JP2007327942A - Radar signal processor and radar signal processing method - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、送信電波がスペクトラム拡散の符合変調波などである場合に、低電力な入射波信号に対して共分散行列を計算することにより入射波の電力を改善し、入射波の検知等を行うレーダ信号処理装置及びレーダ信号処理方法に関するものである。 This invention improves the power of the incident wave by calculating the covariance matrix for the low-power incident wave signal when the transmission radio wave is a spread spectrum code modulation wave, etc. The present invention relates to a radar signal processing device and a radar signal processing method.
主に移動体向け通信または放送システムにあっては、伝送方式の一つとしてスペクトラム拡散技術を用いた符号分割多重方式が利用されている。これは、周波数効率をあげるためや、通信の秘匿性を確保することなどの理由から、利用されている。 Mainly in mobile communication or broadcasting systems, code division multiplexing using spread spectrum technology is used as one of transmission methods. This is used for reasons such as increasing frequency efficiency and ensuring confidentiality of communication.
アダプティブアレーを用いた符号分割多重波の受信機（例えば、非特許文献１参照）、また、アダプティブアレーアルゴリズムについて現在までに多くのアルゴリズムが提案されている（例えば、非特許文献２参照）。 Many code division multiplex wave receivers using adaptive arrays (see, for example, Non-Patent Document 1) and many adaptive array algorithms have been proposed to date (for example, see Non-Patent Document 2).
このようなアダプティブアレーを用いた符号分割多重波のマルチユーザ受信機の構成は、各ユーザ対応に設けられたアダプティブアレー信号処理を行う。このような従来のレーダ信号処理装置２０Ａについて、図２３に基づいて説明する。図２３は、従来のレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
The configuration of such a code division multiple wave multi-user receiver using an adaptive array performs adaptive array signal processing provided for each user. Such a conventional radar
受信アレーアンテナ２１の各素子アンテナからの受信信号ｘ１，ｘ２，…，ｘＭは、Ａ／Ｄ変換器２２を経て、それぞれチャネルｋ（ｃｈｋ）用ＣＤＭ復調回路（整合フィルタ）２９に入力され、ここでこのチャネルｋ（ｃｈｋ）用の拡散符号を用いて逆拡散される。このＣＤＭ復調回路２９は、同一チャネル（ｃｈ）を復調するためのものであるため、送信源側で変調する際の変調符号と同一の符号を用いる。ＣＤＭ復調回路２９からの各逆拡散出力信号ｙ１，ｙ２，…，ｙＫに対し、アダプティブアレーウェイト計算部３０では、相関行列の計算と、応答ベクトルの計算を行い、これらに基づいてウェイトベクトルを計算する。さらに、このようにして計算されたウェイトベクトルの各要素を信号ｙ１，ｙ２，…，ｙＫに乗じ、合成器３１で合成することによって合成出力信号を得ることができる。
The reception signals x 1 , x 2 ,..., X M from the respective element antennas of the
このように従来方式では、各チャネル（ｃｈ）に対し、アダプティブアレーウェイト計算部３０においてアダプティブアルゴリズムを用いてウェイト計算を行い、アンテナ間の信号合成を行う。アダプティブアレーは、空間的に見ると各チャネル（ｃｈ）に対して指向性ビームを形成していることに相当する。すなわち、各チャネル（ｃｈ）は指向性ビームを用いて他チャネル（ｃｈ）からの干渉を除去しつつ通信を行うことが可能であり、チャネル（ｃｈ）の多重化に有効な技術とされている。
As described above, in the conventional system, the adaptive array
しかし、送信源と受信局であるレーダ信号処理装置の間の距離が大きく離れたりすると伝播ロスなどにより受信電力がノイズレベル程度やそれ以下となることがあり、所望の符号多重波が検出または探知できなくなり、その後の信号処理ができなくなる恐れがあるという問題点があった。 However, if the distance between the transmission source and the radar signal processing device that is the receiving station is greatly increased, the received power may be about or below the noise level due to propagation loss, etc., and the desired code multiplexed wave is detected or detected. There is a problem in that it may not be possible to perform subsequent signal processing.
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、送信信号が符号多重波である場合に、低電力で入射してくる目標信号を受信信号の積分処理により検出または探知することができるレーダ信号処理装置及びレーダ信号処理方法を得るものである。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems. The object of the present invention is to integrate a target signal incident at a low power by an integration process of a received signal when the transmission signal is a code multiplexed wave. A radar signal processing apparatus and a radar signal processing method that can be detected or detected are obtained.
この発明に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散の符号変調波を受信するアレーアンテナと、逆拡散することなく受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部とを設けたものである。 A radar signal processing apparatus according to the present invention includes an array antenna that receives a spread spectrum code-modulated wave, and a covariance matrix that obtains an effect of integration processing in the time direction by obtaining a covariance matrix of the received signal without despreading And an arithmetic unit.
この発明に係るレーダ信号処理装置は、送信信号が符号多重波である場合に、低電力で入射してくる目標信号を受信信号の積分処理により検出または探知することができるという効果を奏する。 The radar signal processing apparatus according to the present invention has an effect that a target signal incident at low power can be detected or detected by integration processing of a received signal when the transmission signal is a code multiplexed wave.
実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置について図１及び図２を参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
A radar signal processing apparatus according to
図１において、この実施の形態１に係るレーダ信号処理装置２０は、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、共分散行列演算部２３とが設けられている。
In FIG. 1, the radar
また、送信源１０は、送信データをＣＤＭ変調するＣＤＭ変調回路１１と、加算器１２と、送信素子アンテナ１３とが設けられている。
The
つぎに、この実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。図２は、この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の動作を説明するための図である。
Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the first embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the radar signal processing apparatus according to
送信源１０からの入射波をＭ素子の受信アレーアンテナ２１で受信し、逆拡散せずに共分散行列を共分散行列演算部２３で求め、入射波の電力を改善する処理を想定する。共分散行列を求めた後には入射波の検出、探知等の信号処理を行うものとする。
Assume a process in which an incident wave from the
いま、送信源１０からの送信電波は符号変調された電波であるとする。この電波の信号構成と積分処理の様子を図２に示す。ここでは、図２中の横軸方向の積分、すなわち時間方向の積分を行うことを考える。以下では、拡散符号長１周期をＰｂｉｔとし、これをＱ周期繰り返すとして考える。なお、２種類の拡散符号が使用されている場合、符号長の短いものをＰｂｉｔ、符号長の長いものをＰ＊Ｑｂｉｔとしても同様に成り立つ。情報ビットのビットレートと両符号のビットレートは等しく、情報ビット１ｂｉｔに両符号の１ｂｉｔが割り当てられるものとする。
Assume that the transmission radio wave from the
受信信号の共分散行列Ｒは、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１でのｍ番目の素子アンテナにおける受信信号をｘｍ（ｔｐｑ）とすると、次の式（１）のように表すことができる。
The covariance matrix R of the received signal can be expressed as the following equation (1), where x m (t pq ) is the received signal at the m-th element antenna in the M-element
ここで、ｔｐｑはｑ周期目ｐｂｉｔにおけるディジタル信号の時間因子を、〈・〉は時間平均処理を、＊は複素共役を、Ｈは複素共役転置を表す。 Here, the time factor t pq is a digital signal at q-th cycle PBIT, the averaging <-> time, * is a complex conjugate, H is representative of a complex conjugate transpose.
第ｍ素子のアンテナにおける受信信号ｘｍ（ｔｐｑ）は、信号ｓ（ｋ） ｍ（ｔｐｑ）にノイズｎｍ（ｔｐｑ）が加算されたものであり、次の式（２）のように表すことができる。 The received signal x m (t pq ) at the antenna of the m-th element is obtained by adding noise n m (t pq ) to the signal s (k) m (t pq ), and is expressed by the following equation (2): Can be expressed as
ここで、ｓ（ｋ） ｍ（ｔｐｑ）の（ｋ）は送信源側で符号変調後多重化された合計Ｋチャネルの信号の内、第ｋチャネル（ｋ＝１，…，Ｋ）の信号成分を表す。ノイズｎｍ（ｔｐｑ）（ｍ＝１，…，Ｍ）は異なるｍにおいて互いに無相関で、さらに信号ｓ（ｋ） ｍ（ｔｐｑ）とも互いに無相関であるとする。 Here, s (k) m (t pq) of (k) is among the signals of the total K channels that are code modulation after multiplexing at the transmitting source side, and the k channel (k = 1, ..., K) signal Represents an ingredient. It is assumed that the noises n m (t pq ) (m = 1,..., M) are uncorrelated with each other at different m and further uncorrelated with the signals s (k) m (t pq ).
信号ｓ（ｋ） ｍ（ｔｐｑ）は、ｍ，ｎ番目の素子アンテナの場合、次の式（３）、式（４）のように表すことができる。 In the case of the m-th and n-th element antennas, the signal s (k) m (t pq ) can be expressed as the following equations (3) and (4).
ここで、Ａ（ｋ）は複素信号ｓ（ｋ）の振幅を、ｈは拡散符号と情報ビットに対応してきまる位相変調の初期値（例えば、情報ビットが１ならば１／４、０ならば３／４などの割付）を表す。また、ｔｍｎは、ｍ，ｎ番目の素子アンテナ間の素子間隔をｄｍｎ、入射角度をθとすると、ｔｍｎ＝（ｄｍｎｓｉｎθ）／ｃで与えられる素子位置の違いに起因する経路長差による遅延時間である。 Here, A (k) is the amplitude of the complex signal s (k) , h is the initial value of phase modulation corresponding to the spreading code and the information bits (for example, 1/4 if the information bit is 1, 0 if it is 0) (Assignment such as 3/4). Further, t mn is a path length resulting from a difference in element position given by t mn = (d mn sin θ) / c, where d mn is the element spacing between the m and n-th element antennas and θ is the incident angle. This is the delay time due to the difference.
ｘｍ（ｔｐｑ）ｘｎ（ｔｐｑ）の時間平均処理は、次の式（５）、式（６）のように表すことができる。 The time average processing of x m (t pq ) x n (t pq ) can be expressed as the following formulas (5) and (6).
式（６）の中括弧内第１項は、異なるチャネルｋ，ｋ′間では拡散符号が異なるため、位相変調の値ｈｋｔも異なり、その相関値は小さくなる。式（６）の中括弧内第２項、第３項では、今、ｓ（ｋ） ｍとｎｎ，およびｎｍとｓ（ｋ） ｎは互いに無相関としているため無視できる。式（６）の中括弧内第４項では、ｎｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は異なるｍにおいて互いに無相関としているためｍ≠ｎの場合について無視できる。 In the first term in the curly braces of the equation (6), since the spreading codes are different between different channels k and k ′, the phase modulation value h kt is also different, and the correlation value is small. In the second and third terms in the curly braces of Equation (6), s (k) m and n n and n m and s (k) n are now uncorrelated and can be ignored. In the fourth term in the curly braces of Equation (6), n m (m = 1,..., M) is uncorrelated with each other at different m and can be ignored for m ≠ n.
式（６）を式（３）、式（４）と上記の仮定を用いて整理すると、次の式（７）、式（８）のように表すことができる。 When formula (6) is arranged using formula (3), formula (4) and the above assumption, it can be expressed as the following formula (7) and formula (8).
ここで、異なるｍにおけるノイズｎｍは互いに無相関で分散がσ２であるとする。また、Ａ（ｋ）はｋが異なっても等しい（Ａ（１）＝…＝Ａ（ｋ）＝…＝Ａ（Ｋ）＝Ａ）とすると、式（８）は、次の式（９）のように近似できる。 Here, it is assumed that the noises n m at different m are uncorrelated with each other and the variance is σ 2 . Further, if A (k) is the same even if k is different (A (1) =... = A (k) =... = A (K) = A), equation (8) can be expressed by the following equation (9): It can be approximated as follows.
このため、受信信号の共分散行列Ｒの各項では多重化されたチャネル間の拡散符号の違いによる位相差がキャンセルでき、経路長差による位相差のみ残る。これにより、共分散行列Ｒで電力ＳＮＲは真値でＫＱＰ倍改善したものと等価になる。 For this reason, in each term of the covariance matrix R of the received signal, the phase difference due to the difference in the spreading code between the multiplexed channels can be canceled, and only the phase difference due to the path length difference remains. Thereby, in the covariance matrix R, the power SNR is equivalent to a true value and improved by KQP times.
図２内では，本発明における積分効果を評価するための基準として、Ｋ＝１，Ｑ＝１，Ｐ＝２０４８を選んでいる。これに対し、例えばＫ′＝６４、Ｑ′＝２５、Ｐ´＝２０４８とする場合の積分効果は、次の式（１０）のように表すことができる。 In FIG. 2, K = 1, Q = 1, and P = 2048 are selected as criteria for evaluating the integration effect in the present invention. On the other hand, for example, the integration effect when K ′ = 64, Q ′ = 25, and P ′ = 2048 can be expressed as the following equation (10).
つまり、電力ＳＮＲ真値で１６００倍（＝約３２ｄＢ）の改善が見込まれる。 That is, the power SNR true value is expected to be improved by 1600 times (= about 32 dB).
すなわち、この実施の形態１に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散による符号変調多重波を受信する受信アレーアンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、受信信号を復調することなく共分散行列を求めることで時間方向およびチャネル方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３とが設けられており、低電力で入射してくる目標信号をＳＮＲ真値でＫＱＰ倍改善して受信する効果を得ることができる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the first embodiment includes a
なお、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも、同様にＫＱＰ倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。
Even when the modulation signal transmitted from the
実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置について図３を参照しながら説明する。図３は、この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
A radar signal processing apparatus according to
図３において、この実施の形態２に係るレーダ信号処理装置２０は、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、共分散行列演算部２３と、測角処理部２４とが設けられている。
In FIG. 3, the radar
この実施の形態２では、上記の実施の形態１で得られた共分散行列Ｒを用いて、測角処理を行い、入射波の入射角度推定値を測角処理部２４で得るものである。
In the second embodiment, the angle measurement processing is performed using the covariance matrix R obtained in the first embodiment, and the angle
つぎに、この実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the second embodiment will be described with reference to the drawings.
式（１）で示したように、受信信号の共分散行列Ｒの各項には、素子位置が異なることに起因する経路長差分の位相差が残存している。この場合、得られた共分散行列ＲをＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法等の超分解能アルゴリズムに適用し、電波の入射方向（図３の例では送信源１０）を推定することが可能となる。以下、その処理ステップを示す。
As shown in Expression (1), the phase difference of the path length difference resulting from the different element positions remains in each term of the covariance matrix R of the received signal. In this case, the obtained covariance matrix R can be applied to a super-resolution algorithm such as a MUSIC (Multiple Signal Association) method to estimate the incident direction of the radio wave (the
共分散行列Ｒの固有構造を計算する（必要に応じて相関波の分離前処理として空間スムージング前処理を実施したのち、固有構造を計算する）。共分散行列Ｒの固有値はＭ個存在し、これをλｍと表記する。これと対応する共分散行列ＲのＭ個の固有ベクトルをｅｍとすると、次の式（１１）のように表すことができる。 The eigenstructure of the covariance matrix R is calculated (after performing spatial smoothing preprocessing as correlation wave separation preprocessing if necessary, the eigenstructure is calculated). There are M eigenvalues of the covariance matrix R, which are denoted as λ m . When the M eigenvectors of the covariance matrix R corresponding thereto and e m, it can be expressed as the following equation (11).
得られた固有値の大きさを比較し、共分散行列Ｒの固有値λｍのうち、λｍ＞σ２となる個数から推定入射波数が求まる。以下この推定入射波数をＵとする。 The magnitudes of the obtained eigenvalues are compared, and the estimated incident wave number is obtained from the number of eigenvalues λ m of the covariance matrix R that satisfies λ m > σ 2 . Hereinafter, this estimated incident wave number is U.
電波入射角度θｕの推定を行うとき、λｍ＝σ２となる（Ｍ−Ｕ）個の固有ベクトルｅｍを要素とするＭ×（Ｍ−Ｕ）行列ＥＮを用いた次の式（１２）の評価関数を用いる。 When the estimation of the radio wave incident angle theta u, a λ m = σ 2 (M- U) pieces of the following equation (12 using M × (M-U) matrix E N to the eigenvector e m elements ) Is used.
ここで、Ｈは複素共役転置を表し、ａ（θ）はステアリングベクトルで、ｇｍ（θ）をｍ番目の素子アンテナの角度θに対する複素指向性パターン、ｐｍをｍ番目の素子アンテナの位相基準点からの位置ベクトル、ｑ（θ）を角度θからの入射波の入射方向単位ベクトル、Ｔを転置とすると、次の式（１３）で表されるものである。 Here, H is represents a complex conjugate transpose, a (theta) is the steering vector, g m complex directivity patterns (theta) for the angle theta of the m-th antenna element, the p m of the m-th antenna element phase When the position vector from the reference point, q (θ) is the unit vector of the incident direction of the incident wave from the angle θ, and T is transposed, it is expressed by the following equation (13).
角度θを変化させると、θが電波入射角度θｕ（ｕ＝１，２，…，Ｕ）に一致した場合のみ式(１２)の分母が０になり、鋭いピークを示す。したがって、θの変化に対するＰＭＵ（θ）のピークを探すことで入射角度の推定が可能になる。 When the angle θ is changed, the denominator of the equation (12) becomes 0 and shows a sharp peak only when θ matches the radio wave incident angle θ u (u = 1, 2,..., U). Therefore, the incidence angle can be estimated by searching for the peak of P MU (θ) with respect to the change of θ.
このように処理することで、逆拡散処理を行うことなく、低電力で入射する符号多重波の電力を改善し、電波の入射角度を推定することができる。 By processing in this way, it is possible to improve the power of the code multiplexed wave incident at a low power without performing the despreading process, and to estimate the incident angle of the radio wave.
すなわち、この実施の形態２に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散による符号変調多重波を受信する受信アレーアンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、受信信号を復調することなく共分散行列を求めることで時間方向およびチャネル方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３と、共分散行列演算部２３からの共分散行列を用いて測角処理を行う測角処理部２４とが設けられており、低電力で入射してくる目標信号をＳＮＲ真値でＫＱＰ倍改善して受信する効果を得ることができる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the second embodiment includes a receiving
なお、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも同様に、ＫＱＰ倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。
In addition, even when the modulation signal transmitted from the
実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置について図４を参照しながら説明する。図４は、この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 3 FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
図４において、この実施の形態３に係るレーダ信号処理装置２０は、１素子の受信アンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、ＦＦＴ処理部２５と、ＦＦＴ処理部２６と、除算部２７と、共分散行列演算部２３と、遅延時間推定処理部２８とが設けられている。
In FIG. 4, the radar
なお、送信源１０には、送信データを符号変調するＣＤＭ変調回路１１と、加算器１２と、送信素子アンテナ１３とが設けられている。
The
この実施の形態３では、１素子の受信アンテナ２１を用いて反射源からの電波を受信し遅延時間推定を行うものである。
In the third embodiment, a radio wave from a reflection source is received using a one-
送信源１０では、第ｋｃｈの送信データをそれぞれ第ｋｃｈ用のＣＤＭ変調回路１１において符号拡散し、各ｃｈの拡散後の送信データを加算器１２で加算し、送信素子アンテナ１３から送信する。
In the
今、送信源１０から送出された信号がある反射源で反射し、その反射波をレーダ信号処理装置２０の受信アンテナ２１で受信する場合を考える。このとき、送信源１０から反射源、反射源からレーダ信号処理装置２０までの伝播距離に相当する伝播時間差τが発生する。また、反射源の反射係数、伝播距離での伝播損失などにより信号電力が著しく小さくなることが考えられる。
Consider a case where a signal transmitted from the
レーダ信号処理装置２０では、受信アンテナ２１において反射源からの電波を受信する。これをＡ／Ｄ変換器２２においてＡ／Ｄ変換を行い、次の式（１４）で示すような受信信号ｘを得る。
In the radar
ここで、ｎ（ｔｐｑ）はＡ／Ｄ変換後のノイズ成分で、信号ｓ（ｋ）（ｔｐｑ）とは互いに無相関であるとする。 Here, n (t pq ) is a noise component after A / D conversion, and is not correlated with the signal s (k) (t pq ).
次いで、この受信信号をＦＦＴ処理部２５でＦＦＴ(Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ)処理し周波数領域のデータ（周波数軸データ）に変換する。Ｍ’点のＦＦＴ処理を行う場合、ｔｐｑ＝１，…，Ｍ’の時系列データを用いるものとする。
Next, the received signal is subjected to FFT (Fast Fourier Transform) processing by the
ＦＦＴにおけるＭ’個の周波数ポイントをｆｆｐ＝ｆ０＋（Ｍ’−１）Δｆ(Δｆは周波数分解能)とし、各周波数ポイントにおける受信信号をｘ’（ｋ）（ｆｆｐ）とすると、チャネルｋの信号成分ｓ’（ｋ）（ｆｆｐ）は、次の式（１５）のように表すことができる。 Assuming that M ′ frequency points in the FFT are f fp = f 0 + (M′−1) Δf (Δf is a frequency resolution), and a received signal at each frequency point is x ′ (k) (f fp ) The signal component s ′ (k) (f fp ) of k can be expressed as the following equation (15).
ここで、Ａ’（ｋ）は複素信号ｓ’（ｋ）の振幅を、ｈは拡散符号および情報ビットに対応してきまる位相変調の初期値（例えば、情報ビットが１ならば１／４、０ならば３／４などの割付）を表す。 Here, A ′ (k) is the amplitude of the complex signal s ′ (k) , and h is the initial value of phase modulation corresponding to the spreading code and information bits (for example, if the information bit is 1, 1/4, 0 If so, the assignment is 3/4.
一方、送信源１０でのＣＤＭ変調回路１１が符号変調する際に使用した拡散符号の周波数領域データ(周波数軸上データ)を、変調多重波とは別の手段で予めレーダ信号処理装置２０へ伝送しておく。除算部２７において、この周波数領域データ（周波数軸上データ）で受信信号の周波数領域データ（周波数軸上データ）を除算する。この処理により、式（１５）のｅｘｐの指数部分のｊπｈの項を消去することができ、伝播経路長差に起因する遅延時間τの項のみが残る。
On the other hand, the frequency domain data (data on the frequency axis) of the spread code used when the
その後、共分散行列演算部２３において、除算後の周波数軸データの共分散行列を求める。
Thereafter, the
ＦＦＴ後の受信信号ｘ’（ｆｆｐ）ｘ’（ｔｆｐ’）の平均処理は、次の式（１６）、式（１７）のように表すことができる。 The average processing of the received signal x ′ (f fp ) x ′ (t fp ′ ) after the FFT can be expressed as the following equations (16) and (17).
式（１７）の中括弧内第２項、第３項では、今、ｓ（ｋ）とｎは互いに無相関としているため無視できる。式（１７）の中括弧内第４項は、ｎ’（ｆｆｐ）（ｆｐ＝１，…，Ｍ’）は異なるｆｆｐで互いに無相関としているためｆｆｐ≠ｆｆｐ’の場合について無視できる。 In the second and third terms in the curly braces of Equation (17), s (k) and n are now uncorrelated and can be ignored. The fourth term in the curly braces of Expression (17) is ignored for the case of f fp ≠ f fp ′ because n ′ (f fp ) (fp = 1,..., M ′) is uncorrelated with different f fp. it can.
式（１７）を式（１５）と上記の仮定を用いて整理すると、次の式（１８）、式（１９）のように表すことができる。 When formula (17) is rearranged using formula (15) and the above assumption, it can be expressed as the following formula (18) and formula (19).
ここで、異なるｆｆｐにおけるノイズｎ’（ｆｆｐ）は互いに無相関であるが故に、分散が共通にσ’２であるとする。また、Ａ’（ｋ）はｋが異なっても等しい（Ａ’（１）＝…＝Ａ’（ｋ）＝…＝Ａ’（Ｋ）＝Ａ’）とすると、式（１９）は、次の式（２０）のように近似できる。 Here, since the noises n ′ (f fp ) at different f fp are not correlated with each other, it is assumed that the variance is σ ′ 2 in common. Further, A ′ (k) is the same even if k is different (A ′ (1) =... = A ′ (k) =... = A ′ (K) = A ′). (20) can be approximated.
すなわち、サンプル点数分Ｍ’、ｃｈ数Ｋであれば、ＫＭ’の積分効果が得られる。 That is, if the number of sample points is M ′ and the number of channels is K, the integration effect of KM ′ can be obtained.
共分散行列演算部２３で得られた共分散行列を遅延時間推定処理部２８でＭＵＳＩＣアルゴリズム等の超分解能アルゴリズムに適用し、参照信号と入射電波の遅延時間τを推定する。共分散行列が得られた後の処理は実施の形態２と同様であるが，このとき、式（１３）で示したステアリングベクトルａ（θ）は、上記の実施の形態２で受信アレーアンテナ２１の素子数の代わりに、ＦＦＴの周波数ポイント(Ｍ’点)で作成し、角度方向θの代わりに、遅延時間τ方向にピークサーチを行う。
The covariance matrix obtained by the covariance
すなわち、この実施の形態３に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散による符号変調多重波を受信する受信アンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、受信信号をＦＦＴ処理して周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部２５と、前記周波数軸データを参照信号の周波数軸データで除算する除算部２７と、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向およびチャネル方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３と、前記共分散行列演算部２３からの共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行う遅延時間推定処理部２８とが設けられており、著しく低電力な反射波に対してＳＮＲ真値でＫＭ’倍改善する効果を得ることができる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the third embodiment includes a receiving
なお、上記の説明では、送信源１０から参照信号を得ているが、参照信号をレーダ信号処理装置２０で用意できる場合にはこれを用いることも可能である。
In the above description, the reference signal is obtained from the
また、上記の説明では、到来時間差を求め遅延時間推定処理を行っているが、送信源１０、レーダ信号処理装置２０の位置が既知であれば、遅延時間推定処理部２８で得られる遅延時間推定値により、推定される反射源の位置の軌跡は楕円を描き、別の方法で得られる方角情報を元に反射源の位置を推定することが可能である。
In the above description, the arrival time difference is obtained and the delay time estimation process is performed. However, if the positions of the
なお、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも同様に、ＫＭ’倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。
It should be noted that the modulation signal transmitted from the
実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置について図５を参照しながら説明する。図５は、この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 4 FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 4 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
図５において、この実施の形態４に係るレーダ信号処理装置２０は、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、ＦＦＴ処理部２５と、ＦＦＴ処理部２６と、除算部２７と、共分散行列演算部２３と、測角処理部２４と、遅延時間推定処理部２８とが設けられている。
In FIG. 5, the radar
なお、送信源１０には、送信データを拡散符号で変調するＣＤＭ変調回路１１と、加算器１２と、送信素子アンテナ１３とが設けられている。
The
この実施の形態４では、ＭＵＳＩＣアルゴリズムにおいて入射角度と遅延時間の両方を、それぞれ測角処理部２４と遅延時間推定処理部２８で同時に推定するものである。
In the fourth embodiment, in the MUSIC algorithm, both the incident angle and the delay time are estimated simultaneously by the angle
上記の実施の形態２では、共分散行列演算部２３により得られる共分散行列の各要素に、時間方向の寄与による位相項(−ｊ(２π／λ)ｃｔmn)を考慮し、ピークサーチにより送信波が入射する角度に対応した時間差ｔmnを検出した。一方、上記の実施の形態３では、同じく共分散行列の各要素に周波数方向の寄与による位相項(−ｊ２πffpτ)を考慮し、ピークサーチにより反射源との距離に対応する遅延時間差τを検出した。本実施の形態４では、上記実施の形態２及び３における受信データを、時間軸及び周波数軸の二次元で取得し、その共分散行列の固有構造を計算し、入射波の推定入射角度と遅延時間を、評価関数による二次元のピークサーチにより求める。この場合も上記実施の形態２及び３と同様に時間方向、チャネル方向の両方に積分した効果が得られる。
In the second embodiment, the phase term (−j (2π / λ) ct mn ) due to the contribution in the time direction is considered for each element of the covariance matrix obtained by the covariance
このとき、上記実施の形態２及び３におけるステアリングベクトルを、角度方向、周波数方向に求めておき、θ、τの二次元方向にピークサーチに用いることにより、これらを同時に推定する。 At this time, the steering vectors in the second and third embodiments are obtained in the angular direction and the frequency direction, and are used for peak search in the two-dimensional directions of θ and τ, thereby simultaneously estimating them.
このように処理することで、低電力で入射する電波の電力を改善し、入射角度、遅延時間の同時推定が可能となる。 By processing in this way, the power of radio waves incident with low power can be improved, and the incident angle and delay time can be estimated simultaneously.
図５に示したように測角処理と遅延時間推定処理を同時に行わず、遅延時間推定処理後に測角処理を行ったり、測角処理後に遅延時間推定処理を行ったりする構成でも、低電力な反射波の電力を改善し測位を行うことが可能であることは、上記実施の形態２及び３に示したとおりである。 As shown in FIG. 5, even in the configuration in which the angle measurement process and the delay time estimation process are not performed at the same time, the angle measurement process is performed after the delay time estimation process, or the delay time estimation process is performed after the angle measurement process. As described in the second and third embodiments, the power of the reflected wave can be improved and positioning can be performed.
すなわち、この実施の形態４に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散による符号変調多重波を受信する受信アレーアンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、受信信号をＦＦＴ処理して周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部２５と、前記周波数軸データを参照信号の周波数軸データで除算する除算部２７と、前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向およびチャネル方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３と、共分散行列演算部２３からの共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行う測角処理部２４／遅延時間推定処理部２８とが設けられており、著しく低電力な入射波に対してＳＮＲ真値でＫＱＰＭ’倍改善する効果を得ることができる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the fourth embodiment includes a receiving
なお、上記の説明では、遅延時間推定処理に送信源１０から参照信号を得ているが、参照信号をレーダ信号処理装置２０で用意できる場合等には、これを用い、送信源１０からの参照信号を省略することも可能である。
In the above description, the reference signal is obtained from the
また、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも同様に、ＫＱＰＭ’倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。
Further, the modulation signal transmitted from the
実施の形態５．
この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置について図６を参照しながら説明する。図６は、この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 5 FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 5 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
図６において、この実施の形態５に係るレーダ信号処理装置２０は、Ｍ素子の受信アレーアンテナ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、ＣＤＭ復調回路２９と、共分散行列演算部２３とが設けられている。
6, the radar
図６中、レーダ信号処理装置２０側の一点鎖線内は合計Ｋ波が多重化された送信信号のうちのある１波についての復調に用いるので、一点鎖線で囲まれたブロックが合計Ｋ個備わっている。このように復調を行っていれば、上記実施の形態１の式（６）の異なるチャネルｋ，ｋ′間では拡散符号の違いにより相関値は無視できるとの仮定が予め省略されたものとなる。なぜなら、合計Ｋ個の復調ブロックからは、対応するひとつのチャネル信号のみしか出力されないため、他のチャネルとの相関を考慮する必要が無いためである。
In FIG. 6, the one-dot chain line on the radar
式（６）以降の処理は、上記実施の形態１と同様の積分効果、ＳＮＲ真値でＫＱＰ倍の改善効果が得られる。 The processing after the expression (6) provides the same improvement effect as in the first embodiment, and an improvement effect of KQP times with the SNR true value.
また、送信源１０が送出する変調信号が複数チャネルの信号を多重化したものではなく、単一チャネルの信号(つまり、Ｋ＝１)の場合でも同様に、ＫＱＰ倍でＫ＝１とした改善効果を得ることができる。
Further, even when the modulation signal transmitted from the
また、複数の信号が多重化されている場合に、任意のｋｃｈを逆拡散する処理も可能である。この場合、積分効果を表す式（９）ではＫ＝ｋとしてその積分効果が得られる。 Further, when a plurality of signals are multiplexed, a process of despreading an arbitrary kch is also possible. In this case, in equation (9) representing the integration effect, the integration effect is obtained with K = k.
すなわち、この実施の形態５に係るレーダ信号処理装置は、スペクトル拡散の符号変調波を受信する受信アレーアンテナ２１と、受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２と、拡散符号を用いて受信信号を逆拡散するＣＤＭ復調回路２９と、逆拡散された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部２３とを設けたものである。
That is, the radar signal processing apparatus according to the fifth embodiment uses a receiving
実施の形態６．
この発明の実施の形態６に係るレーダ信号処理装置について図７を参照しながら説明する。図７は、この発明の実施の形態６に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 6 FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 6 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
図７において、上記の実施の形態１の図１と比較して、ＣＤＭ変調回路１１が、周波数変調回路１１Ａに換わるのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 7, as compared with FIG. 1 of the first embodiment, the
つぎに、この実施の形態６に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the sixth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態１では、送信源１０からの送信電波は符号変調された電波を対象としていた。送信源１０の中にはＣＤＭ変調回路１１が多重化するチャネル数台具備されており、異なるチャネル間で干渉などを発生せず、受信側の復調回路により個々のチャネルの情報を正しく復元できるような拡散符号を用いて情報拡散を行っている。その後、加算器１２により各チャネルの合成を行い、単一信号として送信素子アンテナ１３により送信されている。
In the first embodiment, the transmission radio wave from the
これに対してこの実施の形態６では、送信源１０の中に多重化するチャネル数台の周波数変調回路１１Ａを具備する。例えば、多重化するチャネル数を４チャネルとすると、周波数変調回路１１Ａａ〜１１Ａｄが必要となる。各周波数変調回路１１Ａａ〜１１Ａｄにはそれぞれ決められた変調周波数ｆ１〜ｆ４が割り当てられており、各チャネルに重畳される情報はこの変調周波数ｆ１〜ｆ４のキャリア周波数に変調される。隣り合うチャネル間では干渉が起きないように十分離れたΔｆの周波数間隔をおく。次に、これらの４つの変調信号を加算器１２で合成し、送信素子アンテナ１３により送出する。
On the other hand, in the sixth embodiment, the
これ以降の実施の形態６に係るレーダ信号処理装置の動作及び得られる効果は、上記の実施の形態１のものと同様である。つまり、Ｍ素子アレーアンテナ２１における受信信号をＡ／Ｄ変換器２２によりディジタル信号化し、共分散行列演算部２３により共分散行列を得る。ただし、ここでは送信源１０の周波数変調回路１１Ａａ〜１１Ａｄに設定された変調周波数ｆ１〜ｆ４の周波数信号をすべて観測できるように広帯域な受信信号を得るものとする。この時、共分散行列における受信アレーアンテナ２１の第ｍ素子の受信信号ｘｍ（ｔｐｑ）と、第ｎ素子の受信信号ｘｎ（ｔｐｑ）間の相関値の時間平均処理＜ｘｍ（ｔｐｑ）ｘｎ ＊（ｔｐｑ）＞は、次の式（２３）で示される。
Subsequent operations and effects obtained by the radar signal processing apparatus according to the sixth embodiment are the same as those of the first embodiment. That is, the received signal at the M-
式（２１）は第ｍ素子における変調周波数ｆｋの信号成分、式（２２）は第ｎ素子における変調周波数ｆｋの信号成分を示している。ｄｋは変調周波数ｆｋの信号に畳重される情報シンボルである。また、式（２２）のｔｍｎは第ｍ素子と第ｎ素子間の行路差により決まる伝搬時間差である。 Expression (21) represents the signal component of the modulation frequency f k in the m-th element, and Expression (22) represents the signal component of the modulation frequency f k in the n-th element. d k is an information symbol superimposed on a signal having a modulation frequency f k . In addition, t mn in Expression (22) is a propagation time difference determined by a path difference between the m-th element and the n-th element.
式（２３）の大括弧間の積についてよく見ると、異なる変調周波数ｆｋとｆｌ間では特に放送波や通信波などの場合それぞれ独立の情報シンボルｄｋとｄｌが畳重されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、結果的に式（２３）の大括弧間の積では同一周波数成分間の積のみが残り、次の式（２４）で表せる。 Looking closely at the product between square brackets in equation (23), independent information symbols d k and d l are convolved between different modulation frequencies f k and f l , particularly in the case of broadcast waves and communication waves. Since the correlation value (coherence) can be regarded as sufficiently low when averaged over a long period of time, as a result, only the product between the same frequency components remains in the product between square brackets of Equation (23), and can be expressed by the following Equation (24).
さらに、すべての変調周波数における電力が等しいと仮定すると、式（２５）の通り表すことができる。 Furthermore, assuming that the power at all modulation frequencies is equal, it can be expressed as equation (25).
したがって、式（２４）、式（２５）より次の式（２６）が得られる。 Therefore, the following equation (26) is obtained from the equations (24) and (25).
式（２６）の結果は、上記の実施の形態１の式（９）において、Ｋ＝４とおいた場合と同じ結果で求められる。最終的に、この実施の形態６においても電力ＳＮＲの改善効果は上記の実施の形態１の式（１０）で得ることができる。 The result of equation (26) is obtained with the same result as when K = 4 in equation (9) of the first embodiment. Finally, also in the sixth embodiment, the effect of improving the power SNR can be obtained by the equation (10) of the first embodiment.
すなわち、この実施の形態６に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数）改善して受信する効果を得ることができる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the sixth embodiment does not demodulate the information of each channel transmitted from the
実施の形態７．
この発明の実施の形態７に係るレーダ信号処理装置について図８を参照しながら説明する。図８は、この発明の実施の形態７に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 7 FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 7 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 7 of the present invention.
図８において、上記の実施の形態６の構成に、測角処理部２４を加えたものであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 8, the angle
つぎに、この実施の形態７に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the seventh embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態２では上記の実施の形態１で得られた共分散行列の固有値から、反射信号の入射角度推定値を得ている。同様に、この実施の形態７は、上記の実施の形態６で得られた共分散行列の固有値から反射波の入射角度推定値を得るもので、その動作内容は上記の実施の形態２で説明したものと同様である。 In the second embodiment, the estimated incident angle of the reflected signal is obtained from the eigenvalue of the covariance matrix obtained in the first embodiment. Similarly, in the seventh embodiment, an estimated angle of incidence of a reflected wave is obtained from the eigenvalues of the covariance matrix obtained in the sixth embodiment, and the details of the operation will be described in the second embodiment. It is the same as what I did.
この実施の形態７が上記の実施の形態２と異なる部分は、送信源１０における送信信号の多重変調方式が、符号多重変調から周波数多重変調へと換わったのみである。送信信号が周波数多重変調方式の場合でも同様に、低電力で入射する反射信号の電力ＳＮＲを改善し、電波の入射角度を高精度に推定することができる。
The difference between the seventh embodiment and the second embodiment is that the multiplex modulation method of the transmission signal in the
すなわち、この実施の形態７に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数）改善して受信し、電波の入射角度を高精度に推定することができる効果が得られる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the seventh embodiment does not demodulate the information of each channel transmitted from the
実施の形態８．
この発明の実施の形態８に係るレーダ信号処理装置について図９を参照しながら説明する。図９は、この発明の実施の形態８に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 8 FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 8 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
図９において、上記の実施の形態３を示す図４のＣＤＭ変調回路１１が周波数変調回路１１Ａに換わるのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 9, only the
つぎに、この実施の形態８に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the eighth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態３では、送信源１０からの送信電波は符号変調された電波を対象として得た共分散行列を、遅延時間推定処理部２８でＭＵＳＩＣアルゴリズム等の超分解能アルゴリズムに適用し、参照信号と入射電波の遅延時間τを推定している。
In the third embodiment, the transmission radio wave from the
この実施の形態８では、送信電波が符号変調方式から周波数変調方式へと換わったのみであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態３と同様である。ただし、ここでは送信源１０の周波数変調回路１１Ａａ〜１１ＡＫに設定された変調周波数ｆ１〜ｆＫの周波数信号をすべて観測できるように広帯域な受信信号を得るものとする。この場合も同様に、異なる変調周波数のチャネル間では独立の情報が重畳されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、サンプル点数Ｍ’、ｃｈ数Ｋであれば、共分散行列では電力ＳＮＲでＫＭ’倍の積分効果が得られる。
In the eighth embodiment, the transmission radio wave is only changed from the code modulation method to the frequency modulation method, and the operation and the obtained effect are the same as in the third embodiment. However, it is assumed here that a wideband received signal is obtained so that all frequency signals of the modulation frequencies f 1 to f K set in the frequency modulation circuits 11Aa to 11AK of the
すなわち、この実施の形態８に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＭ’倍改善して受信し、遅延時間を高精度に推定できるという効果を得る。
That is, the radar signal processing apparatus according to the eighth embodiment improves the power SNR by KM ′ times with respect to a remarkably low power reflected wave without demodulating the information of each channel transmitted from the
実施の形態９．
この発明の実施の形態９に係るレーダ信号処理装置について図１０を参照しながら説明する。図１０は、この発明の実施の形態９に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
A radar signal processing apparatus according to
図１０において、上記の実施の形態４を示す図５のＣＤＭ変調回路１１が周波数変調回路１１Ａに換わるのみであり、残りの構成は同じである。
10, only the
つぎに、この実施の形態９に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the ninth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態４では、符号変調された電波を対象として、入射角度によりＭ素子の受信アレーアンテナに発生する位相項（−ｊ（２π／λ）ｃｔｍｎ）と、反射信号の遅延時間とＦＦＴの周波数ポイントにより発生する位相差（−ｊ２πｆｆｐτ）を二次元で取得し、入射波の推定入射角度と遅延時間を、評価関数による二次元のピークサーチにより求めている。 In the fourth embodiment, for a code-modulated radio wave, the phase term (−j (2π / λ) ct mn ) generated in the M-element receiving array antenna according to the incident angle, the delay time of the reflected signal, and The phase difference (−j2πf fp τ) generated by the FFT frequency point is acquired in two dimensions, and the estimated incident angle and delay time of the incident wave are obtained by a two-dimensional peak search using an evaluation function.
この実施の形態９では、送信電波が符号変調方式から周波数変調方式へと換わったのみであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態４と同様である。ただし、ここでは送信源１０の周波数変調回路１１Ａａ〜１１ＡＫに設定された変調周波数ｆ１〜ｆＫの周波数信号をすべて観測できるように広帯域な受信信号を得るものとする。この場合も同様に、異なる変調周波数のチャネル間では独立の情報が重畳されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、サンプル点数Ｍ’、ｃｈ数Ｋであれば、共分散行列では電力ＳＮＲでＫＱＰＭ’倍の改善効果が得られる。
In the ninth embodiment, the transmission radio wave is only changed from the code modulation method to the frequency modulation method, and the operation and the obtained effect are the same as in the fourth embodiment. However, it is assumed here that a wideband received signal is obtained so that all frequency signals of the modulation frequencies f 1 to f K set in the frequency modulation circuits 11Aa to 11AK of the
すなわち、この実施の形態９に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＱＰＭ’倍改善して受信し、反射信号の入射角度と遅延時間を同時に高精度に推定できるという効果を得る。
That is, the radar signal processing apparatus according to the ninth embodiment improves KQPM ′ times with a power SNR with respect to a remarkably low power reflected wave without demodulating information of each channel transmitted from the
実施の形態１０．
この発明の実施の形態１０に係るレーダ信号処理装置について図１１を参照しながら説明する。図１１は、この発明の実施の形態１０に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
A radar signal processing apparatus according to
図１１において、上記の実施の形態５を示す図６のＣＤＭ変調回路１１が周波数変調回路１１Ａ、ＣＤＭ復調回路２９が周波数復調回路２９Ａに換わるのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 11, only the
つぎに、この実施の形態１０に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the tenth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態５では、符号変調された電波を対象として、Ｋ個のＣＤＭ復調回路２９により多重化されたＫ個の独立な情報を復元する。このように復調を行っていれば、上記の実施の形態１における異なるチャネルｋ、ｋ’間では拡散符号の違いにより相関値は無視できるとの仮定が予め省略されたものとなる。
In the above-described fifth embodiment, K pieces of independent information multiplexed by the K pieces of
この実施の形態１０では、送信電波が符号変調方式から周波数変調方式へと換わったのみであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態５と同様である。つまり、周波数復調回路２９Ａが多重化された単一信号からＫ個の独立な情報を復元する。異なるチャネル間では独立の情報が重畳されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、上記の実施の形態６における相関値は無視できるとの仮定が予め省略されたものとなるため、電力ＳＮＲではＫＱＰ倍の改善効果が得られる。
In the tenth embodiment, only the transmission radio wave is changed from the code modulation method to the frequency modulation method, and the operation and the obtained effect are the same as in the fifth embodiment. That is, the
すなわち、この実施の形態１０に係るレーダ信号処理装置は、復調された受信信号の共分散行列を求めることで、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数）改善して受信する効果を得ることができる。 That is, the radar signal processing apparatus according to the tenth embodiment obtains the covariance matrix of the demodulated received signal, and the reflected signal from the reflection source incident at a low power is multiplied by the power SNR by KQP (K is a multiple channel). Number) It is possible to improve the reception effect.
実施の形態１１．
この発明の実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置について図１２及び図１３を参照しながら説明する。図１２は、この発明の実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。また、図１３は、この発明の実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置の動作を説明するための図である。
A radar signal processing apparatus according to
図１２において、上記の実施の形態１を示す図１のＣＤＭ変調回路１１が時分割変調回路１１Ｂに換わり、さらに、時分割制御回路１４が新たに追加され、残りの構成は同じである。
In FIG. 12, the
つぎに、この実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the eleventh embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態１では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態６では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とした。 In the first embodiment, the transmission signal of the code division multiplexing modulation system is targeted, and in the sixth embodiment, the transmission signal of the frequency division multiplexing modulation system is targeted.
この実施の形態１１では、これらに換わって時分割多重変調方式の送信信号を対象とするものである。時分割多重変調とは、キャリア信号である単一信号を単位時間当たり複数の時間スロットに分割し、それぞれの時間スロットに独立な情報を重畳させることで、単一のキャリア信号で複数の情報を送信するようにした多重変調方式である。 In the eleventh embodiment, instead of these, a transmission signal of a time division multiplex modulation scheme is targeted. Time-division multiplexing modulation divides a single signal, which is a carrier signal, into a plurality of time slots per unit time, and superimposes independent information in each time slot, so that a plurality of information can be obtained with a single carrier signal. This is a multiplex modulation system for transmission.
例えば、図１３に示すように、単一キャリア信号を単位時間長当たり４つの時間スロットに分割すると考えると、時間スロット１に情報Ａ、時間スロット２に情報Ｂ、時間スロット３に情報Ｃ、時間スロット４に情報Ｄの各情報信号を乗せることになる。受信側では単位時間当たりの時間スロットの分割数と各スロットに対応する情報の順番が予め分かっており、目的の時間スロットのみを取得できるように受信信号をサンプリングすることで、他の時間スロットの影響無しに情報を受け取ることが可能になる。
For example, as shown in FIG. 13, when a single carrier signal is considered to be divided into four time slots per unit time length, information A in
ここで、Ｍ素子アレーアンテナ２１における受信信号をＡ／Ｄ変換器２２によりディジタル信号化し、共分散行列演算部２３により共分散行列を得る。ただし、ここでは送信源１０の時分割変調回路１１Ｂａ〜１１Ｂｄに設定されたタイムスロット＃１〜＃４に割り振られた信号をすべて観測できるようにサンプリング間隔を決めておく（ｔ１＝スロット＃１、ｔ２＝スロット＃２・・・）。全４つのスロットの情報を含んだ信号に対し、受信アレーアンテナ２１の第ｍ素子の受信信号ｘｍ（ｔｋ）と、第ｎ素子の受信信号ｘｎ（ｔｋ）間の共分散行列を求め、これを情報番号１〜ＱまでのＱ組による時間平均処理＜ｘｍ（ｔｋ）ｘｎ ＊（ｔｋ）＞を求める。
Here, the received signal at the M-
式（２７）、式（２８）のｄｑｋは情報番号ｑのスロットｋに対する時間ｔｑｋに畳重される情報シンボルを表し、これが単一のキャリア周波数ｆで変調され、加算器１２で合成された後、送信素子アンテナ１３で送出される。
In the equations (27) and (28), d qk represents an information symbol that is convolved with the time t qk for the slot k of the information number q, which is modulated by a single carrier frequency f and synthesized by the
この信号を受信アレーアンテナ２１で受信したとき、式（２８）に示すように第ｍ素子と第ｎ素子間の行路長差により伝播時間差ｔｍｎを生ずる。
When this signal is received by the receiving
式（２９）の大括弧間の積についてよく見ると、今異なるスロット間における畳重シンボルｄｑｋ，ｄｑｌは特に放送波や通信波の場合、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせるため、結果的に式（２９）の大括弧間の積では同一スロット間の積のみが残り、次の式（３０）で表せる。 Looking closely at the product between square brackets in equation (29), the tatami mat symbols d qk and d ql between different slots now have a sufficient correlation value (coherence) when averaged over a long time, especially in the case of broadcast waves and communication waves. As a result, only the product between the same slots remains in the product between square brackets in the equation (29), and can be expressed by the following equation (30).
ここで、各スロットの信号電力が等しいと仮定すると、次の式（３１）の通り表すことができる。 Here, assuming that the signal power of each slot is equal, it can be expressed as the following equation (31).
式（３１）を用いて式（３０）を書き直すと、次の式（３２）の通りに表せる。 When the formula (30) is rewritten using the formula (31), it can be expressed as the following formula (32).
これ以降の動作はＱＰ→Ｑ、Ｋ→４とした場合の上記の実施の形態１または実施の形態６と同様である。したがって、一般的に時間スロット数をＫとすると共分散行列は電力ＳＮＲでＫＱ倍の改善効果が得られる。 The subsequent operations are the same as those in the first or sixth embodiment when QP → Q and K → 4. Therefore, in general, when the number of time slots is K, the covariance matrix can improve the power SNR by a factor of KQ.
すなわち、この実施の形態１１に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱ倍（Ｋは時間スロット数）改善して受信する効果を得ることができる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the eleventh embodiment does not demodulate the information of each channel transmitted from the
実施の形態１２．
この発明の実施の形態１２に係るレーダ信号処理装置について図１４を参照しながら説明する。図１４は、この発明の実施の形態１２に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
A radar signal processing apparatus according to
図１４において、上記の実施の形態１１を示す図１２に、測角処理部２４を加えたものであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 14, the angle
つぎに、この実施の形態１２に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the twelfth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態２では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態７では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、電力ＳＮＲを改善した共分散行列の固有値から反射信号の入射角度を高精度に推定した。 In the second embodiment, the transmission signal of the code division multiplex modulation scheme is targeted, and in the seventh embodiment, the transmission value of the frequency division multiplex modulation scheme is targeted, and the eigenvalue of the covariance matrix having improved power SNR. The incident angle of the reflected signal was estimated with high accuracy.
この実施の形態１２では、これらに換わって時分割多重変調方式の送信信号を対象とするものであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態２または実施の形態７と同様であるため、以降の説明は省略する。 In this twelfth embodiment, instead of these, the transmission signal of the time division multiplex modulation scheme is targeted, and the operation and the obtained effect are the same as in the second embodiment or the seventh embodiment. The subsequent description is omitted.
すなわち、この実施の形態１２に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される時分割多重変調方式の各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱ倍（Ｋは時間スロット数）改善して受信し、電波の入射角度を高精度に推定することができる効果が得られる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the twelfth embodiment does not demodulate the information of each channel of the time division multiplex modulation scheme transmitted from the
実施の形態１３．
この発明の実施の形態１３に係るレーダ信号処理装置について図１５を参照しながら説明する。図１５は、この発明の実施の形態１３に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
A radar signal processing apparatus according to
図１５において、上記の実施の形態３を示す図４のＣＤＭ変調回路１１が時分割変調回路１１Ｂに換わり、さらに、時分割制御回路１４が新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 15, the
つぎに、この実施の形態１３に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the thirteenth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態３では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態８では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、電力ＳＮＲを改善した共分散行列の固有値から反射信号の遅延時間を高精度に推定した。 In Embodiment 3 above, the transmission signal of the code division multiplexing modulation system is targeted, and in Embodiment 8 above, the eigenvalue of the covariance matrix with the power SNR improved for the transmission signal of the frequency division multiplexing modulation system. The delay time of the reflected signal was estimated with high accuracy.
この実施の形態１３では、これらに換わって時分割多重方式の送信信号を対象とするものであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態３または実施の形態８と同様であるため、以降の説明は省略する。 In the thirteenth embodiment, instead of these, the transmission signal of the time division multiplexing method is targeted, and the operation and the obtained effect are the same as those of the third embodiment or the eighth embodiment. The subsequent description is omitted.
すなわち、この実施の形態１３に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＭ’倍（Ｋは時間スロット数、Ｍ’はＦＦＴの周波数ポイント数）改善して受信し、遅延時間を高精度に推定できるという効果を得る。
That is, the radar signal processing apparatus according to the thirteenth embodiment does not demodulate the information of each channel transmitted from the
実施の形態１４．
この発明の実施の形態１４に係るレーダ信号処理装置について図１６を参照しながら説明する。図１６は、この発明の実施の形態１４に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
A radar signal processing apparatus according to
図１６において、上記の実施の形態４を示す図５のＣＤＭ変調回路１１が時分割変調回路１１Ｂに換わり、さらに、時分割制御回路１４が新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 16, the
つぎに、この実施の形態１４に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the fourteenth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態４では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態９では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、入射波の推定入射角度と遅延時間を評価関数による二次元のピークサーチにより同時に求めた。
In the above embodiment 4, the transmission signal of the code division multiplexing modulation system is targeted, and in the
この実施の形態１４では、これらに換わって時分割多重変調方式の送信信号を対象とするものであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態４または実施の形態９と同様であるため、以降の説明は省略する。
In this
すなわち、この実施の形態１４に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＱＭ’倍（Ｋは時間スロット数、Ｍ’はＦＦＴの周波数ポイント数）改善して受信し、反射信号の入射角度と遅延時間を同時に高精度に推定できるという効果を得る。
That is, the radar signal processing apparatus according to the fourteenth embodiment does not demodulate information of each channel transmitted from the
実施の形態１５．
この発明の実施の形態１５に係るレーダ信号処理装置について図１７を参照しながら説明する。図１７は、この発明の実施の形態１５に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 15 FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 15 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 15 of the present invention.
図１７において、上記の実施の形態５を示す図６のＣＤＭ変調回路１１が時分割変調回路１１Ｂ、ＣＤＭ復調回路２９が時分割復調回路２９Ｂに換わり、新たに時分割制御回路１４が加わるのみであり、残りの構成は同じである。
17, the
つぎに、この実施の形態１５に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the fifteenth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態５では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１０では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、それぞれの方式で復調された情報を元に得られた共分散行列により、反射信号の電力ＳＮＲを改善した。 In the fifth embodiment, the transmission signal of the code division multiplexing modulation scheme is targeted, and in the tenth embodiment, the transmission signal of the frequency division multiplexing modulation scheme is targeted, and the information demodulated by each scheme is used as a source. The power SNR of the reflected signal was improved by the covariance matrix obtained in (1).
この実施の形態１５では、これらに換わって時分割多重変調方式の送信信号を対象とするものであり、その動作や得られる効果は上記の実施の形態５または実施の形態１０と同様であるため、以降の説明は省略する。 In the fifteenth embodiment, instead of these, the transmission signal of the time division multiplex modulation scheme is targeted, and the operation and the obtained effect are the same as those of the fifth embodiment or the tenth embodiment. The subsequent description is omitted.
すなわち、この実施の形態１５に係るレーダ信号処理装置は、復調された受信信号により共分散行列を求めることで、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱ倍（Ｋは時間スロット数）改善して受信する効果を得ることができる。 In other words, the radar signal processing apparatus according to the fifteenth embodiment obtains a covariance matrix from the demodulated received signal, whereby the reflected signal from the reflection source incident at low power is multiplied by the power SNR by KQ times (K is a time slot). Number) It is possible to improve the reception effect.
実施の形態１６．
この発明の実施の形態１６に係るレーダ信号処理装置について図１８を参照しながら説明する。図１８は、この発明の実施の形態１６に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 16 FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 16 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 16 of the present invention.
図１８において、上記の実施の形態１を示す図１のＣＤＭ変調回路１１が変調回路１１Ｃに換わり、さらに、変調制御回路１４Ａが新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 18, the
つぎに、この実施の形態１６に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the sixteenth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態１では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態６では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１１では、時分割多重変調方式の送信信号を対象として、各変調方式の情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数、実施の形態１１の時分割多重変調方式ではＱＰ→Ｑ）改善した共分散行列を得ていた。 In the first embodiment, the transmission signal of the code division multiplex modulation scheme is targeted. In the sixth embodiment, the transmission signal of the frequency division multiplex modulation scheme is targeted. In the eleventh embodiment, the time division is performed. For a transmission signal of a multiplex modulation system, the reflected signal from the reflection source incident at a low power is KQP multiplied by the power SNR without demodulating information of each modulation system (K is the number of multiplex channels, as in the eleventh embodiment) In the division multiplexing modulation system, QP → Q) an improved covariance matrix was obtained.
この実施の形態１６では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行うことである。これらのデータから多重化した次元方向に相関値を求めると、異なるチャネル間では独立の情報が重畳されており、長時間で平均すると相関値（コヒーレンス）が十分低く見なせる。したがって、上記の各実施の形態と同様の電力ＳＮＲ改善を持つ共分散行列を得ることができる。 In the sixteenth embodiment, the modulation scheme to be used is not defined as in each of the above embodiments. The effects described in the above embodiments can be obtained even in an arbitrary modulation scheme in which a plurality of pieces of information are modulated and multiplexed in an arbitrary dimension. However, what is required at this time is to perform data acquisition so that information on all channels of the multiplexed dimension can be received. When correlation values are obtained in the dimension direction multiplexed from these data, independent information is superimposed between different channels, and the correlation value (coherence) can be considered sufficiently low when averaged over a long period of time. Accordingly, it is possible to obtain a covariance matrix having the same power SNR improvement as that of each of the above embodiments.
すなわち、この実施の形態１６に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋはチャネル多重数）改善して受信する効果を得ることができる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the sixteenth embodiment does not demodulate the information of each channel transmitted from the
実施の形態１７．
この発明の実施の形態１７に係るレーダ信号処理装置について図１９を参照しながら説明する。図１９は、この発明の実施の形態１７に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 17. FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 17 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 17 of the present invention.
図１９において、上記の実施の形態１６を示す図１８に、測角処理部２４を加えたのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 19, only the angle
つぎに、この実施の形態１７に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the seventeenth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態２では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態７では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１２では、時分割多重変調方式の送信信号を対象として、各変調方式の情報を復調することなく、低電力で入射する反射信号の入射角度を高精度に推定した。 In the second embodiment, the transmission signal of the code division multiplex modulation method is targeted, in the seventh embodiment, the transmission signal of the frequency division multiplex modulation method is targeted, and in the twelfth embodiment, the time division is performed. For the transmission signal of the multiplex modulation system, the incident angle of the reflected signal incident with low power is estimated with high accuracy without demodulating the information of each modulation system.
この実施の形態１７では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行うことである。これ以降の動作や効果は上記の各実施の形態と同様であるため、以降の説明は省略する。 In the seventeenth embodiment, the modulation scheme to be used is not defined as in each of the above embodiments. The effects described in the above embodiments can be obtained even in an arbitrary modulation scheme in which a plurality of pieces of information are modulated and multiplexed in an arbitrary dimension. However, what is required at this time is to perform data acquisition so that information on all channels of the multiplexed dimension can be received. Since subsequent operations and effects are the same as those in the above-described embodiments, the following description is omitted.
すなわち、この実施の形態１７に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋはチャネル多重数）改善して受信し、電波の入射角度を高精度に推定することができる効果が得られる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the seventeenth embodiment does not demodulate the information of each channel transmitted from the
実施の形態１８．
この発明の実施の形態１８に係るレーダ信号処理装置について図２０を参照しながら説明する。図２０は、この発明の実施の形態１８に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 18 FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 18 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 18 of the present invention.
図２０において、上記の実施の形態３を示す図４のＣＤＭ変調回路１１が変調回路１１Ｃに換わり、さらに、変調制御回路１４Ａが新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 20, the
つぎに、この実施の形態１８に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing apparatus according to the eighteenth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態３では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態８では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１３では、時分割多重変調方式の送信信号を対象として、各変調方式の情報を復調することなく、低電力で入射する反射信号の遅延時間を高精度に推定した。 In the third embodiment, the transmission signal of the code division multiplex modulation scheme is targeted. In the eighth embodiment, the transmission signal of the frequency division multiplex modulation scheme is targeted. In the thirteenth embodiment, the time division is performed. For the transmission signal of the multiplex modulation method, the delay time of the reflected signal incident with low power is estimated with high accuracy without demodulating the information of each modulation method.
この実施の形態１８では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行うことである。これ以降の動作や効果は上記の各実施の形態と同様であるため、以降の説明は省略する。 In the eighteenth embodiment, the modulation scheme to be used is not defined as in each of the above embodiments. The effects described in the above embodiments can be obtained even in an arbitrary modulation scheme in which a plurality of information is modulated and multiplexed and combined in an arbitrary dimension. However, what is required at this time is to perform data acquisition so that information on all channels of the multiplexed dimension can be received. Since subsequent operations and effects are the same as those in the above-described embodiments, the following description is omitted.
すなわち、この実施の形態１８に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＭ’倍（Ｋはチャネル多重数、Ｍ’はＦＦＴの周波数ポイント数）改善して受信し、電波の遅延時間を高精度に推定することができる効果が得られる。
That is, the radar signal processing apparatus according to the eighteenth embodiment does not demodulate the information of each channel transmitted from the
実施の形態１９．
この発明の実施の形態１９に係るレーダ信号処理装置について図２１を参照しながら説明する。図２１は、この発明の実施の形態１９に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
Embodiment 19. FIG.
A radar signal processing apparatus according to Embodiment 19 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a radar signal processing apparatus according to Embodiment 19 of the present invention.
図２１において、上記の実施の形態４を示す図５のＣＤＭ変調回路１１が変調回路１１Ｃに換わり、さらに、変調制御回路１４Ａが新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 21, the
つぎに、この実施の形態１９に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing device according to the nineteenth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態４では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態９では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１４では、時分割多重変調方式の送信信号を対象として、各変調方式の情報を復調することなく、入射波の推定入射角度と遅延時間を評価関数による二次元のピークサーチにより同時に求めた。 In the fourth embodiment, the transmission signal of the code division multiplex modulation scheme is targeted. In the ninth embodiment, the transmission signal of the frequency division multiplex modulation scheme is targeted. In the fourteenth embodiment, the time division is performed. For the transmission signal of the multiplex modulation system, the estimated incident angle and delay time of the incident wave were simultaneously obtained by two-dimensional peak search using an evaluation function without demodulating the information of each modulation system.
この実施の形態１９では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行うことである。これ以降の動作や効果は上記の各実施の形態と同様であるため、以降の説明は省略する。 In the nineteenth embodiment, the modulation scheme to be used is not defined as in each of the above embodiments. The effects described in the above embodiments can be obtained even in an arbitrary modulation scheme in which a plurality of pieces of information are modulated and multiplexed in an arbitrary dimension. However, what is required at this time is to perform data acquisition so that information on all channels of the multiplexed dimension can be received. Since subsequent operations and effects are the same as those in the above-described embodiments, the following description is omitted.
すなわち、この実施の形態１９に係るレーダ信号処理装置は、送信源１０から送出される各チャネルの情報を復調することなく、著しく低電力な反射波に対して電力ＳＮＲでＫＱＰＭ’倍（Ｋはチャネル多重数、Ｍ’はＦＦＴの周波数ポイント数）改善して受信し、反射信号の入射角度と遅延時間を同時に高精度に推定できるという効果を得る。
That is, the radar signal processing apparatus according to the nineteenth embodiment does not demodulate information of each channel transmitted from the
実施の形態２０．
この発明の実施の形態２０に係るレーダ信号処理装置について図２２を参照しながら説明する。図２２は、この発明の実施の形態２０に係るレーダ信号処理装置の構成を示すブロック図である。
A radar signal processing apparatus according to
図２２において、上記の実施の形態５を示す図６のＣＤＭ変調回路１１が変調回路１１Ｃ、ＣＤＭ復調回路２９が復調回路２９Ｃに換わり、さらに、変調制御回路１４Ａが新たに加わるのみであり、残りの構成は同じである。
In FIG. 22, the
つぎに、この実施の形態２０に係るレーダ信号処理装置の動作について図面を参照しながら説明する。 Next, the operation of the radar signal processing device according to the twentieth embodiment will be described with reference to the drawings.
上記の実施の形態５では、符号分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１０では、周波数分割多重変調方式の送信信号を対象とし、上記の実施の形態１５では、時分割多重変調方式の送信信号を対象とし、それぞれの方式で復調された情報を元に得られた共分散行列により、反射信号の電力ＳＮＲを改善した。
The above embodiment 5 targets code division multiplexing modulation transmission signals, the
この実施の形態２０では、上記の各実施の形態のように特に用いる変調方式を定めない。任意の次元において複数の情報を変調し多重合成する任意の変調方式においても、上記の各実施の形態で説明した効果を得ることができる。ただし、この時必要なのは、多重化した次元のすべてのチャネルの情報を受信できるようなデータ取得を行い、変調に用いたと同じ次元での復調を行うことである。これ以降の動作や効果は上記の各実施の形態と同様であるため、以降の説明は省略する。 In the twentieth embodiment, the modulation scheme to be used is not defined as in the above embodiments. The effects described in the above embodiments can be obtained even in an arbitrary modulation scheme in which a plurality of pieces of information are modulated and multiplexed in an arbitrary dimension. However, what is necessary at this time is to perform data acquisition so that information of all channels of multiplexed dimensions can be received, and to perform demodulation in the same dimension used for modulation. Since subsequent operations and effects are the same as those in the above-described embodiments, the following description is omitted.
すなわち、この実施の形態２０に係るレーダ信号処理装置は、復調された受信信号の共分散行列を求めることで、低電力で入射する反射源による反射信号を電力ＳＮＲでＫＱＰ倍（Ｋは多重チャネル数）改善して受信する効果を得ることができる。 That is, the radar signal processing apparatus according to the twentieth embodiment obtains the covariance matrix of the demodulated received signal, and the reflected signal from the reflection source incident at a low power is multiplied by the power SNR by KQP (K is a multiple channel). Number) It is possible to improve the reception effect.
１０ 送信源、１１ ＣＤＭ変調回路、１２ 加算器、１３ 送信素子アンテナ、２０ レーダ信号処理装置、２１ 受信アレーアンテナ、受信アンテナ、２２ Ａ／Ｄ変換器、２３ 共分散行列演算部、２４ 測角処理部、２５ ＦＦＴ処理部、２６ ＦＦＴ処理部、２７ 除算部、２８ 遅延時間推定処理部、２９ ＣＤＭ復調回路。
DESCRIPTION OF
Claims (40)
逆拡散することなく受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An array antenna for receiving a spread spectrum code-modulated wave;
A radar signal processing apparatus comprising: a covariance matrix calculation unit that obtains an effect of integration processing in a time direction by obtaining a covariance matrix of a received signal without despreading.
ことを特徴とする請求項１記載のレーダ信号処理装置。 The radar signal processing apparatus according to claim 1, further comprising an angle measurement processing unit that performs angle measurement processing using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部と、
前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行う遅延時間推定処理部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An antenna for receiving a spread spectrum code-modulated wave;
An FFT processing unit that performs FFT processing on the received signal and converts the received signal into first frequency axis data;
A division unit for dividing the first frequency axis data by the second frequency axis data of the reference signal;
A covariance matrix calculator that obtains the effect of integration processing in the time direction by obtaining a covariance matrix of frequency axis data after division;
A radar signal processing apparatus comprising: a delay time estimation processing unit that performs a delay time estimation process using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部と、
前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行う測角処理部／遅延時間推定処理部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An array antenna for receiving a spread spectrum code-modulated wave;
An FFT processing unit that performs FFT processing on the received signal and converts the received signal into first frequency axis data;
A division unit for dividing the first frequency axis data by the second frequency axis data of the reference signal;
A covariance matrix calculator that obtains the effect of integration processing in the time direction by obtaining a covariance matrix using the time axis data of the received signal and the frequency axis data after division;
A radar signal processing apparatus comprising: an angle measurement processing unit / delay time estimation processing unit that performs angle measurement processing and delay time estimation processing using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
拡散符号を用いて受信信号を逆拡散するＣＤＭ復調回路と、
逆拡散された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得る共分散行列演算部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An array antenna for receiving a spread spectrum code-modulated wave;
A CDM demodulation circuit that despreads the received signal using a spreading code;
A radar signal processing apparatus comprising: a covariance matrix calculation unit that obtains an effect of integration processing in a time direction by obtaining a covariance matrix of a despread received signal.
復調することなく受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理をしたと等価な効果を得る共分散行列演算部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An array antenna for receiving frequency division multiplexed modulated waves;
A radar signal processing apparatus, comprising: a covariance matrix calculation unit that obtains an equivalent effect by performing integration processing for a long time in a time direction by obtaining a covariance matrix of a received signal without demodulation.
ことを特徴とする請求項６記載のレーダ信号処理装置。 The radar signal processing apparatus according to claim 6, further comprising an angle measurement processing unit that performs angle measurement processing using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
復調することなく除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得る共分散行列演算部と、
前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行う遅延時間推定処理部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An antenna for receiving frequency division multiplexed modulation waves;
An FFT processing unit that performs FFT processing on the received signal and converts the received signal into first frequency axis data;
A division unit for dividing the first frequency axis data by the second frequency axis data of the reference signal;
A covariance matrix calculation unit that obtains an equivalent effect when integrating for a long time in the time direction by obtaining a covariance matrix of frequency axis data after division without demodulating;
A radar signal processing apparatus comprising: a delay time estimation processing unit that performs a delay time estimation process using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得る共分散行列演算部と、
前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行う測角処理部／遅延時間推定処理部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An array antenna for receiving frequency division multiplexed modulated waves;
An FFT processing unit that performs FFT processing on the received signal and converts the received signal into first frequency axis data;
A division unit for dividing the first frequency axis data by the second frequency axis data of the reference signal;
A covariance matrix calculator that obtains an effect equivalent to the integration processing for a long time in the time direction by obtaining a covariance matrix using the time axis data of the received signal and the frequency axis data after division;
A radar signal processing apparatus comprising: an angle measurement processing unit / delay time estimation processing unit that performs angle measurement processing and delay time estimation processing using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号を復調する周波数復調回路と、
復調された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得る共分散行列演算部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An array antenna for receiving frequency division multiplexed modulated waves;
A frequency demodulation circuit for demodulating the received signal;
A radar signal processing apparatus comprising: a covariance matrix calculation unit that obtains an equivalent effect by performing a long-time integration process in a time direction by obtaining a covariance matrix of a demodulated received signal.
復調することなく受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理をしたと等価な効果を得る共分散行列演算部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An array antenna for receiving time-division multiplexed modulated waves;
A radar signal processing apparatus, comprising: a covariance matrix calculation unit that obtains an equivalent effect by performing integration processing for a long time in a time direction by obtaining a covariance matrix of a received signal without demodulation.
ことを特徴とする請求項１１記載のレーダ信号処理装置。 The radar signal processing apparatus according to claim 11, further comprising an angle measurement processing unit that performs angle measurement processing using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
復調することなく除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得る共分散行列演算部と、
前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行う遅延時間推定処理部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An antenna for receiving time-division multiplexed modulation waves;
An FFT processing unit that performs FFT processing on the received signal and converts the received signal into first frequency axis data;
A division unit for dividing the first frequency axis data by the second frequency axis data of the reference signal;
A covariance matrix calculation unit that obtains an equivalent effect when integrating for a long time in the time direction by obtaining a covariance matrix of frequency axis data after division without demodulating;
A radar signal processing apparatus comprising: a delay time estimation processing unit that performs a delay time estimation process using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得る共分散行列演算部と、
前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行う測角処理部／遅延時間推定処理部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An array antenna for receiving time-division multiplexed modulated waves;
An FFT processing unit that performs FFT processing on the received signal and converts the received signal into first frequency axis data;
A division unit for dividing the first frequency axis data by the second frequency axis data of the reference signal;
A covariance matrix calculator that obtains an effect equivalent to the integration processing for a long time in the time direction by obtaining a covariance matrix using the time axis data of the received signal and the frequency axis data after division;
A radar signal processing apparatus comprising: an angle measurement processing unit / delay time estimation processing unit that performs angle measurement processing and delay time estimation processing using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号を復調する時分割復調回路と、
復調された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得る共分散行列演算部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 An array antenna for receiving time-division multiplexed modulated waves;
A time division demodulation circuit for demodulating the received signal;
A radar signal processing apparatus comprising: a covariance matrix calculation unit that obtains an equivalent effect by performing a long-time integration process in a time direction by obtaining a covariance matrix of a demodulated received signal.
復調することなく受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理をしたと等価な効果を得る共分散行列演算部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 Specific modulation in which multiple independent information is mixed as a single signal in a given dimension and the receiver can demodulate the given information from these mixed signals without being affected by other information An array antenna for receiving signals transmitted using the method;
A radar signal processing apparatus, comprising: a covariance matrix calculation unit that obtains an equivalent effect by performing integration processing for a long time in a time direction by obtaining a covariance matrix of a received signal without demodulation.
ことを特徴とする請求項１６記載のレーダ信号処理装置。 The radar signal processing apparatus according to claim 16, further comprising an angle measurement processing unit that performs angle measurement processing using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
復調することなく除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得る共分散行列演算部と、
前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行う遅延時間推定処理部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 Specific modulation in which multiple independent information is mixed as a single signal in a given dimension and the receiver can demodulate the given information from these mixed signals without being affected by other information An antenna for receiving a signal transmitted using the method;
An FFT processing unit that performs FFT processing on the received signal and converts the received signal into first frequency axis data;
A division unit for dividing the first frequency axis data by the second frequency axis data of the reference signal;
A covariance matrix calculation unit that obtains an equivalent effect when integrating for a long time in the time direction by obtaining a covariance matrix of frequency axis data after division without demodulating;
A radar signal processing apparatus comprising: a delay time estimation processing unit that performs a delay time estimation process using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するＦＦＴ処理部と、
前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算する除算部と、
前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得る共分散行列演算部と、
前記共分散行列演算部からの共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行う測角処理部／遅延時間推定処理部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 Specific modulation in which multiple independent information is mixed as a single signal in a given dimension and the receiver can demodulate the given information from these mixed signals without being affected by other information An array antenna for receiving signals transmitted using the method;
An FFT processing unit that performs FFT processing on the received signal and converts the received signal into first frequency axis data;
A division unit for dividing the first frequency axis data by the second frequency axis data of the reference signal;
A covariance matrix calculator that obtains an effect equivalent to the integration processing for a long time in the time direction by obtaining a covariance matrix using the time axis data of the received signal and the frequency axis data after division;
A radar signal processing apparatus comprising: an angle measurement processing unit / delay time estimation processing unit that performs angle measurement processing and delay time estimation processing using a covariance matrix from the covariance matrix calculation unit.
受信信号を復調する復調回路と、
復調された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得る共分散行列演算部と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。 Specific modulation in which multiple independent information is mixed as a single signal in a given dimension and the receiver can demodulate the given information from these mixed signals without being affected by other information An array antenna for receiving signals transmitted using the method;
A demodulation circuit for demodulating the received signal;
A radar signal processing apparatus comprising: a covariance matrix calculation unit that obtains an equivalent effect by performing a long-time integration process in a time direction by obtaining a covariance matrix of a demodulated received signal.
共分散行列演算部により、逆拡散することなく受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得るステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving a spread spectrum code-modulated wave by an array antenna;
A radar signal processing method comprising: obtaining a covariance matrix of a received signal without despreading by a covariance matrix calculation unit to obtain an effect of integration processing in a time direction.
ことを特徴とする請求項２１記載のレーダ信号処理方法。 The radar signal processing method according to claim 21, further comprising a step of performing angle measurement using the covariance matrix by an angle measurement processing unit.
ＦＦＴ処理部により、受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
共分散行列演算部により、除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得るステップと、
遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行うステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving a spread spectrum code-modulated wave by an antenna;
A step of performing FFT processing on the received signal by the FFT processing unit to convert the received signal into first frequency axis data;
Dividing a first frequency axis data by a second frequency axis data of a reference signal by a division unit;
The step of obtaining the effect of integration processing in the time direction by obtaining the covariance matrix of the frequency axis data after division by the covariance matrix calculation unit;
And a step of performing a delay time estimation process using the covariance matrix by a delay time estimation processing unit.
ＦＦＴ処理部により、受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
共分散行列演算部により、前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得るステップと、
測角処理部／遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行うステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving a spread spectrum code-modulated wave by an array antenna;
A step of performing FFT processing on the received signal by the FFT processing unit to convert the received signal into first frequency axis data;
Dividing a first frequency axis data by a second frequency axis data of a reference signal by a division unit;
The step of obtaining the effect of integration processing in the time direction by obtaining the covariance matrix using the time axis data of the received signal and the frequency axis data after division by the covariance matrix calculation unit;
A radar signal processing method, comprising: a step of performing angle measurement processing and delay time estimation processing using the covariance matrix by an angle measurement processing unit / delay time estimation processing unit.
ＣＤＭ復調回路により、拡散符号を用いて受信信号を逆拡散するステップと、
共分散行列演算部により、逆拡散された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に積分処理した効果を得るステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving a spread spectrum code-modulated wave by an array antenna;
Despreading the received signal using a spreading code by a CDM demodulation circuit;
A radar signal processing method comprising: obtaining an effect of integration processing in a time direction by obtaining a covariance matrix of a despread received signal by a covariance matrix calculation unit.
共分散行列演算部により、復調することなく受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving a frequency division multiplexed modulated wave by an array antenna;
A radar signal processing method, comprising: obtaining a covariance matrix of a received signal without demodulation by a covariance matrix calculation unit to obtain an effect equivalent to integration processing for a long time in a time direction.
ことを特徴とする請求項２６記載のレーダ信号処理方法。 27. The radar signal processing method according to claim 26, further comprising a step of performing an angle measurement process using the covariance matrix by an angle measurement processing unit.
ＦＦＴ処理部により、受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
共分散行列演算部により、復調することなく除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと、
遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行うステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving a frequency division multiplexed modulated wave by an antenna;
A step of performing FFT processing on the received signal by the FFT processing unit to convert the received signal into first frequency axis data;
Dividing a first frequency axis data by a second frequency axis data of a reference signal by a division unit;
By obtaining a covariance matrix of the frequency axis data after division without demodulation by the covariance matrix calculation unit, obtaining an effect equivalent to long-time integration processing in the time direction;
And a step of performing a delay time estimation process using the covariance matrix by a delay time estimation processing unit.
ＦＦＴ処理部により、受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
共分散行列演算部により、復調することなく前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと、
測角処理部／遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行うステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving a frequency division multiplexed modulated wave by an array antenna;
A step of performing FFT processing on the received signal by the FFT processing unit to convert the received signal into first frequency axis data;
Dividing a first frequency axis data by a second frequency axis data of a reference signal by a division unit;
A step of obtaining an effect equivalent to the integration process for a long time in the time direction by obtaining a covariance matrix by using the time axis data of the received signal and the frequency axis data after division by the covariance matrix calculation unit without demodulation. When,
A radar signal processing method, comprising: a step of performing angle measurement processing and delay time estimation processing using the covariance matrix by an angle measurement processing unit / delay time estimation processing unit.
周波数復調回路により、受信信号を復調するステップと、
共分散行列演算部により、復調された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving a frequency division multiplexed modulated wave by an array antenna;
Demodulating a received signal by a frequency demodulating circuit;
A radar signal processing method, comprising: obtaining a covariance matrix of a demodulated received signal by a covariance matrix calculation unit to obtain an effect equivalent to integration processing for a long time in a time direction.
共分散行列演算部により、復調することなく受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving time-division multiplexed modulated waves by an array antenna;
A radar signal processing method, comprising: obtaining a covariance matrix of a received signal without demodulation by a covariance matrix calculation unit to obtain an effect equivalent to integration processing for a long time in a time direction.
ことを特徴とする請求項３１記載のレーダ信号処理方法。 The radar signal processing method according to claim 31, further comprising a step of performing an angle measurement process using the covariance matrix by an angle measurement processing unit.
ＦＦＴ処理部により、受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
共分散行列演算部により、復調することなく除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと、
遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行うステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving a time-division multiplexed modulated wave by an antenna;
A step of performing FFT processing on the received signal by the FFT processing unit to convert the received signal into first frequency axis data;
Dividing a first frequency axis data by a second frequency axis data of a reference signal by a division unit;
By obtaining a covariance matrix of the frequency axis data after division without demodulation by the covariance matrix calculation unit, obtaining an effect equivalent to long-time integration processing in the time direction;
And a step of performing a delay time estimation process using the covariance matrix by a delay time estimation processing unit.
ＦＦＴ処理部により、受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
共分散行列演算部により、復調することなく前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと、
測角処理部／遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行うステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving time-division multiplexed modulated waves by an array antenna;
A step of performing FFT processing on the received signal by the FFT processing unit to convert the received signal into first frequency axis data;
Dividing a first frequency axis data by a second frequency axis data of a reference signal by a division unit;
A step of obtaining an effect equivalent to the integration process for a long time in the time direction by obtaining a covariance matrix by using the time axis data of the received signal and the frequency axis data after division by the covariance matrix calculation unit without demodulation. When,
A radar signal processing method, comprising: a step of performing angle measurement processing and delay time estimation processing using the covariance matrix by an angle measurement processing unit / delay time estimation processing unit.
時分割復調回路により、受信信号を復調するステップと、
共分散行列演算部により、復調された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 Receiving time-division multiplexed modulated waves by an array antenna;
A step of demodulating the received signal by a time division demodulation circuit;
A radar signal processing method, comprising: obtaining a covariance matrix of a demodulated received signal by a covariance matrix calculation unit to obtain an effect equivalent to integration processing for a long time in a time direction.
共分散行列演算部により、復調することなく受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 With an array antenna, multiple independent information can be mixed as a single signal in a predetermined dimension, and the receiving side can demodulate the predetermined information from these mixed signals without being affected by other information. Receiving a signal transmitted using a certain modulation scheme;
A radar signal processing method, comprising: obtaining a covariance matrix of a received signal without demodulation by a covariance matrix calculation unit to obtain an effect equivalent to integration processing for a long time in a time direction.
ことを特徴とする請求項３６記載のレーダ信号処理方法。 The radar signal processing method according to claim 36, further comprising a step of performing angle measurement using the covariance matrix by an angle measurement processing unit.
ＦＦＴ処理部により、受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
共分散行列演算部により、復調することなく除算後の周波数軸データの共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと、
遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて遅延時間推定処理を行うステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 A plurality of independent information is mixed as a single signal in a predetermined dimension by an antenna, and predetermined information can be demodulated from the mixed signal on the receiving side without being influenced by other information. Receiving a signal transmitted using a particular modulation scheme;
A step of performing FFT processing on the received signal by the FFT processing unit to convert the received signal into first frequency axis data;
Dividing a first frequency axis data by a second frequency axis data of a reference signal by a division unit;
By obtaining a covariance matrix of the frequency axis data after division without demodulation by the covariance matrix calculation unit, obtaining an effect equivalent to long-time integration processing in the time direction;
And a step of performing a delay time estimation process using the covariance matrix by a delay time estimation processing unit.
ＦＦＴ処理部により、受信信号をＦＦＴ処理して第１の周波数軸データに変換するステップと、
除算部により、前記第１の周波数軸データを参照信号の第２の周波数軸データで除算するステップと、
共分散行列演算部により、復調することなく前記受信信号の時間軸データ及び除算後の周波数軸データを用いて共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと、
測角処理部／遅延時間推定処理部により、前記共分散行列を用いて測角処理、遅延時間推定処理を行うステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 With an array antenna, multiple independent information can be mixed as a single signal in a predetermined dimension, and the receiving side can demodulate the predetermined information from these mixed signals without being affected by other information. Receiving a signal transmitted using a certain modulation scheme;
A step of performing FFT processing on the received signal by the FFT processing unit to convert the received signal into first frequency axis data;
Dividing a first frequency axis data by a second frequency axis data of a reference signal by a division unit;
A step of obtaining an effect equivalent to the integration process for a long time in the time direction by obtaining a covariance matrix by using the time axis data of the received signal and the frequency axis data after division by the covariance matrix calculation unit without demodulation. When,
A radar signal processing method, comprising: a step of performing angle measurement processing and delay time estimation processing using the covariance matrix by an angle measurement processing unit / delay time estimation processing unit.
復調回路により、受信信号を復調するステップと、
共分散行列演算部により、復調された受信信号の共分散行列を求めることで時間方向に長時間積分処理したと等価な効果を得るステップと
を含むことを特徴とするレーダ信号処理方法。 With an array antenna, multiple independent information can be mixed as a single signal in a predetermined dimension, and the receiving side can demodulate the predetermined information from these mixed signals without being affected by other information. Receiving a signal transmitted using a certain modulation scheme;
Demodulating a received signal by a demodulation circuit;
A radar signal processing method, comprising: obtaining a covariance matrix of a demodulated received signal by a covariance matrix calculation unit to obtain an effect equivalent to integration processing for a long time in a time direction.
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