポンプ回路１０１の一実施例を示す概略回路図である。 図３の押し出し電流回路２００の一実施例を示す具体的回路図である。 図２の温度検出器１０５の一実施例を示す回路図である。 図２のＡ／Ｄ変換器１０６の一実施例を示すブロック図である。 図２の制御回路１０７の一実施例を示すブロック図である。 この発明に用いられるＰＬＬ回路の各定数を説明するためのブロック図である。 図９のＰＬＬ回路のオープンループ特性図である。 この発明に係る温度変動抑制動作を説明するための特性図である。 この発明に係る無線ＬＡＮ用集積回路装置及びそれを用いた無線ＬＡＮシステムの動作の一例を説明するためのフローチャート図である。 この発明に係る無線ＬＡＮ用集積回路装置及びそれを用いた無線ＬＡＮシステムの動作の一例を説明するためのタイミング図である。 図１のＰＬＬ回路６０の他の一実施例を示すブロック図である。

符号の説明

１…受信アンテナ、３…ＬＮＡ、７…復調用ミキサー（直交復調器）、１１ａ，１１ｂ…ＬＰＦ／ＰＧＡ、１２…測定回路、１４，２４…制御回路、２８…送信アンテナ、３０…送信ミキサー（直交変調器）、３１ａ，３１ｂ…ＬＰＦ、３２…プリアンプ、３３…変調回路、３９…復調回路、４０…送信用パワーアンプ、４１…ＲＦ処理部、４２…ベースバンド処理部、４９〜５０ｂ…ＡＤＣ、５１ａ，５１ｂ…ＤＡＣ、６０…ＰＬＬ回路、６１…位相シフト回路、
１００…位相周波数比較器、１０１…チャージポンプ回路、１０２…ループフィルタ、１０３…電圧制御発振器、１０４…分周器、１０５…温度検出器、１０６…Ａ／Ｄ変換器、１０７…制御回路、２００…押し出し電流回路、２０１…吸い込み電流回路、
Ｑ１〜Ｑ１２…ＭＯＳＦＥＴ、Ｔ１，Ｔ２…バイポーラトランジスタ、Ｒ，Ｒ１〜Ｒ４…抵抗、３００…チャージポンプ電流源回路、３０１…チャージポンプ電流設定回路。

Claims (10)

1. アンテナにて受信された高周波信号を増幅する高周波増幅回路と、
   上記高周波増幅回路で増幅された上記高周波信号をダウンコンバートする復調用ミキサーと、
   上記復調用ミキサーに供給する周波数信号を形成するＰＬＬ回路と、
   上記復調用ミキサーの出力信号を増幅する可変利得増幅回路と、
   上記復調用ミキサーの出力信号の強度を検出する測定回路とを備え、
   上記ＰＬＬ回路は、
   温度センサーと、
   上記温度センサーの出力信号をデジタル信号に変換するＡＤＣと、
   上記ＡＤＣの出力信号によりＰＬＬループ帯域の温度変動抑制を行う抑制回路を有する無線ＬＡＮ集積回路装置。
2. 請求項１において、
   上記抑制回路は、上記ＰＬＬ回路を構成するチャージポンプ回路の電流源回路の電流を上記ＡＤＣの出力信号により増減させる無線ＬＡＮ集積回路装置。
3. 請求項２において、
   制御回路を更に備え、
   上記制御回路は、パケット送受信動作信号を受けて上記抑制回路の温度変動抑制動作を停止させる無線ＬＡＮ集積回路装置。
4. 請求項３において、
   上記制御回路は、上記ＡＤＣの出力信号を周期的なタイミング信号に同期して取り込むレジスタを更に備え、上記パケット送受信動作信号を受けて上記タイミング信号の供給を停止させる無線ＬＡＮ集積回路装置。
5. 請求項３において、
   上記制御回路は、上記ＡＤＣの出力信号を所定のタイミング信号に同期して取り込むレジスタを更に備え、上記信号測定回路の出力信号がパケット送受信時に相当した一定レベル以上のときに上記タイミング信号の供給を停止させる無線ＬＡＮ集積回路装置。
6. 請求項４又は５において、
   上記復調用ミキサーは、Ｉ信号とＱ信号に対応した第１出力信号と第２出力信号を形成し、
   上記可変利得増幅回路は、上記第１出力信号を受ける第１可変利得増幅回路と、上記第２出力信号を受ける第２可変利得増幅回路とであり、
   上記測定回路は、上記第１出力信号と第２出力信号を受けて強度検出信号を形成する無線ＬＡＮ集積回路装置。
7. 請求項６において、
   位相シフト回路と、
   直交変調器と、
   プリアンプとを更に有し、
   上記ＰＬＬ回路の出力信号は、上記位相シフト回路を通して上記復調用ミキサーに伝えられ、
   上記直交変調器は、送信用アナログＩ信号、Ｑ信号及び上記位相シフト回路を通した周波数信号を受けて送信信号を形成し、
   上記プリアンプは、上記直交変調器の出力信号を増幅する無線ＬＡＮ集積回路装置。
8. アンテナにて受信された高周波信号を増幅する高周波増幅回路と、
   上記高周波増幅回路で増幅された上記高周波信号をダウンコンバートする復調用ミキサーと、
   上記復調用ミキサーに供給する周波数信号を形成するＰＬＬ回路と、
   上記復調用ミキサーの出力信号を増幅する可変利得増幅回路と、
   上記復調用ミキサーの出力信号の強度を検出する測定回路と、
   上記可変利得増幅回路を制御する第１制御回路と、
   送信用Ｉ信号、Ｑ信号及び上記ＰＬＬで形成された周波数信号により高周波送信号を形成する直交変調器と、
   上記直交変調器の出力信号を増幅するプリアンプとを有し、
   上記ＰＬＬ回路は、
   温度センサーと、
   上記温度センサーの出力信号をデジタル信号に変換する第１ＡＤＣと、
   上記第１ＡＤＣの出力信号によりＰＬＬループ帯域の温度変動抑制を行う抑制回路を有する第１半導体集積回路装置と、
   上記測定回路の出力信号を受けてデジタル信号に変換する第２ＡＤＣと、
   上記可変利得増幅回路の出力信号を受けてデジタル信号に変換する第３ＡＤＣと、
   上記第３ＡＤＣの出力信号を受ける復調回路と、
   送信用デジタル信号を形成する変調回路と、
   上記変調回路の出力信号を受けて上記送信用Ｉ信号、Ｑ信号を形成するＤＡＣと、
   上記第２ＡＤＣの出力信号を受けて上記可変利得増幅回路に伝えられる利得制御信号及び変調／復調の動作制御信号を形成する第２制御回路を含む第２半導体集積回路装置とを備える無線ＬＡＮシステム。
9. 請求項８において、
   上記抑制回路は、上記ＰＬＬ回路を構成するチャージポンプ回路の電流源回路の電流を上記ＡＤＣの出力信号により増減させる無線ＬＡＮシステム。
10. 請求項９において、
    上記第２制御回路により形成されたパケット送受信信号により上記抑制回路の温度変動抑制動作を停止させる無線ＬＡＮシステム。
    

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