JP2007236112A - Switching power supply circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、主としてオーディオ機器に用いられるスイッチング電源回路に関する。 The present invention relates to a switching power supply circuit mainly used for audio equipment.
従来、ブートストラップ・フローティング電源を用いてスイッチング素子の駆動を行うスイッチング電源回路として、図2に示すスイッチング電源回路が知られている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a switching power supply circuit shown in FIG. 2 is known as a switching power supply circuit that drives a switching element using a bootstrap / floating power supply.
図2に示すスイッチング電源回路は、直流電源V1,V2、FET1、ゲート駆動回路2、コンデンサC1,C2、ダイオードD1,D2、インダクタL1を備える。
The switching power supply circuit shown in FIG. 2 includes DC power supplies V1 and V2, FET1,
ここで、直流電源V1の正極はダイオードD2のアノードに接続され、ダイオードD2のカソードはコンデンサC1、インダクタL1を介して負荷3に接続されている。直流電源V2の正極はスイッチング素子であるFET1のドレインに接続され、FET1のソースはインダクタL1を介して負荷3に接続されている。コンデンサC1はダイオードD2のカソードとFET1のソースとの間に接続されている。ゲート駆動回路2はFET1のゲートおよびソースに接続されるとともに、コンデンサC1の両端に接続される。ダイオードD1はカソードがFET1のソースに接続され、アノードが直流電源V1負極および直流電源V2の負極に接続されるとともにグランドに接続される。直流電源V1の負極および直流電源V2の負極は負荷3に接続されている。コンデンサC2は負荷3の両端に接続されている。
Here, the positive electrode of the DC power supply V1 is connected to the anode of the diode D2, and the cathode of the diode D2 is connected to the
このように構成されたスイッチング電源回路において、フローティング電源として機能するコンデンサC1に充電された電気がゲート駆動回路2のための電源となり、FET1をゲート駆動回路2によってオンオフすることによって、負荷3には直流電源V2から出力される電圧よりも低い安定な電圧が出力される。
In the switching power supply circuit configured as described above, electricity charged in the capacitor C1 functioning as a floating power supply serves as a power supply for the
図3は、図2に示すA点のスイッチング電圧波形を示す。FET1のスイッチングがオフのとき、A点の電位は、グランド電位からダイオードD1による電圧降下分を差引いた電位となる。この間、インダクタL1のフライバック電圧でダイオードD1がオンし、Ioffなる電流が負荷3に向かって流れるとともに、直流電源V1からダイオードD2を介してコンデンサC1に充電が行われる。
FIG. 3 shows a switching voltage waveform at point A shown in FIG. When the switching of the FET 1 is off, the potential at the point A is a potential obtained by subtracting the voltage drop due to the diode D1 from the ground potential. During this time, the diode D1 is turned on by the flyback voltage of the inductor L1, a current I off flows toward the
FET1のスイッチングがオンのときは、A点の電位は、直流電源V2からの入力電圧VinからFET1のオン抵抗による電圧降下分を差引いた電位となる。この間、直流電源V2により電流Ionが負荷3に向かって流れる。このときは、コンデンサC1への充電は行われない。
When switching FET1 is on, the potential at the point A, a potential obtained by subtracting the voltage drop due to the on resistance of the FET1 from the input voltage V in from the DC power supply V2. During this time, the current I on flows toward the
図2に示すような、ブートストラップ方式を用い、フローティング電源によりFET1を駆動するスイッチング電源回路では、コンデンサC1に充電された電気が電源となり、FET1のスイッチング動作にともなって、このコンデンサC1に充電された電気が消費される。 In the switching power supply circuit that uses the bootstrap system and drives the FET 1 with a floating power supply as shown in FIG. 2, the electricity charged in the capacitor C1 becomes the power source, and the capacitor C1 is charged with the switching operation of the FET 1. Electricity is consumed.
このため、コンデンサC1への充電時間(FET1のスイッチングがオフの時間)の時比率が小さくなると、充電される電気よりもスイッチングオンに消費される電気量のほうが大きくなるため、コンデンサC1の電圧が次第に低下する。そして、ある電圧以下になるとゲート駆動回路2がこれを検出して、FET1の駆動を停止する。このため、スイッチング電源回路はシャットダウンしてしまう。したがって、スイッチング電源回路をシャットダウンさせないためには、スイッチング動作時に、所定の充電時間を確保する必要がある。
For this reason, if the time ratio of the charging time to the capacitor C1 (the time when the switching of the FET1 is OFF) becomes small, the amount of electricity consumed for switching on becomes larger than the charged electricity, so the voltage of the capacitor C1 becomes It gradually decreases. When the voltage drops below a certain voltage, the
負荷3が重負荷の場合には、直流電源V2からの入力電圧が低下するのに対応して、出力電圧を一定に保つために、スイッチング電源回路の動作としては、FET1がオンとなる時比率を大きくするように働く。しかし、上記の充電時間(FET1のスイッチングがオフの時間)の時比率確保のために、FET1のスイッチング動作でのオン時比率の最大値を所定の値に制限する必要があり、この結果、入力電圧に対する最大出力電圧の比率にも制約が生じる。
When the
例えば、電源電圧利用率80%などとなり、所定の出力電圧を得るために必要な入力電圧が大きくなって、部品として、より高耐圧のものが必要となり、コスト高となる。 For example, the power supply voltage utilization rate is 80%, the input voltage necessary to obtain a predetermined output voltage is increased, and parts having higher withstand voltage are required, resulting in higher costs.
一方、負荷3が軽負荷の場合あるいは負荷によってはスイッチング電源回路に電力が戻ってくる場合には、理論値よりはるかに狭いオンパルス幅での動作、すなわち不連続モードでの動作となり、十分なスイッチングオフ時間はあるものの、インダクタL1のフライバック電圧によるコンデンサC1への充電時間が不足して、上記と同様にスイッチング電源回路がシャットダウンするという不都合を生じる。これを回避するためには、最小オンパルス幅をある値以上に設定することに加えて、負荷抵抗を追加して、ある値以上の出力負荷電流を流すことが必要となる。この結果は、無駄な電力消費につながり、発熱や電源効率の低下を招く。
On the other hand, when the
上記のような、フローティング電源電圧の充電時間の不足によるシャットダウンを回避する技術として、特許文献1に開示されたものがある。特許文献1には、ブートストラップコンデンサの充電が不十分なときにはチャージポンプ動作による充電を行うことが記載されている。
しかし、特許文献1に開示された技術では、チャージポンプ駆動回路等が必要であり、そのため回路構成が複雑になるという問題があった。 However, the technique disclosed in Patent Document 1 requires a charge pump drive circuit and the like, which causes a problem that the circuit configuration becomes complicated.
本発明は上記に鑑みてなされたもので、簡単な回路構成で、フローティング電源電圧の充電時間の不足によるシャットダウンを回避するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a switching power supply circuit that avoids shutdown due to shortage of charging time of the floating power supply voltage with a simple circuit configuration.
本発明のスイッチング電源回路は、直流電源と、スイッチング素子と、このスイッチング素子を制御するゲート駆動回路と、このゲート駆動回路を作動させるフローティング電源とを有し、前記直流電源からの直流入力電圧を前記スイッチング素子でオンオフして安定な出力電圧を得るようにしたスイッチング電源回路において、前記直流入力電圧と前記スイッチング素子のスイッチング出力電圧との差により充電され、前記ゲート駆動回路が前記スイッチング素子の駆動を停止する電圧より高い所定の電圧よりも、前記フローティング電源の電圧が低下すると、前記ゲート駆動回路に電圧を供給するバックアップ電源回路を備えることを特徴とする。 The switching power supply circuit of the present invention includes a DC power supply, a switching element, a gate drive circuit that controls the switching element, and a floating power supply that operates the gate drive circuit, and a DC input voltage from the DC power supply is received. In a switching power supply circuit configured to obtain a stable output voltage by being turned on and off by the switching element, the switching element is charged by a difference between the DC input voltage and the switching output voltage of the switching element, and the gate driving circuit drives the switching element. A backup power supply circuit for supplying a voltage to the gate drive circuit when the voltage of the floating power supply is lower than a predetermined voltage higher than a voltage for stopping the operation.
また、本発明のスイッチング電源回路に係るバックアップ電源回路は、前記直流電源の正極と前記スイッチング素子の出力端子との間に接続されたツェナーダイオードと、このツェナーダイオードのツェナー電圧でクランプされた電圧が充電されるコンデンサとを備えることを特徴とする。 The backup power supply circuit according to the switching power supply circuit of the present invention includes a Zener diode connected between the positive electrode of the DC power supply and the output terminal of the switching element, and a voltage clamped by the Zener voltage of the Zener diode. And a capacitor to be charged.
本発明のスイッチング電源回路は、直流入力電圧とスイッチング素子のスイッチング出力電圧との差により充電され、フローティング電源が所定の電圧より低下するとゲート駆動回路に電圧を供給するバックアップ電源回路を備えるので、簡単な回路構成で、フローティング電源電圧の充電時間の不足によるシャットダウンを回避することができる。 The switching power supply circuit of the present invention includes a backup power supply circuit that is charged by the difference between the DC input voltage and the switching output voltage of the switching element and supplies a voltage to the gate drive circuit when the floating power supply drops below a predetermined voltage. With a simple circuit configuration, shutdown due to insufficient charging time of the floating power supply voltage can be avoided.
以下、本発明のスイッチング電源回路を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。 The best mode for carrying out the switching power supply circuit of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図1は本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源回路の回路図である。なお、図2に示した従来のスイッチング電源回路と同一もしくは同等の部分には同一符号を付し、詳細な説明を省略する。 FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to an embodiment of the present invention. The same or equivalent parts as those of the conventional switching power supply circuit shown in FIG.
図1に示す本実施の形態のスイッチング電源回路は、図2に示す従来のスイッチング電源回路に対し、バックアップ電源回路4と、ダイオードD3とを追加したものである。 The switching power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1 is obtained by adding a backup power supply circuit 4 and a diode D3 to the conventional switching power supply circuit shown in FIG.
バックアップ電源回路4は、コンデンサC5,C6、ダイオードD4、ツェナーダイオードD5、抵抗器R7、トランジスタQ1を備える。 The backup power supply circuit 4 includes capacitors C5 and C6, a diode D4, a Zener diode D5, a resistor R7, and a transistor Q1.
ここで、ダイオードD4のアノードは直流電源V2の正極に接続され、ダイオードD4のカソードはトランジスタQ1のコレクタに接続されるとともに、抵抗器R7を介してトランジスタQ1のベースおよびツェナーダイオードD5のカソードに接続されている。ツェナーダイオードD5のカソードはトランジスタQ1のベースに接続され、ツェナーダイオードD5のアノードはFET1のソースに接続されている。コンデンサC5はツェナーダイオードD5のアノードとツェナーダイオードD5のカソードとの間に接続されている。コンデンサC6はトランジスタQ1のエミッタとツェナーダイオードD5のアノードとの間に接続され、また、コンデンサC6の負電極はFET1のソースに接続されている。 Here, the anode of the diode D4 is connected to the positive electrode of the DC power supply V2, the cathode of the diode D4 is connected to the collector of the transistor Q1, and is connected to the base of the transistor Q1 and the cathode of the Zener diode D5 via the resistor R7. Has been. The cathode of the Zener diode D5 is connected to the base of the transistor Q1, and the anode of the Zener diode D5 is connected to the source of the FET1. The capacitor C5 is connected between the anode of the Zener diode D5 and the cathode of the Zener diode D5. The capacitor C6 is connected between the emitter of the transistor Q1 and the anode of the Zener diode D5, and the negative electrode of the capacitor C6 is connected to the source of the FET1.
また、ダイオードD3のアノードはトランジスタQ1のエミッタに接続され、ダイオードD3のカソードはゲート駆動回路2に接続されている。
The anode of the diode D3 is connected to the emitter of the transistor Q1, and the cathode of the diode D3 is connected to the
このように構成されたスイッチング電源回路において、フローティング電源として機能するコンデンサC1に充電された電気がゲート駆動回路2のための電源となり、FET1をゲート駆動回路2によってオンオフすることによって、負荷3には直流電源V2から出力される電圧よりも低い安定な電圧が出力される。
In the switching power supply circuit configured as described above, electricity charged in the capacitor C1 functioning as a floating power supply serves as a power supply for the
FET1のスイッチングがオフのとき、インダクタL1のフライバック電圧でダイオードD1がオンし、電流が負荷3に向かって流れるとともに、直流電源V1からダイオードD2を介してコンデンサC1に充電が行われる。FET1のスイッチングがオンのときは、直流電源V2により電流が負荷3に向かって流れる。このときは、コンデンサC1への充電は行われない。
When the switching of the FET 1 is off, the diode D1 is turned on by the flyback voltage of the inductor L1, the current flows toward the
ここで、FET1のスイッチングのオンオフに伴い、コンデンサC6の負電極が接続されているB点の電位は、図3と同様に、ほぼ直流電源V2からの入力電圧Vinとクランド電位との間を変動する。そして、直流電源V2からの入力電圧VinとB点の電位(FET1のスイッチング出力電圧)との差により、バックアップ電源回路4のダイオードD4に電流が流れる。 Here, with the on-off switching of the FET1, the potential of the negative electrode is connected point B of the capacitor C6, similarly to FIG. 3, between the input voltage V in and Kurando potential from approximately the DC power supply V2 fluctuate. Then, the difference between the potential of the input voltage V in and the point B from the DC power supply V2 (switching output voltage of the FET1), current flows through the diode D4 of the backup power supply circuit 4.
バックアップ電源回路4においては、ダイオードD4、抵抗器R7を介して、ノイズ吸収用のコンデンサC5、ツェナーダイオードD5に電流が流れ、ツェナーダイオードD5にツェナー電圧が発生する。また、ダイオードD4を介して、トランジスタQ1、コンデンサC6にも電流が流れ、コンデンサC6には、ツェナーダイオードD5のツェナー電圧でクランプされた電圧が充電される。ここで、コンデンサC6はバックアップ用の電源として機能するため、十分に静電容量の大きなものを用いる。 In the backup power supply circuit 4, current flows through the noise absorbing capacitor C5 and the Zener diode D5 via the diode D4 and the resistor R7, and a Zener voltage is generated in the Zener diode D5. Further, a current also flows to the transistor Q1 and the capacitor C6 via the diode D4, and the capacitor C6 is charged with a voltage clamped by the Zener voltage of the Zener diode D5. Here, since the capacitor C6 functions as a backup power source, a capacitor having a sufficiently large capacitance is used.
定常動作時は、ゲート駆動回路2の電源としてコンデンサC1(フローティング電源)が優先して動作するが、FET1のスイッチング動作に伴ってコンデンサC1に充電された電気が消費され、コンデンサC1の電圧が所定の電圧より低下すると、ダイオードD3がオンしてコンデンサC6からゲート駆動回路2に給電される。ここで、コンデンサC6からの給電を開始するための所定の電圧は、ゲート駆動回路2がFET1の駆動を停止する電圧よりやや高い電圧である。
At the time of steady operation, the capacitor C1 (floating power supply) operates preferentially as the power supply for the
これにより、ゲート駆動回路2がFET1の駆動を停止する電圧よりコンデンサC1の両端間電圧が低くなる前に、コンデンサC6によりゲート駆動回路2に給電され、ゲート駆動回路2は動作を続けるので、FET1はスイッチング動作を続ける。
Thus, before the voltage across the capacitor C1 becomes lower than the voltage at which the
すなわち、バックアップ電源回路4が、コンデンサC1(フローティング電源)をバックアップするように働くので、例えば95%以上のオン比率になっても、スイッチング電源回路のシャットダウンを回避することができる。 That is, since the backup power supply circuit 4 works to back up the capacitor C1 (floating power supply), the switching power supply circuit can be prevented from shutting down even when the ON ratio becomes 95% or more, for example.
つまり、軽負荷から重負荷まで、負荷変動が大きくても、その変動に対して十分に追従し、シャットダウンしないスイッチング電源回路とすることができる。これは特に、音が出ているときと出ていないときの差が大きいオーディオ機器の電源として効果が大きい。 In other words, even if the load fluctuation is large from light load to heavy load, a switching power supply circuit that sufficiently follows the fluctuation and does not shut down can be obtained. This is particularly effective as a power source for audio equipment that has a large difference between when sound is produced and when no sound is produced.
また、重負荷時には、電源電圧利用率が向上し、軽負荷時には無駄な出力負荷電流も低減できるので、電源効率が向上する。 In addition, the power supply voltage utilization rate is improved when the load is heavy, and a useless output load current can be reduced when the load is light, thereby improving the power supply efficiency.
さらに、本実施の形態のスイッチング電源回路は、上記のように構成されているため、安価な汎用の部品を用いて、簡単な回路かつ低コストで実現できる。 Furthermore, since the switching power supply circuit of the present embodiment is configured as described above, it can be realized with a simple circuit and at a low cost by using inexpensive general-purpose components.
なお、上記の説明では、バックアップ電源回路4への給電を直流電源V2からとしているが、もし、出力電圧に対してコンデンサC6の両端間電圧が不十分な場合は、直流電源V2よりもさらに高い電圧V3を別電源で供給することにより、仮にスイッチングオン時比率が100%になっても、つまり、オフの期間がなくなっても、スイッチングを続けることができる。また、スイッチングオフとなっても、ゲート駆動回路2の電源電圧低下はなく、いつでもスイッチング開始できる。すなわち、あらゆる状態で、スイッチング可能とすることができる。
In the above description, the backup power supply circuit 4 is fed from the DC power supply V2. However, if the voltage across the capacitor C6 is insufficient with respect to the output voltage, it is higher than the DC power supply V2. By supplying the voltage V3 from a separate power source, the switching can be continued even if the switching-on ratio becomes 100%, that is, the off period disappears. Even if the switching is turned off, the power supply voltage of the
1 FET
2 ゲート駆動回路
3 負荷
4 バックアップ電源回路
C1,C2,C5,C6 コンデンサ
D1,D2,D3,D4 ダイオード
D5 ツェナーダイオード
L1 インダクタ
Q1 トランジスタ
R7 抵抗器
V1,V2 直流電源
1 FET
2
C1, C2, C5, C6 Capacitors D1, D2, D3, D4 Diode D5 Zener diode L1 Inductor Q1 Transistor R7 Resistors V1, V2 DC power supply
Claims (2)
前記直流入力電圧と前記スイッチング素子のスイッチング出力電圧との差により充電され、前記ゲート駆動回路が前記スイッチング素子の駆動を停止する電圧より高い所定の電圧よりも、前記フローティング電源の電圧が低下すると、前記ゲート駆動回路に電圧を供給するバックアップ電源回路を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。 A DC power supply, a switching element, a gate drive circuit that controls the switching element, and a floating power supply that operates the gate drive circuit. The DC input voltage from the DC power supply is turned on and off by the switching element to be stable. In a switching power supply circuit designed to obtain a high output voltage,
When the voltage of the floating power supply is lower than a predetermined voltage that is charged by the difference between the DC input voltage and the switching output voltage of the switching element, and the gate driving circuit stops driving the switching element, A switching power supply circuit comprising a backup power supply circuit for supplying a voltage to the gate drive circuit.
前記直流電源の正極と前記スイッチング素子の出力端子との間に接続されたツェナーダイオードと、
このツェナーダイオードのツェナー電圧でクランプされた電圧が充電されるコンデンサと
を備えることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
The backup power supply circuit is
A Zener diode connected between the positive electrode of the DC power supply and the output terminal of the switching element;
The switching power supply circuit according to claim 1, further comprising: a capacitor charged with a voltage clamped by a Zener voltage of the Zener diode.
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