JP2007221329A - 周波数分割多重送受信装置及び送受信方法 - Google Patents

Abstract

【目的】IFDMA変調方式における送信信号のPAPRを削減することである。
【構成】移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、π/4連続位相回転部は送信シンボル列のシンボルにシンボル毎に0、π/4、2π/4、3π/4、….とπ/4づつ増加する位相回転を施し、シンボル繰り返し・並び替え部は、位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを元の送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、位相回転部は並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、送信部は該位相回転されたシンボルを送信する。
【選択図】図２

Description

本発明は、移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送受信する周波数分割多重送受信装置及び送受信方法に係わり、特に送信シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施して送信する周波数分割多重送受信装置及び送受信方法に関する。

直接拡散符号分割多元接続DS-CDMA(Direct Sequence-Code Division Multiple Access)は、狭帯域の送信信号に拡散符号を乗算することにより、該送信信号を広帯域に拡散して伝送する。かかるDS-CDMAにおいて、各移動局が拡散率SFの拡散符号を送信信号に乗算して伝送すると情報伝送速度は１/SFになる。このため、TDMAと同等の周波数利用効率を実現するために、DS-CDMAではSF個分の移動局の信号を収容する必要がある。しかし、実際の上りリンクにおける無線伝搬環境では各移動局から基地局までの伝搬条件の相違、例えば、伝播遅延時間や伝播路変動の相違に起因して、各移動局からの信号が相互に干渉し合うマルチアクセス干渉MAI(Multiple Access Interference)の影響が支配的になり、周波数利用率が低減する。
このため、次世代移動通信方式において、MAIの影響を低減できる無線変調方式としてIFDMA（Interleaved Frequency Division Multiple Access）が検討されている(特許文献1及び非特許文献１参照)。このIFDMA変調方式は、移動局固有の速度で変化する位相を送信信号に乗算して伝送することにより、各移動局からの信号が周波数軸上で相互に重なり合わない様に配置してMAIを低減する。

図18はIFDMA変調方式を採用した移動局の構成図、図19はIFDMAシンボルの説明図である。チャネル符号化部1aは、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部1bはチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。IFDMAにおける1フレーム期間に送信するシンボルをIFDMAシンボルと称し、１つのIFDMAシンボルは図19(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1,S2,S3 (図ではQ=4)で構成されている。
シンボル繰り返し・並び替え部1cは、IFDMAシンボルを構成する4個のシンボルS0,S1,S2,S3の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列にする(図19(b))。シンボル繰り返し周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。位相回転部1dは、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施し(図19(c))、無線送信部1eは位相回転部1dから入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。

送信シンボル系列S0,S1,S2,S3の時間領域を圧縮して各送信シンボルを所定回数(L回)繰り返し、繰り返しシンボル列の各シンボルをシンボル系列S0,S1,S2,S3と同じ配列となるように並び替えると図20の(a)に示すように並び替え後の繰り返しシンボル列は櫛歯形状の周波数スペクトラムを有するようになる。また、この並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施すと、該櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置が図20の(a)〜(d)に示すようにシフトし、周波数分割多重送信が可能になる。すなわち、位相回転部1dの出力信号の周波数スペクトラムは、位相回転速度が零の場合、図20(a)に示す櫛歯形状の周波数スペクトラム特性を示し、単位時間Tc当たりの位相回転変化量(周波数)が大きくなるにつれて周波数スペクトラムは図20(a)〜(d)に示すようにシフトする。

数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)1gは単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部1dの複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。
Q個のシンボルをL回繰り返したときのNCO 1gから出力する位相θ_k(t)は次式

により表される。ただし、Wはシンボル周波数、kは移動局に応じた値で0,1,2,…L-1のいずれかである。NCO 1gは(1)式により計算した位相θ_k(t)をTcの周期で出力し、IFDMA周期（＝L・Q・Tc＝16Tc）で位相回転量が2πとなるようにする（位相が1周するようにする）。

NCO 1gにおいて、周波数シフト設定部1hは、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて次式

により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部1iは、加算器ADDと遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYを備え、単位時間Tc毎に次式
θ=θ+Δω (3)
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部1jは、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部1dに入力する。位相回転部1dは繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、位相回転部1dの複素乗算部CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。

k=0であれば、周波数シフト量Δf=0であるため、周波数スペクトラムは図20の(a)に示すようになる。ｋ＝１であれば、(2)式より周波数シフト量Δｆ=2π/L×Qとなり、Q=L=4とすれば図21(c)に示すように位相がπ/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図21(d)あるいは図20の(b)に示すようになる。また、ｋ＝2であれば、(2)式より周波数シフト量Δｆ=4π/L×Qとなる。Q=L=4とすればTc毎に位相がπ/4づつ変化し、周波数スペクトラムは図20の(c)に示すようになる。また、ｋ＝3であれば、(2)式より周波数シフト量Δｆ=6π/L×Qとなる。Q=L=4とすればTc毎に位相が3π/8づつ変化し、周波数スペクトラムは図20の(d)に示すようになる。この結果、複数の移動局が同一の基地局に同時に接続した場合であっても、各移動局の周波数スペクトラムは周波数軸上で直交することになり、お互いの送信信号の干渉を低減できる。

ところで、移動局は通常バッテリで動作しており、通話可能時間を長くするために無線部の送信アンプに高効率が要求されている。また、送信アンプには送信信号が歪まないようにリニア特性が要求されている。送信アンプの入出力特性は図22に示すように入力電力が低い状態ではリニア特性を示しているが、入力電力が大きくなってPmax以上になると点線で示すように非線形になる。この非線形特性により入力電力がPmax以上になると非線形歪が発生する。
高効率で送信アンプを使用するために動作点をPmaxに近づけると、送信信号が大きいときに入力電力がPmaxを越えて歪が発生し、一方、歪が発生しないように動作点を小さくして使用すると送信アンプの効率が低下する。この相反する要求にこたえるため、送信信号のPAPR(Peak to Average Power Ratio)を小さくすることが重要である。PAPRとは送信信号のピーク電力値と平均電力値の比である。PAPRが大きい場合、アンプの動作点をPmaxに近づけると送信信号のピーク時にアンプから出力される信号が歪むが、PAPRが小さければ送信信号のピーク時にアンプから出力される信号が歪まず、アンプを能率よく使用できる。
CDMA変調方式においてピークファクタ削減を目的とする従来技術がある(特許文献２参照)。この従来技術は、多重化されたCDMA信号が送信増幅器の入力制限値を越えた場合、所定シンボル位置に近いデータに対して電力制御を行なうもので、ユーザのシンボルレートや所要SIRを考慮して電力レベル制御を行う。
特開２００４−２９７７５６号公報 特開２００５−５７５８２号公報 後藤他、「上りリンク可変拡散率・チップ繰り返しファクタ(VSCRF)-CDMA無線アクセスのマルチセル環境における特性評価」、社団法人 電子情報通信学会 Technical Report of IEICE. RCS2004-84 (204-06)

前記従来技術は、IFDMA変調方式における送信信号のPAPRを削減するものではない。
以上から本発明の目的は、IFDMA変調方式における送信信号のPAPRを削減することである。
本発明の別の目的は、送信信号のPAPRを削減することにより、送信アンプを効率よく、しかも歪が発生しないように使用することである。

・第1の周波数分割多重送受信装置及び方法
本発明の第1の周波数分割多重送信装置は、移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信するものであり、π/4連続位相回転部、シンボル繰り返し・並び替え部、位相回転部、送信部を有している。π/4連続位相回転部は送信シンボル列のシンボル毎にπ/4づつ増加あるいはπ/4づつ減少する位相回転を該シンボルに施し、シンボル繰り返し・並び替え部は、位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、位相回転部は並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、送信部は前記位相回転されたシンボルを送信する。
位相回転に際して、前記位相回転部は、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化する。
本発明の第1の周波数分割多重受信装置は、受信部、位相回転部、復調部を備え、受信部は前記送信装置より送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信し、位相回転部は移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施し、復調部は前記繰り返しシンボル列の周期で該位相回転部から出力する同一シンボル成分を合成し、合成されたシンボル列のシンボル毎にπ/4づつ減少あるいはπ/4づつ増加する位相回転を該シンボルに施して送信シンボルを復調する。

・第2の周波数分割多重送受信装置及び方法
本発明の第2の周波数分割多重送信装置は、移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信するものであり、π/4位相回転部、シンボル繰り返し・並び替え部、位相回転部、送信部を有している。π/4位相回転部は、送信シンボル列の偶数番目または奇数番目のシンボルにπ/4または−π/4の位相回転を施し、シンボル繰り返し・並び替え部は、位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、位相回転部は並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、送信部は該位相回転されたシンボルを送信する。位相回転に際して、前記位相回転部は、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ（kは移動局固有の整数）変化する。
本発明の第2の周波数分割多重受信装置は、受信部、位相回転部、復調部を備え、受信部は前記送信装置より送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信し、位相回転部は移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施し、復調部は前記繰り返しシンボル列の周期で該位相回転部から出力する同一シンボル成分を合成し、偶数番目または奇数番目のシンボルに−π/4またはπ/4の位相回転を施して送信シンボルを復調する。

本発明の第1の周波数分割多送信装置及び送信方法によれば、送信シンボル列のシンボル毎にπ/4づつ増加あるいはπ/4づつ減少する位相回転を該シンボルに施し、位相回転後の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、前記位相回転されたシンボルを送信するようにしたから、IFDMA変調方式における送信信号のPAPRを削減することができ、又、送信信号のPAPRを削減することにより、送信アンプを効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
又、本発明によれば、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ（kは移動局固有の整数）変化するようにしたから、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができ、又、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
また、本発明の第1の周波数分割多受信装置及び受信方法によれば、前記送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信し、移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施し、前記位相回転を施された繰り返しシンボル列における同一シンボル成分を合成し、合成されたシンボル列のシンボル毎にπ/4づつ減少あるいはπ/4づつ増加する位相回転を該シンボルに施して送信シンボルを復調するようにしたから、上記の送信方法に従って送信された送信シンボルを正しく復調することができる。

本発明の第2の周波数分割多送信装置及び送信方法によれば、送信シンボル列の偶数番目または奇数番目のシンボルにπ/4または−π/4の位相回転を施し、位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替え、並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施し、前記位相回転されたシンボルを送信するようにしたから、IFDMA変調方式における送信信号のPAPRを削減することができ、又、送信信号のPAPRを削減することにより、送信アンプを効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
又、本発明によれば、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ（kは移動局固有の整数）変化するようにしたから、IFDMA変調方式における送信信号のPAPR削減量を大きくすることができ、又、送信アンプをより効率よく、しかも歪が発生しないように使用することができる。
また、本発明の第2の周波数分割多受信装置及び受信方法によれば、前記送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信し、移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施し、前記位相回転を施された繰り返しシンボル列における同一シンボル成分を合成し、偶数番目または奇数番目のシンボルに−π/4またはπ/4の位相回転を施して送信シンボルを復調するようにしたから、上記の送信方法に従って送信された送信シンボルを正しく復調することができる。

・本発明の原理
チャネル符号化されたデータ列をQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換して送信する場合、シンボルの信号点が図１（A）のIQ複素平面において
（−１，−１）→（１，１）→（１，１）→（−１，−１） (A)
と変化する場合に、送信アンプに入力する送信信号のピークが大きくなる。すなわち、上記のように対角線方向の信号点変化があると送信信号にピークが発生する。なお、ピークが発生するシンボル変化は、上記の変化に限らず、
（１，１）→（−１，−１）→（−１，−１）→（１，１） (B)
（１，−１）→（−１，１）→（−１，１）→（１，−１） (C)
（−１，１）→（１，−１）→（１，−１）→（−１，１） (D)
と変化する場合にも発生する。図１（B）は上記(C)の信号点変化説明図である。すなわち、隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化する場合にピークが発生する。
そこで、本発明では上記変化が発生しないように送信シンボル列の偶数または奇数番目のシンボルの位相をπ/4または−π/4 位相回転し、あるいは、送信シンボル列の各シンボルに0、π/4、2π/4、3π/4、…のように順次π/4づつ増加あるいは0、−π/4、−2π/4、−3π/4、…のように順次減少する位相回転を施す。これにより、信号点が上記(A)〜(D)のように変化するのを防止して送信信号のピークを抑圧し、PAPRを小さくする。

（A）第1実施例
図2は第１実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図3は周波数分割多重送信装置の動作説明図である。第1実施例の周波数分割多重送信装置は移動局として利用することができ、以降の実施例の周波数分割多重送信装置も同様である。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図3(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1（S2,S3） (図ではQ=2)で構成されている。
π/4連続位相回転部13はシンボル毎に0、π/4、2π/4、3π/4、….とπ/4づつ増加する位相回転を入力シンボルに施す(図3(b))。なお、位相回転を施されたシンボルに′を付している。シンボル繰り返し・並び替え部14は、IFDMAシンボルを構成する2個のシンボルS0,S1′（S2',S3′）の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列S0,S1′（S2',S3′）と同じ配列にする(図3(c))。シンボル繰り返し周期をTcとすれば、シンボル繰り返し周期Tsは、Ts=Tc×Qの関係がある。
位相回転部15は、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施し、無線送信部16は位相回転部15から入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。

数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)17は単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部15の複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。Q個のシンボルをL回繰り返したときのNCO 17から出力する位相θ_k(t)は(1)式により表される。NCO 17おいて、周波数シフト設定部21は、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて(2)式により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部22は、遅延時間設定部23で設定された遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間T毎に(3)式の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部15に入力する。位相回転部15は繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、位相回転部15の複素乗算部CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
第1実施例によれば、隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化する場合であっても、シンボル毎にπ/4づつ増加する位相回転を施しているため、信号点変化がπ→0→πとならないようにでき、ピークが抑圧されてPAPRを小さくできる。

（B）第2実施例
第1実施例ではシンボル毎にπ/4づつ増加する位相回転を施してPAPRの低減を行なうが、位相回転部15においても移動局固有の周波数シフトを行っている。このため、移動局固有の周波数によってはPAPRの低減が図れない場合がある。図4はかかる場合を説明するための第1実施例の周波数分割多重送信装置の動作説明図であり、図4(a)〜(c)は図3(a)〜(c)と同じである。
繰り返しシンボル列の各シンボルに施される位相回転量θは(3)式により与えられる(図4(d)参照)。k=1,L=4,Q=2とすれば、位相回転部15において各シンボルに順次π/4づつ増加する位相回転が施される。この結果、各シンボルS00,S11,S02,S13,S04,S15,S06,S17の位相回転量は(e)に示すようになリ、周波数スペクトラムは(g)に示すようになる。
以上より、π/4連続位相回転部13と位相回転部15の両方において各シンボルS00,S11,S02,S13,S04,S15,S06,S17に施されるトータルの位相回転量は図5に示すようになる。図5より明らかなように各シンボルに施される位相回転量はπ/2の整数倍である。このため、送信シンボルの組み合わせによっては隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化する場合が発生し、ピークが発生し、PAPRを効果的に小さくできない。

図6は第1実施例において隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化が生じる場合の説明図である。図6(a)に示すように、送信シンボルS0が(0,0)(=π/4)、送信シンボルS１が(0,0)(=π/4)、送信シンボルS2が(1,1)(=5π/4)、送信シンボルS3が(1,1)(=5π/4)、…であるとすれば、それぞれにπ/4連続位相回転部13で0、π/4、2π/4、3π/4、...の位相回転を施され、各シンボルの信号点の位相は(b)に示すようにπ/4、2π/4、7π/4、0...となる。
シンボル繰り返し・並び替え部14は、各送信シンボルS0,S1′,S2′,S3′…の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルを4回繰り返し発生すると共に並び替える(図6(c))。位相回転部15は、k=3,L=4,Q-2の場合、繰り返しシンボル列の各シンボルに対して図６(e)に示す移動局固有の位相回転を施す。この結果、無線送信部16に入力する繰り返しシンボル列の各シンボルの位相は、図６(f)に示すようになり、信号点位相がπ→0→πと変化する部分が発生し、ピーク(オーバーシュート)が発生する。
以上を考慮して、第4実施例は、位相回転部15において繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を繰り返しシンボル列の周期Ts(=Tc×Q)でk・2π/L づつを変化させる。ただし、kは移動局固有の整数である。これにより、kにより周波数スペクトラムが変化するようにしつつ、繰り返しシンボル系列の各シンボルS00,S11,S02,S13, S04,S15,S06,S17 (図4(f)参照)に施されるトータルの位相回転量がπ/2の整数倍にならないようにして、隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化しないようにする。

(a)周波数分割多重送信装置
図7は第2実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図8は周波数分割多重送信装置の動作説明図であリ、図2の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)17が繰り返しシンボル列の周期Ts(＝Tc×Q)毎に位相回転量θを計算し、位相回転部15の複素乗算器CMLが繰り返しシンボル列の各シンボルに対して該θの位相回転を施して周波数シフト処理を行う点である。NCO 17から出力する位相θ_k(t)は次式

により与えられる。ただし、kは移動局に応じた値で0,1,2,…L-1のいずれかであり、W=1/Tsである。従って、NCO 17から出力する位相θは繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q)毎にk・２π/L づつ増加し、IFDMA周期（＝４Ts）で1サイクルを形成する。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図8(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1（S2,S3） (図ではQ=2)で構成されている。
π/4連続位相回転部51はシンボル毎に0, π/4、2π/4、3π/4、….とπ/4づつ増加する位相回転を入力シンボルに施す(図8(b))。なお、位相回転を施されたシンボルに′を付している。シンボル繰り返し・並び替え部14は、IFDMAシンボルを構成する2個のシンボルS0,S1′（S2',S3′）の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列S0,S1′（S2',S3′）と同じ配列にする(図8(c))。

位相回転部15は、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施す。具体的に位相回転部15は、各シンボルに施す位相回転量を図8(d)に示すように繰り返しシンボル列の周期Ts（=Q×Tc）でk・２π/L づつ変化させる。ただし、kは移動局固有の整数で0,1,2,…L-1のいずれかである。無線送信部15は位相回転部14からの入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
図8(a)〜(ｄ)に示すように、送信シンボル列の各シンボルS0,S1の時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(L=4)繰り返し、繰り返しシンボル列の各シンボルをシンボル系列S0,S1と同じ配列となるように並び替えることにより、櫛歯形状の周波数スペクトラム(図8(g))が発生する。この並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに対して該繰り返しシンボル列の周期Ts=Q×Tcでk・2π/L づつ変化する位相回転を施すと、櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置がkに依存して図20と同様にシフトする。

NCO 17において、パラメータ設定部20は基地局から通知されたk，Lを周波数シフト部21に設定し、周波数シフト設定部21はパラメータk, Lを用いて繰り返しシンボル列の周期Ts毎の位相回転変化量Δω(= k・２π/L)を計算して出力する。回転位相量決定部22は、加算器ADDと遅延時間T（=Tc×Q）の遅延部DLYを備え、繰り返しシンボル列の周期Ts毎に次式
θ=θ+Δω
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する（図8(d)参照）。遅延時間設定部23は繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q)を遅延時間Tとして遅延部DLYに設定する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部14に入力する。ｋ=1の場合、Ts毎の回転位相量θはπ/2づつ変化し(図8(e)参照)、周波数スペクトラムは図8(g)に示すようになる。
位相回転部14の複素乗算器CMLは,繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。実際には、複素乗算器CMLは実数部、虚数部毎に（Xｘ−Yy）,(Xy+Yx)を演算して出力する。
第2実施例の周波数分割多重送信装置によれば、k=1,L=4,Q=2とすれば、繰り返しシンボル列の各シンボルS00,S11,S02,S13,S04,S15,S06,S17に位相回転部15において図8(e)に示す位相回転が施される。この結果、π/4連続位相回転部51と位相回転部15の両方において各シンボルS00,S11,S02,S13,S04,S15,S06,S17に施される総位相回転量は図9に示すようになる。図9より明らかなように各シンボルに施される位相回転量はπ/4の整数倍である。この結果、第2実施例によれば、隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化することがなくなり、ピークが抑圧され、PAPRを効果的に小さくすることができる。

(b) 周波数分割受信装置
図10は周波数分割多重受信装置のブロック図であり、この周波数分割多重受信装置は基地局として利用することができる。
無線受信部31は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、QPSK復調部32はベースバンド信号に対してQPSK復調処理を施し、AD変換器33は復調結果(シンボル)をディジタルに変換して位相回転部34に入力する。NCO 35は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 17と同一の構成を備え、繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q)毎に次式
θ=θ−Δω (5)
の演算を行なって回転位相量θを−Δωづつ送信の場合と逆方向に回転する。

位相回転部34の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力するシンボルに(5)式で計算される回転位相量θの位相回転を施して位相を元に戻し、図8(c)に示す繰り返しシンボル列を発生してシンボル復調部36に入力する。シンボル復調部36は、繰り返しシンボル列のシンボルS0を積算して送信シンボルS0を復調すると共に、繰り返しシンボル列のシンボルS1′を積算してシンボルS1′を復調する。すなわち、復調部36のスイッチ36aはサンプル周期Tcで出力端子0〜1を切り替え、シンボルS0用の積分器36ｂ₀は繰り返しシンボルS0を積算して送信シンボルS0を復調し、同様にシンボルS1用の積分器36ｂ₁は繰り返しシンボルS1′を積算して送信シンボルS1′を復調する。なお、次の送信シンボルS2'、S3′…も同様に復調される。
パラレル・シリアル変換部37は送信シンボルS0、S1′(S2'、S3′，,…)を直列に変換して送出し、−π/4連続位相回転部38は、シンボル毎に、0、−π/4、−2π/4、−3π/4、…….と−π/4づつ減少する位相回転を入力シンボルに施して位相を元に戻してS0、S1(S2、S3，,…)にして復号部39に入力し、復号部39はシンボルS0,S1(S2、S3，,…)を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。
図10には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
以上の周波数分割多重受信装置によれば、第2実施例の周波数分割多重送信装置より送信された送信シンボルを正しく復調することができる。

（C）第3実施例
図11は第3実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図4は動作説明図である。図11の周波数分割多重送信装置において、図2の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、第1実施例ではπ/4連続位相回転部13がシンボル毎に0、π/4、2π/4、3π/4、….とπ/4づつ増加する位相回転を入力シンボルに施しているが、第3実施例ではπ/4位相回転部51が図12(b)に示すように偶数番目または奇数番目のシンボルの位相をπ/4あるいは−π/4回転している点である。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に、ターボ符号、畳込み符号などの誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、データ変調部12はチャネル符号化されたデータ列を例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図12(a)に示すようにQ個のシンボルS0,S1（S2,S3） (図ではQ=2)で構成されている。

π/4位相回転部51は偶数番目または奇数番目のシンボルの位相をπ/4あるいは−π/4回転し(図12(b)では奇数番目のシンボルをπ/4位相回転するものとする)、シンボル繰り返し・並び替え部1cは、IFDMAシンボルを構成する2個のシンボルS0,S1′（S2,S3′）の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列S0,S1′（S2,S3′）と同じ配列にする(図12(c))。なお、奇数番目のシンボルS1,S3,S5,..の位相をπ/4回転したシンボルをS1′,S3′,S5′...と表現する。位相回転部15は、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施し、無線送信部16は位相回転部15から入力する信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)17は単位時間Tc毎に位相回転量θを計算し、位相回転部15の複素乗算器CMLは繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施して周波数シフト処理を行う。Q個のシンボルをL回繰り返したときのNCO 17から出力する位相θ_k(t)は(1)式により表される。NCO 17おいて、周波数シフト設定部21は、単位時間Tc毎の位相回転変化量（角速度）Δωを設定する部分で、パラメータk, L, Qを用いて(2)式により角速度Δωを計算して出力する。回転位相量決定部22は、遅延時間設定部23で設定された遅延時間T（＝Tc）の遅延部DLYと加算器ADDとを備え、単位時間T毎に(3)式の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部15に入力する。位相回転部15は繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。
第3実施例によれば、隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化する場合であっても、偶数番目または奇数番目のシンボルの位相をπ/4あるいは−π/4回転するため、信号点変化がπ→0→πとならないようにでき、ピークが抑圧されてPAPRを小さくできる。

（D）第4実施例
第3実施例では偶数番目または奇数番目のシンボルの位相をπ/4あるいは−π/4回転させてPAPRの低減を行なうが、位相回転部15においても移動局固有の周波数シフトを行っている。このため、移動局固有の周波数によってはPAPRの低減が図れない場合がある。図13はかかる場合を説明するための第3実施例の周波数分割多重送信装置の動作説明図であり図13(a)〜(c)は図12(a)〜(c)と同じである。
繰り返しシンボル列の各シンボルに施される位相回転量θは(3)式により与えられる(図13(d)参照)。k=1,L=4,Q=2とすれば、位相回転部15において各シンボルに順次π/4づつ増加する位相回転が施される。この結果、各シンボルS00,S11,S02,S13,S04,S15,S06,S17の位相回転量は(e)に示すようになリ、周波数スペクトラムは(g)に示すようになる。
以上より、π/4位相回転部51と位相回転部15の両方において各シンボルS00,S11,S02,S13,S04,S15,S06,S17に施されるトータルの位相回転量は図5に示すようになる。図5より明らかなように各シンボルに施される位相回転量はπ/2の整数倍である。このため、送信シンボルの組み合わせによっては隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化する場合が発生し、ピークが発生し、PAPRを効果的に小さくできない。

以上を考慮して、第4実施例は、位相回転部15において繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を繰り返しシンボル列の周期Ts(=Tc×Q)でk・2π/L づつを変化させる。ただし、kは移動局固有の整数である。これにより、kにより周波数スペクトラムが変化するようにしつつ、繰り返しシンボル系列の各シンボルS00,S11,S02,S13, S04,S15,S06,S17 (図13(f)参照)に施されるトータルの位相回転量がπ/2の整数倍にならないようにして、隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化しないようにする。

（a）周波数分割多重送信装置
図14は第4実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図、図15は動作説明図であリ、図7の第2実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、第2実施例ではπ/4連続位相回転部13がシンボル毎に0、π/4、2π/4、3π/4、….とπ/4づつ増加する位相回転を入力シンボルに施しているが、第4実施例ではπ/4位相回転部51が図15(b)に示すように偶数番目または奇数番目のシンボルの位相をπ/4あるいは−π/4回転している点である(実施例では奇数番目のシンボルの位相をπ/4回転している)。
チャネル符号化部11は、入力された２値の情報系列に誤り訂正符号を適用してチャネル符号化を行い、QPSKデータ変調部12はチャネル符号化されたデータを例えばQPSKのI,Q複素成分（シンボル）に変換する。１つのIFDMAシンボルは図15（a）に示すようにQ(＝2)個のシンボルS0,S1で構成されている。
π/4位相回転部51は奇数番目のシンボルS1,S3,…の位相をπ/4回転し(図15(b))、シンボル繰り返し・並び替え部1４は、IFDMAシンボルを構成する2個のシンボルS0,S1′の時間領域をそれぞれ圧縮して各シンボルをL回(図ではL=4)繰り返し発生すると共に、該シンボル繰り返し系列を並び替えてシンボル系列S0,S1′と同じ配列にする(図15(c))。なお、奇数番目のシンボルS1,S3,..の位相をπ/4回転したシンボルをS1′,S3′,S5′...と表現する。シンボルの繰り返し周期をTcとすれば、Ts=Q×Tcの周期でシンボル系列S0,S1′が繰り返される。

位相回転部15は、複素乗算器CMLにより繰り返しシンボル列の各シンボルに対して移動局固有の位相回転を施す。具体的に位相回転部15は、各シンボルに施す位相回転量を図15(d)に示すように繰り返しシンボル列の周期Ts（=Q×Tc）でk・２π/L づつ変化させる。ただし、kは移動局固有の整数で0,1,2,…L-1のいずれかである。無線送信部15は位相回転部15からの入力信号の周波数をベースバンド周波数から無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナより送信する。
図15(a)〜(d)に示すように、送信シンボル列の各シンボルS0,S1の時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数(L=4)繰り返し、繰り返しシンボル列の各シンボルをシンボル系列S0,S1と同じ配列となるように並び替えることにより、櫛歯形状の周波数スペクトラム(図15(g))が発生する。この並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに該繰り返しシンボル列の周期Ts=Q×Tcでk・2π/L づつ変化する位相回転を施すと櫛歯形状の周波数スペクトラムのスペクトラム位置がkに依存して図20と同様にシフトする。
NCO 17において、パラメータ設定部20は基地局から通知されたk，Lを周波数シフト部21に設定し、周波数シフト設定部21はパラメータk, Lを用いて繰り返しシンボル列の周期Ts毎の位相回転変化量Δω(= k・２π/L)を計算して出力する。回転位相量決定部22は、加算器ADDと遅延時間T（=Tc×Q）の遅延部DLYを備え、繰り返しシンボル列の周期Ts毎に次式
θ=θ+Δω
の演算を行なって回転位相量θをΔωづつ増加して出力する（図15(d)参照）。遅延時間設定部23は繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q)を遅延時間Tとして遅延部DLYに設定する。変換部24は、回転位相量θの複素平面におけるI,Q成分（x, y）を算出して位相回転部14に入力する。ｋ=1の場合、Ts毎の回転位相量θはπ/2づつ変化し(図15(e)参照)、周波数スペクトラムは図15(g)に示すようになる。
位相回転部14の複素乗算器CMLは,繰り返しシンボル列を構成するシンボルをS(=X+jY)とすれば、次式
（X+jY）×(x+jy)
の演算を行なって演算結果を出力する。
第4実施例によれば、k=1,L=4,Q=2とすれば、繰り返しシンボル列の各シンボルS00,S11,S02,S13,S04,S15,S06,S17に位相回転部15において図15(e)に示す位相回転が施される。この結果、シンボルS00,S11,S02,S13,S04,S15,S06,S17に施される総位相回転量は図16に示すようになる。図16より明らかなように各シンボルに施される位相回転量はπ/4の整数倍である。この結果、第4実施例によれば、隣り合うシンボル間の位相がπ→0→πと変化することがなくなり、ピークが抑圧され、PAPRを効果的に小さくすることができる。

(b) 周波数分割受信装置
図17は周波数分割多重受信装置のブロック図であり、図10の周波数分割多重受信装置と同一部分には同一符号を付している。
無線受信部31は無線信号を受信してベースバンド信号に周波数をダウンコンバートし、QPSK復調部32はベースバンド信号に対してQPSK復調処理を施し、AD変換器33は復調結果(シンボル)をディジタルに変換して位相回転部34に入力する。NCO 35は、周波数分割多重送信装置におけるNCO 17と同一の構成を備え、繰り返しシンボル列の周期Ts（=Tc×Q)毎に次式
θ=θ−Δω
の演算を行なって回転位相量θを−Δωづつ送信の場合と逆方向に回転する。
位相回転部34の複素乗算器CMLはAD変換器33より入力するシンボルに上式で計算される回転位相量θの位相回転を施して位相を元に戻し、図15(c)に示す繰り返しシンボル列を発生してシンボル復調部36に入力する。シンボル復調部36は、繰り返しシンボル列のシンボルS0を積算して送信シンボルS0を復調すると共に、繰り返しシンボル列のシンボルS1′を積算して−π/4位相回転して送信シンボルS1を復調して出力する。すなわち、復調部36のスイッチ36aはサンプル周期Tcで出力端子0〜1を切り替え、シンボルS0用の積分器36ｂ₀は繰り返しシンボルS0を積算して送信シンボルS0を復調し、同様にシンボルS1用の積分器36ｂ₁は繰り返しシンボルS1′を積算し、π/4位相回転部36cは積算して得られたシンボルS1′の位相を−π/4回転して送信シンボルS1を復調する。復号部39はシンボルS0,S1を入力されて誤り訂正復号処理を行って図示しないデータ処理部に入力する。
図17には、1つの移動局に対応する構成のみを示すが、移動局毎に位相回転部34、NCO 35、シンボル復調部36を設ける。
以上の周波数分割多重受信装置によれば、第4実施例の周波数分割多重送信装置より送信された送信シンボルを正しく復調することができる。

・付記
(付記１）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列のシンボル毎にπ/4づつ増加あるいはπ/4づつ減少する位相回転を該シンボルに施す第1の位相回転部、
位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
(付記２）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列のシンボル毎にπ/4づつ増加あるいはπ/4づつ減少する位相回転を該シンボル施す第1の位相回転部、
位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
を備え、前記第2の位相回転部は、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
(付記３）
前記第2の位相回転部は、
前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相の位相回転を前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記２記載の周波数分割多重送信装置。
(付記４）
前記送信装置より送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施す位相回転部、
前記位相回転部から出力する同一シンボル成分を合成し、合成されたシンボル列のシンボル毎にπ/4づつ減少あるいはπ/4づつ増加する位相回転を該シンボルに施し、送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記２記載の周波数分割多重受信装置。
(付記５）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の偶数番目または奇数番目のシンボルにπ/4または−π/4の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
(付記６）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
送信シンボル列の偶数番目または奇数番目のシンボルにπ/4または−π/4の位相回転を施す第1の位相回転部、
位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
を備え、
前記第2の位相回転部は、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ（kは移動局固有の整数）変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
(付記７）
前記第2の位相回転部は、
前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ増加する位相を発生する回転位相発生部、
該発生した位相の位相回転を前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す複素乗算器、
を備えたことを特徴とする付記６記載の周波数分割多重送信装置。
(付記８）
前記送信装置より送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する受信部、
移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施す位相回転部、
前記位相回転部から出力する同一シンボル成分を合成し、偶数番目または奇数番目のシンボルに−π/4またはπ/4の位相回転を施して送信シンボルを復調する復調部、
を備えたことを特徴とする付記６記載の周波数分割多重受信装置。
(付記９）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列のシンボル毎にπ/4づつ増加あるいはπ/4づつ減少する位相回転を該シンボルに施す第1ステップ、
位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える第2ステップ、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第3ステップ、
前記位相回転されたシンボルを送信する第4ステップ、
を備え、前記第3ステップにおいて、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
(付記１０）
前記第3ステップは、
前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ増加する位相を発生するステップ、
該発生した位相の位相回転を前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施すステップ、
を備えたことを特徴とする付記９記載の周波数分割多重送信方法。
(付記１１）
前記送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する第1ステップ、
移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施す第2ステップ、
前記位相回転を施された繰り返しシンボル列における同一シンボル成分を合成し、合成されたシンボル列のシンボル毎にπ/4づつ減少あるいはπ/4づつ増加する位相回転を該シンボルに施し、送信シンボルを復調する第3ステップ、
を備えたことを特徴とする付記９記載の周波数分割多重受信方法。
(付記１２）
移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
送信シンボル列の偶数番目または奇数番目のシンボルにπ/4または−π/4の位相回転を施す第1ステップ、
位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える第2ステップ、
並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第3ステップ、
前記位相回転されたシンボルを送信する第4ステップ、
を備え、前記第3ステップにおいて、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ（kは移動局固有の整数）変化する、
ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
(付記１３）
前記第3ステップは、
前記繰り返しシンボル列の周期でk・２π/L づつ増加する位相を発生するステップ、
該発生した位相の位相回転を前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施すステップ、
を有することを特徴とする付記１２記載の周波数分割多重送信方法。
(付記１４）
前記送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する第1ステップ、
移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施す第2ステップ、
前記位相回転を施された繰り返しシンボル列における同一シンボル成分を合成し、偶数番目または奇数番目のシンボルに−π/4またはπ/4の位相回転を施して送信シンボルを復調する第3ステップ、
を備えたことを特徴とする付記１２記載の周波数分割多重受信方法。

本発明の原理説明図である。 第１実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図である。 周波数分割多重送信装置の動作説明図である。 移動局固有の周波数によってはPAPRの低減が図れない場合の説明図である。 各シンボルに施される位相回転量の説明図である。 第1実施例において図1で説明した(A)〜(D)のいずれかの信号点変化を生じる場合の具体的な説明図である。 第2実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図である。 周波数分割多重送信装置の動作説明図である。 各シンボルのそれぞれに施される総位相回転量の説明図である。 周波数分割多重受信装置のブロック図である。 第3実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図である。 周波数分割多重送信装置の動作説明図である。 移動局固有の周波数によってはPAPRの低減が図れない場合の説明図である。 第4実施例の周波数分割多重送信装置のブロック図である。 動作説明図である。 第４実施例によりシンボルに施される総位相回転量説明図である。 周波数分割多重受信装置のブロック図である。 IFDMA変調方式を採用した移動局の構成図である。 IFDMAシンボルの説明図である。 周波数スペクトラムの説明図である。 位相回転部で繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量説明図である。 送信アンプの入出力特性である。

符号の説明

１１ チャネル符号化部
１２ データ変調部
１３ π/4連続位相回転部
１４ シンボル繰り返し・並び替え部
１５ 位相回転部
１６ 無線送信部
１７ 数値制御発振器NCO(Numerical Controlled Oscillator)
２１ 周波数シフト設定部
２２ 回転位相量決定部

Claims (10)

1. 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
   送信シンボル列のシンボル毎にπ/4づつ増加あるいはπ/4づつ減少する位相回転を該シンボルに施す第1の位相回転部、
   位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
   並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
   前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
   を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
2. 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
   送信シンボル列のシンボル毎にπ/4づつ増加あるいはπ/4づつ減少する位相回転を該シンボル施す第1の位相回転部、
   位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
   並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
   前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
   を備え、前記第2の位相回転部は、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
   ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
3. 前記送信装置より送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する受信部、
   移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施す位相回転部、
   前記位相回転部から出力する同一シンボル成分を合成し、合成されたシンボル列のシンボル毎にπ/4づつ減少あるいはπ/4づつ増加する位相回転を該シンボルに施し、送信シンボルを復調する復調部、
   を備えたことを特徴とする請求項２記載の周波数分割多重受信装置。
4. 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
   送信シンボル列の偶数番目または奇数番目のシンボルにπ/4または−π/4の位相回転を施す第1の位相回転部、
   位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
   並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
   前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
   を備えたことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
5. 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信装置において、
   送信シンボル列の偶数番目または奇数番目のシンボルにπ/4または−π/4の位相回転を施す第1の位相回転部、
   位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替えるシンボル繰り返し・並び替え部、
   並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第2の位相回転部、
   前記位相回転されたシンボルを送信する送信部、
   を備え、
   前記第2の位相回転部は、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ（kは移動局固有の整数）変化する、
   ことを特徴とする周波数分割多重送信装置。
6. 前記送信装置より送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する受信部、
   移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施す位相回転部、
   前記位相回転部から出力する同一シンボル成分を合成し、偶数番目または奇数番目のシンボルに−π/4またはπ/4の位相回転を施して送信シンボルを復調する復調部、
   を備えたことを特徴とする請求項５記載の周波数分割多重受信装置。
7. 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
   送信シンボル列のシンボル毎にπ/4づつ増加あるいはπ/4づつ減少する位相回転を該シンボルに施す第1ステップ、
   位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える第2ステップ、
   並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第3ステップ、
   前記位相回転されたシンボルを送信する第4ステップ、
   を備え、前記第3ステップにおいて、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ(kは移動局固有の整数)変化する、
   ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
8. 前記送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する第1ステップ、
   移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施す第2ステップ、
   前記位相回転を施された繰り返しシンボル列における同一シンボル成分を合成し、合成されたシンボル列のシンボル毎にπ/4づつ減少あるいはπ/4づつ増加する位相回転を該シンボルに施し、送信シンボルを復調する第3ステップ、
   を備えたことを特徴とする請求項７記載の周波数分割多重受信方法。
9. 移動局固有の周波数スペクトラムでデータを送信する周波数分割多重送信方法において、
   送信シンボル列の偶数番目または奇数番目のシンボルにπ/4または−π/4の位相回転を施す第1ステップ、
   位相回転後の送信シンボル列の各シンボルの時間領域を圧縮して該シンボルを所定回数（Ｌ回）繰り返し、得られた繰り返しシンボル列の各シンボルを該送信シンボル列の配列と同じ配列となるように並び替える第2ステップ、
   並び替え後の繰り返しシンボル列の各シンボルに移動局固有の速度で変化する位相回転を施す第3ステップ、
   前記位相回転されたシンボルを送信する第4ステップ、
   を備え、前記第3ステップにおいて、前記繰り返しシンボル列の各シンボルに施す位相回転量を該繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L づつ（kは移動局固有の整数）変化する、
   ことを特徴とする周波数分割多重送信方法。
10. 前記送信された繰り返しシンボル列の各シンボルを受信する第1ステップ、
    移動局毎に、前記繰り返しシンボル列の周期でk・2π/L (kは移動局固有の整数)づつ変化する位相を発生し、該位相の位相回転を該受信シンボルに施す第2ステップ、
    前記位相回転を施された繰り返しシンボル列における同一シンボル成分を合成し、偶数番目または奇数番目のシンボルに−π/4またはπ/4の位相回転を施して送信シンボルを復調する第3ステップ、
    を備えたことを特徴とする請求項９記載の周波数分割多重受信方法。
    
    

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