JP2008001183A - 車両用駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】発電機と交流モータとの組み合わせで、トルク制御精度をより向上させることの可能な車両用駆動制御装置を提供する。
【解決手段】モータトルク指令値Ｔｔに基づいて発電機７が出力すべく電力Ｐｇを演算し、実発電電流指令値Ｉｄｃが電力Ｐｇを出力するための発電電流指令値Ｉｄｃ^*に追従するようにモータ４で必要とする発電電圧指令値Ｖｄｃ^*に基づき発電機７の界磁電流Ｉｆｇを制御すると共に、モータ・インバータ制御では、変調率固定の印加電圧をモータ４に印加するよう制御する。さらに、モータ４への実電流値のｑ軸電流値Ｉｑがその電流指令値のｑ軸電流値Ｉｑ^*に追従するように発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を補正すると共に、モータ４への実電流値の電流位相θｉｄｃがその電流指令値の電流位相θｉｄｃ^*に追従するように、モータ４への変調率固定の印加電圧の電圧位相を補正する。
【選択図】 図７

Description

本発明は、主駆動軸を駆動する熱機関（例えば、エンジン）で発電機を駆動し、その発電機の出力で交流モータを駆動する車両用駆動制御装置に関するものである。

従来の車両用の駆動制御装置としては、従駆動輪を、発電機の電力で駆動される直流モータで駆動し、この直流モータの界磁電流を制御することで駆動トルクを制御するというものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００１−２３９８５２号公報

しかしながら、上記従来の車両用駆動制御装置にあっては、直流モータを適用してモータトルクを制御しているので、トルクアップをするためには直流モータの電機子電流を増加させる必要があるが、直流モータのブラシの寿命に限界があるため、電機子電流の増加に限界があり、質量の重い車両への適用が困難であったり４ＷＤ性能の向上が図れなかったりするという問題がある。

また、大きなモータトルクを発生可能な直流モータを用いることも考えられるが、車両に適用する場合には、大き過ぎるという問題がある。
これらを回避するために、直流モータの代わりに交流モータ＋インバータの構成を適用し、発電機からのエネルギを、インバータを介して交流モータに供給し、交流モータの回転速度制御及びトルク制御を、インバータで行うことも考えられる。
ところで、交流モータの制御方法として、パルス振幅変調方式に基づくＰＷＭ制御、１８０度通電を行うようにした矩形波制御、また、電圧位相制御のみを行うようにしたインバータ負荷固定制御等が挙げられる。

ＰＷＭ制御においては、交流モータに流れる実際の三相交流電流を検出し、これをＰＷＭパルスにフィードバックすることでモータトルクの制御精度を確保することができる。しかしながら、矩形波制御、或いはインバータ負荷固定制御にあっては、交流モータへの供給電力の電圧位相を変えることはできるが、交流モータに印加する電圧の振幅までは操作することができない。このため、モータトルクの制御精度を確保することが困難であるという問題がある。
そこで、この発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、発電機と交流モータとの組み合わせで、４ＷＤ性能を向上することができる車両用駆動制御装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る車両用駆動制御装置は、交流モータに流れる実電流値とその電流指令値と、それぞれｄｑ軸座標系のｄ軸成分及びｑ軸成分に座標変換し、実電流値のｑ軸成分と電流指令値のｑ軸成分とが一致するように、発電機制御手段による制御量を補正する。

本発明に係る車両用駆動制御装置によれば、交流モータに流れる実電流値のｑ軸成分と電流指令値のｑ軸成分とが一致するように、発電機制御手段による制御量を補正するようにしたから、発電機の発電出力を制御することによって、交流モータのトルク電流として作用するｑ軸成分を電流指令値のｑ軸成分と一致させることができ、交流モータのトルク制御の精度の向上を図ることができる。発電機側の発電出力を制御することで、交流モータのｑ軸電流の電流制御精度を向上させることができるから、変調率固定の印加電圧を用いて位相制御のみにより交流モータを制御する方式であっても、トルク精度の向上を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を四輪駆動車両に適用した場合の概略構成図である。
図１に示すように、本実施形態の車両は、左右前輪１Ｌ、１Ｒが、熱機関（内燃機関）であるエンジン２によって駆動される主駆動輪であり、左右後輪３Ｌ、３Ｒが、モータ４によって駆動可能な従駆動輪である。

前記エンジン２の吸気管路には、例えばメインスロットルバルブとサブスロットルバルブとが介装されている。メインスロットルバルブは、アクセルペダルの踏込み量等に応じてスロットル開度が調整制御される。サブスロットルバルブは、ステップモータ等をアクチュエータとし、そのステップ数に応じた回転角により開度が調整制御される。したがって、サブスロットルバルブのスロットル開度をメインスロットルバルブの開度以下等に調整することによって、運転者のアクセルペダルの操作とは独立して、エンジンの出力トルクを減少させることができる。つまり、サブスロットルバルブの開度調整が、エンジン２による前輪１Ｌ、１Ｒの加速スリップを抑制する駆動力制御となる。

上記エンジン２の出力トルクＴｅは、トランスミッション及びデファレンスギヤ５を通じて左右前輪１Ｌ、１Ｒに伝達される。また、エンジン２の出力トルクＴｅの一部は、無端ベルト６を介して発電機７に伝達されることで、発電機７は、エンジン２の回転数Ｎｅにプーリ比を乗じた回転数Ｎｇで回転する。
上記発電機７は、４ＷＤコントローラ８によって調整される界磁電流Ｉｆｇに応じてエンジン２に対し負荷となり、その負荷トルクに応じた発電をする。この発電機７の発電電力の大きさは、回転数Ｎｇと界磁電流Ｉｆｇとの大きさにより決定される。なお、発電機７の回転数Ｎｇは、エンジン２の回転数Ｎｅからプーリ比に基づき演算することができる。

図２は発電機７の界磁電流駆動回路の一例を示す図である。この回路は、図２（ａ）に示すように、界磁電流電源として車両の１４Ｖバッテリ７ａのような定電圧電源と発電機自身の出力電圧とを選択する構成を適用し、界磁電流電源のプラス側を界磁コイル７ｂに繋げて、トランジスタ７ｃをスイッチングするように構成されている。この場合、発電機出力がバッテリ電圧Ｖｂを下回っている状態では、他励領域となってバッテリ電圧Ｖｂが界磁コイル７ｂの電源となり、発電機出力が増加して出力電圧Ｖｇがバッテリ電圧Ｖｂ以上となると、自励領域となって発電機の出力電圧Ｖｇが選ばれて界磁コイル７ｂの電源となる。すなわち、界磁電流値を発電機の電源電圧により増大することができるので、大幅な発電機出力の増加が可能である。

なお、界磁電流駆動回路は、図２（ｂ）に示すように、界磁電流電源として車両の１４Ｖバッテリ７ａのみ（他励領域のみ）を適用するようにしてもよい。
発電機７が発電した電力は、ジャンクションボックス１０及びインバータ９を介してモータ４に供給可能となっている。前記モータ４の駆動軸は、減速機１１及びクラッチ１２を介して後輪３Ｌ、３Ｒに接続可能となっている。なお、本実施形態のモータ４は３相の交流モータである。また、図中の符号１３はデファレンスギヤを示す。

ジャンクションボックス１０内には、インバータ９と発電機７とを接続・遮断するリレーが設けられている。そして、このリレーが接続されている状態で、発電機７から図示しない整流器を介して供給された直流の電力は、インバータ９内で三相交流に変換されてモータ４を駆動する。また、例えばインバータ９とモータ４との間の電源ラインにはＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電流を検出する電流センサ（電流検出手段）１５が設けられ、この検出信号は４ＷＤコントローラ８に出力される。

また、ジャンクションボックス１０内には、発電電圧を検出する発電機電圧センサと、インバータ９の入力電流である発電電流を検出する発電機電流センサとが設けられ、これらの検出信号は４ＷＤコントローラ８に出力される。また、モータ４の駆動軸にはレゾルバが連結されており、モータ４の磁極位置信号θを出力する。
また、前記クラッチ１２は、例えば湿式多板クラッチであって、４ＷＤコントローラ８からの指令に応じて締結及び開放を行う。なお、本実施形態においては、締結手段としてのクラッチを湿式多板クラッチとしたが、例えばパウダークラッチやポンプ式クラッチであってもよい。

また、各車輪１Ｌ、１Ｒ、３Ｌ、３Ｒには、車輪速センサ２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲが設けられている。各車輪速センサ２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲは、対応する車輪１Ｌ、１Ｒ、３Ｌ、３Ｒの回転速度に応じたパルス信号を車輪速検出値として４ＷＤコントローラ８に出力する。
前記４ＷＤコントローラ８は、例えばマイクロコンピュータ等の演算処理装置を備えて構成され、前記各車輪速度センサ２７ＦＬ〜２７ＲＲで検出される車輪速度信号、ジャンクションボックス１０内の電圧センサ及び電流センサの出力信号、モータ４に連結されたレゾルバの出力信号及びアクセルペダル（不図示）の踏込み量に相当するアクセル開度等が入力される。

４ＷＤコントローラ８は、図３に示すように、目標モータトルク演算部８Ａ、モータ必要電力演算手段としての発電機供給電力演算部８Ｂ、発電電流指令演算部８Ｃ、発電機制御手段としての発電機制御部８Ｄ、モータ制御手段としてのモータ制御部８Ｅ、ＴＣＳ制御部８Ｆ、及びクラッチ制御部８Ｇを備える。
目標モータトルク演算部８Ａは、従駆動輪である後輪３Ｌ，３Ｒの要求駆動力、例えば、４輪の車輪速度信号に基づいて算出される前後輪の車輪速度差とアクセルペダル開度信号とから、モータ４で発生すべきトルク指令値Ｔｔを算出する。

発電機供給電力演算部８Ｂは、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍに基づいて、次式をもとに発電機供給電力Ｐｇを演算する。
Ｐｇ＝Ｔｔ×Ｎｍ／Иｍ ………（１）
ここで、Иｍはインバータ効率である。すなわち、発電機供給電力Ｐｇは、トルク指令値Ｔｔとモータ回転数Ｎｍとの積により求められるモータに必要な電力Ｐｍ（＝Ｔｔ×Ｎｍ）よりインバータ効率Иｍ分多い値となる。
発電電流指令演算部８Ｃは、前記発電機供給電力演算部８Ｂで算出された発電機供給電力Ｐｇと、後述するモータ制御部８Ｅで算出される発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とに基づいて、次式をもとに発電電流指令値Ｉｄｃ^*を演算する。
Ｉｄｃ^*＝Ｐｇ／Ｖｄｃ^* ………（２）

図４は、発電機７の発電制御を行う発電機制御部８Ｄの詳細を示すブロック図である。
この発電機制御部８Ｄは、Ｐ制御部１０１と、Ｉ制御部１０２と、ＦＦ制御部１０３と、制御量加算部１０４と、界磁制御部１０５とで構成され、界磁電圧ＰＷＭデューティ比Ｃ１を決定して発電機７の界磁電流ＩｆｇをＰＷＭ制御する。
Ｐ制御部１０１では、前記（２）式により算出された発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に基づいてＰ制御を行う。先ず、発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に所定のゲインを乗算する。そして、発電機の回転数変動に対してゲインの感度を一定にするために、この値に発電機回転数Ｎｇの逆数を乗算し、これをＰ制御における制御量Ｖｐとして後述する制御量加算部１０４に出力する。

Ｉ制御部１０２では、前記（２）式により算出された発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差に基づいてＩ制御を行う。つまり、発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差を積分していく。ここで、積分値は上限値及び下限値をもつ。そして、上記Ｐ制御同様、この積分値に発電機回転数Ｎｇの逆数を乗算し、これをＩ制御における制御量Ｖｉとして後述する制御量加算部１０４に出力する。

ＦＦ制御部１０３では、図５に示すように予め格納された回転数毎の発電機特性マップを参照し、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*と発電電流指令値Ｉｄｃ^*とに基づいて、フィードフォワードで発電機界磁電圧のＰＷＭデューティ比Ｄ１を求める。この図５において、曲線ａ１〜ａ４は、発電機７の自励領域において界磁電圧ＰＷＭデューティ比Ｄ１を固定とし、発電機７の負荷を徐々に変化させた場合の動作点の軌跡であり、曲線ａ１〜ａ４はデューティ比Ｄ１の違いを示している。

そして、このＰＷＭデューティ比Ｄ１と発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とに基づいて、次式をもとにＦＦ制御における制御量Ｖｆｆを算出し、制御量加算部１０４に出力する。
Ｖｆｆ＝Ｄ１×Ｖｄｃ^* ………（３）
なお、本実施形態においては、ＰＷＭデューティ比Ｄ１と発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とに基づいて制御量Ｖｆｆを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、発電機７の界磁電流Ｉｆと界磁コイル抵抗Ｒｆとに基づいて制御量Ｖｆｆを算出するようにしてもよい。

この場合、まず、モータ回転数Ｎｍとトルク指令値Ｔｔとから予め格納されたマップを参照して発電機７に必要な必要発電電圧Ｖ₀及び必要発電電流Ｉ₀を算出し、これらをもとに図６に示すように予め格納された回転数毎の発電機７の界磁電流特性マップを参照し、必要界磁電流Ｉｆ₀を算出する。そして、このようにして算出された必要界磁電流Ｉｆ₀に基づいて、Ｖｆｆ＝Ｉｆ₀×Ｒｆにより制御量Ｖｆｆを算出するようにすればよい。

制御量加算部１０４では、制御量Ｖｐと制御量Ｖｉと制御量Ｖｆｆとを加算し、これを界磁コイルにかける電圧Ｖｆとして界磁制御部１０５に出力する。
界磁制御部１０５では、実発電電圧値Ｖｄｃが発電機７の界磁電流電源としてのバッテリ電圧Ｖｂ以下であるか否かを判定し、Ｖｄｃ≦Ｖｂであるときには下記（４）式をもとに界磁電圧ＰＷＭのデューティ比Ｃ１を算出する。
Ｃ１＝Ｖｆ／Ｖｂ ………（４）
一方、Ｖｄｃ＞Ｖｂであるときには、下記（５）式をもとに界磁電圧ＰＷＭデューティ比Ｃ１を算出する。
Ｃ１＝Ｖｆ／Ｖｄｃ ………（５）

そして、このようにして算出されたデューティ比Ｃ１に応じて、発電機７の界磁電流Ｉｆｇを制御する。
つまりこの発電機制御部８Ｄでは、トルク指令値Ｔｔから決まる発電機供給電力Ｐｇを実現する発電機動作点をフィードフォワードで指定すると共に、発電電流指令値Ｉｄｃ^*と実発電電流値Ｉｄｃとの偏差をＰＩ補償にてフィードバックすることにより、実発電電流値Ｉｄｃを発電電流指令値Ｉｄｃ^*に追従させる。これにより、モータ４の要求に応じた電力をインバータ９に供給するように発電機７の界磁電流Ｉｆｇが制御される。
なお、ここではフィードバック制御に用いる制御手法としてＰＩ補償を適用しているが、これに限定されるものではなく、系を安定にする制御手法であればよい。

図７は、インバータ９によりモータ４を制御するモータ制御部８Ｅの詳細を示すブロック図である。
このモータ制御部８Ｅは、Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部２０１と、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２と、３相／２相変換部２０３と、位相Ｆ／Ｂ制御部２０４と、発電電力補正手段としてのＶｄｃ^*指令値演算部２０５と、電圧位相補正手段としての電圧位相指令値演算部２０６と、正弦波指令値演算部２０７と、ＰＷＭ制御部２０８と、界磁電流指令値演算部２０９と、界磁磁束演算部２１０とで構成され、目標モータトルク演算部８Ａで算出されたトルク指令値Ｔｔが入力されて実モータトルクＴがトルク指令値Ｔｔとなるようにインバータ９の３相のパワー素子をスイッチング制御する。

Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部２０１では、トルク指令値Ｔｔとモータ回転数Ｎｍとに基づいて、このトルク指令値Ｔｔに一致するトルクを出力するためのｄ軸（磁束成分）電流とｑ軸（トルク成分）電流との指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算し、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２及び位相Ｆ／Ｂ制御部２０４に出力する。
Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２では、Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部２０１から入力されるｄ軸、ｑ軸の電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、モータ回転数Ｎｍと、後述する界磁磁束演算部２１０から入力されるモータパラメータ（インダクタンスＬｄ，Ｌｑ、界磁磁束Φ）とに基づいて、次式（６）及び（７）にしたがって、ｄ軸電流値Ｉｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ^*にするためのｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*と、ｑ軸電流値Ｉｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ^*にするためのｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*とを演算する。なお、（６）及び（７）式中のＲはモータ４の界磁巻線の抵抗値、ωはモータ４の回転速度である。
Ｖｄ^*＝Ｉｄ^*・Ｒ−ω・Ｌｑ・Ｉｑ^* ……（６）
Ｖｑ^*＝Ｉｑ^*・Ｒ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄ^*＋Φ・ω ……（７）

３相／２相変換部２０３では、電流センサにより検出された３相の交流電流値であるＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを２相の直流電流値であるｄ軸電流値Ｉｄ、ｑ軸電流値Ｉｑに変換し、出力する。
位相Ｆ／Ｂ制御部２０４では、モータ４への印加電圧の位相の補正値を決定する。具体的にはまず、次式（８）に示す演算を行い、３相の交流電流値の位相である３相電流位相θｉｄｃを算出する。また、Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部２０１で演算されるｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄ^*及びＩｑ^*に基づき、次式（９）に示す演算を行い、３相の交流電流値の指令値の位相である３相電流位相指令値θｉｄｃ^*を算出する。
θｉｄｃ＝ｔａｎ^-1（Ｉｄ／Ｉｑ） ………（８）
θｉｄｃ^*＝ｔａｎ^-1（Ｉｄ^*／Ｉｑ^*） ………（９）

そして、（θｉｄｃ^*−θｉｄｃ）に対し、ＰＩ制御或いはＰＩＤ制御等の制御則を用いて、この偏差を小さくし得る、モータ４に印加するモータ電圧の電圧位相の補正値Δθｖｄｃを決定する。
Ｖｄｃ^*指令値演算部２０５では、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２で算出された電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に基づいて次式（１０）から発電電圧の目標値Ｖｄｃｓを算出する。
Ｖｄｃｓ＝（２√２／√３）・√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2） ………（１０）

また、Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部２０１で演算されるｑ軸電流の電流指令値Ｉｑ^*と実電流値Ｉｑとの偏差（Ｉｑ^*−Ｉｑ）に対し、ＰＩ制御により、この偏差を小さくし得る、発電電圧指令値の補正値（以下、発電電圧補正値という）ΔＶｄｃを決定する。そして、前記発電電圧の目標値Ｖｄｃｓと発電電圧補正値ΔＶｄｃとの和を、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とし、これを前述した図３の発電機制御部８Ｄに出力する。
なお、ここでは、フィードバック制御に用いる制御手法としてＰＩ補償を適用しているが、これに限定されるものではなく、ＰＩＤ補償等、系を安定にする制御手法であればよい。

また、発電電圧の目標値Ｖｄｃｓに対して、ｑ軸電流の偏差に応じた発電電圧補正値ΔＶｄｃを加算しこれを発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とすることによって、発電機７の出力電圧の変動幅が大きくなると、これが原因でモータトルクがハンチングする可能性がある。つまり、発電機出力電圧がハンチングしてモータ電流がハンチングすると、モータ４の界磁磁束が変動を起こし、モータトルクを出すためにモータ４に流れ込む電流がハンチンングすることになる。そのため、モータ誘起電圧が変動し、これは、インピーダンスが変動することに相当するため、発電機動作点がその出力可能特性線上を動き、さらに発電機出力電圧のハンチングが助長させる可能性がある。

したがって、このフィードバックループは、発電機界磁電流応答に対してより遅くすることが好ましく、これによって、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*に対してｑ軸電流の偏差をフィードバックすることに伴って発電機制御がハンチングすることを回避することができる。なお、前記出力可能特性線とは、ある回転速度で、ある界磁電流が与えられているときに、発電機７が動作し得る出力特性線である。

電圧位相指令値演算部２０６では、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２で算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*とに基づいて、電圧位相の指令値ｔａｎ^-1（Ｖｄ^*／Ｖｑ^*）を算出し、これと位相Ｆ／Ｂ制御部２０４で算出される電圧位相の補正値Δθｖｄｃとの和を電圧位相指令値θ１とし、これを正弦波指令値演算部２０７に出力する。
正弦波指令値演算部２０７では、モータ４に連結されたレゾルバから出力される磁極位置信号θ０と電圧位相指令値演算部２０６で算出された電圧位相指令値θ１とに基づいて３相正弦波電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を演算する。

ＰＷＭ制御部２０８では、正弦波指令値演算部２０７で演算された３相正弦波電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を、Ｖｄｃ^*指令値演算部２０５で演算された発電電圧指令値Ｖｄｃ^*で正規化し、これを三角波と大小比較してＰＷＭ指令を演算し、インバータ９に出力するスイッチング信号を生成する。
上述のように、三角波比較の際、本実施形態では、発電機７で発生すべき直流電圧指令値である発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を用いて、例えばＵ相の場合、Ｖｕ^*／Ｖｄｃ^*により正弦波振幅の正規化を行い、この正規化した正弦波指令値と三角波とを比較することでＵ相のスイッチング信号を出力する。これにより、発電機７から見たインバータ９のインピーダンスは、トルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍの組み合わせ毎に固定となる。つまりこれは、ＰＷＭ波電圧のパルス幅をトルク指令値Ｔｔ、モータ回転数Ｎｍ毎に固定することに相当する。

そして、インバータ９は、このスイッチング信号に応じたＰＷＭ波電圧を生成してモータ４へ印加し、これによりモータ４が駆動される。上述のようにＰＷＭ波電圧は、正規化した正弦波指令値に基づいて生成されることから、変調率固定の印加電圧として発電電圧指令値Ｖｄｃ^*で正規化したＰＷＭ波電圧がモータ４に印加されることになる。
また、界磁電流指令値演算部２０９では、モータ回転数Ｎｍに基づいて界磁電流指令値Ｉｆ^*を演算して界磁磁束演算部２１０に出力し、この界磁磁束演算部２１０で界磁磁束を演算して前述したＶｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２に出力する。

また、図３のＴＣＳ制御部８Ｆは、図示しないエンジントルク制御コントローラ（ＥＣＭ）からのエンジン発生駆動トルクデマンド信号Ｔｅｔ、左右前輪の回転速度Ｖ_FR，Ｖ_FL、車速Ｖに基づいて、公知の方法によりＥＣＭに対してエンジン発生駆動トルクデマンド信号Ｔｅを送り返すことにより前輪トラクションコントロール制御を行う。
クラッチ制御部８Ｇは、上記クラッチ１２の状態を制御し、４輪駆動状態と判定している間はクラッチ１２を接続状態に制御する。

ここで、上述のように、ＰＷＭ制御部２０８では、三角波比較を行う際に、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を用い、例えばＶｕ^*／Ｖｄｃ^*によって正弦波振幅の正規化を行っており、インバータインピーダンスを固定としているため、モータ４へのｄ軸及びq軸電流値の位相の制御を行うことは可能であるがｄ軸及びｑ軸の電流値の絶対値を制御することはできない。

しかしながら、トルク指令値Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍに応じた発電電圧の目標値Ｖｄｃｓだけでなく、ｑ軸電流の実電流値Ｉｑと電流指令値Ｉｑ^*との偏差も考慮して発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を設定し、これによって発電機７側からの入力電圧を調整しているから、結果的にｄ軸及びｑ軸の電流値の大きさを制御することと同等となり、ｄ軸及びｑ軸の電流値を、その電流指令値により追従させることができる。

特に、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*へのフィードバックは、モータ損失となるｄ軸電流ではなく、トルク成分として作用するｑ軸電流を用いて行っているから、発電機７からの入力電圧が、ｑ軸の実電流値Ｉｑをその電流指令値にＩｑ^*に一致させるように動作することにより、トルク成分が目標値に一致するように動作することになって、トルク精度の向上が図られることになる。
そして、さらに、ｄ軸電流及びｑ軸電流の実電流値の比Ｉｄ／Ｉｑから算出される三相電流位相θｉｄｃが、これらの電流指令値の比Ｉｄ^*／Ｉｑ^*から算出される三相電流位相の指令値θｉｄｃ^*と一致するように、モータ４への印加電圧の電圧位相を補正しているから、三相電流位相θｉｄｃを三相電流位相の指令値θｉｄｃ^*に追従させることができる。

ここで、この三相電流位相θｉｄｃを三相電流位相の指令値θｉｄｃ^*に一致させるだけでは、そのｄ軸及びｑ軸の電流値Ｉｄ、Ｉｑの大きさを、その電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従させることはできないが、上述のように、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を調整することによって、ｑ軸の電流値Ｉｑをその電流指令値Ｉｑ^*に追従させることができるから、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*の補正と、モータ４への印加電圧の電圧位相指令値の補正とを組み合わせることによって、結果的に、ｄ軸の電流値Ｉｄの大きさをその電流指令値Ｉｄ^*に追従させることができ、すなわち、ｄ軸及びｑ軸の電流値Ｉｄ、Ｉｑを、その大きさ及びその位相共にその電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従させることができることになる。

次に、上記第１の実施の形態の動作を説明する。
図８は、上記第１の実施の形態による、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*及びモータ４への印加電圧の電圧位相に対するフィードバックを行った場合、図９は、前記フィードバック制御を行わない場合の各信号の状況を表したものであって、図８及び図９において、（ａ）は電圧位相θ、（ｂ）は発電電圧指令値Ｖｄｃ^*（実線）と実際の発電電圧Ｖｄｃ（破線）、（ｃ）はｄ軸電流指令値Ｉｄ^*（実線）と実際のｄ軸電流値Ｉｄ（破線）、（ｄ）はｑ軸電流指令値Ｉｑ^*（実線）と実際のｑ軸電流値Ｉｑ（破線）、を表したものである。

モータ制御部８Ｅでは、トルク指令Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍに応じたｄ軸及びｑ軸電流の指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を決定し、この電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に応じたｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を算出する。
そして、トルク指令Ｔｔ及びモータ回転数Ｎｍに応じたｄ軸及びｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に基づき算出される発電電圧の目標値Ｖｄｃｓと、ｑ軸電流の電流指令値Ｉｑ^*と実電流値Ｉｑとの偏差（Ｉｑ^*−Ｉｑ）を抑制するための発電電圧補正値ΔＶｄｃとの和を、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*として発電機側に出力する。
これによって、ｑ軸電流の電流指令値Ｉｑ^*と実電流値Ｉｑとの偏差（Ｉｑ^*−Ｉｑ）を抑制し得る発電電圧を出力するように発電機７が制御されることになり、ｑ軸電流値Ｉｑがその電流指令値Ｉｑ^*に追従するように制御されることになる。

また、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値の比Ｉｄ^*／Ｉｑ^*から算出される三相電流位相指令値θｉｄｃ^*（＝ｔａｎ^-1（Ｉｄ^*／Ｉｑ^*））と、ｄ軸及びｑ軸の実際の電流値の比Ｉｄ／Ｉｑから算出される三相電流位相θｉｄｃ（＝ｔａｎ^-1（Ｉｄ／Ｉｑ））との偏差（θｉｄｃ^*−θｉｄｃ）を抑制するための電圧位相の補正値Δθｖｄｃを算出し、この補正値Δθｖｄｃと、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄ^*及びＶｑ^*から算出される電圧位相の指令値ｔａｎ^-1（Ｖｄ^*／Ｖｑ^*）との和を、電圧位相指令値θ１とし、この電圧位相指令値θ１とモータ４の磁極位置信号θ０とに基づいて３相正弦波電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を演算する。
つまり、三相電流位相指令値θｉｄｃ^*と三相電流位相θｉｄｃとの偏差を抑制し得る３相正弦波電圧指令値が演算されることになり、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値の比Ｉｄ^*／Ｉｑ^*と、ｄ軸及びｑ軸の実際の電流値の比Ｉｄ／Ｉｑが一致するように制御されることになる。

このため、図８に示すように、ｑ軸電流の電流指令値Ｉｑ^*と実電流値Ｉｑとの偏差（Ｉｑ^*−Ｉｑ）（図８（ｄ））に対して、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*（図８（ｂ））が増減すると共に、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄ^*Ｉｑ^*ベクトルとｄ軸及びｑ軸の実電流値ＩｄＩｑベクトルとの偏差に対してモータ４への印加電圧の位相θ（図８（ａ））が増減し、これによって、ＩｄＩｑベクトルがＩｄ^*Ｉｑ^*ベクトルに追従することになり、図８（ｃ）及び図８（ｄ）に示すように、ｄ軸及びｑ軸の実電流値Ｉｄ、Ｉｑは、その電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従することになる。

これに対し、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*及び電圧位相指令値θ１に対して、ｑ軸電流に応じたフィードバック及びｑ軸及びｄ軸電流の比に応じたフィードバックを行わない場合、例えば、パラメータ誤差や電圧誤差、温度誤差等のために、図９（ｃ）、（ｄ）に示すように、ｄ軸電流値及びｑ軸電流値の実電流値Ｉｄ、Ｉｑと指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*との間に偏差があったとしても、モータ制御部８Ｅでは負荷固定方式でモータ４の制御を行っており、３相交流電流をフィードバックしていないため、この偏差が発電電圧指令値Ｖｄｃ^*（図９（ｂ）やモータ４への印加電圧の電圧位相（図９（ａ））に反映されることはなく、ｄ軸及びｑ軸の実電流値Ｉｄ、Ｉｑをその電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に一致させることが困難となり、トルク精度を確保することができない可能性がある。

しかしながら、上述のように、本発明の第１の実施の形態では、ｄ軸及びｑ軸電流値に基づいて発電電圧指令値Ｖｄｃ^*及びモータ４への印加電圧の電圧位相を補正しているから、ｄ軸及びｑ軸電流値Ｉｄ、Ｉｑをより高精度にその電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従させることができる。よって、モータ４のモータトルク制御におけるトルク精度の向上を図ることができる。
したがって、モータ４への印加電圧の電圧位相制御のみによりモータ４を駆動制御するようにした負荷固定制御方式でモータ４を駆動制御する場合であっても、そのトルク制御精度の向上を図ることができる。

よって、負荷固定制御方式の場合、インバータの負荷を固定とし、発電機の電圧上昇と電流上昇とを一対一の関係に維持することができるため、トルク指令値が大幅に変動する場合であっても発電電圧の落ち込みや過電圧が生じることを防止することができ安定したモータトルク制御を実現することができることから、このように安定したモータトルク制御を実現することができると共に、上述のように、ｑ軸電流やｑ軸及びｄ軸電流の比に応じたフィードバックを行うことによって、そのモータトルク制御の制御精度をより向上させることができる。

また、発電機界磁電流制御に対し、インバータ位相制御は十分に速いため、発電機７の発電能力が低い場合においても、ｑ軸電流が負の値となり逆トルクになるような状況に至ることを回避することができ、発電機７の発電能力なりの交流電動機出力を得ることができる。
また、上述のように、ｑ軸の実電流値Ｉｑとその電流指令値Ｉｑ^*との偏差に応じて発電機７の発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を補正することで、発電機７の出力を制御しているから、発電機７の出力電力の補正を容易に行うことができる。

なお、上記第１の実施の形態においては、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*によるｑ軸電流値に基づくフィードバックと、モータ４への電圧位相の調整による、ｄ軸及びｑ軸の電流値の比に基づくフィードバックとを共に行うようにした場合について説明したが、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を調整し、発電機７側からの入力電圧を調整することだけでも、発電機７の発電能力なりの交流電動機出力を得ることができるため、トルク精度の向上を図ることが可能である。

また、上記第１の実施の形態においては、ｄ軸及びｑ軸の電流値の比をとり、これを電流位相に変換した後、実電流値の電流位相θｉｄｃとその電流指令値の電流位相θｉｄｃ^*とが一致するようにモータ４への印加電圧の電圧位相にフィードバックを行う場合について説明したが、これに限定されるものではなく、簡易的ではあるが、ｄ軸及びｑ軸の実電流値の比とその電流指令値の比との偏差に対してフィードバックを行うようにしてもよい。
また、上記第１の実施の形態においては、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を用いて正弦波振幅の正規化を行う場合について説明したが、インバータインピーダンスを固定にする方法であればこれに限定されるものではなく、例えば、モータの効率が最も良い動作点での電圧を用いて正弦波振幅の正規化を行う場合であっても適用することができる。

次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。
この第２の実施の形態は、上記第１の実施の形態では、モータ制御部８Ｅでは、モータ４の制御方法として電圧変調を停止する負荷固定制御を適用しているのに対し、矩形波制御を適用するようにしたものである。上記第１の実施の形態における図３において、モータ制御部８Ｅの構成が異なること以外は同様であるので同一部には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。

図１０は、第２の実施の形態におけるモータ制御部８Ｅの詳細を示すブロック図である。
図７に示す第１の実施の形態におけるモータ制御部８Ｅにおいて、Ｖｄｃ^*指令値演算部２０５に代えて、Ｖｄｃ^*指令値演算部２０５ａが設けられ、また、正弦波指令値演算部２０７及びＰＷＭ制御部２０８に代えて、スッチングパターン選択部２１１が設けられている。
Ｖｄｃ^*指令値演算部２０５ａでは、Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部２０２で算出された電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に基づいて次式（１１）から発電電圧の目標値Ｖｄｃｓを算出する。
Ｖｄｃｓ＝（２√２・π／４√３）・√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2） ………（１１）

そして、以後、上記第１の実施の形態におけるＶｄｃ^*指令値演算部２０５での処理と同様の手順で、Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部２０１で演算されるｑ軸電流の電流指令値Ｉｑ^*と実電流値Ｉｑとの偏差（Ｉｑ^*−Ｉｑ）に基づいて発電電圧補正値ΔＶｄｃを決定し、（１１）式から算出した発電電圧の目標値Ｖｄｃｓと発電電圧補正値ΔＶｄｃとの和を、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*とし、これを前述した図３の発電機制御部８Ｄに出力する。

また、スイッチングパターン選択部２１１は、公知の矩形波制御と同様の手順で、モータ４に連結されたレゾルバから出力される磁極位置信号θ０と電圧位相指令値演算部２０６で算出された電圧位相指令値θ１との和をモータ電圧位相θｖとして算出する。そして、このモータ電圧位相θｖの大きさに応じて、６つのスイッチングパターンのうち、該当するものを選択し、インバータ９の３相のパワー素子をスイッチング制御する。すなわち、１８０度通電の矩形波制御を行うためには、図１１に示すように、電気角６０度毎に異なるスイッチングパターンを有する６つの区間、つまり区間１から区間６に分ける。

図１２は、各区間のスイッチングパターンを示したものである。例えば、モータ電圧位相θｖが−３０度〜３０度の領域であれば、区間１となり、Ｕ相が正電圧に、Ｖ相及びＷ相が負電圧になるようにスイッチング信号を与える。図１１に示す電圧指令ベクトルＶは、区間３の領域に入っているから、図１２のスイッチングパターンから、区間３に相当するスイチングパターンが選択され、Ｖ相が正電圧、Ｕ相及びＷ相が負電圧になるようにスイッチング信号を出力する。
そして、インバータ９は、このスイッチング信号に応じた矩形波電圧を生成してモータ４へ印加し、これによりモータ４が矩形波電圧駆動される。つまり、変調率固定の印加電圧としてＰＷＭのデューティ比が高い状態で固定された矩形波電圧がモータ４に印加されることになる。

つまり、この第２の実施の形態では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*とに基づいて算出される電圧位相の指令値ｔａｎ^-1（Ｖｄ^*／Ｖｑ^*）と、位相Ｆ／Ｂ制御部２０４で算出される、ｄ軸及びｑ軸電流値の実電流値の比Ｉｄ／Ｉｑと電流指令値の比Ｉｄ^*／Ｉｑ^*とを一致させるための電圧位相の補正値Δθｖｄｃとの和を、電圧位相指令値θ１とし、この電圧位相指令値θ１に応じてモータ４を矩形波制御している。

したがって、この第２の実施の形態においても、モータ４への印加電圧の振幅の調整は行わないものの、電圧位相をその補正値Δθｖｄｃ相当だけ制御することによって、トルク精度の向上を図ることができる。また、この場合も、発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を、ｑ軸電流値に応じて補正しているから、ｑ軸電流値Ｉｑをその電流指令値Ｉｑ^*に追従するよう発電電圧指令値Ｖｄｃ^*を制御すると共に、ｄ軸及びｑ軸電流の実電流値の比Ｉｄ／Ｉｑと電流指令値の比Ｉｄ^*／Ｉｑ^*とを一致するよう電圧位相を制御することによって、トルク精度をより向上させることができる。

本発明の実施形態を示す概略構成図である。 発電機の界磁電流駆動回路の一例である。 第１の実施形態の４ＷＤコントローラの詳細を示すブロック図である。 図３の発電機制御部の詳細を示すブロック図である。 回転数毎の発電機特性マップである。 回転数毎の界磁電流特性マップである。 第１の実施形態のモータ制御部の詳細を示すブロック図である。 第１の実施形態によるフィードバックを行った場合の各信号値の変化状況である。 第１の実施形態によるフィードバックを行わない場合の各信号値の変化状況である。 第２の実施形態のモータ制御部の詳細を示すブロック図である。 電圧ベクトルとスイッチングパターン区間との関係を示す図である。 各電圧位相区間のスイッチングパターンを示す図である。

符号の説明

１Ｌ、１Ｒ 前輪
２ エンジン
３Ｌ、３Ｒ 後輪
４ モータ
６ ベルト
７ 発電機
８ ４ＷＤコントローラ
８Ａ 目標モータトルク演算部
８Ｂ 発電機供給電力演算部
８Ｃ 発電電流指令演算部
８Ｄ 発電機制御部
８Ｅ モータ制御部
８Ｆ ＴＣＳ制御部
８Ｇ クラッチ制御部
９ インバータ
１０ ジャンクションボックス
１１ 減速機
１２ クラッチ
２７ＦＬ、２７ＦＲ、２７ＲＬ、２７ＲＲ 車輪速センサ
１０１ Ｐ制御部
１０２ Ｉ制御部
１０３ ＦＦ制御部
１０４ 制御量加算部
１０５ 界磁制御部
２０１ Ｉｄ，Ｉｑ指令値演算部
２０２ Ｖｄ，Ｖｑ指令値演算部
２０３ ３相／２相変換部
２０４ 位相Ｆ／Ｂ制御部
２０５、２０５ａ Ｖｄｃ^*指令値演算部
２０６ 電圧位相指令値演算部
２０７ 正弦波指令値演算部
２０８ ＰＷＭ制御部
２０９ 界磁電流指令値演算部
２１０ 界磁磁束演算部
２１１ スイッチングパターン選択部

Claims (6)

1. 主駆動輪を駆動する熱機関と、
   その熱機関で駆動される発電機と、
   当該発電機の電力がインバータを介して供給されて従駆動輪を駆動する交流モータと、 前記交流モータが必要とするモータ必要電力を演算するモータ必要電力演算手段と、
   当該モータ必要電力演算手段で演算されたモータ必要電力を発生するように前記発電機を制御する発電機制御手段と、
   所定の電流指令値相当の電流を供給するための変調率固定の電圧を印加して前記交流モータを制御するモータ制御手段と、を備えた車両用駆動制御装置であって、
   前記交流モータに流れる実電流値を検出する電流検出手段と、
   当該電流検出手段で検出した実電流値のｑ軸成分と、前記電流指令値のｑ軸成分との偏差に基づいて、前記実電流値のｑ軸成分と前記電流指令値のｑ軸成分とが一致するように前記発電機制御手段による制御量を補正する発電電力補正手段と、を備えることを特徴とする車両用駆動制御装置。
2. 前記発電機制御手段は、前記発電機の発電電圧が、前記モータ必要電力で特定される発電電圧指令値と一致するように前記発電機の界磁を制御し、
   前記発電電力補正手段は、前記発電電圧指令値を補正することを特徴とする請求項１記載の車両用駆動制御装置。
3. 前記電流検出手段で検出した実電流値のｄ軸成分及びｑ軸成分の比が、前記電流指令値のｄ軸成分及びｑ軸成分の比と一致するように、前記交流モータへの印加電圧の電圧位相を補正する電圧位相補正手段を、さらに備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の車両用駆動制御装置。
4. 前記電圧位相補正手段は、前記電流検出手段で検出した実電流値の電流位相と前記電流指令値の電流位相との偏差を算出し、
   当該偏差に基づいて、前記実電流値の電流位相と前記電流指令値の電流位相とが一致するように、前記印加電圧の電圧位相を補正することを特徴とする請求項３記載の車両用駆動制御装置。
5. 前記モータ制御手段は、前記印加電圧として変調率固定のＰＷＭ波電圧を適用することを特徴とする請求項１から請求項４の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。
6. 前記モータ制御手段は、前記印加電圧として矩形波電圧を適用することを特徴とする請求項１から請求項４の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。

Images