JP2007221892A - Power conversion device - Google Patents

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Masao Ito
正夫 伊藤
Masatoshi Shibata
匡利 柴田
Tatsuo Saito
健生 齋藤
Atsushi Nakajima
篤志 中島
Yasuaki Aoki
康彰 青木
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Honda Motor Co Ltd
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To miniaturize a smoothing capacitor simply and at low cost without adding a means that causes a cost increase, in a power conversion device that converts a DC into an AC. <P>SOLUTION: The power conversion device 10 comprises a chopper circuit 18 in which the pulse width of a chopper switching element 16 is varied to transform an input voltage into a prescribed voltage, the smoothing capacitor 20 which smoothes a boosted voltage, and an inverter circuit 22 which switches arms 32a, 32b, 34a and 34b constituted in a full bridge by a complementary PWM synchronizing with the switching element 16 to convert the DC voltage of the capacitor 20 into an AC voltage. By the complementary PWM, the arms 32a and 32b are turned on, the arms 34a and 34b are turned off, and power supply to the capacitor 20 is stopped when the switching element 16 is turned on, so that a high-frequency ripple current can be suppressed. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、太陽電池等の直流電源から得られる直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置に関する。   The present invention relates to a power conversion device that converts a DC voltage obtained from a DC power source such as a solar cell into an AC voltage.

従来から直流電圧を交流電圧に変換する電圧変換装置が知られている。この電圧変換装置では、先ず、直流電圧を昇圧用チョッパ回路で所定電圧に昇圧した後に平滑コンデンサにチャージして直流電圧を得る。さらに、得られた高圧の直流電圧をインバータ回路で交流電圧に変換した後、リアクトル及びコンデンサからなるフィルタにより高周波成分を除去して５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流として負荷に供給し、又は系統連係する。   Conventionally, a voltage conversion device that converts a DC voltage into an AC voltage is known. In this voltage converter, first, a DC voltage is boosted to a predetermined voltage by a boosting chopper circuit and then charged to a smoothing capacitor to obtain a DC voltage. Further, after the obtained high-voltage DC voltage is converted into an AC voltage by an inverter circuit, a high-frequency component is removed by a filter including a reactor and a capacitor, and the AC voltage is supplied to a load as 50 Hz or 60 Hz AC or linked to the system.

昇圧用チョッパ回路は、エネルギー蓄積用の直流リアクトルと昇圧用スイッチング素子で構成される。インバータ回路は、インバータスイッチング素子を４個使用したフルブリッジ構成となっている。   The step-up chopper circuit includes a DC reactor for energy storage and a step-up switching element. The inverter circuit has a full bridge configuration using four inverter switching elements.

電圧変換装置における平滑コンデンサは、高周波スイッチングによる影響を吸収するために静電容量の大きいものが使用され、装置の中では特に大きい部品であり、該平滑コンデンサを小型軽量化することが望まれている。このような背景から、平滑コンデンサの静電容量を小さくし、小型軽量化することができる電力変換装置として特許文献１に示されるものが提案されている。   The smoothing capacitor in the voltage conversion device has a large capacitance to absorb the influence of high frequency switching, and is a particularly large component in the device, and it is desired to reduce the size and weight of the smoothing capacitor. Yes. From such a background, a power conversion device disclosed in Patent Document 1 has been proposed as a power conversion device that can reduce the capacitance of a smoothing capacitor and reduce the size and weight.

特許文献１に示される電力変換装置は、中間段のコンデンサの静電容量を数百μＦ以下に設定するとともに、昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを設け、系統電圧ＶACの絶対値が入力電圧Ｖinよりも小さい期間では昇圧コンバータの出力電流が正弦二乗波になるように昇圧電流モニタで監視しなら昇圧用スイッチング素子の高周波スイッチングを制御して昇圧する。また、インバータは極性の切り替えを行い、その他の期間では昇圧コンバータの昇圧動作を停止するとともにインバータは出力電流ＩOが正弦波となるように出力電流モニタで監視しながらインバータ用スイッチング素子の高周波スイッチングを制御している。 The power conversion device disclosed in Patent Document 1 sets the capacitance of an intermediate stage capacitor to several hundred μF or less, and includes a boost current monitor for monitoring the output current of the boost converter, and the absolute value of the system voltage V AC There a smaller period than the input voltage V in steps up to control the high-frequency switching of the step-up switching element if monitored by the boost current monitor such that the output current of the boost converter is a sine-squared wave. In addition, the inverter switches the polarity, and during the other periods, the boosting operation of the boost converter is stopped, and the inverter monitors the output current I O as a sine wave while monitoring with the output current monitor while switching the inverter switching element at high frequency. Is controlling.

特開２０００−１５２６５１号公報JP 2000-152651 A

ところで、一般の電力変換装置は、直流電源からの入力電圧を交流電圧に変換する際に、昇圧チョッパ回路及びインバータ回路のスイッチング素子を高周波リップルを考慮した平滑コンデンサを選定する必要がある。特に、交流１００Ｖ又は２００Ｖ系に対して系統連係する場合には、系統に影響を与えないように高リップル電流を除去する能力を有している必要があることから、平滑コンデンサが大型且つ高価となる。   By the way, when converting an input voltage from a DC power source into an AC voltage, a general power converter needs to select a smoothing capacitor in consideration of high-frequency ripples for the switching elements of the boost chopper circuit and the inverter circuit. In particular, when the system is linked to an AC 100V or 200V system, it is necessary to have a capability of removing a high ripple current so as not to affect the system, so that the smoothing capacitor is large and expensive. Become.

また、上記の特許文献１に係る電力変換装置では、平滑コンデンサを小型化するために、昇圧コンバータの出力電流を監視する昇圧電流モニタを追加的に設ける必要があり、コストの高騰を招く。   Further, in the power conversion device according to Patent Document 1 described above, in order to reduce the size of the smoothing capacitor, it is necessary to additionally provide a boost current monitor that monitors the output current of the boost converter, resulting in an increase in cost.

本発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、コストの高騰の要因となるような手段を追加することなく、簡便且つ低廉に平滑コンデンサを小型化することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of such problems, and a power conversion device that can easily and inexpensively reduce the size of a smoothing capacitor without adding means that causes a cost increase. The purpose is to provide.

本発明に係る電力変換装置は、チョッパ用スイッチング素子をパルス幅変調によりスイッチングさせ、直流電源から得られる入力電圧を所定電圧に変圧するチョッパ回路と、前記チョッパ回路で変圧した所定電圧を平滑化する平滑コンデンサと、フルブリッジに構成されたインバータ用スイッチング素子を、前記チョッパ用スイッチング素子と同期して相補パルス幅変調によりスイッチングさせ、前記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを有することを特徴とする。   A power converter according to the present invention switches a chopper switching element by pulse width modulation, smoothes a predetermined voltage transformed by the chopper circuit, and a chopper circuit that transforms an input voltage obtained from a DC power source to a predetermined voltage. A smoothing capacitor; and an inverter circuit configured to switch the inverter switching element configured in a full bridge by complementary pulse width modulation in synchronization with the chopper switching element and convert the DC voltage of the smoothing capacitor into an AC voltage. It is characterized by that.

これにより、チョッパ用ＰＷＭ信号とインバータ用相補ＰＷＭ信号を同期させ、インバータ回路のＵ相とＶ相とを相補ＰＷＭ駆動することで、平滑コンデンサに充電又は放電することのない状況を設け、平滑コンデンサに流れる電流を減らしてリップル電流を低減することができる。したがって、特別な部品を追加することなく静電容量及びサイズの小さい平滑コンデンサを用いることができ、電力変換装置を小型且つ低廉化することができる。   As a result, the chopper PWM signal and the inverter complementary PWM signal are synchronized, and the U-phase and V-phase of the inverter circuit are driven by complementary PWM, thereby providing a situation in which the smoothing capacitor is not charged or discharged. The ripple current can be reduced by reducing the current flowing through the. Therefore, a smoothing capacitor having a small capacitance and size can be used without adding special parts, and the power conversion device can be reduced in size and cost.

この場合、前記パルス幅変調のための第１キャリア信号及び前記相補パルス幅変調のための第２キャリア信号はそれぞれ三角波であり、前記第２キャリア信号の各最下点は、前記第１キャリア信号のいずれかの最下点と同期していてもよい。これにより、平滑コンデンサの停止モードの時間が増加し、平滑コンデンサに流れる電流をさらに減らしてリップル電流を抑制し、静電容量及びサイズを小さくすることができる。   In this case, the first carrier signal for the pulse width modulation and the second carrier signal for the complementary pulse width modulation are each a triangular wave, and the lowest point of the second carrier signal is the first carrier signal. It may be synchronized with the lowest point. Thereby, the stop mode time of the smoothing capacitor is increased, the current flowing through the smoothing capacitor is further reduced to suppress the ripple current, and the capacitance and size can be reduced.

また、前記第１キャリア信号は、前記第２キャリア信号の２倍の周波数としてもよい。   The first carrier signal may have a frequency twice that of the second carrier signal.

本発明に係る電力変換装置によれば、チョッパ用ＰＷＭ信号とインバータ用相補ＰＷＭ信号を同期させ、インバータ回路のＵ相とＶ相とを相補ＰＷＭ駆動することで、平滑コンデンサに充電又は放電することのない状況を設け、平滑コンデンサに流れる電流を減らしてリップル電流を低減することができる。したがって、特別な部品を追加することなく静電容量及びサイズの小さい平滑コンデンサを用いることができ、電力変換装置を小型、軽量且つ低廉化することができる。   According to the power conversion device of the present invention, the chopper PWM signal and the inverter complementary PWM signal are synchronized, and the U phase and the V phase of the inverter circuit are driven by complementary PWM to charge or discharge the smoothing capacitor. It is possible to reduce the ripple current by reducing the current flowing through the smoothing capacitor. Therefore, a smoothing capacitor having a small capacitance and size can be used without adding special parts, and the power converter can be reduced in size, weight and cost.

以下、本発明に係る電力変換装置について実施の形態を挙げ、添付の図１〜図１５を参照しながら説明する。   Hereinafter, an embodiment of the power conversion device according to the present invention will be described with reference to FIGS.

図１に示すように、本実施の形態に係る電力変換装置１０は、太陽電池１２から得られる直流電圧を昇圧変換及び交流変換して交流電圧（例えば、１００Ｖ、５０Ｈｚ）を生成し、負荷１４に供給するものである。電力変換装置１０は、チョッパ用スイッチング素子１６をパルス幅変調によりスイッチングさせ、太陽電池１２から得られる入力電圧を所定電圧に昇圧（変圧）するチョッパ回路１８と、昇圧した電圧を平滑化する平滑コンデンサ２０と、フルブリッジ（Ｈブリッジとも呼ばれる。）に構成されたインバータ用スイッチング素子を、チョッパ用スイッチング素子１６と同期して相補パルス幅変調によりスイッチングさせ、平滑コンデンサ２０の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路２２と、該インバータ回路２２から得られる交流電圧における高周波成分を除去するフィルタ２４とを有する。   As shown in FIG. 1, the power conversion device 10 according to the present embodiment generates an AC voltage (for example, 100 V, 50 Hz) by performing step-up conversion and AC conversion on a DC voltage obtained from the solar cell 12, and loads 14 To supply. The power conversion device 10 switches the chopper switching element 16 by pulse width modulation, boosts (transforms) the input voltage obtained from the solar cell 12 to a predetermined voltage, and a smoothing capacitor that smoothes the boosted voltage. 20 and a switching element for an inverter configured as a full bridge (also referred to as an H bridge) are switched by complementary pulse width modulation in synchronization with the chopper switching element 16 to convert the DC voltage of the smoothing capacitor 20 into an AC voltage. And an inverter circuit 22 for removing the high-frequency component in the AC voltage obtained from the inverter circuit 22.

チョッパ回路１８は、チョッパ用スイッチング素子１６の他に、入力部のプラスラインｐとマイナスラインｎとの間に設けられたコンデンサ２６と、該コンデンサ２６よりも下流側のプラスラインｐに直列に設けられたコイル２８及びダイオード３０とを有する。チョッパ用スイッチング素子１６は、プラスラインｐにおけるコイル２８とダイオード３０との間の部分と、マイナスラインｎとの間に設けられており、コレクタがプラスラインｐ側、エミッタがマイナスラインｎ側に接続されている。   In addition to the chopper switching element 16, the chopper circuit 18 is provided in series with a capacitor 26 provided between the plus line p and the minus line n of the input section, and a plus line p downstream of the capacitor 26. A coil 28 and a diode 30. The chopper switching element 16 is provided between the portion of the plus line p between the coil 28 and the diode 30 and the minus line n. The collector is connected to the plus line p side and the emitter is connected to the minus line n side. Has been.

インバータ回路２２は、フルブリッジを構成しており、プラスラインｐとマイナスラインｎとの間にＵ相ライン３２及びＶ相ライン３４が設けられている。Ｕ相ライン３２には、直列接続された第１Ｕ相アーム３２ａ及び第２Ｕ相アーム３２ｂが設けられている。Ｖ相ライン３４には、直列接続された第１Ｖ相アーム３４ａ及び第２Ｖ相アーム３４ｂが設けられている。第１Ｕ相アーム３２ａと第１Ｖ相アーム３４ａの各コレクタは、プラスラインｐに接続されている。第１Ｕ相アーム３２ｂと第２Ｖ相アーム３４ｂの各エミッタはマイナスラインｎに接続されている。第１Ｕ相アーム３２ａのエミッタは第２Ｕ相アーム３２ｂのコレクタに接続されているとともに、第１交流ライン４０ａとしてフィルタ２４に接続されている。第１Ｖ相アーム３４ａのエミッタは第２Ｖ相アーム３４ｂのコレクタに接続されているとともに、第２交流ライン４０ｂとしてフィルタ２４に接続されている。   The inverter circuit 22 forms a full bridge, and a U-phase line 32 and a V-phase line 34 are provided between the plus line p and the minus line n. The U-phase line 32 is provided with a first U-phase arm 32a and a second U-phase arm 32b connected in series. The V-phase line 34 is provided with a first V-phase arm 34a and a second V-phase arm 34b connected in series. Each collector of the first U-phase arm 32a and the first V-phase arm 34a is connected to the plus line p. The emitters of the first U-phase arm 32b and the second V-phase arm 34b are connected to the minus line n. The emitter of the first U-phase arm 32a is connected to the collector of the second U-phase arm 32b, and is connected to the filter 24 as a first AC line 40a. The emitter of the first V-phase arm 34a is connected to the collector of the second V-phase arm 34b, and is connected to the filter 24 as a second AC line 40b.

チョッパ用スイッチング素子１６、第１Ｕ相アーム３２ａ、第２Ｕ相アーム３２ｂ、第１Ｖ相アーム３４ａ及び第２Ｖ相アーム３４ｂはそれぞれトランジスタで構成されている。また、トランジスタ以外に、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)又はサイリスタ等を用いることができる。各スイッチング素子には保護用ダイオード４１が設けられている。保護用ダイオード４１は、電流還流の用途にも作用する。   The chopper switching element 16, the first U-phase arm 32a, the second U-phase arm 32b, the first V-phase arm 34a, and the second V-phase arm 34b are each composed of a transistor. In addition to the transistor, an FET (Field Effect Transistor), an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a thyristor, or the like can be used. Each switching element is provided with a protective diode 41. The protective diode 41 also functions for current reflux.

フィルタ２４は、第１交流ライン４０ａと第２交流ライン４０ｂに設けられたリアクトル４２と、該リアクトル４２の下流側で第１交流ライン４０ａと第２交流ライン４０ｂとの間に設けられたコンデンサ４４とを有する。第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは、外部の負荷１４に接続されて交流電力を供給し、又は系統連係することができる。   The filter 24 includes a reactor 42 provided in the first AC line 40a and the second AC line 40b, and a capacitor 44 provided between the first AC line 40a and the second AC line 40b on the downstream side of the reactor 42. And have. The first AC line 40a and the second AC line 40b can be connected to an external load 14 to supply AC power or be linked to the system.

平滑コンデンサ２０は、チョッパ回路１８とインバータ回路２２との間におけるプラスラインｐとマイナスラインｎとの間に設けられている。後述するように、電力変換装置１０は高周波のリップルを少なくすることができるため、平滑コンデンサ２０は静電容量及びサイズの小さいもので足りる。   The smoothing capacitor 20 is provided between the plus line p and the minus line n between the chopper circuit 18 and the inverter circuit 22. As will be described later, since the power conversion device 10 can reduce high-frequency ripples, the smoothing capacitor 20 may be small in capacitance and size.

チョッパ用スイッチング素子１６、第１Ｕ相アーム３２ａ、第２Ｕ相アーム３２ｂ、第１Ｖ相アーム３４ａ及び第２Ｖ相アーム３４ｂの各ベースはコントローラ５０に接続されており、各ベースにＨｉｇｈ信号が供給されているときにはオンとなり、Ｌｏｗ信号が供給されているときにはオフとなる。   The bases of the chopper switching element 16, the first U-phase arm 32a, the second U-phase arm 32b, the first V-phase arm 34a and the second V-phase arm 34b are connected to the controller 50, and a high signal is supplied to each base. It is turned on when the signal is on and turned off when the Low signal is supplied.

チョッパ用スイッチング素子１６がオフであるときには、太陽電池１２から供給されてチョッパ回路１８で昇圧された電圧が平滑コンデンサ２０に充電され、又は、インバータ回路２２に供給される。このように、チョッパ用スイッチング素子１６がオフである状態をＡモードと呼ぶことにする。一方、チョッパ用スイッチング素子１６がオンであるときには、太陽電池１２から供給される直流電圧はチョッパ用スイッチング素子１６を通って還流することになり、平滑コンデンサ２０やインバータ回路２２には供給されない。このように、チョッパ用スイッチング素子１６がオンである状態をＢモードと呼ぶことにする。   When the chopper switching element 16 is off, the voltage supplied from the solar cell 12 and boosted by the chopper circuit 18 is charged to the smoothing capacitor 20 or supplied to the inverter circuit 22. A state in which the chopper switching element 16 is off is referred to as an A mode. On the other hand, when the chopper switching element 16 is on, the DC voltage supplied from the solar cell 12 flows back through the chopper switching element 16 and is not supplied to the smoothing capacitor 20 or the inverter circuit 22. A state in which the chopper switching element 16 is turned on is referred to as a B mode.

インバータ回路２２は、コントローラ５０の相補ＰＷＭによって４つの状態に分けて制御がなされる。第１には、第１Ｕ相アーム３２ａと第２Ｖ相アーム３４ｂがオンで、第２Ｕ相アーム３２ｂと第１Ｖ相アーム３４ａがオフの状態で、プラスラインｐから第１Ｕ相アーム３２ａ、第１交流ライン４０ａ、負荷１４、第２交流ライン４０ｂ、第２Ｖ相アーム３４ｂ及びマイナスラインｎの順（以下、正方向と呼ぶ。）に電流が流れる状態である。このような状態を第１サブモードと呼び、以下の図で対応する区間には「［１］」を付する（図３参照）。   The inverter circuit 22 is controlled in four states by the complementary PWM of the controller 50. First, the first U-phase arm 32a and the second V-phase arm 34b are turned on, the second U-phase arm 32b and the first V-phase arm 34a are turned off, and the first U-phase arm 32a and the first alternating current from the plus line p. The current flows in the order of the line 40a, the load 14, the second AC line 40b, the second V-phase arm 34b, and the minus line n (hereinafter referred to as the positive direction). Such a state is called a first sub-mode, and “[1]” is added to the corresponding section in the following figure (see FIG. 3).

第２には、第１Ｕ相アーム３２ａと第２Ｖ相アーム３４ｂがオフで、第２Ｕ相アーム３２ｂと第１Ｖ相アーム３４ａがオンの状態で、プラスラインｐから第１Ｖ相アーム３４ａ、第２交流ライン４０ｂ、負荷１４、第１交流ライン４０ａ、第２Ｕ相アーム３２ｂ及びマイナスラインｎの順（以下、逆方向と呼ぶ。）に電流が流れる状態である。このような状態を第２サブモードと呼び、以下の図で対応する区間には「［２］」を付する（図１２参照）。   Secondly, the first U-phase arm 32a and the second V-phase arm 34b are off, the second U-phase arm 32b and the first V-phase arm 34a are on, and the first V-phase arm 34a and the second alternating current from the plus line p. A current flows in the order of the line 40b, the load 14, the first AC line 40a, the second U-phase arm 32b, and the negative line n (hereinafter referred to as the reverse direction). Such a state is called a second sub-mode, and “[2]” is added to the corresponding section in the following figure (see FIG. 12).

第３には、第１Ｕ相アーム３２ａと第１Ｖ相アーム３４ａがオンで、第２Ｕ相アーム３２ｂと第２Ｖ相アーム３４ｂがオフの状態で、プラスラインｐが第１Ｕ相アーム３２ａと第１Ｖ相アーム３４ａを介して第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに接続されている状態である。このような状態を第３サブモードと呼び、以下の図で対応する区間には「［３］」を付する（図３参照）。   Third, the first U-phase arm 32a and the first V-phase arm 34a are on, the second U-phase arm 32b and the second V-phase arm 34b are off, and the plus line p is the first U-phase arm 32a and the first V-phase. In this state, the arm 34a is connected to the first AC line 40a and the second AC line 40b. Such a state is called a third sub-mode, and “[3]” is added to the corresponding section in the following figure (see FIG. 3).

第４には、第１Ｕ相アーム３２ａと第１Ｖ相アーム３４ａがオフで、第２Ｕ相アーム３２ｂと第２Ｖ相アーム３４ｂがオンの状態で、マイナスラインｎが第２Ｕ相アーム３２ｂと第２Ｖ相アーム３４ｂを介して第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに接続されている状態である。このような状態を第４サブモードと呼び、以下の図で対応する区間には「［４］」を付する（図３参照）。   Fourth, the first U-phase arm 32a and the first V-phase arm 34a are off, the second U-phase arm 32b and the second V-phase arm 34b are on, and the minus line n is the second U-phase arm 32b and the second V-phase. It is in a state where it is connected to the first AC line 40a and the second AC line 40b via the arm 34b. Such a state is referred to as a fourth sub-mode, and “[4]” is added to the corresponding section in the following figure (see FIG. 3).

図２に示すように、コントローラ５０は、発振器５２と、該発振器５２の信号に基づいて第１三角波（第１キャリア信号）５４（図３参照）を生成する第１三角波生成部５６と、発振器５２の信号に基づいて第２三角波（第２キャリア信号）５８（図３参照）を生成する第２三角波生成部６０と、第１三角波５４に対する比較基準値となるチョッパ指令値６２を生成するチョッパ指令値生成部６４と、第１三角波５４とチョッパ指令値６２との比較結果に基づいてチョッパ用スイッチング素子１６を駆動する第１コンパレータ６６とを有する。   As shown in FIG. 2, the controller 50 includes an oscillator 52, a first triangular wave generator 56 that generates a first triangular wave (first carrier signal) 54 (see FIG. 3) based on a signal from the oscillator 52, and an oscillator A second triangular wave generating unit 60 that generates a second triangular wave (second carrier signal) 58 (see FIG. 3) based on the signal 52 and a chopper that generates a chopper command value 62 that serves as a comparison reference value for the first triangular wave 54. A command value generation unit 64 and a first comparator 66 that drives the chopper switching element 16 based on a comparison result between the first triangular wave 54 and the chopper command value 62 are included.

第１三角波生成部５６と第２三角波生成部６０は１つの発振器５２に基づく処理をするとともに相互接続されており、生成される第１三角波５４は第２三角波５８の２倍の周波数に設定され、且つ同期が保たれている。具体的には、図３に示すように、第１三角波５４の１つおきの最下点１００の時刻は、第２三角波５８の最下点１０２の時刻と一致し、第１三角波５４のその他の１つおきの最下点１０４の時刻は、第２三角波５８の最上点１０６の時刻と一致する。以下、このような関係を谷同期と呼ぶことにする。第１三角波５４の周波数は第１三角波生成部５６の作用下に変更可能である。第１三角波５４の周波数は、第２三角波５８の周波数の整数倍に設定変更可能（又は、第２三角波５８の周波数は、第１三角波５４の周波数の整数分の１に設定変更可能）であり、例えば、１倍、３倍又は４倍等に変更可能である。また、第１三角波５４と第２三角波５８との同期位置は変更可能である。チョッパ指令値６２の大きさはチョッパ指令値生成部６４の作用下に変更可能である。   The first triangular wave generation unit 56 and the second triangular wave generation unit 60 perform processing based on one oscillator 52 and are connected to each other. The generated first triangular wave 54 is set to a frequency twice that of the second triangular wave 58. And synchronization is maintained. Specifically, as shown in FIG. 3, the time of every other lowest point 100 of the first triangular wave 54 coincides with the time of the lowest point 102 of the second triangular wave 58, and the other of the first triangular wave 54. The time of every other lowest point 104 of the second time coincides with the time of the highest point 106 of the second triangular wave 58. Hereinafter, such a relationship is referred to as valley synchronization. The frequency of the first triangular wave 54 can be changed under the action of the first triangular wave generator 56. The frequency of the first triangular wave 54 can be set and changed to an integer multiple of the frequency of the second triangular wave 58 (or the frequency of the second triangular wave 58 can be changed and set to 1 / integer of the frequency of the first triangular wave 54). For example, it can be changed to 1 time, 3 times, 4 times, or the like. Further, the synchronization position of the first triangular wave 54 and the second triangular wave 58 can be changed. The size of the chopper command value 62 can be changed under the action of the chopper command value generation unit 64.

図２に戻り、コントローラ５０は、第２三角波５８に対してプラス側の比較基準値となるプラス指令値６８を生成するアーム指令値生成部７０と、プラス指令値６８の極性を反転させてマイナス指令値７２を生成する反転部７４と、第２三角波５８とプラス指令値６８との比較結果に基づいて第１Ｕ相アーム３２ａを駆動する第２コンパレータ７６と、第２三角波５８とマイナス指令値７２との比較結果に基づいて第１Ｖ相アーム３４ａを駆動する第３コンパレータ７８とを有する。   Returning to FIG. 2, the controller 50 reverses the polarity of the plus command value 68 to the minus command value 68, which generates a plus command value 68 that is a comparison reference value on the plus side with respect to the second triangular wave 58. An inversion unit 74 that generates a command value 72, a second comparator 76 that drives the first U-phase arm 32 a based on a comparison result between the second triangular wave 58 and the positive command value 68, a second triangular wave 58 and a negative command value 72 And a third comparator 78 that drives the first V-phase arm 34a based on the comparison result with.

さらに、コントローラ５０は、第２コンパレータ７６の出力信号を論理反転させて第２Ｕ相アーム３２ｂを駆動する反転部８０と、第３コンパレータ７８の出力信号を論理反転させて第２Ｖ相アーム３４ｂを駆動する反転部８２とを有する。   Further, the controller 50 inverts the output signal of the second comparator 76 to drive the second U-phase arm 32b, and inverts the output signal of the third comparator 78 to drive the second V-phase arm 34b. And a reversing unit 82.

次に、このように構成される電力変換装置１０の動作について、図３〜図１５を参照しながら説明する。   Next, operation | movement of the power converter device 10 comprised in this way is demonstrated, referring FIGS. 3-15.

図３は、谷同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が第２三角波５８の最大値より僅かに小さい場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。   FIG. 3 is a time chart of each signal of the power converter 10 when the absolute values of the plus command value 68 and the minus command value 72 are slightly smaller than the maximum value of the second triangular wave 58 in valley synchronization.

図３に示すように、チョッパ用スイッチング素子１６は、第１三角波５４がチョッパ指令値６２を上回っているときにオフ（つまりＡモード）になり、下回っているときにオン（つまりＢモード）になる。第１Ｕ相アーム３２ａは、第２三角波５８がプラス指令値６８を下回っているときにオンになり、上回っているときにオフになる。第１Ｖ相アーム３４ａは、第２三角波５８がマイナス指令値７２を下回っているときにオンになり、上回っているときにオフになる。なお、図示を省略するが、第２Ｕ相アーム３２ｂは第１Ｕ相アーム３２ａと逆論理で動作し、第２Ｖ相アーム３４ｂは第１Ｖ相アーム３４ａと逆論理で動作する。   As shown in FIG. 3, the chopper switching element 16 is turned off (ie, A mode) when the first triangular wave 54 is above the chopper command value 62, and is turned on (ie, B mode) when it is below. Become. The first U-phase arm 32a is turned on when the second triangular wave 58 is below the plus command value 68, and is turned off when the second triangular wave 58 is above the plus command value 68. The first V-phase arm 34a is turned on when the second triangular wave 58 is below the negative command value 72, and is turned off when it is above the negative command value 72. Although not shown, the second U-phase arm 32b operates in reverse logic with the first U-phase arm 32a, and the second V-phase arm 34b operates in reverse logic with the first V-phase arm 34a.

このように、インバータ回路２２は、各相のアームａ、ｂが相補出力のパルス（アームｂの動作パルスは、アームａの動作パルスの逆論理であって、Ｕ相とＶ相がノンオーバラップの関係にあるパルス）により駆動されていることから相補パルス幅変調による相補ＰＷＭ駆動である。   As described above, the inverter circuit 22 is configured such that the arms a and b of each phase are complementary output pulses (the operation pulse of the arm b is an inverse logic of the operation pulse of the arm a, and the U phase and the V phase are non-overlapping. Therefore, complementary PWM driving by complementary pulse width modulation is performed.

図３中、Ａモードには「Ａ」、Ｂモードには「Ｂ」を付す（他図も同様である）。   In FIG. 3, “A” is attached to the A mode, and “B” is attached to the B mode (the same applies to other drawings).

図３に示す場合には、第３サブモード及び第４サブモードがＢモードの期間内に収まっており、Ａモードでは常に第１サブモードであり（以下、Ａ１モードとも記す。）、Ｂモードでは第１サブモード、第３サブモード及び第４サブモードになり得る（以下、対応してＢ１モード、Ｂ３モード及びＢ４モードとも記す。）。   In the case shown in FIG. 3, the third sub mode and the fourth sub mode are within the period of the B mode, and the A mode is always the first sub mode (hereinafter also referred to as the A1 mode), and the B mode. Then, it can be the first sub mode, the third sub mode, and the fourth sub mode (hereinafter also referred to as B1, B3, and B4 modes).

図４に示すように（図４中、太線は電流の流れを示す。他図も同様である。）、Ａ１モードであるときには、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された直流電圧は、平滑コンデンサ２０に充電され、又はインバータ回路２２を介して交流変換されて負荷１４に供給される。つまり、平滑コンデンサ２０の充電量が低いときには、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された直流電圧は平滑コンデンサ２０を充電するとともにインバータ回路２２に供給する。平滑コンデンサ２０の充電量が高いときには、該平滑コンデンサ２０は放電して電流をインバータ回路２２に供給する。結局、平滑コンデンサ２０は、充電量の高低に拘わらず、充電又は放電をすることから電流は０にはならない。   As shown in FIG. 4 (in FIG. 4, the thick line indicates the flow of current. The other figures are also the same). In the A1 mode, the DC voltage boosted by the boost chopper circuit 18 is applied to the smoothing capacitor 20. It is charged or AC converted via the inverter circuit 22 and supplied to the load 14. That is, when the charge amount of the smoothing capacitor 20 is low, the DC voltage boosted by the boost chopper circuit 18 charges the smoothing capacitor 20 and supplies it to the inverter circuit 22. When the amount of charge of the smoothing capacitor 20 is high, the smoothing capacitor 20 discharges and supplies current to the inverter circuit 22. Eventually, the smoothing capacitor 20 is charged or discharged regardless of the amount of charge, so that the current does not become zero.

図５に示すように、Ｂ１モードであるときには、太陽電池１２から供給される電力は全てチョッパ用スイッチング素子１６を介してマイナスラインｎに流れ込み、平滑コンデンサ２０には流れ込まない。また、平滑コンデンサ２０に充電されている電荷はインバータ回路２２を介して、第１交流ライン４０ａ、負荷１４及び第２交流ライン４０ｂへと流れる。したがって、平滑コンデンサ２０の放電をすることになり、電流は０にはならない。   As shown in FIG. 5, in the B1 mode, all the electric power supplied from the solar cell 12 flows into the minus line n via the chopper switching element 16 and does not flow into the smoothing capacitor 20. The electric charge charged in the smoothing capacitor 20 flows to the first AC line 40a, the load 14, and the second AC line 40b via the inverter circuit 22. Therefore, the smoothing capacitor 20 is discharged, and the current does not become zero.

図６に示すように、Ｂ３モードであるときには、太陽電池１２から供給される電力は全てチョッパ用スイッチング素子１６を介してマイナスラインｎに流れ込み、平滑コンデンサ２０には流れ込まない。また、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは第１Ｕ相アーム３２ａ及び第１Ｖ相アーム３４ａを介してプラスラインｐと接続される。一方、第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂはオフであることから、平滑コンデンサ２０のマイナス側及びマイナスラインｎは、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに対して遮断される。したがって、平滑コンデンサ２０は、いずれの箇所に対しても充電又は放電をすることがなく、電流が０となる。   As shown in FIG. 6, in the B3 mode, all the electric power supplied from the solar cell 12 flows into the negative line n via the chopper switching element 16 and does not flow into the smoothing capacitor 20. The first AC line 40a and the second AC line 40b are connected to the plus line p via the first U-phase arm 32a and the first V-phase arm 34a. On the other hand, since the second U-phase arm 32b and the second V-phase arm 34b are off, the minus side and the minus line n of the smoothing capacitor 20 are blocked from the first AC line 40a and the second AC line 40b. Therefore, the smoothing capacitor 20 is not charged or discharged at any location, and the current becomes zero.

図７に示すように、Ｂ４モードであるときには、太陽電池１２から供給される電力は全てチョッパ用スイッチング素子１６を介してマイナスラインｎに流れ込み、平滑コンデンサ２０には流れ込まない。また、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂを介してマイナスラインｎと接続される。一方、第１Ｕ相アーム３２ａ及び第１Ｖ相アーム３４ａはオフであることから、平滑コンデンサ２０のプラス側及びプラスラインｐは、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに対して遮断される。したがって、平滑コンデンサ２０は、いずれの箇所に対しても充電又は放電をすることがなく、電流が０となる。図６及び図７に示すＢ３モード及びＢ４モードである状態を停止モードと呼ぶことにする。なお、、図６及び図７の太線で示すように、フィルタ２４内に存在するリアクトル４２のインダクタンスにより停止モード中においても第１Ｕ相アーム３２ａ及び第２Ｖ相アーム３２ｂがオン（又は第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂがオン）となることによって、負荷１４に電流が流れる。例えば、図６において、負荷１４に関して正方向の電流が流れる場合には、プラスラインｐから第１Ｕ相アーム３２ａ、第１交流ライン４０ａ、負荷１４、第２交流ライン４０ｂ、及び第１Ｖ相アーム３４ａの保護用ダイオード４１の順に電流が流れる。図６において、負荷１４に関して逆方向の電流が流れる場合には、Ｖ相アーム３４ａと、第１Ｕ相アーム３２ａの保護用ダイオード４１を通って電流が流れる。このように、停止モードにおいても、保護用ダイオード４１の還流作用によって負荷１４に電流を流すことができる。   As shown in FIG. 7, in the B4 mode, all the electric power supplied from the solar cell 12 flows into the minus line n through the chopper switching element 16 and does not flow into the smoothing capacitor 20. The first AC line 40a and the second AC line 40b are connected to the negative line n via the second U-phase arm 32b and the second V-phase arm 34b. On the other hand, since the first U-phase arm 32a and the first V-phase arm 34a are off, the plus side of the smoothing capacitor 20 and the plus line p are blocked from the first AC line 40a and the second AC line 40b. Therefore, the smoothing capacitor 20 is not charged or discharged at any location, and the current becomes zero. The states in the B3 mode and B4 mode shown in FIGS. 6 and 7 will be referred to as a stop mode. 6 and 7, the first U-phase arm 32a and the second V-phase arm 32b are turned on (or the second U-phase arm) even in the stop mode due to the inductance of the reactor 42 present in the filter 24. As a result, the current flows through the load 14. For example, in FIG. 6, when a positive current flows with respect to the load 14, the first U-phase arm 32a, the first AC line 40a, the load 14, the second AC line 40b, and the first V-phase arm 34a from the plus line p. Current flows in the order of the protective diodes 41. In FIG. 6, when a reverse current flows with respect to the load 14, the current flows through the protection diode 41 of the V-phase arm 34a and the first U-phase arm 32a. Thus, even in the stop mode, a current can be passed through the load 14 by the reflux action of the protective diode 41.

図３に示す場合、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ａ１モード及びＢ１モードのときであり、Ｂ３モード及びＢ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図３から明らかなように、Ｂ３モード及びＢ４モードは短時間であり、平均すると負荷１４に対しては正方向で大きい電圧が印加されることになる。また、この場合、逆方向には電流は流れない。   In the case shown in FIG. 3, the positive current flows directly from the boost chopper circuit 18 and the smoothing capacitor 20 to the load 14 in the A1 mode and the B1 mode, and in the B3 mode and the B4 mode, the reactor. Only the return current due to the inductance of 42 flows. As is apparent from FIG. 3, the B3 mode and the B4 mode are short-time, and on average, a large voltage is applied to the load 14 in the positive direction. In this case, no current flows in the reverse direction.

図８は、谷同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が第２三角波５８の最大値に対して略１／２に設定された場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。図８に示す場合には、第３サブモード及び第４サブモードがＢモードの期間よりやや長く、ＡモードではＡ１モード、Ａ３モード又は第４サブモード（以下、Ａ４モードとも記す。）となり、ＢモードではＢ３モード又はＢ４モードとなる。   FIG. 8 is a time chart of each signal of the power converter 10 when the absolute values of the plus command value 68 and the minus command value 72 are set to approximately ½ of the maximum value of the second triangular wave 58 in valley synchronization. It is. In the case shown in FIG. 8, the third sub mode and the fourth sub mode are slightly longer than the period of the B mode. In the A mode, the A1 mode, the A3 mode, or the fourth sub mode (hereinafter also referred to as the A4 mode) is obtained. In B mode, it becomes B3 mode or B4 mode.

図９に示すように、Ａ３モードであるときには、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された直流電圧は、平滑コンデンサ２０に充電される。また、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは第１Ｕ相アーム３２ａ及び第１Ｖ相アーム３４ａを介してプラスラインｐと接続される。一方、第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂはオフであることから、平滑コンデンサ２０のマイナス側及びマイナスラインｎは、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに対して遮断される。したがって、平滑コンデンサ２０は、インバータ回路２２に対して放電することはなく、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された電圧から充電される。   As shown in FIG. 9, in the A3 mode, the DC voltage boosted by the boost chopper circuit 18 is charged in the smoothing capacitor 20. The first AC line 40a and the second AC line 40b are connected to the plus line p via the first U-phase arm 32a and the first V-phase arm 34a. On the other hand, since the second U-phase arm 32b and the second V-phase arm 34b are off, the minus side and the minus line n of the smoothing capacitor 20 are blocked from the first AC line 40a and the second AC line 40b. Therefore, the smoothing capacitor 20 is not discharged to the inverter circuit 22 but is charged from the voltage boosted by the boost chopper circuit 18.

図１０に示すように、Ａ４モードであるときには、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された直流電圧は、平滑コンデンサ２０に充電される。また、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂは第２Ｕ相アーム３２ｂ及び第２Ｖ相アーム３４ｂを介してマイナスラインｎと接続される。一方、第１Ｕ相アーム３２ａ及び第１Ｖ相アーム３４ａはオフであることから、平滑コンデンサ２０のプラス側及びプラスラインｐは、第１交流ライン４０ａ及び第２交流ライン４０ｂに対して遮断される。したがって、平滑コンデンサ２０は、インバータ回路２２に対して放電することはなく、昇圧チョッパ回路１８で昇圧された電圧から充電される。   As shown in FIG. 10, in the A4 mode, the DC voltage boosted by the boost chopper circuit 18 is charged in the smoothing capacitor 20. The first AC line 40a and the second AC line 40b are connected to the negative line n via the second U-phase arm 32b and the second V-phase arm 34b. On the other hand, since the first U-phase arm 32a and the first V-phase arm 34a are off, the plus side of the smoothing capacitor 20 and the plus line p are blocked from the first AC line 40a and the second AC line 40b. Therefore, the smoothing capacitor 20 is not discharged to the inverter circuit 22 but is charged from the voltage boosted by the boost chopper circuit 18.

なお、Ａ３モード及びＡ４モードの場合、前記の停止モード（図６及び図７参照）の場合と同様に、保護用ダイオード４１の還流作用によって負荷１４に電流を流すことができる。   In the A3 mode and the A4 mode, a current can be passed through the load 14 by the reflux action of the protective diode 41 as in the case of the stop mode (see FIGS. 6 and 7).

図８に示す場合、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ａ１モードのときであり、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ３モード及びＢ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図８から明らかなように、Ａ１モードの区間と、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ３モード及びＢ４モードの合計区間とは同程度の時間であり、平均すると負荷１４に対しては中程度で正方向の電圧が印加されることになる。また、この場合、逆方向には電流は流れない。   In the case shown in FIG. 8, the positive current flows directly from the boost chopper circuit 18 and the smoothing capacitor 20 to the load 14 in the A1 mode, and is in the A3 mode, A4 mode, B3 mode, and B4 mode. In this case, only the return current due to the inductance of the reactor 42 flows. As is clear from FIG. 8, the A1 mode section and the total section of the A3 mode, A4 mode, B3 mode, and B4 mode have the same amount of time. Is applied. In this case, no current flows in the reverse direction.

図１１は、谷同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が非常に小さく設定された場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。図１１に示す場合には、第３サブモード及び第４サブモードがＢモードの期間より相当に長く、ＡモードではＡ１モード、Ａ３モード又はＡ４モードとなり、ＢモードではＢ３モード又はＢ４モードとなる。この場合、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ａ１モードのときであり、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ３モード及びＢ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図１１から明らかなように、Ａ１モードの区間は短時間であり、平均すると負荷１４に対しては正方向で小さい電圧が印加されることになる。また、この場合、逆方向には電流は流れない。   FIG. 11 is a time chart of each signal of the power conversion device 10 when the absolute values of the plus command value 68 and the minus command value 72 are set to be very small in the valley synchronization. In the case shown in FIG. 11, the third sub mode and the fourth sub mode are considerably longer than the period of the B mode, the A mode is the A1 mode, the A3 mode or the A4 mode, and the B mode is the B3 mode or the B4 mode. . In this case, the positive current flows directly from the boost chopper circuit 18 and the smoothing capacitor 20 to the load 14 in the A1 mode, and in the A3 mode, A4 mode, B3 mode, and B4 mode, the reactor. Only the return current due to the inductance of 42 flows. As apparent from FIG. 11, the section of the A1 mode is a short time, and on average, a small voltage is applied to the load 14 in the positive direction. In this case, no current flows in the reverse direction.

このように、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の値を変更することにより負荷１４に対する正方向の印加電圧の大きさを調整することができる。   As described above, the magnitude of the applied voltage in the positive direction with respect to the load 14 can be adjusted by changing the values of the plus command value 68 and the minus command value 72.

また、図１２に示すように、マイナス指令値７２の方がプラス指令値６８よりも大きくなるように設定すると、第２サブモードの区間が設けられ、負荷１４に対して逆方向の電圧を印加することができる。詳細な図示を省略するが、マイナス指令値７２がプラス指令値６８よりも大きい状態で、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の値を変更することにより負荷１４に対する逆方向の印加電圧の大きさを調整することができる。   As shown in FIG. 12, when the negative command value 72 is set to be larger than the positive command value 68, a second sub-mode section is provided, and a reverse voltage is applied to the load 14. can do. Although detailed illustration is omitted, the magnitude of the applied voltage in the reverse direction with respect to the load 14 is changed by changing the values of the plus command value 68 and the minus command value 72 in a state where the minus command value 72 is larger than the plus command value 68. Can be adjusted.

したがって、負荷１４に対しては、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の値を微小時間毎に適切に変更することにより、負荷１４に対して正方向及び逆方向に任意の電圧を印加することができ、例えば、５０Ｈｚの交流を生成することができる。   Therefore, an arbitrary voltage can be applied to the load 14 in the forward and reverse directions by appropriately changing the values of the plus command value 68 and the minus command value 72 every minute time. For example, 50 Hz alternating current can be generated.

また、電力変換装置１０では、インバータ回路２２を相補ＰＷＭで駆動することによって、停止モードが設けられ、平滑コンデンサ２０を停止させる時間を確保することができる。これにより、平滑コンデンサ２０に流れる電流を減少させることができ、リップル電流を抑制することができる。結果として、平滑コンデンサ２０の静電容量及びサイズを小さく設定することができ、電力変換装置１０を小型、軽量且つ低廉化することができる。また、複雑な手順や、追加的な特別な部品は不要であって、基本的には、インバータ回路２２を相補ＰＷＭを用いて駆動するという簡便な手順だけで平滑コンデンサ２０の小型化を図ることができる。   Moreover, in the power converter device 10, the stop mode is provided by driving the inverter circuit 22 with complementary PWM, and the time for stopping the smoothing capacitor 20 can be secured. Thereby, the current flowing through the smoothing capacitor 20 can be reduced, and the ripple current can be suppressed. As a result, the capacitance and size of the smoothing capacitor 20 can be set small, and the power conversion device 10 can be reduced in size, weight, and cost. In addition, no complicated procedure or additional special parts are required, and basically the smoothing capacitor 20 can be reduced in size by a simple procedure of driving the inverter circuit 22 using complementary PWM. Can do.

ところで、従来のＰＷＭ駆動においては、フィルタ２４に対して電力供給していない期間においては、平滑コンデンサ２０に対する充電がなされており、結果として平滑コンデンサ２０は常時、充電又は放電による通電がなされていて、リップル電流が大きい。   By the way, in the conventional PWM drive, the smoothing capacitor 20 is charged during a period in which power is not supplied to the filter 24. As a result, the smoothing capacitor 20 is always energized by charging or discharging. The ripple current is large.

これに対して、電力変換装置１０においては、相補ＰＷＭを用いることにより、フィルタ２４に対して電力供給していない期間に適度な停止モードが設定され、平滑コンデンサ２０を充電又は放電がなされない状態とすることができる。これによりリップル電流が抑制され、静電容量を小さく設定することができる。また、停止モードは、相補ＰＷＭを用いることによって簡便に設定され、従来のＰＷＭ駆動に基づく装置に対して駆動信号を変更するだけで実現が可能であって、コストの高騰を招くような特別な部品は不要である。   On the other hand, in the power converter 10, by using complementary PWM, an appropriate stop mode is set during a period when power is not supplied to the filter 24, and the smoothing capacitor 20 is not charged or discharged. It can be. Thereby, the ripple current is suppressed, and the capacitance can be set small. In addition, the stop mode is simply set by using complementary PWM, and can be realized only by changing the drive signal with respect to a device based on the conventional PWM drive. No parts are required.

次に、第１三角波５４の周波数を第２三角波５８の周波数の２倍に設定し（つまり、上記の例の場合）、電力変換装置１０において発生する高周波のリップル電流の大きさをシミュレーションにより検証したところ、３．６３［Ａｒｍｓ］であった。これに対して、第１三角波５４の周波数を第２三角波５８の周波数と等しく設定した場合、及び３倍に設定した場合には、発生する高周波のリップル電流は、シミュレーションによると１０．６［Ａｒｍｓ］及び７．９［Ａｒｍｓ］であった。   Next, the frequency of the first triangular wave 54 is set to twice the frequency of the second triangular wave 58 (that is, in the case of the above example), and the magnitude of the high-frequency ripple current generated in the power converter 10 is verified by simulation. As a result, it was 3.63 [Arms]. On the other hand, when the frequency of the first triangular wave 54 is set equal to the frequency of the second triangular wave 58, and when the frequency is set to three times, the generated high-frequency ripple current is 10.6 [Arms according to the simulation. ] And 7.9 [Arms].

平滑コンデンサ２０の選定にあたっては、特に高周波のリップルの大きさを重視して静電容量を決定することから、シミュレーションによれば、第１三角波５４の周波数は第２三角波５８の周波数の２倍に設定することが好ましいことが分かる。なお、シミュレーションでは、第２三角波５８の各最下点１０２は、第１三角波５４のいずれかの最下点１００と同期している状態（つまり谷同期）で、第１三角波５４の周波数におけるリップル電流の大きさで比較を行った。   In selecting the smoothing capacitor 20, the capacitance is determined with particular emphasis on the magnitude of the high-frequency ripple. Therefore, according to the simulation, the frequency of the first triangular wave 54 is twice the frequency of the second triangular wave 58. It can be seen that setting is preferable. In the simulation, each bottom point 102 of the second triangular wave 58 is synchronized with any one of the bottom points 100 of the first triangular wave 54 (that is, valley synchronization), and the ripple at the frequency of the first triangular wave 54 is detected. Comparison was made by the magnitude of the current.

次に、上記の谷同期によるインバータ回路２２の制御との対比のため、山同期によるインバータ回路２２の制御について説明する。山同期とは、図１３に示すように、第１三角波５４の１つおきの最上点１１０の時刻が、第２三角波５８の最下点１０２の時刻と一致し、第１三角波５４のその他の１つおきの最上点１１４の時刻が、第２三角波５８の最上点１０６の時刻と一致する状態である。   Next, control of the inverter circuit 22 by peak synchronization will be described for comparison with the control of the inverter circuit 22 by valley synchronization. As shown in FIG. 13, mountain synchronization means that the time of every other uppermost point 110 of the first triangular wave 54 coincides with the time of the lowest point 102 of the second triangular wave 58, and the other of the first triangular wave 54 The time of every other top point 114 coincides with the time of the top point 106 of the second triangular wave 58.

図１３は、山同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が第２三角波５８の最大値より僅かに小さい場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。この場合には、Ａ１モード、Ａ３モード、Ａ４モード及びＢ１モードが存在する。このうち、Ａ１モード及びＢ１モードが負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電圧を印加する区間であって、これらの区間の時間は長いため、平均すると負荷１４に対しては正方向で大きい電圧が印加されることになる。この場合、停止モード（Ｂ３モード又はＢ４モード）は存在せず、平滑コンデンサ２０は常に通電又は放電をしている。   FIG. 13 is a time chart of each signal of the power converter 10 when the absolute values of the plus command value 68 and the minus command value 72 are slightly smaller than the maximum value of the second triangular wave 58 in the mountain synchronization. In this case, there are A1, A3, A4 and B1 modes. Among these, the A1 mode and the B1 mode are sections in which the voltage in the positive direction is directly applied to the load 14 from the boost chopper circuit 18 and the smoothing capacitor 20, and the time of these sections is long. For 14, a large voltage is applied in the positive direction. In this case, there is no stop mode (B3 mode or B4 mode), and the smoothing capacitor 20 is always energized or discharged.

図１４は、山同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が第２三角波５８の最大値に対して略１／２に設定された場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。この場合には、Ａ１モード、Ａ３モード、Ａ４モード及びＢ１モードが存在する。このうち、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ａ１モード及びＢ１モードのときであり、Ａ３モード及びＡ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図１４から明らかなように、Ａ１モード及びＢ１モードの合計区間と、Ａ３モード及びＡ４モードの合計区間とは同程度の時間であり、平均すると負荷１４に対しては中程度で正方向の電圧が印加されることになる。この場合、停止モード（Ｂ３モード又はＢ４モード）は存在せず、平滑コンデンサ２０は常に通電又は放電をしている。   FIG. 14 is a time chart of each signal of the power conversion device 10 when the absolute values of the plus command value 68 and the minus command value 72 are set to approximately ½ of the maximum value of the second triangular wave 58 in the mountain synchronization. It is. In this case, there are A1, A3, A4 and B1 modes. Among these, positive current flows directly from the boost chopper circuit 18 and the smoothing capacitor 20 to the load 14 in the A1 mode and B1 mode, and in the A3 mode and A4 mode, the inductance of the reactor 42 Only the reflux current due to. As apparent from FIG. 14, the total interval of the A1 mode and the B1 mode and the total interval of the A3 mode and the A4 mode are approximately the same time. Will be applied. In this case, there is no stop mode (B3 mode or B4 mode), and the smoothing capacitor 20 is always energized or discharged.

図１５は、山同期でプラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が非常に小さく設定された場合における電力変換装置１０の各信号のタイムチャートである。この場合には、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ１モード、Ｂ３モード及びＢ４モードが存在する。この場合、負荷１４に対して昇圧チョッパ回路１８及び平滑コンデンサ２０から直接的に正方向の電流が流れるのは、Ｂ１モードのときであり、Ａ３モード、Ａ４モード、Ｂ３モード及びＢ４モードのときにはリアクトル４２のインダクタンスによる還流電流しか流れない。図１５から明らかなように、Ｂ１モードは短時間であり、平均すると負荷１４に対しては正方向で小さい電圧が印加されることになる。この場合、停止モード（Ｂ３モード又はＢ４モード）の区間が存在するため、該区間では平滑コンデンサ２０は停止している。なお、図示を省略するが、谷同期の場合と同様に山同期の場合にも、マイナス指令値７２をプラス指令値６８よりも大きく設定することにより、負荷１４に対して逆方向の電圧を印加することができ、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の値を調整することにより交流電圧を発生させることができる。   FIG. 15 is a time chart of each signal of the power converter 10 when the absolute values of the plus command value 68 and the minus command value 72 are set to be very small in the mountain synchronization. In this case, there are A3 mode, A4 mode, B1 mode, B3 mode, and B4 mode. In this case, the positive current flows directly from the boost chopper circuit 18 and the smoothing capacitor 20 to the load 14 in the B1 mode, and in the A3 mode, A4 mode, B3 mode, and B4 mode, the reactor. Only the return current due to the inductance of 42 flows. As is apparent from FIG. 15, the B1 mode is a short time, and on average, a small voltage is applied to the load 14 in the positive direction. In this case, since there is a section of the stop mode (B3 mode or B4 mode), the smoothing capacitor 20 is stopped in the section. Although not shown in the figure, in the case of peak synchronization as in the case of valley synchronization, a reverse voltage is applied to the load 14 by setting the negative command value 72 to be larger than the positive command value 68. The AC voltage can be generated by adjusting the values of the plus command value 68 and the minus command value 72.

次に、山同期であって、第１三角波５４の周波数が第２三角波５８の２倍に設定されている場合について、電力変換装置１０において発生する高周波のリップル電流の大きさをシミュレーションにより検証したところ、２０．３［Ａｒｍｓ］であった。前記のとおり、谷同期における同条件下のシミュレーション値は３．６３［Ａｒｍｓ］であることから、山同期よりも谷同期の方が高周波のリップル電流は小さくなることが確認できる。   Next, in the case of mountain synchronization, where the frequency of the first triangular wave 54 is set to be twice that of the second triangular wave 58, the magnitude of the high-frequency ripple current generated in the power converter 10 was verified by simulation. However, it was 20.3 [Arms]. As described above, since the simulation value under the same condition in the valley synchronization is 3.63 [Arms], it can be confirmed that the high-frequency ripple current is smaller in the valley synchronization than in the mountain synchronization.

これは、山同期の場合、停止モードが得られるのが、プラス指令値６８及びマイナス指令値７２の絶対値が非常に小さく設定される場合（図１５参照）に限られ、その区間も短く、谷同期のように停止モードを適度に長時間得られないことによると考えられる。つまり、山同期の場合、谷同期のように停止モード時における平滑コンデンサ２０の停止時間を十分に確保できていないのである。ただし、山同期であっても、停止モードはある程度設けられているため、従来の単純なＰＷＭ駆動による場合と比較すると、高周波リップル電流は抑制されると考えられ、平滑コンデンサ２０を小型化することができる。   This is because, in the case of mountain synchronization, the stop mode is obtained only when the absolute values of the plus command value 68 and the minus command value 72 are set to be very small (see FIG. 15). This is thought to be because the stop mode cannot be obtained for a reasonably long time like valley synchronization. That is, in the case of mountain synchronization, the stop time of the smoothing capacitor 20 in the stop mode cannot be sufficiently secured as in the valley synchronization. However, even in the case of mountain synchronization, since the stop mode is provided to some extent, it is considered that the high-frequency ripple current is suppressed as compared with the conventional simple PWM drive, and the smoothing capacitor 20 is downsized. Can do.

電力変換装置１０に適用される直流電源は、太陽電池１２に限らず、例えば燃料電池等でもよい。   The direct current power source applied to the power conversion device 10 is not limited to the solar cell 12 and may be a fuel cell, for example.

本発明に係る電力変換装置は、上述の実施の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。   The power conversion device according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, but can of course adopt various configurations without departing from the gist of the present invention.

本実施の形態に係る電力変換装置のブロック構成図である。It is a block block diagram of the power converter device which concerns on this Embodiment. コントローラのブロック構成図である。It is a block block diagram of a controller. 谷同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が第２三角波の最大値よりやや小さい場合の各信号のタイムチャートである。It is a time chart of each signal when the plus command value is larger than the minus command value and the absolute values of the plus command value and the minus command value are slightly smaller than the maximum value of the second triangular wave in valley synchronization. Ａ１モードにおける電流の流れを示す図である。It is a figure which shows the flow of the electric current in A1 mode. Ｂ１モードにおける電流の流れを示す図である。It is a figure which shows the flow of the electric current in B1 mode. Ｂ３モードにおける電流の流れを示す図である。It is a figure which shows the flow of the electric current in B3 mode. Ｂ４モードにおける電流の流れを示す図である。It is a figure which shows the flow of the electric current in B4 mode. 谷同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が第２三角波の略１／２の場合の各信号のタイムチャートである。It is a time chart of each signal when the plus command value is larger than the minus command value and the absolute value of the plus command value and the minus command value is approximately ½ of the second triangular wave in valley synchronization. Ａ３モードにおける電流の流れを示す図である。It is a figure which shows the flow of the electric current in A3 mode. Ａ４モードにおける電流の流れを示す図である。It is a figure which shows the flow of the electric current in A4 mode. 谷同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が非常に小さい場合の各信号のタイムチャートである。It is a time chart of each signal when the plus command value is larger than the minus command value and the absolute values of the plus command value and the minus command value are very small in valley synchronization. 谷同期で、マイナス指令値がプラス指令値より大きい場合の各信号のタイムチャートである。It is a time chart of each signal when a minus command value is larger than a plus command value in valley synchronization. 山同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が第２三角波の最大値よりやや小さい場合の各信号のタイムチャートである。It is a time chart of each signal when the plus command value is larger than the minus command value and the absolute values of the plus command value and the minus command value are slightly smaller than the maximum value of the second triangular wave in mountain synchronization. 山同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が第２三角波の略１／２の場合の各信号のタイムチャートである。It is a time chart of each signal when the plus command value is larger than the minus command value and the absolute values of the plus command value and the minus command value are approximately ½ of the second triangular wave in mountain synchronization. 山同期で、プラス指令値がマイナス指令値より大きく、且つプラス指令値及びマイナス指令値の絶対値が非常に小さい場合の各信号のタイムチャートである。It is a time chart of each signal when the plus command value is larger than the minus command value and the absolute values of the plus command value and the minus command value are very small in mountain synchronization.

符号の説明Explanation of symbols

１０…電力変換装置 １２…太陽電池
１４…負荷 １６…チョッパ用スイッチング素子
１８…チョッパ回路 ２０…平滑コンデンサ
２２…インバータ回路 ２４…フィルタ
３２ａ、３２ｂ、３４ａ、３４ｂ…アーム
４０ａ、４０ｂ…交流ライン ５０…コントローラ
５４…第１三角波 ５８…第２三角波
１００、１０２、１０４…最下点 １０６、１１０、１１４…最上点 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Power converter 12 ... Solar cell 14 ... Load 16 ... Switching element 18 for choppers ... Chopper circuit 20 ... Smoothing capacitor 22 ... Inverter circuit 24 ... Filters 32a, 32b, 34a, 34b ... Arms 40a, 40b ... AC line 50 ... Controller 54 ... 1st triangular wave 58 ... 2nd triangular wave 100, 102, 104 ... Bottom point 106, 110, 114 ... Top point

Claims (3)

チョッパ用スイッチング素子をパルス幅変調によりスイッチングさせ、直流電源から得られる入力電圧を所定電圧に変圧するチョッパ回路と、
前記チョッパ回路で変圧した所定電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
フルブリッジに構成されたインバータ用スイッチング素子を、前記チョッパ用スイッチング素子と同期して相補パルス幅変調によりスイッチングさせ、前記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
を有することを特徴とする電力変換装置。 A chopper circuit that switches a chopper switching element by pulse width modulation and transforms an input voltage obtained from a DC power source to a predetermined voltage;
A smoothing capacitor for smoothing a predetermined voltage transformed by the chopper circuit;
An inverter circuit configured to switch an inverter switching element configured in a full bridge by complementary pulse width modulation in synchronization with the chopper switching element, and to convert a DC voltage of the smoothing capacitor into an AC voltage;
The power converter characterized by having. 請求項１記載の電力変換装置において、
前記パルス幅変調のための第１キャリア信号及び前記相補パルス幅変調のための第２キャリア信号はそれぞれ三角波であり、前記第２キャリア信号の各最下点は、前記第１キャリア信号のいずれかの最下点と同期していることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The first carrier signal for the pulse width modulation and the second carrier signal for the complementary pulse width modulation are each a triangular wave, and the lowest point of the second carrier signal is one of the first carrier signals. The power converter characterized by synchronizing with the lowest point of. 請求項１記載の電力変換装置において、
前記第１キャリア信号は、前記第２キャリア信号の２倍の周波数であることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The power conversion device according to claim 1, wherein the first carrier signal has a frequency twice that of the second carrier signal.
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