JP2007525707A - Acelp/tcxに基づくオーディオ圧縮中の低周波数強調の方法およびデバイス - Google Patents
Acelp/tcxに基づくオーディオ圧縮中の低周波数強調の方法およびデバイス Download PDFInfo
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Abstract
Description
・フレームのビットのほとんどを、品質を最大にするために下側帯域信号に割り振ることができる。
・計算の複雑さ(フィルタリングなどの)を、全帯域コーディングと比較して減らすことができる。
・また、波形マッチングは、高周波成分に関して非常に効率的ではない。
このスプリットバンド手法は、たとえばETSI AMR-WB広帯域音声コーディング標準規格で使用されている。このコーディング標準規格は、[3GPP TS 26.190]で指定され、[Bessette, 2002]で説明されている。AMR-WB標準規格の実装は、[3GPP TS 26.173]で与えられる。AMR-WB音声コーディングアルゴリズムは、本質的に、入力広帯域信号を下側帯域(0〜6400Hz)および上側帯域(6400〜7000Hz)に分割し、下側帯域だけにACELPアルゴリズムを適用し、帯域幅拡張(bandwidth extension、BWE)を介して上側帯域をコーディングすることからなる。
1)オーディオ信号の現在のフレームを、時間フィルタリングによって処理して、いわゆるターゲット信号を入手し、
2)ターゲット信号を変換領域でコーディングする。
ターゲット信号の変換コーディングでは、長方形ウィンドウイングを用いるDFTを使用する。それでも、フレーム境界でのブロッキングアーチファクトを減らすために、小さいオーバーラップを有するウィンドウイングが、[Jbira, 1998]でDFTの前に使用された。[Ramprashad, 2001]では、ウィンドウイング切替を用いるMDCTが、その代わりに使用される。MDCTは、最大限にデシメートされたフィルタバンクでありながら、DFTよりよい周波数分解能をもたらすという利益を有する。しかし、[Ramprashad, 2001]の場合に、コーダは、特にピッチ分析に関して、閉ループでは動作しない。これに関して、[Ramprashad, 2001]のコーダには、TCXの変形形態としての資格を与えることができない。
RE8 = 2D8 ∪ {2D8 + (1, ..., 1)} (1)
ただし
D8 = {(x1, ..., x8) ∈ Z8 | x1 + ... + x8は奇数} (2)
かつ
D8 + (1, ..., 1) = {(x1 + 1, ..., x8 + 1) ∈ Z8 | (x1, ..., x8) ∈ D8} (3)
i. 成分xiは、符号付き整数である(i=1, ..., 8について)
ii. 合計x1 + ... + x8は、4の倍数である。
iii. 成分xiは、同一のパリティを有する(i=1, ..., 8について)、すなわち、これらは、すべて偶数またはすべて奇数のいずれかである。
次に、8次元量子化コードブックを、RE8の有限部分集合を選択することによって入手することができる。通常、平均二乗誤差が、コードブック検索基準である。[Xie, 1996]の技法では、Q0, Q1, ..., Q5と呼ばれる6つの異なるコードブックが、RE8格子に基づいて定義される。各コードブックQnただしn=0, 1, ..., 5に、24n個の点が含まれ、これは、4nビット毎8次元サブベクトルまたはn/2ビット毎サンプルのレートに対応する。次に、スケーリングされた係数gによって正規化されたTCXターゲット信号のスペクトルを、これを8次元サブベクトル(またはサブバンド)に分割することによって量子化する。これらのサブベクトルのそれぞれを、コードブックQ0, Q1, ..., Q5のうちの1つにコーディングする。その結果、係数gによる正規化の後のTCXターゲット信号の量子化は、8次元サブベクトルごとに、どのコードブックQnが使用されたかを示すコードブック番号nと、コードブックQn内の特定のコードベクトルを指定するインデックスiとを作る。この量子化プロセスを、コードブックQnが異なるレートを有するので、マルチレート格子ベクトル量子化と称する。[Bessette, 1999]のTCXモードは、同一の原理に従うが、正規化係数gの計算ならびに量子化インデックスおよびコードブック番号の多重化に関する詳細は、提供されていない。
[Jayant, 1984] [Gersho, 1992] [Kleijn, 1995] [Atal, 1985] [3GPP TS 26.190] [Bessette, 2002] [3GPP TS 26.173] [Moreau, 1992] [Lefebvre, 1994] [Chen, 1996] [Chen, 1997] [Jbira, 1998] [Ramprashad, 2001] [Xie, 1996] [Schnitzler, 1999] [Bessette et al, 1999] [Combescure, 1999] [Gibson, 1988] [Ragot, 2002] [Bessette et al, 2002]
(1)複数のブロックにグループ化された変換係数を含む、周波数領域で変換されたサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法であって、
位置インデックスを有する1ブロックの最大エネルギを計算することと、
最大エネルギを有するブロックの前記位置インデックスより小さい位置インデックスを有するブロックごとに係数を計算することであって、係数の前記計算が、ブロックごとに、
前記ブロックのエネルギを計算することと、
前記計算された最大エネルギおよび前記ブロックの前記計算されたエネルギから前記係数を計算することと
を含む、計算することと、
ブロックごとに、前記ブロックの前記変換係数に適用される利得を前記係数から判定することと
を含む方法。
(2)複数のブロックにグループ化された変換係数を含む、周波数領域で変換されたサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイスであって、
位置インデックスを有する1ブロックの最大エネルギを計算する手段と、
最大エネルギを有するブロックの前記位置インデックスより小さい位置インデックスを有するブロックごとに係数を計算する手段であって、前記係数計算手段が、ブロックごとに、
前記ブロックのエネルギを計算する手段と、
前記計算された最大エネルギおよび前記ブロックの前記計算されたエネルギから前記係数を計算する手段と
を含む、手段と、
ブロックごとに、前記ブロックの前記変換係数に適用される利得を前記係数から判定する手段と
を含むデバイス。
(3)複数のブロックにグループ化された変換係数を含む、周波数領域で変換されたサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイスであって、
位置インデックスを有する1ブロックの最大エネルギのカリキュレータと、
最大エネルギを有するブロックの前記位置インデックスより小さい位置インデックスを有するブロックごとの係数のカリキュレータであって、前記係数カリキュレータが、ブロックごとに、
前記ブロックのエネルギを計算し、
前記計算された最大エネルギおよび前記ブロックの前記計算されたエネルギから前記係数を計算する
カリキュレータと、
ブロックごとに、前記係数に応答する利得のカリキュレータであって、前記利得が、前記ブロックの前記変換係数に適用される、カリキュレータと、
を含むデバイス。
(4)受け取られたコーディングされたサウンド信号を処理する方法であって、
前記受け取られたコーディングされたサウンド信号からコーディングパラメータを抽出することであって、前記抽出されたコーディングパラメータが、前記サウンド信号の周波数変換の変換係数を含み、前記変換係数が、上で定義した方法を使用して低周波数強調された、抽出することと、
前記サウンド信号を合成するために前記抽出されたコーディングパラメータを処理することであって、前記低周波数強調された変換係数を低周波数デエンファサイズすることを含む、処理することと
を含む方法。
(5)受け取られたコーディングされたサウンド信号を処理するデコーダであって、
前記受け取られたコーディングされたサウンド信号を供給され、前記受け取られたコーディングされたサウンド信号からのコーディングパラメータのエクストラクタを実施する入力デコーダであって、前記抽出されたコーディングパラメータが、前記サウンド信号の周波数変換の変換係数を含み、前記変換係数が、上で定義したデバイスを使用して低周波数強調された、入力デコーダと、
前記サウンド信号を合成するための前記抽出されたコーディングパラメータのプロセッサであって、前記プロセッサが、前記低周波数強調された変換係数を供給される低周波数デエンファシスモジュールを含む、プロセッサと
を含むデコーダ。
(6)全帯域幅サウンド信号のHF信号およびLF信号への分離から得られた前記HF信号を帯域幅拡張方式を介してコーディングするHFコーディング方法であって、
前記LF信号および前記HF信号のスペクトルエンベロープをモデル化するLPC係数を作るために、前記LF信号および前記HF信号に対してLPC分析を実行することと、
前記LPC係数からHFマッチング差の推定値を計算することと、
前記HF信号のエネルギを計算することと、
前記HF信号の合成された版を作るために前記LF信号を処理することと、
前記HF信号の前記合成された版のエネルギを計算することと、
前記HF信号の前記計算されたエネルギと前記HF信号の前記合成された版の前記計算されたエネルギとの間の比を計算し、前記計算された比をHF補償利得として表すことと、
利得訂正を得るために、前記HFマッチング利得の前記推定値と前記HF補償利得との間の差を計算することと
を含み、前記コーディングされたHF信号が、前記LPCパラメータおよび前記利得訂正を含む
HFコーディング方法。
(7)全帯域幅サウンド信号のHF信号およびLF信号への分離から得られた前記HF信号を帯域幅拡張方式を介してコーディングするHFコーディングデバイスであって、
前記LF信号および前記HF信号のスペクトルエンベロープをモデル化するLPC係数を作るために、前記LF信号および前記HF信号に対してLPC分析を実行する手段と、
前記LPC係数からHFマッチング利得の推定値を計算する手段と、
前記HF信号のエネルギを計算する手段と、
前記HF信号の合成された版を作るために前記LF信号を処理する手段と、
前記HF信号の前記合成された版のエネルギを計算する手段と、
前記HF信号の前記計算されたエネルギと前記HF信号の前記合成された版の前記計算されたエネルギとの間の比を計算する手段および前記計算された比をHF補償利得として表す手段と、
利得訂正を得るために、前記HFマッチング利得の前記推定値と前記HF補償利得との間の差を計算する手段と
を含み、前記コーディングされたHF信号が、前記LPCパラメータおよび前記利得訂正を含む
HFコーディングデバイス。
(8)全帯域幅サウンド信号のHF信号およびLF信号への分離から得られた前記HF信号を帯域幅拡張方式を介してコーディングするHFコーディングデバイスであって、
前記LF信号および前記HF信号を供給され、前記HF信号に応答して前記LF信号および前記HF信号のスペクトルエンベロープをモデル化するLPC係数を作るLPC分析手段と、
前記LPC係数に応答するマッチングHF利得の推定値のカリキュレータと、
前記HF信号のエネルギのカリキュレータと、
前記LF信号を供給され、前記LF信号に応答して、前記HF信号の合成された版を作るフィルタと、
前記HF信号の前記合成された版のエネルギのカリキュレータと、
前記HF信号の前記計算されたエネルギと前記HF信号の前記合成された版の前記計算されたエネルギとの間の比のカリキュレータと、
前記計算された比を供給され、前記計算された比をHF補償利得として表すコンバータと、
利得訂正を得るための、前記HFマッチング利得の前記推定値と前記HF補償利得との間の差のカリキュレータと
を含み、前記コーディングされたHF信号が、前記LPCパラメータおよび前記利得訂正を含む
HFコーディングデバイス。
(9)帯域幅拡張方式を介してコーディングされたHF信号をデコードする方法であって、
前記コーディングされたHF信号を受け取ることと、
前記コーディングされたHF信号からLPC係数および利得訂正を抽出することと、
前記抽出されたLPC係数からHF利得の推定値を計算することと、
HF利得を得るために前記HF利得の前記計算された推定値に前記利得訂正を加算することと、
HF励振信号を作るために前記HF利得によってLF励振信号を増幅することと、
前記HF信号の合成された版を作るためにHF合成フィルタを介して前記HF励振信号を処理することと
を含む方法。
(10)帯域幅拡張方式を介してコーディングされたHF信号をデコードするデコーダであって、
前記コーディングされたHF信号を受け取る手段と、
前記コーディングされたHF信号からLPC係数および利得訂正を抽出する手段と、
前記抽出されたLPC係数からHF利得の推定値を計算する手段と、
HF利得を得るために前記HF利得の前記計算された推定値に前記利得訂正を加算する手段と、
HF励振信号を作るために前記HF利得によってLF励振信号を増幅する手段と、
前記HF信号の合成された版を作るためにHF合成フィルタを介して前記HF励振信号を処理する手段と
を含むデコーダ。
(11)帯域幅拡張方式を介してコーディングされたHF信号をデコードするデコーダであって、
前記コーディングされたHF信号を受け取る入力と、
前記コーディングされたHF信号を供給され、前記コーディングされたHF信号からLPC係数を抽出するデコーダと、
前記コーディングされたHF信号を供給され、前記コーディングされたHF信号から利得訂正を抽出するデコーダと、
前記抽出されたLPC係数からのHF利得の推定値のカリキュレータと、
HF利得を得るための前記HF利得の前記計算された推定値と前記利得訂正との加算器と、
HF励振信号を作るための前記HF利得によるLF励振信号の増幅器と、
前記HF励振信号を供給され、前記HF励振信号に応答して前記HF信号の合成された版を作るHF合成フィルタと
を含むデコーダ。
(12)第1サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームと第2サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレームとの接合点で前記第1コーディングモードから前記第2コーディングモードに切り替える方法であって、前記サウンド信号が、前記現在のフレームで重み付き信号を作るために重み付けフィルタを介してフィルタリングされ、
前記重み付けフィルタの0入力応答を計算することと、
前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングすることと、
前記現在のフレームで、前記重み付き信号から前記ウィンドウイングされた0入力応答を除去することと
を含む方法。
(13)第1サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームと第2サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレームとの接合点で前記第1コーディングモードから前記第2コーディングモードに切り替えるデバイスであって、前記サウンド信号が、前記現在のフレームで重み付き信号を作るために重み付けフィルタを介してフィルタリングされ、
前記重み付けフィルタの0入力応答を計算する手段と、
前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングする手段と、
前記現在のフレームで、前記重み付き信号から前記ウィンドウイングされた0入力応答を除去する手段と
を含むデバイス。
(14)第1サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームと第2サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレームとの接合点で前記第1コーディングモードから前記第2コーディングモードに切り替えるデバイスであって、前記サウンド信号が、前記現在のフレームで重み付き信号を作るために重み付けフィルタを介してフィルタリングされ、
前記重み付けフィルタの0入力応答のカリキュレータと、
前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングするウィンドウジェネレータと、
前記現在のフレームで、前記重み付き信号から前記ウィンドウイングされた0入力応答を除去する加算器と
を含むデバイス。
(15)デコードされたターゲット信号から、第1コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレーム内のオーバーラップ加算ターゲット信号を作る方法であって、
前記現在のフレームの前記デコードされたターゲット信号を所与のウィンドウ内でウィンドウイングすることと、
前記ウィンドウの左部分をスキップすることと、
第2コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームの重み付けフィルタの0入力応答を計算し、前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングすることと、
前記オーバーラップ加算ターゲット信号を再構成するために前記計算された0入力応答を前記デコードされたターゲット信号に加算することと
を含む方法。
(16)デコードされたターゲット信号から、第1コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレーム内のオーバーラップ加算ターゲット信号を作るデバイスであって、
前記現在のフレームの前記デコードされたターゲット信号を所与のウィンドウ内でウィンドウイングする手段と、
前記ウィンドウの左部分をスキップする手段と、
第2コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームの重み付けフィルタの0入力応答を計算する手段および前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングする手段と、
前記オーバーラップ加算ターゲット信号を再構成するために前記計算された0入力応答を前記デコードされたターゲット信号に加算する手段と
を含むデバイス。
(17)デコードされたターゲット信号から、第1コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレーム内のオーバーラップ加算ターゲット信号を作るデバイスであって、
前記現在のフレームの前記デコードされたターゲット信号を所与のウィンドウ内でウィンドウイングする第1ウィンドウジェネレータと、
前記ウィンドウの左部分をスキップする手段と、
第2コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームの重み付けフィルタの0入力応答のカリキュレータおよび前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングする第2ウィンドウジェネレータと、
前記オーバーラップ加算ターゲット信号を再構成するために前記計算された0入力応答を前記デコードされたターゲット信号に加算する加算器と
を含むデバイス。
コーダの高水準の説明
本発明によるコーダの一実施形態の高水準概略ブロック図を図1に示す。
すべての可能なスーパーフレーム構成を、(m1, m2, m3, m4)の形で表2にリストするが、ここで、mkは、80msスーパーフレームの内部の20msのk番目のフレームについて選択されるフレームタイプを表し、
20ms ACELPフレームではmk = 0
20ms TCXフレームではmk = 1
40ms TCXフレームではmk = 2
80ms TCXフレームではmk = 3
である。
スーパーフレーム構成は、開ループ判断または閉ループ判断のいずれかによって判定することができる。開ループ手法は、スーパーフレーム構成を選択することと、その後の、全体的な複雑さを減らす形などでのスーパーフレームコーディングの前の分析からなる。閉ループ手法は、すべてのスーパーフレーム構成を試行し、最良の構成を選択することからなる。閉ループ判断は、一般に、開ループ判断と比較して、より高い品質をもたらすが、複雑さのトレードオフがある。閉ループ判断の非制限的な実施形態を、次の表3に要約する。
上で開示した閉ループモード選択は、モード判断を行う前に、ACELPおよびTCXを使用してスーパーフレームのサンプルをコーディングしなければならないことを暗示する。ACELPコーディングは、AMR-WBと同様に実行される。TCXコーディングは、図5A〜Cのブロック図に示されているように実行される。TCXコーディングモードは、20ms、40ms、および80msのTCXフレームに類似するが、ほとんどがウィンドウイングおよびフィルタ補間にかかわる少数の相違がある。TCXコーディングの詳細を、コーダの次の説明で与える。とりあえず、図5A〜CのTCXコーディングは、次のように要約することができる。
帯域幅拡張は、ビットレートと複雑さの両方に関して、低コストでHF信号をコーディングするのに使用される方法である。この非制限的な実施例では、励振フィルタモデルが、HF信号のコーディングに使用される。励振は、伝送されない。そうではなく、デコーダは、受け取ったデコードされたLF励振からHF信号励振を外挿する。HF励振信号を伝送するためのビットは不要であり、HF信号に関連するすべてのビットが、このHF信号のスペクトルエンベロープの近似を伝送するのに使用される。線形LPCモデル(フィルタ)が、図1のダウンサンプリングされたHF信号1.006に対して計算される。これらのLPC係数は、少数のビットを用いてコーディングすることができる。というのは、耳の分解能が、高周波数で下がり、オーディオ信号のスペクトル動力学も、高周波数でより小さくなる傾向があるからである。利得も、20msフレームおきに伝送される。この利得は、LF励振信号から外挿されたHF励振信号とHF信号に関連する伝送されるLPCフィルタとの間のマッチングの欠如を補償するために必要である。LPCフィルタは、ISF (Immitance Spectral Frequencies)領域で量子化される。
コーディングパラメータは、図1に示された3つのカテゴリすなわち、スーパーフレーム構成情報(またはモード情報)1.007、LFパラメータ1.008、およびHFパラメータ1.009に分類することができる。
・ISFパラメータ(AMR-WBから再利用される46ビット)、
・平均エネルギパラメータ(AMR-WBと比較して2つの追加ビット)、
・ピッチラグ(AMR-WBと同様)、
・ピッチフィルタ(AMR-WBと同様)、
・固定コードブックインデックス(AMR-WBから再利用される)、および
・コードブック利得(3GPP AMR-WBと同様)。
・1組のISFパラメータ(AMR-WBから再利用される46ビット)、
・マルチレート格子VQの量子化されたスペクトル係数を記述するパラメータ(図6を参照されたい)、
・雑音フィルイン用の雑音係数(3ビット)、および
・大域利得(スカラ、7ビット)。
・フレームごとに1組のISFパラメータ(8、9ビット程度)、ただし、フレームは、20ms ACELPフレーム、TCX20フレーム、TCX40フレーム、またはTCX80フレームとすることができる、
・20msフレーム、40msフレーム、または80msフレームごとに1利得の、4次元利得ベクトルとして量子化されたHF利得(7ビット)、および
・TCX40フレームおよびTCX80フレームの、これらのTCXモードでより粗に量子化されたHF利得を変更するための、HF利得訂正。
この実施形態によるACELP/TCXコーデックは、5つのビットレートすなわち、13.6kbit/s、16.8kbit/s、19.2kbit/s、20.8kbit/s、および24.0kbit/sで動作することができる。これらのビットレートは、AMR-WBレートのうちのいくつかに関係する。上で述べた5つのビットレートで各80msスーパーフレームをエンコードするためのビット数は、それぞれ1088ビット、1344ビット、1536ビット、1664ビット、および1920ビットである。具体的に言うと、合計8ビットが、スーパーフレーム構成に割り振られ(20msフレームあたり2ビット)、64ビットが、各80msスーパーフレーム内の帯域幅拡張に割り振られる。HF信号およびスペクトルエンベロープをエンコードするために望まれる分解能に応じて、より多数またはより少数のビットを帯域幅拡張に使用することができる。残りのビットバジェットすなわちビットバジェットのほとんどは、図1のLF信号1.005をエンコードするのに使用される。異なるタイプのフレームに関する通常のビット割振りの非制限的な実施例を、表9〜12に示す。帯域幅拡張に関するビット割振りを、表13に示す。これらの表には、異なるパラメータをエンコードするのに通常使用される総ビットバジェットの比率が示されている。それぞれTCX40フレームおよびTCX80フレームに対応する表11および12で、括弧内の数字が、等しいサイズの2つのパケット(表11)または4つのパケット(表12)へのビットの分割を示すことに留意されたい。たとえば、表12は、TCX80モードで、スーパーフレームの46個のISFビット(スーパーフレーム全体について1つのLPCフィルタ)が、第1パケット内の16ビット、第2パケット内の6ビット、第3パケット内の12ビット、および最終パケット内の12ビットに分割されることを示す。
コーダのこの実施形態では、オーディオ信号が、1サンプルあたり16ビットの分解能で、16kHz以上でPCMフォーマットでサンプリングされると仮定する。コーダの役割は、オーディオ信号に基づいてパラメータを計算し、コーディングし、デコードおよび合成のために、ビットストリームにエンコードされたパラメータを伝送することである。フラグが、何が入力サンプリングレートであるかをコーダに示す。
図19は、図1のプリプロセッサおよび分析フィルタバンク1.001の概略ブロック図である。図19を参照すると、入力の80msスーパーフレーム1.004が、図1のプリプロセッサおよび分析フィルタバンク1.001の出力で、2つのサブバンド信号、具体的にはLF信号1.005およびHF信号1.006に分割される。
LFコーダの非制限的な実施例の単純化されたブロック図を、図18に示す。図18は、2つのコーディングモード、排他的ではなく具体的にはACELPモードおよびTCXモードが、すべての80msスーパーフレーム内で競合することを示す。具体的には、ACELPコーダ18.015およびTCXコーダ18.016の出力のセレクタスイッチ18.017が、80msスーパーフレーム内の各20msフレームをACELPモードまたはTCXモードすなわち、TCX20モード、TCX40モード、またはTCX80モードのいずれかでコーディングすることを可能にする。モード選択は、コーダの上の概要で説明したように行われる。
使用されるACELPモードは、AMR-WB音声コーディング標準規格の12.8kHzで動作するACELPアルゴリズムに非常に似ている。AMR-WBのACELPアルゴリズムと比較した主な変更は、次の通りである。
・LP分析が、図3に示された、異なるウィンドウイングを使用する。
・コードブック利得の量子化が、次の説明で説明するように、5msサブフレームごとに行われる。
ACELPモードは、5msサブフレームを操作し、ここで、ピッチ分析および代数コードブック検索が、サブフレームごとに実行される。
所与の5ms ACELPサブフレーム内で、ピッチ利得gpおよび固定コードブック利得gcを含む2つのコードブック利得が、AMR-WBの7ビット利得量子化に基づいて共同して量子化される。しかし、AMR-WBで使用される固定コードブック利得gcの移動平均(MA)予測は、明示的にコーディングされる絶対参照値によって置換される。したがって、コードブック利得は、平均除去量子化の形によって量子化される。このメモリレス(非予測)量子化は、よく正当化される。というのは、ACELPモードを、非音声信号、たとえば音楽信号の過度に適用することができ、これが、AMR-WBの予測手法より一般的な量子化を必要とするからである。
μenerと表されるパラメータを、開ループで計算し、フレームごとに1回、2ビットを用いて量子化する。LPC残差の現在の20msフレームr = (r0, r1, ..., rL)(ただし、Lはフレーム内のサンプル数)を、4つの5msサブフレーム、ri = (ri(0), ..., ri(Lsub - 1))に分割するが、i = 0, 1, ..., 3であり、Lsubはサブフレーム内のサンプル数である。パラメータμenerは、LPC残差の現在のフレームに対するサブフレームのエネルギの平均(dB単位)
μener (dB) := μener (dB) - 5 * (ρ1 + ρ2)
ただし、ρi (i = 1または2)は、第i開ループピッチ分析の副産物として計算される正規化された相関である。μenerのこの変更によって、発音された音声セグメントの音声品質が改善される。
tmp = (μener - 18) / 12
index = floor(tmp + 0.5)
if (index < 0) index = 0, if (index > 3) index = 3
ここで、floorは、浮動小数点数の整数部分をとることを意味する。たとえば、floor(1.2) = 1であり、floor(7.9) = 7である。
max = max (e1(dB), e2(dB), e3(dB), e4(dB))
if
index = index + 1、および
AMR-WBでは、ピッチ利得および固定コードブック利得gpおよびgcが、(gp, gc * gc0)の形で共同して量子化され、ここで、gc0は、革新コードベクトルのエネルギに関してgcのMA予測と正規化を組み合わせる。
enerc(dB) = 10*log 10(0.01 + (c(0)*2 + ... + c(Lsub-1)*2)/Lsub)
ここで、c(0), ..., c(Lsub-1)は、長さLsubサンプルのサブフレームのLP残差ベクトルのサンプルである。c(0)は、最初のサンプルであり、c(1)は、2番目のサンプルであり、…、c(Lsub)は、サブフレーム内の最後のLP残差サンプルである。
TCXモード(TCXコーダ18.016)では、次のフレームとのオーバーラップが、TCXターゲット信号の変換コーディングに起因するブロッキングアーチファクトを減らすために定義される。ウィンドウイングおよび信号オーバーラップは、現在のフレームのタイプ(ACELPまたはTCX)およびサイズと、過去のフレームのタイプおよびサイズとの両方に依存する。ウィンドウイングは、次の節で開示する。
ACELPフレームとTCXフレームの間のモード切替を、これから説明する。一方のモードから他方のモードへの切替の際の遷移アーチファクトを最小にするために、連続するフレームのウィンドウイングおよびオーバーラップに正しい注意を払わなければならない。適応ウィンドウイングが、プロセッサ6.003によって実行される。図4A〜4Cに、TCXフレーム長および前のフレームのタイプ(TCXのACELP)に依存するウィンドウ形状を示す。
1)前のフレームが20ms ACELPフレームであった場合に、ウィンドウは、2つのウィンドウセグメントの連結すなわち、20ms持続時間のフラットウィンドウとそれに続く2.5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、重み付き音声の2.5msのルックアヘッドを必要とする。
2)前のフレームがTCX20フレームであった場合に、ウィンドウは、3つのウィンドウセグメントの連結すなわち、2.5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の左半分(または正弦波ウィンドウの左半分部分)との連結と、17.5ms持続時間のフラットウィンドウと、最後に、2.5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、やはり重み付き音声の2.5msのルックアヘッドを必要とする。
3)前のフレームがTCX40フレームであった場合に、ウィンドウは、3つのウィンドウセグメントの連結すなわち、5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の左半分(または正弦波ウィンドウの左半分部分)との連結と、15ms持続時間のフラットウィンドウと、最後に、2.5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、やはり重み付き音声の2.5msのルックアヘッドを必要とする。
4)前のフレームがTCX80フレームであった場合に、ウィンドウは、3つのウィンドウセグメントの連結すなわち、10ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の左半分(または正弦波ウィンドウの左半分部分)との連結と、10ms持続時間のフラットウィンドウと、最後に、2.5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、やはり重み付き音声の2.5msのルックアヘッドを必要とする。
1)前のフレームが20ms ACELPフレームであった場合に、ウィンドウは、2つのウィンドウセグメントの連結すなわち、40ms持続時間のフラットウィンドウとそれに続く5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、重み付き音声の5msのルックアヘッドを必要とする。
2)前のフレームがTCX20フレームであった場合に、ウィンドウは、3つのウィンドウセグメントの連結すなわち、2.5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の左半分(または正弦波ウィンドウの左半分部分)との連結と、37.5ms持続時間のフラットウィンドウと、最後に、5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、やはり重み付き音声の5msのルックアヘッドを必要とする。
3)前のフレームがTCX40フレームであった場合に、ウィンドウは、3つのウィンドウセグメントの連結すなわち、5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の左半分(または正弦波ウィンドウの左半分部分)との連結と、35ms持続時間のフラットウィンドウと、最後に、5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、やはり重み付き音声の5msのルックアヘッドを必要とする。
4)前のフレームがTCX80フレームであった場合に、ウィンドウは、3つのウィンドウセグメントの連結すなわち、10ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の左半分(または正弦波ウィンドウの左半分部分)との連結と、30ms持続時間のフラットウィンドウと、最後に、5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、やはり重み付き音声の5msのルックアヘッドを必要とする。
1)前のフレームが20ms ACELPフレームであった場合に、ウィンドウは、2つのウィンドウセグメントの連結すなわち、80ms持続時間のフラットウィンドウとそれに続く5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、重み付き音声の10msのルックアヘッドを必要とする。
2)前のフレームがTCX20フレームであった場合に、ウィンドウは、3つのウィンドウセグメントの連結すなわち、2.5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の左半分(または正弦波ウィンドウの左半分部分)との連結と、77.5ms持続時間のフラットウィンドウと、最後に、10ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、やはり重み付き音声の10msのルックアヘッドを必要とする。
3)前のフレームがTCX40フレームであった場合に、ウィンドウは、3つのウィンドウセグメントの連結すなわち、5ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の左半分(または正弦波ウィンドウの左半分部分)との連結と、75ms持続時間のフラットウィンドウと、最後に、10ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、やはり重み付き音声の10msのルックアヘッドを必要とする。
4)前のフレームがTCX80フレームであった場合に、ウィンドウは、3つのウィンドウセグメントの連結すなわち、10ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の左半分(または正弦波ウィンドウの左半分部分)との連結と、70ms持続時間のフラットウィンドウと、最後に、10ms持続時間のハニングウィンドウの平方根の右半分部分(または正弦波ウィンドウの右半分部分)との連結である。コーダは、やはり重み付き音声の10msのルックアヘッドを必要とする。
上で説明したウィンドウイングの後に、変換が、変換モジュール5.004内で、重み付けされた信号に適用される。図5Aの実施例では、高速フーリエ変換(FFT)が使用される。
フーリエスペクトルを計算(FFT)したならば、適応低周波数強調をスペクトル前シェーピングモジュール5.005によって信号スペクトルに適用して、低周波数の知覚される歪みを最小にする。逆低周波数強調がデコーダでならびにスペクトルデシェーピング(de-shaping)モジュール5.007を介してコーダで適用されて、次のフレームをエンコードするのに使用される励振信号が作られる。適応低周波数強調は、次のように、スペクトルの最初の1/4だけに適用される。
・位置インデックスmの8次元ブロックのエネルギEmを計算し(モジュール20.003)、
・比Rm = Emax / Emを計算し(モジュール20.004)、
・Rm > 10の場合に、Rm = 10をセットし(モジュール20.005)、
・Rm > R(m-1)の場合に、Rm = R(m-1)をセットし(モジュール20.006)、
・値(Rm)1/4を計算する(モジュール20.007)。
低周波数強調の後に、スペクトル係数を、一実施形態で、格子コードに基づく代数量子化モジュール5.006を使用して量子化する。使用される格子は、8次元ゴセット格子であり、これは、8次元ブロックのスペクトル係数の分割を説明するものである。量子化インデックスは、本質的に大域利得であり、スペクトル内の各8次元サブベクトルを量子化するのに使用される実際の格子点を記述する一連のインデックスである。格子量子化モジュール5.006は、構造化された形で、モジュール5.005からのスケーリングされかつプリシェーピングされたスペクトルの各8次元ベクトルと量子化に使用される格子コードブックの点との間の最近近傍検索を実行する。スケール係数(大域利得)は、実際には、ビット割振りおよび平均歪みを決定する。大域利得が大きいほど、より多くのビットが使用され、平均歪みが少なくなる。スペクトル係数の8次元ベクトルごとに、格子量子化モジュール5.006は、インデックスを出力し、このインデックスは、使用される格子コードブック番号と、対応する格子コードブック内で選択された実際の格子点とを示す。次に、デコーダは、各8次元ベクトルを記述するインデックスと一緒に大域利得インデックスを使用することによって、量子化されたスペクトルを再構成することができる。この手順の詳細を、下で開示する。
格子ベクトルクォンタイザを使用する際の自明でないステップが、所定のビットバジェット内の正しいビット割振りの判定である。保管されたコードブック(コードブックのインデックスは基本的にテーブル内の位置である)と異なって、格子コードブックのインデックスは、数学(代数)式を使用して計算される。したがって、格子ベクトルインデックスをエンコードするビット数は、入力ベクトルが量子化された後でなければわからない。原理的に、所定のビットバジェット内に留まるためには、複数の大域利得の試行と、ビットの総数を計算するために各異なる利得を用いて正規化されたスペクトルを量子化することとを実行する。所定のビットバジェットを超えずにこれに最も近いビット割振りを達成する大域利得が、最適利得として選択される。一実施形態では、その代わりにヒューリスティック手法を使用して、最適の量子化およびビット割振りを得る前にスペクトルを複数回量子化することを回避する。
一実施形態で、前シェーピングされたスペクトルXは、図6に示されているように量子化される。この量子化は、XをエンコードするためのRxビットの使用可能ビットバジェットを仮定して、[Ragot, 2002]のデバイスに基づく。図6に示されているように、Xは、次の3つの主要なステップで、利得形状分割ベクトル量子化によって量子化される。
・以下では大域利得と呼ぶ、推定された大域利得gを、分割エネルギ推定モジュール6.001と大域利得および雑音レベル推定モジュール6.002によって計算し、ディバイダ6.003が、この大域利得gによってスペクトルXを正規化して、X' = X/gを入手するが、ここで、X'は、正規化された前シェーピングされたスペクトルである。
・[Ragot, 2002]のマルチレート格子ベクトル量子化を、分割自己スケーラブルマルチレートRE8コーディングモジュール6.004によって、スペクトルX'を形成する係数の8次元ブロックのすべてに適用し、結果のパラメータを多重化する。この量子化方式を適用できるようにするために、スペクトルX'を同一サイズのK個のサブベクトルに分割し、その結果、X = [X'0 T X'1 T ... X'K-1 T]Tになるようにするが、ここで、K番目のサブベクトル(または分割)は、
X'k = [x'8k ... x'8k+K-1], k=0, 1, ..., K-1.
によって与えられる。[Ragot, 2002]のデバイスは、ある形の8次元ベクトル量子化を実際に実施するので、Kには単純に8をセットする。NはKの倍数であると仮定する。
・雑音フィルイン利得facをモジュール6.002で計算して、後に、スペクトルX'の量子化されていない分割にコンフォートノイズを注入する。量子化されていない分割とは、クォンタイザによって0をセットされた係数のブロックである。雑音の注入は、低ビットレートでのアーチファクトをマスクすることを可能にし、オーディオ品質を改善する。単一の利得facを使用するのは、コーディング雑音が、ターゲット領域で平坦であり、逆知覚フィルタW(z)-1によってシェーピングされることをTCXコーディングが仮定するからである。ここでは前シェーピングを使用するが、量子化および雑音注入は、同一の原理に頼る。
Rx = Rg + R + Rfac
として分解され、ここで、Rg、R、およびRfacは、それぞれ利得g、代数VQパラメータ、および利得facに割り振られるビット数(またはビットバジェット)である。この例示的実施形態では、Rfac = 0である。
分割ベクトルのエネルギ(すなわち、二乗ノルム)が、ビット割振りアルゴリズムで使用され、大域利得ならびに雑音レベルの判定に使用される。N次元入力ベクトルX = [x0, x1 ... xN-1]Tが、K個の分割すなわち8次元サブベクトルに区分され、k番目の分割がxk = [x8k x8k+1 ... x8k+7]T、ただしk = 0, 1, ..., K-1になることを想起されたい。Nが8の倍数であると仮定する。k番目の分割ベクトルのエネルギは、
ek = xk Txk = x8k 2 + ... + x8k+7 2, k = 0, 1, ... K-1
として計算される。
大域利得gは、分割のビット消費を直接に制御し、R(g) ≒ Rから解かれるが、ここで、R(g)は、所与のgの値について分割代数VQのすべてによって使用されるビット数(またはビット消費)である。前述の説明で示したように、Rは、分割代数VQに割り振られたビットバジェットである。その結果、大域利得gは、代数VQのビット消費およびビットバジェットと一致するように最適化される。基礎になる原理を、文献では逆ウォーターフィリング(reverse water-filling)と称する。
Rk(1) = 5 log2 (ε + ek)/2, k = 0, 1, ..., K-1
が与えられる。定数ε > 0は、log2 0の計算を防ぎ、たとえば、値ε = 2が使用される。一般に、定数εは、分割のエネルギekと比較して無視できる。
・コードブック番号nk > 1について、多くとも5nkビットのk番目の分割のコーディングに関するビットバジェット要件は、表1から確認することができる。これによって、log2 (ε + ek)/2がコードブック番号の推定値である時の式で係数5が与えられる。
・対数log2は、コードベクトルの平均二乗ノルムが、Qnk+1の代わりにQnkを使用する時にほぼ2倍になるという特性を反映したものである。この特性は、表4から観察することができる。
・ε + ekに適用される係数1/2は、コードブックQ2のコードブック番号推定値を較正する。この特定のコードブック内の格子点の平均二乗ノルムは、約8.0であることがわかっている(表4を参照されたい)。log2 (ε + e2))/2 ≒ log2 (2 + 8.0))/2 ≒ 2なので、コードブック番号推定値は、Q2について実際に正しい。
Rk(g) = 5 log2(ε + ek)/2g2
= 5 log2(ε + ek)/2 + 5 log2 g2
= Rk(1) - glog (4)
ここで、glog = 10 log2 gである。推定値Rk(g)は、0を下限とされ、したがって、関係
Rk(g) = max{Rk(1) - glog, 0} (5)
が実際には使用される。
R(g) = R0(g) + R1(g) + ... + RK-1(g) (6)
である。式(6)の非線形性は、所与のビットバジェットR(g) = Rと一致するビット消費を作る大域利得gを分析的に解くことを妨げる。しかし、R(g)はgの単調関数なので、単純な反復アルゴリズムを用いて解を見つけることができる。
fac = 2Rns(g)/nb-5
である。この式では、指数部の定数-5が、チューニング係数であり、このチューニング係数は、雑音係数を平均エネルギに基づく実際の推定値より3dB(エネルギで)下に調整する。
量子化モジュール6.004は、[Ragot, 2002]で開示され、説明されたマルチレート量子化手段である。正規化されたスペクトルの8次元分割X'が、{Q0, Q2, Q3, ...}と表されるRE8コードブックの集合を使用するマルチレート量子化を使用してコーディングされる。コードブックQ1は、コーディング効率を高めるために、この集合では定義されない。n番目のコードブックは、Qnと表され、ここで、nをコードブック番号と称する。すべてのコードブックQnが、同一の8次元RE8格子の部分集合として構成され、Qn ⊂ RE8である。次元あたりのビット数として定義されたn番目のコードブックのビットレートは、4n/8である、すなわち、各コードブックQnに、24n個のコードベクトルが含まれる。マルチレートクォンタイザは、[Ragot, 2002]の教示に従って構成される。
・Yk ∈ Qnkである最小のコードブック番号nk、および
・Qnk内のYkのインデックスik
所与の大域利得gについて、実際のビット消費は、ビットバジェットを超えるまたはビットバジェットの下に留まるのいずれかになる可能性がある。可能なビットバジェットアンダーフローは、特定の手段によって対処はされないが、使用可能な余分のビットは、0にされ、未使用のままにされる。ビットバジェットオーバーフローが発生した時には、ビット消費は、コードブック番号n0, n1, ..., nK-1のうちのいくつかを0にすることによって、モジュール6.005内でビットバジェットRxに収容される。コードブック番号nk > 0を0にすることによって、総ビット消費が少なくとも5nk-1ビットだけ減る。ビットバジェットオーバーフローの処理で0にされた分割は、デコーダで雑音フィルインによって再構成される。
Rk = RD,k + RS,k (7)
ここで、nκ(k) > 0について、
RD,k = RD,k-1 + 5nκ(k) -1, (8)
RS,k = max{κ(k), RS,k-1}. (9)
である。必要な初期値には、動作9.002で0がセットされる。ストップビットは、最後の非0分割までの分割だけがこれまでにストップビットを有することが示されていることを考慮に入れて、動作9.007で式(9)からカウントされる。というのは、後続分割が、コードの構成によって0であることがわかっているからである。最後の非0分割のインデックスを、max{κ(0), κ(k), ..., κ(k)}と表すこともできる。
スペクトルが、モジュール5.006の分割マルチレート格子VQを使用して量子化されたならば、量子化インデックス(コードブック番号および格子点インデックス)を計算し、マルチプレクサ(図示せず)を介してチャネルに送ることができる。格子内の最近近傍検索およびインデックス計算は、[Ragot, 2002]と同様に実行される。次に、TCXコーダが、モジュール5.005の前シェーピングを逆転する形で、モジュール5.007でスペクトルデシェーピングを実行する。
・スペクトルの最初の1/4(低周波数)で最高のエネルギの8次元ブロックの位置iおよびエネルギEmaxを計算する。
・位置インデックスmの8次元ブロックのエネルギEmを計算する。
・比Rm = Emax / Emを計算する。
・Rm > 10の場合には、Rm = 10をセットする。
・また、Rm > R(m-1)の場合には、Rm = R(m-1)とする。
・値(Rm)1/2を計算する。
iより小さい位置インデックスを有するすべてのブロックについて比Rm = Emax / Emを計算した後に、この比の逆数を、各対応するブロックの利得として適用する。モジュール5.005の前シェーピングとの相違は、(a)モジュール5.007のデシェーピングで、比Rmの平方根(べき1/4ではなく)が計算され、(b)この比が、対応する8次元ブロックの除数(乗数ではなく)として使用されることである。モジュール5.006での量子化の影響を無視できる(完全な量子化)場合に、モジュール5.007の出力がモジュール5.005の入力と正確に等しいことを示すことができる。したがって、この前シェーピングプロセスは、可逆プロセスである。
図1のHFコーディングモジュール1.003の動作を、図10Aに示す。図1に関する前述の説明で示したように、HF信号は、入力信号のうちで6400Hzを超える周波数成分からなる。このHF信号の帯域幅は、入力信号サンプリングレートに依存する。低いレートでHF信号をコーディングするために、帯域幅拡張(BWE)方式が、一実施形態で使用される。BWEでは、エネルギ情報が、スペクトルエンベロープおよびフレームエネルギの形でデコーダに送られるが、信号の微細構造は、デコーダで、LF信号から受け取られた(デコードされた)励振信号から外挿され、このLF信号は、一実施形態によれば、スイッチドACELP/TCXコーディングモジュール1.002内でエンコードされる。
デコーダの役割は、コーディングされたパラメータをビットストリームから読み取り、再構成されたオーディオスーパーフレームを合成することである。デコーダの高水準ブロック図を図11に示す。
デマルチプレクサ11.001は、単純に、コーダのマルチプレクサと逆の動作を行う。パケットkのエンコードされたパラメータに関連するビットは、パケットkが使用可能である時すなわち、bfik = 0である時に抽出される。
LF信号のデコーディングに、本質的にACELP/TCXデコーディングが含まれる。この手順を、図12で説明する。ACELP/TCXデマルチプレクサ12.001が、MODEの値に基づいて、コーディングされたLFパラメータを抽出する。具体的には、LFパラメータが、一方ではISFパラメータ、他方ではACELP固有パラメータまたはTCX固有パラメータに分割される。
・BFI_ISFは、2D整数ベクトルBFI_ISF = (bfi1st_stage bfi2nd_stage)として展開することができ、ISFデコーディング用の不良フレームインジケータからなる。値bfi1st_stageは、2進数であり、ISFの第1ステージが使用可能である場合にbfi1st_stage = 0、これが失われた場合にbfi1st_stage = 1である。値0 ≦ bfi2nd_stage ≦ 31は、ISF第2ステージの5分割のそれぞれの不良フレームインジケータを提供する5ビットフラグであり、bfi2nd_stage = bfi1st_split + 2 * bfi2nd_split + 4 * bfi3rd_split + 8 * bfi4th_split + 16 * bfi5th_splitであり、ここで、分割kが使用可能な場合にbfikth_split = 0であり、そうでない場合にはbfikth_splitは1と等しい。上で説明したビットストリームフォーマットを用いると、bfi1st_stageの値とbfi2nd_stageの値を、次のようにBFI = ( bfi0 bfi1 bfi2 bfi3)から計算することができる。
パケットkのACELPまたはTCX20について、BFI_ISF = ( bfik )、
パケットkおよびk + 1のTCX40について、BFI_ISF = ( bfik (31*bfik+1) )、
パケットk = 0から3のTCX80について、BFI_ISF = (bfi0 (bfi1 + 6*bfi2 + 20*bfi3))
BFI_ISFのこれらの値は、ISF量子化のビットをパックするのに使用されるビットストリームフォーマットと、ステージおよび分割がコーダタイプ(ACELP/TCX20、TCX40、またはTCX80)に応じて1つまたは複数のパケットにどのように分配されるかとによって直接に説明することができる。
・ISF補間に関するサブフレーム数は、ACELPデコードされたフレームまたはTCXデコードされたフレーム内の5msサブフレーム数を指す。したがって、ACELPおよびTCX20ではnb = 4であり、TCX40では8、TCX80では16である。
・bfi_acelpは、ACELPパケット消失を示す2進フラグである。これは、パケットkのACELPフレームについて、単純にbfi_acelp = bfikとしてセットされる。
・TCXフレーム長(サンプル単位)は、TCX20ではLTCX = 256 (20ms)、TCX40では512 (40ms)、TCX80では1024 (80ms)によって与えられる。これは、ブロッキング効果を減らすためにTCXで使用されるオーバーラップを考慮に入れていない。
・BFI_TCXは、TCXデコーダにパケット消失をシグナリングするのに使用される2進ベクトルであり、パケットkのTCX20ではBFI_TCX = (bfik)、パケットkおよびk + 1のTCX40では( bfik bfik+1 )、TCX80ではBFI_TCX = BFIである。
ispsubframe-i = i/nb * ispnew + (1-i/nb) * ispold,
ただし、nbは、現在のデコードされたフレーム内のサブフレーム数(ACELPおよびTCX20ではnb = 4、TCX40では8、TCX80では16)であり、i = 0, ..., nb-1は、サブフレームインデックスであり、ispoldは、前にデコードされたフレーム(ACELP、TCX20/40/80)のデコードされたISFパラメータから得られたISPパラメータの組であり、ispnewは、デコーダ12.003でデコードされたISFパラメータから得られたISPパラメータの組である。補間されたISPパラメータは、次に、コンバータ12.006で各サブフレームの線形予測係数に変換される。
ブロック図の形の図12の説明は、図13の流れ図で完了するが、図13では、ACELPとTCXの間の切替がMODEのスーパーフレームモードインジケータに基づいてどのように処理されるかが正確に定義されている。したがって、図13は、図12のモジュール12.003から12.006がどのように使用されるかを説明するものである。
図14に提示されたACELPデコーダは、AMR-WB音声コーディングアルゴリズム[Bessette et al, 2002]から導出される。AMR-WBのACELPデコーダと比較した新しいブロックまたは変更されたブロックが、図14で強調表示されている(これらのブロックに陰をつけることによって)。
1)カリキュレータが、
2)フィルタが、ZIRに知覚的に重みを付ける(モジュール14.019)。
3)ハイブリッドフラット-三角形ウィンドウイング(ウィンドウジェネレータを介する)をモジュール14.020で10ms重み付きZIRに適用した後に、ACELP_ZIRが見つかる。このステップでは、下で定義される10msウィンドウw(n)を使用する。
n = 0, ..., 63の場合にはw(n) = 1
n = 64, ..., 127の場合にはw(n) = (128-n)/64
TCXデコーダの一実施形態を、図15に示す。スイッチセレクタ15.017は、次の2つの異なるデコーディングの事例を処理するのに使用される。
事例1:TCXフレーム長が20msであり、関連するパケットが失われたすなわちBFI_TCX = 1の時の、モジュール15.013から15.016を介するTCX20のパケットイレージャコンシールメントと、
事例2:おそらくはモジュール15.001から15.012を介する部分的パケット消失を伴う通常のTCXデコーディング。
σnoise * [cos(θ1) sin(θ1) cos(θ2) sin(θ2) cos(θ3) sin(θ3) cos(θ4) sin(θ4) ]
ただし、位相θ1、θ2、θ3、およびθ4は、ランダムに選択される。
X'k = fack Zk, k=0, ..., K/4-1.
係数fackは、実際には、kの区分的に一定な単調増加関数であり、所与のk = kmax < K/4について1で飽和する(すなわち、k < kmaxではfack < 1、k ≧ kmaxではfack = 1)。kmaxの値は、Zに依存する。fackを得るために、各サブベクトルZkのエネルギεkを、次のように計算する(モジュール21.001)。
εk = Zk TZk + 0.01
ここで、項0.01は、0エネルギを避けるために任意にセットされる(εkの逆数を後で計算する)。次に、最初のK/4個のサブベクトルのうちの最大エネルギを検索する(モジュール21.002)。
εmax = max(ε0, ..., εK/4-1)
fackの実際の計算は、下の式によって与えられる(モジュール21.003)。
fac0 = max((ε0/εmax)0.5, 0.1)
fack = max((εk/εmax)0.5, fack-1)、ただしk=1, ..., K/4-1
M = maxi=1...N/32 (X'2i)2 + (X'2i+1)2
および最小インデックス1 ≦ imax ≦ N/32に制限され、(X'2i)2 + (X'2i+1)2 = Mも見つけられるようになっている。次に、支配的ピッチを、Test = N / imax (この値は整数でない場合がある)として、複数のサンプルの中で推定する。支配的ピッチは、TCX20のパケットイレージャコンシールメントのために計算される。バッファリング問題を避ける(励振バッファ15.013は20msまでに制限されている)ために、Test > 256サンプル(20ms)の場合には、pitch_tcxに256をセットし、そうではなく、Test ≦ 256の場合には、pitch_tcxに
・X'0は、直流係数に対応し、
・X'1は、ナイキスト周波数(すなわち、時間領域ターゲット信号が12.8kHzでサンプリングされるので6400Hz)に対応し、
・係数X'2kおよびX'2k+1、ただしk = 1..N/2-1は、周波数k(/N/2) * 6400Hzのフーリエ成分の実数部および虚数部である。
rms = sqrt(1/N(x'w0 2 + x'w1 2 + ... + x'wL-1 2))
としてTCXターゲット信号x'wの二乗平均平方根値を計算する。インデックス0 ≦ idx2 ≦ 127から、TCX利得は、次式によって与えられる。
xi := xi * wi, i=0, ..., L-1
ここで、wは、
wi = sin( π/ovlp_len * (i+1)/2 ), i = 0, ..., ovlp_len-1
wi = 1, i = ovlp_len, ..., L-1
wi = cos( π/(L-N) * (i + 1 - L)/2 ), i = L, ..., N-1
によって定義される。
[ x0 ... x128 ] := [ x0 ... x128 ] + OVLP_TCX
HF信号のデコーディングは、ある種の帯域幅拡張(BWE)機構を実施し、LFデコーダからのあるデータを使用する。これは、AMW-WB音声デコーダで使用されるBWE機構の進化である。HFデコーダの構造を、図16にブロック図の形で示す。HF合成チェーンは、モジュール16.012から16.014からなる。正確には、HF信号は、2ステップすなわち、HF励振信号の計算と、HF励振信号からのHF信号の計算で合成される。HF励振は、時間領域で(乗算器16.012)5msサブフレームごとのスケール係数(または利得)を用いてLF励振信号をシェーピングすることによって得られる。このHF励振は、出力の「バジネス(buzziness)」を減らすためにモジュール16.013で後処理され、その後、伝達関数1/AHF(z)を有するHF線形予測合成フィルタ06.014によってフィルタリングされる。前述の説明で示したように、HF信号をエンコードし、その後にデコードするのに使用されるLP次数は、8である。その結果は、HFエネルギ平滑化モジュール16.015でエネルギ変動を平滑化するために後処理もされる。
・bfi_isf_hfは、ISFパラメータの消失を示す2進フラグである。その定義は、BFI = (bfi0, bfi1, bfi2, bfi3)から下で与えられ、
パケットk内のHF-20の場合に、bfi_isf_hf = bfikであり、
パケットkおよびk+1内のHF-40の場合に、bfi_isf_hf = bfikであり、
HF-80 (パケットk = 0から3内)の場合に、bfi_isf_hf = bfi0である。
この定義は、ビットストリームフォーマットからたやすく理解することができる。前述の説明で示したように、HF信号のISFパラメータは、必ず、HF-20フレーム、HF-40フレーム、またはHF-80フレームを記述する最初のパケット内にある。
・BFI_GAINは、HF利得デコーダにパケット消失をシグナリングするのに使用される2進ベクトルであり、パケットk内のHF-20の場合にBFI_GAIN = (bfik)、パケットkおよびk+1内のHF-40の場合に(bfik bfik+1)、HF-80の場合にBFI_GAIN = BFIである。
・ISF補間のサブフレーム数は、デコードされたフレーム内の5msサブフレーム数を指す。この数は、HF-20の場合に4、HF-40の場合に8、HF-80の場合に16である。
isf_hf_q = cb1(i1) + cb2(i2) + mean_isf_hf + μisf_hf * mem_isf_hf
によって与えられ、ここで、cb1(i1)は、第1ステージのi1番目のコードベクトルであり、cb2(i2)は、第2ステージのi2番目のコードベクトルであり、mean_isf_hfは、平均ISFベクトルであり、μisf_hf = 0.5は、AR(1)予測係数であり、mem_isf_hfは、ISF予測デコーダのメモリである。bfi_isf_hf = 1の場合に、デコードされたISFベクトルは、平均ISFベクトルに向かってシフトされた、前のISFベクトル
isf_hf_q = αisf_hf * mem_isf_hf + mean_isf_hf
に対応し、ここで、αisf_hf = 0.9である。isf_hf_qを計算した後に、AMR-WB音声コーディングで定義されたISF並べ変えを、180HzのISFギャップを用いてisf_hf_qに適用する。最後に、メモリmem_isf_hfを、次のHFフレームに関して
mem_isf_hf = isf_hf_q - mean_isf_hf
として更新する。mem_isf_hfの初期値(デコーダのリセット時の)は、0である。コンバータ16.004が、ISFパラメータ(周波数領域)をISPパラメータ(コサイン領域)に変換する。
ispsubframe-i = i/nb * ispnew + (1-i/nb) * ispold,
に従って、5msサブフレームごとのISFパラメータをもたらすが、ここで、nbは、現在のデコードされたフレーム内のサブフレーム数(HF-20の場合にnb = 4、HF-40の場合に8、HF-80の場合に16)であり、i = 0, ..., nb-1は、サブフレームインデックスであり、ispoldは、前にデコードされたHFフレームのISFパラメータから得られたISPパラメータの組であり、ispnewは、プロセッサ18.003でデコードされたISFパラメータから得られたISPパラメータの組である。次に、コンバータ10.006が、補間されたISPパラメータを、サブフレームごとの量子化された線形予測係数
プロセッサ16.007を、図10Bで説明する。このプロセスは、LPCフィルタの量子化された版だけを使用するので、コーダが同等のステージで計算したものと同一である。周波数6400Hzの減衰する正弦波が、極z = -0.9を有する1次自己回帰フィルタ1/(1+0.9 z-1) (フィルタ10.017)のインパルス応答h(n)の最初の64個のサンプル[ h(0) h(1) ... h(63) ]を計算することによって生成される。この5ms信号h(n)は、その係数がLFデコーダからとられる次数16の(0状態)プレディクタ(フィルタ10.018)
前述の説明で説明したように、利得補間の後に、HFデコーダは、現在デコードされているフレームのnb個のサブフレームのそれぞれの、dB単位の推定された利得(gest 0, gest 1, ..., gest nb-1)をモジュール16.008から得る。さらに、HF-20ではnb = 4、HF-40では8、HF-80では16である。利得デコーダ16.009の役割は、サブフレームごとに、推定された利得に加算器16.010を介して加算される、dB単位の訂正利得をデコードして、デコード利得
4次元HF利得コードブックの第1ステージの7ビットインデックス0 ≦ idx ≦ 127は、4つの利得(G0, G1, G2, G3)にデコードされる。HF-20、HF-40、およびHF-80の不良フレームインジケータbfi = BFI_GAIN0は、パケット消失の処理を可能にする。bfi = 0の場合に、これらの利得は、
(G0, G1, G2, G3) = cb_gain_hf(idx) + mean_gain_hf
としてデコードされるが、ここで、cb_gain_hf(idx)は、コードブックcb_gain_hfのidx番目のコードベクトルである。bfi = 1の場合に、メモリpast_gain_hf_qが、-20dBに向かってシフトされ、
past_gain_hf_q := αgain_hf * (past_gain_hf_q + 20) - 20
になるが、ここで、αgain_hf = 0.9であり、4つの利得(G0, G1, G2, G3)には、同一の値
Gk = past_gain_hf_q + mean_gain_hf、ただしk = 0、1、2、および3
がセットされる。次に、メモリpast_gain_hf_qが、
past_gain_hf_q := (G0 + G1 + G2 + G3)/4 - mean_gain_hf
として更新される。第1ステージ再構成の計算は、
HF-20: (gc1 0, gc1 1, gc1 2, gc1 3) = (G0, G1, G2, G3)
HF-40: (gc1 0, gc1 1, ..., gc1 7) = (G0, G0, G1, G1, G2, G2, G3, G3)
HF-80: (gc1 0, gc1 1, ..., gc1 15) = (G0, G0, G0, G0, G1, G1, G1, G1, G2, G2, G2, G2, G3, G3, G3, G3)
として与えられる。
TCX-20では、(gc2 0, gc2 1, gc2 2, gc2 3)に単純に(0, 0, 0, 0)がセットされ、実際の第2ステージデコーディングはない。HF-40では、i番目のサブフレームの2ビットインデックス0 ≦ idxi ≦ 3、ただしi = 0, ..., 7が、
bfi = 0の場合にはgc2 i = 3 * idx1 - 4.5、そうでない場合にはgc2 i = 0
としてデコードされる。TCX-80では、i番目のサブフレームの16個のサブフレームの3ビットインデックス0 ≦ idxi ≦ 7、ただしi = 0, ..., 15が、
bfi = 0の場合にはgc2 i = 3 * idx - 10.5、そうでない場合にはgc2 i = 0
としてデコードされる。
各サブフレームの利得は、モジュール16.011で
バジネス低減モジュール16.013の役割は、時間領域でHF励振信号rHF(n)のパルスを減衰させることであり、このパルスは、しばしば、オーディオ出力を「ぶんぶん」鳴らさせる。パルスは、絶対値| rHF(n) | > 2 * thres(n)であるかどうかを検査することによって検出され、ここで、thres(n)は、rHF(n)の時間領域エンベロープに対応する適応閾値である。パルスとして検出されたサンプルrHF(n)は、±2 * thres(n)までに制限され、ここで、±は、rHF(n)の符号である。
Δ = max(|rHF(n)|-2*thres(n), 0.0)
によって与えられる。したがって、Δには、現在のサンプルがパルスとして検出されない場合に0がセットされ、これは、rHF(n)を変更されなくする。次に、適応閾値の現在値thres(n)を、
thres(n) := thres(n) + 0.5 * Δ
として変更する。最後に、各サンプルrHF(n)を、rHF(n) ≧ 0の場合にはr'HF(n) = rHF(n) - Δ、そうでない場合にはr'HF(n) = rHF(n) + Δに変更する。
ε2 = 0.0001 + sHF(0)2 + sHF(1)2 + ... + sHF(63)2
として計算される。閾値の値tは
ε2 < tの場合にはt = min( ε2 * 1.414, t)
そうでない場合にはt = max( ε2 / 1.414, t)
として更新される。次に、現在のサブフレームを√(t / ε2)だけスケーリングする。
LF合成およびHF合成の後処理およびこの2つの帯域の元のオーディオ帯域幅への再組合せを、図17に示す。
1.002 LF (ACELP/TCX)コーディングモジュール
1.003 HFコーディングモジュール
1.004 スーパーフレーム
1.005 低周波数(LF)信号
1.006 高周波数(HF)信号
1.007 スーパーフレーム構成情報(またはモード情報)
1.008 LFパラメータ
1.009 HFパラメータ
1.010 マルチプレクサ
1.011 パケット
2.001 第1の20ms ACELPフレーム
2.002 第2の20ms ACELPフレーム
2.003 第3の20ms ACELPフレーム
2.004 第4の20ms ACELPフレーム
2.005 80msスーパーフレーム
2.006 第1の20ms TCxフレーム
2.007 第2の20ms TCxフレーム
2.008 第3の20ms TCxフレーム
2.009 第4の20ms TCxフレーム
2.010 80ms TCXフレーム
2.011 40ms TCXフレーム
2.012 40ms TCXフレーム
5.001 知覚重み付けフィルタ
5.003 適応ウィンドウジェネレータ
5.004 変換モジュール
5.005 前シェーピングモジュール
5.006 代数量子化モジュール
5.007 スペクトルデシェーピングモジュール
5.009 利得計算および量子化モジュール
5.014 加算器
5.100 カリキュレータ
6.001 分割エネルギ推定モジュール
6.002 大域利得および雑音レベル推定モジュール
6.003 ディバイダ
6.004 分割自己スケーラブルマルチレートRE8コーディングモジュール
6.005 ビットバジェットオーバーフロー処理および分割インデクシングモジュール
6.007 ビットストリームマルチプレクサ
10.003 モジュール
10.004 モジュール
10.005 モジュール
10.006 モジュール
10.007 モジュール
10.009 モジュール
10.010 モジュール
10.011 モジュール
10.012 モジュール
10.013 モジュール
10.014 残差フィルタ
10.015 量子化HF合成フィルタ
10.016 モジュール
10.017 1極フィルタ
10.018 フィルタ
10.019 フィルタ
10.020 モジュール
10.021 モジュール
10.022 モジュール
10.023 モジュール
10.024 モジュール
10.025 モジュール
10.026 モジュール
10.027 除算器
10.028 モジュール
10.029 マルチプレクサ
11.001 主デマルチプレクサ
11.002 モード外挿モジュール
11.003 ACELP/TCXデコーダ
11.004 HFデコーダ
11.005 後処理および合成フィルタバンク
12.001 ACELP/TCXデマルチプレクサ
12.002 主ACELP/TCXデコーディング制御ユニット
12.003 ISFデコーディングモジュール
12.004 コンバータ
12.005 ISP補間モジュール
12.006 コンバータ
12.007 ACELPデコーダ
12.008 TCXデコーダ
12.009 スイッチセレクタ
12.010 出力バッファ
14.001 デマルチプレクサ
14.002 ACELPデコーディングユニット
14.003 利得デコーダ
14.004 利得デコーダ
14.005 適応コードブック
14.006 ピッチフィルタ
14.007 乗算器
14.008 デコーダ
14.009 革新コードブック
14.010 ランダム革新コードブック
14.011 スイッチセレクタ
14.012 モジュール
14.013 モジュール
14.014 乗算器
14.015 加算器モジュール
14.017 出力バッファ
14.018 モジュール
14.019 モジュール
14.020 モジュール
14.021 モジュール
14.022 モジュール
15.001 デマルチプレクサ
15.002 VQパラメータデコーダ
15.003 雑音フィルインレベルデコーダ
15.004 モジュール
15.005 適応低周波数デエンファシスモジュール
15.006 エスティメータ
15.007 FFTモジュール
15.008 TCX大域利得デコーダ
15.009 マルチプレクサ
15.010 合成モジュール
15.011 フィルタ
15.012 モジュール
15.013 励振バッファ
15.014 非線形フィルタ
15.015 リミッタ
15.016 非線形フィルタ
15.017 スイッチセレクタ
16.001 デマルチプレクサ
16.002 主HFデコーディング制御ユニット
16.003 ISFデコーダ
16.004 コンバータ
16.005 ISP補間モジュール
16.006 コンバータ
16.007 プロセッサ
16.008 モジュール
16.009 利得デコーダ
16.010 加算器
16.011 モジュール
16.012 乗算器
16.013 バジネス低減モジュール
16.014 HF線形予測合成フィルタ
16.015 HFエネルギ平滑化モジュール
16.016 出力バッファ
17.001 フィルタ
17.002 LFピッチ後フィルタ
17.003 フィルタ
17.004 LFアップサンプリングモジュール
17.005 遅延モジュール
17.007 HFアップサンプリングモジュール
17.008 加算器
18.002 モジュール
18.003 モジュール
18.004 モジュール
18.005 モジュール
18.006 モジュール
18.007 モジュール
18.008 モジュール
18.009 モジュール
18.010 モジュール
18.011 モジュール
18.013 知覚重み付けフィルタ
18.014 フィルタ
18.015 ACELPコーダ
18.016 TCXコーダ
18.017 セレクタスイッチ
18.018 知覚重み付けフィルタ
18.019 減算器
18.020 セグメンタルSNR計算ユニット
18.021 ACELP/TCXマルチプレクサ
19.001 HFダウンサンプリングモジュール
19.002 LFダウンサンプリングモジュール
19.003 高域フィルタ
19.004 デエンファシスフィルタ
20.001 カリキュレータ
20.002 カリキュレータ
20.003 モジュール
20.004 モジュール
20.005 モジュール
20.006 モジュール
20.007 モジュール
20.008 カリキュレータ
21.001 モジュール
21.002 モジュール
21.003 モジュール
21.004 モジュール
Claims (94)
- 複数のブロックにグループ化された変換係数を含む、周波数領域で変換されたサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法であって、
位置インデックスを有する1ブロックの最大エネルギを計算することと、
最大エネルギを有するブロックの前記位置インデックスより小さい位置インデックスを有するブロックごとに係数を計算することであって、係数の前記計算が、ブロックごとに、
前記ブロックのエネルギを計算することと、
前記計算された最大エネルギおよび前記ブロックの前記計算されたエネルギから前記係数を計算することと
を含む、計算することと、
ブロックごとに、前記ブロックの前記変換係数に適用される利得を前記係数から判定することと
を含む方法。 - 前記変換係数が、高速フーリエ変換係数である、請求項1に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。
- 前記サウンド信号の前記スペクトルの下側周波数の知覚される歪みを最小にするために前記スペクトルに適応低周波数強調を適用することを含む、請求項1に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。
- 前記変換係数を所定の個数の連続する変換係数のブロックにグループ化することを含む、請求項1に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。
- 1ブロックの最大エネルギを計算することが、
前記スペクトル内の所与の位置までの各ブロックの前記エネルギを計算することと、
最大のエネルギを有するブロックの前記エネルギを保管することと
を含み、位置インデックスを判定することが、
最大のエネルギを有する前記ブロックの前記位置インデックスを保管すること
を含む、請求項1に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。 - 前記スペクトル内の所与の位置までの各ブロックの前記エネルギを計算することが、
前記スペクトルの最初の1/4まで各ブロックの前記エネルギを計算すること
を含む、請求項5に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。 - 各ブロックの前記係数を計算することが、
最大エネルギを有する前記ブロックの前記位置インデックスより小さい位置インデックスmを有するブロックごとに、関係
Rm = Emax / Em
を使用して比Rmを計算することであって、Emaxが、前記計算された最大エネルギであり、Emが、位置インデックスmに対応するブロックの前記計算されたエネルギである、計算すること
を含む、請求項1に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。 - Rmが所定の値より大きい時に、前記比Rmに前記所定の値をセットすることを含む、請求項7に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。
- Rm > R(m-1)の時に前記比Rm = R(m-1)をセットすることを含む、請求項7に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。
- 前記係数を計算することが、前記係数が所定の値より大きい時に前記係数に前記所定の値をセットすることを含む、請求項1に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。
- 前記係数を計算することが、あるブロックの前記係数が前のブロックの前記係数より大きい時に前記あるブロックの前記係数に前記前のブロックの前記係数をセットすることを含む、請求項1に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。
- 前記係数を計算することが、値(Rm)1/4を計算することと、前記対応するブロックの前記変換係数に関する利得として前記値(Rm)1/4を適用することとをさらに含む、請求項7に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調する方法。
- 複数のブロックにグループ化された変換係数を含む、周波数領域で変換されたサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイスであって、
位置インデックスを有する1ブロックの最大エネルギを計算する手段と、
最大エネルギを有するブロックの前記位置インデックスより小さい位置インデックスを有するブロックごとに係数を計算する手段であって、前記係数計算手段が、ブロックごとに、
前記ブロックのエネルギを計算する手段と、
前記計算された最大エネルギおよび前記ブロックの前記計算されたエネルギから前記係数を計算する手段と
を含む、手段と、
ブロックごとに、前記ブロックの前記変換係数に適用される利得を前記係数から判定する手段と
を含むデバイス。 - 複数のブロックにグループ化された変換係数を含む、周波数領域で変換されたサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイスであって、
位置インデックスを有する1ブロックの最大エネルギのカリキュレータと、
最大エネルギを有するブロックの前記位置インデックスより小さい位置インデックスを有するブロックごとの係数のカリキュレータであって、前記係数カリキュレータが、ブロックごとに、
前記ブロックのエネルギを計算し、
前記計算された最大エネルギおよび前記ブロックの前記計算されたエネルギから前記係数を計算する
カリキュレータと、
ブロックごとに、前記係数に応答する利得のカリキュレータであって、前記利得が、前記ブロックの前記変換係数に適用される、カリキュレータと、
を含むデバイス。 - 前記変換係数が、高速フーリエ変換係数である、請求項14に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。
- 前記変換係数が、所定の個数の連続する変換係数のブロックにグループ化される、請求項14に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。
- 前記最大エネルギカリキュレータが、
前記スペクトル内の所定の位置までの各ブロックの前記エネルギを計算し、
前記最大エネルギのストアを含み、
最大エネルギを有するブロックの前記位置インデックスのストアを含む
請求項14に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。 - 前記最大エネルギカリキュレータが、前記スペクトルの最初の1/4までの各ブロックの前記エネルギを計算する、請求項17に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。
- 前記係数カリキュレータが、
最大エネルギを有する前記ブロックの前記位置インデックスより小さい位置インデックスmを有するブロックごとに、関係
Rm = Emax / Em
を使用して比Rmを計算し、Emaxが、前記計算された最大エネルギであり、Emが、前記位置インデックスmに対応する前記ブロックの前記計算されたエネルギである、請求項14に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。 - 前記係数カリキュレータが、Rmが所定の値より大きい時に、前記比Rmに前記所定の値をセットする、請求項19に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。
- 前記係数カリキュレータが、Rm > R(m-1)の時に前記比前記比Rm = R(m-1)をセットする、請求項19に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。
- 前記係数カリキュレータが、前記係数が所定の値より大きい時に前記係数に前記所定の値をセットする、請求項14に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。
- 前記係数カリキュレータが、あるブロックの前記係数が前のブロックの前記係数より大きい時に前記あるブロックの前記係数に前記前のブロックの前記係数をセットする、請求項14に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。
- 前記係数カリキュレータが、値(Rm)1/4を計算し、
前記利得カリキュレータが、前記対応するブロックの前記変換係数に関する利得として前記値(Rm)1/4を適用する
請求項19に記載のサウンド信号のスペクトルを低周波数強調するデバイス。 - 受け取られたコーディングされたサウンド信号を処理する方法であって、
前記受け取られたコーディングされたサウンド信号からコーディングパラメータを抽出することであって、前記抽出されたコーディングパラメータが、前記サウンド信号の周波数変換の変換係数を含み、前記変換係数が、請求項1から12のいずれか一項に記載の方法を使用して低周波数強調された、抽出することと、
前記サウンド信号を合成するために前記抽出されたコーディングパラメータを処理することであって、前記低周波数強調された変換係数を低周波数デエンファサイズすることを含む、処理することと
を含む方法。 - コーディングパラメータを抽出することが、前記低周波数強調された変換係数を変換係数のK個のブロックに分割することを含み、
前記低周波数強調された変換係数を低周波数デエンファサイズすることが、前記変換係数の前記低周波数強調を打ち消すために前記K個のブロックの少なくとも一部の前記変換係数をスケーリングすることを含む
請求項25に記載の受け取られたコーディングされたサウンド信号を処理する方法。 - 前記低周波数強調された変換係数を低周波数デエンファサイズすることが、変換係数の前記K個のブロックの最初のK/s個のブロックの前記変換係数をスケーリングすることを含み、sが、整数である
請求項26に記載の受け取られたコーディングされたサウンド信号を処理する方法。 - 前記変換係数をスケーリングすることが、
変換係数の前記K個のブロックのそれぞれのエネルギεkを計算することと、
前記最初のK/s個のブロックのうちの1ブロックの最大エネルギεmaxを計算することと、
前記最初のK/s個のブロックのそれぞれについて係数fackを計算することと、
対応するブロックの前記係数fackを使用して、前記最初のK/s個のブロックのそれぞれの前記変換係数をスケーリングすることと
を含む、請求項27に記載の受け取られたコーディングされたサウンド信号を処理する方法。 - 前記最初のK/s個のブロックのそれぞれについて、最大エネルギを有するブロックの位置インデックスまで、係数fackを計算することが、次の式
fac0 = max((ε0 / εmax)0.5, 0.1)
fack = max((εk / εmax)0.5, fack-1)、ただしk = 1, ..., K/s-1
を使用することを含み、εkが、インデックスkを有するブロックのエネルギである、請求項28に記載の受け取られたコーディングされたサウンド信号を処理する方法。 - 受け取られたコーディングされたサウンド信号を処理するデコーダであって、
前記受け取られたコーディングされたサウンド信号を供給され、前記受け取られたコーディングされたサウンド信号からのコーディングパラメータのエクストラクタを実施する入力デコーダ部分であって、前記抽出されたコーディングパラメータが、前記サウンド信号の周波数変換の変換係数を含み、前記変換係数が、請求項13から24のいずれか一項に記載のデバイスを使用して低周波数強調された、入力デコーダ部分と、
前記サウンド信号を合成するための前記抽出されたコーディングパラメータのプロセッサであって、前記プロセッサが、前記低周波数強調された変換係数を供給される低周波数デエンファシスモジュールを含む、プロセッサと
を含むデコーダ。 - 前記エクストラクタが、前記低周波数強調された変換係数を変換係数のK個のブロックに分割し、
前記低周波数デエンファシスモジュールが、前記変換係数の前記低周波数強調を打ち消すために前記K個のブロックの少なくとも一部の前記変換係数をスケーリングする
請求項30に記載のデコーダ。 - 前記低周波数デエンファシスモジュールが、変換係数の前記K個のブロックの最初のK/s個のブロックの前記変換係数をスケーリングし、sが、整数である
請求項31に記載のデコーダ。 - 前記低周波数デエンファシスモジュールが、
変換係数の前記K/s個のブロックのそれぞれのエネルギεkを計算し、
前記最初のK/s個のブロックのうちの1ブロックの最大エネルギεmaxを計算し、
前記最初のK/s個のブロックのそれぞれについて係数fackを計算し、
対応するブロックの前記係数fackを使用して、前記最初のK/s個のブロックのそれぞれの前記変換係数をスケーリングする
請求項32に記載のデコーダ。 - 前記低周波数デエンファシスモジュールが、次の式
fac0 = max((ε0 / εmax)0.5, 0.1)
fack = max((εk / εmax)0.5, fack-1)、ただしk = 1, ..., K/s-1
を使用して前記係数fackを計算し、εkが、インデックスkを有するブロックのエネルギである、請求項33に記載のデコーダ。 - 全帯域幅サウンド信号のHF信号およびLF信号への分離から得られた前記HF信号を帯域幅拡張方式を介してコーディングするHFコーディング方法であって、
前記LF信号および前記HF信号のスペクトルエンベロープをモデル化するLPC係数を作るために、前記LF信号および前記HF信号に対してLPC分析を実行することと、
前記LPC係数からHFマッチング利得の推定値を計算することと、
前記HF信号のエネルギを計算することと、
前記HF信号の合成された版を作るために前記LF信号を処理することと、
前記HF信号の前記合成された版のエネルギを計算することと、
前記HF信号の前記計算されたエネルギと前記HF信号の前記合成された版の前記計算されたエネルギとの間の比を計算し、前記計算された比をHF補償利得として表すことと、
利得訂正を得るために、前記HFマッチング利得の前記推定値と前記HF補償利得との間の差を計算することと
を含み、前記コーディングされたHF信号が、前記LPCパラメータおよび前記利得訂正を含む
HFコーディング方法。 - 前記HF信号が、6400Hzを超える周波数成分からなる、請求項35に記載のHFコーディング方法。
- 前記LPC係数をISF係数に変換することと、
前記ISF係数を伝送のために量子化することと
をさらに含む、請求項35に記載のHFコーディング方法。 - 前記量子化されたISF係数を量子化されたISP係数に変換することと、
前記量子化されたISP係数を量子化されたLPC係数に変換することと
をさらに含む、請求項37に記載のHFコーディング方法。 - 前記HF信号の合成された版を作るために前記LF信号を処理することが、
残差信号を作るために、前記HF信号のスペクトルエンベロープをモデル化するLPCフィルタの量子化された版を介して前記LF信号をフィルタリングすることと、
前記HF信号の前記合成された版を作るために、量子化されたHF合成フィルタを介して前記残差信号をフィルタリングすることと
を含む、請求項35に記載のHFコーディング方法。 - 前記HF信号の前記エネルギを計算することが、
HF知覚フィルタを介して前記HF信号をフィルタリングすることと、
前記知覚フィルタリングされたHF信号のエネルギを計算することと
を含み、前記HF信号の前記合成された版の前記エネルギを計算することが、
HF知覚フィルタを介して前記HF信号の前記合成された版をフィルタリングすることと、
前記HF信号の前記知覚フィルタリングされた合成された版のエネルギを計算することと
を含む、請求項35に記載のHFコーディング方法。 - 前記計算された比をHF利得として表すことが、
前記HF信号の前記計算されたエネルギと前記HF信号の前記合成された版の前記計算されたエネルギとの間の前記計算された比をdB単位で表すこと
を含む、請求項35に記載のHFコーディング方法。 - LPC分析を実行することが、HF量子化されたLPC係数'AHF(z)を計算することを含み、
HFマッチング利得の推定値を計算することが、
1/(1 + 0.9z-1)の形の1極フィルタを介して単位インパルスδ(n)をフィルタリングすることによって、サンプルごとにナイキスト周波数での減衰する正弦波h(n)の64個のサンプルを計算することと、
低周波数残差を得るために、LF LPCフィルタ'A(z)を介して前記減衰する正弦波h(n)をフィルタリングすることであって、'A(z)が、LFコーダからのLF量子化されたLPC係数を表す、フィルタリングすることと、
合成信号x(n)を得るために、HF LPC合成フィルタ1/'AHF(z)を介して前記フィルタリングされた減衰する正弦波h(n)をフィルタリングすることと、
利得gmatchを作るために、前記合成信号x(n)のエネルギの逆数を計算し、これを対数領域で表すことと、
前記HFマッチング利得の前記推定値を作るために、前記利得gmatchを補間することと
を含む、請求項35に記載のHFコーディング方法。 - 量子化された利得訂正を得るために、前記利得訂正を量子化することを含む、請求項35に記載のHFコーディング方法。
- 全帯域幅サウンド信号のHF信号およびLF信号への分離から得られた前記HF信号を帯域幅拡張方式を介してコーディングするHFコーディングデバイスであって、
前記LF信号および前記HF信号のスペクトルエンベロープをモデル化するLPC係数を作るために、前記LF信号および前記HF信号に対してLPC分析を実行する手段と、
前記LPC係数からHFマッチング利得の推定値を計算する手段と、
前記HF信号のエネルギを計算する手段と、
前記HF信号の合成された版を作るために前記LF信号を処理する手段と、
前記HF信号の前記合成された版のエネルギを計算する手段と、
前記HF信号の前記計算されたエネルギと前記HF信号の前記合成された版の前記計算されたエネルギとの間の比を計算する手段および前記計算された比をHF補償利得として表す手段と、
利得訂正を得るために、前記HFマッチング利得の前記推定値と前記HF補償利得との間の差を計算する手段と
を含み、前記コーディングされたHF信号が、前記LPCパラメータおよび前記利得訂正を含む
HFコーディングデバイス。 - 全帯域幅サウンド信号のHF信号およびLF信号への分離から得られた前記HF信号を帯域幅拡張方式を介してコーディングするHFコーディングデバイスであって、
前記LF信号および前記HF信号を供給され、前記HF信号に応答して前記LF信号および前記HF信号のスペクトルエンベロープをモデル化するLPC係数を作るLPC分析手段と、
前記LPC係数に応答するマッチングHF利得の推定値のカリキュレータと、
前記HF信号のエネルギのカリキュレータと、
前記LF信号を供給され、前記LF信号に応答して、前記HF信号の合成された版を作るフィルタと、
前記HF信号の前記合成された版のエネルギのカリキュレータと、
前記HF信号の前記計算されたエネルギと前記HF信号の前記合成された版の前記計算されたエネルギとの間の比のカリキュレータと、
前記計算された比を供給され、前記計算された比をHF補償利得として表すコンバータと、
利得訂正を得るための、前記HFマッチング利得の前記推定値と前記HF補償利得との間の差のカリキュレータと
を含み、前記コーディングされたHF信号が、前記LPCパラメータおよび前記利得訂正を含む
HFコーディングデバイス。 - 前記HF信号が、6400Hzを超える周波数成分からなる、請求項45に記載のHFコーディングデバイス。
- 前記LPC係数のISF係数へのコンバータと、
前記ISF係数のクォンタイザと
をさらに含む、請求項45に記載のHFコーディングデバイス。 - 前記量子化されたISF係数の量子化されたISP係数へのコンバータと、
前記量子化されたISP係数の量子化されたLPC係数へのコンバータと
をさらに含む、請求項47に記載のHFコーディングデバイス。 - 前記LF信号を供給され、前記LF信号に応答して、前記HF信号の合成された版を作る前記フィルタが、
前記LF信号を供給され、前記LF信号に応答して残差信号を作る、量子化されたLPCフィルタと、
前記残差信号を供給され、前記残差信号に応答して前記HF信号の前記合成された版を作る、量子化されたHF合成フィルタと
を含む、請求項45に記載のHFコーディングデバイス。 - 前記HF信号の前記エネルギの前記カリキュレータが、
前記HF信号を供給されるHF知覚フィルタと、
前記知覚フィルタリングされたHF信号のエネルギのカリキュレータと
を含み、前記HF信号の前記合成された版の前記エネルギの前記カリキュレータが、
前記HF信号の前記合成された版を供給されるHF知覚フィルタと、
前記HF信号の前記知覚フィルタリングされた合成された版のエネルギのカリキュレータと
を含む、請求項45に記載のHFコーディングデバイス。 - 前記計算された比をHF利得として表す前記コンバータが、
前記HF信号の前記計算されたエネルギと前記HF信号の前記合成された版の前記計算されたエネルギとの間の前記計算された比をdB単位で表す手段
を含む、請求項45に記載のHFコーディングデバイス。 - LPCアナライザが、HF量子化されたLPC係数'AHF(z)のカリキュレータを含み、
HFマッチング利得の推定値の前記カリキュレータが、
1/(1 + 0.9z-1)の形の1極フィルタを介して単位インパルスδ(n)をフィルタリングすることによる、サンプルごとのナイキスト周波数πラジアンでの減衰する正弦波h(n)の64個のサンプルのカリキュレータと、
低周波数残差を得るために、前記減衰する正弦波h(n)をフィルタリングするLF LPCフィルタ'A(z)であって、'A(z)が、LFコーダからのLF量子化されたLPC係数を表す、LF LPCフィルタ'A(z)と、
合成信号x(n)を得るために、前記フィルタリングされた減衰する正弦波h(n)をフィルタリングするHF LPC合成フィルタ1/'AHF(z)と、
利得gmatchを作るために、前記合成信号x(n)のエネルギの逆数の、およびこれを対数領域で表すカリキュレータと、
前記HFマッチング利得の前記推定値を作るための、前記利得gmatchのインターポーレータと
を含む、請求項45に記載のHFコーディングデバイス。 - 量子化された利得訂正を得るための、前記利得訂正のクォンタイザを含む、請求項45に記載のHFコーディングデバイス。
- 帯域幅拡張方式を介してコーディングされたHF信号をデコードする方法であって、
前記コーディングされたHF信号を受け取ることと、
前記コーディングされたHF信号からLPC係数および利得訂正を抽出することと、
前記抽出されたLPC係数からHF利得の推定値を計算することと、
HF利得を得るために前記HF利得の前記計算された推定値に前記利得訂正を加算することと、
HF励振信号を作るために前記HF利得によってLF励振信号を増幅することと、
前記HF信号の合成された版を作るためにHF合成フィルタを介して前記HF励振信号を処理することと
を含む方法。 - 前記HF励振信号を前記HF合成フィルタに供給する前に前記HF励振信号のバジネスを減らすことをさらに含む、請求項54に記載のHF信号をデコードする方法。
- 前記HF合成フィルタが、HF線形予測合成フィルタである、請求項54に記載のHF信号をデコードする方法。
- 前記HF信号の前記合成された版のエネルギ変動を平滑化するために前記HF信号の前記合成された版をHFエネルギ平滑化することをさらに含む、請求項54に記載のHF信号をデコードする方法。
- 前記コーディングされたHF信号から前記LPC係数を抽出することが、
前記コーディングされたHF信号からISF係数をデコードすることと、
前記ISF係数をISP係数に変換することと、
前記ISP係数を補間することと、
前記補間されたISP係数を量子化されたHF LPC係数に変換することと
を含む、請求項54に記載のHF信号をデコードする方法。 - LPC係数を抽出することが、前記コーディングされたHF信号からHF量子化されたLPC係数'AHF(z)を抽出することを含み、
HF利得の推定値を計算することが、
前記抽出されたLPCパラメータから計算することと、
1/(1+0.9z-1)の形の1極フィルタを介して単位インパルスδ(n)をフィルタリングすることによって、サンプルごとにナイキスト周波数πラジアンでの減衰する正弦波h(n)の64個のサンプルを計算することと、
低周波数残差を得るために、LF LPCフィルタ'A(z)を介して前記減衰する正弦波h(n)をフィルタリングすることであって、'A(z)が、LFデコーダからのLF量子化されたLPC係数を表す、フィルタリングすることと、
合成信号x(n)を得るために、HF LPC合成フィルタ1/'AHF(z)を介して前記フィルタリングされた減衰する正弦波h(n)をフィルタリングすることと、
利得gmatchを作るために、前記合成信号x(n)のエネルギの逆数を計算し、これを対数領域で表すことと、
前記HF利得の前記推定値を作るために、前記利得gmatchを補間することと
を含む、請求項54に記載のHF信号をデコードする方法。 - 帯域幅拡張方式を介してコーディングされたHF信号をデコードするデコーダであって、
前記コーディングされたHF信号を受け取る手段と、
前記コーディングされたHF信号からLPC係数および利得訂正を抽出する手段と、
前記抽出されたLPC係数からHF利得の推定値を計算する手段と、
HF利得を得るために前記HF利得の前記計算された推定値に前記利得訂正を加算する手段と、
HF励振信号を作るために前記HF利得によってLF励振信号を増幅する手段と、
前記HF信号の合成された版を作るためにHF合成フィルタを介して前記HF励振信号を処理する手段と
を含むデコーダ。 - 帯域幅拡張方式を介してコーディングされたHF信号をデコードするデコーダであって、
前記コーディングされたHF信号を受け取る入力と、
前記コーディングされたHF信号を供給され、前記コーディングされたHF信号からLPC係数を抽出するデコーダと、
前記コーディングされたHF信号を供給され、前記コーディングされたHF信号から利得訂正を抽出するデコーダと、
前記抽出されたLPC係数からのHF利得の推定値のカリキュレータと、
HF利得を得るための前記HF利得の前記計算された推定値と前記利得訂正との加算器と、
HF励振信号を作るための前記HF利得によるLF励振信号の増幅器と、
前記HF励振信号を供給され、前記HF励振信号に応答して前記HF信号の合成された版を作るHF合成フィルタと
を含むデコーダ。 - 前記HF励振信号を前記HF合成フィルタに供給する前に前記HF励振信号を供給されるバジネスリデューサをさらに含む、請求項61に記載のHF信号をデコードするデコーダ。
- 前記HF合成フィルタが、HF線形予測合成フィルタである、請求項61に記載のHF信号をデコードするデコーダ。
- 前記HF信号の前記合成された版を供給されるHFエネルギ平滑化モジュールをさらに含み、前記HFエネルギ平滑化モジュールが、前記HF信号の前記合成された版のエネルギ変動を平滑化する、請求項61に記載のHF信号をデコードするデコーダ。
- 前記コーディングされたHF信号から前記LPC係数を抽出する前記デコーダが、
前記コーディングされたHF信号からのISF係数のデコーダと、
前記ISF係数のISP係数へのコンバータと、
前記ISP係数のインターポーレータと、
前記補間されたISP係数の量子化されたHF LPC係数へのコンバータと
を含む、請求項61に記載のHF信号をデコードするデコーダ。 - LPC係数を抽出する前記デコーダが、前記コーディングされたHF信号からの量子化されたLPC係数'AHF(z)のエクストラクタを含み、
前記HF利得の推定値の前記カリキュレータが、
1/(1+0.9z-1)の形の1極フィルタを介して単位インパルスδ(n)をフィルタリングすることによる、サンプルごとのナイキスト周波数πラジアンでの減衰する正弦波h(n)の64個のサンプルのカリキュレータと、
低周波数残差を得るための、前記減衰する正弦波h(n)をフィルタリングするLF LPCフィルタ'A(z)であって、'A(z)が、LFデコーダからのLF量子化されたLPC係数を表す、LF LPCフィルタ'A(z)と、
合成信号x(n)を得るための、前記フィルタリングされた減衰する正弦波h(n)をフィルタリングするHF LPC合成フィルタ1/'AHF(z)と、
利得gmatchを作るための、前記合成信号x(n)のエネルギの逆数の、およびこれを対数領域で表すカリキュレータと、
前記HF利得の前記推定値を作るための、前記利得gmatchのインターポーレータと
を含む、請求項61に記載のHF信号をデコードするデコーダ。 - 第1サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームと第2サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレームとの接合点で前記第1コーディングモードから前記第2コーディングモードに切り替える方法であって、前記サウンド信号が、前記現在のフレームで重み付き信号を作るために重み付けフィルタを介してフィルタリングされ、
前記重み付けフィルタの0入力応答を計算することと、
前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングすることと、
前記現在のフレームで、前記重み付き信号から前記ウィンドウイングされた0入力応答を除去することと
を含む方法。 - 前記重み付けフィルタの0入力応答を計算することが、重み付き領域で0入力応答を計算することを含む、請求項67に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替える方法。
- 前記第1コーディングモードが、ACELPコーディングモードであり、前記第2コーディングモードが、TCXコーディングモードである、請求項67に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替える方法。
- 前記0入力応答をウィンドウイングすることが、前記0入力応答を前記所定の時間期間までに切り捨てることを含む、請求項67に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替える方法。
- 前記ウィンドウイングされた0入力応答が前記重み付き信号から除去された後に、前記重み付き信号を所定の持続時間のTCXフレームにウィンドウイングすることを含む、請求項67に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替える方法。
- 所定の持続時間のTCXフレームにウィンドウイングされた前記重み付き信号を周波数領域に変換することをさらに含む、請求項71に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替える方法。
- 前記重み付けフィルタが、知覚重み付けフィルタである、請求項67に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替える方法。
- 第1サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームと第2サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレームとの接合点で前記第1コーディングモードから前記第2コーディングモードに切り替えるデバイスであって、前記サウンド信号が、前記現在のフレームで重み付き信号を作るために重み付けフィルタを介してフィルタリングされ、
前記重み付けフィルタの0入力応答を計算する手段と、
前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングする手段と、
前記現在のフレームで、前記重み付き信号から前記ウィンドウイングされた0入力応答を除去する手段と
を含むデバイス。 - 第1サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームと第2サウンド信号コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレームとの接合点で前記第1コーディングモードから前記第2コーディングモードに切り替えるデバイスであって、前記サウンド信号が、前記現在のフレームで重み付き信号を作るために重み付けフィルタを介してフィルタリングされ、
前記重み付けフィルタの0入力応答のカリキュレータと、
前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングするウィンドウジェネレータと、
前記現在のフレームで、前記重み付き信号から前記ウィンドウイングされた0入力応答を除去する加算器と
を含むデバイス。 - 前記0入力応答カリキュレータが、重み付き領域で0入力応答を計算する、請求項75に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替えるデバイス。
- 前記第1コーディングモードが、ACELPコーディングモードであり、前記第2コーディングモードが、TCXコーディングモードである、請求項75に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替えるデバイス。
- 前記ウィンドウジェネレータが、前記0入力応答を前記所定の時間期間までに切り捨てる、請求項75に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替えるデバイス。
- 前記ウィンドウイングされた0入力応答が前記重み付き信号から除去された後に、前記重み付き信号を所定の持続時間のTCXフレームにウィンドウイングするもう1つのウィンドウジェネレータを含む、請求項75に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替えるデバイス。
- 動作時に、所定の持続時間のTCXフレームにウィンドウイングされた前記重み付き信号を周波数領域に変換する周波数変換モジュールをさらに含む、請求項79に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替えるデバイス。
- 前記重み付けフィルタが、知覚重み付けフィルタである、請求項67に記載の第1サウンド信号コーディングモードから第2サウンド信号コーディングモードに切り替えるデバイス。
- デコードされたターゲット信号から、第1コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレーム内のオーバーラップ加算ターゲット信号を作る方法であって、
前記現在のフレームの前記デコードされたターゲット信号を所与のウィンドウ内でウィンドウイングすることと、
前記ウィンドウの左部分をスキップすることと、
第2コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームの重み付けフィルタの0入力応答を計算し、前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングすることと、
前記オーバーラップ加算ターゲット信号を再構成するために前記計算された0入力応答を前記デコードされたターゲット信号に加算することと
を含む方法。 - 前記計算された0入力応答をウィンドウイングする前に、前記計算された0入力応答に重みを付けることを含む、請求項82に記載のオーバーラップ加算ターゲット信号を作る方法。
- 前記計算された0入力応答に重みを付けることが、前記計算された0入力応答に知覚的に重みを付けることを含む、請求項83に記載のオーバーラップ加算ターゲット信号を作る方法。
- 前記現在のフレームのサンプルの最後の部分をバッファに保存することを含む、請求項82に記載のオーバーラップ加算ターゲット信号を作る方法。
- 前記ウィンドウイングされた計算された0入力応答が、10ms後に0まで単調に減少する振幅を有する、請求項82に記載のオーバーラップ加算ターゲット信号を作る方法。
- デコードされたターゲット信号から、第1コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレーム内のオーバーラップ加算ターゲット信号を作るデバイスであって、
前記現在のフレームの前記デコードされたターゲット信号を所与のウィンドウ内でウィンドウイングする手段と、
前記ウィンドウの左部分をスキップする手段と、
第2コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームの重み付けフィルタの0入力応答を計算する手段および前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングする手段と、
前記オーバーラップ加算ターゲット信号を再構成するために前記計算された0入力応答を前記デコードされたターゲット信号に加算する手段と
を含むデバイス。 - デコードされたターゲット信号から、第1コーディングモードに従ってコーディングされた現在のフレーム内のオーバーラップ加算ターゲット信号を作るデバイスであって、
前記現在のフレームの前記デコードされたターゲット信号を所与のウィンドウ内でウィンドウイングする第1ウィンドウジェネレータと、
前記ウィンドウの左部分をスキップする手段と、
第2コーディングモードに従ってコーディングされた前のフレームの重み付けフィルタの0入力応答のカリキュレータおよび前記0入力応答が所定の時間期間の後に0まで単調に減少する振幅を有するように前記0入力応答をウィンドウイングする第2ウィンドウジェネレータと、
前記オーバーラップ加算ターゲット信号を再構成するために前記計算された0入力応答を前記デコードされたターゲット信号に加算する加算器と
を含むデバイス。 - 前記計算された0入力応答をウィンドウイングする前に、前記計算された0入力応答に重みを付けるフィルタを含む、請求項88に記載のオーバーラップ加算ターゲット信号を作るデバイス。
- 前記重み付けフィルタが、知覚重み付けフィルタである、請求項89に記載のオーバーラップ加算ターゲット信号を作るデバイス。
- 前記現在のフレームのサンプルの最後の部分を保存するバッファを含む、請求項88に記載のオーバーラップ加算ターゲット信号を作るデバイス。
- 前記ウィンドウイングされた計算された0入力応答が、10ms後に0まで単調に減少する振幅を有する、請求項88に記載のオーバーラップ加算ターゲット信号を作るデバイス。
- 前記HFマッチング利得を計算することが、ナイキスト周波数でのLF LPCフィルタの周波数応答とHF LPCフィルタの周波数応答との間の比を計算することを含む、請求項35に記載のHFコーディング方法。
- 前記HFマッチング利得の前記カリキュレータが、ナイキスト周波数でのLF LPCフィルタの周波数応答とHF LPCフィルタの周波数応答との間の比を計算する、請求項55に記載のHFコーディングデバイス。
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