JP2007208750A - Receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、受信装置に関し、特にマルチキャリア信号を受信する受信装置に関する。 The present invention relates to a receiving apparatus, and more particularly to a receiving apparatus that receives a multicarrier signal.
テレビジョン放送システム等の放送システムにおいて、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式が使用されている場合がある。OFDM変調方式は、マルチキャリア変調方式のひとつであり、複数の互いに直交したサブキャリアのそれぞれに対して、送信すべきデータが割り当てられる。このようなOFDM変調方式において、複数のサブキャリアのうちに少なくともひとつに、既知のパイロット信号が配置されている場合がある。受信装置においては、パイロット信号を用いて、伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性をもとに周波数領域での等化を実行する(例えば、特許文献1参照。)。
周波数領域での等化における誤差は、例えば以下の場合に大きくなり、受信装置の受信特性が悪化する。ひとつ目は、パイロット信号に対応した伝送路特性から別のサブキャリアに対応した伝送路特性を導出するために、内挿補間を実行する場合であるが、内挿補間として、FFT(Fast Fourier Transform)を使用する場合(以下、このような内挿補間を「FFT補間処理」という)である。すなわち、パイロット信号に対応していないサブキャリアに「0」の値を挿入した後に、「0」の値が挿入された伝送路特性に対してIFFTが実行される。その結果、時間領域の伝送路特性が導出され、さらに時間領域の伝送路特性の一部を抽出してからFFTを実行することによって周波数領域の伝送路特性が導出される。その際、時間領域の伝送路特性の一部を抽出するときに方形窓のフィルタを使用すると、高周波成分が発生してしまい、誤差が大きくなってしまう。 An error in equalization in the frequency domain becomes large, for example, in the following cases, and the reception characteristics of the reception apparatus deteriorate. The first is a case where interpolation is performed in order to derive a channel characteristic corresponding to another subcarrier from a channel characteristic corresponding to a pilot signal. As the interpolation, FFT (Fast Fourier Transform) is performed. ) (Hereinafter, such interpolation is referred to as “FFT interpolation processing”). That is, after inserting a value of “0” into a subcarrier that does not correspond to the pilot signal, IFFT is performed on the transmission path characteristic in which the value of “0” is inserted. As a result, the time domain transmission path characteristics are derived, and further, by extracting a part of the time domain transmission path characteristics and performing FFT, the frequency domain transmission path characteristics are derived. At this time, if a rectangular window filter is used when extracting a part of the time domain transmission line characteristics, a high-frequency component is generated and an error becomes large.
また、ふたつ目は、パイロット信号が配置されたサブキャリアに対して、キャリア性の妨害波が存在する場合である。ここで、キャリア性の妨害波とは、サブキャリアの帯域幅程度に狭い帯域幅を有した妨害波である。このような妨害波は、時間的に連続して存在するので、時間領域の伝送路特性の一部を抽出する処理を実行しても、妨害波の影響が残ってしまう。特に妨害波の強度が大きければ、等化処理を実行する際の重み係数に含まれる誤差も大きくなる。さらに、3つ目は、マルチキャリア信号の帯域内に深いノッチが存在する場合である。深いノッチが存在するサブキャリアでは信号強度が小さいので、受信装置は増幅率を大きくする。しかしながら、ノッチが存在するサブキャリアでは信号強度が小さいので、サブキャリアに対応した信号成分の精度も低くなる。このような信号成分に対して大きな増幅率によって増幅を実行すると、当該信号成分に含まれた誤差の影響も大きくなってしまい、受信特性が悪化する。 The second case is a case where there is a carrier interference wave for the subcarrier in which the pilot signal is arranged. Here, the carrier interference wave is an interference wave having a bandwidth narrower than the bandwidth of the subcarrier. Since such interference waves exist continuously in time, even if processing for extracting a part of the transmission path characteristics in the time domain is executed, the influence of the interference waves remains. In particular, if the intensity of the interference wave is large, the error included in the weighting coefficient when executing the equalization process also increases. Furthermore, the third is a case where a deep notch exists in the band of the multicarrier signal. Since the signal strength is small in the subcarrier having a deep notch, the receiving apparatus increases the amplification factor. However, since the signal strength is small in the subcarrier having the notch, the accuracy of the signal component corresponding to the subcarrier is also lowered. When amplification is performed on such a signal component with a large amplification factor, the influence of an error included in the signal component increases, and reception characteristics deteriorate.
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、周波数領域での等化における誤差を小さくする受信装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a receiving apparatus that reduces errors in equalization in the frequency domain.
上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、受信したマルチキャリア信号であって、かつ少なくともひとつのキャリアに既知信号が配置されたマルチキャリア信号を周波数領域の信号に変換する第1変換部と、第1変換部において変換した信号のうちの少なくともひとつのキャリアに配置された既知信号をもとに、当該キャリアに対する伝送路特性を推定する推定部と、推定部において推定した伝送路特性の振幅を所定の範囲に制限する制限部と、制限部において制限した伝送路特性に対応したキャリア以外のキャリアに所定の値を挿入してから、伝送路特性と所定の値との組合せを時間領域の信号に変換する第2変換部と、第2変換部において変換した信号のうちの一部を除去する除去部と、除去部において一部が除去された信号を周波数領域の信号に変換する第3変換部と、第3変換部において変換した信号をもとに、第1変換部において変換した信号を処理する処理部と、を備える。 In order to solve the above-described problems, a receiving apparatus according to an aspect of the present invention converts a received multicarrier signal and a multicarrier signal in which a known signal is arranged in at least one carrier into a frequency domain signal. Based on a first conversion unit, a known signal arranged in at least one of the signals converted in the first conversion unit, an estimation unit that estimates transmission path characteristics for the carrier, and an estimation unit A limiting unit that limits the amplitude of the transmission path characteristic to a predetermined range; and a predetermined value is inserted into a carrier other than the carrier corresponding to the transmission path characteristic limited by the limiting unit, and then the transmission path characteristic and the predetermined value are A second conversion unit that converts the combination into a signal in the time domain, a removal unit that removes part of the signal converted by the second conversion unit, and a part that is removed by the removal unit A third converter for converting signals into a signal in the frequency region, based on the converted signal in the third conversion portion, comprising a processing unit for processing the converted signal in the first conversion unit, the.
この態様によると、推定した伝送路特性の振幅を所定の範囲に制限するので、既知信号が配置された周波数にキャリア性の妨害波が含まれている場合であっても、当該妨害波による影響を低減でき、周波数領域での等化における誤差を小さくできる。 According to this aspect, since the amplitude of the estimated transmission path characteristic is limited to a predetermined range, even if a carrier interference wave is included in the frequency where the known signal is arranged, the influence of the interference wave And an error in equalization in the frequency domain can be reduced.
除去部は、第2変換部において変換した信号のうちの一部を除去するために、時間の経過と共に通過特性が徐々にゼロになり、かつ時間のさらなる経過と共に通過特性が徐々にゼロから大きくなる特性を有したフィルタを使用してもよい。この場合、時間の経過と共に通過特性が徐々に変化するようなフィルタを使用するので、高周波成分の発生を低減でき、周波数領域での等化における誤差を小さくできる。 The removal unit removes a part of the signal converted in the second conversion unit, so that the passage characteristic gradually becomes zero with the passage of time, and the passage characteristic gradually increases from zero with the further passage of time. A filter having the following characteristics may be used. In this case, since a filter whose pass characteristics gradually change with the passage of time is used, generation of high frequency components can be reduced, and errors in equalization in the frequency domain can be reduced.
本発明の別の態様もまた、受信装置である。この装置は、受信したマルチキャリア信号であって、かつ少なくともひとつのキャリアに既知信号が配置されたマルチキャリア信号を周波数領域の信号に変換する第1変換部と、第1変換部において変換した信号のうちの少なくともひとつのキャリアに配置された既知信号をもとに、当該キャリアに対する伝送路特性を推定する推定部と、推定部において推定した伝送路特性に対応したキャリア以外のキャリアに所定の値を挿入してから、伝送路特性と所定の値との組合せを時間領域の信号に変換する第2変換部と、第2変換部において変換した信号のうちの一部に対して、時間の経過と共に通過特性が徐々にゼロになり、かつ時間のさらなる経過と共に通過特性が徐々にゼロから大きくなる特性を有したフィルタによって除去を実行する除去部と、除去部において一部が除去された信号を周波数領域の信号に変換する第3変換部と、第3変換部において変換した信号をもとに、第1変換部において変換した信号を処理する処理部と、を備える。 Another embodiment of the present invention is also a receiving device. This apparatus is a received multicarrier signal, and a first conversion unit that converts a multicarrier signal in which a known signal is arranged on at least one carrier into a frequency domain signal, and a signal converted by the first conversion unit Based on a known signal arranged in at least one of the carriers, an estimation unit for estimating the channel characteristics for the carrier, and a predetermined value for a carrier other than the carrier corresponding to the channel characteristics estimated by the estimation unit A second conversion unit that converts a combination of transmission path characteristics and a predetermined value into a signal in the time domain, and a portion of the signal converted in the second conversion unit after time has elapsed The removal is performed by a filter having a characteristic in which the pass characteristic gradually becomes zero with time and the pass characteristic gradually increases from zero over time. A signal converted in the first conversion unit based on the signal converted in the third conversion unit, a third conversion unit that converts the signal partially removed in the removal unit into a signal in the frequency domain A processing unit.
この態様によると、時間の経過と共に通過特性が徐々に変化するようなフィルタを使用するので、高周波成分の発生を低減でき、周波数領域での等化における誤差を小さくできる。 According to this aspect, since a filter whose pass characteristics gradually change with the passage of time is used, generation of high frequency components can be reduced, and errors in equalization in the frequency domain can be reduced.
推定部は、推定した伝送路特性の振幅を所定の範囲に制限してもよい。この場合、推定した伝送路特性の振幅を所定の範囲に制限するので、既知信号が配置された周波数にキャリア性の妨害波が含まれている場合であっても、当該妨害波による影響を低減でき、周波数領域での等化における誤差を小さくできる。 The estimation unit may limit the estimated amplitude of the transmission path characteristic to a predetermined range. In this case, since the estimated amplitude of the transmission path characteristic is limited to a predetermined range, even when a carrier signal is included in the frequency where the known signal is arranged, the influence of the interference signal is reduced. It is possible to reduce errors in equalization in the frequency domain.
第2変換部は、推定部において推定した伝送路特性に対応したキャリア以外のキャリアに所定の値を挿入する際に、実際に所定の値を挿入すべきキャリアの数よりも少ない数のキャリアに所定の値を挿入することによって、マルチキャリア信号に含まれたキャリアの数よりも、ひとつの組合せに含まれた伝送路特性と所定の値の数を少なくし、第3変換部は、周波数領域に変換した信号に対して補間を実行することによって、周波数領域に変換した信号に含まれた成分の数と、マルチキャリア信号に含まれたキャリアの数とを等しくしてもよい。この場合、実際に所定の値を挿入すべきキャリアの数よりも少ない数のキャリアに所定の値を挿入するので、処理対象となる成分の数を低減でき、処理量を低減できる。 When the second conversion unit inserts a predetermined value into a carrier other than the carrier corresponding to the transmission path characteristic estimated by the estimation unit, the second conversion unit sets the number of carriers smaller than the number of carriers that should actually insert the predetermined value. By inserting the predetermined value, the number of transmission path characteristics and the predetermined value included in one combination is less than the number of carriers included in the multicarrier signal, and the third conversion unit The number of components included in the signal converted into the frequency domain may be equalized with the number of carriers included in the multicarrier signal by performing interpolation on the signal converted into. In this case, since the predetermined value is inserted into a smaller number of carriers than the number of carriers that should actually insert the predetermined value, the number of components to be processed can be reduced, and the processing amount can be reduced.
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。 It should be noted that any combination of the above-described constituent elements and a conversion of the expression of the present invention between a method, an apparatus, a system, a recording medium, a computer program, etc. are also effective as an aspect of the present invention.
本発明によれば、周波数領域での等化における誤差を小さくできる。 According to the present invention, errors in equalization in the frequency domain can be reduced.
本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、複数のサブキャリアのうちの少なくともひとつにパイロット信号が含まれたマルチキャリア信号を受信する受信装置に関する。受信装置は、パイロット信号に対応した伝送路特性を推定し、FFT補間処理を実行することによって、複数のサブキャリアに対する伝送路特性を推定する。前述のごとく、FFT補間処理において方形窓を使用することによって、高周波成分が発生しうる。また、パイロット信号が配置されたサブキャリアにキャリア性の妨害波が含まれている場合、重み係数に含まれる誤差が大きくなる。さらに、無線伝送路における遅延波の存在によって、マルチキャリア信号の帯域内にノッチが発生している場合、受信装置は、当該ノッチに対応したサブキャリアにおける信号に対する増幅率を大きくする。その結果、当該信号における誤差の影響も増幅される。本発明の実施例に係る受信装置は、これらに対応するために、以下の処理を実行する。 Before describing the present invention in detail, an outline will be described. An embodiment of the present invention relates to a receiving apparatus that receives a multicarrier signal in which a pilot signal is included in at least one of a plurality of subcarriers. The receiving apparatus estimates transmission path characteristics for a plurality of subcarriers by estimating transmission path characteristics corresponding to the pilot signal and performing FFT interpolation processing. As described above, a high frequency component can be generated by using a rectangular window in the FFT interpolation process. In addition, when the carrier wave interference wave is included in the subcarrier in which the pilot signal is arranged, the error included in the weighting coefficient increases. Further, when a notch is generated in the band of the multicarrier signal due to the presence of the delayed wave in the wireless transmission path, the receiving apparatus increases the amplification factor for the signal in the subcarrier corresponding to the notch. As a result, the influence of errors in the signal is also amplified. The receiving apparatus according to the embodiment of the present invention executes the following processing in order to cope with these.
本実施例に係る受信装置は、キャリア性の妨害波の影響を小さくするために以下の処理を実行する。すなわち、パイロット信号に対する伝送路特性を推定したときに、対応したサブキャリアにおける振幅の大きさがしきい値よりも大きければ、受信装置は、振幅を一定の値に制限する。また、FFT補間処理での方形窓によって発生しうる高周波成分の影響を小さくするために、受信装置は、方形窓の代わりに、コサインロールオフ特性の窓を使用する。さらに、ノッチによる誤差の影響の増幅を低減するために、受信装置は、重み係数の振幅を所定の値に制限する。さらに、受信装置は、復調した結果における振幅を所定の値に制限する。 The receiving apparatus according to the present embodiment executes the following processing in order to reduce the influence of the carrier interference wave. That is, when the channel characteristics for the pilot signal are estimated, if the magnitude of the amplitude in the corresponding subcarrier is larger than the threshold value, the receiving apparatus limits the amplitude to a constant value. Further, in order to reduce the influence of high-frequency components that can be generated by the rectangular window in the FFT interpolation process, the receiving apparatus uses a window having a cosine roll-off characteristic instead of the rectangular window. Furthermore, in order to reduce the amplification of the influence of the error due to the notch, the receiving device limits the amplitude of the weighting factor to a predetermined value. Further, the receiving apparatus limits the amplitude in the demodulated result to a predetermined value.
図1は、本発明の実施例に係る受信装置100の構成を示す。受信装置100は、アンテナ10、RF部12、直交検波部14、AD変換部16、FFT部18、復調部20、重み係数導出部22、制御部24を含む。
FIG. 1 shows a configuration of a receiving
アンテナ10は、図示しない送信装置によって送信されたマルチキャリア信号を受信する。図2は、アンテナ10において受信される信号の構成を示す。図の横軸は、周波数に相当し、図の縦軸は、時間に相当する。すなわち、横軸の方向に配置される複数の丸印は、複数のサブキャリアに相当し、サブキャリアのそれぞれは、「サブキャリア#1」、「サブキャリア#2」、「サブキャリア#3」等によって示される。また、黒色の丸印がパイロット信号に相当し、白色の丸印がデータ信号に相当する。一方、縦軸の方向に配置される複数の丸印は、複数のシンボルに相当し、シンボルのそれぞれは、「シンボル#1」、「シンボル#2」、「シンボル#3」等によって示される。なお、ひとつのシンボルには、複数のサブキャリアが含まれている。また、連続したシンボルにおいては、異なったサブキャリアにパイロット信号が配置されている。図1に戻る。
The
RF部12は、アンテナ10において受信したマルチキャリア信号の周波数を変換する。すなわち、受信したマルチキャリア信号は無線周波数を有しているので、RF部12は、無線周波数のマルチキャリア信号を中間周波数のマルチキャリア信号に変換する。そのため、RF部12には、増幅器、発振器、ミキサ、フィルタ等が含まれているが、これらは公知の技術によって構成されればよいので、ここでは、説明を省略する。
The
直交検波部14は、中間周波数のマルチキャリア信号に対して直交検波を実行し、ベースバンドのマルチキャリア信号を生成する。なお、ベースバンド信号は、一般的に、同相成分と直交成分とを有しているので、ふたつの信号線によって示されるべきであるが、ここでは、図面を明瞭にするためにこれをひとつの信号線によって示す。直交検波部14には、発振器、ミキサ、フィルタ等が含まれているが、RF部12と同様に、これらは公知の技術によって構成されればよいので、ここでは、説明を省略する。AD変換部16は、直交検波部14によって変換されたベースバンドのマルチキャリア信号に対して、アナログ−デジタル変換を実行し、デジタル信号を出力する。
The
FFT部18は、AD変換部16において変換したデジタル信号に対して、FFTを実行することによって、周波数領域のマルチキャリア信号を生成する。すなわち、FFT部18は、受信したマルチキャリア信号であって、かつ少なくともひとつのキャリアにパイロット信号が配置されたマルチキャリア信号を周波数領域の信号に変換する。重み係数導出部22は、FFTによって周波数領域に変換した信号に対して、サブキャリア単位に伝送路特性を推定する。さらに、重み係数導出部22は、推定した伝送路特性からサブキャリア単位の重み係数を導出する。なお、重み係数導出部22における処理の詳細は、後述するが、前述のFFT補間処理が使用されている。
The
復調部20は、重み係数導出部22によって導出された重み係数をもとに、周波数領域に変換した信号を復調する。すなわち、復調部20は、重み係数導出部22によって導出した信号をもとに、FFT部18において変換した信号を処理する。ここで、復調部20における処理の詳細も後述する。制御部24は、受信装置100の動作タイミングを制御する。
The
この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのCPU、メモリ、その他のLSIで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされた通信機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。 This configuration can be realized in terms of hardware by a CPU, memory, or other LSI of any computer, and in terms of software, it is realized by a program having a communication function loaded in the memory. Describes functional blocks realized by collaboration. Accordingly, those skilled in the art will understand that these functional blocks can be realized in various forms by hardware only, software only, or a combination thereof.
図3(a)−(d)は、重み係数導出部22において生じうる誤差の概要を示す。図3(a)は、周波数領域でのマルチキャリア信号に対する伝送路特性であって、かつサブキャリア単位の伝送路特性である。ここで、前述のごとく、黒色の丸印がパイロット信号に相当する。すなわち、重み係数導出部22での処理のうち、初期の段階における処理によって、黒色の丸印に対する伝送路特性が導出される。また、ひとつのパイロット信号に対応したサブキャリアにおいて妨害波200が含まれている。なお、図中の白色の丸印は、便宜上示されたものであり、初期の段階の処理においては導出されていない。
FIGS. 3A to 3D show an outline of errors that can occur in the weighting
図3(b)は、図3(a)に対してIFFTを実行した結果、すなわち図3(a)を時間領域に変換した結果である。ここで、重み係数導出部22は、IFFTを実行する前に、図3(a)の白色の丸印に対応したサブキャリア、すなわちデータ信号が配置されたサブキャリアに対して「ゼロ」を挿入する。その結果、図3(b)には、先行波202と遅延波204とが出現しているが、それらは3周期出現している。また、妨害波200を時間領域に変換した結果が妨害波206に相当する。
FIG. 3B shows the result of executing IFFT on FIG. 3A, that is, the result of converting FIG. 3A to the time domain. Here, before executing IFFT, the weighting
図3(c)は、図3(b)の一部の期間を抽出した結果に相当する。図示のごとく、ひと組の先行波202と遅延波204とが含まれるように、時間領域の伝送路特性のうち、1周期分もしくはそれ以下の部分が抽出される。その際、前方の部分と後方の部分とが抽出される。また、抽出する際に、前述の方形窓が使用されるものとする。図3(d)は、図3(c)を周波数領域に変換した結果に相当する。すなわち、図3(a)と同様に、周波数領域でのマルチキャリア信号に対する伝送路特性に相当する。しかしながら、図3(d)では、図3(a)とは異なり、すべてのサブキャリアに対する伝送路特性が導出されている。また、図3(c)において方形窓が使用されているので、図3(d)には、高周波成分が発生している。
FIG. 3C corresponds to the result of extracting a part of the period in FIG. As shown in the drawing, a portion of one period or less is extracted from the transmission path characteristics in the time domain so that a set of preceding
図4は、重み係数導出部22の構成を示す。重み係数導出部22は、パイロット抽出部30、パイロット推定部32、伝送路制限部34、挿入部36、IFFT部38、除去部40、FFT部42、補間部44、計算部46、重み係数制限部48、振幅算出部50を含む。
FIG. 4 shows the configuration of the weighting
パイロット抽出部30は、図1のFFT部18によって周波数領域に変換されたマルチキャリア信号から、パイロット信号を抽出する。すなわち、図2において、「シンボル#1」の「サブキャリア#1」、「サブキャリア#13」等が抽出され、「シンボル#2」の「サブキャリア#4」等が抽出される。
The
パイロット推定部32は、パイロット抽出部30において抽出したパイロット信号に対する伝送路特性を推定する。パイロット信号は既知の信号であるので、パイロット推定部32は、パイロット信号の値を予め記憶している。また、パイロット推定部32は、パイロット抽出部30において抽出したパイロット信号と、記憶したパイロット信号との相関を計算することによって、パイロット信号に対する伝送路特性を推定する。その結果、図2の「シンボル#1」のうち、「サブキャリア#1」、「サブキャリア#13」等に対する伝送路特性が推定される。
The
伝送路制限部34は、パイロット推定部32において推定した伝送路特性の振幅を所定の範囲に制限する。すなわち、伝送路制限部34は、振幅の大きさに制限を設け、当該制限よりも伝送路特性の振幅が大きい場合に、当該制限の大きさを有した値に伝送路特性の振幅を変換する。ここで、振幅の大きさの制限値は、後述の振幅算出部50によって算出される。なお、伝送路制限部34は、伝送路特性の位相を保存するように、伝送路特性の振幅を制限してもよい。例えば、伝送路特性の同相成分における振幅の大きさを1/2にした場合に、伝送路制限部34は、伝送路特性の直交成分における振幅の大きさにかかわらず、伝送路特性の直交成分における振幅の大きさも1/2にしてもよい。
The transmission path limiting unit 34 limits the amplitude of the transmission path characteristics estimated by the
挿入部36は、伝送路制限部34において制限した伝送路特性に対応したサブキャリア以外のサブキャリア、すなわちパイロット信号が配置されず、データ信号が配置されたサブキャリアに「0」の値を挿入する。なお、挿入部36によって挿入される値は、「0」に制限される必要はなく、全体の伝送路特性に与える影響の小さい値であればよい。ここで、挿入部36は、「0」の値を挿入する際に、実際に「0」の値を挿入すべきサブキャリアの数よりも少ない数のサブキャリアに「0」の値を挿入する。例えば、図2の「シンボル#5」の場合、「サブキャリア#1」と「サブキャリア#13」等にパイロット信号が挿入されているので、挿入部36は、伝送路制限部34から当該サブキャリアに対する伝送路特性を受けつける。また、「シンボル#2」から「シンボル#4」において、挿入部36は、「サブキャリア#4」、「サブキャリア#7」、「サブキャリア#10」、「サブキャリア#16」等に対する伝送路特性も既に受けつけている。すなわち、挿入部36は、処理対象のシンボル、例えば「シンボル#5」でのパイロット信号に対する伝送路特性と、処理対象の前のシンボル、例えば「シンボル#2」から「シンボル#4」でのパイロット信号に対する伝送路特性とを受けつけている。そのため、上記以外のサブキャリア、例えば「サブキャリア#2」、「サブキャリア#3」、「サブキャリア#5」、「サブキャリア#6」等に、「0」の値が挿入されるべきである。すなわち、2個連続の「0」の値を挿入し、ひとつとばした後に再び2個連続の「0」の値を挿入するという処理が繰り返されるべきである。しかしながら、挿入部36は、2個連続の「0」の値の代わりに、1個の「0」の値を挿入する。その結果、マルチキャリア信号に含まれたサブキャリアキャリアの数よりも、「0」の値の数を挿入した伝送路特性の数が少なくなる。
The
IFFT部38は、挿入部36から入力された組合せであって、かつ伝送路特性と「0」の値との組合せに対して、IFFTを実行することによって、組合せを時間領域の信号に変換する。挿入部36での処理のため、IFFT部38においてIFFTを実行する際のポイント数は、FFT部18においてFFTを実行する際のポイント数よりも少なくなる。
The
除去部40は、IFFT部38において変換した信号のうちの一部を除去する。ここで、図3(c)での説明のごとく、時間領域の伝送路特性のうち、前方の部分と後方の部分とが抽出される。しかしながら、除去部40は、除去の際に方形窓を使用せず、コサインロールオフ特性の窓を使用する。すなわち、除去部40は、時間の経過と共に通過特性が徐々にゼロになり、かつ時間のさらなる経過と共に通過特性が徐々にゼロから大きくなる特性を有したフィルタを使用する。そのため、除去部40は、ハニング窓やハミング窓を使用してもよい。なお、除去部40は、方形窓によって除去を実行した後、FIR(Finite Impulse Response)フィルタ、IIR(Infinite Impulse Response)フィルタ等のローバスフィルタを使用しながら、除去を実行した信号を平滑化してもよい。
The removing
振幅算出部50は、除去部40において一部が除去された信号をもとに、伝送路制限部34での振幅の制限値を算出する。詳細は後述するが、除去部40において一部が除去された信号には、一般的に、先行波と遅延波とが含まれる。振幅算出部50は、先行波の信号強度と遅延波の信号強度をもとに、振幅の制限値を適応的に算出する。すなわち、振幅算出部50は、先行波の信号強度と遅延波の信号強度とを加算し、加算結果に応じて制限値を導出する。なお、先行波と遅延波との信号強度の比(以下、「DU比」という)と、先行波の信号強度とが導出されることによって、伝送路特性値の幅が規定されるが、振幅算出部50は、制限値を算出する際に、当該伝送路特性値の幅を考慮してもよい。なお、振幅算出部50は、伝送路特性値の傾きの最大値と最小値を考慮してもよい。また、振幅算出部50は、妨害波、もしくはその周辺、もしくは帯域全体の伝送路推定値に対して、平滑化を実行し、平滑化の結果をもとに制限値を導出してもよい。ここで、平滑化は、平均、移動平均、FIRフィルタ、IIRフィルタによって実現される。
The
FFT部42は、除去部40において一部が除去された信号に対してFFTを実行することによって、当該信号を周波数領域の信号に変換する。ここで、FFT部42は、時間領域の伝送路特性のうち、前方の部分と後方の部分とを結合してから、FFTを実行する。補間部44は、FFT部42において変換した周波数領域の信号に対して補間を実行することによって、周波数領域の信号に含まれた成分の数と、マルチキャリア信号に含まれたサブキャリアの数とを等しくする。すなわち、周波数領域の信号に含まれた信号の数は、挿入部36からの組合せに含まれた成分の数に等しいので、マルチキャリア信号に含まれたサブキャリアの数よりも少なくなっている。補間部44は、高次関数による補間や線形補間を実行するが、これらには、公知の技術が使用されればよいので、ここでは説明を省略する。
The
計算部46は、補間部44において導出した伝送路特性をもとに、マルチキャリア信号に含まれた複数のサブキャリアのそれぞれに対する重み係数を導出する。計算部46は、サブキャリア単位に伝送路特性の逆数を計算することによって、重み係数を導出する。重み係数制限部48は、計算部46において導出した重み係数の振幅を所定の範囲に制限する。重み係数制限部48による制限値は、以下のように決定される。
The
以下では、説明を簡潔にするために、マルチキャリア信号のうちのひとつのサブキャリアに着目する。ひとつのサブキャリアあたりに想定される最低受信強度Piは、全サブキャリアあたりに想定される最低受信強度Pminの5617分の1となる。ここで、マルチキャリア信号に含まれるサブキャリア数は、5617とする。また、5617分の1は、「−37.5dB」となる。これらより、Piは、次のように示される。
Pi[dBm]=Pmin−37.5・・・(1)
また、想定されるDU比をxminとすれば、ノッチの最深部の強度PNiは、次のように示される。
PNi[dBm]=Pi−20log10(1−xmin)・・・(2)
ここで、PNiが受信装置100の熱雑音のレベルに近づくと、重み係数の誤差が大きくなる。また、ひとつのサブキャリアあたりの熱雑音Niは、次のように示される。
Ni[dBm]=10log10kTBF+30・・・(3)
ここで、「k」はボルツマン定数であり、「B」は帯域幅であり、「T」は絶対温度にて示された温度であり、「F」は雑音指数である。以上より、重み係数の制限値Wimaxは、次のように示される。
Wimax[dB]=PNi−Ni+α・・・(4)
ここで、「α」はマージンであり、定数である。また、Pminとxminは予め規定されているものとする。なお、Pminは実測値であってもよく、xminは遅延プロファイルより導出されてもよく、その場合、Wimaxは、適応的に変化される。なお、Pminとxminの導出のために、図示しない重み係数制限値算出部が付加されてもよい。
In the following, in order to simplify the explanation, attention is paid to one subcarrier of the multicarrier signal. The minimum reception strength Pi assumed per one subcarrier is 1/5617 of the minimum reception strength Pmin assumed per all subcarriers. Here, the number of subcarriers included in the multicarrier signal is assumed to be 5617. Moreover, 1/5617 is “−37.5 dB”. From these, Pi is shown as follows.
Pi [dBm] = Pmin-37.5 (1)
If the assumed DU ratio is xmin, the strength PNi at the deepest part of the notch is expressed as follows.
PNi [dBm] = Pi-20log 10 (1-xmin) (2)
Here, when the PNi approaches the thermal noise level of the receiving
Ni [dBm] = 10 log 10 kTBF + 30 (3)
Here, “k” is the Boltzmann constant, “B” is the bandwidth, “T” is the temperature indicated in absolute temperature, and “F” is the noise figure. From the above, the limit value Wimax of the weighting coefficient is expressed as follows.
Wimax [dB] = PNi-Ni + α (4)
Here, “α” is a margin, which is a constant. Also, Pmin and xmin are defined in advance. Note that Pmin may be an actual measurement value, and xmin may be derived from a delay profile. In this case, Wimax is adaptively changed. In order to derive Pmin and xmin, a weight coefficient limit value calculation unit (not shown) may be added.
図5(a)−(d)は、重み係数導出部22での処理の概要を示す。ここでは、図4の伝送路制限部34と除去部40による処理を説明するために、挿入部36は、データ信号に対応したサブキャリアに「0」の値を挿入するものとする。図5(a)は、周波数領域でのマルチキャリア信号に対する伝送路特性であって、かつサブキャリア単位の伝送路特性である。ここで、図3(a)と同様に、黒色の丸印がパイロット信号に相当する。すなわち、重み係数導出部22での処理のうち、初期の段階における処理によって、黒色の丸印に対する伝送路特性が導出される。また、伝送路制限部34によって妨害波200に対する強度が制限されている。
FIGS. 5A to 5D show an overview of processing in the weighting
図5(b)は、図3(b)と同様に、図5(a)に対してIFFTを実行した結果、すなわち図5(a)を時間領域に変換した結果である。ここで、伝送路制限部34による制限によって、妨害波206の強度が小さくなっている。図5(c)は、図3(c)と同様に、図5(b)の一部の期間を抽出した結果に相当する。しかしながら、図5(c)では、除去部40において、コサインロールオフ特性の窓が使用されている。図5(d)は、図3(d)と同様に、図5(c)を周波数領域に変換した結果に相当する。しかしながら、図5(d)では、図3(d)とは異なり、コサインロールオフ特性の窓が使用されているので、高周波成分の発生が低減されている。
FIG. 5B shows the result of IFFT performed on FIG. 5A, that is, the result of converting FIG. 5A into the time domain, as in FIG. 3B. Here, due to the restriction by the transmission line restriction unit 34, the intensity of the
ここで、信号の切り出し幅は、1周期であるとしているが、これに限定されなくてもよい。すなわち、カードインターバル長に応じて、1周期分よりも短い期間であってもよい。また、先行波202と遅延波204の周辺部分だけを切り出してもよい。その場合、遅延波204の遅延時間に応じて、切り出し位置、切り出し幅が調節される。また、除去部40は、1周期分を切り出した後、強度の小さい部分を「0」としてもよい。その場合、雑音の影響を低減できる。
Here, the cut-out width of the signal is assumed to be one cycle, but it is not limited to this. That is, it may be a period shorter than one cycle depending on the card interval length. Further, only the peripheral portion of the
図6(a)−(d)は、重み係数導出部22での処理の別の概要を示す。ここでは、特に、挿入部36における「0」の値の挿入の処理を説明する。図6(a)は、周波数領域でのマルチキャリア信号に対する伝送路特性であって、かつサブキャリア単位の伝送路特性である。ここで、図5(a)と同様に、黒色の丸印がパイロット信号に相当する。一方、白色の丸印は、挿入部36によって「0」の値が挿入されるべきサブキャリアに相当する。図5(a)では、ふたつのパイロット信号に挟まれたふたつのサブキャリアに対して「0」の値が挿入されているのに対して、図6(a)では、ふたつのパイロット信号に挟まれたひとつのサブキャリアに対して、「0」の値が挿入されている。その結果、マルチキャリア信号に含まれる成分の数が少なくなる。
FIGS. 6A to 6D show another outline of processing in the weighting
図6(b)は、図5(b)と同様に、図6(a)に対してIFFTを実行した結果、すなわち図5(a)を時間領域に変換した結果である。挿入部36において「0」の値を挿入すべきサブキャリアの数が減少されているので、先行波202と遅延波204との組合せの数も少なくなっている。すなわち、図5(b)においては、3周期が存在していたのに対して、図6(b)では、2周期が存在する。図6(c)は、図5(c)と同様にコサインロールオフ特性の窓によって、図6(b)の一部の期間を抽出した結果に相当する。
FIG. 6B shows the result of IFFT performed on FIG. 6A, that is, the result of converting FIG. 5A into the time domain, as in FIG. 5B. Since the number of subcarriers in which the value of “0” is to be inserted is reduced in the
図6(d)は、図5(d)と同様に、図6(c)を周波数領域に変換した結果に相当する。図4のFFT部42によって、白色の丸印と黒色の丸印に対応した伝送路特性が導出される。しかしながら、本来の導出すべき伝送路特性は、黒色の丸印と×印に対応したものであるべきである。そのため、補間部44は、白色の丸印と黒色の丸印に対応した伝送路特性を使用しながら、高次関数の補間によって、×印に対応した伝送路特性を導出する。
FIG. 6D corresponds to the result of converting FIG. 6C into the frequency domain, as in FIG. 5D. The
図7は、復調部20の構成を示す。復調部20は、等化部60、振幅制限部62を含む。等化部60は、図1の重み係数導出部22にて導出した重み係数をもとに、図1のFFT部18において変換した周波数領域の信号を復調する。ここで、重み係数と周波数領域の信号は、複数のサブキャリアに対応した成分をそれぞれ含んでいるので、等化部60は、サブキャリアごとに、重み係数と周波数領域の信号とを対応づける。以上の処理は、周波数領域の等化に相当する。振幅制限部62は、等化部60において復調した信号の振幅を所定の範囲に制限する。振幅制限部62による制限は、図4の伝送路制限部34による制限と同様になされればよいので、ここでは説明を省略する。
FIG. 7 shows the configuration of the
以上の構成による受信装置100の動作を説明する。アンテナ10は、マルチキャリア信号を受信し、RF部12、直交検波部14、AD変換部16は、受信したマルチキャリア信号をベースバンドのデジタル信号に変換する。FFT部18は、ベースバンドのデジタル信号に対して、FFTを実行することによって、サブキャリア単位のマルチキャリア信号を導出する。パイロット推定部32は、サブキャリア単位のマルチキャリア信号のうち、パイロット信号に対する伝送路特性を推定する。伝送路制限部34は、推定した伝送路特性の振幅の大きさが所定の値よりも大きい場合に、推定した伝送路特性の振幅の大きさを所定の値に制限する。
The operation of the receiving
挿入部36は、サブキャリア単位のマルチキャリア信号のうち、パイロット信号以外の部分に「0」の値を挿入し、伝送路特性と「0」の値との組合せを生成する。IFFT部38は、組合せに対してIFFTを実行することによって、組合せを時間領域の信号に変換する。除去部40は、コサインロールオフ特性の窓を使用することによって、時間領域の信号のうちの一部を抽出する。FFT部42は、一部を抽出した信号に対してIFFTを実行することによって、当該信号を周波数領域に変換し、補間部44は、周波数領域の信号に対して補間を実行することによって、当該信号の成分の数をサブキャリアの数に等しくする。以上の処理の結果、サブキャリアのそれぞれに対応した伝送路特性が導出される。
計算部46は、伝送路特性の逆数を計算することによって、サブキャリアのそれぞれに対応した重み係数を導出する。重み係数制限部48は、重み係数の振幅の大きさが所定の値よりも大きい場合に、重み係数の振幅の大きさを所定の値に制限する。等化部60は、重み係数によって、FFT部18にて導出したサブキャリア単位のマルチキャリア信号を復調する。振幅制限部62は、復調した信号の振幅の大きさが所定の値よりも大きい場合に、復調した信号の振幅の大きさを所定の値に制限する。
The
本発明の実施例によれば、パイロット信号に対して推定した伝送路特性の振幅を所定の範囲に制限するので、パイロット信号が配置された周波数にキャリア性の妨害波が含まれている場合であっても、当該妨害波による影響を低減できる。また、妨害波による影響が低減されるので、周波数領域での等化における誤差を小さくできる。また、周波数領域での等化における誤差を小さくできるので、受信特性を改善できる。また、時間領域の信号の一部を抽出する際に、時間の経過と共に通過特性が徐々に変化するようなフィルタを使用するので、高周波成分の発生を低減できる。また、高周波成分の発生が低減するので、重み係数の精度を向上できる。また、重み係数の精度が向上するので、周波数領域での等化における誤差を小さくできる。 According to the embodiment of the present invention, since the amplitude of the channel characteristic estimated for the pilot signal is limited to a predetermined range, the frequency where the pilot signal is arranged includes a carrier interference wave. Even if it exists, the influence by the said interference wave can be reduced. In addition, since the influence of the interference wave is reduced, an error in equalization in the frequency domain can be reduced. Also, since errors in equalization in the frequency domain can be reduced, reception characteristics can be improved. In addition, when extracting a part of the signal in the time domain, the use of a filter whose pass characteristics gradually change with time can reduce the generation of high frequency components. In addition, since the generation of high frequency components is reduced, the accuracy of the weighting factor can be improved. In addition, since the accuracy of the weighting factor is improved, an error in equalization in the frequency domain can be reduced.
また、復調した信号の振幅を所定の範囲に制限するので、大きな増幅率によって増幅された信号の振幅が大きくなることを抑制できる。また、大きな増幅率によって増幅された信号の振幅が大きくなることが抑制されるので、周波数領域での等化における誤差を小さくできる。また、重み係数の振幅を所定の範囲に制限するので、大きな増幅率による信号の増幅を防止できる。また、大きな増幅率による信号の増幅が防止されるので、周波数領域での等化における誤差を小さくできる。 Further, since the amplitude of the demodulated signal is limited to a predetermined range, it is possible to suppress an increase in the amplitude of the signal amplified with a large amplification factor. Further, since the amplitude of the signal amplified with a large amplification factor is suppressed, an error in equalization in the frequency domain can be reduced. Further, since the amplitude of the weight coefficient is limited to a predetermined range, signal amplification due to a large amplification factor can be prevented. Further, since amplification of signals with a large amplification factor is prevented, errors in equalization in the frequency domain can be reduced.
また、実際に「0」の値を挿入すべきサブキャリアの数よりも少ない数のサブキャリアに「0」の値を挿入するので、後段のIFFTおよびFFTにおいて処理対象となる成分の数を低減できる。また処理対象となる成分の数が低減されるので、処理量を低減できる。また、FFT終了後、補間を実行することによって、マルチキャリア信号に含まれたサブキャリアのそれぞれに対する伝送路特性を導出するので、復調を実行できる。 In addition, since the value of “0” is inserted into a smaller number of subcarriers than the number of subcarriers into which the value of “0” should actually be inserted, the number of components to be processed in the subsequent IFFT and FFT is reduced. it can. Further, since the number of components to be processed is reduced, the amount of processing can be reduced. Further, by performing interpolation after the FFT, the channel characteristics for each of the subcarriers included in the multicarrier signal are derived, so that demodulation can be performed.
以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 In the above, this invention was demonstrated based on the Example. This embodiment is an exemplification, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to the combination of each component and each processing process, and such modifications are also within the scope of the present invention. .
本発明の実施例において、伝送路制限部34による振幅の制限、除去部40でのコサインロールオフ特性の窓による抽出、重み係数制限部48による振幅の制限、振幅制限部62による振幅の制限を実行しているが、これらのうち、伝送路制限部34による振幅の制限だけが実行されてもよい。本変形例によれば、処理量の増加を抑えつつ、少なくともキャリア性の妨害波による影響を小さくできる。つまり、受信特性に影響を及ぼす誤差を低減できればよい。
In the embodiment of the present invention, the transmission path limiting unit 34 limits the amplitude, the
本発明の実施例において、伝送路制限部34による振幅の制限、除去部40でのコサインロールオフ特性の窓による抽出、重み係数制限部48による振幅の制限、振幅制限部62による振幅の制限を実行しているが、これらのうち、除去部40でのコサインロールオフ特性の窓による抽出だけが実行されてもよい。本変形例によれば、処理量の増加を抑えつつ、高周波成分の発生を抑制できる。つまり、受信特性に影響を及ぼす誤差を低減できればよい。
In the embodiment of the present invention, the transmission path limiting unit 34 limits the amplitude, the
本発明の実施例において、伝送路制限部34による振幅の制限、除去部40でのコサインロールオフ特性の窓による抽出、重み係数制限部48による振幅の制限、振幅制限部62による振幅の制限を実行しているが、これらのうち、振幅制限部62による振幅の制限だけが実行されてもよい。本変形例によれば、処理量の増加を抑えつつ、深いノッチの存在による影響を小さくできる。つまり、受信特性に影響を及ぼす誤差を低減できればよい。
In the embodiment of the present invention, the transmission path limiting unit 34 limits the amplitude, the
本発明の実施例において、重み係数制限部48は、制限値を予め定めている。しかしながらこれに限らず例えば、重み係数制限部48は、復調部20による等化の後のスペクトラム、もしくはサブキャリア単位のMER、サブキャリア単位のBERをもとに制限値を適応的に調節してもよい。以上の処理を実行するために、重み係数算出部が付加されてもよい。本変形例によれば、制限値を正確に導出できる。
In the embodiment of the present invention, the weight
本実施例に係る発明は、以下の項目によって特定されてもよい。
(項目1)
受信したマルチキャリア信号であって、かつ少なくともひとつのキャリアに既知信号が配置されたマルチキャリア信号を周波数領域の信号に変換する変換部と、
前記変換部において変換した信号のうちの少なくともひとつのキャリアに配置された既知信号をもとに、当該キャリアに対する伝送路特性を推定する推定部と、
前記推定部において推定した伝送路特性をもとに、マルチキャリア信号に含まれた複数のキャリアのそれぞれに対する重み係数を導出する導出部と、
前記導出部において導出した重み係数をもとに、前記変換部において変換した信号を復調する復調部と、
前記復調部において復調した信号の振幅を所定の範囲に制限する制限部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
The invention according to the present embodiment may be specified by the following items.
(Item 1)
A conversion unit that converts a multicarrier signal that is a received multicarrier signal and a known signal is arranged in at least one carrier into a frequency domain signal;
Based on a known signal arranged in at least one of the signals converted in the conversion unit, an estimation unit that estimates transmission path characteristics for the carrier;
A derivation unit for deriving a weighting factor for each of a plurality of carriers included in the multicarrier signal based on the transmission path characteristics estimated by the estimation unit;
Based on the weighting factor derived in the derivation unit, a demodulation unit that demodulates the signal converted in the conversion unit,
A limiting unit that limits the amplitude of the signal demodulated in the demodulation unit to a predetermined range;
A receiving apparatus comprising:
(項目2)
前記導出部は、導出した重み係数の振幅を所定の範囲に制限することを特徴とする項目1に記載の受信装置。
(Item 2)
The receiving device according to item 1, wherein the derivation unit limits the amplitude of the derived weighting factor to a predetermined range.
10 アンテナ、 12 RF部、 14 直交検波部、 16 AD変換部、 18 FFT部、 20 復調部、 22 重み係数導出部、 24 制御部、 100 受信装置。 10 antennas, 12 RF units, 14 quadrature detection units, 16 AD conversion units, 18 FFT units, 20 demodulation units, 22 weight coefficient deriving units, 24 control units, 100 receiving apparatuses.
Claims (5)
前記第1変換部において変換した信号のうちの少なくともひとつのキャリアに配置された既知信号をもとに、当該キャリアに対する伝送路特性を推定する推定部と、
前記推定部において推定した伝送路特性の振幅を所定の範囲に制限する制限部と、
前記制限部において制限した伝送路特性に対応したキャリア以外のキャリアに所定の値を挿入してから、伝送路特性と所定の値との組合せを時間領域の信号に変換する第2変換部と、
前記第2変換部において変換した信号のうちの一部を除去する除去部と、
前記除去部において一部が除去された信号を周波数領域の信号に変換する第3変換部と、
前記第3変換部において変換した信号をもとに、前記第1変換部において変換した信号を処理する処理部と、
を備えることを特徴とする受信装置。 A first conversion unit that converts a received multicarrier signal and a multicarrier signal in which a known signal is arranged in at least one carrier into a frequency domain signal;
An estimation unit that estimates transmission path characteristics for the carrier based on a known signal arranged in at least one of the signals converted in the first conversion unit;
A limiting unit that limits the amplitude of the transmission path characteristic estimated in the estimation unit to a predetermined range;
A second conversion unit that converts a combination of the transmission path characteristic and the predetermined value into a signal in a time domain after inserting a predetermined value into a carrier other than the carrier corresponding to the transmission path characteristic limited in the limiting unit;
A removing unit for removing a part of the signal converted in the second converting unit;
A third conversion unit that converts the signal partially removed in the removal unit into a frequency domain signal;
A processing unit that processes the signal converted in the first conversion unit based on the signal converted in the third conversion unit;
A receiving apparatus comprising:
前記第1変換部において変換した信号のうちの少なくともひとつのキャリアに配置された既知信号をもとに、当該キャリアに対する伝送路特性を推定する推定部と、
前記推定部において推定した伝送路特性に対応したキャリア以外のキャリアに所定の値を挿入してから、伝送路特性と所定の値との組合せを時間領域の信号に変換する第2変換部と、
前記第2変換部において変換した信号のうちの一部に対して、時間の経過と共に通過特性が徐々にゼロになり、かつ時間のさらなる経過と共に通過特性が徐々にゼロから大きくなる特性を有したフィルタによって除去を実行する除去部と、
前記除去部において一部が除去された信号を周波数領域の信号に変換する第3変換部と、
前記第3変換部において変換した信号をもとに、前記第1変換部において変換した信号を処理する処理部と、
を備えることを特徴とする受信装置。 A first conversion unit that converts a received multicarrier signal and a multicarrier signal in which a known signal is arranged in at least one carrier into a frequency domain signal;
An estimation unit that estimates transmission path characteristics for the carrier based on a known signal arranged in at least one of the signals converted in the first conversion unit;
A second conversion unit that inserts a predetermined value into a carrier other than the carrier corresponding to the transmission path characteristic estimated by the estimation unit, and then converts a combination of the transmission path characteristic and the predetermined value into a signal in the time domain;
With respect to a part of the signal converted in the second conversion unit, the passage characteristic gradually becomes zero as time passes, and the passage characteristic gradually increases from zero as time passes further. A removal unit for performing removal by a filter;
A third conversion unit that converts the signal partially removed in the removal unit into a frequency domain signal;
A processing unit that processes the signal converted in the first conversion unit based on the signal converted in the third conversion unit;
A receiving apparatus comprising:
前記第3変換部は、周波数領域に変換した信号に対して補間を実行することによって、周波数領域に変換した信号に含まれた成分の数と、マルチキャリア信号に含まれたキャリアの数とを等しくすることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載の受信装置。 When the second conversion unit inserts a predetermined value into a carrier other than the carrier corresponding to the transmission path characteristic estimated by the estimation unit, the second conversion unit is smaller in number than the number of carriers that should actually insert the predetermined value. By inserting a predetermined value into the carrier, the number of transmission path characteristics and the predetermined value included in one combination is less than the number of carriers included in the multicarrier signal,
The third conversion unit performs interpolation on the signal converted into the frequency domain, thereby calculating the number of components included in the signal converted into the frequency domain and the number of carriers included in the multicarrier signal. 5. The receiving apparatus according to claim 1, wherein the receiving apparatuses are equal.
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013207380A (en) * | 2012-03-27 | 2013-10-07 | Toshiba Corp | Frequency domain equalization device and receiving device |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH1051415A (en) * | 1996-08-01 | 1998-02-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ofdm signal reception device |
JP2000165343A (en) * | 1998-11-30 | 2000-06-16 | Toshiba Corp | Ofdm receiver |
JP2004153799A (en) * | 2002-10-11 | 2004-05-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Creep canceler, relay system, and method for canceling creep |
JP2004343546A (en) * | 2003-05-16 | 2004-12-02 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Ofdm signal demodulator |
JP2005130485A (en) * | 2003-10-01 | 2005-05-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ofdm signal receiving apparatus and ofdm signal receiving method |
JP2005229466A (en) * | 2004-02-16 | 2005-08-25 | Pioneer Electronic Corp | Receiver and receiving method |
WO2006098147A1 (en) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Fujitsu Limited | Wireless communication apparatus and channel estimation and separation methods in multi-input system |
JP2007074669A (en) * | 2005-09-09 | 2007-03-22 | Sharp Corp | Receiving apparatus and receiving method |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2582439B2 (en) * | 1989-07-11 | 1997-02-19 | 富士通株式会社 | Writable semiconductor memory device |
-
2006
- 2006-02-02 JP JP2006026388A patent/JP4704229B2/en active Active
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH1051415A (en) * | 1996-08-01 | 1998-02-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ofdm signal reception device |
JP2000165343A (en) * | 1998-11-30 | 2000-06-16 | Toshiba Corp | Ofdm receiver |
JP2004153799A (en) * | 2002-10-11 | 2004-05-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Creep canceler, relay system, and method for canceling creep |
JP2004343546A (en) * | 2003-05-16 | 2004-12-02 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Ofdm signal demodulator |
JP2005130485A (en) * | 2003-10-01 | 2005-05-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ofdm signal receiving apparatus and ofdm signal receiving method |
JP2005229466A (en) * | 2004-02-16 | 2005-08-25 | Pioneer Electronic Corp | Receiver and receiving method |
WO2006098147A1 (en) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Fujitsu Limited | Wireless communication apparatus and channel estimation and separation methods in multi-input system |
JP2007074669A (en) * | 2005-09-09 | 2007-03-22 | Sharp Corp | Receiving apparatus and receiving method |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013207380A (en) * | 2012-03-27 | 2013-10-07 | Toshiba Corp | Frequency domain equalization device and receiving device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4704229B2 (en) | 2011-06-15 |
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