JP2007336424A - パワー増幅装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
効率の良い増幅ができるとともに、出力信号における高周波ノイズの低減を簡易な構成で効率良く低減することができるパワー増幅装置を提供する。
【解決手段】
増幅回路１２０Ａ，１２０Ｂにより、スイッチング方式を用いて効率良く増幅された信号がＬＰＦ１３０Ａ，１３０Ｂを介することにより、正相スイッチングノイズを含む高周波ノイズが残留している正相信号Ｓ３Ａ、及び、逆相スイッチングノイズを含む高周波ノイズが残留している逆相信号Ｓ３Ｂが生成される。正相信号Ｓ３Ａは、複合フィルタ１４０Ａにおいて、逆相信号Ｓ３Ｂから抽出されたスイッチング周波数周辺逆相スイッチングノイズと合成されるとともに、高周波ノイズが低減される。また、逆相信号Ｓ３Ｂは、複合フィルタ１４０Ｂにおいて、正相信号Ｓ３Ａから抽出されたスイッチング周波数周辺正相ノイズと合成されるとともに、高周波ノイズが低減される。
【選択図】 図３

Description

本発明は、パワー増幅装置に関する。

従来からオーディオ等用のパワー増幅装置として、負荷とＢＴＬ（Balanced Transformerless）接続するパワー増幅装置が知られている。こうしたパワー増幅装置として、図１に示される回路構成を有するものが知られている（以下、「従来例１」と呼ぶ：特許文献１参照）。

従来例１のパワー増幅装置７００は、信号源９１０から出力されたオーディオ信号Ｓ０を増幅するものであり、ＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）回路７１０と、増幅回路７２０Ａ，７２０Ｂと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７３０と、ＣＭＲフィルタ７４０とを備えている。

このパワー増幅装置７００では、ＰＷＭ回路７１０が、オーディオ信号Ｓ０をパルス幅変調して、互いに逆位相のＰＷＭ信号Ｓ７１Ａ，Ｓ７１Ｂを生成する。こうして生成されたＰＷＭ信号Ｓ７１Ａ，Ｓ７１Ｂは、増幅回路７２０Ａ，７２０Ｂによりスイッチング方式を用いて増幅されて、信号Ｓ７２Ａ，Ｓ７２Ｂとして出力される。

信号Ｓ７２Ａには、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７３０において、インダクタＬＡのインダクタンス値とキャパシタンスＣの容量値とで定まる時定数に応じた積分が施される。この結果、信号Ｓ７２Ａに含まれるスイッチングノイズを含む高周波成分が効率的に減衰されて、元のオーディオ信号Ｓ０に対応する正相信号Ｓ７３Ａが、ＬＰＦ７３０から出力される。

一方、信号Ｓ７２Ｂには、ＬＰＦ７３０において、インダクタＬＢのインダクタンス値とキャパシタンスＣの容量値とで定まる時定数に応じた積分が施される。この結果、信号Ｓ７２Ｂに含まれるスイッチングノイズを含む高周波成分が効率的に減衰されて、元のオーディオ信号Ｓ０に対応して、正相信号Ｓ７３Ａに対して逆位相の逆相信号Ｓ７３Ｂが、ＬＰＦ７３０から出力される。

この後、ＬＰＦ７３０から出力された正相信号Ｓ７３Ａと逆相信号Ｓ７３Ｂとにおけるコモンモードノイズが、ＣＭＲフィルタ７４０によって除去される。そして、ＣＭＲフィルタ７４０から出力された信号Ｓ７４Ａ，Ｓ７４Ｂが、負荷であるスピーカ９２０に供給される。

なお、特許文献１には、従来例１のパワー増幅装置７００におけるＬＰＦ７３０とＣＭＲフィルタ７５０との機能について、部品点数を減らしつつ実現させることができるパワー増幅装置の回路構成も併せて開示されている。

また、負荷にＢＴＬ接続されるパワー増幅装置として、図２に示される回路構成を有するものが提案されている（以下、「従来例２」と呼ぶ：特許文献２参照）。なお、図２においては、図１の場合と同一又は同等の要素については同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

従来例２のパワー増幅装置８００は、上述のパワー増幅装置７００と同様に、信号源９１０から出力されたオーディオ信号Ｓ０を増幅するものであり、ＰＷＭ回路７１０と、増幅回路７２０Ａ，７２０Ｂと、ＬＰＦ８３０Ａ，８３０Ｂと、ノイズ成分抽出手段８４０Ａ，８４０Ｂと、ノイズ成分合成手段８５０Ａ，８５０Ｂとを備えている。

このパワー増幅装置８００では、上述のパワー増幅装置７００の場合と同様に、ＰＷＭ回路７１０が、オーディオ信号Ｓ０をパルス幅変調して、互いに逆位相のＰＷＭ信号Ｓ７１Ａ，Ｓ７１Ｂを生成する。こうして生成されたＰＷＭ信号Ｓ７１Ａ，Ｓ７１Ｂは、増幅回路７２０Ａ，７２０Ｂによりスイッチング方式を用いて増幅されて、信号Ｓ７２Ａ，Ｓ７２Ｂとして出力される。

引き続き、ＬＰＦ８３０Ａにおいて、信号Ｓ７２Ａにおけるスイッチングノイズを含む高周波成分が効率的に減衰される。そして、元のオーディオ信号Ｓ０に対応する正相信号Ｓ８３Ａが、ＬＰＦ８３０Ａから出力される。また、ＬＰＦ８３０Ｂにおいて、信号Ｓ７２Ｂにおけるスイッチングノイズを含む高周波成分が効率的に減衰される。そして、元のオーディオ信号Ｓ０に対応して、正相信号Ｓ８３Ａに対して逆位相の逆相信号Ｓ８３Ｂが、ＬＰＦ８３０Ｂから出力される。

次に、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）等により構成されるノイズ成分抽出手段８４０Ａにおいて、正相信号Ｓ８３Ａに重畳している正相高周波ノイズＳ８５Ａが抽出されて、正相信号Ｓ８４Ａ及び正相高周波ノイズＳ８５Ａが出力される。また、上記のノイズ成分抽出手段８４０Ａと同様に構成されたノイズ成分抽出手段８４０Ｂにおいて、逆相信号Ｓ８３Ｂに重畳している逆相高周波ノイズＳ８５Ｂが抽出されて、逆相信号Ｓ８４Ｂ及び逆相高周波ノイズＳ８５Ｂが出力される。

次いで、ノイズ成分合成手段８５０Ａにおいて、正相信号Ｓ８４Ａと逆相高周波ノイズＳ８５Ｂとが合成されることにより、正相信号Ｓ８４Ａに残留している正相高周波ノイズと逆相高周波ノイズＳ８５Ｂとが相殺される。また、ノイズ成分合成手段８５０Ｂにおいて、逆相信号Ｓ８４Ｂと正相高周波ノイズＳ８５Ａとが合成されることにより、逆相信号Ｓ８４Ｂに残留している逆相高周波ノイズと正相高周波ノイズＳ８５Ａとが相殺される。

こうしてスイッチングノイズを含む高周波ノイズが有効に除去された正相信号Ｓ８６Ａ及び逆相信号Ｓ８６Ｂが生成される。そして、正相信号Ｓ８６Ａ及び逆相信号Ｓ８６Ｂが負荷であるスピーカ９２０に供給される。

なお、特許文献２には、従来例２のパワー増幅装置８００において生成された正相信号Ｓ８６Ａと逆相信号Ｓ８６Ｂとにおけるコモンモードノイズを除去するＣＭＲフィルタ７４０を更に備えるパワー増幅装置の構成例も開示されている。

特開２００３−４６３４５号公報 ＷＯ ２００６／０４９１５４ Ａ１

上述した従来例１のパワー増幅装置７００では、Ｄ級の増幅動作に伴って、増幅回路７２０Ａ，７２０Ｂのスイッチング動作に由来するスイッチングノイズが発生する。かかるスイッチングノイズは、例えば、原信号Ｓ０がオーディオ信号の場合には、ラジオ放送波と重なる又は極めて近い周波数を有することが多い。

パワー増幅装置７００では、こうしたスイッチングノイズの出力信号への残留の防止をＬＰＦ７３０によって図っている。しかし、簡易な構成のＬＰＦによるスイッチングノイズの除去という観点からすると、オーディオ信号の周波数帯域は、ラジオ放送波の周波数帯域と大きく離れているとはいいがたい。このため、例えば、車載のオーディオ装置のように、パワー増幅装置からスピーカまでの配線がラジオ放送波の受信アンテナと近接している場合には、ＬＰＦ７３０のみのＬＰＦの１段構成では、スイッチングノイズの除去を十分に行うことができず、パワー増幅装置からスピーカまでの配線から放射された無視できない大きさのノイズがラジオ放送波に混入することになってしまう。なお、パワー増幅装置７００では、ＬＰＦ７３０の後段にＣＭＲフィルタ７４０を備えているが、ＬＰＦ７３０から出力される信号Ｓ７３Ａ，Ｓ７３Ｂに重畳しているスイッチングノイズは互いに逆相の関係にあるので、ＣＭＲフィルタ７４０によっては、スイッチングノイズの低減を行うことはできない。

これに対し、パワー増幅装置８００では、正相側及び逆相側のスイッチングノイズの除去を、まず、ＬＰＦ８３０Ａ及びＬＰＦ８３０Ｂによって、パワー増幅装置７００におけるＬＰＦ７３０による高周波ノイズ除去と同等の性能で行う。そして、ノイズ成分合成手段８５０Ａ，８５０Ｂによる信号合成により、更に、スイッチングノイズの除去を行う。この結果、高周波ノイズの主な成分であるスイッチングノイズについて、ＬＰＦを２段接続した場合と同等程度の高周波ノイズ除去を行うことができる。

しかしながら、上述した、車載のオーディオ装置のような場合には、パワー増幅装置８００における高周波ノイズ除去でも、出力信号におけるスイッチングノイズを含む高周波ノイズの除去が十分とはいえない場合がある。本発明者が、研究及び開発の結果から得た知見によれば、車載のオーディオ装置のような場合には、高周波ノイズの主な成分であるスイッチングノイズについては、ＬＰＦを３段接続した場合程度以上のノイズ除去を行うことが好ましい。

本発明は、上記の事情を鑑みてなされたものであり、効率の良い増幅ができるとともに、出力信号における高周波ノイズの低減を簡易な構成で効率良く低減されることができるパワー増幅装置を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、互いに位相が逆の第１信号と第２信号のうちの前記第１信号をスイッチング方式により増幅する第１増幅手段と；前記第１増幅手段と略同一の増幅率で、前記第２信号をスイッチング方式により増幅するとともに、前記第１増幅手段とともにＢＴＬ増幅手段を構成する第２増幅手段と；前記第１増幅手段から出力された第３信号を入力し、予め定められた低周波域の信号成分を透過させる第１ローパスフィルタ手段と；前記第２増幅手段から出力された第４信号を入力し、前記低周波域の信号成分を透過させる第２ローパスフィルタ手段と；前記第１ローパスフィルタ手段から出力された第５信号と前記第２ローパスフィルタ手段から出力された第６信号とを入力し、前記第６信号に重畳されているスイッチングノイズを抽出して前記第５信号と合成しつつ、前記第５信号における前記低周波域の信号成分を透過させる第１複合フィルタ手段と；前記第５信号と前記第６信号信号とを入力し、前記第５信号に重畳されているスイッチングノイズを抽出して前記第６信号と合成しつつ、前記第６信号における前記低周波域の信号成分を透過させる第２複合フィルタ手段と；を備えることを特徴とするパワー増幅装置である。

以下、本発明の一実施形態を、図３〜図５を参照しつつ説明する。なお、本実施形態では、上述した従来例１，２と同様に、信号源９１０から出力されたオーディオ信号Ｓ０を増幅して、負荷であるスピーカ９２０に供給するパワー増幅装置を例示して説明する。

［構成］
図３及び図４には、本実施形態に係るパワー増幅装置１００の構成が示されている。ここで、図３には、パワー増幅装置１００の概略的な構成がブロック図にて示され、図４には、図３における後述するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３０Ａ，１３０Ｂ及び複合フィルタ１４０Ａ，１４０Ｂの部分が、詳細回路図にて示されている。

図３に示されるように、パワー増幅装置１００は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１１０と、増幅回路１２０Ａ，１２０Ｂと、ＬＰＦ１３０Ａ，１３０Ｂと、複合フィルタ１４０Ａ，１４０Ｂとを備えている。

ＰＷＭ回路１１０は、上述した従来例１，２におけるＰＷＭ回路７１０と同様の機能を果たす。すなわち、ＰＷＭ回路１１０は、信号源９１０からのオーディオ信号Ｓ０を受けて、パルス幅変調を行い、互いに位相が逆の正相ＰＷＭ信号Ｓ１Ａ及び逆相ＰＷＭ信号Ｓ１Ｂを生成して出力する。

増幅回路１２０Ａは、正相ＰＷＭ信号Ｓ１Ａをスイッチング方式により増幅し、正相ＰＷＭ信号Ｓ２Ａを生成して出力する。また、増幅回路１２０Ｂは、逆相ＰＷＭ信号Ｓ１Ｂを、スイッチング方式により、増幅回路１２０Ａと略同一の増幅率で増幅し、逆相ＰＷＭ信号Ｓ２Ｂを生成して出力する。

ＬＰＦ１３０Ａは、図４に示されるように、インダクタＬ１Ａと、キャパシタＣ１Ａとを備えて構成されている。ここで、インダクタＬ１Ａの一方の端子は、増幅回路１２０Ａの出力端子と接続される。また、インダクタＬ１Ａの他方の端子は、キャパシタＣ１Ａの一方の端子と接続される。そして、キャパシタＣ１Ａの他方の端子は接地される。このＬＰＦ１３０Ａでは、インダクタＬ１Ａの一方の端子がＬＰＦ１３０Ａの入力端子となり、キャパシタＣ１Ａの一方の端子がＬＰＦ１３０Ａの出力端子となっている。

このように構成されたＬＰＦ１３０Ａでは、正相ＰＷＭ信号Ｓ２Ａに対して、インダクタＬ１Ａのインダクタンス値とキャパシタＣ１Ａの容量値で定まるカットオフ周波数の逆数である時定数に応じた積分が行われる。この結果、ＬＰＦ１３０Ａのカットオフ周波数よりも高い周波数を有する正相ＰＷＭ信号Ｓ２Ａにおける高周波成分（正相スイッチングノイズを含む）が効率的に減衰され、正相信号Ｓ３Ａが生成されて出力される。

ＬＰＦ１３０Ｂは、図４に示されるように、インダクタＬ１Ｂと、キャパシタＣ１Ｂとを備え、上述のＬＰＦ１３０Ａと対称的に構成されている。すなわち、インダクタＬ１Ｂの一方の端子は、増幅回路１２０Ｂの出力端子と接続される。また、インダクタＬ１Ｂの他方の端子は、キャパシタＣ１Ｂの一方の端子と接続される。そして、キャパシタＣ１Ｂの他方の端子は接地される。このＬＰＦ１３０Ｂでは、インダクタＬ１Ｂの一方の端子がＬＰＦ１３０Ｂの入力端子となり、キャパシタＣ１Ｂの一方の端子がＬＰＦ１３０Ｂの出力端子となっている。

なお、インダクタＬ１Ｂのインダクタンス値は、上述のインダクタＬ１Ａのインダクタンス値と略同一とされている。また、キャパシタＣ１Ｂの容量値は、上述のキャパシタＣ１Ａの容量値と略同一とされている。

このように構成されたＬＰＦ１３０Ｂでは、逆相ＰＷＭ信号Ｓ２Ｂ対して、インダクタＬ１Ｂのインダクタンス値とキャパシタＣ１Ｂの容量値で定まるカットオフ周波数の逆数である時定数に応じた積分が行われる。この結果、ＬＰＦ１３０Ｂのカットオフ周波数よりも高い周波数を有する逆相ＰＷＭ信号Ｓ２Ｂにおける高周波成分（逆相スイッチングノイズを含む）が効率的に減衰され、逆相信号Ｓ３Ｂが生成されて出力される。

複合フィルタ１４０Ａは、図４に示されるように、インダクタＬ２Ａと、キャパシタＣ２Ａと、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１４１Ａとを備えて構成されている。ここで、ＢＰＦ１４１Ａは、インダクタＬ３Ａと、キャパシタＣ３Ａとを備えて構成されている。

ＢＰＦ１４１Ａにおいて、キャパシタＣ３Ａの一方の端子は、ＬＰＦ１３０Ｂの出力端子と接続される。また、キャパシタＣ３Ａの他方の端子は、インダクタＬ３Ａの一方の端子と接続される。そして、インダクタＬ３Ａの他方の端子は、インダクタＬ３Ａの他方の端子と接続される。このＢＰＦ１４１Ａでは、キャパシタＣ３Ａの一方の端子がＢＰＦ１４１Ａの入力端子となり、インダクタＬ３Ａの他方の端子がＢＰＦ１４１Ａの出力端子となっている。

複合フィルタ１４０Ａにおいて、インダクタＬ２Ａの一方の端子は、ＬＰＦ１３０Ａの出力端子と接続される。また、インダクタＬ２Ａの他方の端子は、ＢＰＦ１４１Ａの出力端子（インダクタＬ３Ａの他方の端子）及びキャパシタＣ２Ａの一方の端子と接続される。そして、キャパシタＣ２Ａの他方の端子は接地される。この複合フィルタ１４０Ａでは、インダクタＬ２Ａの一方の端子及びキャパシタＣ３Ａの一方の端子が入力端子となり、キャパシタＣ２Ａの一方の端子が出力端子となっている。

なお、インダクタＬ２Ａのインダクタ値とインダクタＬ３Ａのインダクタ値とは略同一に設定されている。また、インダクタＬ２Ａのインダクタ値とキャパシタＣ２Ａとで定まるカットオフ周波数は、上述のＬＰＦ１３０Ａのカットオフ周波数と略同一に設定されている。

また、インダクタＬ３Ａのインダクタンス値及びキャパシタＣ３Ａの容量値は、ＢＰＦ１４１Ａとして通過させる信号の周波数がスイッチング周波数周辺となるように設定されている。こうしたＢＰＦ１４１Ａを通過する信号は、ＬＰＦ１３０Ｂにおいて減衰されたスイッチング周波数付近の周波数を有する高周波信号なので、インダクタＬ３Ａを流れる電流は微小なものとなる。このため、インダクタＬ３Ａとしては、電流容量が小さなインダクタ、すなわち小型のインダクタを採用することができるようになっている。

このように構成された複合フィルタ１４０Ａでは、インダクタＬ２Ａを介した信号とＢＰＦ１４１Ａを通過した高周波信号Ｓ４Ａとが合成されるとともに、インダクタＬ２Ａのインダクタンス値とキャパシタＣ２Ａの容量値で定まるカットオフ周波数の逆数である時定数に応じた積分が行われる。この結果、当該カットオフ周波数よりも高い周波数を有する高周波成分が減衰され、正相信号Ｓ５Ａが生成されて出力される。

複合フィルタ１４０Ｂは、図４に示されるように、インダクタＬ２Ｂと、キャパシタＣ２Ｂと、ＢＰＦ１４１Ｂとを備え、上述の複合フィルタ１４０Ａと対称的に構成されている。ここで、ＢＰＦ１４１Ｂは、インダクタＬ３Ｂと、キャパシタＣ３Ｂとを備えて構成されている。

ＢＰＦ１４１Ｂにおいて、キャパシタＣ３Ｂの一方の端子は、ＬＰＦ１３０Ａの出力端子と接続される。また、キャパシタＣ３Ｂの他方の端子は、インダクタＬ３Ｂの一方の端子と接続される。そして、インダクタＬ３Ｂの他方の端子は、インダクタＬ２Ｂの他方の端子と接続される。このＢＰＦ１４１Ｂは、キャパシタＣ３Ｂの一方の端子がＢＰＦ１４１Ｂの入力端子となり、インダクタＬ３Ｂの他方の端子がＢＰＦ１４１Ｂの出力端子となっている。

複合フィルタ１４０Ｂにおいて、インダクタＬ２Ｂの一方の端子は、ＬＰＦ１３０Ｂの出力端子と接続される。また、インダクタＬ２Ｂの他方の端子は、ＢＰＦ１４１Ｂの出力端子（インダクタＬ３Ｂの他方の端子）及びキャパシタＣ２Ｂの一方の端子と接続される。そして、キャパシタＣ２Ｂの他方の端子は接地される。この複合フィルタ１４０Ｂでは、インダクタＬ２Ｂの一方の端子及びキャパシタＣ３Ｂの一方の端子が入力端子となり、キャパシタＣ２Ｂの一方の端子が出力端子となっている。

なお、インダクタＬ２Ｂ，Ｌ３Ｂのインダクタ値は、上述のインダクタＬ２Ａ，Ｌ３Ａのインダクタ値と略同一に設定されている。また、キャパシタＣ２Ｂ，Ｃ３Ｂの容量値は、上述のキャパシタＣ２Ａ，Ｃ３Ａのインダクタ値と略同一に設定されている。このため、ＢＰＦ１４１Ｂは、ＢＰＦ１４１Ａと同様に、スイッチング周波数周辺の周波数の信号を通過させるように設定されている。また、複合フィルタ１４０Ｂは、複合フィルタ１４０Ａと同様に、高周波成分を減衰させる。

このように構成された複合フィルタ１４０Ｂでは、インダクタＬ２Ｂを介した信号とＢＰＦ１４１Ｂを通過した高周波信号Ｓ４Ｂとが合成されるとともに、インダクタＬ２Ｂのインダクタンス値とキャパシタＣ２Ｂの容量値で定まるカットオフ周波数の逆数である時定数に応じた積分が行われる。この結果、当該カットオフ周波数よりも高い周波数を有する高周波成分が減衰され、逆相信号Ｓ５Ｂが生成されて出力される。

［動作］
次に、以上のように構成されたパワー増幅装置１００によるオーディオ信号Ｓ０の増幅動作について、主に図５を参照して説明する。

信号源９１０から出力されたオーディオ信号Ｓ０は、パワー増幅装置１００におけるＰＷＭ回路１１０で受けられる。オーディオ信号Ｓ０を受けたＰＷＭ回路１１０は、オーディオ信号Ｓ０のサンプル時点における信号値に応じた時間幅を有する同様の高さのパルス信号に変調するパルス幅変調を行い、図５に波形が例示されるような、互いに位相が逆で、振幅が同様の正相ＰＷＭ信号Ｓ１Ａ及び逆相ＰＷＭ信号Ｓ１Ｂを生成する。そして、ＰＷＭ回路１１０は、正相ＰＷＭ信号Ｓ１Ａを増幅回路１２０Ａへ向けて出力するとともに、逆相ＰＷＭ信号Ｓ１Ｂを増幅回路１２０Ｂへ向けて出力する。

正相ＰＷＭ信号Ｓ１Ａを受けた増幅回路１２０Ａは、スイッチング方式を用いて正相ＰＷＭ信号Ｓ１Ａを増幅して正相ＰＷＭ信号Ｓ２Ａを生成する。そして、増幅回路１２０Ａは、正相ＰＷＭ信号Ｓ２ＡをＬＰＦ１３０Ａへ向けて出力する。

一方、逆相ＰＷＭ信号Ｓ１Ｂを受けた増幅回路１２０Ｂは、増幅回路１２０Ａによる増幅動作と並行して、スイッチング方式を用いて逆相ＰＷＭ信号Ｓ１Ｂを増幅回路１２０Ａと略同一の増幅率で増幅して逆相ＰＷＭ信号Ｓ２Ｂを生成する。そして、増幅回路１２０Ｂは、逆相ＰＷＭ信号Ｓ２ＢをＬＰＦ１３０Ｂへ向けて出力する。

正相ＰＷＭ信号Ｓ２Ａを受けたＬＰＦ１３０Ａは、ＬＰＦ１３０Ａのカットオフ周波数で定まる特性に応じた高周波成分の減衰作用により、正相信号Ｓ３Ａを生成する。そして、ＬＰＦ１３０Ａからは、正相信号Ｓ３Ａが、複合フィルタ１４０Ａ及び複合フィルタ１４０Ｂへ向けて出力される。なお、正相信号Ｓ３Ａには、ノイズ成分として、スイッチング周波数を有するスイッチングノイズ（正相スイッチングノイズ）が主に残留している。

一方、逆相ＰＷＭ信号Ｓ２Ｂを受けたＬＰＦ１３０Ｂは、ＬＰＦ１３０Ａの動作と並行して、ＬＰＦ１３０Ｂのカットオフ周波数で定まる特性、すなわちＬＰＦ１３０Ａと同様の特性に応じた高周波成分の減衰作用により、逆相信号Ｓ３Ｂを生成する。そして、ＬＰＦ１３０Ｂからは、逆相信号Ｓ３Ｂが、複合フィルタ１４０Ａ及び複合フィルタ１４０Ｂへ向けて出力される。なお、逆相信号Ｓ３Ｂには、ノイズ成分として、スイッチング周波数を有するスイッチングノイズ（逆相スイッチングノイズ）が主に残留している。この逆相スイッチングノイズは、上述した正相スイッチングノイズと逆の位相及び同様の振幅を有している。

複合フィルタ１４０Ａでは、ＬＰＦ１３０Ａからの信号をインダクタＬ２Ａの一方の端子で受けるとともに、ＬＰＦ１３０Ｂからの信号をＢＰＦ１４１Ａの入力端子で受ける。ＢＰＦ１４１Ａでは、入力信号における逆相スイッチングノイズを含むスイッチング周波数周辺の周波数を有する高周波信号を透過させ、高周波信号Ｓ４Ａとして出力する。この結果、インダクタＬ２Ａを介した信号と高周波信号Ｓ４Ａとが合成される。

ところで、インダクタＬ２Ａを介した信号におけるスイッチング周波数周辺の周波数を有する高周波ノイズ（以下、「スイッチング周波数周辺正相ノイズ」とも呼ぶ）と高周波信号Ｓ４Ａとは、上述した回路構成のもとで生成されるので、互いにほぼ逆の位相を有するとともに、同様の振幅を有している。このため、インダクタＬ２Ａを介した信号と高周波信号Ｓ４Ａとの合成の結果、インダクタＬ２Ａを介した信号に残留しているスイッチング周波数周辺正相ノイズの多くは、高周波信号Ｓ４Ａと相殺される。

複合フィルタ１４０Ａでは、上記の信号合成によるスイッチング周波数周辺正相ノイズの除去に加えて、ＬＰＦ１３０Ａからの信号に残留している高周波ノイズを、インダクタＬ２ＡとキャパシタＣ２Ａとから構成されるＬＰＦによって更に除去する。この結果、複合フィルタ１４０Ａは、スイッチング周波数周辺正相ノイズを、ＬＰＦ１３０Ａと同等のＬＰＦを３段接続した場合と同等の除去率で除去する。

以上のようにして高周波ノイズを低減させた正相信号Ｓ５Ａが、複合フィルタ１４０Ａからスピーカ９２０に供給される。

一方、複合フィルタ１４０Ｂでは、ＬＰＦ１３０Ｂからの信号をインダクタＬ２Ｂの一方の端子で受けるとともに、ＬＰＦ１３０Ａからの信号をＢＰＦ１４１Ｂの入力端子で受ける。ＢＰＦ１４１Ｂでは、上述のＢＰＦ１４１Ａの場合と同様にして、入力信号における逆相スイッチングノイズを含むスイッチング周波数周辺の周波数を有する高周波信号を透過させ、高周波信号Ｓ４Ｂとして出力する。この結果、インダクタＬ２Ｂを介した信号と高周波信号Ｓ４Ｂとが合成される。

ところで、インダクタＬ２Ｂを介した信号におけるスイッチング周波数周辺の周波数を有する高周波ノイズ（以下、「スイッチング周波数周辺逆相ノイズ」とも呼ぶ）と高周波信号Ｓ４Ｂとは、上述した回路構成のもとで生成されるので、複合フィルタ１４０Ａの場合と同様に、互いにほぼ逆の位相を有するとともに、同様の振幅を有している。このため、インダクタＬ２Ｂを介した信号と高周波信号Ｓ４Ｂとの合成の結果、インダクタＬ２Ｂを介した信号に残留しているスイッチング周波数周辺ノイズの多くは、高周波信号Ｓ４Ｂと相殺される。

複合フィルタ１４０Ｂでは、複合フィルタ１４０Ａの場合と同様に、上記の信号合成によるスイッチング周波数周辺逆相ノイズの除去に加えて、ＬＰＦ１３０Ｂからの信号に残留している高周波ノイズを、インダクタＬ２ＢとキャパシタＣ２Ｂとから構成されるＬＰＦによって更に除去する。この結果、複合フィルタ１４０Ｂは、スイッチング周波数周辺逆相ノイズは、ＬＰＦ１３０Ｂ、すなわち、ＬＰＦ１３０Ａと同等のＬＰＦを３段接続した場合と同等の除去率で除去する。

以上のようにして高周波ノイズを低減させた逆相信号Ｓ５Ｂが、複合フィルタ１４０Ｂからスピーカ９２０に供給される。

以上説明したように、本実施形態のパワー増幅装置１００では、増幅回路１２０Ａ及び増幅回路１２０Ｂが、スイッチング方式によるＤ級動作により、正相ＰＷＭ信号Ｓ１Ａ及び逆相ＰＷＭ信号Ｓ１Ｂを効率良く増幅して、正相ＰＷＭ信号Ｓ２Ａ及び逆相ＰＷＭ信号Ｓ２Ｂを生成する。正相ＰＷＭ信号Ｓ２ＡがＬＰＦ１３０Ａを介することにより、正相スイッチングノイズを含む高周波ノイズが残留している正相信号Ｓ３Ａが生成されるとともに、逆相ＰＷＭ信号Ｓ２ＢがＬＰＦ１３０Ｂを介することにより、逆相スイッチングノイズを含む高周波ノイズが残留している正相信号Ｓ３Ｂが生成される。正相信号Ｓ３Ａは、複合フィルタ１４０Ａにおいて、逆相信号Ｓ３ＢからＢＰＦ１４１Ａによって抽出されたスイッチング周波数周辺逆相ノイズとの合成がなされつつ、高周波ノイズが低減される。また、逆相信号Ｓ３Ｂは、複合フィルタ１４０Ｂにおいて、正相信号Ｓ３ＡからＢＰＦ１４１Ｂによって抽出されたスイッチング周波数周辺正相ノイズとの合成がなされつつ、高周波ノイズが低減される。

ここで、ＢＰＦ１４１Ａ及びＢＰＦ１４１Ｂを構成する回路部品は、電流容量の小さなものとできるため、小型の回路部品を採用することができる。このため、ＬＰＦの２段構成の場合のスペースで、ＬＰＦの３段構成の場合と同様のスイッチングノイズの除去ができる。したがって、本実施形態のパワー増幅装置１００によれば、効率の良い増幅ができるとともに、出力信号における高周波ノイズの低減を簡易な構成で効率良く低減することができる。

［実施形態の変形］
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。

例えば、上記の実施形態では、ＢＰＦ１４１Ａ及びＢＰＦ１４１Ｂにおいて、キャパシタを入力側に配置したが、インダクタを入力側に配置することもできる。

また、更に高周波ノイズを除去したい場合には、複合フィルタ１４０Ａ，１４０Ｂの前段又は後段にＬＰＦを配置することができる。

特にスイッチングノイズを更に除去したい場合には、複合フィルタ１４０Ａ，１４０Ｂそれぞれの後段に、複合フィルタ１４０Ａ，１４０Ｂと同様に構成された複合フィルタを配置することができる。

また、２つの出力信号Ｓ５Ａ，Ｓ５Ｂにおけるコモンモードノイズを低減する必要がある場合には、上記の実施形態のパワー増幅装置１００の後段にコモンモードノイズを低減するためのＣＭＲフィルタ７５０と同様のＣＭＲフィルタ１９０を配置した、図６に示されるパワー増幅装置２００を構成するようにすることもできる。

また、上記の実施形態では、信号源９１０から信号をパルス幅変調した後に、スイッチング方式を用いたＤ級動作により変調信号を増幅するようにした。これに対し、パルス幅変調に代えて、信号源９１０から信号の振幅値に対応して、単位時間当たりのパルス数を変化させるパルス列変調をした後に、スイッチング方式を用いたＤ級動作により変調信号を増幅するようにすることもできる。

また、上記の実施形態では、サウンド信号Ｓ０を増幅することとしたが、サウンド信号Ｓ０以外のアナログ信号を増幅する場合にも、上記の実施形態と同様の構成でパワー増幅装置を構成することができる。

従来例１のパワー増幅装置の概略的な構成を示すフロック図である。 従来例２のパワー増幅装置の概略的な構成を示すブロック図である。 一実施形態にかかるパワー増幅装置の概略的な構成を示すブロック図である。 図３の装置におけるＬＰＦ及び複合フィルタの回路構成を説明するための図である。 図３の装置の動作を説明するための図である。 変形例の装置の概略的な構成を説明するためのブロック図である。

符号の説明

１００，２００ … パワー増幅装置
１１０ … ＰＷＭ回路（パルス幅変調手段）
１２０Ａ，１２０Ｂ … 増幅回路（第１及び第２増幅手段）
１３０Ａ，１３０Ｂ … ＬＰＦ（第１及び第２ローパスフィルタ手段）
１４０Ａ，１４０Ｂ … 複合フィルタ（第１及び第２複合フィルタ手段）
１４１Ａ，１４１Ｂ … ＢＰＦ（第１及び第２バンドパスフィルタ手段）
１９０ … ＣＭＲフィルタ（同相成分除去手段）
Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ，Ｌ３Ａ，Ｌ３Ｂ … インダクタ（第１〜第４インダクタンス素子）
Ｃ２Ａ，Ｃ２Ｂ，Ｃ３Ａ，Ｃ３Ｂ … キャパシタ（第１〜第４容量素子）

Claims (6)

1. 互いに位相が逆の第１信号と第２信号のうちの前記第１信号をスイッチング方式により増幅する第１増幅手段と；
   前記第１増幅手段と略同一の増幅率で、前記第２信号をスイッチング方式により増幅するとともに、前記第１増幅手段とともにＢＴＬ増幅手段を構成する第２増幅手段と；
   前記第１増幅手段から出力された第３信号を入力し、予め定められた低周波域の信号成分を透過させる第１ローパスフィルタ手段と；
   前記第２増幅手段から出力された第４信号を入力し、前記低周波域の信号成分を透過させる第２ローパスフィルタ手段と；
   前記第１ローパスフィルタ手段から出力された第５信号と前記第２ローパスフィルタ手段から出力された第６信号とを入力し、前記第６信号に重畳されているスイッチングノイズを抽出して前記第５信号と合成しつつ、前記第５信号における前記低周波域の信号成分を透過させる第１複合フィルタ手段と；
   前記第５信号と前記第６信号とを入力し、前記第５信号に重畳されているスイッチングノイズを抽出して前記第６信号と合成しつつ、前記第６信号における前記低周波域の信号成分を透過させる第２複合フィルタ手段と；を備えることを特徴とするパワー増幅装置。
2. 前記第１複合フィルタ手段は、
   前記第６信号に重畳されているスイッチングノイズを選択的に透過させる第１バンドパスフィルタ手段と；
   前記第１ローパスフィルタ手段の出力端子と一方の端子が接続されるとともに、他方の端子が前記第１バンドパスフィルタ手段の出力端子と接続された第１インダクタンス素子と；
   前記第１インダクタンス素子の他方の端子に一方の端子が接続されるとともに、他方の端子が接地レベルと接続された第１容量素子と；を備え、
   前記第２複合フィルタ手段は、
   前記第５信号に重畳されているスイッチングノイズを選択的に透過させる第２バンドパスフィルタ手段と；
   前記第２ローパスフィルタ手段の出力端子と一方の端子が接続されるとともに、他方の端子が前記第２バンドパスフィルタ手段の出力端子と接続された第２インダクタンス素子と；
   前記第２インダクタンス素子の他方の端子に一方の端子が接続されるとともに、他方の端子が接地レベルと接続された第２容量素子と；を備えることを特徴とする請求項１に記載のパワー増幅装置。
3. 前記第１バンドパスフィルタ手段は、
   第３インダクタンス素子と；
   前記第３インダクタンス素子の一方の端子と、一方の端子が接続された第３容量素子と；を備え、
   前記第２バンドパスフィルタ手段は、
   第４インダクタンス素子と；
   前記第４インダクタンス素子の一方の端子と、一方の端子が接続された第４容量素子と；を備えることを特徴とする請求項２に記載のパワー増幅装置。
4. 前記第１インダクタンス素子及び前記第３インダクタンス素子は略同一のインダクタンス値を有し、かつ、前記第２インダクタンス素子及び前記第４インダクタンス素子は略同一のインダクタンス値を有する、ことを特徴とする請求項３に記載のパワー増幅装置。
5. 原信号をパルス幅変調して、前記第１信号及び前記第２信号を生成するパルス幅変調手段を更に備える、ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載のパワー増幅装置。
6. 前記第１複合フィルタ手段から出力された第７信号と、前記第２複合フィルタ手段から出力された第８信号とを入力し、前記第７信号と前記第８信号とにおける同相成分を除去する同相成分除去手段を更に備える、ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のパワー増幅装置。
   
   

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