JP2007535855A - Oscillator circuit, method, transceiver - Google Patents

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Abstract

ＲＦ送信機のためのＬＯ信号生成システム及び方法が提供され、ＬＯプリングの危険を排除する。フィルタリング技術が利用され、ＶＣＯ信号の所望の高調波、通常は第３次高調波を選択する。所要の同相及び直角位相ＬＯ信号は、分周器を用いて引き出され得る。送信信号及びＶＣＯ周波数の間の如何なる高調波の相関も、ＶＣＯ周波数に近い中間信号を生成することなく、回避される。従って、ＶＣＯのプリングを回避する。  An LO signal generation system and method for an RF transmitter is provided to eliminate the risk of LO pulling. Filtering techniques are used to select the desired harmonic, usually the third harmonic, of the VCO signal. The required in-phase and quadrature LO signals can be derived using a divider. Any harmonic correlation between the transmitted signal and the VCO frequency is avoided without producing an intermediate signal close to the VCO frequency. Therefore, the VCO pulling is avoided.

Description

本発明は、単一ダイの無線周波数送受信機の局部発振器又はＬＯプリングに関連する。より詳細には、本発明は、送受信機のＬＯ信号を生成する少なくとも１つの方法のためのシステム及び方法に関する。更に詳細には、本発明は、送受信機の送信機のＶＣＯのプリングを有さず、ＬＯ信号を生成する少なくとも１つの方法のためのシステム及び方法に関する。   The present invention relates to a local oscillator or LO pulling of a single die radio frequency transceiver. More particularly, the present invention relates to a system and method for at least one method of generating a transceiver LO signal. More particularly, the present invention relates to a system and method for at least one method of generating an LO signal without pulling the transmitter's transmitter's VCO.

現在の無線送受信機は、それらの機能の大部分を単一チップ内に有する。これは、集積度を高くし、無線周波数（ＲＦ）送受信機の消費者製品内での利用においてコスト効率を非常に良くする。しかしながら、全てのＲＦ機能が単一ダイに置かれた場合、「ＬＯプリング」又は「ＶＣＯプリング」は、このようなチップの設計者にとって解決すべき問題として現れる。   Current wireless transceivers have most of their functions in a single chip. This increases the degree of integration and makes it very cost effective to use radio frequency (RF) transceivers within consumer products. However, when all RF functions are placed on a single die, “LO pulling” or “VCO pulling” appears as a problem to be solved for the designer of such a chip.

ＬＯプリングは、送信信号の一部が周波数合成器の電圧制御発振器（ＶＣＯ）と再び結合する場合に生じる。送信信号は、送信されるべき情報と一緒に変調され、ＶＣＯも同様に変調される。ＶＣＯは、例えば混合器により送信信号を生成するために利用されるので、送信信号の品質を大幅に悪化させる帰還ループが存在する。ＶＣＯの再生特性により、最小の結合でさえ、送信信号の品質に重大な影響を与え得る。   LO pulling occurs when a portion of the transmitted signal recombines with the frequency synthesizer voltage controlled oscillator (VCO). The transmitted signal is modulated with the information to be transmitted and the VCO is modulated as well. Since the VCO is used, for example, to generate a transmission signal by a mixer, there exists a feedback loop that greatly deteriorates the quality of the transmission signal. Due to the regeneration characteristics of the VCO, even minimal coupling can have a significant impact on the quality of the transmitted signal.

送信混合器のためにＬＯ信号を生成するいくつかの代替方式は、文献に提案されている。全ての提案された方式は、ＶＣＯのプリングの低減を目的としている。例えば、非特許文献１及び非特許文献２がある。これら提案された方式は、送信信号（又はその高調波）及びＶＣＯ周波数の間の高調波の相関を避けるため、送信信号の２段階アップコンバージョン又はＬＯ信号の２段階生成の何れかを利用する。何れの場合も、しかしながら、大量の高調波、分数調波及び混合成分が現れる。これら混合成分のいくつかは、依然としてＶＣＯプリングを生じ得る。いくつかのこのような提案された方式では、不要なスペクトル成分を抑制するために、かなりの量のフィルタリングが必要とされる。   Several alternative schemes for generating LO signals for transmit mixers have been proposed in the literature. All proposed schemes are aimed at reducing VCO pulling. For example, there are Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2. These proposed schemes utilize either two-stage up-conversion of the transmitted signal or two-stage generation of the LO signal to avoid harmonic correlation between the transmitted signal (or its harmonics) and the VCO frequency. In either case, however, a large amount of harmonics, subharmonics and mixed components appear. Some of these mixed components can still cause VCO pulling. Some such proposed schemes require a significant amount of filtering to suppress unwanted spectral components.

ゾフファガリ他は、アップコンバージョン処理における２倍の中間周波数（ＩＦ）の利用を提案している。周波数手法は、如何なるスペクトル成分もＶＣＯと一致しないよう選択され、従って復号信号経路のコストでプリング問題を回避する。別の手法は、伝統的な直接アップコンバージョン送信機を別のＬＯ生成と組み合わせることである。ここで再び、周波数は、如何なるスペクトルの一致も生じないよう選択される。ダラビ他により提案された解決策は、しかしながら、信号が増幅される前に、混合器の出力信号のフィルタリングを必要とする。如何なるフィルターも更なる増幅の前に適用されない場合、混合器の出力信号は、所望の２４００ＭＨｚ信号ではなく、８００ＭＨｚの方形波である。これは、混合器の２つの入力信号の間の高調波の相関から生じる。従って、この手法は、より正確なフィルタリングを必要とする。ダラビにより提案された手法は、図１に示される。この手法は、所望の周波数２４００ＭＨｚを有する出力信号ＬＯＩ１０７及びＬＯＱ１０８を生成する局部発振器１００を有する。局部発振器１００は、ＶＣＯ回路１０１、バッファ１０９、ＶＣＯ出力の半分である８００ＭＨｚの同相ＬＯ成分Ｉ１０３及び直角位相成分Ｑ１０４信号を生成する周波数分割器１０２、並びに２つの混合器１０５、１０６を有する。ＶＣＯ回路１０１は、１６００ＭＨｚ信号を生成する。１６００ＭＨｚ信号は、次にバッファ１０９を介して周波数分割器回路１０２へ供給される。周波数分割器回路１０２は、８００ＭＨｚの周波数を有する同相信号Ｉ１０３及び直角位相信号Ｑ１０４を生成するか、又はＶＣＯ１０１により出力された周波数を半分にする。
アリレザ・ゾルファガリ、ベザド・ラザヴィ（Zolfaghari, Alireza及びRazavi, Behzad）、ア・ローパワー・２．４ＧＨｚトランスミッター／レシーバー・シーモス・アイシー（A Low-Power 2.4 GHz Transmitter/Receiver CMOS IC）、アイイーイーイー・ジェイエスエスシー（IEEE-JSSC）、アイイーイーイー（IEEE）、2003年2月、vol.38、no.2、pp.176-183 フーマン・ダラビ他（Darabi, Hooman et al.）、ア・２．４ＧＨｚ・シーモス・トランシーバー・フォー・ブルートゥース（A 2.4-GHz CMOS Transceiver for Bluetooth）、アイイーイーイー・ジェイエスエスシー（IEEE-JSSC）、アイイーイーイー（IEEE）、2001年12月、vol.36、no.12、pps.2016-2023 Zoffagari et al. Proposes to use twice the intermediate frequency (IF) in the upconversion process. The frequency approach is chosen so that no spectral components match the VCO, thus avoiding the pulling problem at the cost of the decoded signal path. Another approach is to combine a traditional direct upconversion transmitter with another LO generation. Here again, the frequency is chosen so that no spectral match occurs. The solution proposed by Darabi et al., However, requires filtering of the mixer output signal before the signal is amplified. If no filter is applied before further amplification, the output signal of the mixer is an 800 MHz square wave rather than the desired 2400 MHz signal. This results from the harmonic correlation between the two input signals of the mixer. This approach therefore requires more accurate filtering. The approach proposed by Darabi is shown in FIG. This approach includes a local oscillator 100 that generates output signals LOI 107 and LOQ 108 having a desired frequency of 2400 MHz. The local oscillator 100 includes a VCO circuit 101, a buffer 109, a frequency divider 102 that generates an 800 MHz in-phase LO component I103 and a quadrature component Q104 signal that are half of the VCO output, and two mixers 105 and 106. The VCO circuit 101 generates a 1600 MHz signal. The 1600 MHz signal is then supplied to frequency divider circuit 102 via buffer 109. The frequency divider circuit 102 generates an in-phase signal I103 and a quadrature signal Q104 having a frequency of 800 MHz, or halves the frequency output by the VCO 101.
Alireza Zolfagari, Zolfaghari, Alireza and Razavi, Behzad, A Low-Power 2.4 GHz Transmitter / Receiver Simoth IC (A Low-Power 2.4 GHz Transmitter / Receiver CMOS IC), IEE JSC (IEEE-JSSC), IEE (IEEE), February 2003, vol.38, no.2, pp.176-183 Darabi, Hooman et al., A 2.4-GHz CMOS Transceiver for Bluetooth (A 2.4-GHz CMOS Transceiver for Bluetooth), IEEE-JSSC, I IEEE, December 2001, vol.36, no.12, pps.2016-2023

従来技術のＬＯプリングに対する解決策が必要とされる。   A solution to prior art LO pulling is needed.

本発明は、ＶＣＯプリングの危険を有さず、送信機のためにＬＯ信号を生成するシステム及び方法を提供する。本発明のシステム及び方法は、フィルタリング技術を利用し、ＶＣＯ信号の所望の高調波を選択する。所要の同相及び直角位相ＬＯ信号は、分周器を用いて引き出され得る。本発明のシステム及び方法は、送信信号及びＶＣＯ周波数の間の如何なる高調波の相関も、ＶＣＯ周波数に近い中間信号を生成することなく、回避する。従って、本発明のシステム及び方法は、ＶＣＯのプリングを回避する。   The present invention provides a system and method for generating LO signals for a transmitter without the risk of VCO pulling. The system and method of the present invention utilizes filtering techniques to select the desired harmonics of the VCO signal. The required in-phase and quadrature LO signals can be derived using a divider. The system and method of the present invention avoids any harmonic correlation between the transmitted signal and the VCO frequency without producing an intermediate signal close to the VCO frequency. Thus, the system and method of the present invention avoids VCO pulling.

ＶＣＯは、正弦波入力信号を生成する。正弦波入力信号は、続いて方形波に変換され、分割及びフィルターされ、所定の出力周波数の所望の高調波の同相Ｉ及び直角位相Ｑ信号を得る。   The VCO generates a sine wave input signal. The sinusoidal input signal is subsequently converted to a square wave, split and filtered to obtain the desired harmonic in-phase I and quadrature Q signals at a given output frequency.

本発明のある態様によると、所望の出力周波数で信号を生成する局部発振器が提供される。局部発振器は、第１の同相信号及び第１の直角位相信号を所望の出力周波数より低い第１の周波数で生成し、前記第１の直角位相信号は前記第１の同相信号に対し位相シフトを有する、発振回路；１つは前記第１の同相信号を受信するよう結合され、他方は前記第１の直角位相信号を受信するよう結合され、及びこれら第１の信号のそれぞれの所定の高調波を得るよう構成された、１対の高調波フィルター；前記第１の信号のそれぞれの前記得られた高調波により駆動されるようそれぞれ結合された第１及び第２の送信混合器を有する。   According to one aspect of the invention, a local oscillator is provided that generates a signal at a desired output frequency. The local oscillator generates a first in-phase signal and a first quadrature signal at a first frequency that is lower than a desired output frequency, and the first quadrature signal is in phase with the first in-phase signal. An oscillating circuit having a shift; one coupled to receive the first in-phase signal, the other coupled to receive the first quadrature signal, and a predetermined value for each of the first signals A pair of harmonic filters configured to obtain a plurality of harmonics; first and second transmission mixers coupled respectively to be driven by the obtained harmonics of each of the first signals Have.

ある実施例では、方形波入力信号の所望の高調波が得られる。その高調波から、直角位相信号が同相信号に対し位相シフトされるよう同相及び直角位相信号が生成される。Ｉ及びＱ信号は、送信混合器を駆動するために利用される。   In some embodiments, a desired harmonic of the square wave input signal is obtained. From the harmonics, in-phase and quadrature signals are generated such that the quadrature signal is phase shifted with respect to the in-phase signal. The I and Q signals are used to drive the transmission mixer.

ある実施例では、発振回路は、高いＱ及び小さい面積を有するＬＣタンクを用い構成される。   In one embodiment, the oscillator circuit is constructed using an LC tank having a high Q and a small area.

所望の高調波は、第３次高調波であることが望ましい。別の実施例は、１つのフィルターを利用し、所望の高調波を選択する。   Desirably, the desired harmonic is a third harmonic. Another embodiment utilizes a single filter and selects the desired harmonics.

当業者は、以下の記載が説明を目的とし、限定を目的としないことを理解すべきである。当業者は、本発明の精神及び請求の範囲に包含される多くの変形が有ることを理解する。知られている機能及び動作の不要な詳細は、本発明を不明瞭にしないため、本願明細書から省略される。   Those skilled in the art should understand that the following description is for purposes of illustration and not limitation. Those skilled in the art will recognize many variations that are within the spirit of the invention and scope of the claims. Unnecessary detail of known functions and operations is omitted from the specification so as not to obscure the present invention.

第１の実施例では、図２に示されるよう、プリングのないＬＯが生成される。ＶＣＯ２０１は、１６００ＭＨｚで動作し、ＩＱ生成回路２００へ入力２１２を供給する。入力２１２は、分周器２０２により半分に分割され、８００ＭＨｚの奇数次高調波を含む、同相ＬＯ成分Ｉ２０３及び直角位相ＬＯ成分Ｑ２０４を生成する。図２に示されるように、分周器２０２の出力信号は、望ましくは２分割され、これら奇数次高調波を含む、方形波２０３、２０４である。この第１の好適な実施例では、本発明のシステム及び方法は、方形波２０３、２０４にフィルター２１１を適用し、これら信号の第３次高調波を得て、そして従って、２４００ＭＨｚの同相信号ＬＯＩ２０７及び直角位相信号ＬＯＱ２０８を引き出す。ＬＯＩ２０７及びＬＯＱ２０８は、次に送信及び受信混合器を駆動するために利用される。   In the first embodiment, an unpulled LO is generated as shown in FIG. VCO 201 operates at 1600 MHz and provides input 212 to IQ generation circuit 200. Input 212 is divided in half by frequency divider 202 to produce in-phase LO component I203 and quadrature LO component Q204, including odd harmonics of 800 MHz. As shown in FIG. 2, the output signal of divider 202 is square waves 203, 204, preferably divided into two and including these odd harmonics. In this first preferred embodiment, the system and method of the present invention applies a filter 211 to the square waves 203, 204 to obtain the third harmonics of these signals, and thus a 2400 MHz in-phase signal. Extract LOI 207 and quadrature signal LOQ 208. LOI 207 and LOQ 208 are then utilized to drive the transmit and receive mixers.

第１の実施例では、ＬＣタンクのＱ係数は１０とし、基本波８００ＭＨｚ成分は２８ｄＢだけ抑制される。第３次高調波が基本波８００ＭＨｚ成分と比べ９．５ｄＢ低い信号レベルを有するので（方形波のフーリエ係数は、１、１／３、１／５、１／７、．．．）、結果として得る２４００ＭＨｚのＬＯ信号は、−２０ｄＢｃの８００ＭＨｚのスプリアス信号を有する。混合の後、第１の実施例では、この不要な信号は、アンテナフィルターにより除去される。   In the first embodiment, the Q factor of the LC tank is 10, and the fundamental wave 800 MHz component is suppressed by 28 dB. Since the third harmonic has a signal level that is 9.5 dB lower than the fundamental 800 MHz component (the Fourier coefficients of the square wave are 1, 1/3, 1/5, 1/7,...), As a result The resulting 2400 MHz LO signal has an 800 MHz spurious signal of -20 dBc. After mixing, in the first embodiment, this unwanted signal is removed by an antenna filter.

送信路で良好なイメージ除去を達成するために、Ｉ及びＱ信号は、完全に直角位相であり等しい振幅を有さなければならない。第１の実施例は、この整合を達成する少なくとも１つのフィルター増幅器を有する。ポリフェーズ（ＬＣ）フィルターは、整合要件を満たすために好ましい。   In order to achieve good image rejection in the transmission path, the I and Q signals must be perfectly quadrature and have equal amplitude. The first embodiment has at least one filter amplifier that achieves this matching. Polyphase (LC) filters are preferred to meet the matching requirements.

第２の実施例では、図３に示されるよう、第１の実施例の厳しい整合要件が回避されるような、プリングのないＬＯが生成される。ＶＣＯ２０１は、１６００ＭＨｚで動作し、ＩＱ生成回路３００へ入力３１２を提供する。第２の実施例では、第３次高調波のフィルタリング２１１は、分周器の前に置かれ、望ましくは２分割である２０２。Ｉ及びＱ信号の直角位相関係は、完全な直角位相を保証する分周器２０２により決定される。第３次高調波フィルタリング２１１は、クリップされた（増幅された）ＶＣＯ信号で直接実行される。従って、第２の実施例では、ＬＣタンクは４８００ＭＨｚに調整される。より高い周波数が、より高いタンクのＱ係数を可能にし、副効用として面積を更に小さくする。更に、第２の実施例では、１つのＬＣタンクだけが必要であり、結果として更に面積を小さくする。   In the second embodiment, as shown in FIG. 3, an LO with no pulling is generated such that the stringent alignment requirements of the first embodiment are avoided. VCO 201 operates at 1600 MHz and provides input 312 to IQ generation circuit 300. In the second embodiment, the third harmonic filtering 211 is placed in front of the divider and is preferably divided in two 202. The quadrature relationship between the I and Q signals is determined by a divider 202 that ensures perfect quadrature. Third harmonic filtering 211 is performed directly on the clipped (amplified) VCO signal. Therefore, in the second embodiment, the LC tank is adjusted to 4800 MHz. A higher frequency allows for a higher tank Q factor and further reduces the area as a side effect. Furthermore, in the second embodiment, only one LC tank is required, resulting in a further reduced area.

２分割２０２の再生特性により、入力正弦波信号は、方形波に変換される。従って、フィルターされた第３次高調波信号又は所望のＩ及びＱ信号を更に増幅する必要はない。十分な第３次高調波信号成分を有する１６００ＭＨｚ信号を生成するために、増幅（又はクリッピング）は、フィルターの前でのみ必要である。高調波フィルターの出力スペクトルは、残りの１６００ＭＨｚ成分を依然として有する。しかしこの信号は、分周器２０２により６ｄＢだけ余分に抑制されている。従って、ＬＯスペクトルは、２４００ＭＨｚのＬＯと比べて２６ｄＢｃ低い、１６００ＭＨｚの不要な信号成分を有する。ここで依然としてＱ＝１０とする（分周器２０２の「対称」効果により、−２６ｄＢｃの３２００ＭＨｚのスペクトル成分もある）。第２の実施例では、不要なスペクトルは、アンテナフィルター又は送信機構内に位置するフィルター（両方とも示されない）の１つによりフィルターされる。   The input sine wave signal is converted into a square wave by the reproduction characteristic of the two-divided 202. Thus, there is no need to further amplify the filtered third harmonic signal or the desired I and Q signals. In order to produce a 1600 MHz signal with sufficient third harmonic signal components, amplification (or clipping) is only necessary before the filter. The output spectrum of the harmonic filter still has the remaining 1600 MHz component. However, this signal is further suppressed by 6 dB by the frequency divider 202. Thus, the LO spectrum has an unwanted signal component of 1600 MHz that is 26 dBc lower than the 2400 MHz LO. Here, it is still assumed that Q = 10 (there is also a -200 dBc 3200 MHz spectral component due to the "symmetrical" effect of the divider 202). In the second embodiment, the unwanted spectrum is filtered by one of the antenna filters or filters located in the transmission mechanism (both not shown).

第３の実施例では、図４に示されるように、２分割４１３の再生特性が利用され、第２の実施例の第３次高調波フィルター２１１へ入力される１６００ＭＨｚ方形波信号を生成する。第３の実施例では、プリングのないＬＯは、３２００ＭＨｚに調整されたＶＣＯ２０１により生成される。ＶＣＯ２０１は、より高いＱ及びより小さい面積のＬＣタンクを可能にする。そして３２００ＭＨｚ信号は、ＩＱ生成回路４００へ入力される。ＩＱ生成回路４００では、３２００ＭＨｚ信号は、最初に分割され、そして結果として生じた１６００ＭＨｚ方形波は、第２の実施例と実質的に同一の回路へ入力される。Ｉ４０７及びＱ４０８信号の出力スペクトルは、第２の実施例のＩ３０７及びＱ３０８信号に匹敵し、所望の２４００ＭＨｚ信号と比較して少なくとも２６ｄＢ低い１６００ＭＨｚ及び３２００ＭＨｚの残りのスペクトル成分を有する。１６００及び３２００ＭＨｚスペクトルは、アンテナフィルター（示されない）により更に抑制される。   In the third embodiment, as shown in FIG. 4, the reproduction characteristic of the two-part 413 is used to generate a 1600 MHz square wave signal that is input to the third harmonic filter 211 of the second embodiment. In the third embodiment, an unpulled LO is generated by the VCO 201 tuned to 3200 MHz. VCO 201 allows for higher Q and smaller area LC tanks. The 3200 MHz signal is input to the IQ generation circuit 400. In the IQ generation circuit 400, the 3200 MHz signal is first split and the resulting 1600 MHz square wave is input to substantially the same circuit as in the second embodiment. The output spectrum of the I407 and Q408 signals is comparable to the I307 and Q308 signals of the second embodiment and has a remaining spectral component of 1600 MHz and 3200 MHz that is at least 26 dB lower than the desired 2400 MHz signal. The 1600 and 3200 MHz spectra are further suppressed by an antenna filter (not shown).

別の実施例では、更なるフィルタリングが、第１乃至第３の実施例のそれぞれに、分周器２０２の前で適用され、１６００ＭＨｚ基本信号を抑制する。この更なるフィルタリングは、分周器の出力とフィルターの入力の間の例えば４ＧＨｚのコーナー周波数とのＡＣ結合、第２又は第３段のフィルタリングの追加、及び１６００ＭＨｚノッチフィルターの適用の何れかにより達成され得る。信号の分割は対称の側帯波を生じるので、フィルタリングは、最後の２分割の前に行われる。第３の実施例は、ＶＣＯを引き込む信号成分が最後の２分割の後にのみ現れるという利点を有する。（留意すべき点は、この３２００ＭＨｚ信号が、ＶＣＯ信号自体に１００％相関があり、従って「ＤＣプリング」のみ、つまり位相シフトが生じ得る点である。）
本発明のプリングのない局部発振器の装置及び方法は、無線パーソナル・エリア・ネットワーク（ＷＰＡＮ）及びローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）のために利用され得る。ＷＰＡＮ及びＷＬＡＮでは、ＲＦ送信機は、ＬＯの出力信号をデータ信号と一緒に変調するよう構成された混合器を有する。本発明が適用されるネットワークは、ＧＳＭ、ブルートゥース、及びＤＥＣＴ装置を更に有して良い。図５は、本発明の実施例が適用されるべき、代表的な無線ネットワークを示す。本発明の原理によると、ＬＯのプリングが回避されるよう、ＬＯの出力信号をデータ信号と一緒に変調するよう構成された混合器が提供される。留意すべき点は、図５に示されたネットワークは、説明のみを目的とするので小さいことである。実際には、多くのＷＬＡＮは、本発明を組み込んだより多数の移動送受信機を有する。 In another embodiment, additional filtering is applied to each of the first through third embodiments in front of the divider 202 to suppress the 1600 MHz fundamental signal. This further filtering is accomplished either by AC coupling between the divider output and the filter input, for example at a 4 GHz corner frequency, the addition of a second or third stage filtering, and the application of a 1600 MHz notch filter. Can be done. Since the signal splitting produces symmetric sidebands, the filtering is done before the last two splits. The third embodiment has the advantage that the signal component that draws the VCO appears only after the last two divisions. (Note that this 3200 MHz signal is 100% correlated with the VCO signal itself, so only “DC pulling”, ie, a phase shift can occur.)
The pulling-free local oscillator apparatus and method of the present invention can be utilized for wireless personal area networks (WPANs) and local area networks (WLANs). In WPAN and WLAN, the RF transmitter has a mixer configured to modulate the LO output signal along with the data signal. The network to which the present invention is applied may further include GSM, Bluetooth, and DECT devices. FIG. 5 shows a typical wireless network to which embodiments of the present invention should be applied. In accordance with the principles of the present invention, a mixer is provided that is configured to modulate the LO output signal with the data signal so that LO pulling is avoided. It should be noted that the network shown in FIG. 5 is small for illustrative purposes only. In practice, many WLANs have a greater number of mobile transceivers that incorporate the present invention.

低電力回路及び本発明のＬＯ生成器の構造は、ＷＰＡＮ及びＷＬＡＮへ適用され、ＷＰＡＮ及びＷＬＡＮの無線機器のコスト及び電力消費の両方を低減させる。このため、本発明は、分周器を用いて引き出される所要の同相及び直角位相ＬＯ信号を有するＶＣＯ信号の所望の高調波を選択するフィルタリング技術を導入する。送信信号及びＶＣＯの間の如何なる高調波の相関も、ＶＣＯ周波数に近い中間信号の生成と同様に、回避される。   The low power circuit and the LO generator structure of the present invention is applied to WPAN and WLAN, reducing both the cost and power consumption of WPAN and WLAN wireless devices. To this end, the present invention introduces a filtering technique that selects the desired harmonics of the VCO signal with the required in-phase and quadrature LO signals derived using a frequency divider. Any harmonic correlation between the transmitted signal and the VCO is avoided, as is the generation of an intermediate signal close to the VCO frequency.

図６を参照する。図５に示されたＷＰＡＮ／ＷＬＡＮ内の適用各機器は、図６のブロック図に示された構造を有する送受信機を有して良い。各機器は、少なくとも１つの送信機６０１と結合された制御部６０２、本発明によるＬＯ生成器６０３（２００、３００、４００）、及び受信機６０４を有して良い。送信機６０１及び受信機６０４は、アンテナ６０５と結合される。全ての機器は、アンテナのような他の構成要素と一緒に単一のチップ内に統合されて良い。制御部６０２は、例えば、送受信機が、ＩＥＥＥ８０２．１１、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、及び従来知られている他の如何なるプロトコルを含む種々の通信プロトコルに固有の異なる変調方式及びデータレートに適用されるような、適応型プログラムを設け得る。制御部は、ＬＯ生成器を設定し、第３次高調波に限定されない特定の高調波を選択し得る。   Please refer to FIG. Each applicable device in the WPAN / WLAN shown in FIG. 5 may include a transceiver having the structure shown in the block diagram of FIG. Each device may include a controller 602 coupled to at least one transmitter 601, an LO generator 603 (200, 300, 400) according to the present invention, and a receiver 604. Transmitter 601 and receiver 604 are coupled with antenna 605. All devices can be integrated into a single chip along with other components such as antennas. The controller 602 is adapted such that, for example, the transceiver is adapted to different modulation schemes and data rates specific to various communication protocols, including IEEE 802.11, Bluetooth, and any other known protocol. A mold program can be provided. The controller may set the LO generator and select a specific harmonic that is not limited to the third harmonic.

本発明の好適な実施例が図示され説明されたが、当業者は、本願明細書に記載された局部発振器が、説明のためであり、種々の変更及び変形が局部発振器になされて良く、本発明の真の範囲から逸脱することなく、本願明細書の要素が等価物による置き換えられて良いことを理解するだろう。更に、多くの変更がなされ、本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の教示を個々の状況に適用して良い。例えば、ＶＣＯは異なる出力周波数で動作して良い。従って、本発明は、本発明を実施するために考えられた最適な実施例として開示された特定の実施例に限定されない。本発明は、請求項の範囲に包含される全ての実施例を包含する。   While the preferred embodiment of the present invention has been illustrated and described, those skilled in the art will appreciate that the local oscillator described herein is illustrative and that various changes and modifications may be made to the local oscillator. It will be understood that elements of this specification may be replaced by equivalents without departing from the true scope of the invention. In addition, many modifications may be made and the teachings of the invention may be applied to a particular situation without departing from the scope of the invention. For example, the VCO may operate at different output frequencies. Accordingly, the invention is not limited to the specific embodiments disclosed as the best embodiments contemplated for carrying out the invention. The invention includes all embodiments encompassed within the scope of the claims.

ＬＯプリングを回避する従来技術の手法を示す。A prior art approach to avoid LO pulling is shown. 本発明による、プリングのないＬＯ生成の第１の好適な実施例を示す。1 shows a first preferred embodiment of LO generation without pulling according to the present invention. 本発明による、プリングのないＬＯ生成の第２の好適な実施例を示す。2 shows a second preferred embodiment of LO generation without pulling according to the present invention. 本発明による、プリングのないＬＯ生成の第３の好適な実施例を示す。3 shows a third preferred embodiment of the LO generation without pulling according to the present invention. 本発明の実施例が適用されるべき無線通信システムの構造を示す。1 shows a structure of a wireless communication system to which an embodiment of the present invention should be applied. 本発明の実施例による図５の通信システムの無線機器の簡易ブロック図を示す。FIG. 6 shows a simplified block diagram of a wireless device of the communication system of FIG. 5 according to an embodiment of the present invention.

Claims (36)

発振器回路であって、所望の周波数を有する送信信号の同相及び直角位相成分を生成し、前記回路は：
第１の周波数を有する第１の正弦波信号を出力する発振器；及び
最後の分周器を有するＩＱ生成回路を有し、
前記ＩＱ生成回路は、前記第１の正弦波信号を受信し及び前記第１の正弦波信号から前記送信信号の同相信号成分及び直角位相信号成分を引き出し、前記成分のそれぞれは、前記送信信号の前記所望の周波数と前記第１の周波数の間の如何なる高調波の相関もないよう、前記所望の周波数を有し、
前記発振器のプリングは回避される、発振回路。 An oscillator circuit that generates in-phase and quadrature components of a transmitted signal having a desired frequency, the circuit comprising:
An oscillator for outputting a first sine wave signal having a first frequency; and an IQ generation circuit having a final divider;
The IQ generation circuit receives the first sine wave signal and extracts an in-phase signal component and a quadrature signal component of the transmission signal from the first sine wave signal, each of the components being the transmission signal Having the desired frequency so that there is no harmonic correlation between the desired frequency and the first frequency of
An oscillation circuit in which pulling of the oscillator is avoided. 前記ＩＱ生成回路は：
前記第１の正弦波信号を第１の方形波信号に変換する手段；
前記第１の方形波を受信及び分割し、前記第１の方形波の第１の同相信号成分及び第１の直角位相信号成分を生成し、前記第１の成分のそれぞれは、他方に対し位相シフトされ、及び前記第１の成分のそれぞれは、前記分割された第１の正弦波信号の奇数次高調波を有する、最後の分周器としての周波数分割器；及び
前記周波数分割器からのそれぞれ前記第１の同相信号成分及び第１の直角位相信号成分を受信、増幅、及びフィルターし、前記第１の同相信号成分及び第１の直角位相信号成分の所定の高調波をそれぞれ前記送信信号の同相信号成分及び直角位相信号成分として得る、第１及び第２のフィルタリング手段を有する、請求項１記載の発振回路。 The IQ generation circuit is:
Means for converting the first sine wave signal to a first square wave signal;
Receiving and splitting the first square wave to generate a first in-phase signal component and a first quadrature signal component of the first square wave, each of the first components relative to the other; A frequency divider as a final divider, each phase shifted and each of the first components having odd harmonics of the divided first sinusoidal signal; and from the frequency divider Receiving, amplifying, and filtering the first in-phase signal component and the first quadrature signal component, respectively, and the predetermined harmonics of the first in-phase signal component and the first quadrature signal component, respectively, 2. The oscillation circuit according to claim 1, further comprising first and second filtering means for obtaining the in-phase signal component and the quadrature signal component of the transmission signal. 前記変換する手段は、増幅器を有する、請求項２記載の発振回路。   The oscillation circuit according to claim 2, wherein the means for converting includes an amplifier. 前記周波数分割器は、２分割分周器であり、前記所定の高調波は、第３次高調波である、請求項３記載の発振回路。   The oscillation circuit according to claim 3, wherein the frequency divider is a two-divider and the predetermined harmonic is a third harmonic. 前記送信信号の前記同相信号成分及び直角位相信号成分は、完全な直角位相及び等しい振幅を有する、請求項４記載の発振回路。   The oscillation circuit according to claim 4, wherein the in-phase signal component and the quadrature signal component of the transmission signal have a perfect quadrature phase and an equal amplitude. 前記第１及び第２のフィルタリング手段は、ＬＣタンク及びポリフェーズ（ＬＣ）フィルターを有する、請求項５記載の発振回路。   6. The oscillation circuit according to claim 5, wherein the first and second filtering means include an LC tank and a polyphase (LC) filter. 前記第１の周波数は１６００ＭＨｚであり、前記所望の周波数は２４００ＭＨｚであり、及び前記ＬＣタンクは１０に等しいＱ係数を有する、請求項６記載の発振回路。   The oscillator circuit of claim 6, wherein the first frequency is 1600 MHz, the desired frequency is 2400 MHz, and the LC tank has a Q factor equal to 10. 前記ＩＱ生成回路は、１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する基本波フィルタリング手段を有し、前記基本波フィルタリング手段は、前記最後の分周器の前に前記ＩＱ生成回路と動作可能なように結合され、前記最後の分周器への入力信号を受信し、及び前記最後の分周器への入力信号として抑制された信号を代わりに提供する、請求項７記載の発振回路。   The IQ generation circuit includes fundamental filtering means for suppressing a 1600 MHz fundamental signal, the fundamental filtering means being operably coupled with the IQ generation circuit before the last divider; 8. The oscillator circuit of claim 7, wherein an input signal to the last divider is received and a suppressed signal is provided instead as an input signal to the last divider. 前記基本波フィルタリング手段は、１６００ＭＨｚノッチフィルター、第３のフィルタリング手段、及び第３及び第４のフィルタリング手段を有するグループから選択される、請求項８記載の発振回路。   9. The oscillation circuit according to claim 8, wherein the fundamental wave filtering means is selected from the group comprising a 1600 MHz notch filter, a third filtering means, and third and fourth filtering means. 前記ＩＱ生成回路は：
前記第１の正弦波信号を第１の方形波に変換する手段；
前記第１の方形波を受信、増幅及びフィルターし、前記第１の方形波の所定の高調波を第２の周波数を有する第２の正弦波信号として得る、フィルタリング手段；及び
前記第２の正弦波信号を受信及び分割し、前記第２の正弦波信号から前記送信信号の前記同相信号成分及び前記直角位相信号成分をそれぞれ生成する、前記最後の分周器としての周波数分割器を有する、請求項１記載の発振回路。 The IQ generation circuit is:
Means for converting the first sine wave signal into a first square wave;
Filtering means for receiving, amplifying and filtering the first square wave to obtain a predetermined harmonic of the first square wave as a second sine wave signal having a second frequency; and the second sine Receiving and dividing a wave signal, and generating the in-phase signal component and the quadrature signal component of the transmission signal from the second sine wave signal, respectively, and having a frequency divider as the last divider. The oscillation circuit according to claim 1. 前記変換する手段は、増幅器を有する、請求項１０記載の発振回路。   The oscillation circuit according to claim 10, wherein the means for converting includes an amplifier. 前記周波数分割器は、２分割であり、前記所定の高調波は、第３次高調波である、請求項１１記載の発振回路。   The oscillation circuit according to claim 11, wherein the frequency divider is divided into two and the predetermined harmonic is a third harmonic. 前記第１の周波数は１６００ＭＨｚであり；
前記第２の周波数は４８００ＭＨｚであり；
前記所望の周波数は２４００ＭＨｚであり；及び
前記第１のフィルタリング手段は、１０に等しいＱ係数を有するＬＣタンクを更に有し、前記ＬＣタンクは、４８００ＭＨｚに調整されている、請求項１２記載の発振回路。 The first frequency is 1600 MHz;
The second frequency is 4800 MHz;
The oscillation of claim 12, wherein the desired frequency is 2400 MHz; and the first filtering means further comprises an LC tank having a Q factor equal to 10, wherein the LC tank is adjusted to 4800 MHz. circuit. 前記ＩＱ生成回路は、１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する基本波フィルタリング手段を有し、前記基本波フィルタリング手段は、前記最後の分周器の前に前記ＩＱ生成回路と動作可能なように結合され、前記最後の分周器への入力信号を受信し、及び前記最後の分周器への入力信号として抑制された信号を代わりに提供する、請求項１３記載の発振回路。   The IQ generation circuit includes fundamental filtering means for suppressing a 1600 MHz fundamental signal, the fundamental filtering means being operably coupled with the IQ generation circuit before the last divider; The oscillator circuit of claim 13, wherein the oscillating circuit receives an input signal to the last divider and provides a suppressed signal instead as an input signal to the last divider. 前記基本波フィルタリング手段は、１６００ＭＨｚノッチフィルター、第２のフィルタリング手段、及び第２及び第３のフィルタリング手段を有するグループから選択される、請求項１４記載の発振回路。   The oscillation circuit according to claim 14, wherein the fundamental wave filtering means is selected from the group comprising a 1600 MHz notch filter, a second filtering means, and a second and third filtering means. 前記ＩＱ生成回路は：
前記第１の正弦波信号を受信、分割及び第１の方形波に変換する第１の周波数分割器；
前記第１の方形波を受信、増幅及びフィルターし、前記第１の方形波の所定の高調波を第２の周波数を有する第２の正弦波信号として得る、フィルタリング手段；及び
前記第２の正弦波信号を受信及び分割し、前記第２の正弦波信号から前記送信信号の前記同相信号成分及び前記直角位相成分をそれぞれ生成する、前記最後の分周器としての第２の周波数分割器を有する、請求項１記載の発振回路。 The IQ generation circuit is:
A first frequency divider for receiving, dividing and converting the first sine wave signal into a first square wave;
Filtering means for receiving, amplifying and filtering the first square wave to obtain a predetermined harmonic of the first square wave as a second sine wave signal having a second frequency; and the second sine A second frequency divider as the last divider that receives and divides a wave signal and generates the in-phase signal component and the quadrature component of the transmission signal from the second sine wave signal, respectively. The oscillation circuit according to claim 1. 前記第１及び第２の周波数分割器は、２分割であり、前記所定の高調波は、第３次高調波である、請求項１６記載の発振回路。   The oscillation circuit according to claim 16, wherein the first and second frequency dividers are divided into two, and the predetermined harmonic is a third harmonic. 前記第１の周波数は３２００ＭＨｚであり；
前記第１の方形波は１６００ＭＨｚの周波数を有し；
前記第２の周波数は４８００ＭＨｚであり；
前記所望の周波数は２４００ＭＨｚであり；及び
前記フィルタリング手段は、１０より大きいＱ係数を有するＬＣタンクを更に有する、請求項１７記載の発振回路。 The first frequency is 3200 MHz;
The first square wave has a frequency of 1600 MHz;
The second frequency is 4800 MHz;
The oscillating circuit of claim 17, wherein the desired frequency is 2400 MHz; and the filtering means further comprises an LC tank having a Q factor greater than 10. 前記ＩＱ生成回路は、１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する基本波フィルタリング手段を更に有し、前記基本波フィルタリング手段は、前記最後の分周器の前に前記ＩＱ生成回路と動作可能なように結合され、前記最後の分周器への入力信号を受信し、及び前記最後の分周器への入力信号として抑制された１６００ＭＨｚ成分を有する信号を代わりに提供する、請求項１８記載の発振回路。   The IQ generation circuit further comprises fundamental filtering means for suppressing a 1600 MHz fundamental signal, the fundamental filtering means being operably coupled with the IQ generation circuit before the last frequency divider. 19. The oscillator circuit of claim 18, wherein the oscillating circuit receives an input signal to the last frequency divider and provides a signal having a suppressed 1600 MHz component instead as an input signal to the last frequency divider. 前記基本波フィルタリング手段は、１６００ＭＨｚノッチフィルター、第２のフィルタリング手段、第２及び第３のフィルタリング手段、及び前記第１のフィルタリング手段の前に前記ＩＱ生成回路と動作可能なように更に結合された４ＧＨｚのコーナー周波数を有するＡＣカップリング、を有するグループから選択される、請求項１９記載の発振回路。   The fundamental filtering means is further operably coupled with the IQ generating circuit prior to the 1600 MHz notch filter, the second filtering means, the second and third filtering means, and the first filtering means. 20. The oscillator circuit of claim 19, wherein the oscillator circuit is selected from the group having an AC coupling having a corner frequency of 4 GHz. 方法であって、送信信号の同相信号成分Ｉ及び直角位相信号成分Ｑを生成し、各成分は、同一の所望の周波数を有し、前記方法は：
第１の周波数を有する第１の正弦波信号を発振器により出力する段階；及び
前記第１の正弦波信号から前記送信信号の同相信号成分Ｉ及び直角位相信号成分Ｑを引き出す段階を有し、
前記成分のそれぞれは、他方に対し位相シフトされ、前記成分のそれぞれは、前記送信信号の前記所望の周波数及び前記第１の周波数の間に如何なる高調波の相関もないよう、前記所望の周波数を有し、従って前記発振器のプリングを回避する、方法。 A method for generating an in-phase signal component I and a quadrature signal component Q of a transmitted signal, each component having the same desired frequency, said method comprising:
Outputting a first sine wave signal having a first frequency by an oscillator; and extracting an in-phase signal component I and a quadrature signal component Q of the transmission signal from the first sine wave signal;
Each of the components is phase shifted with respect to the other, and each of the components is set to the desired frequency so that there is no harmonic correlation between the desired frequency and the first frequency of the transmitted signal. And thus avoiding pulling of the oscillator. 前記引き出す段階は：
前記第１の正弦波信号を第１の方形波に変換する段階；
第１の同相方形波成分及び第１の直角位相方形波成分のそれぞれが他方に対して位相シフトを有し及び分割された第１の周波数の奇数次高調波を有するよう、前記第１の方形波を２で分割し、前記第１の同相方形波成分及び前記第１の直角位相方形波成分を得る段階；
前記第１の成分のそれぞれを増幅（クリッピング）し、第２の同相信号及び第２の直角位相信号を得る段階；及び
前記第２の同相信号及び前記第２の直角位相信号をフィルタリングし、前記第２の同相信号及び前記第２の直角位相信号の所定の高調波をそれぞれ前記Ｉ及びＱ信号として得る段階を有する、請求項２１記載の方法。 The withdrawal step is:
Converting the first sine wave signal to a first square wave;
The first in-phase square wave component and the first quadrature square wave component each have a phase shift with respect to the other and have the divided odd odd harmonics of the first frequency. Dividing a square wave by 2 to obtain the first in-phase square wave component and the first quadrature square wave component;
Amplifying (clipping) each of the first components to obtain a second in-phase signal and a second quadrature signal; and filtering the second in-phase signal and the second quadrature signal. 22. The method of claim 21, comprising obtaining predetermined harmonics of the second in-phase signal and the second quadrature signal as the I and Q signals, respectively. 前記変換する段階は、前記第１の正弦波信号を増幅（クリッピング）する段階を有する、請求項２２記載の方法。   23. The method of claim 22, wherein the converting comprises amplifying (clipping) the first sinusoidal signal. 前記所定の高調波は、第３次高調波を有する、請求項２３記載の方法。   24. The method of claim 23, wherein the predetermined harmonic comprises a third harmonic. 前記Ｉ及びＱ信号は、完全な直角位相及び等しい振幅を有する、請求項２４記載の方法。   25. The method of claim 24, wherein the I and Q signals have perfect quadrature and equal amplitude. 前記所望の周波数は２４００ＭＨｚであり、及び前記第１の周波数は１６００ＭＨｚである、請求項２５記載の方法。   26. The method of claim 25, wherein the desired frequency is 2400 MHz and the first frequency is 1600 MHz. 前記引き出す段階は、
前記第１の正弦波信号を第１の方形波に変換する段階；
前記第１の方形波を第１の周波数に増幅（クリッピング）する段階；
前記増幅された方形波をフィルタリングし、前記増幅された方形波の所定の高調波を第２の周波数を有する第２の正弦波として得る段階；及び
前記第２の正弦波を２で分割し、前記所望の周波数を有する前記Ｉ及びＱを得る段階を有する、請求項２１記載の方法。 The step of pulling out comprises
Converting the first sine wave signal to a first square wave;
Amplifying (clipping) the first square wave to a first frequency;
Filtering the amplified square wave to obtain a predetermined harmonic of the amplified square wave as a second sine wave having a second frequency; and dividing the second sine wave by two; The method of claim 21, comprising obtaining the I and Q having the desired frequency. 前記変換する段階は、前記第１の正弦波信号を増幅（クリッピング）する段階を有する、請求項２７記載の方法。   28. The method of claim 27, wherein the converting comprises amplifying (clipping) the first sinusoidal signal. 前記所定の高調波は、第２次高調波である、請求項２８記載の方法。   30. The method of claim 28, wherein the predetermined harmonic is a second harmonic. 前記第１の周波数は１６００ＭＨｚであり、前記第３の周波数は４８００ＭＨｚであり、前記所望の周波数は２４００ＭＨｚである、請求項２９記載の方法。   30. The method of claim 29, wherein the first frequency is 1600 MHz, the third frequency is 4800 MHz, and the desired frequency is 2400 MHz. 前記分割する段階の前に、前記第２の正弦波信号をフィルタリングする段階を実行し、前記第２の正弦波信号に含まれる１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する段階、
を更に有する、請求項３０記載の方法。 Performing the step of filtering the second sine wave signal prior to the dividing step to suppress the 1600 MHz fundamental wave signal included in the second sine wave signal;
32. The method of claim 30, further comprising: 前記引き出す段階は、
前記第１の正弦波信号を２で分割し、第１の方形波を得る段階；
前記第１の方形波をフィルタリング及び増幅し、前記第１の方形波の所定の高調波を第２の周波数を有する第２の正弦波信号として得る段階；及び
前記第２の正弦波信号を２で分割し、前記所望の周波数を有する前記Ｉ及びＱを得る段階を有する、請求項２１記載の方法。 The step of pulling out comprises
Dividing the first sine wave signal by 2 to obtain a first square wave;
Filtering and amplifying the first square wave to obtain a predetermined harmonic of the first square wave as a second sine wave signal having a second frequency; and 23. The method of claim 21, comprising the step of dividing by to obtain the I and Q having the desired frequency. 前記第１の周波数は３２００ＭＨｚであり；
前記第１の方形波は１６００ＭＨｚの周波数を有し；
前記第２の周波数は４８００ＭＨｚであり；
前記所望の周波数は２４００ＭＨｚである、請求項３２記載の方法。 The first frequency is 3200 MHz;
The first square wave has a frequency of 1600 MHz;
The second frequency is 4800 MHz;
The method of claim 32, wherein the desired frequency is 2400 MHz. 前記第２の正弦波を２で分割する段階の前に、前記第２の方形波及び前記第２の正弦波信号の１つをフィルタリングする段階を実行し、それに含まれる１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する段階、
を更に有する、請求項３３記載の装置。 Prior to the step of dividing the second sine wave by 2, performing a step of filtering one of the second square wave and the second sine wave signal to suppress the 1600 MHz fundamental signal contained therein Stage to do,
34. The apparatus of claim 33, further comprising: 送受信機であって：
第１の所定の周波数を有する第１の信号を出力する発振器、前記正弦波信号を受信し前記正弦波信号から送信信号の同相方形波及び直角位相方形波成分を引き出し、各方形波成分は所定の送信周波数を有するＩＱ生成回路を有する、局部発振生成器；及び
前記発振器の前記第１の所定の周波数及び前記分周器の所定の送信周波数の間に如何なる高調波の相関もないよう、前記第１の所定の周波数及び前記所定の送信周波数を設定する制御部、を有し、
前記発振器のプリングは回避される、送受信機。 The transceiver is:
An oscillator that outputs a first signal having a first predetermined frequency, receives the sine wave signal, extracts an in-phase square wave component and a quadrature square wave component of the transmission signal from the sine wave signal, and each square wave component is A local oscillation generator having an IQ generation circuit having a predetermined transmission frequency; and so that there is no harmonic correlation between the first predetermined frequency of the oscillator and the predetermined transmission frequency of the frequency divider. A controller configured to set the first predetermined frequency and the predetermined transmission frequency;
A transceiver in which pulling of the oscillator is avoided. 前記発振器は、電圧制御発振器を有する、請求項３５記載の送受信機。   36. The transceiver of claim 35, wherein the oscillator comprises a voltage controlled oscillator.
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