JP2007201626A - 受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模の増大を抑制しつつ、パルスを含む信号を精度よく受信できるようにする。
【解決手段】コンパレータ１４は、ローノイズアンプ１２からの信号が閾値設定回路１３にて設定された閾値以上であれば“１”、それ以下であれば“０”をカウンタ１５に出力し、カウンタ１５では、コンパレータ１４から出力された“１”の数をカウントし、判定回路１７は、ビット同期回路１６から出力されたタイミングでカウント値Ｃ１を所定値ＳＨと比較し、カウント値Ｃ１が所定値ＳＨより大きければ“１”、小さければ“０”としてパルスの有無を判定する。
【選択図】図１

Description

本発明は受信機に関し、特に、パルス無線通信方式に適用して好適なものである。

従来のパルスを用いた無線通信方式としては、特許文献１に開示されているように、スペクトル拡散方式の一種であるＵＷＢ−ＩＲ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ−Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒａｄｉｏ）方式がある。このＵＷＢ−ＩＲ方式では、ナノ秒程度の時間のパルスを送信することで、搬送波を用いることなくデータを送信することができる。
特開２００４−７２５８９号公報

しかしながら、従来のパルス無線通信方式では、受信機側でパルスの検出を行うためには、送信機から送信されたパルスと受信機側で発生させたパルスを同期させながら乗算する必要がある。このため、従来のパルス無線通信方式では、送信機から送信されるパルスと同じパルスを受信機側で生成したり、これらのパルスのタイミングを精度良く一致させる必要があり、受信機の構成が複雑化するという問題があった。

そこで、本発明の目的は、回路規模の増大を抑制しつつ、パルスを含む信号を精度よく受信することが可能な受信機を提供することである。

上述した課題を解決するために、本発明の一態様に係る受信機によれば、パルスを含む信号を受信するパルス信号受信手段と、前記パルスに含まれる波数をカウントするカウント手段と、前記波数のカウント値に基づいてパルスの有無を判定する判定手段とを備えることを特徴とする。
これにより、パルスに含まれる波数をカウントすることで、パルスを含む信号を復調することが可能となる。このため、復調処理をデジタル化することが可能となるとともに、送信機から送信されるパルスと同じパルスを受信機側で生成したり、これらのパルスのタイミングを精度良く一致させながら乗算を行ったりする必要がなくなり、回路規模の増大を抑制しつつ、パルスを含む信号を精度よく受信することが可能となる。

また、本発明の一態様に係る受信機によれば、パルスを含む信号を受信するパルス信号受信手段と、前記受信された信号を分周するプリスケーラと、前記プリスケーラにて分周されたパルスに含まれる波数をカウントするカウント手段と、前記波数のカウント値に基づいてパルスの有無を判定する判定手段とを備えることを特徴とする。
これにより、波数を直接カウントすることができないような高周波帯域においても、復調動作が可能となり、回路規模の増大を抑制しつつ、パルスを含む信号を精度よく受信することが可能となる。

また、本発明の一態様に係る受信機によれば、前記判定手段は、前記カウント値またはプリスケーラの特定のビットの参照結果に基づいてパルスの有無を判定することを特徴とする。
これにより、カウント値の特定のビットのみからパルスの有無を判定することが可能となり、パルスを含む信号を効率よく復調することが可能となる。

また、本発明の一態様に係る受信機によれば、前記判定手段は、前記カウント値が所定値を超えた時点で今回受信された信号の復調動作を停止させることを特徴とする。
これにより、パルスの有無の判定結果に影響を及ぼすことなく、不要なカウント動作を省略することができ、消費電力を低減しつつ、パルスを含む信号を精度よく復調することを可能となる。

また、本発明の一態様に係る受信機によれば、前記判定手段は、所定区間にカウントされたカウント値に基づいてノイズレベルを見積もることを特徴とする。
これにより、データを判定できる最小のパワーでデータを送信させることが可能となり、復調精度を劣化させることなく、送信電力を低減することができる。
また、本発明の一態様に係る受信機によれば、前記パルスを含む信号は、ＯＯＫ信号またはＦＳＫ信号であることを特徴とする。

これにより、パルスに含まれる波数をカウントすることで復調を行うことが可能となるとともに、ＦＳＫ信号を用いることで、多値変調を採用することができる。
また、本発明の一態様に係る受信機によれば、前半の期間と後半の期間とでカウント値が一致するように窓のタイミングを設定することにより、受信信号の同期捕捉を行う同期捕捉手段をさらに備えることを特徴とする。

これにより、パルスが存在する区間だけ波数をカウントすることが可能となり、パルスが存在しない区間にカウント動作が行われることを防止することができる。このため、パルスが存在しない区間に含まれるノイズがカウント値に与える影響を防止することができ、回路規模の増大を抑制しつつ、パルスを含む信号を効率よく復調することが可能となる。

また、本発明の一態様に係る受信機によれば、前記カウント値が閾値を超えるタイミングが窓の中央になるように受信信号の同期捕捉を行う同期捕捉手段をさらに備えることを特徴とする。
これにより、受信信号の同期捕捉を迅速に行うことができ、回路規模の増大を抑制しつつ、パルスを含む信号を高速に復調することが可能となる。

以下、本発明の実施形態に係る受信機について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る受信機の概略構成を示すブロック図、図２は、図１の受信機のデータ復調方法を示す図である。
図１において、受信機には、パルスＴＷを含む信号を電波として受信するアンテナ１１、アンテナ１１にて受信された信号から不要な帯域成分を除去するバンドパスフィルタ１９、バンドパスフィルタ１９から出力された信号を増幅するローノイズアンプ１２、パルスに含まれる波を論理値“０”または“１”として判別するための閾値を設定する閾値設定回路１３、パルスに含まれる波を閾値と比較することにより、パルスに含まれる波を検出するコンパレータ１４、コンパレータ１４にて検出された波数をカウントするカウンタ１５、パルスを含む信号の同期捕捉を行うビット同期回路１６およびカウンタ１５にてカウントされた波数のカウント値に基づいてパルスの有無を判定する判定回路１７が設けられている。なお、パルスＴＷを含む信号としては、例えば、ＯＯＫ（Ｏｎ Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を挙げることができ、パルスＴＷのある区間にはデータ“１”、パルスＴＷのない区間にはデータ“０”を割り当てることができる。

そして、アンテナ１１にて受信されたパルスＴＷを含む信号はバンドパスフィルタ１９にて要な帯域成分を除去された後、ローノイズアンプ１２にて所定のレベルまで増幅され、閾値設定回路１３およびコンパレータ１４に入力される。ここで、閾値設定回路１３では、ローノイズアンプ１２からの信号を元にコンパレータ１４の閾値を決定する。コンパレータ１４の閾値を決定する方法として、入力信号のピーク値の１／２の点に閾値を設定することができる。あるいは、通信開始時に、閾値を順次下げながらカウンタ１５によるカウント値の変化を観測し、１区間のカウント値を理想的なカウント値と比較し、その大小で閾値を合わせるようにしてもよい。

一方、コンパレータ１４では、ローノイズアンプ１２からの信号が閾値と比較され、論理値“０”または“１”の信号Ｓ１に変換されてから、カウンタ１５に出力される（図２（ａ））。すなわち、コンパレータ１４は、ローノイズアンプ１２からの信号が閾値設定回路１３にて設定された閾値以上であれば“１”、それ以下であれば“０”をカウンタ１５に出力する。そして、カウンタ１５では、コンパレータ１４から出力された“１”の数がカウントされ（図２（ｃ））、そのカウント値Ｃ１がビット同期回路１６および判定回路１７に出力される。

ここで、ビット同期回路１６は、カウンタ１５によるカウント動作に基づいて窓信号Ｍ１を設定し、受信信号の同期捕捉を行うことができる（図２（ｂ））。なお、窓信号Ｍ１を設定する方法としては、前半の期間と後半の期間とでカウント値が一致するように窓信号Ｍ１のタイミングを設定することができる。すなわち、受信信号との同期が取れていない状態で窓信号Ｍ１が“Ｈ”となっている間Ｔｗの１／２の期間をアップカウンタ、残りの１／２の期間をダウンカウンタとしてカウンタ１５を動作させる。すなわち、Ｔｗ期間の前半の１／２の期間にパルスが入力されると、カウンタ１５はカウント値をアップし、Ｔｗ期間の後半の１／２の期間にパルスが入力されると、カウント値をダウンする。そして、窓信号Ｍ１の中間点と最終点でのカウント値から同期を取るように窓のタイミングを操作する。受信信号との同期がとれておらず、Ｔｗ期間にパルスがまったく入力されない状態では、窓の中間点および最終点でのカウント値は共にゼロ（又はある値以下）となる。そして、ある回数分のＴｗ期間のカウント値がゼロであった場合、窓信号Ｍ１のタイミングを予め決められた分だけずらし、同様の動作を繰り返し行うことにより、窓信号Ｍ１のタイミングにパルスの一部が入力されるようにすることができる。

そして、ビット同期回路１６はカウンタ１５に窓信号Ｍ１を出力し、カウンタ１５はビット同期回路１６から窓信号Ｍ１が出力されている期間のみにカウント動作を行うことができる。すなわち、カウンタ１５はビット同期回路１６から出力された窓信号（Ｅｎａｂｌｅ）が“Ｈ”の時はコンパレータ１４からの出力に従ってカウント動作を行い、“L”の時はコンパレータ１４から出力に関わらずカウント動作を停止することができる。

一方、判定回路１７では、ビット同期回路１６から出力されたタイミングでカウント値Ｃ１を所定値ＳＨと比較し、カウント値Ｃ１が所定値ＳＨより大きければ“１”、小さければ“０”としてパルスの有無を判定することにより、データの復調を行うことができる（図２（ｄ））。所定値ＳＨが２のべき乗である場合には、カウンタ出力の特定のビットを参照することで、データの判定を行う事もできる。例えばＳＨ＝８の場合、カウンタの４ビット目を参照することにより、データの判定が可能である。

これにより、パルスに含まれる波数をカウントすることで、パルスを含む信号を復調することが可能となる。このため、復調処理をデジタル化することが可能となるとともに、送信機から送信されるパルスと同じパルスを受信機側で生成したり、これらのパルスのタイミングを精度良く一致させながら乗算を行ったりする必要がなくなり、回路規模の増大を抑制しつつ、パルスを含む信号を精度よく受信することが可能となる。

なお、判定回路１７では、カウント値Ｃ１がいくつ以上であれば“１”、いくつ以下であれば“０”という判定を行うための閾値ＳＨが設定される。カウント値Ｃ１の閾値ＳＨが設定する方法としては、送信されるパルスに含まれる波数の半分とすることができる。例えば、１パルスに１６個の波が含まれるとすると、カウント値Ｃ１の閾値ＳＨを８に設定することができる。

あるいは、受信信号のＳＮＲ(信号雑音比)を考慮してカウント値Ｃ１の閾値ＳＨを設定するようにしてもよい。この方法では、受信信号が“０”と判定された時（パルスは送られてきていない）のカウント値Ｃ１を雑音Ｎ１によるカウントアップと判断し、その値に基づいて閾値を少し高めに設定することができる。これにより、雑音Ｎ１によるパルスの誤検出を抑制することができる。なお、受信信号が“０”と判定された時のカウント値だけでなく、パルスとパルスの間に受信回路を動作させ（この時は確実にパルスがない）、その時のカウント値Ｃ１から閾値ＳＨを設定するようにしてもよい。

なお、上述した実施形態では、カウンタ１５にてカウントされたカウント値Ｃ１でパルスの有無を判定するので、判定回路１７での閾値ＳＨを超えた時点（すなわち、データが確定した時点）でローノイズアンプ１２やカウンタ１５の動作をすぐに停止させるようにしてもよい。また、窓信号Ｍ１の中央までにカウント値Ｃ１がカウントアップされなければ、その期間にはパルスがないと判断してローノイズアンプ１２やカウンタ１５の動作をすぐに停止させるようにしてもよい。これにより、余計な復調動作を行う必要がなくなり、低消費電力化が可能である。

図３は受信信号に対して窓信号が遅れている場合の同期捕捉方法を示す図、図４は受信信号に対して窓信号が進んでいる場合の同期捕捉方法を示す図、図５は受信信号と窓信号とが同期している場合の同期捕捉方法である。
図３において、コンパレータ１４からの信号Ｓ２が窓信号Ｍ２の前半部にかかった場合、カウンタ１５のカウント値Ｃ２がカウントアップされ、Ｔｗ期間が終了した時点でのカウント値Ｃ２は正となる。この時、窓信号Ｍ２はパルスに対して遅れていると判断でき、窓信号Ｍ２のタイミングを早くする。
一方、図４において、コンパレータ１４からの信号Ｓ２が窓信号Ｍ２の後半部にかかった場合、カウンタ１５のカウント値Ｃ２がカウントダウンされ、Ｔｗ期間が終了した時点でのカウント値Ｃ２は負となる。この時、窓信号Ｍ２はパルスに対して進んでいると判断でき、窓信号Ｍ２のタイミングを遅らせる。この動作を繰り返す事で、図５に示すように、窓信号Ｍ２の中間点のカウント値Ｃ２が正、窓信号Ｍ２の最終点でカウント値Ｃ２が０となるように、窓信号Ｍ２のタイミングを制御することができる。なお、同期が取れていない状態からの同期捕捉には、Ｔｗ期間をデータ伝送期間より長くして、Ｔｗ期間内にパルスが入る確率を上げるようにしてもよい。

そして、受信パルスと窓信号Ｍ２のタイミングが一致すると、同期追従を行うことができる。この同期追従では、同期捕捉の動作と同様にカウンタ１５のカウント値Ｃ２のカウントアップおよびカウントダウンを一定数の窓信号Ｍ２ごとに行うことにより、窓信号Ｍ２のタイミングを微調整することができる（なお、同期追従は毎回行わなくて良い）。
なお、上述した実施形態では、窓信号Ｍ１が“Ｈ”となる区間のみ回路を動作させて同期を取る方法について説明したが、同期捕捉中の信号を連続受信して、カウント値Ｃ１が閾値ＳＨを超えるタイミングが窓信号Ｍ１の中央になるように制御するようにしてもよい。これにより、短期間に受信パルスと窓信号Ｍ１のタイミングを合わせる事が可能となる。また、同期追従においては、通常の間欠受信とし、カウント値Ｃ１が閾値ＳＨを超えるタイミングが窓信号Ｍ１の中央になるように微調整すればよい。

ここで、上述した一つ目の同期捕捉方法は同期捕捉の精度が高く、二つ目の同期捕捉方法は同期捕捉のスピードが速い。よって、二つ目の同期捕捉方法で大まかに同期捕捉をしてから、一つ目の同期捕捉方法で精度良く窓信号Ｍ１のタイミングを合わせる事で、すばやく精度の高い同期捕捉が可能となる。
また、判定回路１７に関連して、パルスがない時のカウント値とパルスがある時のカウント値によりＳＮＲを判断するようにしてもよい。受信側でＳＮＲを求めることにより、ノイズレベルを判断し、その判断結果を送信側へフィードバックする事により、送信電力を調整し、データが判定できる最小のパワーで送信する事が可能となる。

図６は、本発明の第２実施形態に係る受信機の概略構成を示すブロック図である。
図６において、図１の構成に加えプリスケーラ１８がカウンタ１５の前段に挿入されている。そして、コンパレータ１４の出力は、プリスケーラ１８に入力される。そして、プリスケーラ１８では、コンパレータ１４の出力の分周を行ってからカウンタ１５に出力する。そして、カウンタ１５ではプリスケーラ１８にて分周された信号をカウントし、そのカウント値をビット同期回路１６および判定回路１７に出力する。これにより、カウンタ１５が動作しないような高周波領域においても、パルスの検出が可能となる。

図７は、本発明の第３実施形態に係る受信方法を示す図である。
図７において、パルス無線通信の変調方式としてＦＳＫ変調を用いることができる。このＦＳＫ変調の場合、一定区間内の波数が異なる複数のＦＳＫ信号Ｓ３、Ｓ４をデータ“１”または“０”に応じて１つを選択して送信することができる。そして、受信側で受信信号の波数を窓信号Ｍ３、Ｍ４のタイミングでそれぞれカウントし、そのときのカウント値Ｃ３、Ｃ４を判定することで、どのＦＳＫ信号Ｓ３、Ｓ４が送信されたかを判別し、データ１”または“０”の判定を行うことができる。また、波数が異なるＦＳＫ信号を３以上用いることでパルスの種類だけ多値変調が可能となり、効率的な通信が可能となる。

本発明の第１実施形態に係る受信機の概略構成を示すブロック図。 図１の受信機のデータ復調方法を示す図。 図１の受信機の同期捕捉方法を示す図。 図１の受信機の同期捕捉方法を示す図。 図１の受信機の同期捕捉方法を示す図。 本発明の第２実施形態に係る受信機の概略構成を示すブロック図。 本発明の第３実施形態に係る受信方法を示す図。

符号の説明

１１ アンテナ、１２ ローノイズアンプ、１３ 閾値設定回路、１４ コンパレータ、１５ カウンタ、１６ ビット同期回路、１７ 判定回路、１８ プリスケーラ、１９ バンドパスフィルタ

Claims (8)

1. パルスを含む信号を受信するパルス信号受信手段と、
   前記パルスに含まれる波数をカウントするカウント手段と、
   前記波数のカウント値に基づいてパルスの有無を判定する判定手段とを備えることを特徴とする受信機。
2. パルスを含む信号を受信するパルス信号受信手段と、
   前記受信された信号を分周するプリスケーラと、
   前記プリスケーラにて分周されたパルスに含まれる波数をカウントするカウント手段と、
   前記波数のカウント値に基づいてパルスの有無を判定する判定手段とを備えることを特徴とする受信機。
3. 前記判定手段は、前記カウント値またはプリスケーラの特定のビットの参照結果に基づいてパルスの有無を判定することを特徴とする請求項１または２記載の受信機。
4. 前記判定手段は、前記カウント値が所定値を超えた時点で今回受信された信号の復調動作を停止させることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項記載の受信機。
5. 前記判定手段は、所定区間にカウントされたカウント値に基づいてノイズレベルを見積もることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項記載の受信機。
6. 前記パルスを含む信号は、ＯＯＫ信号またはＦＳＫ信号であることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項記載の受信機。
7. 前半の期間と後半の期間とでカウント値が一致するように窓のタイミングを設定することにより、受信信号の同期捕捉を行う同期捕捉手段をさらに備えることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項記載の受信機。
8. 前記カウント値が閾値を超えるタイミングが窓の中央になるように受信信号の同期捕捉を行う同期捕捉手段をさらに備えることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項記載の受信機。

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