JP2007259607A - 電動機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの電源電圧が低下した場合にも電圧飽和現象を回避して電動機発生トルクの脈動を抑え、負荷の破損を未然に防止するようにした電動機制御装置を提供する。
【解決手段】インバータを用いて誘導電動機のトルク・速度を制御する電動機制御装置（ベクトル制御装置）に関する。誘導電動機１７の端子電圧をインバータ１３の最大変調電圧以内に制限するように、インバータ１３の直流電圧を用いて一次電流のＭ軸成分を制御する手段を備える。具体的には、インバータ１３の直流電圧検出値を用いて誘導電動機の二次磁束制限値を演算する磁束制限演算器３０と、前記二次磁束制限値により二次磁束指令値を制限するリミッタ３１と、このリミッタ３１により制限された二次磁束指令値を用いてＭ軸電流指令値を生成する演算器７と、を設ける。
【選択図】図１

Description

本発明は、ベクトル制御により誘導電動機のトルク・速度を制御する電動機制御装置に関するものである。

図３は、この種の電動機制御装置の従来技術を示すブロック図であり、後述する特許文献１に記載されているものである。
同図において、交流電源１２の交流電圧はインバータ１３により所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換されて誘導電動機１７に供給され、この誘導電動機１７を所望のトルクで運転する。１８は誘導電動機１７により駆動される負荷であり、１６は誘導電動機１７の回転速度を検出するパルスエンコーダである。

速度設定器１は、誘導電動機１７が運転するべき速度ω_ｒ＃を設定して制御装置１００Ａ内の速度指令演算器２に出力する。速度指令演算器２は、予め定めた加速度により変化して最終的には速度設定値ω_ｒ＃に一致するような速度指令値ω_ｒ ^＊を演算し、出力する。
一方、速度演算器１９にはパルスエンコーダ１６からのフィードバック信号が入力されており、これを演算処理して電動機１７の回転速度ω_ｒが求められる。

速度調節器３には、前記速度指令値ω_ｒ ^＊と速度検出値ω_ｒとの偏差が入力され、調節動作によってその入力偏差を零にするトルク指令値τ^＊が演算されると共に、磁束指令演算器４によって前記速度検出値ω_ｒから電動機１７の二次磁束指令値φ_２ ^＊が演算される。
これらのトルク指令値τ^＊及び二次磁束指令値φ_２ ^＊から、下記の数式１，２に従って電動機１７の一次電流の二次磁束φ_２に平行な電流指令値ｉ_Ｍ ^＊（以下、必要に応じてＭ軸電流指令値という）と、二次磁束に直交する電流指令値ｉ_Ｔ ^＊（以下、必要に応じてＴ軸電流指令値という）とが演算される。なお、図３において、５は数式２を演算する除算器、７は数式１を演算する演算器である。

［数１］
ｉ_Ｍ ^＊＝（１／Ｌ_ｍ）×φ_２ ^＊
（Ｌ_ｍ：電動機の励磁インダクタンス）
［数２］
ｉ_Ｔ ^＊＝τ^＊／φ_２ ^＊

座標変換器１１は、電流検出器１４により検出した相電流を電動機１７の一次電流の二次磁束φ_２と平行な電流ｉ_Ｍ（以下、必要に応じてＭ軸電流検出値という）と直交する電流ｉ_Ｔ（以下、必要に応じてＴ軸電流検出値という）とに変換するものであり、Ｕ相巻線と電動機１７の二次磁束φ_２とのなす角度をψ_２とすると、数式３，４によりｉ_Ｍ，ｉ_Ｔを演算する。

［数３］
ｉ_Ｔ＝cosψ_２×ｉ_Ｕ＋cos（ψ_２−１２０°）×ｉ_Ｖ＋cos（ψ_２＋１２０°）×ｉ_Ｗ
［数４］
ｉ_Ｍ＝sinψ_２×ｉ_Ｕ＋sin（ψ_２−１２０°）×ｉ_Ｖ＋sin（ψ_２＋１２０°）×ｉ_Ｗ

Ｔ軸電流調節器８にはＴ軸電流指令値ｉ_Ｔ ^＊とＴ軸電流検出値ｉ_Ｔとの偏差が入力され、調節動作によってその入力偏差を零にするＴ軸電圧指令値ｖ_Ｔ ^＊が出力される。また。Ｍ軸電流調節器９にはＭ軸電流指令値ｉ_Ｍ ^＊とＭ軸電流検出値ｉ_Ｍとの偏差が入力され、調節動作によってその入力偏差を零にするＭ軸電圧指令値ｖ_Ｍ ^＊が出力される。
座標変換器１０は、角度ψ_２を用いてＴ軸電圧指令値ｖ_Ｔ ^＊及びＭ軸電圧指令ｖ_Ｍ ^＊を座標変換して三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を出力するものであり、数式５，６，７によりＶ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を演算する。

［数５］
Ｖ_ｕ ^＊＝cosψ_２×ｖ_Ｍ ^＊＋sinψ_２×ｖ_Ｔ ^＊
［数６］
Ｖ_ｖ ^＊＝cos（ψ_２−１２０°）×ｖ_Ｍ ^＊＋sin（ψ_２−１２０°）×ｖ_Ｔ ^＊
［数７］
Ｖ_ｗ ^＊＝cos（ψ_２＋１２０°）×ｖ_Ｍ ^＊＋sin（ψ_２＋１２０°）×ｖ_Ｔ ^＊

三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊はインバータ１３に与えられ、このインバータ１３により、交流電源１２の三相交流電圧は所定の大きさ及び周波数の三相交流電圧に変換されて誘導電動機１７に供給される。
なお、すべり周波数演算器６は、数式８によってすべり周波数ω_ｓｌを演算し、ロータ周波数換算器２０は、数式９によって電動機１７の回転速度ω_ｒをロータ周波数ω_２に換算する。

［数８］
ω_ｓｌ＝Ｒ_２×Ｉ_Ｔ ^＊／φ_２ ^＊
（Ｒ_２：電動機１７の二次時定数）
［数９］
ω_２＝ωｒ×Ｐ／１２０
（Ｐ：電動機１７の極数）

また、上記のすべり周波数ω_ｓｌとロータ周波数ω_２とを加算して得たインバータ出力周波数ω_１を積分器１５にて積分することにより、Ｕ相巻線と電動機１７の二次磁束φ_２とのなす前記角度ψ_２が演算される。
ここで、前述の磁束指令演算器４では、電動機１７の回転速度ω_ｒが基底回転速度ω_ｂ未満では１００パーセントの二次磁束指令値φ_２ ^＊を出力し、回転速度ω_ｒが基底回転速度ω_ｂ以上になると速度に反比例して低下するような二次磁束指令値φ_２ ^＊を出力するものである。

図４は、図３の構成をインバータ１３を中心として整理した構成図であり、その全体が電動機制御装置として動作するものである。
インバータ主回路６０は、交流電源１２に接続されたダイオード整流器６１と、その直流側に接続された電解コンデンサ６２と、半導体スイッチング素子を三相ブリッジ接続してなる直流−交流変換部６３とから構成されている。

制御演算部６４Ａは、前記速度指令演算器２、電動機制御演算器６５Ａ及びＰＷＭ演算器６６から構成されており、電動機制御演算器６５Ａは、図３における制御装置１００Ａの構成要素から速度指令演算器２、インバータ１３、電流検出器１４を除いた部分に相当している。
ＰＷＭ演算器６６は、三相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊とキャリア信号ｆ_ｃとを用いてＰＷＭ演算を行い、直流−交流変換部６３に対するスイッチング信号を出力するものである。

特開２００２−３３５７００号公報（段落［０００２］〜［００１６］、図３）

上記従来技術において、インバータ１３の最大変調電圧は電源電圧（交流電源１２の電圧）により制約を受ける。電動機１７の端子電圧が高い状態、つまり、一般的に電動機１７の高速運転中に電源電圧が何らかの理由によって低下した場合、インバータ１３は電動機端子電圧を超える電圧を出力できない状況に陥り、インバータ１３から電動機１７に設定値通りの電流を供給することが困難になる。

すなわち、この場合には、Ｔ軸電流検出値ｉ_ＴがＴ軸電流指令値ｉ_Ｔ ^＊を下回る状況が継続することとなり、Ｔ軸電流調節器８の調節動作によってＴ軸電圧指令値ｖ_Ｔ ^＊を高い値で出力する（この現象を電流調節器の電圧飽和現象という）。また、Ｍ軸電流調節器９についても同様の状況となる。
このように高い電圧指令値ｖ_Ｔ ^＊，ｖ_Ｍ ^＊の元で制御されるインバータ１３は過変調状態で動作しようとするため、その出力電圧には大きな歪みが含まれる。この歪みは電動機制御装置の意図する電動機発生トルクとは別の脈動となって現れ、電動機１７に組み合わされる負荷１８に振動を引き起こし、最悪の場合には負荷１８や電動機１７の破損に至る等の重大事故を引き起こすことになる。

そこで、本発明の解決課題は、インバータの電源電圧が低下した場合にも電流調節器の電圧飽和現象を回避して電動機発生トルクの脈動を抑え、負荷等の破損を未然に防止するようにした電動機制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、インバータにより駆動される誘導電動機の一次電流を二次磁束と平行なＭ軸成分と直交するＴ軸成分とに分離し、これら各成分がそれぞれＭ軸電流指令値及びＴ軸電流指令値通りに流れるようにインバータを運転して誘導電動機のトルク・速度を制御する電動機制御装置において、
誘導電動機の端子電圧をインバータの最大変調電圧以内に制限するように、インバータの直流電圧を用いて前記電動機の一次電流のＭ軸成分を制御する手段を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した電動機制御装置において、
前記Ｍ軸成分を制御する手段は、
インバータの直流電圧検出値を用いて前記電動機の二次磁束制限値を演算する磁束制限演算手段と、
前記二次磁束制限値により前記電動機の二次磁束指令値を制限する制限手段と、
この制限手段により制限された二次磁束指令値を用いて前記Ｍ軸電流指令値を生成する手段と、を備えたものである。

本発明によれば、電源電圧が低下した場合でも、インバータの直流電圧を用いてインバータの最大変調電圧以下に電動機端子電圧を制限するようにＭ軸電流を制御することにより、電動機発生トルクの不要な脈動を解消して、負荷や電動機の破損を防止しつつ運転を継続可能な電動機制御装置を提供することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は実施形態に係る電動機制御装置の構成を示すブロック図であり、図２は、図１の構成をインバータを中心として整理した構成図である。
以下では、従来技術として説明した図３，図４と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、異なる部分を中心に説明する。

図１に示す制御装置１００を図３の制御装置１００Ａと対比すると、磁束制限演算器３０及びリミッタ３１が追加され、更に、インバータ１３の直流電圧検出値Ｖ_ｄｃが前記磁束制限演算器３０に入力されている。
磁束制限演算器３０には、直流電圧検出値Ｖ_ｄｃと共にＴ軸電流指令値ｉ_Ｔ ^＊及びインバータ出力周波数ω_１が入力され、二次磁束制限値φ_２ｌｉｍが演算される。この二次磁束制限値φ_２ｌｉｍは制限手段としてのリミッタ３１に加えられており、磁束指令演算器４から出力された二次磁束指令値φ_２ ^＊を制限するように構成されている。
なお、インバータ１３の直流電圧検出値Ｖ_ｄｃは、図２に示すように、ダイオード整流器６１の出力側直流電圧を直流電圧検出器６７により検出して得られるものである。

図２は前述した従来技術の図４に相当しており、６４は制御演算部、６５は電動機制御演算器である。この電動機制御演算器６５は、図１に示した制御装置１００の構成要素から速度指令演算器２、インバータ１３、電流検出器１４を除いた部分に相当している。
図１において、磁束制限演算器３０は数式１０の演算を行う。

［数１０］
φ_２ｌｉｍ＝Ｌ_ｍ×(−Ｅｍｆ＋√(((Ｖ_ｄｃ／√２)／ω_１)^２−(Ｌ_σ×ｉ_Ｔ ^＊)^２))／Ｌ_σ
（φ_２ｌｉｍ：磁束制限値，Ｅｍｆ：電動機逆起電圧係数，Ｖ_ｄｃ：インバータ直流電圧検出値，ω_１：インバータ出力周波数，Ｌ_ｍ：電動機励磁インダクタンス，Ｌ_σ：電動機漏れインダクタンス）

なお、数式１０において、Ｅｍｆ，Ｌ_ｍ，Ｌ_σは既知であるとする。この数式１０の導出方法は、以下の通りである。
まず、電動機誘起電圧Ｖ_０に関しては、数式１１が成り立つ。

［数１１］
Ｖ_０ ^２＝(ω₁×Ｌ_σ×ｉ_Ｍ＋Ｅｍｆ×ω_２)^２＋(ω₁×Ｌ_σ×ｉ_Ｔ)^２

ここで、電動機端子電圧制限値Ｖ_０ｍを導入し、電動機誘起電圧Ｖ_０を上記制限値Ｖ_０ｍに制限することを考えて（すなわちＶ_０＝Ｖ_０ｍ）、数式１２を得る。ここでは、簡素化のためにω_１＝ω_２とした。

［数１２］
（Ｖ_０ｍ／ω_１）^２＝(Ｌ_σ×ｉ_Ｍ＋Ｅｍｆ)^２＋(Ｌ_σ×ｉ_Ｔ)^２
（Ｖ_０ｍ：電動機端子電圧制限値）

数式１２を変換してＭ軸電流検出値ｉ_Ｍについて解き、ｉ_ＴをＴ軸電流指令値ｉ_Ｔ ^＊に置き換えると、数式１３が得られる。

［数１３］
ｉ_Ｍ＝(−Ｅｍｆ＋√((Ｖ_０ｍ／ω_１)^２−(Ｌ_σ×ｉ_Ｔ ^＊)^２))／Ｌ_σ

数式１３のＭ軸電流ｉ_Ｍを流せば電動機誘起電圧Ｖ_０を電動機端子電圧制限値Ｖ_０ｍに制限することができ、このＭ軸電流ｉ_Ｍに対応する二次磁束指令値（二次磁束制限値φ_２ｌｉｍ）は、数式１に基づいて数式１４のようになる。

［数１４］
φ_２ｌｉｍ＝Ｌ_ｍ×ｉ_Ｍ
＝Ｌ_ｍ×(−Ｅｍｆ＋√((Ｖ_０ｍ／ω_１)^２−(Ｌ_σ×ｉ_Ｔ ^＊)^２))／Ｌ_σ

インバータ１３の最大変調電圧以内に電動機端子電圧を制限する場合には、数式１４における電動機端子電圧制限値Ｖ_０ｍを、インバータ１３の直流電圧検出値Ｖ_ｄｃを用いて数式１５のように置き換えればよい。

［数１５］
Ｖ_０ｍ＝Ｖ_ｄｃ／√２

数式１５を数式１４に代入すると、前述した数式１０を得ることができる。
従って、磁束制限演算器３０により数式１０を演算して求めた二次磁束制限値φ_２ｌｉｍを用いて二次磁束指令値φ_２ ^＊を制限することにより、例えば電動機１７が高速運転されている状態で電源電圧が低下したとしても、インバータ１３の最大変調電圧以内に電動機１７の端子電圧を制限することができ、従来のようなＭ軸電流調節器９の電圧飽和現象を回避することができる。
これにより、インバータ１３の出力電圧に歪みが含まれることはなく、電動機１７の発生トルクに不要な脈動も生じないので、負荷１８に悪影響を与えることもない。

なお、数式１４を用いて電動機端子電圧制限値Ｖ_０ｍを電動機ごとに個別に設定したい場合には、電圧制限値Ｖ_０ｍをインバータ設定パラメータに割り付けて操作してもよい。

本発明の実施形態を示すブロック図である。 図１の構成をインバータを中心として整理した構成図である。 ベクトル制御による電動機制御装置の従来技術を示すブロック図である。 図３の構成をインバータを中心として整理した構成図である。

符号の説明

１：速度設定器
２：速度指令演算器
３：速度調節器
４：磁束指令演算器
５：除算器
６：すべり周波数演算器
７：演算器
８：Ｔ軸電流調節器
９：Ｍ軸電流調節器
１０，１１：座標変換器
１２：交流電源
１３：インバータ
１４：電流検出器
１５：積分器
１６：パルスエンコーダ
１７：誘導電動機
１８：負荷
２０：ロータ周波数換算器
３０：磁束制限演算器
３１：リミッタ
６０：インバータ主回路
６１：ダイオード整流器
６２：電解コンデンサ
６３：直流−交流変換部
６４：制御演算部
６５：電動機制御演算器
６６：ＰＷＭ演算器
６７：直流電圧検出器

Claims (2)

1. インバータにより駆動される誘導電動機の一次電流を二次磁束と平行なＭ軸成分と直交するＴ軸成分とに分離し、これら各成分がそれぞれＭ軸電流指令値及びＴ軸電流指令値通りに流れるようにインバータを運転して誘導電動機のトルク・速度を制御する電動機制御装置において、
   誘導電動機の端子電圧をインバータの最大変調電圧以内に制限するように、インバータの直流電圧を用いて前記電動機の一次電流のＭ軸成分を制御する手段を備えたことを特徴とする電動機制御装置。
2. 請求項１に記載した電動機制御装置において、
   前記Ｍ軸成分を制御する手段は、
   インバータの直流電圧検出値を用いて前記電動機の二次磁束制限値を演算する磁束制限演算手段と、
   前記二次磁束制限値により前記電動機の二次磁束指令値を制限する制限手段と、
   この制限手段により制限された二次磁束指令値を用いて前記Ｍ軸電流指令値を生成する手段と、
   を備えたことを特徴とする電動機制御装置。

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