JP2007219795A - Voltage regulator - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、負荷に安定な直流電圧を供給する電圧レギュレータに係り、特に入力電圧急増時における出力電圧のオーバーシュートを抑制する技術に関するものである。 The present invention relates to a voltage regulator that supplies a stable DC voltage to a load, and more particularly to a technique for suppressing an overshoot of an output voltage when an input voltage suddenly increases.
各種電子機器に安定な直流電圧を供給する電源回路としてシリーズレギュレータ方式を採用したものがある。これは、入力電源と負荷との間に挿入された出力トランジスタを可変インピーダンスとしてリニア動作させることにより、負荷に供給する出力電圧を安定化する方式である。入出力電圧差と負荷電流との積が電力損失となるため、比較的小さな電力を扱う電源回路に多用される。このような電圧レギュレータの入力電圧源として、ACアダプタなどの外部電源装置や二次電池がある。 Some power supply circuits that use a series regulator system to supply a stable DC voltage to various electronic devices. This is a method of stabilizing the output voltage supplied to the load by linearly operating an output transistor inserted between the input power supply and the load as a variable impedance. Since the product of the input / output voltage difference and the load current results in power loss, it is often used in power supply circuits that handle relatively small power. As an input voltage source of such a voltage regulator, there are an external power supply device such as an AC adapter and a secondary battery.
携帯機器においては、前記ACアダプタと二次電池が併用され、携帯時には二次電池のみで使用し、ACアダプタ装着時には、その出力が二次電池を充電すると共に電圧レギュレータの入力電圧源となる。このため電圧レギュレータにとっての入力電圧は、放電末期の二次電池の電圧からACアダプタの出力電圧までをカバーする必要がある。特に、携帯時において二次電池の電圧が放電末期にある状態で、ACアダプタが装着されることによる入力電圧の急増は、電圧レギュレータの出力電圧にオーバーシュートを発生させるという問題がある。 In the portable device, the AC adapter and the secondary battery are used in combination, and only the secondary battery is used when being carried, and when the AC adapter is attached, the output charges the secondary battery and becomes the input voltage source of the voltage regulator. For this reason, the input voltage for the voltage regulator needs to cover from the voltage of the secondary battery at the end of discharge to the output voltage of the AC adapter. In particular, when the voltage of the secondary battery is at the end of discharge when being carried, a sudden increase in the input voltage due to the attachment of the AC adapter causes a problem of generating an overshoot in the output voltage of the voltage regulator.
このような出力電圧のオーバーシュートを抑制する機能を持った電圧レギュレータとして、特許文献1に記載のものが知られている。図5に特許文献1に記載されている電圧レギュレータの回路図を示す。 As a voltage regulator having a function of suppressing such output voltage overshoot, the one described in Patent Document 1 is known. FIG. 5 shows a circuit diagram of the voltage regulator described in Patent Document 1. In FIG.
以下、従来の電圧レギュレータについて図5を参照しながらその動作を説明する。 The operation of the conventional voltage regulator will be described below with reference to FIG.
図5において、21は、入出力間に挿入された出力トランジスタであり、Pチャネルトランジスタで構成される。出力トランジスタ21のソースには入力電圧VINが印加され、かつドレインからは出力電圧VOUTが出力される。出力電圧VOUTは抵抗R1とR2によって分圧され、その分圧電圧をVFB3とする。第1の差動増幅器1は、プラス入力端子に基準電圧VREFが入力され、マイナス入力端子に分圧電圧VFB3が入力され、出力端子は出力トランジスタ21のゲートに接続される。
In FIG. 5,
以上の構成によって、第1の差動増幅器1は、プラス入力端子の基準電圧VREFとマイナス入力端子の分圧電圧VFB3が等しくなるように、出力トランジスタ21のゲート電圧を調整する。すなわち、図5の電圧レギュレータは、次式(1)で表される出力電圧となるように動作する。
VOUT=VREF×(R1+R2)/R2‥‥(1)
図5の電圧レギュレータでは、入力電圧が急増した際の出力電圧のオーバーシュートを防止するために、第2の差動増幅器2とPチャネルトランジスタからなる制御トランジスタ22とが設けられている。第2の差動増幅器2は、プラス入力端子に基準電圧VREFが入力され、マイナス入力端子に分圧電圧VFB3が入力され、出力端子は制御トランジスタ22のゲートに接続される。制御トランジスタ22はソースを出力トランジスタ21のソースに、またドレインを出力トランジスタ21のゲートに接続される。第2の差動増幅器2は、内部にオフセット調整のトリミング回路を有し、そのオフセット分VOSに見合った出力電圧VOUT’で制御トランジスタ22がオンする。この出力電圧VOUT’は次式(2)で表される。
VOUT’=(VREF+VOS)×R1+R2)/R2‥‥(2)
制御トランジスタ22がオンすることにより、出力トランジスタ21をオフさせ、出力電圧のオーバーシュートを抑制する。なお、第2の差動増幅器2のトリミング回路によるオフセット調整は、差動増幅器の差動部あるいは負荷側のバランスを敢えて崩す形式でオフセット電圧を調整している。
V OUT = V REF × (R 1 + R 2 ) / R 2 (1)
In the voltage regulator of FIG. 5, a second
V OUT ′ = (V REF + V OS ) × R 1 + R 2 ) / R 2 (2)
When the
しかしながら、前記従来技術の構成では、第2の差動増幅器2にオフセット調整用のトリミング回路が必要であり、出力電圧のオーバーシュートレベルを正確に規定して抑制するためのオフセット電圧の調整は実際には困難である。また、温度変動によるオフセット電圧のバラツキが悪化することが懸念される。
However, in the configuration of the conventional technique, the second
本発明は、前記従来の課題に鑑み、トリミングを用いず、出力電圧のオーバーシュートレベルを正確に規定することができる電圧レギュレータを提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a voltage regulator that can accurately define an overshoot level of an output voltage without using trimming in view of the conventional problems.
前記の目的を達成するために、本発明に係る電圧レギュレータは、入出力間に接続された出力トランジスタと、前記出力トランジスタをオフ状態にするための制御トランジスタと、出力電圧を分圧して第1の分圧電圧と第2の分圧電圧(第2の分圧電圧<第1の分圧電圧)を生成する分圧抵抗と、前記第1の分圧電圧と基準電圧とが入力されて前記出力トランジスタを駆動する第1の差動増幅器と、前記第2の分圧電圧と基準電圧とが入力されて前記制御トランジスタを駆動する第2の差動増幅器とを備えたものである。 In order to achieve the above object, a voltage regulator according to the present invention includes an output transistor connected between an input and an output, a control transistor for turning off the output transistor, and a first voltage by dividing the output voltage. The divided voltage for generating the divided voltage and the second divided voltage (second divided voltage <first divided voltage), and the first divided voltage and the reference voltage are input. A first differential amplifier for driving an output transistor; and a second differential amplifier for driving the control transistor by inputting the second divided voltage and a reference voltage.
本発明に係る電圧レギュレータによれば、従来のようなオフセット調整用のトリミング回路を不要とし、温度変動が無く、出力電圧のオーバーシュートレベルを正確に規定することが可能となる。 According to the voltage regulator of the present invention, the conventional trimming circuit for offset adjustment is not required, there is no temperature fluctuation, and the output voltage overshoot level can be accurately defined.
(実施形態1)
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
(Embodiment 1)
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は本発明に係る電圧レギュレータの実施形態1の構成を示す回路図である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a voltage regulator according to a first embodiment of the present invention.
図1において、21Aは、直流の入力電圧VINが印加される入力端子と、直流の出力電圧VOUTを出力する出力端子との間に接続される出力トランジスタであり、Pチャネルトランジスタで構成されている。出力トランジスタ21Aは、ソースに入力電圧VINが印加され、ドレインからは出力電圧VOUTが出力される。出力電圧VOUTは、分圧抵抗を構成する抵抗R1とR2とR3によって分圧され、抵抗R1と抵抗R2との接続点電圧を第1の分圧電圧VFB1とし、抵抗R2と抵抗R3との接続点電圧を第2の分圧電圧VFB2(VFB2<VFB1)とする。 In FIG. 1, 21A is an output transistor connected between an input terminal to which a DC input voltage VIN is applied and an output terminal that outputs a DC output voltage VOUT , and is composed of a P-channel transistor. ing. In the output transistor 21A, the input voltage VIN is applied to the source, and the output voltage VOUT is output from the drain. The output voltage V OUT is divided by the resistors R 1 and R 2 and R 3 constituting the voltage dividing resistors min, the connection point voltage between the resistors R 1 and R 2 as a first divided voltage V FB1, resistors A connection point voltage between R 2 and the resistor R 3 is defined as a second divided voltage V FB2 (V FB2 <V FB1 ).
第1の差動増幅器1Aは、マイナス入力端子に基準電圧VREFが入力され、プラス入力端子に第1の分圧電圧VFB1が入力され、出力端子が出力トランジスタ21Aのゲートに接続される。 In the first differential amplifier 1A, the reference voltage VREF is input to the negative input terminal, the first divided voltage VFB1 is input to the positive input terminal, and the output terminal is connected to the gate of the output transistor 21A.
以上の構成によって、第1の差動増幅器1Aは、マイナス入力端子の基準電圧VREFとプラス入力端子の第1の分圧電圧VFB1が等しくなるように、出力トランジスタ21Aのゲート電圧を調整する。 With the above arrangement, the first differential amplifier 1A, as in the first divided voltage V FB1 reference voltage V REF and the positive input terminal of the negative input terminal is equal, adjusting the gate voltage of the output transistor 21A .
すなわち、実施形態1の電圧レギュレータは、次式(3)の関係となるように動作する。
VOUT=VREF×(R1+R2+R3)/(R2+R3)‥‥(3)
実施形態1の電圧レギュレータでは、入力電圧が急増した際の出力電圧のオーバーシュートを防止するために、第2の差動増幅器2AとPチャネルトランジスタからなる制御トランジスタ22Aが設けられている。第2の差動増幅器2Aは、プラス入力端子に基準電圧VREFが入力され、マイナス入力端子に第2の分圧電圧VFB2が入力され、出力端子が制御トランジスタ22Aのゲートに接続される。制御トランジスタ22Aは、ソースが出力トランジスタ21Aのソースに接続され、またドレインが出力トランジスタ21Aのゲートに接続される。
That is, the voltage regulator according to the first embodiment operates so as to satisfy the relationship of the following expression (3).
V OUT = V REF × (R 1 + R 2 + R 3 ) / (R 2 + R 3 ) (3)
In the voltage regulator of the first embodiment, in order to prevent an overshoot of the output voltage when the input voltage increases rapidly, a control transistor 22A including a second differential amplifier 2A and a P-channel transistor is provided. In the second differential amplifier 2A, the reference voltage VREF is input to the plus input terminal, the second divided voltage VFB2 is input to the minus input terminal, and the output terminal is connected to the gate of the control transistor 22A. The control transistor 22A has a source connected to the source of the output transistor 21A and a drain connected to the gate of the output transistor 21A.
第2の差動増幅器2Aは、前記出力電圧VOUTより僅かに大きな出力電圧VOUT’になると出力をローレベルとして、制御トランジスタ22Aをオンさせる。この出力電圧VOUT’は次式(4)で表される。
VOUT’=VREF×(R1+R2+R3)/R3‥‥(4)
制御トランジスタ22Aがオンすることにより、出力トランジスタ21Aをオフさせ、出力電圧のオーバーシュートを抑制する。
The second differential amplifier 2A is the output to be a slightly larger output voltage V OUT 'than the output voltage V OUT to a low level, to turn on the control transistor 22A. This output voltage V OUT ′ is expressed by the following equation (4).
V OUT ′ = V REF × (R 1 + R 2 + R 3 ) / R 3 (4)
When the control transistor 22A is turned on, the output transistor 21A is turned off, and the overshoot of the output voltage is suppressed.
以上のように制御トランジスタ22Aがオンして出力トランジスタ21Aをオフする出力電圧VOUT’は一意的に確定し、オーバーシュートレベルを正確に制御することが可能となる。 As described above, the output voltage V OUT ′ at which the control transistor 22A is turned on and the output transistor 21A is turned off is uniquely determined, and the overshoot level can be accurately controlled.
また、分圧抵抗R1,R2,R3は同一IC内で形成することができるため、温度変動の影響も含めた抵抗値の相対誤差も極めて小さい。 Further, since the voltage dividing resistors R 1 , R 2 , and R 3 can be formed in the same IC, the relative error of the resistance value including the influence of temperature fluctuation is extremely small.
図2は実施形態1の入力電圧VINの急増時における出力電圧VOUTの状態を示す波形図であり、入力電圧VINが低く、出力トランジスタ21Aがオン状態にあってVOUT≒VINとなった状態から、入力電圧VINが急増した場合を示す。このような場合であっても、第2の差動増幅器2Aが応答し、制御トランジスタ22Aがオフ状態からオン状態へと遷移し、速やかに出力トランジスタ21Aをオフ状態へと遷移することが可能であり、出力電圧VOUTのオーバーシュートを抑制することができる。 FIG. 2 is a waveform diagram showing the state of the output voltage VOUT when the input voltage VIN suddenly increases according to the first embodiment. The input voltage VIN is low, the output transistor 21A is on, and V OUT ≈V IN . This shows a case where the input voltage VIN has suddenly increased. Even in such a case, the second differential amplifier 2A can respond, the control transistor 22A can transition from the off state to the on state, and the output transistor 21A can quickly transition to the off state. Yes , overshoot of the output voltage VOUT can be suppressed.
(実施形態2)
以下、本発明の実施形態2について図面を参照しながら説明する。
(Embodiment 2)
図3は本発明に係る電圧レギュレータの実施形態2の構成を示す回路図である。 FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a voltage regulator according to a second embodiment of the present invention.
図3において、21Bは、入出力間に挿入された出力トランジスタであり、Nチャネルトランジスタで構成される。出力トランジスタ21Bは、ドレインに入力電圧VINが印加され、ソースからは出力電圧VOUTが出力される。出力電圧VOUTは、分圧抵抗を構成する抵抗R1とR2とR3によって分圧され、抵抗R1と抵抗R2との接続点電圧を第1の分圧電圧VFB1とし、抵抗R2と抵抗R3との接続点電圧を第2の分圧電圧VFB2(VFB2<VFB1)とする。 In FIG. 3, reference numeral 21B denotes an output transistor inserted between the input and output, and is composed of an N-channel transistor. In the output transistor 21B, the input voltage VIN is applied to the drain, and the output voltage VOUT is output from the source. The output voltage V OUT is divided by the resistors R 1 and R 2 and R 3 constituting the voltage dividing resistors min, the connection point voltage between the resistors R 1 and R 2 as a first divided voltage V FB1, resistors A connection point voltage between R 2 and the resistor R 3 is defined as a second divided voltage V FB2 (V FB2 <V FB1 ).
第1の差動増幅器1Bは、プラス入力端子に基準電圧VREFが入力され、マイナス入力端子に第1の分圧電圧VFB1が入力され、出力端子はNチャネルトランジスタ21Bのゲートに接続される。 In the first differential amplifier 1B, the reference voltage VREF is input to the positive input terminal, the first divided voltage VFB1 is input to the negative input terminal, and the output terminal is connected to the gate of the N-channel transistor 21B.
以上の構成によって、第1の差動増幅器1Bは、プラス入力端子の基準電圧VREFとマイナス入力端子の第1の分圧電圧VFB1が等しくなるように、出力トランジスタ21Bのゲート電圧を調整する。この出力電圧VOUTは、前記実施形態1と同様に、前記式(3)で表される。 With the above configuration, the first differential amplifier 1B adjusts the gate voltage of the output transistor 21B so that the reference voltage V REF at the plus input terminal is equal to the first divided voltage V FB1 at the minus input terminal. . This output voltage V OUT is expressed by the equation (3), as in the first embodiment.
実施形態2の電圧レギュレータでは、入力電圧が急増した際の出力電圧のオーバーシュートを防止するために、第2の差動増幅器2BとNチャネルトランジスタからなる制御トランジスタ22Bが設けられている。第2の差動増幅器2Bは、マイナス入力端子に基準電圧VREFが入力され、プラス入力端子に第2の分圧電圧VFB2が入力され、出力端子が制御トランジスタ22Bのゲートに接続される。制御トランジスタ22Bは、ソースがGNDに接続され、ドレインが出力トランジスタ21Bのゲートに接続される。
In the voltage regulator of the second embodiment, in order to prevent an overshoot of the output voltage when the input voltage rapidly increases, a second
第2の差動増幅器2は、前記出力電圧VOUTより僅かに大きな出力電圧VOUT’になると出力をハイレベルとし、制御トランジスタ22Bをオンさせる。この出力電圧VOUT’は、前記実施形態1と同様に、前記式(4)で表される。
The second
制御トランジスタ22Bがオンすることにより、出力トランジスタ21Bをオフさせ、出力電圧のオーバーシュートを抑制する。
When the
以上のように制御トランジスタ22Bがオンして出力トランジスタ21Bをオフする出力電圧VOUT’は一意的に確定し、オーバーシュートレベルを正確に制御することが可能となる。
As described above, the output voltage V OUT ′ at which the
図4は実施形態2の入力電圧VINの急増時における出力電圧VOUTの状態を示す波形図であり、入力電圧VINが低く、出力トランジスタ21Bのゲート−ソース間電位をVGSとすると、VOUT≒VIN−VGSとなった状態から、入力電圧VINが急増した場合を示す。このような場合であっても、第2の差動増幅器2Bが応答し、制御トランジスタ22Bがオフ状態からオン状態へと遷移し、速やかに出力トランジスタ21Bをオフ状態へと遷移することが可能であり、出力電圧VOUTのオーバーシュートを抑制することができる。
FIG. 4 is a waveform diagram showing the state of the output voltage VOUT when the input voltage VIN suddenly increases according to the second embodiment. When the input voltage VIN is low and the gate-source potential of the output transistor 21B is V GS , The case where the input voltage VIN increases rapidly from the state where V OUT ≈V IN −V GS is shown. Even in such a case, the second
本発明に係る電圧レギュレータは、入力電圧の変動が大きい電源回路、例えば二次電池を有して低電圧動作を行い、かつACアダプタなどを用いる携帯機器などの電源回路として有用である。 The voltage regulator according to the present invention is useful as a power supply circuit of a power supply circuit having a large input voltage fluctuation, for example, a portable device having a secondary battery and performing a low voltage operation and using an AC adapter or the like.
1A,1B 第1の差動増幅器
2A,2B 第2の差動増幅器
R1,R2,R3 分圧抵抗
21A,21B 出力トランジスタ
22A,22B 制御トランジスタ
VIN 力入電圧
VOUT 出力電圧
VFB1 第1の分圧電圧
VFB2 第2の分圧電圧
VREF 基準電圧
1A, 1B first
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JP2006039034A JP2007219795A (en) | 2006-02-16 | 2006-02-16 | Voltage regulator |
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