JP2007315980A - 電流／電圧変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】高速にオートレレンジ切り替えが可能な電流／電圧変換回路を得る。
【解決手段】電流／電圧変換回路のレンジ切り替え回路を加算回路、不感帯回路、リミッタ回路等で構成して、高速なオートレンジ切り替え可能にすると共に、レンジ切り替え時に回路各部の信号を連続的に変化させて、測定誤差やノイズ等の悪影響を少なくし、電圧発生器や電流発生器への応用も可能とした事を特徴とする、電流／電圧変換回路とそのレンジ切り替え回路。
【選択図】図１

Description

本発明はダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換できる電流／電圧変換回路に関するものである。

電流の大きさ、または電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換するためにＩ／Ｖ変換抵抗を用いる。従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のＩ／Ｖ変換抵抗を、スイッチまたはリレーまたは半導体等のスイッチング素子で切り替えて測定していた。これは一般的にはレンジ切り替えと言われる。

一般的にはダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えは困難であるが、特許文献１で公開されている方法で実現可能となった。
しかし特許文献１による方法では差動増幅器を必要とし、電流バイパス回路にアナログスイッチを用いていたので関連する信号変化が急激でノイズの影響が出易い等の欠点があった。
特願２００３−４００９２８

解決しようとする問題点は、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流入力でもレンジ切り替え時のノイズが少ないオートレンジ切り替えが可能な電流／電圧変換回路を得ようとするものである。

請求項１に関わる電流／電圧変換回路は、電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間に入力電流のバイパス回路を設けた回路において、各レンジに対応するＩ／Ｖ変換抵抗に流れる入力電流の大きさに応じて自動的にバイパス回路をオン−オフさせ、入力電流がバイパスされずに全入力電流が流れる１個以上のＩ／Ｖ変換抵抗の合計値とそれらに掛かる電圧値を用いて、演算回路で電流値を演算して電流値を求める事を特徴とするものである。

請求項２に関わるレンジ切り替え回路は、加算回路、不感帯回路、リミッタ回路等で電流／電圧変換回路のレンジ切り替え回路を構成してオートレンジ切り替えを可能とし、かつレンジ切り替え時に回路各部の信号を連続的に変化させて、測定誤差やノイズ等の影響を少なくした事を特徴とするものである。

請求項３に関わるモニタ信号作成回路は、電流／電圧変換信号のモニタ信号として、１つの電圧信号で全レンジの入力電流に対して精度良くモニタできる事を特徴とするものである。

請求項４に関わる電圧発生器は、不感帯設定電圧、リミット設定電圧に出力設定電圧を加算、または不感帯回路入力電圧、リミッタ回路入力電圧から出力設定電圧を減算するようにした請求項２のレンジ切り替え回路と、請求項１の電流／電圧変換回路を用いて、オートレンジ切り替えで精度高く負荷電流をモニタできる事を特徴とするものである。

請求項５に関わる電流発生器は、不感帯回路、リミット回路の各入力電圧から負荷電圧を減算、または不感帯設定電圧、リミット設定電圧に負荷電圧を加算するようにした請求項２のレンジ切り替え回路、及び請求項３のモニタ信号作成回路と請求項１の電流／電圧変換回路を用いて、広範囲の電流値を精度良く発生できる事を特徴とするものである。

請求項６に関わる電圧測定回路は、請求項１の電流／電圧変換回路に電圧／電流変換抵抗を付加して、定格入力に対して小さい入力信号電圧でも精度良く測定できる事を特徴とするものである。

本発明の電流／電圧変換回路は各レンジのＩ／Ｖ変換抵抗両端の電圧を差動増幅器を使用せず、バイパスされずに全入力電流が流れるＩ／Ｖ変換抵抗の合計値をＩ／Ｖ変換抵抗と見なす事により差動増幅器が不要になる利点がある。

また、高速にオートレンジ切り替え可能で、且つレンジ切り替え時に各部の信号が連続的に変化するので、ノイズ等測定に悪影響を及ぼす要因を減らせるという利点もある。

さらに１つの信号で正確なモニタ出力を実現し、これとレンジ切り替え回路を組み合わせると高性能の電圧発生器や電流発生器の製作が可能になる。

簡単な回路で大ダイナミックレンジの高速でノイズ等の誤差要因の少ないオートレンジ切り替え機能を持つ電流／電圧変換回路を実現した。

図１は、本発明の請求項１と請求項２を用いた、電流／電圧変換回路の実施例である。
但し、本書で記述する各発明の回路では正負何れの電流入力または、電圧入力に対しても対応するものとし、正負の電流、電圧についての回路上の扱いは符号が異なるのみなので、以下の説明における電流、電圧の値は絶対値で説明するものとする。
実際に応用する場合には、正負何れか一方の入力のみに対応すれば良い場合もあるが、その場合は不要側の回路を取り外せるので、回路をより簡単にする事ができる。
また、本書では説明の明快化の為にレンジ数を３レンジとしているが、同様な回路を追加すればより多くのレンジ数にも容易に対応可能である。
なお、本書では以下全てにおいて電圧の単位は［Ｖ］、電流の単位は［Ａ］、抵抗の単位は［Ω］であるものとし、説明の明快化の為に単位の記載は省く。

１は演算増幅器による誤差増幅器であり、図中のように＋入力端子をグランドに接続するとその−入力端子の電位は入力電流Ｉの大きさに関わらず常に＋入力端子電位に等しくほぼ０Ｖになるようにその出力電圧Ｖ１が制御されるので、１の演算増幅器がリニアに動作する領域では電流入力端子電圧ｅはほぼ０Ｖになる。以下本書では説明の明快化の為にｅを０Ｖとして扱う。

２はＩ／Ｖ変換抵抗３、４、５で検出した電圧値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３から演算で現在の有効レンジや入力電流値を求める為の演算回路である。

３、４、５は抵抗値がそれぞれＲ１、Ｒ２、Ｒ３のＩ／Ｖ変換抵抗であり、抵抗値の大きさはＲ１＞Ｒ２＞Ｒ３であり、Ｒ１が最小レンジ、Ｒ２が中レンジ、Ｒ３が最大レンジに対応する。
各Ｉ／Ｖ変換抵抗の図中における下側の電位をそれぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３とする。
演算回路２の入力インピーダンスが低い場合は、必要に応じてこらの信号を図７に示すようなバッファ回路で一旦受けるが、以降も含め本書では説明の明快化の為にバッファ回路の記載は省く。

６、７は入力インピーダンスが充分に高い電流ブースタであり、説明の明快化の為に電圧ゲインを１とし、各々バイパスすべき電流を充分駆動できるものとする。
ゲイン１なので電流ブースタ６、７各々の入出力電圧は同じであり、それぞれＶ２３、Ｖ３３とする。

８、９は不感帯回路である。この入力ＶＩに対する出力ＶＯの関係を
ＶＯ＝ｄｂ（ＶＩ、Ｅ） ・・・（１）
で表わした場合、
ＶＩ＜−Ｅの場合、 ＶＯ＝Ｇ・（ＶＩ＋Ｅ）
−Ｅ≦ＶＩ＜＋Ｅの場合、ＶＯ＝０
＋Ｅ≦ＶＩの場合、 ＶＯ＝Ｇ・（ＶＩ−Ｅ）
となる関数回路を示すものとする。
但し、Ｇはゲインであり、説明の明快化の為に本書では特に断らない限り以降全ての不感帯回路のゲインを１とする。即ち本書では以下全て（１）で示される不感帯回路は
ＶＩ＜−Ｅの場合、 ＶＯ＝ＶＩ＋Ｅ ・・・（２）
−Ｅ≦ＶＩ＜＋Ｅの場合、ＶＯ＝０ ・・・（３）
＋Ｅ≦ＶＩの場合、 ＶＯ＝ＶＩ−Ｅ ・・・（４）
とする。

演算増幅器を用いた種々の不感帯回路が一般的に知られており、８、９は（１）式を満足する一般的な不感帯回路で良い。図１０はその一例であり、図１１はその入出力特性である。
なお、同図では一般論として負入力の不感帯電圧を−Ｅ１、正入力の不感帯電圧を＋Ｅ２としているが、（１）の回路は不感帯電圧を絶対値が等しい−Ｅ、＋Ｅとしたものである。

不感帯回路８の入力電圧、不感帯電圧、出力電圧をそれぞれＶ１、Ｅ２１、Ｖ２１とし、不感帯回路９の入力電圧、不感帯電圧、出力電圧をそれぞれＶ１、Ｅ３１、Ｖ３１とする。

１０、１１はリミッタ回路である。この入力ＶＩに対する出力ＶＯの関係を
ＶＯ＝ｌｍ（ＶＩ、Ｅ） ・・・（５）
で表わした場合、
ＶＩ＜−Ｅの場合、 ＶＯ＝−Ｅ
−Ｅ≦ＶＩ＜＋Ｅの場合、ＶＯ＝Ｇ・ＶＩ
＋Ｅ≦ＶＩの場合、 ＶＯ＝＋Ｅ
となる関数回路を示すものとする。
但し、Ｇはゲインであり、説明の明快化の為に本書では特に断らない限り以降全てのリミッタ回路のゲインを１とする。即ち本書では以下全て
ＶＩ＜−Ｅの場合、 ＶＯ＝−Ｅ
−Ｅ≦ＶＩ＜＋Ｅの場合、ＶＯ＝ＶＩ
＋Ｅ≦ＶＩの場合、 ＶＯ＝＋Ｅ
とする。

演算増幅器を用いた種々のリミッタ回路が一般的に知られており、１０、１１は（５）式を満足する一般的なリミッタ回路で良い。
図１２は反転型リミッタ回路の一例であり、図１３はその入出力特性である。
図８は一般的に知られている演算増幅器を用いた反転増幅器の一例であり、このゲインを−１にすればインバータになる。
図１２は反転型であるのでその出力を図８を用いたインバータで反転させれば（５）のリミッタ回路を容易に得る事ができる。
なお、同図では一般論として負入力のリミット電圧をＥ１、正入力のリミット電圧を−Ｅ２としているが、（５）式の回路はリミット電圧を絶対値が等しい＋Ｅ、−Ｅとしたものである。

リミッタ回路１０の入力電圧、リミット電圧、出力電圧をそれぞれＶ２、Ｅ２２、Ｖ２２とし、リミッタ回路１１の入力電圧、リミット電圧、出力電圧をそれぞれＶ３、Ｅ３２、Ｖ３２とする。

１２、１３は複数の入力電圧を加算した電圧を出力する加算回路である。
図９は一般的に知られている演算増幅器を用いた反転加算器の一例である。
図９の反転加算出力を図８を用いたインバータで反転させれば１２、１３の加算回路を容易に得る事ができる。

１４、１５はそれぞれ２個のダイオードを逆方向に並列接続したものである。
図６は一般的なダイオードの電圧−電流特性である。同図に示すようにダイオードはその両端電圧が一定値以下の場合は高インピーダンスで電流がオフ状態になり、一定の電圧を越えると低インピーダンスになって電流がオン状態になる非線形の電圧−電流特性をもつ。
なお本発明ではダイオードでなくてもツェナーダイオードやバリスタ等同様の特性を持つ他のデバイスでも良い。
ダイオード１４、１５の端子間電圧をそれぞれＶＦ２、ＶＦ３とする。

図１の回路で不感帯回路の不感帯電圧、リミッタ回路のリミット電圧を適切に設定すれば、入力電流Ｉに応じて自動的にレンジ切り替え動作、即ちオートレンジ動作する事を以下に説明する。

ここでは説明の為に最小レンジのフルスケールの電流値をＩＦＳ１、中レンジのフルスケールの電流値をＩＦＳ２とし、説明の明快化の為に最大レンジのフルスケール電流値はＩＦＳ２以上とし上限は規定しないものとする。即ち、
ＩＦＳ１＜ＩＦＳ２ ・・・（６）
とする。
また、説明の明快化の為に入力電流がＩＦＳ１、ＩＦＳ２でレンジ切り替えを行なうものとしているが、ＩＦＳ１、ＩＦＳ２の１１０％にする等、実際の応用では必要に応じて任意の値に設定することができる。

入力電流Ｉは入力端子から流れ込むか、流れ出るか方向は任意の入力電流、Ｉ１はＲ１に流れる電流、Ｉ２はＲ２に流れる電流であり、Ｉ２１は電流ブースタ６が駆動するバイパス電流、Ｉ３１は電流ブースタ７が駆動するバイパス電流である。

図１の６、８、１０、１２、１４はＩ／Ｖ変換抵抗Ｒ１を流れる電流をバイパスするかどうか制御する電流オン−オフ回路であり、以下説明の為にバイパス回路１と呼ぶ。
図１の７、９、１１、１３、１５はＩ／Ｖ変換抵抗Ｒ２を流れる電流をバイパスするかどうか制御する電流オン−オフ回路であり、以下説明の為にバイパス回路２と呼ぶ。
これらバイパス回路１、２がレンジ切り替え動作を実現する。
バイパス回路１、２共にオフ時にレンジ１が有効、バイパス回路１がオン、バイパス回路２がオフ時にレンジ２が有効、バイパス回路１、２が共にオン時レンジ３が有効である。

図１の回路においてＥ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２を以下の値に設定する。
Ｅ２１＝ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（７）
Ｅ２２＝ＩＦＳ１・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（８）
Ｅ３１＝ ＩＦＳ１・Ｒ１
＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＥＤ２ ・・・（９）
Ｅ３２＝ＩＦＳ２・Ｒ３ ・・・（１０）
但し（９）の、ＥＤ２は入力電流ＩがＩＦＳ２の時のダイオード１４の両端子間の電圧とする。

バイパス回路１について図１の記号を用いると
Ｖ２１＝ｄｂ（Ｖ１、Ｅ２１） ・・・（１１）
Ｖ２２＝ｌｍ（Ｖ２、Ｅ２２） ・・・（１２）
Ｖ２３＝Ｖ２１＋Ｖ２２ ・・・（１３）
ＶＦ２＝Ｖ２３−Ｖ２ ・・・（１４）
である。

バイパス回路２について図１の記号を用いると
Ｖ３１＝ｄｂ（Ｖ１、Ｅ３１） ・・・（１５）
Ｖ３２＝ｌｍ（Ｖ３、Ｅ３２） ・・・（１６）
Ｖ３３＝Ｖ３１＋Ｖ３２ ・・・（１７）
ＶＦ３＝Ｖ３３−Ｖ３ ・・・（１８）
である。

図１の記号を用いると
Ｖ１−ｅ＝ Ｉ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ２１・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ３１・Ｒ３ ・・・（１９）
が成り立つ。
誤差増幅器１は負帰還回路になっているので、常に＋入力端子と−入力端子電圧が等しくなるようなＶ１を出力するように動作するが、＋入力端子を０にしてあるのでｅ≒０になり、Ｖ１は入力電流の大きさに関わらず常に
Ｖ１＝ Ｉ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ２１・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ３１・Ｒ３ ・・・（２０）
になる。

・レンジ１有効時、即ち
０≦Ｉ＜ＩＦＳ１ ・・・（２１）
の場合の動作をまとめる。
（２０）が成り立つＶ１はＩ２１、Ｉ３１が０になる場合である。この時
Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉ ・・・（２２）
なので
Ｖ１＝Ｉ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（２３）
Ｖ２＝Ｉ・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（２４）
Ｖ３＝Ｉ・Ｒ３ ・・・（２５）
である。（７）と（２３）を（２１）の条件の下で比較すると
Ｖ１＜Ｅ２１ ・・・（２６）
なので
Ｖ２１＝０ ・・・（２７）
である。さらに、（８）と（２４）により（２１）の範囲では
Ｖ２２＝Ｖ２ ・・・（２８）
である。（１３）、（１４）、（２７）、（２８）をＶＦ２について解くと
ＶＦ２＝０ ・・・（２９）
になるのでＩ２１が０になる事が判る。

同様に（９）と（２３）を（２１）の条件の下で比較すると明らかに
Ｖ１＜Ｅ３１ ・・・（３０）
であり
Ｖ３１＝０ ・・・（３１）
である。さらに、（１０）と（２５）により（２１）の範囲では
Ｖ３２＝Ｖ３ ・・・（３２）
である。（１７）、（１８）、（３１）、（３２）をＶＦ３について解くと
ＶＦ３＝０ ・・・（３３）
になるのでＩ３１が０になる事が判る。

ここでＩが限りなくＩＦＳ１に近付く場合のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１を求める。
Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３は
Ｖ１＝ ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（３４）
Ｖ２＝ ＩＦＳ１・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（３５）
Ｖ３＝ ＩＦＳ１・Ｒ３ ・・・（３６）
に限りなく近づく。
この時Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３は
Ｉ１＝ＩＦＳ１ ・・・（３７）
Ｉ２＝ＩＦＳ１ ・・・（３８）
に限りなく近付き、Ｉ２１、Ｉ３は
Ｉ２１＝０ ・・・（３９）
Ｉ３１＝０ ・・・（４０）
である。

・レンジ２有効時、即ち
ＩＦＳ１≦Ｉ＜ＩＦＳ２ ・・・（４１）
の場合の動作をまとめる。
（２０）が成り立つＶ１はＩ３１が０になる場合であり、この時バイパス回路１がオンになってＩ２１が流れ、バイパス回路２がオフでＩ３１が０になり、以下の式が成り立つ。
Ｉ２＝Ｉ ・・・（４２）
Ｖ１−Ｖ２＝Ｉ１・Ｒ１ ・・・（４３）
Ｖ２＝Ｉ・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（４４）
Ｖ３＝Ｉ・Ｒ３ ・・・（４５）
Ｖ２＝Ｖ１−Ｅ２１＋Ｅ２２−ＶＦ２ ・・・（４６）
Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ２１ ・・・（４７）
これらの式を解いてＶ１、Ｉ１、Ｉ２１について整理すると
Ｖ１＝ Ｉ・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２ ・・・（４８）
Ｉ１＝（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ１ ・・・（４９）
Ｉ２１＝Ｉ−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ１ ・・・（５０）
を得る。

（９）と（４８）を（４１）の条件の下で比較すると
Ｖ１＜Ｅ３１ ・・・（５１）
なので
Ｖ３１＝０ ・・・（５２）
である。さらに、（１０）と（４５）により（４１）の範囲では
Ｖ３２＝Ｖ２ ・・・（５３）
である。（１７）、（１８）、（５２）、（５３）をＶＦ３について解くと
ＶＦ３＝０ ・・・（５４）
になるのでＩ３１が０になる事が判る。

ここでＩ＝ＩＦＳ１の場合のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１を求める。この場合Ｉ２１は０に近いのでダイオードの特性により
ＶＦ２≒０ ・・・（５５）
であり、（５４）と（７）、（８）、（４４）〜（５０）を解いて整理すると
Ｖ１＝ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（５６）
Ｖ２＝ＩＦＳ１・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（５７）
Ｖ３＝ＩＦＳ１・Ｒ３ ・・・（５８）
Ｉ１＝ＩＦＳ１ ・・・（５９）
Ｉ２＝ＩＦＳ１ ・・・（６０）
Ｉ２１＝０ ・・・（６１）
Ｉ３１＝０ ・・・（６２）
を得る。

ＩがＩＦＳ２に限りなく近付く場合のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１を求める。この場合（９）で定義したように
ＶＦ２≒ＥＤ２ ・・・（６３）
であり、（５４）と（７）、（８）、（４４）〜（５０）、（６３）を解いて整理すると
Ｖ１＝ ＩＦＳ１・Ｒ１＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＥＤ２ ・・・（６４）
Ｖ２＝ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（６５）
Ｖ３＝ＩＦＳ２・Ｒ３ ・・・（６６）
Ｉ１＝ＩＦＳ１＋ＥＤ２／Ｒ１ ・・・（６７）
Ｉ２＝ＩＦＳ２ ・・・（６８）
Ｉ２１＝ＩＦＳ２−ＩＦＳ１−ＥＤ２／Ｒ１ ・・・（６９）
Ｉ３１＝０ ・・・（７０）
を得る。

・レンジ３有効時、即ち
ＩＦＳ２≦Ｉ ・・・（７１）
の場合の動作をまとめる。
バイパス回路１、バイパス回路２共にオンになりＩ２１、Ｉ３１が流れ、以下
の式が成り立つ。
Ｖ１−Ｖ２＝Ｉ１・Ｒ１ ・・・（７２）
Ｖ２−Ｖ３＝Ｉ２・Ｒ２ ・・・（７３）
Ｖ３＝Ｉ・Ｒ３ ・・・（７４）
Ｖ２＝Ｖ１−Ｅ２１＋Ｅ２２−ＶＦ２ ・・・（７５）
Ｖ３＝Ｖ１−Ｅ３１＋Ｅ３２−ＶＦ３ ・・・（７６）
Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ２１ ・・・（７７）
Ｉ＝Ｉ２＋Ｉ３１ ・・・（７８）
これらの式を解いてＶ１、Ｖ２、Ｉ１、Ｉ２１、Ｉ３１について整理すると
Ｖ１＝ Ｉ・Ｒ３＋（Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２） ・・・（７９）
Ｖ２＝ Ｉ・Ｒ３＋（Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２）
−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２） ・・・（８０）
Ｉ１＝（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ１ ・・・（８１）
Ｉ２＝ （Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２）／Ｒ２
−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ２ ・・・（８２）
Ｉ２１＝ （Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２）／Ｒ２
−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ２
−（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ１ ・・・（８３）
Ｉ３１＝Ｉ−（Ｅ３１＋ＶＦ３−Ｅ３２）／Ｒ２
＋（Ｅ２１＋ＶＦ２−Ｅ２２）／Ｒ２ ・・・（８４）
を得る。

Ｉ＝ＦＳ２の場合のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１を求める。この場合Ｉ３１は０に近いのでダイオードの特性により
ＶＦ３≒０ ・・・（８５）
であり、（９）で定義したように（６３）が成り立つ。（６３）、（８５）と（７）〜（１０）、（７９）〜（８４）を解いて整理すると
Ｖ１＝ ＩＦＳ１・Ｒ１＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＥＤ２ ・・・（８６）
Ｖ２＝ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（８７）
Ｖ３＝ＩＦＳ２・Ｒ３ ・・・（８８）
Ｉ１＝ＩＦＳ１＋ＥＤ２／Ｒ１ ・・・（８９）
Ｉ２＝ＩＦＳ２ ・・・（９０）
Ｉ２１＝ＩＦＳ２−ＩＦＳ１−ＥＤ２／Ｒ１ ・・・（９１）
Ｉ３１＝０ ・・・（９２）
を得る。

各レンジにおいてその電流値を求める為に、レンジ１有効時は（２３）を変形して
Ｉ＝Ｖ１／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（９３）
を得る。
レンジ２有効時は（４４）を変形して
Ｉ＝Ｖ２／（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（９４）
を得る。
レンジ有効時は（７４）を変形して
Ｉ＝Ｖ３／Ｒ３ ・・・（９５）
を得る。

入力電流Ｉを求めるには演算回路２で（９３）〜（９５）を演算し、求めたＩがそのレンジの扱う電流範囲に入る電流値を示すレンジの内で最も小さなレンジの値を採用すれば良い。
演算回路２は一般的に知られている演算増幅器による演算回路やコンパレータ等を用いて容易に作ることができる。
あるいは演算回路２内にＡ／Ｄ変換器、または電圧／周波数変換器とカウンタ等を組み込み、各Ｉ／Ｖ変換抵抗毎の電圧出力をディジタル値に変換してから
（９３）〜（９５）をソフトウェアで演算して電流Ｉを求めることもできる。

なお、図１４に示すような差動増幅器で各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端電圧を検出してから、レンジ１有効時は
Ｉ＝Ｖ１／Ｒ１ ・・・（９６）
の演算で、レンジ２有効時は
Ｉ＝Ｖ２／Ｒ２ ・・・（９７）
の演算で電流を求める事も可能であるが、その場合は差動増幅器が必要になるので（９３）、（９４）の方が部品点数が少なくなる。

以上の説明で、請求項１に記した電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間に電流のバイパス回路を設けた回路において、当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗にそのレンジにおける設定値以上の電流が流れたらバイパス回路をオンにして測定電流をバイパスし、当該レンジ以上の測定電流がバイパスされない直列接続された１個以上のＩ／Ｖ変換抵抗に掛かる合計電圧値とそれらの合計抵抗値を用いて、演算回路で電流値を演算して電流検出する事を特徴とする電流／電圧変換回路を得られる事が判る。

レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＶ１は（３４）、（５６）から共に
Ｖ１＝ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
である。
レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＶ２は（３５）、（５７）から共に
Ｖ２＝ ＩＦＳ１・（Ｒ２＋Ｒ３）
である。
レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＶ３は（３６）、（５８）から共に
Ｖ３＝ ＩＦＳ１・Ｒ３
である。
レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＩ１は（３７）、（５９）から共に
Ｉ１＝ＩＦＳ１
であり、Ｉ２は（３８）、（６０）から共に
Ｉ２＝ＩＦＳ１
である。
また、レンジ１では
Ｉ２１＝０
Ｉ３１＝０
であり、レンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点でのレンジ２も（６１）、（６２）により同じである。
以上からレンジ１とレンジ２のレンジ切り替わり点のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１は同じ値になるので、レンジ切り替え時にこれらは全て連続的に変化する事が判る。

レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＶ１は（６４）、（８６）から共に
Ｖ１＝ ＩＦＳ１・Ｒ１＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＥＤ２
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＶ２は（６５）、（８７）から共に
Ｖ２＝ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＶ３は（６６）、（８８）から共に
Ｖ３＝ＩＦＳ２・Ｒ３
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＩ１は（６７）、（８９）から共に
Ｉ１＝ＩＦＳ１＋ＥＤ２／Ｒ１
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＩ２は（６８）、（９０）から共に
Ｉ２＝ＩＦＳ２
である。
レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＩ２１は（６９）、（９１）から共に
Ｉ２１＝ＩＦＳ２−ＩＦＳ１−ＥＤ２／Ｒ１
である。
また、レンジ２では
Ｉ３１＝０
であり、レンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点でのレンジ３でも（９２）より同じである。
以上からレンジ２とレンジ３のレンジ切り替わり点のＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ２１、Ｉ３１はレンジ切り替え時に同じ値になるので、これらは全て連続的に変化する事が判る。

負入力についても極性が変わるだけで以上の説明と同様になる。
以上の説明で図１の回路はレンジ切り替えを自動、即ちオートレンジで行ない、レンジ切り替えの際に各部の信号が連続的に変化する事が判る。
レンジ切り替えの為に アナログスイッチやリレー等を用いて測定に関わる各部の信号を非連続に変化させると測定誤差やノイズ等の悪影響を発生し易いが、本発明のように各部の信号を連続的に変化させると、測定誤差やノイズ等の悪影響を少なくする利点がある。
また、これらの回路は全て高速動作する半導体素子で構成できるので、高速動作が可能である。

これは請求項２に関わる加算回路、不感帯回路、リミッタ回路等で構成した電流／電圧変換回路におけるレンジ切り替え回路が、レンジ切り替えをオートレンジで行ない、且つレンジ切り替え時に回路各部の信号を連続的に変化させて、測定誤差やノイズ等の悪影響を少なくした事を特徴とするレンジ切り替え回路を実現できる事を示す。

請求項３に関わる、電流／電圧変換信号のモニタ信号作成回路について説明する。
図１の電流／電圧変換回路において、電流／電圧変換後の電圧信号をモニタ信号とする場合、単純に電圧信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の全て、またはそれらから有効レンジの信号を選択した信号と、その時点でどのレンジが有効かを示す信号を組み合わせて出力する事ができるが、モニタ信号の利用者は複数の信号を組み合わせて使用しなければならないので電流モニタ信号としては使用し難い。
あるいはＶ１を直接または必要に応じてバッファを介してモニタ信号としても良いが、レンジ２有効時は（４８）となりＶＦ２が入り、レンジ３有効時は（７９）となりＶＦ３が入る。
ＶＦ２、ＶＦ３はダイオード両端子間電圧であり、電流の大きさや温度で変化し、且つダイオード毎に特性のばらつきがあるので、モニタ信号の用途によっては精度が不足する。

これらを解決したのが図２の本発明の請求項３に関する電流／電圧変換信号のモニタ信号出力回路である。これは図１のＶ１、Ｖ２、Ｖ３を入力とするものであり説明の明快化の為に図１の関連する部分のみ取り出して記載している。
２１、２２、２３はリミッタ回路であり実現方法は既に説明した図１のリミッタ回路１０、１１と同じである。
２４は加算回路であり実現方法は既に説明した図１の加算回路１２、１３と同じである。このモニタ出力電圧をＶＭとする。
その他は図１と同じである。

なお、図２では各リミッタ回路の入出力、モニタ出力にバッファを記載していないが、必要に応じて付加すれば良い。
また、モニタ出力の用途に応じて最適なスケーリングをする為に各リミッタ回路２１、２２、２３または加算回路２４に増幅器を付加してゲインを調整すれば便利であるが、ここでは説明の明快化の為に全てゲインは１のままとする。

また、図２ではリミッタ回路２３を設けているが、最大レンジの上限を越えた入力電流に対してモニタ出力の上限を抑える必要がなければ最大レンジのリミッタ回路は無くても良く、以下の説明では明快化の為リミッタ回路２３を省き、かつバッファも無いものとしてＶ３を加算回路２４に直接接続するものとする。

図２の回路において
Ｖ１４＝ｌｍ（Ｖ１、Ｅ１３） ・・・（９８）
Ｖ２４＝ｌｍ（Ｖ２、Ｅ２３） ・・・（９９）
ＶＭ＝Ｖ１４＋Ｖ２４＋Ｖ３ ・・・（１００）
である。
各リミット設定値を
Ｅ１３＝ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（１０１）
Ｅ２３＝ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３） ・・・（１０２）
とする。

・レンジ１有効時、即ち
０≦Ｉ＜ＩＦＳ１ ・・・（１０３）
の場合の動作をまとめる。
レンジの条件（１０３）と（９８）〜（１０２）を演算してＶＭについて整理すると
ＶＭ＝Ｉ・（Ｒ１＋２Ｒ２＋３Ｒ３） ・・・（１０４）
０≦ＶＭ＜ＩＦＳ１・（Ｒ１＋２Ｒ２＋３Ｒ３） ・・・（１０５）
を得る。

・レンジ２有効時、即ち
ＩＦＳ１≦Ｉ＜ＩＦＳ２ ・・・（１０６）
の場合の動作をまとめる。
レンジの条件（１０６）と（９８）〜（１０２）を演算してＶＭについて整理すると
ＶＭ＝ ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋Ｉ・（Ｒ２＋２Ｒ３） ・・・（１０７）
ＩＦＳ１・（Ｒ１＋２Ｒ２＋３Ｒ３）≦ＶＭ ・・・（１０８）
ＶＭ＜ ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋２Ｒ３） ・・・（１０９）
を得る。

・レンジ３有効時、即ち
ＩＦＳ２≦Ｉ ・・・（１１０）
の場合の動作をまとめる。
レンジの条件（１１０）と（９８）〜（１０２）を演算してＶＭについて整理すると
ＶＭ＝ ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋Ｒ３）＋Ｉ・Ｒ３ ・・・（１１１）
ＩＦＳ１・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）
＋ＩＦＳ２・（Ｒ２＋２Ｒ３）≦ＶＭ ・・・（１１２）
を得る。
負入力についても極性が変わるだけで同様になる。

図１５は上記の入力電流Ｉとモニタ出力ＶＭの関係の概略を示したものである。以上から判るようにＶＭは全範囲のＩに対して、ＩＦＳ１、ＩＦＳ２を折れ点として１対１で対応する直線による折れ線の関係になるので、ＶＭだけで入力電流Ｉが表現でき、他に現在の有効レンジを示す信号等を必要としない。
また、（１０４）、（１０７）、（１１１）から判るように、ＶＭにはダイオード両端電圧ＶＦ２、ＶＦ３のような個々の素子の特性のバラツキが大きく、そのまま精度に影響及ぼす要因を含まないので精度が高い。

以上から図２の回路により、請求項３に関わる電流／電圧変換信号のモニタ信号として、１つの電圧信号で全レンジの入力電流に対して精度良くモニタできるモニタ信号作成回路を実現できる事が判る。

図３は請求項４に関わる、不感帯設定電圧、リミット設定電圧に出力設定電圧を加算するようにした、請求項２のレンジ切り替え回路と、請求項１の電流／電圧変換回路を用いて、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する負荷電流でも精度良くモニタできる事を特徴とする電圧発生器である。

３１は設定電圧を供給する対象となる負荷である。
３２は供給電圧の大きさを設定する為の電圧設定器である。
その他の記号は図１と同じである。
負荷３１の抵抗をＲＬとし、これに供給する電圧をＶＬとし、その時の負荷３１に流れる電流をＩとする。

誤差増幅器１はＶＬをフィードバックする負帰還回路を構成しているので、その＋入力端子電圧と−入力端子電圧が常に等しくなるように出力電圧Ｖ１を制御する。
従って電圧設定器３２の設定電圧をＥＳにすると、フィードバック電圧ＶＬもＥＳになるようにＶ１が出力され、その結果負荷３１にはその抵抗値ＲＬの値に関わらず常にＥＳに等しい電圧ＶＬが供給される。
同時に負荷３１には負荷電流Ｉが流れる。その大きさは
Ｉ＝ＶＬ／ＲＬ ・・・（１１３）
であり、ＲＬが変化するとＩも変化する。
なお、図３の誤差増幅器１の接続は図１６のように設定値の極性を反転させ入力抵抗を介して−入力端子に接続し、フィードバック信号もフィードバック抵抗を介して−入力端子に接続しても同じ動作になる。

図３は図１の電流／電圧変換回路を応用している。但し、不感帯回路８、９の不感帯設定電圧、リミッタ回路１０、１１のリミット設定電圧の各々に電圧測定器３２の設定値ＥＳを加算している。
これにより、図１におけるｅ≒０であるＲ３の上側とＥ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２の各設定値の電位関係と、図３の電位がＶＬ（＝ＥＳ）であるＲ３の上側と、Ｅ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２の各設定値の電位関係が等しくなり、実施例１で図１においてＲ３の上側がｅ≒０として説明したレンジ切り替え機能の説明がそのまま図３にも当て嵌まり、図３の電流／電圧変換回路はオートレンジ切り替え機能を持つ事が判る。
なお、不感帯回路入力電圧、リミッタ回路入力電圧から出力設定電圧を減算しても同じ動作をする。
実施例１で行った動作説明の繰り返しを避ける為、これらの詳細動作説明は省略する。

ＲＬの変化幅が大きく電流Ｉの変化幅が大きい場合には、負荷電流Ｉを正確にモニタする為にはレンジ切り替えによりＩ／Ｖ変換抵抗の大きさを変えて電流を検出する必要があるが、従来の電圧発生器では不可能であった。
図３の回路では高速のオートレンジで電流検出ができるので、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する負荷電流でも精度良くモニタできる電圧発生器を実現できる。
その誤差増幅器１、電流ブースタ６、７が負荷への電流供給機能も兼ねる点も大きな特徴である。

図４は請求項５に関わる、不感帯回路、リミット回路の各入力電圧から負荷電圧を減算するようにした請求項２のレンジ切り替え回路、及び請求項３のモニタ信号作成回路と請求項１の電流／電圧変換回路を用いて、広範囲の電流値を精度良く発生できる事を特徴とする電流発生器である。

３３は供給電流をの大きさを設定する為の電流設定器である。
その他の記号は図１〜図３と同じである。
負荷３１の抵抗をＲＬとし、これに供給する電流をＩとし、その時の負荷３１に印加される電圧をＶＬとする。

リミッタ回路２１〜２３は実施例２で説明した請求項３に関わる、電流／電圧変換信号のモニタ信号作成回路と同等の回路であり、動作も同じであって負荷電流Ｉを正確に検出し電圧出力ＶＭとして出力する。
但し、リミッタ回路２３のＥ３３は充分大きな任意の値とし、常に
Ｖ３４＝Ｖ３−ＶＬ ・・・（１１４）
になる値にしておく。換言すると、２３は単に（１１４）を演算する回路で良いが説明の明快化の為にリミッタ回路で表現したものである。

誤差増幅器１はＶＭをフィードバックする負帰還回路を構成しているので、その＋入力端子電圧と−入力端子電圧が常に等しくなるように出力電圧Ｖ１を制御する。
従って電流設定器３３の設定電圧をＥＳにすると、フィードバック電圧ＶＭもＥＳになるようにＶ１が出力され、その結果負荷３１にはその抵抗値ＲＬの値に関わらず常に負荷電流Ｉの検出値ＶＭがＥＳに等しくなるような電圧ＶＬが印加される。
ＶＬの大きさは
ＶＬ＝Ｉ・ＲＬ ・・・（１１５）
であり、ＲＬが変化するとＶＬも変化する。
なお、図４の誤差増幅器１の接続は図１６のように設定値の極性を反転させ入力抵抗を介して−入力端子に接続し、フィードバック信号もフィードバック抵抗を介して−入力端子に接続しても同じ動作になる。

図４は図１の電流／電圧変換回路を応用している。但し、不感帯回路８、９の入力電圧、リミッタ回路１０、１１の入力電圧の各々から負荷電圧ＶＬを減算している。
これにより、図１におけるｅ≒０であるＲ３の上側とＥ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２の各設定値の電位関係と、図４の電位がＶＬであるＲ３の上側と、Ｅ２１、Ｅ２２、Ｅ３１、Ｅ３２の各設定値の電位関係が等しくなり、実施例１で図１においてＲ３の上側がｅ≒０として説明したレンジ切り替え機能の説明がそのまま図３にも当て嵌まり、図４の電流／電圧変換回路はオートレンジ切り替え機能を持つ事が判る。
なお、不感帯設定電圧、リミット設定電圧に負荷電圧を加算しても同じ動作をする。
実施例１で行った動作説明の繰り返しを避ける為、これらの詳細動作説明は省略する。

ＲＬの変化が大きい場合には、負荷電流Ｉを正確に検出する為にはレンジ切り替えによりＩ／Ｖ変換抵抗の大きさを変えて電流を検出する必要があるが、従来の電流発生器では不可能であった。
図４の回路では高速のオートレンジで電流検出ができるので、ダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する負荷電流でも精度良く検出し、高速に応答できる電流発生器を実現できる。
その誤差増幅器１、電流ブースタ６、７が負荷への電流供給機能も兼ねる点も大きな特徴である。

図５は請求項６に関わる電圧測定回路に関するもので、請求項１の電流／電圧変換回路に入力抵抗を付加して、定格入力に対して小さい入力信号電圧でも精度良く測定できる事を特徴とする。

３４は入力インピーダンスを高くする為のバッファであり、必要に応じて設ける。あるいはゲインアンプとして入力を増幅しても良い。
３５は電圧／電流変換抵抗であり抵抗値をＲＩＮとする。
その他の記号は図１と同じである。
測定対象である入力信号電圧をＶＩＮとし、ＲＩＮを流れる電流をＩＩＮとする。

誤差増幅器１の−端子電圧ｅはほぼ０になるので電圧入力ＶＩＮに対して
ＩＩＮ＝ＶＩＮ／ＲＩＮ ・・・（１１６）
の電流ＩＩＮが流れる。ここで（１１６）をＶＩＮについて変形すると
ＶＩＮ＝ＩＩＮ・ＲＩＮ ・・・（１１７）
を得る。
従って電流ＩＩＮの大きさを後段の電流／電圧変換回路で測定すれば（１１７）により入力電圧ＶＩＮを測定できる。
本回路では定格入力電圧に対して入力電圧ＶＩＮが小さく、それによる電流ＩＩＮが小さくても、後段の電流／電圧変換回路により精度良く測定されるので、電圧入力をオートレンジによるレンジ切り替えで電圧測定するのと等価であり、固定レンジの電圧測定回路より精度が高い電圧測定が可能になる。

パルス電流のようにダイナミックレンジが大きく、かつ高速に変化する電流に対してもオートレンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路は、電流測定分野のみならず、電圧や電流制御分野にも適用可能である。

オートレンジ切り替え機能を有する電流／電圧変換回路である。 モニタ出力回路である。 電流モニタ機能付き電圧発生器である。 オートレンジによる電流検出機能付き電流発生器である。 電流／電圧変換回路を応用した電圧測定回路である。 一般的なダイオードのＩ−Ｖ特性である。 演算増幅器によるバッファ回路である。 演算増幅器による反転増幅器である。 演算増幅器による反転加算機である。 演算増幅器による不感帯回路である。 不感帯回路の入出力特性である。 演算増幅器による反転型リミッタ回路である。 反転型リミッタ回路の入出力特性である。 演算増幅器による差動増幅器である。 モニタ出力回路の入出力特性である。 設定値を演算増幅器の−入力端子に接続した負帰還回路である。

符号の説明

１ 誤差増幅器
２ 演算回路
３、４、５ Ｉ／Ｖ変換抵抗
６、７ 電流ブースタ
８、９ 不感帯回路
１０、１１、２１、２２、２３ リミッタ回路
１２、１３、２４ 加算回路
１４、１５ ダイオード
３１ 負荷
３２ 電圧設定器
３３ 電流設定器
３４ バッファ
３５ 電圧／電流変換抵抗

Claims (6)

1. 電流／電圧変換の為のＩ／Ｖ変換抵抗を必要レンジ数分、抵抗値の大きさの順番に直列に設け、各Ｉ／Ｖ変換抵抗間に入力電流のバイパス回路を設けた回路において、各レンジに対応するＩ／Ｖ変換抵抗に流れる入力電流の大きさに応じて自動的にバイパス回路をオン−オフさせ、入力電流がバイパスされずに全入力電流が流れる１個以上のＩ／Ｖ変換抵抗の合計値とそれらに掛かる電圧値を用いて、演算回路で電流値を演算して電流値を求める事を特徴とする電流／電圧変換回路。
2. 加算回路、不感帯回路、リミッタ回路等で電流／電圧変換回路のレンジ切り替え回路を構成してオートレンジ切り替えを可能とし、かつレンジ切り替え時に回路各部の信号を連続的に変化させて、測定誤差やノイズ等の影響を少なくした事を特徴とするレンジ切り替え回路。
3. 電流／電圧変換信号のモニタ信号として、１つの電圧信号で全レンジの入力電流に対して精度良くモニタできる事を特徴とするモニタ信号作成回路。
4. 不感帯設定電圧、リミット設定電圧に出力設定電圧を加算、または不感帯回路入力電圧、リミッタ回路入力電圧から出力設定電圧を減算するようにした請求項２のレンジ切り替え回路と、請求項１の電流／電圧変換回路を用いて、オートレンジ切り替えで精度高く負荷電流をモニタできる事を特徴とする電圧発生器。
5. 不感帯回路、リミット回路の各入力電圧から負荷電圧を減算、または不感帯設定電圧、リミット設定電圧に負荷電圧を加算するようにした請求項２のレンジ切り替え回路、及び請求項３のモニタ信号作成回路と請求項１の電流／電圧変換回路を用いて、広範囲の電流値を精度良く発生できる事を特徴とする電流発生器。
6. 請求項１の電流／電圧変換回路に電圧／電流変換抵抗を付加して、定格入力に対して小さい入力信号電圧でも精度良く測定できる事を特徴とする電圧測定回路。

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