JP2007325408A - 電動モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流制御系での位相遅れや高調波成分の減衰を抑制して、トルク一定としながら安定性を確保することができる電動制御装置を提供する。
【解決手段】電流指令値とモータ電流に基づいて前記電動モータ１２を制御する電流制御系を有するモータ制御手段２０とを備えた電動制御装置であって、前記電動モータ１２のモータ角速度を検出するモータ角速度検出手段３４を備え、前記モータ制御手段２０は、前記モータ角速度検出手段で検出したモータ角速度に基づいて前記電流制御系の特性を考慮してトルク一定となる電流指令値を演算するように構成されている。
【選択図】図３

Description

本発明は、電流指令値とモータ電流に基づいて電動モータを制御する電流制御系を有するモータ制御手段を備えた電動モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置に関する。

トルク変動を抑制する電動モータ制御装置としては、モータの誘起起電力波形の歪により生じる電気リップルを抑制するための補償電流の指令値を、単位トルク当たりの補償電流と電気角との関係を示す補償電流マップ及びモータの電流制御系の周波数特性を示す周波数特性マップに基づき、電流制御系での位相遅れを補うべく修正されたモータ電気角θｍｒｅに基づき単位トルク当たりの電流補償値Δｉ_ｑ０、Δｉ_ｄ０を決定し、補償電流の振幅をモータ負荷に比例させるべくｑ軸基本電流指令値ｉ^＊ _ｑ０に応じた係数をこれらの補償値に乗じることにより、電流補償値Δｉ_ｑ１，Δｉ_ｄ１を算出し、さらに電流制御系でのゲイン低下を補うべく修正率Ｒｍをそれらの補償値に乗じることにより、補償電流指令値としてｑ軸及びｄ軸電流値Δｉ_ｑ、Δｉ_ｄを算出するようにした電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

また、検出したモータ電流を座標変換部によりｎ次ｄｑ軸信号とｍ次ｄｑ軸信号とに変換してから、ローパスフィルタによりそれらの直流成分を抽出し、これらの直流成分と指令値との偏差を再度、三相交流信号に変換してモータ電流制御を行うようにしたモータ制御装置も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００４−３２８８１４号公報 特開２００５−３２８６９１号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、各相のパラメータがバランスした状態を前提として各相パラメータをｄｑ座標上に変換するので、モータの各相の抵抗変動やバラツキなどがあるとトルクリップルが発生し、操舵フィーリングが悪化してしまうという未解決の課題がある。
また、上記特許文献２に記載の従来例にあっては、高調波の各次数成分のｄｑ変換を行っているため、計算量が非常に多く、演算処理装置の負荷が大きくなると共に、ローパスフィルタを使用して各次成分の直流成分を抽出するので、ローパスフィルタで応答遅れを生じることから制御系の応答特性が低下し、電動モータを低速動作させる場合には安定性を保つことができるが、例えば電動パワーステアリング装置のように低速領域から高速領域までの広い動作範囲を有する場合には、安定性を保障することはできないという未解決の課題がある。

しかも、電流指令値とモータ電流検出値とに基づいてＰＩ制御等を行う電流制御系の応答性による振幅低減及び位相遅れは避けることができず、特に高回転領域で相電流の高次高調波は減衰し、出力低減及びトルク変動の原因となるという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電流制御系での位相遅れや高調波成分の減衰を抑制して、トルク一定としながら安定性を確保することができる電動モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１に係る電動モータ制御装置は、電流指令値とモータ電流に基づいて電動モータを制御する電流制御系を有するモータ制御手段を備えた電動モータ制御装置であって、前記電動モータのモータ角速度を検出するモータ角速度検出手段を備え、前記モータ制御手段は、前記モータ角速度検出手段で検出したモータ角速度に基づいて前記電流制御系の特性を考慮してトルク一定となる電流指令値を演算するように構成されていることを特徴としている。

また、請求項２に係る電動モータ制御装置は、電流指令値とモータ電流に基づいて高次高調波が含まれた誘起電圧を持つ多相電動モータを制御する電流制御系を有するモータ制御手段を備えた電動モータ制御装置であって、前記モータ制御手段は、前記電流制御系の特性を考慮してトルク一定となるように前記各高調波成分の電流指令値の進角量及び振幅補償値を演算し、演算した進角量及び振幅補償値に基づいて前記多相電動モータの電流指令値を補償する電流指令値補償手段を備えていることを特徴としている。

この請求項２に係る発明では、電流指令値補償手段で、電流制御系の特性を考慮してトルク一定となるように前記各高調波成分の電流指令値の進角量及び振幅補償値を演算し、演算した進角量及び振幅補償値に基づいて前記多相電動モータの電流指令値を補償するので、出力を設計値通りに制御すると共に、トルク変動及び作動音を低減することができる。

さらに、請求項３に係る電動モータ制御装置は、電流指令値とモータ電流に基づいて高次高調波が含まれた誘起電圧を持つ多相電動モータを制御する電流制御系を有するモータ制御手段を備えた電動モータ制御装置であって、前記電動モータのモータ角速度を検出するモータ角速度検出手段を備え、前記モータ制御手段は、前記モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標上において、前記モータ角速度検出手段で検出したモータ角速度に基づいて前記電流制御系の特性を考慮してトルク一定になるように前記多相モータのｄ−ｑ座標の各次高調波成分における電流指令値の進角量及び振幅補償値を演算し、演算した進角量及び振幅補償値に基づいて前記多相電動モータの電流指令値を補償する電流指令値補償手段を備えていることを特徴としている。

この請求項３に係る発明では、電流指令値補償手段で、モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標上において、モータ角速度検出手段で検出したモータ角速度に基づいて電流制御系の特性を考慮してトルク一定になるように前記多相モータのｄ−ｑ座標の各次高調波成分における電流指令値の進角量及び振幅補償値を演算し、演算した進角量及び振幅補償値に基づいて前記多相電動モータの電流指令値を補償する電流指令値補償手段を備えているので、ｄ−ｑ座標上で電流補償を行って、出力を設計値通りに制御すると共に、トルク変動及び作動音を低減することができる。

さらにまた、請求項４に係る電動モータ制御装置は、請求項２又は３に係る発明において、前記電流指令値補償手段は、電流制御系での高調波成分の減衰を抑制するモータ角速度と進角量及び振幅補償ゲインとの関係を表す制御マップを有し、前記モータ角速度をもとに前記制御マップを参照して進角量及び振幅補償ゲインを算出するように構成されていることを特徴としている。
なおさらに、請求項５に係る電動パワーステアリング装置は、操舵トルクに基づいてステアリング機構に対して操舵補助力を発生する電動モータを請求項１乃至４の何れかに記載の電動モータ制御装置で制御するようにしたことを特徴としている。

請求項１に係る発明によれば、モータ角速度に基づいて電流制御系の特性を考慮してトルク一定となる電流指令値を算出するので、実際に電動モータに供給する実モータ電流と理想電流とを略一致させて、期待する出力を得ることができると共に、トルク変動と作動音の低減を実現することができ、例えば電動パワーステアリング装置に適用した場合には良好な操舵性能及び操舵フィーリングを得ることができるという効果が得られる。

また、請求項２に係る発明によれば、電流指令値補償手段で、トルク一定となるように前記各高調波成分の電流指令値の進角量及び振幅補償値を演算し、演算した進角量及び振幅補償値に基づいて前記多相電動モータの電流指令値を補償するので、出力を設計値通りに制御すると共に、トルク変動及び作動音を低減することができる。
さらに、請求項３に係る発明によれば、電流指令値補償手段で、モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標上において、モータ角速度検出手段で検出したモータ角速度に基づいてトルク一定になるように前記多相モータのｄ−ｑ座標の各次高調波成分における電流指令値の進角量及び振幅補償値を演算し、演算した進角量及び振幅補償値に基づいて前記多相電動モータの電流指令値を補償する電流指令値補償手段を備えているので、ｄ−ｑ座標上で電流補償を行って、出力を設計値通りに制御すると共に、トルク変動及び作動音を低減することができる。

さらにまた、請求項４に係る発明によれば、モータ角速度をもとに制御マップを参照して進角量及び振幅補償ゲインを算出するので、電流制御系の特性を考慮した進角量及び振幅補償ゲインを正確且つ容易に算出することができ、良好な電流補償制御を行うことができる。
なおさらに、請求項５に係る発明によれば、電動パワーステアリング装置の電動モータ制御装置として適用するので、期待する操舵補助力を発生させることができると共に、トルク変動と作動音の低減を実現することができ、良好な操舵性能及び操舵フィーリングを得ることができる。

以下、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。

そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。

ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結された操舵補助力を発生する３相ブラシレスモータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出するように構成されている。

また、３相ブラシレスモータ１２は、図２に示すように、Ｕ相コイルＬｕ、Ｖ相コイルＬｖ及びＷ相コイルＬｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの他端がモータ制御手段としての操舵補助制御装置２０に接続されて個別にモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。また、３相ブラシレスモータ１２は、ロータの回転位置を検出するレゾルバ、エンコーダ等で構成されるロータ位置検出回路１３を備えている。

操舵補助制御装置２０は、図２に示すように、操舵トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出された車速検出値Ｖｓが入力されると共に、ロータ位置検出回路１３で検出されたロータ回転角θが入力され、さらに３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを検出するモータ電流検出回路２２から出力されるモータ駆動電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄが入力されている。

この操舵補助制御装置２０は、操舵トルクＴ及び車速検出値Ｖｓとモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとロータ回転角θとに基づいて操舵補助目標電流値を演算して、モータ電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを出力する制御演算装置２３と、３相ブラシレスモータ１２を駆動する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるモータ駆動回路２４と、制御演算装置２３から出力される相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてモータ駆動回路２４の電界効果トランジスタのゲート電流を制御するＦＥＴゲート駆動回路２５とを備えている。

制御演算装置２３は、図３に示すように、ベクトル制御の優れた特性を利用して３相ブラシレスモータ１２をトルク変動を生じることがないように駆動するために、電流制御系即ち電流制御部４０での各次高調波成分の減衰を考慮して基本波成分を含めた各次高調波成分のベクトル制御ｄ、ｑ成分の進角と振幅補償とを行って目標電流値ｉ_ｄ′，ｉ_ｑ′を決定した後、これら目標電流値ｉ_ｄ′,ｉ_ｑ′を各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに対応した各相目標電流値Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊及びＩｗ^＊に変換して出力する目標電流設定部３０と、この目標電流設定部３０から出力される各相電流指令値Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊及びＩｗ^＊とモータ電流検出回路２２で検出したモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとで電流フィードバック処理を行って相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗをＦＥＴゲート駆動回路２５に出力する電流制御部４０とを備えている。

目標電流設定部３０は、図３に示すように構成されている。すなわち、目標電流設定部３０は、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴと車速センサ２１で検出した車速検出値Ｖｓとが入力され、これらに基づいて操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆを算出する操舵補助電流指令値演算部３１と、ロータ回転角検出回路１３で検出したロータ回転角θを電気角θ_ｅに変換する電気角変換部３２と、この電気角変換部３２から出力される電気角θ_ｅを微分して電気角速度ω_ｅを算出する微分回路３３と、この微分回路３３から出力される電気角速度ω_ｅをモータ極対数ｐで除してモータ角速度ω_ｍを算出するモータ角速度検出手段としてのモータ角速度変換部３４と、操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆとモータ角速度ω_ｍとに基づいて３相ブラシレスモータ１２に流れる電流の励磁電流成分の方向をｄ軸に設定し、且つトルク電流成分の方向をｄ軸と直交するｑ軸に設定した回転するｄ−ｑ軸直交座標系において、ｄ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｄＤＣ、６ｎ次電流指令値成分の振幅ｉ_ｄ６〜ｉ_ｄ６ｎで構成されるｄ軸電流指令値Ｉ_ｄと、ｑ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｑＤＣ、６ｎ次電流指令値成分の振幅ｉ_ｑ６〜ｉ_ｑ６ｎで構成されるｄ軸電流指令値Ｉ_ｑとを演算する電流指令値制限部３５と、この電流指令値制限部３５から出力されるｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑとモータ角速度ω_ｍ及び電気角θ_ｅとに基づいて基本波成分を含む各次高調波成分の進角及び振幅補償を行って補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′、補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′、進角後電気角θ_ｅ′を算出する電流指令値補償手段としての各次高調波成分進角及び振幅補償演算部３６と、この進角及び振幅補償演算部３６で演算した進角後電気角θ_ｅ′に基づいて補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′及び補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′を３相電流指令値Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊及びＩｗ^＊に変換する２相／３相変換部３７とを備えている。

上述した操舵補助電流指令値演算部３１は、操舵トルクＴ及び車速検出値Ｖｓをもとに図４に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆを算出する。ここで、操舵補助電流指令値算出マップは、図４に示すように、横軸に操舵トルクＴをとり、縦軸に操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆをとると共に、車速検出値Ｖｓをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成されている。そして、操舵トルクＴが“０”からその近傍の設定値Ｔｓ１までの間は操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆが“０”を維持し、操舵トルクＴが設定値Ｔｓ１を超えると最初は操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆが操舵トルクＴの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴが増加すると、その増加に対して操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆが急峻に増加するように設定され、この特性曲線が、車速が増加するに従って傾きが小さくなるように複数本設定されている。

電流指令値制限部３５は、図５に示すように、モータ角速度変換部３４から出力されるモータ角速度ω_ｍと操舵補助電流指令値演算部３１で算出した操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆとが入力され、モータ角速度ω_ｍに基づいて操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆの上限値を制限すると共に、モータトルクを一定とするｄ−ｑ座標上のｄ軸指令値及びｑ軸指令値を生成する指令値制限部４１を有する。
また、電流指令値制限部３５は、指令値制限部４１から出力される制限された指令値に基づいてｄ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｄＤＣを算出するｄ軸電流指令値直流成分演算部４２と、同様に指令値制限部４１から出力される制限された指令値に基づいてｑ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｑＤＣを算出するｑ軸電流指令値直流成分演算部４３とを有する。

さらに、電流指令値制限部３５は、ｄ軸電流指令値直流成分演算部４２で算出したｄ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｄＤＣ及びｑ軸電流指令値直流成分演算部４３で算出したｑ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｑＤＣに基づいてｄ軸電流指令値６ｎ次成分の振幅ｉ_ｄ６〜ｉ_ｄ６ｎを算出するｄ軸電流指令値６ｎ次成分振幅演算部４４と、同様にｄ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｄＤＣ及びｑ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｑＤＣに基づいてｑ軸電流指令値６ｎ次成分の振幅ｉ_ｑ６〜ｉ_ｑ６ｎを算出するｑ軸電流指令値６ｎ次成分振幅演算部４５とを備えている。

そして、ｄ軸電流指令値直流成分演算部４２、ｄ軸電流指令値６ｎ次成分振幅演算部４４から出力されるｄ軸指令値直流成分Ｉ_ｄＤＣ、ｄ軸指令値６ｎ次成分ｉ_ｄ６〜ｉ_ｄ６ｎが下記（１）式で表される形式でｄ軸電流指令値Ｉ_ｄとして出力される。
また、ｑ軸電流指令値直流成分演算部４３、ｑ軸電流指令値６ｎ次成分振幅演算部４５から出力されるｑ軸指令値直流成分Ｉ_ｑＤＣ、ｑ軸指令値６ｎ次成分ｉ_ｑ６〜ｉ_ｑ６ｎが下記（２）式で表される形式でｑ軸電流指令値Ｉ_ｑとして出力される。
Ｉ_d＝［Ｉ_dDC ｉ_d6 ……ｉ_d6n ］ …………（１）
Ｉ_q＝［Ｉ_qDC ｉ_q6 ……ｉ_q6n ］ …………（２）
ここで、電流指令値制限部３５において、モータトルクを一定するｄ軸指令値直流成分Ｉ_ｄＤＣ、ｄ軸指令値６ｎ次成分ｉ_ｄ６〜ｉ_ｄ６ｎ及びｑ軸指令値直流成分Ｉ_ｑＤＣ、ｑ軸指令値６ｎ次成分ｉ_ｑ６〜ｉ_ｑ６ｎの算出は以下のようにして行う。

すなわち、モータのエネルギバランス方程式からトルク一定の式は、下記（３）式で表すことができる。
（２／３）Ｋ_tＩ_refω_m ＝ｉ_qｅ_q ＋ｉ_dｅ_d …………（３）
ただし、Ｋ_ｔはトルク定数、Ｉ_ｒｅｆはトルク系からの電流指令値、ω_ｍはモータ回転速度（機械角）、ｉ_ｑはｑ軸電流、ｉ_ｄはｄ軸電流、ｅ_ｑはｑ軸モータ誘起電圧、ｅ_ｄはｄ軸モータ誘起電圧である。

ここで、モータ誘起電圧ｅ_ｑ及びｅ_ｄは速度感応であり、ｄｑ軸の１ｒａｄ／ｓｅｃの時の誘起電圧をＥ_ｄ及びＥ_ｑとすると、
ｅ_q ＝Ｅ_qω_m …………（４）
ｅ_d ＝Ｅ_dω_m …………（５）
で表されるので、これらを（３）式に代入して書き換えると、
ｉ_q＝｛（２／３）Ｋ_tＩ_ref − Ｅ_dｉ_d ｝／Ｅ_q …………（６）
となる。

モータの例えばａ相の誘起電圧ｅ_ａは、高次成分が含まれている場合は、下記（７）式で表される。
ｅ_a＝Ｅ_aω_m＝Ｅ₁ω_msin(ω_eｔ)＋Ｅ₃ω_msin(３ω_eｔ)＋Ｅ₅ω_msin(５ω_eｔ)
＋Ｅ₇ω_msin(７ω_eｔ)＋………… …………（７）
ただし、Ｅ_ａはａ相の１ｒａｄ／ｓｅｃの時の誘起電圧、Ｅ_１、Ｅ_３、Ｅ_５、Ｅ_７……は１ｒａｄ／ｓｅｃのときの１、３、５、７、……成分の誘起電圧係数、ω_ｅはモータ電気角速度であり、ｂ相及びｃ相については位相が１２０°ずれているだけであるので省略する。

上記（７）式の相誘起電圧ｅ_ａをｄｑ変換すると、誘起電圧Ｅ_ｄ及びＥ_ｑは、説明を簡単にするために、９次以上を省略すると、
Ｅ_d＝（Ｅ₅＋Ｅ₇）sin６ω_eｔ …………（８）
Ｅ_q＝Ｅ₁−（Ｅ₅＋Ｅ₇）ｃｏｓ６ω_eｔ …………（９）
となる。

電流指令値Ｉ_ｒｅｆは前述したように操舵補助電流指令値演算部で算出され、ｄ軸電流の直流成分Ｉ_ｄＤＣは電流制限後の電流指令値Ｉ_ｒｅｆ′に基づいて図６に示す直流成分算出マップを参照して算出される。
そして、交流ｄ軸を考慮する場合は、ｄ軸電流ｉ_ｄは、説明を簡単にするために、１２次以上を省略すると、
ｉ_d＝Ｉ_dDC＋（ｉ_dc6cos６ω_eｔ−ｉ_ds6sin６ω_eｔ） ……（１０）
と表す。ただし、ｉ_ｄｃ及びｉ_ｄｓは余弦及び正弦成分６次ｄ軸電流である。

そして、前記（８）〜（１０）式を前記（６）式に代入し、１／Ｅ_ｑをテイラー展開し、１２次以上を省略すると、
ｉ_q＝Ｉ_qDC＋（ｉ_qc6cos６ω_eｔ−ｉ_qs6sin６ω_eｔ） …………（１１）
が得られる。
ただし、Ｉ_qDC＝（２／３）Ｋ_tＩ_ref ………（１２）
ｉ_qc6＝（Ｅ₅−Ｅ₇）Ｉ_qDC／Ｅ₁ ………（１３）
ｉ_qs6＝（Ｅ₅＋Ｅ₇）Ｉ_dDC／Ｅ₁ ………（１４）
６次ｄ軸は６次ｑ軸に依存するため、
ｉ_dc6∝ｉ_qc6 …………（１５）
ｉ_ds6∝ｉ_qs6 …………（１６）
となる。

したがって、ｄ軸電流指令値直流成分演算部４２で制限後電流指令値Ｉ_ｒｅｆ′に基づいて図６の直流成分算出マップを参照してｄ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｄＤＣを算出し、ｑ軸電流指令値直流成分演算部４３で、前記（１２）式の演算を行ってｑ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｑＤＣを算出し、ｄ軸電流指令値６ｎ次成分振幅演算部４４及びｑ軸電流指令値６ｎ次成分振幅演算部４５では、前記（１３）〜（１６）式に基づいて６次成分振幅ｉ_ｄ６及びｉ_ｑ６を算出すると共に、１２次以上の６ｎ次成分振幅ｉ_ｄ１２〜ｉ_ｄ６ｎ及びｉ_ｑ１２〜ｉ_ｑ６ｎを算出する。

また、進角及び振幅補償演算部３６は、図７に示すように、電気角θ_ｅ及びモータ角速度ω_ｍに基づいて基本波成分の進角演算を行う基本波成分進角量演算部５１を備えている。
さらに、進角及び振幅補償演算部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びモータ角速度ω_ｍに基づいて、ｄ軸電流指令値の進角量φ_ｄ６〜φ_ｄ６ｎを演算するｄ軸電流指令値進角量演算部５２、６ｎ次ｄ軸電流指令値の振幅ｉ_ｄ６〜ｉ_ｄ６ｎの振幅補償ゲインＧ_ｄ６〜Ｇ_ｄ６ｎを演算する６ｎ次ｄ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５３、ｑ軸電流指令値Ｉｑの進角量φ_ｑ６〜φ_ｑ６ｎを演算するｑ軸電流指令値進角演算部５４及び６ｎ次ｑ軸電流指令値の振幅ｉ_ｑ６〜ｉ_ｑ６ｎの振幅補償ゲインＧ_ｑ６〜Ｇ_ｑ６ｎを演算する６ｎ次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５５を備えている。

さらにまた、進角及び振幅補償演算部３６は、モータ角速度ω_ｍに基づいて直流電流指令値振幅補償ゲインＧｄｃを演算する直流電流指令値振幅補償ゲイン演算部５６を備えている。
ここで、ｄ軸電流指令値進角量演算部５２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄに基づいてこれが“０”を継続する基本波成分のみを進角制御する基本波進角制御状態であるかｄ軸電流指令値Ｉｄが変化する基本波成分に６ｎ次高調波成分を含めた全進角制御状態であるかを判断する。この判断結果が、ｄ軸電流指令値Ｉｄが“０”を継続する基本波進角制御状態であるときには、６次ｄ軸電流指令値の進角量を例にとると、図８（ａ）に示すように、モータ角速度ω_ｍが“０”を含む正値であるときにはモータ角速度ω_ｍの値に関わらず正の所定進角量φ_ｄ１となり、モータ角速度ω_ｍが負値であるときにはモータ角速度ω_ｍの値に関わらず負の所定進角量−φ_ｄ１となる進角量算出マップを使用し、モータ角速度ω_ｍをもとに進角量算出マップを参照して進角量Φ_ｄ６を算出し、同様に６ｎ次ｄ軸電流の進角量φ_ｄ１２、φ_ｄ１８……φ_ｄ６ｎについても図示しない進角量算出マップを参照して進角量を算出する。

また、上記判断結果が、ｄ軸電流指令値Ｉｄが変化する全進角制御状態であるときには、６次ｄ軸電流指令値の進角量を例にとると、図８（ｂ）に示すように、モータ角速度ω_ｍが“０”から正値に増加する場合には、モータ角速度ω_ｍが“０”であるときには、前記正の所定進角量φ_ｄ１となり、これからモータ角速度ω_ｍが所定値ωａ１まで増加する間は比較的緩やかに減少し、次いでモータ角速度ω_ｍが所定値ωａ２まで増加する間は比較的急峻に減少し、モータ角速度ω_ｍが所定値ωａ２以上では、比較的緩やかに減少する特性曲線Ｌ１が設定され、モータ角速度ω_ｍが“０”から負値に増加する場合には、特性曲線Ｌ１に対して原点（進角量φ_ｄ６＝０，モータ角速度ω_ｍ＝０）を中心とする点対称形の特性曲線Ｌ２が設定された進角量算出用マップを使用し、モータ角速度ω_ｍをもとに進角量算出用マップを参照して進角量φ_ｄ６を算出し、同様に６ｎ次ｄ軸電流指令値の進角量φ_ｄ１２、φ_ｄ１８……φ_ｄ６ｎについても図示しない進角量算出マップを参照して進角量を算出する。

また、６ｎ次ｄ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５３でも、ｄ軸電流指令値Ｉｄに基づいてこれが“０”を継続する基本波進角制御状態であるかｄ軸電流指令値Ｉｄが変化する全進角制御状態であるかを判断する。この判断結果が、ｄ軸電流指令値Ｉｄが“０”を継続する基本波進角制御状態であるときには、６次ｄ軸電流指令値の振幅補償ゲインＧｄ_６を例にとると、図９（ａ）に示すように、モータ角速度ω_ｍの値に関わらず振幅補償ゲインＧｄ_６は“０”を維持する６次電流指令値振幅補償ゲイン算出用マップを使用し、モータ角速度ω_ｍをもとに６次電流指令値振幅補償ゲイン算出用マップを参照して６次電流指令値振幅補償ゲインＧｄ_６＝０を算出し、同様に図示しないが６ｎ次電流指令値振幅補償ゲイン算出用マップを参照して６ｎ次電流指令値振幅補償ゲインＧｄ_１２、Ｇｄ_１８……Ｇｄ_６ｎを算出する。

また、上記判断結果が、ｄ軸電流指令値Ｉｄが変化する基本波進角制御状態であるときには、６次ｄ軸電流指令値の振幅ゲインＧｄ_６を例にとると、図９（ｂ）に示すように、モータ角速度ω_ｍが“０”から正値に増加する場合には、モータ角速度ω_ｍが“０”から正の所定値ωｇ１までの間は、振幅補償ゲインＧｄが“０”となり、モータ角速度ω_ｍが所定値ωｇ１を超えて所定値ωｇ２に達するまでの間でモータ角速度ω_ｍの増加に応じて比較的急峻に振幅補償ゲインが増加し、所定値ωｇ２を超えるとモータ角速度ω_ｍの増加に応じて比較的緩やかに振幅補償ゲインが増加する折れ線上の特性線Ｌ３が設定され、モータ角速度ω_ｍが“０”から負値に増加する場合には、特性曲線Ｌ３に対して原点（進角量φ_ｄ６＝０，モータ角速度ω_ｍ＝０）を中心とする点対称形の特性曲線Ｌ４が設定された６次電流指令値振幅補償ゲイン算出マップを参照して振幅補償ゲインＧｄ_６を算出し、同様に図示しないが６ｎ次電流指令値振幅補償ゲイン算出用マップを参照して６ｎ次電流指令値振幅補償ゲインＧｄ_１２、Ｇｄ_１８……Ｇｄ_６ｎを算出する。

さらに、ｑ軸電流指令値進角量演算部５４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄに基づいてこれが“０”を継続する基本波進角制御状態であるかｄ軸電流指令値Ｉｄが変化する全進角制御状態であるかを判断する。この判断結果が、ｄ軸電流指令値Ｉｄが“０”を継続する基本波進角制御状態であるときには、６次ｑ軸電流指令値の進角量φ_ｑ６を例にとると、図１０（ａ）に示すように、モータ角速度ω_ｍの値に関わらず進角量Φ_ｑ６は“０”を維持するｄ軸電流指令値進角量算出用マップを使用し、モータ角速度ω_ｍをもとに進角量算出用マップを参照してｄ軸電流指令値進角量Φ_ｑ６を算出し、同様に６ｎ次ｄ軸電流の進角量Φ_ｑ１２、Φ_ｑ１８……Φ_ｑ６ｎについても図示しない進角量算出マップを参照して進角量を算出する。

また、上記判断結果が、ｄ軸電流指令値Ｉｄが変化する全進角制御状態であるときには、６次ｑ軸電流指令値の進角量φ_ｑ６を例にとると、図１０（ｂ）に示すように、モータ角速度ω_ｍが“０”から正値に増加する場合には、モータ角速度ω_ｍが“０”から正の所定値ωａ３までの間は、進角量φ_ｑ６が“０”となり、モータ角速度ω_ｍが所定値ωａ３を超えるとモータ角速度ω_ｍの増加に応じてｑ軸進角量φ_ｑ６が負方向に増加する放物線状の特性曲線Ｌ５が設定され、モータ角速度ω_ｍが“０”から負値に増加する場合には、特性曲線Ｌ５に対して原点（進角量φ_ｑ６＝０，モータ角速度ω_ｍ＝０）を中心とする点対称形の特性曲線Ｌ６が設定された進角量算出用マップを使用し、モータ角速度ω_ｍをもとに進角量算出用マップを参照してｑ軸進角量φ_ｑ６を算出し、同様に６ｎ次ｄ軸電流の進角量φ_ｑ１２、φ_ｑ１８……φ_ｑ６ｎについても図示しない進角量算出マップを参照して進角量を算出する。

さらにまた、６ｎ次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５５では、ｄ軸電流指令値Ｉｄに基づいてこれが“０”を継続する基本波進角制御状態であるかｄ軸電流指令値Ｉｄが変化する全進角制御状態であるかを判断する。この判断結果が、ｄ軸電流指令値Ｉｄが“０”を継続する基本波進角制御状態であるときには、６次ｑ軸電流指令値の振幅補償ゲインを例にとると、図１１（ａ）に示すように、モータ角速度ω_ｍの値が“０”であるときに振幅補償ゲインＧ_ｑ６が正の所定値Ｇａ２となり、これよりモータ角速度ω_ｍの値が正方向に増加すると、その増加に応じて振幅補償ゲインＧ_ｑ６が非線形に増加する放物線状の特性曲線Ｌ７が設定され、モータ角速度ω_ｍが“０”から負方向に増加する場合には、特性曲線Ｌ７に対して振幅補償ゲイン軸を対称線とする線対称の特性曲線Ｌ８が設定された６次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲイン算出用マップを使用し、モータ角速度ω_ｍをもとに６次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲインＧ_ｑ６を算出し、同様に図示しないが６ｎ次電流指令値振幅補償ゲイン算出用マップを参照して６ｎ次電流指令値振幅補償ゲインＧｑ_１２、Ｇｑ_１８……Ｇｑ_６ｎを算出する。

また、上記判断結果が、ｄ軸電流指令値Ｉｄが変化する全進角制御状態であるときには、６次ｑ軸電流指令値の振幅補償ゲインを例にとると、図１１（ｂ）に示すように、図１１（ａ）と同様の放物線状の特性曲線Ｌ９及びＬ１０が設定された６ｎ次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲイン算出用マップを使用し、モータ角速度ω_ｍをもとに振幅補償ゲイン算出用マップを参照して６ｎ次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲインＧ_ｑ６を算出し、同様に図示しないが６ｎ次電流指令値振幅補償ゲイン算出用マップを参照して６ｎ次電流指令値振幅補償ゲインＧｑ_１２、Ｇｑ_１８……Ｇｑ_６ｎを算出する。

なおさらに、直流電流指令値振幅補償ゲイン演算部５６は、図１２に示すように、基本波進角制御状態及び全進角制御状態に関わらずモータ角速度ω_ｍが“０”であるときに、所定値ＧＤ１の振幅補償ゲインＧＤとなり、これからモータ角速度ω_ｍが正又は負方向に増加するとこれに応じて振幅補償ゲインＧＤが非線形に増加する放物線状の特性曲線Ｌ１１及びＬ１２が設定された振幅補償ゲイン算出用マップを有し、このモータ角速度ω_ｍをもとに振幅補償ゲイン算出用マップを参照して直流指令値振幅補償ゲインＧＤを算出する。

これら図８〜図１２に示す制御マップは、電流制御系即ち電流制御部４０での各次高調波成分の減衰を考慮して、これら減衰分を補償するように各特性線が設定されている。
そして、電気角変換部３２からに入力され基本波成分進角量演算部５１で進角された電気角θ_ｅ′を乗算器５７で６ｎ倍してからｄ軸進角演算部５８及びｑ軸進角演算部５９に供給し、ｄ軸進角演算部５８で６ｎ倍した基本波成分進角後電気角６θ_ｅ′とｄ軸電流指令値進角量演算部５２で演算したｄ軸進角量φ_ｄ６〜φ_ｄ６ｎとに基づいて進角演算を行い、ｓｉｎ（６θ_ｅ′＋φ_ｄ６）、ｓｉｎ（１２θ_ｅ′＋φ_ｄ１２）、……、ｓｉｎ（６ｎθ_ｅ′＋φ_ｄ６ｎ）を算出し、これらを個別に出力する。

同様に、ｑ軸進角演算部５８で６ｎ倍した基本波成分進角後電気角６θ_ｅ′とｑ軸電流指令値進角量演算部５４で演算したｑ軸進角量φ_ｑ６〜φ_ｑ６ｎとに基づいて進角演算を行い、ｓｉｎ（６θ_ｅ′＋φ_q６）、ｓｉｎ（１２θ_ｅ′＋φ_q１２）、……、ｓｉｎ（６ｎθ_ｅ′＋φ_ｑ６ｎ）を算出する。
一方、６ｎ次ｄ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５３から出力されるｄ軸電流指令値６ｎ次成分ｉ_ｄ６〜ｉ_ｄ６ｎは乗算器ＭＵＬｄ１_６〜ＭＵＬｄ１_６ｎに供給され、これら乗算器ＭＵＬｄ１_６〜ＭＵＬｄ１_６ｎで、ｄ軸電流指令値６ｎ次成分ｉ_ｄ６〜ｉ_ｄ６ｎに６ｎ次ｄ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５３から出力される６ｎ次ｄ軸電流指令値の振幅補償ゲインＧｄ_ｄ６〜Ｇｄ_ｄ６ｎを乗算する。

そして、乗算器ＭＵＬｄ１_６〜ＭＵＬｄ１_６ｎから出力される乗算出力ｉ_ｄ６・Ｇｄ_ｄ６〜ｉ_ｄ６ｎ・Ｇｄ_ｄ６ｎを乗算器ＭＵＬｄ２_６〜ＭＵＬｄ２_６ｎで、進角演算部５８から出力される進角出力ｓｉｎ（６θ_ｅ′＋φ_ｄ６）〜ｓｉｎ（６ｎθ_ｅ′＋φ_ｄ６ｎ）に乗算する。一方、電流指令値制限部３５から出力されるｄ軸電流指令直流成分Ｉ_ｄＤＣが乗算器ＭＵＬｄ３に供給されて、この乗算器ＭＵＬｄ３でｄ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｄＤＣに直流電流指令値振幅補償ゲイン演算部５６で算出された振幅補償ゲインＧ_ＤＣが乗算され、この乗算値Ｉ_ｄＤＣ・Ｇ_ＤＣが加算器ＡＤＤｄに供給されて乗算器ＭＵＬｄ２_６〜ＭＵＬｄ２_６ｎの乗算出力に加算されて下記（１７）式で表される補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′が算出される。
ｉ_d′＝Ｉ_dDC・Ｇ_DC＋ｉ_d6・Ｇ_d6ｓｉｎ（６θ_e′＋φ_d6）
＋ｉ_d12・Ｇ_d12ｓｉｎ（１２θ_e′＋φ_d12）＋……
＋ｉ_d6n・Ｇ_d6nｓｉｎ（６ｎθ_e′＋φ_d6n） …………（１７）

同様に、補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′についても、乗算器ＭＵＬｑ１_６〜ＭＵＬｑ１_６ｎ、ＭＵＬｑ２_６〜ＭＵＬｑ２_６ｎ、ＭＵＬｑ３及び加算器ＡＤＤｑによって乗算及び加算が行われて、下記（１８）式に示す補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′が算出される。
ｉ_q′＝Ｉ_qDC・Ｇ_DC＋ｉ_q6・Ｇ_q6ｓｉｎ（６θ_e′＋φ_q6）
＋ｉ_q12・Ｇ_q12ｓｉｎ（１２θ_e′＋φ_q12）＋……
＋ｉ_q6n・Ｇ_q6nｓｉｎ（６ｎθ_e′＋φ_d6n） …………（１８）

そして、各次高調波成分進角及び振幅補償演算部３６から出力される進角後電気角θ_ｅ′、補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′及び補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′が２相／３相変換部３７に供給されて、ブラシレスモータ１２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の電流指令値Ｉｕ^＊，Ｉｖ^＊及びＩｗ^＊に変換される。
電流制御部４０は、目標電流設定部３０から供給される電流指令値Ｉｕ^＊，Ｉｖ^＊，Ｉｗ^＊から電流検出回路２２で検出した各相コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れるモータ相電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを減算して各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗを求める減算器７１ｕ、７１ｖ及び７１ｗと、求めた各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗに対して比例積分制御を行って相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出するＰＩ制御部７２とを備えている。

そして、ＰＩ制御部７２から出力される相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗがＦＥＴゲート駆動回路２５に供給される。
モータ駆動回路２４は、図２に示すように、各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに対応して直列に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂを並列に接続したインバータ構成を有し、スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの接続点、Ｑｖａ，Ｑｖｂの接続点及びＱｗａ，Ｑｗｂの接続点が夫々相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの中性点Ｐｎとは反対側に接続されている。
そして、モータ駆動回路２４を構成する各スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，ＱｗｂのゲートにＦＥＴゲート駆動回路２５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号が供給されている。

次に、上記実施形態の動作を説明する。
今、ステアリングホイール１を操舵すると、そのときの操舵トルクＴが操舵トルクセンサ３で検出されると共に、車速検出値Ｖｓが車速センサ２１で検出される。そして、検出された操舵トルクＴ及び車速検出値Ｖｓが制御演算装置２３の目標電流設定部３０における操舵補助電流指令値演算部３１に入力されることにより、この操舵補助電流指令値演算部３１で、図４の操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆを算出する。

そして、算出された操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆが電流指令値制限部３５で、モータ角速度ω_ｍに基づいて上限値が制限されると共に、前述した（１）式で表されるｄ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｄＤＣ及びｄ軸電流指令値６ｎ次成分の振幅ｉ_ｄ６〜ｉ_ｄ６ｎで構成されるｄ軸電流指令値Ｉ_ｄと、前述した（２）式で表されるｑ軸電流指令値直流成分Ｉ_ｑＤＣ及びｑ軸電流指令値６ｎ次成分の振幅ｉ_ｑ６〜ｉ_ｑ６ｎで構成されるｑ軸電流指令値Ｉ_ｑとが各次高調波成分進角及び振幅補償演算部３６に出力される。

この各次高調波成分進角振幅補償演算部３６では、基本波成分進角量演算部５１で補償後基本波成分進角量θ_ｅ′を算出し、且つｄ軸電流指令値進角量演算部５２、６ｎ次ｄ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５３、ｑ軸電流指令値進角量演算部５４、６ｎ次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５５及び直流電流指令値振幅補償ゲイン演算部５６で夫々モータ角速度ω_ｍに基づいて制御マップを参照してｄ軸進角量φ_ｄ６〜φ_ｄ６ｎ、ｄ軸振幅補償ゲインＧ_ｄ６〜Ｇ_ｄ６ｎ、ｑ軸進角量φ_ｑ６〜φ_ｑ６ｎ、ｑ軸振幅補償ゲインＧ_ｑ６〜Ｇ_ｑ６ｎを算出し、これらに基づいて前述した（１７）式及び（１８）式で表される補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′及び補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′を算出し、算出した補償後基本波成分進角量θ_ｅ′と補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′及び補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′とを２相／３相変換部３７に供給して、３相電流指令値Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊及びＩｗ^＊を算出する。

そして、算出された３相電流指令値Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊及びＩｗ^＊を電流制御部４０に入力する。この電流制御部４０では、３相電流指令値Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊及びＩｗ^＊とモータ電流検出回路２２で検出した各相電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとの偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗをＰＩ制御部７２でＰＩ制御して電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを算出し、これをＦＥＴゲート駆動回路２５に供給することにより、電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに応じたデューティ比のパルス幅変調信号をモータ駆動回路２４に供給して、モータ駆動回路２４からモータ駆動電流をブラシレスモータ１２に供給する。
これによって、ブラシレスモータ１２で操舵トルクＴに応じた操舵補助力を発生し、この操舵補助力か減速ギヤ機構１１を介してステアリングシャフト２に伝達されることにより、ステアリングホイール１を軽い操舵力で操舵することができる。

このとき、各次高調波成分進角及び振幅補償演算部３６で、モータ角速度ω_ｍに基づいて制御マップを参照して、ｄ軸進角量φ_ｄ６〜φ_ｄ６ｎ、ｄ軸振幅補償ゲインＧ_ｄ６〜Ｇ_ｄ６ｎ、ｑ軸進角量φ_ｑ６〜φ_ｑ６ｎ、ｑ軸振幅補償ゲインＧ_ｑ６〜Ｇ_ｑ６ｎを算出し、これらに基づいて前述した（１７）式及び（１８）式で表される補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′及び補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′を算出するが、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄが“０”である基本波進角制御時には、ｄ軸進角量φ_ｄ６〜φ_ｄ６ｎはモータ角速度ω_ｍが零を含む正の値であるときにはその値にかかわらず所定値φ_ｄ１を維持し、モータ角速度ω_ｍが負の値であるときにはその値に関わらずｄ軸の進角量φ_ｄ６〜φ_ｄ６ｎが所定値−φ_ｄ１を維持する。しかしながら、６ｎ次ｄ軸電流指令値振幅補償ゲインＧ_ｄ６〜Ｇ_ｄ６ｎが“０”となるので、ｄ軸電流指令値６ｎ次成分は“０”となり、ｄ軸電流直流成分Ｉ_ｄＤＣも“０”となるので、加算器ＡＤＤｄから出力されるｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′も零を維持する。

これに対してｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′については、ｑ軸進角量φ_ｑ６〜φ_ｑ６ｎは“０”に設定されるが、ｑ軸６ｎ次電流指令値振幅補償ゲインは、少なくともｑ軸６次電流指令値振幅補償ゲインＧｑ_６が、図１１の制御マップに示すように、モータ角速度ω_ｍが“０”のときに正の所定値Ｇａ２となり、これからモータ角速度ω_ｍの絶対値が増加するに応じてｑ軸６次電流指令値振幅補償ゲインが正方向に比較的急峻に増加し、他のｑ軸６ｎ次電流指令値振幅補償ゲインも同様の傾向となることにより、ｑ軸電流指令値の６ｎ次成分が増加補償された補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｑ′を得ることができる。

また、ｄ電流指令値Ｉ_ｄが“０”ではない全進角制御時には、モータ角速度ω_ｍが増加するに応じてｄ軸進角量φ_ｄ６〜φ_ｄ６ｎが減少するが、ｄ軸６ｎ次成分の振幅補償ゲインＧ_ｄ６〜Ｇ_ｄ６ｎは増加することにより、ｄ軸電流指令値の６ｎ次高調波成分が増加補償された補償後ｑ軸電流補償値ｉ_ｑ′を得ることができる。
さらに、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の直流成分Ｉ_ｄＤＣ及びＩ_ｑＤＣについても、同様に、ｑ軸電流指令値６ｎ次成分と同様にモータ角速度ω_ｍが増加するにつれて補償ゲインＧＤが増加することにより、直流成分Ｉ_ｄＤＣ及びＩ_ｑＤＣが増加補償されて、補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′及び補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′が増加される。

このため、トルク一定の状態を維持しながら、電流制御系の特性による各次高調波成分の減衰分を補償して、設計通りの理想電流をブラシレスモータ１２に供給することができ、ブラシレスモータ１２を高速回転制御する場合の高次高調波の減衰を確実に防止し、ブラシレスモータ１２の出力低減及びトルク変動を確実に防止することができる。
また、高次高調波成分の補償をｄ−ｑ座標上で行うようにしているので、三相電流指令値を夫々の高調波成分をフィルタ等を利用して分離する必要がなく、演算量を減少させることができ、演算処理装置の演算負荷を低減させることが可能となり、高価な演算処理装置を適用することなく、高次高調波成分の補償を行うことができる。しかも、ｄ−ｑ座標系では、３相電流の６ｎ±１次（ｎ＝１，２，３，……）高調波を座標変換したときに、６ｎ次（ｎ＝１，２，３，……）となるので、基本波を含めて各次成分の等価的な進角量及び振幅補償ゲインを予め計算又は実験によって容易に設定することができる。

さらに、ｄ軸指令値進角量演算部５２、６ｎ次ｄ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５３、ｑ軸電流指令値進角量演算部５４、６ｎ次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部５５及び直流電流指令値振幅補償ゲイン演算部５６で夫々電流制御系での高調波成分の減衰を考慮した制御マップを使用して、モータ角速度をもとに制御マップを参照して進角量及び振幅補償ゲインを算出するので、進角量及び振幅補償ゲインを正確に且つ容易に算出することができる。

さらに、上述したようにブラシレスモータ１２を出力低減及びトルク変動を確実に防止して駆動することができるので、このブラシレスモータ１２で発生する操舵補助力を、減速ギヤ機構１１を介してステアリングシャフト２に伝達したときに、ステアリングホイールにトルク変動が発生することを確実に防止することができ、運転者に良好な操舵感覚を与えることができる。

なお、上記第１の実施形態においては、各次高調波成分進角及び振幅補償演算部３６で、進角量φ_ｄ６〜φ_ｄ６ｎ及びφ_ｑ６〜φ_ｑ６ｎと６ｎ次成分補償ゲインＧ_ｄ６〜Ｇ_ｄ６ｎ及びＧ_ｑ６〜Ｇ_ｑ６ｎと直流成分補償ゲインＧＤとを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、進角量及び６ｎ次成分補償ゲインの何れか一方を省略するようにしてもよい。

また、上記第１の実施形態においては、補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′及び補償後ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′を２相／３相変換部３７で３相目標電流Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊及びＩｗ^＊に変換してから電流制御部４０に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２相／３相変換部３７を省略し、これに代えて電流検出回路２２で検出したモータ電流Ｉｄｕ、Ｉｄｖ及びＩｄｗを３相／２相変換部に供給してｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流に変換し、変換したｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流と、目標電流設定部３０で算出した補償後ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ′及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ′との偏差を算出した後、偏差を２相／３相変換して相制御電圧を算出するようにしてもよい。
さらに、上記第１の実施形態においては、電動モータが３相モータである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、３を超える相数を有する多相モータにも本発明を適用することができる。

次に、本発明の第２の実施形態を図１３について説明する。
この第２の実施形態では、ｄ軸指令値及びｑ軸指令値から６ｎ±１次高調波成分を抽出し、抽出した６ｎ±１次高調波成分を個別に振幅補償してから加算することにより、ｍ相ブラシレスモータの第１相目標電流〜第ｍ相目標電流を算出するようにしたものである。

すなわち、第２の実施形態では、目標電流設定部３０が、図１３に示すように、構成されている。この目標電流設定部３０は、前述した第１の実施形態と同様に、操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆを電流指令値制限３２に入力して、この電流指令値制限部８２で、下記（１９）式及び（２０）式で表される前述した（１）式及び（２）式と同様のベクトル形式のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑを算出し、算出したｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑを各次数成分抽出器８３に入力して、この各次数成分抽出器８３で、基本波成分となる第１次相電流相当のｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１、第５次高調波相電流相当のｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ５，Ｉ_ｑ５、第７次高調波相電流相当のｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ７，Ｉ_ｑ７、……、第６ｎ±１次高調波相電流相当のｄｑ軸電流指令値Ｉ_{ｄ６ｎ±１}，Ｉ_{ｑ６ｎ±１}を分離抽出する。
Ｉ_d＝［Ｉ_d1 Ｉ_d5 Ｉ_d7 ……Ｉ_d（6n±1）］ …………（１９）
Ｉ_q＝［Ｉ_q1 Ｉ_q5 Ｉ_q7 ……Ｉ_q（6n±1）］ …………（２０）
ここで、Ｉ_ｄ１〜Ｉ_{ｄ（６ｎ±１）}は１次相電流相当ｄ軸電流〜６ｎ±１次相電流相当ｄ軸電流、Ｉ_ｑ１〜Ｉ_{ｑ（６ｎ±１）}は１次相電流相当ｑ軸電流〜６ｎ±１次相電流相当ｑ軸電流である。

そして、分離抽出した各ｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１；Ｉ_ｄ５，Ｉ_ｑ５；Ｉ_ｄ７，Ｉ_ｑ７；……；Ｉ_{ｄ（６ｎ±１）}，Ｉ_{ｑ（６ｎ±１）}を個別にｄｑ２相信号をブラシレスモータ１２のｍ相信号に変換する１次２相／ｍ相変換器ＴＲ_１、５次２相／ｍ相変換器ＴＲ_２、……、６ｎ±１次２相／ｍ相変換器ＴＲ_ｐに供給する。これら変換器ＴＲ_１〜ＴＲ_ｐには、電気角θ_ｅ及びモータ角速度ω_ｍが入力されて各次の進角量φ_１〜φ_６ｎ±１を算出して各次成分電気角ω_ｅｔ〜（６ｎ±１）ω_ｅｔに加算した進角後各次電気角（ω_ｅｔ＋φ_１）〜（（６ｎ±１）ω_ｅｔ＋φ_６ｎ±１）を算出する進角量演算部８４から出力される進角後各次電気角（ω_ｅｔ＋φ_１）〜（（６ｎ±１）ω_ｅｔ＋φ_６ｎ±１）が入力され、これら進角後各次電気角（ω_ｅｔ＋φ_１）〜（（６ｎ±１）ω_ｅｔ＋φ_６ｎ±１）に基づいて２相／ｍ相変換を行って、下記（２１）式に示す各相１次相電流ｉ_１〜各相６ｎ±１次相電流ｉ_６ｎ±１を算出する。

そして、算出した各相１次相電流ｉ_１〜各相６ｎ±１次相電流ｉ_６ｎ±１を個別に１次成分振幅補償器ＡＣ_１〜６ｎ±１次成分振幅補償器ＡＣ_ｐに供給して、これら１次成分振幅補償器ＡＣ_１〜６ｎ±１次成分振幅補償器ＡＣ_ｐで、下記（２２）式に示すように、電流制御系で生じる高調波成分の振幅減衰を補償する振幅ゲインｇ_１〜ｇ_６ｎ±１を除して補償後各相１次相電流ｉ_１′〜各相６ｎ±１次相電流ｉ_６ｎ±１′を算出する。

そして、算出した補償後各相１次相電流Ｉ_１′〜各相６ｎ±１次相電流Ｉ_６ｎ±１から各相電流を個別に抽出して、第１相成分加算器ＡＤＤ_１〜第ｍ相成分加算器ＡＤＤ_ｍに入力することにより、第１相目標電流ｉ_１ ^＊〜第ｍ相目標電流ｉ_ｍ ^＊を算出し、これらを電圧制御部４０に出力する。
ここで、進角量演算部８４では、図１４に示すように、横軸にモータ角速度ω_ｍをとり、縦軸に進角量をとり、各次進角量φ_１〜φ_６ｎ±１をパラメータとした特性直線が設定された制御マップを有する。この制御マップは、電流制御系での高調波成分の減衰を考慮して、１次進角量φ_１については比較的緩やかな傾斜の特性直線Ｌ_１で表され、この１次進角量φ_１より進角量の次数が増加するにつれて傾きが大きくなる特性直線Ｌ_５、Ｌ_７……が設定されている。そして、モータ角速度ω_ｍをもとに図１４の制御マップを参照して１次進角量φ_１、５次進角量φ_５、７次進角量φ_７、……、６ｎ±１次進角量φ_６ｎ±１を算出し、算出した１次進角量φ_１〜６ｎ±１次進角量φ_６ｎ±１を各次電気角ω_ｅｔ〜（６ｎ±１）ω_ｅｔに加算することにより、補償後各次電気角θ_ｅ１′〜θ_{ｅ６ｎ±１}′を算出し、算出した補償後各次電気角θ_ｅ１′〜θ_{ｅ６ｎ±１}′を１次２相／ｍ相変換器ＴＲ_１〜６ｎ±１次２相／ｍ変換器ＴＲ_Ｐに供給する。

また、１次成分振幅補償器ＡＣ_１〜６ｎ±１次成分振幅補償器ＡＣ_ｐでは、モータ角速度ω_ｍをもとに図１５に示すモータ角速度ω_ｍと補償ゲインとの関係を表す制御マップを参照して１次〜６ｎ±１次成分の補償ゲインｇ_１〜ｇ_６ｎ±１を算出する。この制御マップは、図１５に示すように、横軸にモータ角速度ω_ｍをとり、縦軸に補償ゲインの値をとり、次数をパラメータとした放物線上の特性曲線で設定され、電流制御系での高調波成分の減衰を考慮して次数が１次から大きくなるにつれて特性曲線の曲率が小さくなるように設定されている。

次に、上記第２の実施形態の動作を説明する。
操舵補助電流指令値演算部３１で算出された操舵トルクＴに応じた操舵補助電流指令値Ｉ_ｒｅｆを電流指令値制限部８２で、前記（１９）式及び（２０）式で表されるｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑを算出し、算出したｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑを各成分抽出器８３で１次相電流相当ｄｑ電流Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１〜６ｎ±１次相電流相当ｄｑ軸電流Ｉ_{ｄ（６ｎ±１）}，Ｉ_{ｑ（６ｎ±１）}を分離して抽出し、これら抽出したｄｑ軸電流を１次２相／ｍ相変換器ＴＲ_１〜６ｎ±１次２相／ｍ相変換器ＴＲ_ｐで進角量演算部８４で算出された進角後各次電気角θ_ｅ１′〜θ_{ｅ６ｎ±１}′に基づいて相変換を行って各相１次相電流〜各相６ｎ±１次相電流を算出し、算出した各相１次相電流〜各相６ｎ±１次相電流を個別に振幅補償部ＡＣ_１〜ＡＣ_ｐで振幅補償を行うようにしている。

このため、一般的には、ブラシレスモータ１２の例えばＡ相（第１相）に対する電流指令値をｉ_１ ^＊としたときに、このＡ相電流指令値ｉ_１ ^＊は下記（２３）式で表すことができる。
ｉ₁ ^＊＝Ｉ₁ｓｉｎω_eｔ＋Ｉ₅ｓｉｎ５ω_eｔ＋……＋Ｉ_6n±1ｓｉｎ（６ｎ±１）ω_eｔ
………………（２３）
但し、Ｉ_１、Ｉ_５、……Ｉ_６ｎ±１は各次成分の電流の振幅、ω_ｅはモータ電気角速度、ｔは時間、ｎは自然数である。

この（２３）式はトルク一定の式から得られた電流波形、つまり理想的な電流波形であるが、実際にブラシレスモータ１２に供給される実電流は、電流制御系の特性により、下記（２４）式で表されるように減衰する。
ｉ₁＝ｇ₁Ｉ₁ｓｉｎ（ω_eｔ−φ₁）＋ｇ₅Ｉ₅ｓｉｎ（５ω_eｔ−φ₅）
＋……＋ｇ_6n±1Ｉ_6n±1ｓｉｎ｛（６ｎ±１）ω_eｔ−φ_6n±1｝……（２４）
但し、ｇ_１〜ｇ_６ｎ±１は各次成分の振幅低減率、φ_１〜φ_６ｎ±１は各次成分の位相遅れである。
この（２４）式から実際にブラシレスモータ１２に流れる実電流ｉ_１は理想的な波形でないことが分かる。

しかしながら、本実施形態では、進角量演算部８４で電流制御系の特性による位相遅れを解消する進角量を算出すると共に、各次成分振幅補償器ＡＣ_１〜ＡＣ_Ｐで、振幅低減率ｇ_１〜ｇ_６ｎ±１を除算して振幅補償するので、加算器ＡＤＤ_１から出力されるＡ相目標電流Ｉ_１ ^＊は、下記（２５）式のように表されることになり、電流制御系での位相遅れと振幅減少を補償してブラシレスモータ１２に供給する実電流を前述した（２３）式で表されるように理想電流とすることができる。
ｉ₁＝（１／ｇ₁）Ｉ₁ｓｉｎ（ω_eｔ＋φ₁）＋（１／ｇ₅）Ｉ₅ｓｉｎ（５ω_eｔ＋φ₅）
＋……＋（１／ｇ_6n±1）Ｉ_6n±1ｓｉｎ｛（６ｎ±１）ω_eｔ＋φ_6n±1｝……(25)

したがって、トルク一定の状態を維持しながら、電流制御系の特性による各次高調波成分の減衰分を補償して、設計通りの理想電流をブラシレスモータ１２に供給することができ、ブラシレスモータを出力の低減及びトルクリップルを生じることを最適状態で駆動制御することができる。しかも、進角量及び振幅補償ゲインをモータ角速度をもとに制御マップを参照して算出するので、進角量及び振幅補償ゲインを正確且つ容易に算出することかできる。

このため、ブラシレスモータ１２を操舵系に対して操舵補助力を発生する電動パワーステアリング装置の駆動モータとして適用することにより、高速操舵時の応答性を向上させることができると共に、トルクリップルを抑制して操舵感覚を向上させることができる。
なお、上記第２の実施形態においても、進角量及び振幅の双方を補償する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、進角量及び振幅の何れか一方のみを補償するようにしてもよい。

また、上記第１及び第２の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動チルト装置、電動テレスコ装置等に適用する車載用の電動モータ制御装置やその他の一般的な電動モータを備えた機器に適用する電動モータ制御装置に本発明を適用することができる。

本発明の一実施形態を示す全体構成図である。 操舵補助制御装置の一例を示すブロック図である。 図２の制御演算装置２３の具体的構成を示すブロック図である。 操舵補助電流指令値算出マップを示す特性線図である。 図３の電流指令値制限部の具体的構成を示すブロック図である。 制限後電流指令値Ｉ_ｒｅｆ′とｄ軸電流指令値直流成分ｉ_ｄＤＣとの関係を表すｄ軸電流指令値直流成分算出マップを示す特性線図である。 図３の各時高調波成分進角及び振幅補償演算部の具体的構成を示すブロック図である。 ｄ軸電流指令値進角量を算出する制御マップを示す特性線図である。 ６次ｄ軸電流指令値振幅補償ゲインを算出する制御マップを示す特性線図である。 ｑ軸電流指令値進角量を算出する制御マップを示す特性線図である。 ６ｎ次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲインを算出する制御マップを示す特性線図である。 直流電流指令値振幅補償ゲインを算出する制御マップを示す特性線図である。 本発明の第２の実施形態を示す目標電流設定部の具体的構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における各次成分の進角量を算出する制御マップを示す特性線図である。 第２の実施形態における振幅補償ゲインを算出する制御マップである。

符号の説明

１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…トルクセンサ、１０…操舵補助機構、１１…減速ギヤ、１２…３相ブラシレスモータ、２０…操舵補助制御装置、２１…車速センサ、２４…モータ駆動回路、２５…ＦＥＴゲート駆動回路、３０…目標電流設定部、３１…操舵補助電流指令値演算部、３２…電気角変換部、３３…微分回路、３４…モータ角速度変換部、３５…電流指令値制限部、３６…各次高調波成分進角及び振幅補償演算部、３７…２相／３相変換部、４０…電流制御部、４１指令値制限部、４２…ｄ軸電流指令値直流成分演算部、４３…ｑ軸電流指令値直流成分演算部、４４…ｄ軸電流指令値６ｎ次成分振幅演算部、４５…ｑ軸電流指令値６ｎ次成分振幅演算部、５１…基本波成分進角量演算部、５２…ｄ軸電流指令値進角量演算部、５３…６ｎ次ｄ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部、５４…ｑ軸電流指令値進角量演算部、５５…６ｎ次ｑ軸電流指令値振幅補償ゲイン演算部、５６…直流電流指令値振幅補償ゲイン演算部、５８，５９…進角演算部、ＭＵＬｄ１_６〜ＭＵＬｄ１_６ｎ、ＭＵＬｄ２_６〜ＭＵＬｄ_６ｎ、ＭＵＬｑ１_６〜ＭＵＬｑ１_６ｎ、ＭＵＬｑ２_６〜ＭＵＬｑ２_６ｎ、ＭＵＬｄ３、ＭＵＬｑ３…乗算器、ＡＤＤｄ，ＡＤＤｑ…加算器、８２…電流指令値制限部、８３…各成分抽出器、ＴＲ_１〜ＴＲ_ｐ…２相／ｍ相変換器、ＡＣ_１〜ＡＣ_ｐ…振幅補償器，ＡＤＤ_１〜ＡＤＤ_ｍ…加算器

Claims (5)

1. 電流指令値とモータ電流に基づいて電動モータを制御する電流制御系を有するモータ制御手段を備えた電動モータ制御装置であって、
   前記電動モータのモータ角速度を検出するモータ角速度検出手段を備え、前記モータ制御手段は、前記モータ角速度検出手段で検出したモータ角速度に基づいて前記電流制御系の特性を考慮してトルク一定となる電流指令値を演算するように構成されていることを特徴とする電動モータ制御装置。
2. 電流指令値とモータ電流に基づいて高次高調波が含まれた誘起電圧を持つ多相電動モータを制御する電流制御系を有するモータ制御手段を備えた電動モータ制御装置であって、
   前記モータ制御手段は、前記電流制御系の特性を考慮してトルク一定となるように前記各高調波成分の電流指令値の進角量及び振幅補償値を演算し、演算した進角量及び振幅補償値に基づいて前記多相電動モータの電流指令値を補償する電流指令値補償手段を備えていることを特徴とする電動モータ制御装置。
3. 電流指令値とモータ電流に基づいて高次高調波が含まれた誘起電圧を持つ多相電動モータを制御する電流制御系を有するモータ制御手段を備えた電動モータ制御装置であって、
   前記電動モータのモータ角速度を検出するモータ角速度検出手段を備え、前記モータ制御手段は、前記モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標上において、前記モータ角速度検出手段で検出したモータ角速度に基づいて前記電流制御系の特性を考慮してトルク一定になるように前記多相モータのｄ−ｑ座標の各次高調波成分における電流指令値の進角量及び振幅補償値を演算し、演算した進角量及び振幅補償値に基づいて前記多相電動モータの電流指令値を補償する電流指令値補償手段を備えていることを特徴とする電動モータ制御装置。
4. 前記電流指令値補償手段は、電流制御系での高調波成分の減衰を抑制するモータ角速度と進角量及び振幅補償ゲインとの関係を表す制御マップを有し、前記モータ角速度をもとに前記制御マップを参照して進角量及び振幅補償ゲインを算出するように構成されていることを特徴とする請求項２又は３に記載の電動モータ制御装置。
5. 操舵トルクに基づいてステアリング機構に対して操舵補助力を発生する電動モータを請求項１乃至４の何れかに記載の電動モータ制御装置で制御するようにしたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

Images