JP2007274743A - Oscillation circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、複数の三角波を生成する発振回路に関するものであり、特に、コンデンサの充放電により三角波を生成する発振回路に関するものである。 The present invention relates to an oscillation circuit that generates a plurality of triangular waves, and more particularly to an oscillation circuit that generates a triangular wave by charging and discharging a capacitor.
スイッチングDC−DCコンバータなどの大電力を扱う回路において、複数のチャンネルを有する場合、複数のチャンネルに対して1つの発振回路を用いると、DC−DCコンバータの出力スイッチがオンになるタイミングが全て同じになってしまう。そのため、DC−DCコンバータの出力スイッチがオンになるタイミングにおいて、瞬間的に消費電力が大きくなってしまい、瞬間的に回路の電源電圧の低下が発生する。 In a circuit that handles large power, such as a switching DC-DC converter, when there are a plurality of channels, when one oscillation circuit is used for the plurality of channels, the output switches of the DC-DC converter are all turned on at the same timing. Become. Therefore, at the timing when the output switch of the DC-DC converter is turned on, the power consumption increases instantaneously, and the power supply voltage of the circuit decreases instantaneously.
また、コンデンサへの定電流による充電と定電流による放電とを切り替えて三角波を発生する発振回路の場合、たとえば、独立した2つの発振回路では、2つの発振回路を全く同じに構成しても、それぞれの発振回路におけるコンデンサのわずかな容量値のずれ、充電電流および放電電流のわずかな電流値のずれにより、2つの発振回路が生成する三角波の発振周波数は同一にはならない。そのため、時間的に徐々に2つの三角波の位相にずれが生じてしまう。すなわち、独立した2つの発振回路で生成した三角波は同期をとることができず、これらの発振回路で生成した三角波でDC−DCコンバータを駆動しても、複数のチャネルが同時にオンになるタイミングが生じてしまい、瞬間的に回路の電源電圧の低下が発生する。 In addition, in the case of an oscillation circuit that generates a triangular wave by switching between charging with a constant current and discharging with a constant current to a capacitor, for example, in two independent oscillation circuits, even if the two oscillation circuits are configured identically, The oscillation frequency of the triangular wave generated by the two oscillation circuits is not the same due to a slight deviation in the capacitance values of the capacitors in each oscillation circuit and a slight deviation in the current values of the charging current and the discharging current. Therefore, the phase of the two triangular waves gradually shifts in time. That is, the triangular wave generated by two independent oscillation circuits cannot be synchronized, and even when the DC-DC converter is driven by the triangular wave generated by these oscillation circuits, the timing at which multiple channels are simultaneously turned on As a result, the power supply voltage of the circuit is instantaneously reduced.
電源電圧の瞬間的な低下は、回路の誤動作の原因となる。また、電力集中により、配線等の消費電力も増加し、電力損失の増大、配線抵抗によるノイズの増大などを引き起こしてしまう。 An instantaneous drop in the power supply voltage causes a malfunction of the circuit. In addition, the power concentration increases the power consumption of the wiring and the like, which causes an increase in power loss and an increase in noise due to the wiring resistance.
このような問題を改善するために、従来技術では、複数の三角波発生回路に設けられた2値の基準電圧を出力する基準電圧出力部を互いに接続し、各三角波発生回路が出力する三角波信号の波高値を一致させることにより、各三角波発振回路の出力を同期させ、出力時間差のない三角波発振出力を得るようにしている(たとえば、特許文献1参照)。 In order to solve such a problem, in the prior art, reference voltage output units for outputting binary reference voltages provided in a plurality of triangular wave generation circuits are connected to each other, and the triangular wave signal output from each triangular wave generation circuit is connected. By matching the peak values, the outputs of the triangular wave oscillation circuits are synchronized to obtain a triangular wave oscillation output with no output time difference (see, for example, Patent Document 1).
しかしながら、上記従来技術では、各三角波発振回路が出力する三角波信号の出力を同期させることはできるが、各三角波出力の位相を反転させたり、振幅を変化させることはできない。そのため、従来技術の発振回路をDC−DCコンバータ等の大電力を扱う回路に用いた場合、複数のチャンネルが同時にオンすることになり、電力が瞬時に集中してしまうことを回避することはできない。 However, in the above prior art, the output of the triangular wave signal output from each triangular wave oscillation circuit can be synchronized, but the phase of each triangular wave output cannot be inverted or the amplitude cannot be changed. Therefore, when the conventional oscillation circuit is used in a circuit that handles large power, such as a DC-DC converter, a plurality of channels are simultaneously turned on, and it cannot be avoided that power is concentrated instantaneously. .
複数のチャンネルに対して、電力消費の集中を半減させるためには、たとえば、複数のチャンネルを位相を反転させた2つの発振回路を用いて、複数のチャンネルを振り分けて動作させなければよい。従来技術の発振回路を適用する場合には、同期している三角波信号の出力の反転させる必要があり、そのための回路が必要になってしまうという問題があった。 In order to halve the concentration of power consumption for a plurality of channels, for example, it is not necessary to distribute and operate the plurality of channels using two oscillation circuits in which the phases of the plurality of channels are inverted. When applying the oscillation circuit of the prior art, there is a problem that it is necessary to invert the output of the synchronized triangular wave signal, and a circuit for that purpose is required.
また、従来技術では、三角波発振出力のそれぞれの振幅や周波数を変更することができないという問題もあった。 Further, the conventional technique has a problem that the amplitude and frequency of each of the triangular wave oscillation outputs cannot be changed.
この発明は上記に鑑みてなされたもので、複数の三角波を生成する際に、基準となる三角波に同期して周波数、位相または振幅幅の異なる三角波を生成する発振回路を得ることを目的としている。 The present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain an oscillation circuit that generates a triangular wave having a different frequency, phase, or amplitude width in synchronization with a reference triangular wave when generating a plurality of triangular waves. .
上記目的を達成するために、この発明にかかる発振回路は、コンデンサの放電および充電により複数の三角波を発生する発振回路において、基準となる三角波を生成するとともに、該基準となる三角波を生成する第1のコンデンサが放電動作であるか充電動作であるかを示すコンデンサ状態信号を出力する第1の三角波発振回路と、前記コンデンサ状態信号の変化に同期して前記第1のコンデンサとは異なる第2のコンデンサを放電動作または充電動作に切り替えて三角波を発生させるN(Nは自然数)個の第2の三角波発振回路とを備えることを特徴とする。 In order to achieve the above object, an oscillation circuit according to the present invention generates a reference triangle wave and generates a reference triangle wave in an oscillation circuit that generates a plurality of triangle waves by discharging and charging a capacitor. A first triangular wave oscillation circuit that outputs a capacitor state signal indicating whether one capacitor is in a discharging operation or a charging operation; and a second that is different from the first capacitor in synchronization with a change in the capacitor state signal. And N (N is a natural number) second triangular wave oscillation circuits for generating a triangular wave by switching the capacitor to a discharging operation or a charging operation.
この発明にかかる発振回路によれば、第1の三角波発振回路が、基準となる三角波を生成する第一のコンデンサが放電動作であるか充電動作であるかを示すコンデンサ状態信号を出力して、このコンデンサ状態信号により1〜複数の第2の三角波発振回路はそれぞれの第2のコンデンサを放電動作または充電動作に切り替えるようにしているため、基準となる三角波に同期してかつ位相の異なる三角波を生成することができる。 According to the oscillation circuit of the present invention, the first triangular wave oscillation circuit outputs a capacitor state signal indicating whether the first capacitor that generates the reference triangular wave is a discharging operation or a charging operation, The capacitor state signal causes the one or more second triangular wave oscillation circuits to switch each second capacitor to a discharging operation or a charging operation, so that triangular waves having different phases are synchronized with the reference triangular wave. Can be generated.
以下に添付図面を参照して、この発明にかかる発振回路の好適な実施の形態を詳細に説明する。 Exemplary embodiments of an oscillation circuit according to the present invention will be explained below in detail with reference to the accompanying drawings.
実施の形態1.
図1〜図3を用いて、この発明の実施の形態1を説明する。図1は、この発明における実施の形態1の発振回路の構成を示す回路図である。この実施の形態1の発振回路は、コンデンサの充放電により三角波を生成する2個の三角波発振回路1,2を備えている。
Embodiment 1 FIG.
A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an oscillation circuit according to a first embodiment of the present invention. The oscillation circuit of the first embodiment includes two triangular
三角波発振回路1は、コンデンサC1の充電動作および放電動作によりコンデンサC1の両端の電圧VC1を変化させて基準となる三角波を生成する。三角波発振回路1は、コンデンサC1と、2個の定電流源11,12と、2個の比較器13,14と、異なる電圧を有する電源16,17と、フリップフロップ15と、スイッチSW1とを備えている。定電流源11が出力する電流I1と定電流源12が出力する電流I2は、I2>I1の関係が成り立つように設定する。また、電源16の電圧VHと電源17の電圧VLは、VH>VLの関係が成り立つように設定する。
The triangular wave oscillation circuit 1 generates a reference triangular wave by changing the voltage VC1 across the capacitor C1 by the charging operation and discharging operation of the capacitor C1. The triangular wave oscillation circuit 1 includes a capacitor C1, two constant
定電流源11の入力は電源電圧Vccに接続される。定電流源11の出力は、コンデンサC1と、定電流源12の入力と、比較器13および比較器14の非反転入力端子に接続される。定電流源12の出力は、スイッチSW1に接続され、スイッチSW1がオンの時に接地される。
The input of the constant
比較器13の反転入力端子には、基準となる三角波の電圧の上限値となる電圧VHを有する電源16が接続される。比較器13の出力は、フリップフロップ15のセット端子Sに接続される。比較器14の反転入力端子には、基準となる三角波の電圧の下限値となる電圧VLを有する電源17が接続される。比較器14の出力は、フリップフロップ15のリセット端子Rに接続される。
The inverting input terminal of the
フリップフロップ15の出力Qは、スイッチSW1に接続され、スイッチSW1のオン/オフ動作を制御する。フリップフロップ15の出力QBは、三角波発振回路2のスイッチSW2に接続され、スイッチSW2のオン/オフ動作を制御する。
The output Q of the flip-
三角波発振回路2は、三角波発振回路1のフリップフロップ15により制御されるスイッチSW2によりコンデンサC2を充電および放電させてコンデンサC2の両端の電圧VC2を変化させて三角波を生成する。三角波発振回路2は、コンデンサC2と、4個の定電流源21〜24と、2個の比較器25,26と、異なる電圧を有する電源27,28と、3個のスイッチSW2〜SW4とを備えている。コンデンサC2の容量は、三角波発振回路1で三角波を発生するコンデンサC1と等しく、C1=C2の関係が成り立つように設定する。また、定電流源21が出力する電流I3と定電流源11が出力する電流I1はI1=I3が、定電流源22が出力する電流I4と定電流源12が出力する電流I2はI2=I4がそれぞれ成り立つように設定する。さらに、電源27の電圧はVHとし、電源28の電圧はVLとする。すなわち、電源16と電源27とを、電源17と電源28とをそれぞれ等しく設定する。
The triangular
定電流源21の入力は電源電圧Vccに接続される。定電流源21の出力は、コンデンサC2と、定電流源22の入力と、定電流源23の出力と、定電流源24の入力と、比較器25および比較器26の非反転入力端子に接続される。
The input of the constant
定電流源22の出力は、スイッチSW2に接続され、スイッチSW2がオンの時、接地される。定電流源23の入力は、スイッチSW3に接続され、スイッチSW3がオンの時に電源電圧Vccに接続される。定電流源24の出力は、スイッチSW4に接続され、スイッチSW4がオンの時に接地される。
The output of the constant
比較器25の反転入力端子には、電圧VHの電源27が接続される。比較器25の出力は、スイッチSW3に接続され、スイッチSW3のオン/オフ動作を制御する。
A
比較器26の反転入力端子には、電圧VHの電源28が接続される。比較器26の出力は、スイッチSW4に接続され、スイッチSW4のオン/オフ動作を制御する。
A
図2および図3のタイムチャートを参照して、この発明の実施の形態1の発振回路の動作を説明する。時刻t1〜t2の期間は、三角波発振回路1は、フリップフロップ15の出力Qが“L”であるので、スイッチSW1はオフになる。コンデンサC1の両端の電圧VC1は、電圧VHと電圧VLとの間にあり、スイッチSW1がオフであるので、定電流源11の電流I1は、コンデンサC1へ流れ込む。これにより、コンデンサC1は充電される。コンデンサC1が充電されるとコンデンサC1の両端の電圧VC1は増加する。
The operation of the oscillation circuit according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to the time charts of FIGS. In the period from the time t1 to the time t2, in the triangular wave oscillation circuit 1, since the output Q of the flip-
比較器13は、電源16の電圧VHとコンデンサC1の両端の電圧VC1とを比較する。時刻t2において、コンデンサC1が充電されてコンデンサC1の両端の電圧VC1が電源16の電圧VHに達する。比較器13は、コンデンサC1の両端の電圧VC1が電圧VHに達したことを検出してフリップフロップ15のセット端子Sをセットする。これにより、フリップフロップ15は、出力Qを“H”に、出力QBを“L”にする。
The
フリップフロップ15の出力Qが“H”になると、スイッチSW1がオンになる。これにより、定電流源12の電流I2が流れ出す。このとき、定電流源11の電流I1および定電流源12の電流I2は、電流I2>電流I1に設定されているため、I2−I1の電流がコンデンサC1から引き出される。すなわち、コンデンサC1は放電する。したがって、コンデンサC1の両端の電圧VC1が減少する。
When the output Q of the flip-
比較器14は、電源17の電圧VLとコンデンサC1の両端の電圧VC1とを比較する。時刻t3において、コンデンサC1が放電してコンデンサC1の両端の電圧VC1が電圧VLまで低下する。比較器は、コンデンサC1の両端の電圧VC1が電圧VLまで低下したことを検出してフリップフロップ15のリセット端子Rをセットする。これにより、フリップフロップ15は、出力Qを“L”に、出力QBを“H”にする。
The
フリップフロップ15の出力Qが“L”になると、スイッチSW1がオフになる。これにより、コンデンサC1に定電流源11の電流I1が流れ込み、コンデンサC1は充電される。このようにコンデンサC1が充電および放電を繰り返すことにより、三角波発振回路1は、電圧VLから電圧VHの振幅を有した三角波を生成する。フリップフロップ15の出力Qは、コンデンサC1の充電動作および放電動作を切り替えるとともに、三角波発振回路2に対してコンデンサC1の動作状態を示すコンデンサ状態信号となる。
When the output Q of the flip-
一方、三角波発振回路2は、時刻t1〜t2の期間、フリップフロップ15の出力QBが“H”であるので、スイッチSW2はオンになる。コンデンサC2の両端の電圧VC2は、電圧VHと電圧VLとの間にあり、スイッチSW2がオフであるので、定電流源22の電流I4が流れ出す。すなわち、コンデンサC2は放電する。したがって、コンデンサC1の両端の電圧VC2が減少する。
On the other hand, in the triangular
比較器26は、電源28の電圧VLとコンデンサC2の両端の電圧VC2とを比較する。時刻t2において、コンデンサC2が放電してコンデンサC2の両端の電圧VC2が電圧VLまで低下する。比較器は、コンデンサC2の両端の電圧VC2が電圧VLまで低下したことを検出してスイッチSW4をオンにする。これにより、定電流源24の電流I6が流れ出し、コンデンサC2を強制的に充電させる。すなわち、電流I6によって、コンデンサC2の両端の電圧VC2が電圧VLより低下しないように制御する。
The
時刻t2において、フリップフロップ15の出力QBは“L”になると、スイッチSW2がオフになり、定電流源11の電流I3は、コンデンサC2へ流れ込む。これにより、コンデンサC2は充電される。コンデンサC2が充電されるとコンデンサC1の両端の電圧VC2は増加する。
When the output QB of the flip-
比較器25は、電源27の電圧VHとコンデンサC2の両端の電圧VC2とを比較する。時刻t3において、コンデンサC2が充電されてコンデンサC2の両端の電圧VC2が電圧VHに達する。比較器25は、コンデンサC2の両端の電圧VC1が電圧VHに達したことを検出してスイッチSW3をオンにする。これにより、定電流源23の電流I5が流れ出し、コンデンサC2を強制的に放電させる。すなわち、電流I5によって、コンデンサC2の両端の電圧VC2が電圧VHより大きくならないように制御する。また、フリップフロップ15の出力QBが“H”になるので、スイッチSW2がオンになり、定電流源22の電流I4が流れ出し、コンデンサC2は放電する。これにより、コンデンサC2の両端の電圧VC2は減少する。
The
図3は、図2に示したコンデンサC2の両端の電圧VC2を示すタイムチャートである。時刻t3におけるコンデンサC2の両端の電圧VC2は、比較器25が電源27の電圧VHとコンデンサC2の両端の電圧VC2とが等しいことを検出してスイッチSW3をオンにしたため、定電流源23の電流I5が流れることで、強制的にコンデンサC2を放電させてコンデンサC2の両端の電圧VC2を電圧VHより大きくならないようにしている。電流I5がない場合は、フリップフロップ15の出力QBが“L”から“H”に変化するタイミングによってスイッチSW2がオンになる前にコンデンサC2の両端の電圧VC2が電圧VHより大きくなってしまう。すなわち、比較器25は、電源27の電圧VHとコンデンサC2の両端の電圧VC2とを比較することで三角波発振回路2が生成する三角波の最大電圧を抑制する。
FIG. 3 is a time chart showing the voltage VC2 across the capacitor C2 shown in FIG. At time t3, the voltage VC2 across the capacitor C2 is switched on by the
また、比較器26が、電源28の電圧VLとコンデンサC2の両端の電圧VC2とを比較して、コンデンサC2の両端の電圧VC2が電圧VLより小さくなったことを検出して電流I6を流すことで、三角波発振回路2が生成する三角波の最低電圧を抑制する。
The
このようにこの実施の形態1では、基準となる三角波を生成する第1のコンデンサの充電動作と放電動作とを切り替えるとともにコンデンサの動作状態を示しているコンデンサ状態信号により第2のコンデンサの動作状態を切り替えるようにしている。すなわち、コンデンサ状態信号が充電動作を示している場合には第2のコンデンサを放電させ、コンデンサ状態信号が放電動作を示している場合には場合、第2のコンデンサを充電するようにしている。これにより、基準となる三角波に同期して、かつ、位相が180度反転した三角波を生成することができる。 Thus, in the first embodiment, the operation state of the second capacitor is switched by the capacitor state signal indicating the operation state of the capacitor while switching the charging operation and the discharging operation of the first capacitor that generates the reference triangular wave. To switch. That is, when the capacitor state signal indicates a charging operation, the second capacitor is discharged, and when the capacitor state signal indicates a discharging operation, the second capacitor is charged. Thereby, it is possible to generate a triangular wave whose phase is inverted by 180 degrees in synchronization with the reference triangular wave.
また、第1の三角波発振回路の上限電圧値と第2の三角波発振回路の上限電圧値とを等しく設定し、かつ、第1の三角波発振回路の下限電圧値と第2の三角波発振回路の下限電圧値とを等しく設定して、基準となる三角波に対して第2の三角波発振回路が生成する三角波の上限電圧値および下限電圧値のずれを比較器により検出して強制的に第2の三角波発振回路のコンデンサを充電または放電させるようにしているため、基準となる三角波に同期して、かつ、基準となる三角波に対して周波数および振幅幅が一致した三角波を生成することができる。 Further, the upper limit voltage value of the first triangular wave oscillation circuit and the upper limit voltage value of the second triangular wave oscillation circuit are set equal, and the lower limit voltage value of the first triangular wave oscillation circuit and the lower limit of the second triangular wave oscillation circuit are set. The voltage value is set to be equal, and the difference between the upper limit voltage value and the lower limit voltage value of the triangular wave generated by the second triangular wave oscillation circuit with respect to the reference triangular wave is detected by the comparator to force the second triangular wave. Since the capacitor of the oscillation circuit is charged or discharged, a triangular wave having the same frequency and amplitude width as that of the reference triangular wave can be generated in synchronization with the reference triangular wave.
実施の形態2.
図4および図5を用いて、この発明の実施の形態2を説明する。図4は、この発明における実施の形態2の発振回路の構成を示す回路図である。この実施の形態2における発振回路は、三角波発振回路2にN(N>0、Nは整数)段のカウンタCTが追加されている。実施の形態1と同じ機能を持つ構成部分には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of the oscillation circuit according to the second embodiment of the present invention. In the oscillation circuit according to the second embodiment, an N (N> 0, N is an integer) stage counter CT is added to the triangular
N段のカウンタCTは、フリップフロップ15の出力Q、すなわち、コンデンサ状態信号をカウントしてスイッチSW2を制御する。三角波発振回路1が生成する基準となる三角波に対して、三角波発振回路2が生成する三角波のタイミングをN2倍の周期になるように制御する。すなわち、コンデンサC1の両端の電圧VC1に対してコンデンサC2の両端の電圧VC2がN2倍の周期になるように、スイッチSW2のオン/オフを切り替える。
The N-stage counter CT controls the switch SW2 by counting the output Q of the flip-
コンデンサC1の容量に対して、コンデンサC2の容量は、C2=C1×N2が成り立つように設定する。これにより、充電により電圧VLから電圧VHに達する時間および放電により電圧VHから電圧VLまで電圧が低下する時間は、コンデンサC1の両端の電圧VC1とコンデンサC2の両端の電圧VC2とで一致する。 The capacity of the capacitor C2 is set so that C2 = C1 × N 2 holds with respect to the capacity of the capacitor C1. As a result, the time when the voltage reaches from the voltage VL to the voltage VH by charging and the time when the voltage decreases from the voltage VH to the voltage VL due to discharging match the voltage VC1 at both ends of the capacitor C1 and the voltage VC2 at both ends of the capacitor C2.
図5は、カウンタCTの段数Nが2の場合の実施の形態2の発振回路の動作を示すタイムチャートである。時刻t0において、フリップフロップ15の出力Qは“H”であるので、スイッチSW1はオンになる。これによりコンデンサC1は放電してコンデンサC1の両端の電圧VC1は減少する。また、カウンタCTの出力Q2は、“H”であるので、スイッチSW2はオンになる。これによりコンデンサC2は放電してコンデンサC2の両端の電圧VC2は減少する。コンデンサC2の容量は、C2=C1×N2が成り立つように設定されているので、コンデンサC1の両端の電圧VC1の減少よりも緩やかに減少する。この場合、カウンタの段数Nが2であるので、コンデンサC2の両端の電圧VC2は、コンデンサC1の両端の電圧VC1が減少する4倍の時間をかけて、電圧VLまで低下する。
FIG. 5 is a time chart illustrating the operation of the oscillation circuit according to the second embodiment when the number of stages N of the counter CT is two. Since the output Q of the flip-
時刻t1において、コンデンサC1の両端の電圧VC1が電源17の電圧VLまで低下したため比較器14はこれを検出してフリップフロップ15のリセット端子Rをセットする。これにより、フリップフロップ15の出力Qは“L”になり、スイッチSW1はオフとなる。したがって、コンデンサC1は充電されコンデンサC1の両端の電圧VC1は増加する。このとき、カウンタCTの出力Q2は“H”のまま変化していないので、コンデンサC2は放電を継続する。
At time t1, the voltage VC1 across the capacitor C1 has dropped to the voltage VL of the
時刻t2において、コンデンサC1の両端の電圧VC1が電源16の電圧VHに達し比較器13はこれを検出してフリップフロップ15のセット端子Sをセットする。これにより、フリップフロップ15の出力Qは“H”になり、スイッチSW1はオンとなる。したがって、コンデンサC1は放電されコンデンサC1の両端の電圧VC1は減少する。このとき、カウンタCTの出力Q2は“H”のまま変化しないので、コンデンサC2は放電を継続する。
At time t2, the voltage VC1 across the capacitor C1 reaches the voltage VH of the
時刻t3において、時刻t1と同様にコンデンサC1は放電から充電に切り替わる。このときも、カウンタCTの出力は“H”のまま変化しないので、コンデンサC2は放電を継続する。 At time t3, the capacitor C1 switches from discharging to charging in the same manner as at time t1. Also at this time, since the output of the counter CT remains “H”, the capacitor C2 continues to be discharged.
時刻t4において、時刻t2と同様にコンデンサC1は充電から放電に切り替わる。時刻t0からフリップフロップ15の出力Qの立ち上がりが3個目となったため、カウンタCTは出力Q2を“H”から“L”にする。これにより、スイッチSW2がオフになり、コンデンサC2は放電から充電に切り替わる。したがって、コンデンサC2の両端の電圧VC2は増加する。
At time t4, the capacitor C1 is switched from charging to discharging similarly to the time t2. Since the rise of the output Q of the flip-
なお、コンデンサC2の両端の電圧VC2は、比較器25により電源27の電圧VHと、比較器26により電源28の電圧VLとそれぞれ比較して、強制的に放電または充電するようにしている。これにより、コンデンサC2の両端の電圧VC2は、コンデンサC1の両端の電圧VC1と同じ範囲で変化するように抑制されている。
The voltage VC2 across the capacitor C2 is forcibly discharged or charged by comparing the voltage VH of the
このようにこの実施の形態2では、第2の三角波発振回路のN段のカウンタは、コンデンサ状態信号をカウントして、すなわち、コンデンサ状態信号をN2周期分遅延させて第2の三角波発振回路のコンデンサの充電および放電を切り替えるようにしているため、基準となる三角波に対してN2周期の三角波を生成することができる。 As described above, in the second embodiment, the N-stage counter of the second triangular wave oscillation circuit counts the capacitor state signal, that is, delays the capacitor state signal by N 2 periods, thereby generating the second triangular wave oscillation circuit. Since the capacitor is switched between charging and discharging, a triangular wave having an N 2 period can be generated with respect to the triangular wave serving as a reference.
また、第2の三角波発振回路のコンデンサの容量を第1の三角波発振回路のコンデンサの容量のN2倍に設定しているため、基準となる三角波に同期して、かつ、N2周期の三角波を生成することができる。 In addition, since the capacitance of the capacitor of the second triangular wave oscillation circuit is set to N 2 times the capacitance of the capacitor of the first triangular wave oscillation circuit, the triangular wave of N 2 period is synchronized with the reference triangular wave. Can be generated.
実施の形態3.
図6および図7を用いて、この発明の実施の形態3を説明する。図6は、この発明における実施の形態3の発振回路の構成を示す回路図である。実施の形態1と同じ機能を持つ構成部分には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
Embodiment 3 FIG.
A third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of the oscillation circuit according to the third embodiment of the present invention. Components having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
フリップフロップ15の出力Qは、スイッチSW1とスイッチSW2とに接続され、スイッチSW1およびスイッチSW2のオン/オフ動作を制御する。
The output Q of the flip-
三角波発振回路1が生成する三角波の振幅の上限値を決定する電源16の電圧をVH1に、三角波発振回路1が生成する三角波の振幅の下限値を決定する電源17の電圧をVL1としてVH1>VL1の関係が成り立つように設定する。
The voltage of the
三角波発振回路2が生成する三角波の振幅の上限値を決定する電源27の電圧をVH2に、三角波発振回路2が生成する三角波の振幅の下限値を決定する電源28の電圧をVL2として、VH2>VL2の関係が成り立つように設定する。
The voltage of the
コンデンサC2の容量は、C2=C1×(VH1−VL1)/(VH2−VL2)が成り立つように設定する。これにより、コンデンサC1が充電されて下限値の電圧VL1から上限値の電圧VH1に達する時間と、コンデンサC2が充電されて下限値の電圧VL2から上限値の電圧VH2に達する時間とが一致する。また、コンデンサC1が放電して上限値の電圧VH1から下限値の電圧VL1まで低下する時間と、コンデンサ2が放電して上限値の電圧VH2から下限値の電圧VL2まで低下する時間とが一致する。
The capacitance of the capacitor C2 is set so that C2 = C1 × (VH1−VL1) / (VH2−VL2). As a result, the time for the capacitor C1 to be charged to reach the upper limit voltage VH1 from the lower limit voltage VL1 and the time for the capacitor C2 to be charged to reach the upper limit voltage VH2 from the lower limit voltage VL2 coincide. Also, the time for the capacitor C1 to discharge and drop from the upper limit voltage VH1 to the lower limit voltage VL1 coincides with the time for the
図7は、電源16,17,27,28の値がVH2−VL2≠VH1−VL1に設定された場合の実施の形態3の発振回路の動作を示すタイムチャートである。時刻t0において、フリップフロップ15の出力Qは“H”であるので、スイッチSW1およびスイッチSW2はオンになる。スイッチSW1がオンになるとコンデンサC1は放電する。すなわち、コンデンサC1の両端の電圧VC1は減少する。また、スイッチSW2もオンであるので、コンデンサC2も放電し、コンデンサC1の両端の電圧VC2は減少する。
FIG. 7 is a time chart showing the operation of the oscillation circuit according to the third embodiment when the values of the power supplies 16, 17, 27 and 28 are set to VH2-VL2 ≠ VH1-VL1. At time t0, since the output Q of the flip-
時刻t1において、比較器14は、コンデンサC1の両端の電圧VC1が電源17の電圧VL1まで低下したことを検出してフリップフロップ15のリセット端子Rをセットする。これにより、フリップフロップ15の出力Qは“L”になり、スイッチSW1およびスイッチSW2はオフになる。したがって、コンデンサC1およびコンデンサC2は放電から充電に切り替わる。ここで、コンデンサC2の両端の電圧VC2は、比較器26により電源28の電圧VL2と比較され、コンデンサC2の両端の電圧VC2が電圧VL2まで低下すると、比較器26はスイッチSW4をオンにして、コンデンサC2を強制的に充電する。
At time t1, the
時刻t2において、コンデンサC1の両端の電圧VC1が電源16の電圧VH1まで達し比較器はこれを検出してフリップフロップ15のセット端子Sをセットする。これによりフリップフロップ15の出力は“H”になり、スイッチSW1およびスイッチSW2はオンとなる。したがって、コンデンサC1およびコンデンサC2は充電から放電に切り替わる。ここで、コンデンサC2の両端の電圧VC2は、比較器25により電源27の電圧VH2と比較され、コンデンサC2の両端の電圧VC2が電圧VH2に達すると、比較器26はスイッチSW3をオンにして、コンデンサC2を強制的に放電させる。
At time t2, the voltage VC1 across the capacitor C1 reaches the voltage VH1 of the
このようにこの実施の形態3では、第1の三角波発振回路の上限電圧値と第2の三角波発振回路の上限電圧値とを異なるように設定し、かつ、第1の三角波発振回路の下限電圧値と第2の三角波発振回路の下限電圧値とを異なるように設定するとともに、第1の三角波発振回路のコンデンサの容量と第2の三角波発振回路のコンデンサの容量とを、放電時間および充電時間が等しくなるように設定するようにしているため、基準となる三角波と同期した発振周波数が一致しかつ振幅幅が異なる三角波を生成することができる。 As described above, in the third embodiment, the upper limit voltage value of the first triangular wave oscillation circuit is set to be different from the upper limit voltage value of the second triangular wave oscillation circuit, and the lower limit voltage of the first triangular wave oscillation circuit is set. And the lower limit voltage value of the second triangular wave oscillation circuit are set to be different from each other, and the capacitance of the capacitor of the first triangular wave oscillation circuit and the capacitance of the capacitor of the second triangular wave oscillation circuit are set to discharge time and charging time. Are set to be equal to each other, it is possible to generate a triangular wave having an oscillation frequency that is synchronized with a reference triangular wave and having a different amplitude width.
なお、実施の形態1〜3で説明した三角波発振回路2を複数設けて、それぞれのスイッチSW2をフリップフロップ15の出力Qまたは出力QBで制御して、基準となる三角波に同期して、かつ、周波数、位相または振幅幅の異なる三角波を複数生成するようにしてもよい。
A plurality of triangular
以上のように、本発明にかかる発振回路は、複数の三角波が必要な回路に三角波を供給する際に有用であり、特に、基準となる三角波に同期して周波数、位相または振幅幅の異なる三角波が必要な場合に適している。 As described above, the oscillation circuit according to the present invention is useful when supplying a triangular wave to a circuit that requires a plurality of triangular waves, and in particular, a triangular wave having a different frequency, phase, or amplitude width in synchronization with the reference triangular wave. It is suitable when necessary.
1,2 三角波発振回路
11,12,21,22,23,24 定電流源
13,14,25,26 比較器
15 フリップフロップ
16,17,27,28 電源
CT カウンタ
C1,C2 コンデンサ
SW1,SW2,SW3,SW4 スイッチ
1, 2 Triangular
Claims (6)
基準となる三角波を生成するとともに、該基準となる三角波を生成する第1のコンデンサが放電動作であるか充電動作であるかを示すコンデンサ状態信号を出力する第1の三角波発振回路と、
前記コンデンサ状態信号の変化に同期して前記第1のコンデンサとは異なる第2のコンデンサを放電動作または充電動作に切り替えて三角波を発生させるN(Nは自然数)個の第2の三角波発振回路と、
を備えることを特徴とする発振回路。 In an oscillation circuit that generates multiple triangular waves by discharging and charging a capacitor,
A first triangular wave oscillation circuit that generates a reference triangular wave and outputs a capacitor state signal indicating whether the first capacitor that generates the reference triangular wave is a discharging operation or a charging operation;
N (N is a natural number) second triangular wave oscillation circuits that generate a triangular wave by switching a second capacitor different from the first capacitor to a discharging operation or a charging operation in synchronization with a change in the capacitor state signal; ,
An oscillation circuit comprising:
前記第1のコンデンサの両端の電圧と所定の第1の上限電圧値とを比較して、前記第1のコンデンサの両端の電圧が前記第1の上限電圧値に達した場合、前記第1のコンデンサを充電動作から放電動作に切り替える第1の比較器と、
前記第1のコンデンサの両端の電圧と所定の第1の下限電圧値とを比較して、前記第1のコンデンサの両端の電圧が前記第1の下限電圧値まで低下した場合、前記第1のコンデンサを放電動作から充電動作に切り替える第2の比較器と、
をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載の発振回路。 The first triangular wave oscillation circuit includes:
When the voltage across the first capacitor is compared with a predetermined first upper limit voltage value and the voltage across the first capacitor reaches the first upper limit voltage value, the first capacitor A first comparator that switches the capacitor from charge operation to discharge operation;
When the voltage across the first capacitor is compared with a predetermined first lower limit voltage value, and the voltage across the first capacitor is reduced to the first lower limit voltage value, the first capacitor A second comparator that switches the capacitor from discharging operation to charging operation;
The oscillation circuit according to claim 1, further comprising:
前記第2のコンデンサの両端の電圧と所定の第2の上限電圧値とを比較して、前記第2のコンデンサの両端の電圧が前記第2の上限電圧値に達した場合、前記第2のコンデンサを充電動作から放電動作に切り替える第3の比較器と、
前記第2のコンデンサの両端の電圧と所定の第2の下限電圧値とを比較して、前記第2のコンデンサの両端の電圧が第2の下限電圧値まで低下した場合、前記第2のコンデンサを放電動作から充電動作に切り替える第4の比較器と、
をさらに備えることを特徴とする請求項1または2に記載の発振回路。 The second triangular wave oscillation circuit includes:
When the voltage across the second capacitor is compared with a predetermined second upper limit voltage value and the voltage across the second capacitor reaches the second upper limit voltage value, the second capacitor A third comparator that switches the capacitor from charge operation to discharge operation;
When the voltage across the second capacitor is compared with a predetermined second lower limit voltage value and the voltage across the second capacitor drops to the second lower limit voltage value, the second capacitor A fourth comparator that switches from discharging operation to charging operation;
The oscillation circuit according to claim 1, further comprising:
前記第1のコンデンサが放電動作の場合、前記第2のコンデンサを充電し、前記第1のコンデンサが充電動作の場合、前記第2のコンデンサを放電することを特徴とする請求項1〜3の何れか一つに記載の発振回路。 The second triangular wave oscillation circuit includes:
The first capacitor according to claim 1, wherein the second capacitor is charged when the first capacitor is in a discharging operation, and the second capacitor is discharged when the first capacitor is in a charging operation. The oscillation circuit as described in any one.
前記第1のコンデンサが放電動作の場合、前記第2のコンデンサを放電し、前記第1のコンデンサが充電動作の場合、前記第2のコンデンサを充電することを特徴とする請求項1〜3の何れか一つに記載の発振回路。 The second triangular wave oscillation circuit includes:
4. The method according to claim 1, wherein the second capacitor is discharged when the first capacitor is in a discharging operation, and the second capacitor is charged when the first capacitor is in a charging operation. The oscillation circuit as described in any one.
前記コンデンサ状態信号をカウントするM(Mは自然数)段のカウンタ、
をさらに備え、
前記カウンタの出力により前記第2のコンデンサの充電動作および放電動作を切り替えることを特徴とする請求項1〜3の何れか一つに記載の発振回路。 The second triangular wave oscillation circuit includes:
M (M is a natural number) stage counter for counting the capacitor state signal;
Further comprising
The oscillation circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein a charging operation and a discharging operation of the second capacitor are switched according to an output of the counter.
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JP2010171727A (en) * | 2009-01-22 | 2010-08-05 | Sanyo Electric Co Ltd | Clock generating circuit |
KR101042235B1 (en) | 2007-10-03 | 2011-06-17 | 야마하 가부시키가이샤 | Triangular wave synchronizing generation system and triangular wave synchronizing generation circuit to be used for the same |
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